JP2020005388A - Motor control method and motor controller - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、シンクロナスリラクタンスモータを制御するモータ制御方法およびモータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control method and a motor control device for controlling a synchronous reluctance motor.
シンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ：Synchronous Reluctance Motor）は、ロータに磁石を使用せずに、ロータの磁気的な突極性によって発生するリラクタンストルクを利用したモータである。電動モータの制御方式としてベクトル制御が知られているが、ＳｙｎＲＭの制御にもベクトル制御を用いることができる。
図２１は、ＳｙｎＲＭの構成を説明するための図解図である。
A synchronous reluctance motor (SynRM: Synchronous Reluctance Motor) is a motor that uses a reluctance torque generated by a magnetic saliency of the rotor without using a magnet in the rotor. Although vector control is known as a control method of the electric motor, vector control can also be used for control of SynRM.
FIG. 21 is an illustrative view showing a configuration of the SynRM.
ＳｙｎＲＭ１００は、図２１に図解的に示すように、周方向に間隔をおいて配置された複数の磁気的な突極部を有するロータ１０１と、電機子巻線を有するステータ１０２とを備えている。電機子巻線は、Ｕ相のステータ巻線１１１、Ｖ相のステータ巻線１１２およびＷ相のステータ巻線１１３が星型結線されることにより構成されている。
各相のステータ巻線１１１，１１２，１１３の方向にＵ軸、Ｖ軸およびＷ軸をとった三相固定座標（ＵＶＷ座標系）が定義される。また、ロータ１０１の回転中心側から外周部へ磁束の流れやすい方向にｄ軸方向をとり、ロータ１０１の回転中心側から外周部へ磁束が流れにくい方向にｑ軸方向をとった二相回転座標系（ｄｑ座標系。実回転座標系）が定義される。ｄｑ座標系は、ロータ１０１の回転角（ロータ回転角）θに従う実回転座標系である。
As shown schematically in FIG. 21, the SynRM 100 includes a
Three-phase fixed coordinates (UVW coordinate system) that define the U axis, the V axis, and the W axis in the direction of the
図２１において、Ｉａは、電機子電流ベクトルである。ｉｄは、Ｉａのｄ軸成分（ｄ軸電流）である。ｉｑは、Ｉａのｑ軸成分（ｑ軸電流）である。βは、電流位相角であり、電機子電流ベクトルＩａとｄ軸との位相差である。
極対数がＰｎであるＳｙｎＲＭにおけるモータトルクＴは、次式(１)で表される。
Ｔ＝Ｐｎ・（Ｌｄ−Ｌｑ）・ｉｄ・ｉｑ …(１)
式（１）において、Ｌｄはｄ軸方向のインダクタンスであり、Ｌｑはｑ軸方向のインダクタンスである。
In FIG. 21, Ia is an armature current vector. id is the d-axis component of Ia (d-axis current). iq is the q-axis component of Ia (q-axis current). β is a current phase angle, which is a phase difference between the armature current vector Ia and the d-axis.
Pole pair motor torque T in SynRM is P n is expressed by the following formula (1).
T = P n · (L d -L q) · i d · i q ... (1)
In equation (1), L d is the inductance in the d-axis direction, and L q is the inductance in the q-axis direction.
ｉｑ＝Ｉａ・sinβ，ｉｄ＝Ｉａ・cosβであるので、モータトルクＴは、次式(２)で表される。
Ｔ＝（１／２）・Ｐｎ・（Ｌｄ−Ｌｑ）・Ｉａ ２sin２β …(２)
インバータで駆動されるＳｙｎＲＭでは、有効利用できる電機子電流および電機子端子電圧の最大値が、式（３），（４）に示すように、インバータ容量によって制限される。
Ｉａ=（ｉｄ ２＋ｉｑ ２）１／２≦Ｉａｍ …（３）
Ｖａ=（Ｖｄ ２＋Ｖｑ ２）１／２≦Ｖａｍ …（４）
前記式（３）において、Ｉａｍは電機子電流の上限値である。前記式（４）において、Ｖａは電機子端子電圧であり、Ｖｄはｄ軸電圧であり、Ｖｑはｑ軸電圧であり、Ｖａｍは電機子端子電圧の上限値である。ＩａｍはＳｙｎＲＭの定格電流またはインバータの最大出力電流で決まり、ＶａｍはインバータのＤＣリンク電圧に依存する。
i q = I a · sinβ, since it is i d = I a · cosβ, motor torque T is expressed by the following formula (2).
T = (1/2) · P n · (L d -L q) · I a 2 sin2β ... (2)
In a SynRM driven by an inverter, the maximum values of the armature current and the armature terminal voltage that can be effectively used are limited by the inverter capacity as shown in Expressions (3) and (4).
I a = ( id 2 + iq 2 ) 1/2 ≦ I am (3)
V a = (V d 2 + V q 2) 1/2 ≦ V am ... (4)
In the above equation (3), I am is the upper limit value of the armature current. In the formula (4), V a is the armature terminal voltage, V d is the d-axis voltage, V q is the q-axis voltage, V am is the upper limit value of the armature terminal voltage. I am is determined by the rated current of SynRM or the maximum output current of the inverter, and V am depends on the DC link voltage of the inverter.
このような制約条件を満足する電機子電流ベクトルＩａ（ｉｄ，ｉｑ）の範囲は、図２２に示すように、電流制限円Ｐおよび電圧制限楕円Ｑ１〜Ｑ３の内側となる。電流制限円Ｐおよび電圧制限楕円Ｑ１〜Ｑ３は、それぞれ次式（５），（６）で表される。
ｉｄ ２＋ｉｑ ２＝Ｉａｍ ２ …（５）
（Ｌｄ・ｉｄ）２＋（−Ｌｑ・ｉｑ）２＝｛（Ｖａｍ−Ｒａ・Ｉａｍ）／ω）｝２ …（６）
式（６）において、ωはＳｙｎＲＭの電気角速度であり、Ｒａは電機子抵抗である。
Armature current vector I a (i d, i q ) which satisfies such constraint range, as shown in FIG. 22, the inner current limit circle P and the voltage limit ellipse Q1 to Q3. The current limiting circle P and the voltage limiting ellipses Q1 to Q3 are represented by the following equations (5) and (6), respectively.
id 2 + iq 2 = I am 2 (5)
(L d · id ) 2 + (− L q · iq ) 2 = {(V am −R a · I am ) / ω)} 2 (6)
In Expression (6), ω is the electrical angular velocity of SynRM, and Ra is the armature resistance.
電圧制限楕円Ｑ１〜Ｑ３は、ＳｙｎＲＭの回転速度（回転数）が増加するほど内側に移行する。ＳｙｎＲＭの一般的なベクトル制御では、電源電圧に余裕がある低速度領域においては、電機子電流ベクトルＩａ（ｉｄ，ｉｑ）の範囲は、電流制限円Ｐによる制限のみを受ける。この範囲の領域を「定トルク領域」といいい、定トルク領域よりも回転速度が大きい領域を「定出力領域」という場合がある。 The voltage limiting ellipses Q1 to Q3 shift inward as the rotation speed (rotation speed) of the SynRM increases. In a typical vector control SynRM, in the low speed range to the power supply voltage has a margin, the range of the armature current vector I a (i d, i q ) are limited only by the current limit circle P. An area in this range is referred to as a “constant torque area”, and an area having a higher rotation speed than the constant torque area may be referred to as a “constant output area”.
図２２の例では、「定トルク領域」と「定出力領域」との境界では、例えば、電圧制限楕円が最も外側の楕円Ｑ１となり、電流に対する発生モータトルクが最大となる駆動点（電機子電流ベクトルＩａ（ｉｄ，ｉｑ）の終点）は、当該電圧制限楕円Ｑ１と電流制限円Ｐとの交点であるＡ点（定格点Ａ）となる。定格点は、「定トルク領域」と「定出力領域」との境界での駆動点である。 In the example of FIG. 22, at the boundary between the “constant torque region” and the “constant output region”, for example, the voltage limit ellipse becomes the outermost ellipse Q1, and the driving point (the armature current vector I a (i d, i q ) endpoint of) becomes the voltage limit ellipse Q1 and the point a is an intersection of the current limit circle P (rated point a). The rated point is a driving point at the boundary between the “constant torque region” and the “constant output region”.
ＳｙｎＲＭの回転速度が増加すると、電圧制限楕円Ｑ１〜Ｑ３は内側に移行する。この際、一般的なベクトル制御では、ｄ軸電流ｉｄがその指令値に等しくなるようにｄ軸電流ｉｄ優先で制御されるので、駆動点は、Ａ点からＢ点に向かって移動する。つまり、駆動点は、電流位相角βが小さくなる方向に移動する。
前述した一般的なベクトル制御では、ＳｙｎＲＭの回転速度が定格点Ａよりも大きくなると、電流位相角βが小さくなるので、式（２）からわかるように、トルクが低下する。
When the rotation speed of the SynRM increases, the voltage limiting ellipses Q1 to Q3 shift inward. At this time, in a typical vector control, since it is controlled by the d-axis current i d preferentially as d-axis current i d is equal to the command value, the drive point is moved toward the point A to the point B . That is, the driving point moves in a direction in which the current phase angle β decreases.
In the above-described general vector control, when the rotation speed of the SynRM becomes higher than the rated point A, the current phase angle β becomes smaller, so that the torque decreases as can be seen from the equation (2).
図２３は、一般的なベクトル制御における回転速度−トルク特性（Ｎ−Ｔ特性）を示すグラフである。図２３において横軸は、回転速度（回転数）［ｒ／ｍｉｎ］を表し、縦軸はモータトルク［Ｎ／ｍ］を表している。
ＳｙｎＲＭの回転速度がＡ点以下の領域（定トルク領域）においては、トルクはほぼ一定である。ＳｙｎＲＭの回転速度がＡ点を超えると、モータトルクは急激に低下する。
FIG. 23 is a graph showing rotation speed-torque characteristics (NT characteristics) in general vector control. In FIG. 23, the horizontal axis represents the rotation speed (rotation speed) [r / min], and the vertical axis represents the motor torque [N / m].
In a region where the rotation speed of the SynRM is below the point A (constant torque region), the torque is substantially constant. When the rotation speed of the SynRM exceeds the point A, the motor torque sharply decreases.
この発明の目的は、シンクロナスリラクタンスモータを高効率で制御できるモータ制御方法およびモータ制御装置を提供することである。 An object of the present invention is to provide a motor control method and a motor control device capable of controlling a synchronous reluctance motor with high efficiency.
請求項１に記載の発明は、シンクロナスリラクタンスモータを制御するモータ制御方法であって、ｄｑ座標系に対して所定の位相角（δ）だけ位相がずれた二相回転座標系をｄ’ｑ’座標系として、ｄ’軸電流指令値に電機子電流指令値を設定し、定トルク領域においてはｑ’軸電流指令値に零を設定し、定出力領域においては前記ｑ’軸電流指令値に所定の有意値を設定して、前記モータを制御する方法を参考制御方法とし、前記参考制御方法において、前記位相角が定トルク領域のトルクが最大となる角度に設定されており、前記ｑ’軸電流指令値が前記有意値でありかつ前記ｄ’軸電流指令値が電機子電流最大値である場合の計算上の電機子電流ベクトルと、ｄ’軸との角度差をΔδとすると、前記ｄ’ｑ’座標系に対して、前記ｄｑ座標系のｄ軸側に、前記Δδだけ位相がずれた二相回転座標系をｄ”ｑ”座標系として、ｄ”軸電流指令値に電機子電流指令値に応じた電流値を設定し、ｑ”軸電流指令値に前記有意値を設定して、前記モータをベクトル制御する、モータ制御方法である。なお、括弧内の英数字は、後述の実施形態における対応構成要素等を表すが、むろん、この発明の範囲は当該実施形態に限定されない。以下、この項において同じ。
The invention according to
この方法では、シンクロナスリラクタンスモータを参考制御方法と同様に高効率で制御できる。また、この方法では、定トルク領域と定出力領域との間で軸電流指令値を切り替えなくてもよいので、参考制御方法に比べて制御方法が簡単となる。
請求項２に記載の発明は、前記電機子電流最大値をＩａｍａｘとし、前記有意値をｍとすると、前記Δδは、次式（ａ）に基づいて演算される請求項１に記載のモータ制御方法である。
Δδ＝tan−１（ｍ／Ｉａｍａｘ）…（ａ）
According to this method, the synchronous reluctance motor can be controlled with high efficiency as in the reference control method. Further, in this method, since the shaft current command value does not need to be switched between the constant torque area and the constant output area, the control method is simpler than the reference control method.
The motor according to
Δδ = tan −1 (m / I amax ) (a)
請求項３に記載の発明は、ｄ”ｑ”座標系と三相固定座標系との間の座標変換に用いられる座標変換用回転角は、前記モータのロータ回転角と、前記位相角と、前記モータの回転方向とに基づいて演算される、請求項１または２に記載のモータ制御方法である。
請求項４に記載の発明は、前記電機子電流指令値に所定の補正係数ｐを乗算した値が、前記ｄ”軸電流指令値として設定されるようになっており、前記有意値をｍとし、前記電機子電流最大値をＩａｍａｘとすると、前記補正係数ｐは次式（ｂ）に基づいて演算される請求項１〜３のいずれか一項に記載のモータ制御方法である。
ｐ＝（Ｉａｍａｘ ２−ｍ２）１／２／Ｉａｍａｘ…（ｂ）
The rotation angle for coordinate conversion used for coordinate conversion between the d "q" coordinate system and the three-phase fixed coordinate system may be a rotation angle of the rotor of the motor, the phase angle, The motor control method according to
The invention according to
p = (I amax 2 −m 2 ) 1/2 / I amax ... (b)
請求項５に記載の発明は、前記位相角は、前記参考制御方法において、定トルク領域のトルクが最大となる位相角に設定され、前記有意値は、前記参考制御方法において、定出力領域のトルクが最大となる有意値に設定される、請求項１〜４のいずれか一項に記載のモータ制御方法である。
According to a fifth aspect of the present invention, in the reference control method, the phase angle is set to a phase angle at which a torque in a constant torque region is maximized, and the significant value is set in a constant output region in the reference control method. The motor control method according to any one of
請求項６に記載の発明は、シンクロナスリラクタンスモータ（１８）を制御するモータ制御装置（１２）であって、電機子電流指令値を設定する電機子電流指令値設定部（４１）と、ｄｑ座標系に対して所定の第１位相角（δ’）だけ位相がずれた二相回転座標系をｄ”ｑ”座標系とし、当該ｄ”ｑ”座標系と、三相固定座標系との間での座標変換を行うための座標変換用回転角を演算する座標変換用回転角演算手段（５４Ａ）と、前記電機子電流指令値に応じた電流値をｄ”軸電流指令値として設定するとともに、所定の有意値をｑ”軸電流指令値として設定する二相電流指令値設定手段（４２Ａ，４３Ａ）と、前記モータに流れる三相電流を、前記座標変換用回転角を用いてｄ”軸電流検出値およびｑ”軸電流検出値に座標変換する座標変換手段（５２Ａ）と、前記ｄ”軸電流指令値と前記ｄ”軸電流検出値との偏差に基づいてｄ”軸電圧指令値を演算するとともに、前記ｑ”軸電流指令値と前記ｑ”軸電流検出値との偏差に基づいてｑ”軸電圧指令値を演算する二相電圧指令値演算手段（４６Ａ，４７Ａ）とを含み、前記ｄｑ座標系に対して所定の第２位相角（δ）だけ位相がずれた二相回転座標系をｄ’ｑ’座標系として、ｄ’軸電流指令値に前記電機子電流指令値を設定し、定トルク領域においてはｑ’軸電流指令値に零を設定し、定出力領域においては前記ｑ’軸電流指令値に前記有意値を設定して、前記モータを制御する方法を参考制御方法とし、前記参考制御方法において、前記第２位相角が定トルク領域のトルクが最大となる角度に設定されており、前記ｑ’軸電流指令値が前記有意値でありかつ前記ｄ’軸電流指令値が電機子電流最大値である場合の計算上の電機子電流ベクトルとｄ’軸との角度差をΔδとすると、前記ｄ”ｑ”座標系のｄ”軸は、前記ｄ’ｑ’座標系のｄ’軸に対して、前記電機子電流ベクトルとは反対方向に、前記Δδだけ位相がずれている、モータ制御装置である。 The invention according to claim 6 is a motor control device (12) for controlling a synchronous reluctance motor (18), wherein an armature current command value setting section (41) for setting an armature current command value, and dq A two-phase rotation coordinate system whose phase is shifted by a predetermined first phase angle (δ ′) with respect to the coordinate system is defined as a d ″ q ″ coordinate system, and the d ″ q ″ coordinate system and the three-phase fixed coordinate system A coordinate conversion rotation angle calculating means (54A) for calculating a coordinate conversion rotation angle for performing coordinate conversion between the two, and setting a current value according to the armature current command value as a d ″ axis current command value. At the same time, two-phase current command value setting means (42A, 43A) for setting a predetermined significant value as a q ″ axis current command value, and a three-phase current flowing through the motor is converted to d ″ using the coordinate transformation rotation angle. Coordinates to be coordinate-converted to the axis current detection value and the q ″ axis current detection value Switching means (52A), and calculates a d ″ -axis voltage command value based on a deviation between the d ″ -axis current command value and the d ″ -axis current detection value. And a two-phase voltage command value calculating means (46A, 47A) for calculating a q ″ axis voltage command value based on a deviation from the detected shaft current value, and a predetermined second phase angle (δ) with respect to the dq coordinate system. ), The armature current command value is set as the d'-axis current command value, and the q'-axis current command value is set to zero in the constant torque region, with the two-phase rotating coordinate system having a phase shift of only In the constant output region, the method for controlling the motor by setting the significant value to the q′-axis current command value is referred to as a reference control method. In the reference control method, the second phase angle is constant. The angle at which the torque in the torque region is maximized is set, and Assuming that the angle difference between the calculated armature current vector and the d ′ axis when the command value is the significant value and the d ′ axis current command value is the armature current maximum value is Δδ, the d ″ q The “d” axis of the “coordinate system” is a motor control device that is out of phase with the d ′ axis of the d′ q ′ coordinate system in the direction opposite to the armature current vector by Δδ.
この構成では、シンクロナスリラクタンスモータを参考制御方法と同様に高効率で制御できる。また、この構成では、定トルク領域と定出力領域との間で軸電流指令値を切り替えなくてもよいので、参考制御方法に比べて制御方法が簡単となる。
請求項７に記載の発明は、前記二相電流指令値設定手段は、前記ｄ”軸電流指令値として、前記電機子電流指令値に所定の補正係数ｐを乗算した値を設定するように構成されており、前記有意値をｍとし、前記電機子電流最大値をＩａｍａｘとすると、前記補正係数ｐは次式（ｂ）に基づいて演算される請求項６に記載のモータ制御装置である。
ｐ＝（Ｉａｍａｘ ２−ｍ２）１／２／Ｉａｍａｘ…（ｂ）
With this configuration, the synchronous reluctance motor can be controlled with high efficiency, similarly to the reference control method. Further, in this configuration, since the shaft current command value does not need to be switched between the constant torque area and the constant output area, the control method is simpler than the reference control method.
The invention according to
p = (I amax 2 −m 2 ) 1/2 / I amax ... (b)
請求項８に記載の発明は、前記有意値は、前記参考制御方法において、定出力領域のトルクが最大となる有意値に設定される、請求項７または８に記載のモータ制御装置である。
The invention according to
以下では、この発明の実施形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置が適用された電動パワーステアリング装置の概略構成を示す模式図である。
電動パワーステアリング装置１は、車両を操向するための操舵部材としてのステアリングホイール２と、このステアリングホイール２の回転に連動して転舵輪３を転舵する転舵機構４と、運転者の操舵を補助するための操舵補助機構５とを備えている。ステアリングホイール２と転舵機構４とは、ステアリングシャフト６および中間軸７を介して機械的に連結されている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
FIG. 1 is a schematic diagram showing a schematic configuration of an electric power steering device to which a motor control device according to one embodiment of the present invention is applied.
The electric
ステアリングシャフト６は、ステアリングホイール２に連結された入力軸８と、中間軸７に連結された出力軸９とを含む。入力軸８と出力軸９とは、トーションバー１０を介して同一軸線上で相対回転可能に連結されている。
トーションバー１０の近傍には、トルクセンサ１１が配置されている。トルクセンサ１１は、入力軸８および出力軸９の相対回転変位量に基づいて、ステアリングホイール２に与えられた操舵トルクＴｈを検出する。この実施形態では、トルクセンサ１１によって検出される操舵トルクＴｈは、例えば、左方向への操舵のためのトルクが正の値として検出され、右方向への操舵のためのトルクが負の値として検出され、その絶対値が大きいほど操舵トルクの大きさが大きくなるものとする。トルクセンサ１１によって検出される操舵トルクＴｈは、ＥＣＵ（電子制御ユニット：Electronic Control Unit）１２に入力される。
Steering shaft 6 includes an
A
転舵機構４は、ピニオン軸１３と、転舵軸としてのラック軸１４とを含むラックアンドピニオン機構からなる。ラック軸１４の各端部には、タイロッド１５およびナックルアーム（図示略）を介して転舵輪３が連結されている。ピニオン軸１３は、中間軸７に連結されている。ピニオン軸１３は、ステアリングホイール２の操舵に連動して回転するようになっている。ピニオン軸１３の先端には、ピニオン１６が連結されている。
The
ラック軸１４は、車両の左右方向に沿って直線状に延びている。ラック軸１４の軸方向の中間部には、ピニオン１６に噛み合うラック１７が形成されている。このピニオン１６およびラック１７によって、ピニオン軸１３の回転がラック軸１４の軸方向移動に変換される。ラック軸１４を軸方向に移動させることによって、転舵輪３を転舵することができる。
The
ステアリングホイール２が操舵（回転）されると、この回転が、ステアリングシャフト６および中間軸７を介して、ピニオン軸１３に伝達される。そして、ピニオン軸１３の回転は、ピニオン１６およびラック１７によって、ラック軸１４の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪３が転舵される。
操舵補助機構５は、操舵補助力（アシストトルク）を発生するための電動モータ１８と、電動モータ１８の出力トルクを増幅して転舵機構４に伝達するための減速機構１９とを含む。電動モータ１８は、シンクロナスリラクタンスモータである。減速機構１９は、ウォームギヤ２０と、このウォームギヤ２０と噛み合うウォームホイール２１とを含むウォームギヤ機構からなる。減速機構１９は、伝達機構ハウジングとしてのギヤハウジング２２内に収容されている。
When the
The
ウォームギヤ２０は、電動モータ１８によって回転駆動される。また、ウォームホイール２１は、ステアリングシャフト６とは同方向に回転可能に連結されている。ウォームホイール２１は、ウォームギヤ２０によって回転駆動される。
電動モータ１８によってウォームギヤ２０が回転駆動されると、ウォームホイール２１が回転駆動され、ステアリングシャフト６が回転する。そして、ステアリングシャフト６の回転は、中間軸７を介してピニオン軸１３に伝達される。ピニオン軸１３の回転は、ラック軸１４の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪３が転舵される。すなわち、電動モータ１８によってウォームギヤ２０を回転駆動することによって、電動モータ１８による操舵補助が可能となる。
The
When the
電動モータ１８のロータの回転角（ロータ回転角）は、レゾルバ等の回転角センサ２５によって検出される。回転角センサ２５の出力信号は、ＥＣＵ１２に入力される。電動モータ１８は、モータ制御装置としてのＥＣＵ１２によって制御される。
本実施形態に係るモータ制御方法を説明する前に、本出願人が発明している３種類のモータ制御方法、すなわち、基本制御、駆動領域拡大制御および複合制御（参考制御方法）について説明する。なお、説明で用いる電動パワーステアリング装置の構成は、モータ制御装置２００，３００がＥＣＵ１２とは異なる点を除いて図１の電動パワーステアリング装置１の構成と同じである。
The rotation angle (rotor rotation angle) of the rotor of the
Before describing the motor control method according to the present embodiment, three types of motor control methods invented by the present applicant, that is, basic control, drive area enlargement control, and composite control (reference control method) will be described. The configuration of the electric power steering device used in the description is the same as the configuration of the electric
まず、図２〜図５を参照して、基本制御について説明する。
図２は、電動モータ１８の構成を説明するための図解図である。図２において、前述の図２１の各部に対応する部分には図２１と同じ符号を付して示す。
電動モータ１８は、シンクロナスリラクタンスモータであり、ロータ１０１と、電機子巻線を有するステータ１０２とを備えている。電機子巻線は、Ｕ相のステータ巻線１１１、Ｖ相のステータ巻線１１２およびＷ相のステータ巻線１１３が星型結線またはデルタ結線されることにより構成されている。
First, basic control will be described with reference to FIGS.
FIG. 2 is an illustrative view for explaining a configuration of the
The
各相のステータ巻線１１１，１１２，１１３の方向にＵ軸、Ｖ軸およびＷ軸をとった三相固定座標（ＵＶＷ座標系）が定義される。また、ロータ１０１の回転中心側から外周部へ磁束の流れやすい方向にｄ軸方向をとり、ロータ１０１の回転中心側から外周部へ磁束が流れにくい方向にｑ軸方向をとった第１の二相回転座標系（ｄｑ座標系）が定義される。ｄｑ座標系は、ロータ１０１の回転角（ロータ回転角）θに従う実回転座標系である。
Three-phase fixed coordinates (UVW coordinate system) that define the U axis, the V axis, and the W axis in the direction of the
以下において、電動モータ１８の正転方向は、図２におけるロータ１０１の反時計方向に対応し、電動モータ１８の逆転方向は、図２におけるロータ１０１の時計方向に対応するものとする。また、電動モータ１８の正転方向は、左方向への操舵方向に対応し、電動モータ１８の逆転方向は、右方向への操舵方向に対応するものとする。
図２において、Ｉａは、回転磁界をつくるための電流ベクトル（電機子電流ベクトル）である。βは電流位相角であり、電機子電流ベクトルＩａとｄ軸との位相差である。
In the following, the forward rotation direction of the
In FIG. 2, Ia is a current vector (armature current vector) for creating a rotating magnetic field. β is a current phase angle, which is a phase difference between the armature current vector Ia and the d-axis.
この基本制御（ならびに後述する駆動領域拡大制御および複合制御）では、さらに、ｄ軸に対して所定角度δだけ位相がずれた方向にｄ’軸をとり、ｑ軸に対して所定角度δだけ位相がずれた方向にｑ’軸をとった二相回転座標系が第２の二相回転座標系（ｄ’ｑ’座標系）として定義される。ｄ’ｑ’座標系は、ｄｑ座標系に対して、所定角度δだけ位相がずれた二相回転座標系である。 In the basic control (as well as the drive range enlargement control and the composite control described later), the d 'axis is taken in a direction shifted by a predetermined angle δ with respect to the d axis, and the phase is shifted by a predetermined angle δ with respect to the q axis. Is defined as a second two-phase rotating coordinate system (d'q 'coordinate system) in which the q' axis is taken in the direction in which. The d'q 'coordinate system is a two-phase rotating coordinate system whose phase is shifted by a predetermined angle? with respect to the dq coordinate system.
所定角度δは、ｄ軸に対するｄ’軸の位相差であるので、以下において、所定角度δをｄ’軸位相角という場合がある。ＵＶＷ座標系に対するｄ’ｑ’座標系の回転角γ（正転方向ではγ＝θ＋δ、逆転方向ではγ＝θ−δ）を用いることによって、ＵＶＷ座標系とｄ’ｑ’座標系との間での座標変換が行われる。
基本制御では、後述するように、ｄ’軸上に電機子電流ベクトルＩａが生成されるように、ｄ’軸電流指令値ｉｄ’＊およびｑ’軸電流指令値ｉｑ’＊が設定されるので、電流位相角βは、ｄ’軸位相角δとほぼ等しくなる。
The predetermined angle δ is a phase difference of the d ′ axis with respect to the d axis, and therefore, the predetermined angle δ may be referred to as a d ′ axis phase angle below. By using the rotation angle γ of the d′ q ′ coordinate system with respect to the UVW coordinate system (γ = θ + δ in the normal rotation direction, γ = θ−δ in the reverse rotation direction), the distance between the UVW coordinate system and the d′ q ′ coordinate system is obtained. Is performed.
In the basic control, as will be described later, the d′-axis current command value id ′ * and the q′-axis current command value iq ′ * are set so that the armature current vector Ia is generated on the d′-axis. Therefore, the current phase angle β becomes substantially equal to the d′-axis phase angle δ.
図３は、基本制御を実現するためのモータ制御装置２００の電気的構成を示す概略図である。
モータ制御装置２００は、マイクロコンピュータ３１と、このマイクロコンピュータ３１によって制御され、電動モータ１８に電力を供給する駆動回路（インバータ回路）３２と、電動モータ１８の各相のステータ巻線１１１，１１２，１１３に流れる電流を検出するための電流センサ３３，３４，３５とを備えている。
FIG. 3 is a schematic diagram showing an electrical configuration of a
The
マイクロコンピュータ３１は、ＣＰＵおよびメモリ（ＲＯＭ，ＲＡＭ，不揮発性メモリなど）を備えており、所定のプログラムを実行することによって、複数の機能処理部として機能するようになっている。この複数の機能処理部には、電機子電流指令値設定部４１と、ｄ’軸電流指令値設定部４２と、ｑ’軸電流指令値設定部４３と、ｄ’軸電流偏差演算部４４と、ｑ’軸電流偏差演算部４５と、ｄ’軸電流制御部４６と、ｑ’軸電流制御部４７と、電圧制限部４８と、座標変換部４９と、ＰＷＭ制御部５０と、電流検出部５１と、座標変換部５２と、回転角演算部５３と、座標変換用回転角演算部５４とを含んでいる。
The
回転角演算部５３は、所定の演算周期毎に、回転角センサ２５の出力信号に基いて、電動モータ１８のロータの回転角（ロータ回転角）θを演算する。座標変換用回転角演算部５４は、回転角演算部５３によって演算されたロータ回転角θに、予め設定されたｄ’軸位相角δ（δ＞０）を加算または減算することによって、座標変換用回転角γを演算する。具体的には、座標変換用回転角演算部５４は、電機子電流指令値設定部４１によって設定される電機子電流指令値Ｉａ ＊が零または正のときには、γ＝（θ＋δ）によってγを演算し、電機子電流指令値Ｉａ ＊が負のときには、γ＝（θ−δ）によってγを演算する。
The rotation
ｄ’軸位相角δ（電流位相角β）としては、定トルク領域におけるモータトルクが最大となるｄ’軸位相角δａ（電流位相角βａ）が設定されることが好ましい。このような電流位相角βａは、実験によって求めることができる。以下においては、電流位相角βａは６０度であるとする。
電流検出部５１は、所定の演算周期毎に、電流センサ３３，３４，３５の出力信号に基づいて、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の相電流を検出する。座標変換部５２は、座標変換用回転角演算部５４によって演算される座標変換用回転角γを用いて、電流検出部５１によって検出された３相の相電流を、ｄ’ｑ’座標系における２相の電流に変換する。ｄ’ｑ’座標系における２相の電流は、ｄ’軸電流成分とｑ’軸電流成分とからなる。座標変換部５２によって得られる２相の電流のうち、ｄ’軸電流成分をｄ’軸電流検出値ｉｄ’といい、ｑ’軸電流成分をｑ’軸電流検出値ｉｑ’ということにする。
As the d′-axis phase angle δ (current phase angle β), it is preferable to set the d′-axis phase angle δa (current phase angle βa) at which the motor torque in the constant torque region is maximized. Such a current phase angle βa can be obtained by an experiment. In the following, it is assumed that current phase angle βa is 60 degrees.
The
電機子電流指令値設定部４１、ｄ’軸電流指令値設定部４２およびｑ’軸電流指令値設定部４３は、ｄ’軸電流指令値ｉｄ’＊およびｑ’軸電流指令値ｉｑ’＊を設定するための軸電流指令値設定部を構成している。
電機子電流指令値設定部（以下、単に「電流指令値設定部４１」という場合がある）は、所定の演算周期毎に、電動モータ１８によって発生させるべきモータトルクに対応した電流の指令値である電機子電流指令値Ｉａ ＊を設定する。具体的には、電流指令値設定部４１は、まず、トルクセンサ１１によって検出される操舵トルクＴｈに基づいて、電動モータ１８によって発生させるべきモータトルク値（モータトルク指令値）を設定する。この際、電流指令値設定部４１は、操舵トルクＴｈとモータトルク指令値との関係を記憶したマップを用いて、モータトルク指令値を設定してもよい。そして、電流指令値設定部４１は、得られたモータトルク指令値を、電動モータ１８のトルク定数ＫＴで除算することによって、電機子電流指令値Ｉａ ＊を設定する。電機子電流指令値Ｉａ ＊は、操舵トルクＴｈが正であれば正の値をとり、操舵トルクＴｈが負であれば負の値をとる。
The armature current command
The armature current command value setting unit (hereinafter sometimes simply referred to as “current command
ｄ’軸電流指令値設定部４２は、電流指令値設定部４１から与えられる電機子電流指令値Ｉａ ＊を、ｄ’ｑ’座標系におけるｄ’軸電流の目標値であるｄ’軸電流指令値ｉｄ’＊として設定する。
ｑ’軸電流指令値設定部４３は、ｄ’ｑ’座標系におけるｑ’軸電流の目標値であるｑ’軸電流指令値ｉｑ’＊を設定する。ｑ’軸電流指令値ｉｑ’＊は、常に零に設定される。
The d'-axis current command
The q′-axis current command
ｄ’軸電流偏差演算部４４は、ｄ’軸電流指令値ｉｄ’＊と座標変換部５２によって得られるｄ’軸電流検出値ｉｄ’との偏差（ｉｄ’＊−ｉｄ’）を演算する。ｑ’軸電流偏差演算部４５は、ｑ’軸電流指令値ｉｑ’＊と座標変換部５２によって得られるｑ’軸電流検出値ｉｑ’との偏差（ｉｑ’＊−ｉｑ’）を演算する。
ｄ’軸電流制御部４６は、ｄ’軸電流偏差演算部４４によって得られた偏差（ｉｄ’＊−ｉｄ’）に対して、例えば比例積分演算（ＰＩ演算）を行なうことにより、ｄ’軸の電圧指令値であるｄ’軸電圧指令値Ｖｄ１’＊を演算する。ｑ’軸電流制御部４７は、ｑ’軸電流偏差演算部４５によって得られた偏差（ｉｑ’＊−ｉｑ’）対して、例えば比例積分演算（ＰＩ演算）を行なうことにより、ｑ’軸の電圧指令値であるｑ’軸電圧指令値Ｖｑ１’＊を演算する。
d 'axis current
d 'axis
電圧制限部４８は、Ｖａ ＊＝｛（Ｖｄ１’＊）２＋（Ｖｑ１’＊）２｝１／２とすると、Ｖａ ＊が電源電圧ＶＢよりも大きいか（Ｖａ ＊＞ＶＢ）否かを判別する。なお、電源電圧ＶＢは、駆動回路３２に電源を供給するための電源の電圧であり、図示しない電源電圧検出部によって検出される。Ｖａ ＊が電源電圧ＶＢ以下である場合には、電圧制限部４８は、ｄ’軸電圧指令値Ｖｄ１’＊およびｑ’軸電圧指令値Ｖｑ１’＊を、それぞれそのまま最終的なｄ’軸電圧指令値Ｖｄ２’＊およびｑ’軸電圧指令値Ｖｑ２’＊として出力する。
Voltage limiting unit 48, when V a * = {(V d1 '*) 2 + (V q1' *) 2} 1/2 to, V a * is greater than the supply voltage V B (V a *> V B ) is determined. The power supply voltage V B is a voltage of the power supply for supplying power to the
Ｖａ ＊が電源電圧ＶＢよりも大きい場合には、電圧制限部４８は、次式（７）に基づいて、Ｖｄ２’＊を演算する。つまり、ｑ’軸電圧を優先した制御とする。
Ｖｄ２’＊＝｛ＶＢ ２−（Ｖｑ１’＊）２｝１／２ …（７）
そして、電圧制限部４８は、得られたＶｄ２’＊を最終的なｄ’軸電圧指令値Ｖｄ２’＊として出力する。また、電圧制限部４８は、ｑ’軸電圧指令値Ｖｑ１’＊を、そのまま最終的なｑ’軸電圧指令値Ｖｑ２’＊として出力する。
If the V a * greater than the supply voltage V B, the
V d2 '* = {V B 2 - (V q1' *) 2} 1/2 ... (7)
Then, the
電圧制限部４８による制限処理後のｄ’軸電圧指令値Ｖｄ２’＊およびｑ’軸電圧指令値Ｖｑ２’＊は、座標変換部４９に与えられる。座標変換部４９は、座標変換用回転角演算部５４によって演算される座標変換用回転角γを用いて、ｄ’軸電圧指令値Ｖｄ２’＊およびｑ’軸電圧指令値Ｖｑ２’＊を、三相固定座標系におけるＵ相、Ｖ相およびＷ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。
The d′-axis voltage command value V d2 ′ * and the q′-axis voltage command value V q2 ′ * that have been subjected to the limiting process by the
ＰＷＭ制御部５０は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊それぞれに対応するデューティのＵ相ＰＷＭ制御信号、Ｖ相ＰＷＭ制御信号およびＷ相ＰＷＭ制御信号を生成し、駆動回路３２に供給する。
図４は、基本制御における電機子電流ベクトルの軌跡を示す模式図である。図４においては、電圧制限楕円Ｑ１〜Ｑ４のうち、外側から２番目の電圧制限楕円Ｑ２と電流制限円Ｐとの交点Ａが定格点である。電動モータ１８の回転速度が増加すると、電圧制限楕円は内側に移行する。この際、基本制御では、電圧制限部４８の働きによって、ｑ’軸電流ｉｑ’が指令値（この例では零）と等しくなるように、ｑ’軸電流ｉｑ’優先でベクトル制御されるので、駆動点は、Ａ点からｄ’軸に沿って原点に向かって移動する。このため、電流位相角βはほぼ一定となる。これにより、図２１〜図２３を用いて説明した従来の一般的なベクトル制御のように、定出力領域において電流位相角βが小さくならないため、電流位相角βが小さくなることによるトルク低下が解消される。
The
FIG. 4 is a schematic diagram showing a locus of an armature current vector in the basic control. In FIG. 4, the rated point is an intersection A between the second voltage limiting ellipse Q2 from the outside and the current limiting circle P among the voltage limiting ellipses Q1 to Q4. When the rotation speed of the
図５は、基本制御におけるＮ−Ｔ特性を示すグラフである。
図５において、基本制御と記されている曲線は、基本制御におけるＮ−Ｔ特性を示している。図５において、従来制御と記されている曲線は、図２１〜図２３を用いて説明した従来の一般的なベクトル制御におけるＮ−Ｔ特性を示している。図５から、基本制御では、従来の一般的なベクトル制御に比べて高出力が得られることがわかる。また、基本制御では、電流位相角βを変化させなくてもよいので、従来の最大出力制御に比べて制御方法が簡単となる。
FIG. 5 is a graph showing NT characteristics in the basic control.
In FIG. 5, a curve described as basic control indicates an NT characteristic in the basic control. In FIG. 5, a curve described as conventional control shows the NT characteristic in the conventional general vector control described with reference to FIGS. FIG. 5 shows that the basic control can obtain a higher output than the conventional general vector control. Further, in the basic control, the current phase angle β does not need to be changed, so that the control method is simpler than the conventional maximum output control.
次に、駆動領域拡大制御について説明する。
前述の基本制御において、ｄ’軸位相角δ（電流位相角β）の設定値を変えると、Ｎ−Ｔ特性が変化する。
図６は、基本制御において、電流位相角βの設定値を変化させた場合の、各電流位相角βに対するＮ−Ｔ特性を示すグラフである。
Next, the drive area enlargement control will be described.
In the above-described basic control, if the set value of the d′-axis phase angle δ (current phase angle β) is changed, the NT characteristic changes.
FIG. 6 is a graph showing NT characteristics with respect to each current phase angle β when the set value of the current phase angle β is changed in the basic control.
図６において、β＝βａ、β＝βｂ、β＝βｃ、β＝βｄおよびβ＝βｅで示される曲線は、それぞれ、基本制御において電流位相角βの設定値がβａ、βｂ、βｃ、βｄおよびβｅである場合のＮ−Ｔ特性を示している。βａ、βｂ、βｃ、βｄおよびβｅの間には、βａ＜βｂ＜βｃ＜βｄ＜βｅの関係がある。βａは、定トルク領域におけるモータトルクが最大となる電流位相角であり、この例では、６０度である。 In FIG. 6, the curves indicated by β = βa, β = βb, β = βc, β = βd, and β = βe indicate that the set values of the current phase angle β in the basic control are βa, βb, βc, βd, and βd, respectively. 9 shows NT characteristics when βe. βa, βb, βc, βd, and βe have a relationship of βa <βb <βc <βd <βe. βa is the current phase angle at which the motor torque in the constant torque region is maximum, and is 60 degrees in this example.
図６から、回転速度（回転数）に応じて、出力が最大となる電流位相角βが異なることがわかる。特に、定出力領域においては、電流位相角βが大きいほど、トルクが大きくなる領域が存在している。したがって、電動モータ１８が出し得る最大出力の特性は、図６の各電流位相角βに対するＮ−Ｔ特性のうち、各回転速度での出力最大値（トルク最大値）を繋いだ特性となる。基本制御のＮ−Ｔ特性と電動モータ１８が出し得る最大出力の特性とを比較すると、基本制御のＮ−Ｔ特性（例えば図６にβ＝βａで示す曲線に相当する）では、定出力領域において、電動モータ１８が出し得る最大出力の特性に比べてトルク不足部分が存在する。
FIG. 6 shows that the current phase angle β at which the output is maximized differs depending on the rotation speed (rotation speed). In particular, in the constant output region, there is a region where the torque increases as the current phase angle β increases. Therefore, the characteristic of the maximum output that the
そこで、本出願人は、このようなトルク不足を補うことができるモータ制御方法（以下、駆動領域拡大制御という）を発明した。駆動領域拡大制御は、基本制御で零に設定しているｑ’軸電流指令値ｉｑ’＊を、電動モータ１８に適した、零以外の有意値ｍに設定することによって、トルク不足を補う制御である。
図７は、駆動領域拡大制御における電機子電流ベクトルの軌跡を示す模式図である。駆動領域拡大制御では、ｑ’軸電流ｉｑ’が有意値ｍ（ｍ＞０）となるようにベクトル制御が行われる。図７においては、電圧制限楕円Ｑ１〜Ｑ４のうち、外側から３番目の電圧制限楕円Ｑ３と電流制限円Ｐとの交点Ａが定格点である。図７の点Ａ’は、基本制御における定格点を示している。電動モータ１８の回転速度が定格点Ａでの回転速度よりも大きくなると、電圧制限楕円は電圧制限楕円Ｑ３よりも内側に移行する。この際、ｑ’軸電流ｉｑ’が指令値（この例ではｍ）と等しくなるように、ｑ’軸電流ｉｑ’優先でベクトル制御すると、駆動点は、Ａ点から、ｑ’軸上のｉｑ’＝ｍの点Ｂに向かって移動する。
Therefore, the present applicant has invented a motor control method (hereinafter, referred to as drive region expansion control) that can compensate for such a shortage of torque. In the drive area expansion control, the q'-axis current command value iq ' * , which is set to zero in the basic control, is set to a significant value m other than zero, which is suitable for the
FIG. 7 is a schematic diagram illustrating a locus of an armature current vector in the drive area expansion control. In the drive area expansion control, vector control is performed so that the q′-axis current iq ′ becomes a significant value m (m> 0). In FIG. 7, the rated point is an intersection A between the third voltage limiting ellipse Q3 from the outside and the current limiting circle P among the voltage limiting ellipses Q1 to Q4. A point A ′ in FIG. 7 indicates a rated point in the basic control. When the rotation speed of the
有意値ｍとしては、定出力領域におけるモータトルクが最大となる有意値ｍａが設定されることが好ましい。このような有意値ｍａは、実験によって求めることができる。
図８は、駆動領域拡大制御におけるＮ−Ｔ特性を示すグラフである。図８において、ｉｑ’＝ｍで示される曲線は、駆動領域拡大制御におけるＮ−Ｔ特性を示している。図８において、β＝βａ、β＝βｂ、β＝βｃ、β＝βｄおよびβ＝βｅで示される曲線は、それぞれ、基本制御において、電流位相角βの設定値がβａ、βｂ、βｃ、βｄおよびβｅである場合のＮ−Ｔ特性を示している。
As the significant value m, it is preferable to set a significant value ma that maximizes the motor torque in the constant output region. Such a significant value ma can be obtained by an experiment.
FIG. 8 is a graph showing the NT characteristic in the drive area enlargement control. In FIG. 8, a curve indicated by iq ′ = m indicates the NT characteristic in the drive region enlargement control. In FIG. 8, the curves indicated by β = βa, β = βb, β = βc, β = βd, and β = βe indicate that the set values of the current phase angle β in the basic control are βa, βb, βc, βd And βe are shown for NT characteristics.
図８から、駆動領域拡大制御を適用した場合には、定出力領域において、前述の最大出力の特性に対するトルク不足が補われていることがわかる。しかしながら、β＝βａで示される基本制御のＮ−Ｔ特性に比べて、定トルク領域において、トルクが低下していることがわかる。この理由は、図７に示すように、駆動領域拡大制御では、定格点Ａでの電流位相角が、定トルク領域においてモータトルクが最大となる電流位相角βａに対してずれた角度となるからである。 From FIG. 8, it can be seen that, when the drive region enlargement control is applied, in the constant output region, the shortage of torque with respect to the characteristic of the maximum output described above is compensated. However, it can be seen that the torque is reduced in the constant torque region as compared with the NT characteristic of the basic control represented by β = βa. The reason for this is that, as shown in FIG. 7, in the drive area expansion control, the current phase angle at the rated point A is shifted from the current phase angle βa at which the motor torque becomes maximum in the constant torque area. It is.
そこで、本出願人は、定トルク領域においてトルクが低下するのを抑制できるモータ制御方法（以下、複合制御という）を発明した。この複合制御では、定トルク領域においては、前述の基本制御によって電動モータ１８を制御し、定出力領域においては前述の駆動領域拡大制御によって電動モータ１８を制御する。より具体的には、定トルク領域においては、ｑ’軸電流指令値ｉｑ’＊を零に設定し、定出力領域においては、ｑ’軸電流指令値ｉｑ’＊をｍ（ｍ＞０）に設定する。
Therefore, the present applicant has invented a motor control method (hereinafter, referred to as composite control) that can suppress a decrease in torque in a constant torque region. In this combined control, in the constant torque region, the
図９は、複合制御における電機子電流ベクトルの軌跡を示す模式図である。図９においては、電圧制限楕円Ｑ１〜Ｑ４のうち、外側から２番目の電圧制限楕円Ｑ２と電流制限円Ｐとの交点Ａが定格点である。電動モータ１８の回転速度が定格点Ａでの回転速度以下である場合には、ｑ’軸電流指令値ｉｑ’＊は零に設定される。電動モータ１８の回転速度が定格点Ａでの回転速度よりも大きくなると、ｑ’軸電流指令値ｉｑ’＊はｍに設定される。これにより、駆動点は、点ＡからＢ点に移動する。
FIG. 9 is a schematic diagram showing a locus of an armature current vector in the combined control. In FIG. 9, of the voltage limiting ellipses Q <b> 1 to Q <b> 4, the intersection A between the second voltage limiting ellipse Q <b> 2 from the outside and the current limiting circle P is the rated point. When the rotational speed of the
電動モータ１８の回転速度が定格点Ａでの回転速度よりも大きくなると、電圧制限楕円は内側に移行する。この際、複合制御では、ｑ’軸電流ｉｑ’が指令値（この例ではｍ）と等しくなるように、ｑ’軸電流ｉｑ’優先でベクトル制御される。これにより、駆動点は、Ｂ点から、ｑ’軸上のｉｑ’＝ｍの点Ｃに向かって移動する。これにより、電流位相角βは、β１、β２、β３というように、徐々に大きくなるように変化する。つまり、Ｎ−Ｔ特性が電動モータ１８の出し得る最大出力の特性に近い特性となるように、電流位相角βが自動的に変化する。
When the rotation speed of the
図１０は、複合制御におけるＮ−Ｔ特性を示すグラフである。図１０において、ｉｑ’＝０ ｏｒ ｍで示される曲線は、複合制御におけるＮ−Ｔ特性を示している。ｉｑ’＝０ ｏｒ ｍで示される曲線は、ｉｑ’＝０で示される定トルク領域の曲線と、ｉｑ’＝ｍで示される定出力領域の曲線とからなる。図１０において、β＝βａ、β＝βｂ、β＝βｃ、β＝βｄおよびβ＝βｅで示される曲線は、それぞれ、基本制御において、ｄ’軸位相角δ（電流位相角β）の設定値がβａ、βｂ、βｃ、βｄおよびβｅである場合のＮ−Ｔ特性を示している。 FIG. 10 is a graph showing NT characteristics in the combined control. In FIG. 10, a curve represented by iq ′ = 0 or m indicates the NT characteristic in the combined control. The curve represented by iq '= 0 or m includes a curve in a constant torque region represented by iq' = 0 and a curve in a constant output region represented by iq '= m. In FIG. 10, curves indicated by β = βa, β = βb, β = βc, β = βd, and β = βe are set values of the d′-axis phase angle δ (current phase angle β) in the basic control, respectively. Are βa, βb, βc, βd, and βe.
図１０から、複合制御では、定出力領域において、前述の最大出力の特性に対するトルク不足が補われることがわかる。また、定トルク領域において、基本制御に比べてトルクが低下しないことがわかる。つまり、複合制御では、電動モータ１８を簡単な制御方法によって高効率で制御できるようになる。
図１１は、複合制御を実現するためのモータ制御装置３００の電気的構成を示す概略図である。図１１において、前述の図３の各部に対応する部分には、図３と同じ符号を付して示す。
From FIG. 10, it can be seen that in the combined control, in the constant output region, the shortage of the torque for the characteristic of the maximum output is compensated. Further, it can be seen that the torque does not decrease in the constant torque region as compared with the basic control. That is, in the combined control, the
FIG. 11 is a schematic diagram showing an electric configuration of a
モータ制御装置３００は、マイクロコンピュータ３１と、このマイクロコンピュータ３１によって制御され、電動モータ１８に電力を供給する駆動回路（インバータ回路）３２と、電動モータ１８の各相のステータ巻線１１１，１１２，１１３に流れる電流を検出するための電流センサ３３，３４，３５とを備えている。
マイクロコンピュータ３１は、ＣＰＵおよびメモリ（ＲＯＭ，ＲＡＭ、不揮発性メモリなど）を備えており、所定のプログラムを実行することによって、複数の機能処理部として機能するようになっている。この複数の機能処理部には、軸電流指令値設定部６０と、ｄ’軸電流偏差演算部４４と、ｑ’軸電流偏差演算部４５と、ｄ’軸電流制御部４６と、ｑ’軸電流制御部４７と、電圧制限部４８と、座標変換部４９と、ＰＷＭ制御部５０と、電流検出部５１と、座標変換部５２と、回転角演算部５３と、座標変換用回転角演算部５４と、回転速度演算部５５とを含んでいる。
The
The
このモータ制御装置３００では、軸電流指令値設定部６０が、図３の３つの電流設定部４１，４２，４３からなる軸電流指令値設定部と異なっている点と、回転速度演算部５５が設けられている点において、図３のモータ制御装置２００と異なっている。その他の各部４４〜５４は、図３の対応する各部４４〜５４と同様なのでその説明を省略する。
回転速度演算部５５は、回転角演算部５３によって演算される回転角に基づいて電動モータ１８の回転速度（回転数）Ｎ［ｒ／ｍｉｎ］を演算する。
In the
The
図１２は、軸電流指令値設定部６０の構成を示すブロック図である。
軸電流指令値設定部６０は、定格点速度設定部６１と、制御モード切替部６２と、電機子電流指令値設定部６３と、ｄ’軸電流指令値設定部６４と、ｑ’軸電流指令値設定部６５とを含んでいる。
定格点速度設定部６１は、所定の演算周期毎に、図示しない電源電圧検出部によって検出された駆動回路３２の電源（図示略）の電圧ＶＢと、電源電圧−定格点速度テーブルとに基づいて、定格点速度ＮＡ［ｒ／ｍｉｎ］を設定する。定格点速度ＮＡは、定格点での回転速度（回転数）である。電源電圧−定格点速度テーブルは、図１３に示すように、電源電圧ＶＢに対する定格点速度ＮＡの関係が予め記憶されたテーブルであり、例えば不揮発性メモリに格納される。図１３に示すように、定格点速度ＮＡは、電源電圧ＶＢが大きくなるほど大きな値に設定される。
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of the shaft current command
The axis current command
Rated point
制御モード切替部６２は、回転速度演算部５５によって演算された回転速度Ｎと、定格点速度設定部６１によって設定された定格点速度ＮＡとに基づいて、基本制御モードと駆動領域拡大制御モードとの間で、制御モードを切り替える。基本制御モードは、前述の基本制御によって電動モータ１８が制御されるモードであり、駆動領域拡大制御モードは、前述の駆動領域拡大制御によって電動モータ１８が制御されるモードである。
Control
制御モード切替部６２は、回転速度演算部５５によって演算された回転速度Ｎが定格点速度ＮＡ以下であれば、速度領域が定トルク領域であると判定し、制御モードを基本制御モードに設定する。一方、回転速度Ｎが定格点速度ＮＡよりも大きければ、制御モード切替部６２は、速度領域が定出力領域であると判定し、制御モードを駆動領域拡大制御モードに設定する。制御モード切替部６２は、所定の演算周期毎に、制御モードの判定を行う。
Control
電機子電流指令値設定部６３は、所定の演算周期毎に、トルクセンサ１１によって検出される操舵トルクＴｈに基づいて算出されるモータトルク指令値Ｔｍと、制御モード切替部６２によって設定される制御モードとに基づいて、電機子電流指令値Ｉａ ＊を設定する。モータトルク指令値Ｔｍの算出には、例えば、操舵トルクＴｈとモータトルク指令値Ｔｍとの関係が記憶されたマップが用いられる。電機子電流指令値設定部６３の動作の詳細については、後述する。
The armature current command
ｄ’軸電流指令値設定部６４は、電機子電流指令値設定部６３によって設定された電機子電流指令値Ｉａ ＊を、そのままｄ’軸電流指令値ｉｄ’＊として設定する。
ｑ’軸電流指令値設定部６５は、制御モード切替部６２によって設定される制御モードに基づいて、ｑ’軸電流指令値ｉｑ’＊を設定する。具体的には、制御モード切替部６２によって設定される制御モードが基本制御モードである場合には、ｑ’軸電流指令値設定部６５は、ｑ’軸電流指令値ｉｑ’＊を零に設定する。制御モード切替部６２によって設定される制御モードが駆動領域拡大制御モードである場合には、ｑ’軸電流指令値設定部６５は、ｑ’軸電流指令値ｉｑ’＊を所定の有意値ｍ（ｍ＞０）に設定する。
The d'-axis current command
The q′-axis current command
電機子電流指令値設定部６３の動作例について詳しく説明する。
ＳｙｎＲＭの制御において電流位相角βを変えると電流とトルクの関係（一般的にトルク定数で示される）が変化する。図１４は、ＳｙｎＲＭの電流−トルク特性の実測値の一例を示すグラフである。ただし、図１４では、トルクが小さい低トルクの領域での特性は省略されている。図１４においてβ＝βａ、β＝βｂ、β＝βｃ、β＝βｄおよびβ＝βｅで示される曲線は、それぞれ、基本制御において、電流位相角βの設定値がβａ、βｂ、βｃ、βｄおよびβｅである場合の電流−トルク特性を示している。βａ、βｂ、βｃ、βｄおよびβｅの間には、βａ＜βｂ＜βｃ＜βｄ＜βｅの関係がある。図１４の各曲線の傾きがトルク定数である。
An operation example of the armature current command
When the current phase angle β is changed in the control of the SynRM, the relationship between the current and the torque (generally indicated by a torque constant) changes. FIG. 14 is a graph showing an example of measured values of current-torque characteristics of SynRM. However, in FIG. 14, characteristics in a low torque region where the torque is small are omitted. In FIG. 14, curves indicated by β = βa, β = βb, β = βc, β = βd, and β = βe indicate that the set values of the current phase angle β in the basic control are βa, βb, βc, βd, and βd, respectively. 9 shows a current-torque characteristic in the case of βe. βa, βb, βc, βd, and βe have a relationship of βa <βb <βc <βd <βe. The slope of each curve in FIG. 14 is the torque constant.
ＳｙｎＲＭの電流−トルク特性は、トルクが小さい低トルクの領域では非線形であるが、それ以外の領域ではほぼ線形となる特徴を有している。
図１５の曲線Ｆ１は、制御モードが基本制御モードである場合の電流−トルク特性を模式的に示すグラフである。曲線Ｆ１は、電流位相角βが６０度である場合の特性を示している。
The current-torque characteristic of SynRM is non-linear in a low torque region where the torque is small, but is substantially linear in other regions.
A curve F1 in FIG. 15 is a graph schematically showing the current-torque characteristics when the control mode is the basic control mode. The curve F1 shows the characteristics when the current phase angle β is 60 degrees.
また、図１５の曲線Ｆ２は、制御モードが駆動領域拡大制御モードである場合の電流−トルク特性を模式的に示すグラフである。図１５の曲線Ｆ２に示すように、駆動領域拡大制御モードである場合には、トルクが低い低トルク領域以外の領域において、電流位相角βの変化にかかわらず、トルク定数がほぼ一定となることが判明した。
曲線Ｆ１のトルクに対する電流の関係が、モータトルクに対する電機子電流指令値Ｉａ ＊の関係を表す第１のトルク−電流テーブルとして、不揮発性メモリに記憶されている。また、曲線Ｆ２のトルクに対する電流の関係が、モータトルクに対する電機子電流指令値Ｉａ ＊の関係を表す第２のトルク−電流テーブルとして不揮発性メモリに記憶されている。
A curve F2 in FIG. 15 is a graph schematically showing a current-torque characteristic in a case where the control mode is the drive region expansion control mode. As shown by the curve F2 in FIG. 15, in the drive region expansion control mode, the torque constant becomes substantially constant in a region other than the low torque region where the torque is low irrespective of the change in the current phase angle β. There was found.
The relationship between the current and the torque in the curve F1 is stored in the nonvolatile memory as a first torque-current table representing the relationship between the armature current command value Ia * and the motor torque. Further, the relationship between the current and the torque in the curve F2 is stored in the nonvolatile memory as a second torque-current table indicating the relationship between the armature current command value Ia * and the motor torque.
図１６は、電機子電流指令値設定部６３の動作の一例を示すフローチャートである。図１６の処理は、所定の演算周期毎に繰り返し実行される。
電機子電流指令値設定部（以下において、単に「電流指令値設定部６３」という場合がある）は、制御モード切替部６２によって制御モードが基本制御モードに設定されているか否かを判別する(ステップＳ１)。制御モードが基本制御モードに設定されている場合には(ステップＳ１：ＹＥＳ)、電流指令値設定部６３は、ステップＳ２に進む。ステップＳ２では、電流指令値設定部６３は、第１のトルク−電流テーブルを用いて、モータトルク指令値Ｔｍに対応する電機子電流指令値Ｉａ ＊を求めて、電機子電流指令値Ｉａ ＊として設定する。
FIG. 16 is a flowchart illustrating an example of the operation of the armature current command
The armature current command value setting unit (hereinafter, sometimes simply referred to as “current command
一方、制御モードが駆動領域拡大制御モードに設定されている場合には(ステップＳ１：ＮＯ)、電流指令値設定部６３は、ステップＳ３に進む。ステップＳ３では、電流指令値設定部６３は、第２のトルク−電流テーブルを用いて、モータトルク指令値Ｔｍに対応する電機子電流指令値Ｉａ ＊を求めて、電機子電流指令値Ｉａ ＊として設定する。
以下、本実施形態に係るモータ制御方法について説明する。
On the other hand, when the control mode is set to the drive region enlargement control mode (step S1: NO), the current command
Hereinafter, the motor control method according to the present embodiment will be described.
前述したように、複合制御では、電動モータ１８を高効率で制御できる。しかしながら、複合制御では、基本制御モード（定トルク領域）と駆動領域拡大制御モード（定出力領域）との間で、ｑ’軸電流指令値ｉｑ’＊を切り替えるための切替制御が必要となる。
そこで、本発明者は、複合制御と同様に電動モータ１８を高効率で制御でき、しかも軸電流指令値を切り替えるための切替制御が不要となるモータ制御方法（本実施形態に係るモータ制御方法）を発明した。以下、本実施形態に係るモータ制御方法について詳しく説明する。まず、図１７を参照して、本実施形態に係るモータ制御方法の考え方について説明する。
As described above, in the combined control, the
Therefore, the present inventor can control the
図１７の点Ａは、複合制御の定格点を示している。また、図１７のｄ’軸およびｑ’軸は、複合制御で用いられた第２の二相回転座標系（ｄ’ｑ’座標系）の座標軸を示している。
本実施形態に係るモータ制御方法では、図１７に示すように、ｄ軸に対して複合制御におけるｄ’位相角δとは異なる所定角度δ’だけ正転方向に位相がずれたｄ”軸をとり、ｑ軸に対して所定角度δ’だけ正転方向に位相がずれたｑ”軸をとった二相回転座標系を、第３の二相回転座標系（ｄ”ｑ”座標系）として定義する。所定角度δ’は、ｄ軸に対するｄ”軸の位相差であるので、以下において、所定角度δ’をｄ”軸位相角δ’という場合がある。そして、本実施形態に係るモータ制御方法では、ｄ”軸電流指令値Ｉｄ”＊に電機子電流指令値Ｉａ ＊に応じた電流値を設定し、ｑ”軸電流指令値Ｉｑ”＊に有意値ｍを設定して、電動モータ１８をベクトル制御する。
Point A in FIG. 17 indicates the rated point of the composite control. The d 'axis and the q' axis in FIG. 17 indicate the coordinate axes of the second two-phase rotating coordinate system (d'q 'coordinate system) used in the combined control.
In the motor control method according to the present embodiment, as shown in FIG. 17, the d ″ axis having a phase shifted in the forward direction by a predetermined angle δ ′ different from the d ′ phase angle δ in the composite control with respect to the d axis is A two-phase rotating coordinate system having a q ″ axis having a phase shifted in the normal rotation direction by a predetermined angle δ ′ with respect to the q axis is defined as a third two-phase rotating coordinate system (d ″ q ″ coordinate system). Define. Since the predetermined angle δ ′ is a phase difference between the d ″ axis and the d axis, the predetermined angle δ ′ may be hereinafter referred to as a d ″ axis phase angle δ ′. In the motor control method according to the present embodiment, a current value according to the armature current command value Ia * is set as the d "axis current command value Id " * , and the q "axis current command value Iq " *. Is set to a significant value m, and the
本実施形態に係るモータ制御方法の特徴は、ｑ”軸電流指令値Ｉｑ”＊に常にｍを設定するが、定格点を複合制御（基本制御）における定格点Ａと一致させることにある。本実施形態に係るモータ制御方法では、定格点を複合制御（基本制御）における定格点Ａと一致させるために、ｄ”軸位相角δ’が以下のように設定されるとともに電機子電流指令値Ｉａ ＊が以下のように補正される。 A feature of the motor control method according to the present embodiment is that although the q "axis current command value Iq " * is always set to m, the rated point matches the rated point A in the combined control (basic control). In the motor control method according to the present embodiment, in order to make the rated point coincide with the rated point A in the combined control (basic control), the d ″ -axis phase angle δ ′ is set as follows, and the armature current command value is set. I a * is corrected as follows.
まず、ｄ”軸位相角δ’の設定方法について説明する。図１７に示すように、電機子電流最大値をＩａｍａｘとし、ｄ’軸電流指令値ｉｄ’＊（ｄ’軸電流成分）をＩａｍａｘとし、ｑ’軸電流指令値ｉｑ’＊（ｑ’軸電流成分）をｍとしたときの計算上の電機子電流ベクトルをＩａ’とすると、電機子電流ベクトルＩａ’のｄ’軸からの角度Δδは、次式（８）で表される。
Δδ＝tan−１（ｍ／Ｉａｍａｘ）…（８）
First, a method of setting the d ″ -axis phase angle δ ′ will be described. As shown in FIG. 17, the maximum armature current value is I amax , and the d′-axis current command value id ′ * (d′-axis current component) was a I amax, q when 'the armature current vector on the calculation of when the (axis current component and m I a' axis current value i q '* q)' and, the armature current vector I a 'of The angle Δδ from the d ′ axis is expressed by the following equation (8).
Δδ = tan −1 (m / I amax ) (8)
ｄ”軸は、ｄ’軸に対して、前記電機子電流ベクトルＩａ’とは反対方向（図１７の例では時計方向）に、Δδだけ位相がずれた方向に設定される。したがって、ｄ”軸位相角δ’は、次式（９）に基づいて設定される。
δ’＝δ−Δδ
＝δ−tan−１（ｍ／Ｉａｍａｘ） …（９）
これにより、ｄ”ｑ”座標系は、ｄ’ｑ’座標系に対して、ｄｑ座標系のｄ軸側に、Δδだけ位相がずれた座標系となる。
The d ″ axis is set in the direction opposite to the armature current vector I a ′ (clockwise in the example of FIG. 17) with respect to the d ′ axis in a direction shifted by Δδ. "The axis phase angle δ 'is set based on the following equation (9).
δ ′ = δ−Δδ
= Δ-tan -1 (m / I amax ) (9)
As a result, the d "q" coordinate system becomes a coordinate system whose phase is shifted by ?? on the d-axis side of the dq coordinate system with respect to the d'q 'coordinate system.
なお、ｄ’軸位相角δとしては、複合制御（基本制御）を行った場合に、定トルク領域においてモータトルクが最大となるｄ’軸位相角δａ（電流位相角βａ）となるように設定されることが好ましい。また、有意値ｍとしては、複合制御において、定出力領域におけるモータトルクが最大となる有意値ｍａが設定されることが好ましい。
次に、電機子電流指令値Ｉａ ＊を補正する必要性およびその補正方法について説明する。
The d′-axis phase angle δ is set to be the d′-axis phase angle δa (current phase angle βa) at which the motor torque becomes maximum in the constant torque region when the composite control (basic control) is performed. Preferably. Further, as the significant value m, in the combined control, it is preferable to set a significant value ma at which the motor torque in the constant output region becomes maximum.
Next, the necessity of correcting the armature current command value Ia * and the correction method will be described.
電機子電流指令値Ｉａ ＊は、一般的に、その最大値Ｉａｍａｘ ＊が電機子電流最大値Ｉａｍａｘと等しくなるように設定される。本実施形態に係るモータ制御方法では、定出力領域のみならず、定トルク領域においても、ｑ”軸電流指令値Ｉｑ”＊はｍに設定される。このため、定トルク領域と定出力領域との境界において、ｄ”軸電流指令値Ｉｄ”＊が電機子電流指令値Ｉａ ＊の最大値Ｉａｍａｘ ＊である電機子電流最大値Ｉａｍａｘに設定されると、計算上の電機子電流Ｉａの大きさは、（Ｉａｍａｘ ２＋ｍ２）１／２となり、電機子電流最大値Ｉａｍａｘを超えてしまう。そうすると、電機子電流指令値Ｉａ ＊に応じたモータ制御ができなくなる。そこで、電機子電流指令値Ｉａ ＊を補正する必要がある。 The armature current command value Ia * is generally set such that its maximum value Iamax * is equal to the armature current maximum value Iamax . In the motor control method according to the present embodiment, the q "axis current command value Iq " * is set to m not only in the constant output region but also in the constant torque region. For this reason, at the boundary between the constant torque region and the constant output region, the armature current maximum value I amax in which the d ″ axis current command value I d ″ * is the maximum value I amax * of the armature current command value I a * is When set, the magnitude of the armature current I a on calculation, exceeds the (I amax 2 + m 2) 1/2 , and the armature current maximum value I amax. Then, the motor control according to the armature current command value Ia * cannot be performed. Therefore, it is necessary to correct the armature current command value Ia * .
ｑ”軸電流指令値Ｉｑ”＊は常にｍであるので、定トルク領域と定出力領域との境界において、計算上の電機子電流Ｉａを電機子電流最大値Ｉａｍａｘに一致させるためには、図１７に示すように、前記境界でのｄ”軸電流指令値Ｉｄ”＊を次式（１０）の条件を満たす電流指令値上限値Ｉａｌｉｍ ＊に設定する必要がある。
Ｉａｌｉｍ ＊＝（Ｉａｍａｘ ２−ｍ２）１／２ …（１０）
Since q "axis current value I q" * is always m, at the boundary between the constant torque region and constant output area, the armature current I a on calculations to match the armature current maximum value I amax As shown in FIG. 17, it is necessary to set the d "-axis current command value I d " * at the boundary to the current command value upper limit I alim * which satisfies the condition of the following equation (10).
I alim * = (I amax 2 −m 2 ) 1/2 (10)
そのためには、電機子電流指令値Ｉａ ＊が最大値Ｉａｍａｘ ＊であるときに、補正後の電機子電流指令値が電流指令値上限値Ｉａｌｉｍ ＊となるように、電機子電流指令値Ｉａ ＊の絶対値を低減補正すればよい。具体的には、次式（１１）により、補正係数ｐ（０＜ｐ＜１）を演算し、電流指令値Ｉａ ＊に補正係数ｐを乗算することにより電流指令値Ｉａ ＊-を補正し、補正後の電流指令値ｐ・Ｉａ ＊をｄ”軸電流指令値Ｉｄ”＊として設定すればよい。
ｐ＝Ｉａｌｉｍ ＊／Ｉａｍａｘ
＝（Ｉａｍａｘ ２−ｍ２）１／２／Ｉａｍａｘ …（１１）
また、本実施形態に係るモータ制御方法では、ＵＶＷ座標系に対するｄ”ｑ”座標系の回転角γ（正転方向ではγ＝θ＋δ’、逆転方向ではγ＝θ−δ’）を用いることによって、ＵＶＷ座標系とｄ’ｑ’座標系との間での座標変換が行われる。
For this purpose, when the armature current command value I a * is the maximum value I amax * , the armature current command value is adjusted so that the corrected armature current command value becomes the current command value upper limit I alim *. What is necessary is just to reduce and correct the absolute value of I a * . Specifically, the following equation (11), calculates the correction factor p (0 <p <1), the current command value I a * current command value by multiplying the correction coefficient p to I a * - a correction Then, the corrected current command value p · I a * may be set as d ″ axis current command value I d ″ * .
p = I alim * / I amax
= (I amax 2 −m 2 ) 1/2 / I amax (11)
In the motor control method according to the present embodiment, the rotation angle γ of the d ”q” coordinate system with respect to the UVW coordinate system (γ = θ + δ ′ in the normal rotation direction and γ = θ−δ ′ in the reverse rotation direction) is used. , UVW coordinate system and d′ q ′ coordinate system.
図１８は、本実施形態に係るモータ制御方法における電機子電流ベクトルの軌跡を示す模式図である。本実施形態に係るモータ制御方法では、ｑ”軸電流指令値Ｉｑ”＊は常にｍに設定される。図１８においては、電圧制限楕円Ｑ１〜Ｑ４のうち、外側から２番目の電圧制限楕円Ｑ２と電流制限円Ｐとの交点Ａが定格点となる。
電動モータ１８の回転速度が定格点Ａでの回転速度よりも大きくなると、電圧制限楕円は内側に移行する。この際、本実施形態に係るモータ制御方法では、ｑ”軸電流ｉｑ”が指令値（この例ではｍ）と等しくなるように、ｑ”軸電流ｉｑ”優先でベクトル制御される。これにより、駆動点は、Ａ点から、ｑ”軸上のｉｑ”＝ｍの点Ｃに向かって移動する。これにより、電流位相角βは、β１、β２、β３というように、徐々に大きくなるように変化する。つまり、Ｎ−Ｔ特性が電動モータ１８の出し得る最大出力の特性に近い特性となるように、電流位相角βが自動的に変化する。
FIG. 18 is a schematic diagram illustrating a locus of an armature current vector in the motor control method according to the present embodiment. In the motor control method according to the present embodiment, the q "axis current command value Iq " * is always set to m. In FIG. 18, the rated point is an intersection A between the second voltage limiting ellipse Q2 from the outside and the current limiting circle P among the voltage limiting ellipses Q1 to Q4.
When the rotation speed of the
図１９は、本実施形態に係るモータ制御方法におけるＮ−Ｔ特性を示すグラフである。図１９において、実施形態と記されている曲線は、本実施形態に係るモータ制御方法おけるＮ−Ｔ特性を示し、基本制御と記されている曲線は、基本制御におけるＮ−Ｔ特性を示している。
図１９から、本実施形態に係るモータ制御方法では、前述した複合制御と同様なＮ−Ｔ特性（図１０の太実線のグラフ参照）が得られるので、電動モータ（シンクロナスリラクタンスモータ）１８を高効率で制御できる。また、本実施形態に係るモータ制御方法では、定トルク領域と定出力領域との間で、ｑ”軸電流指令値ｉｑ”＊を切り替える必要がないため、前述した複合制御に比べて制御方法が簡単となる。
FIG. 19 is a graph showing NT characteristics in the motor control method according to the present embodiment. In FIG. 19, the curve described as the embodiment shows the NT characteristic in the motor control method according to the present embodiment, and the curve described as the basic control shows the NT characteristic in the basic control. I have.
From FIG. 19, in the motor control method according to the present embodiment, the same NT characteristics (see the thick solid line graph in FIG. 10) are obtained, so that the electric motor (synchronous reluctance motor) 18 is used. Can be controlled with high efficiency. Further, in the motor control method according to the present embodiment, there is no need to switch the q ″ -axis current command value iq ″ * between the constant torque region and the constant output region. Becomes easier.
図２０は、本実施形態に係るモータ制御方法を実現するためのＥＣＵ１２（図１参照）の電気的構成を示す概略図である。
ＥＣＵ１２は、トルクセンサ１１によって検出される操舵トルクＴｈに応じて電動モータ１８を駆動することによって、操舵状況に応じた適切な操舵補助を実現する。ＥＣＵ１２は、マイクロコンピュータ３１と、このマイクロコンピュータ３１によって制御され、電動モータ１８に電力を供給する駆動回路（インバータ回路）３２と、電動モータ１８の各相のステータ巻線１１１，１１２，１１３（図２参照）に流れる電流を検出するための電流センサ３３，３４，３５とを備えている。
FIG. 20 is a schematic diagram showing an electrical configuration of the ECU 12 (see FIG. 1) for implementing the motor control method according to the present embodiment.
The
マイクロコンピュータ３１は、ＣＰＵおよびメモリ（ＲＯＭ，ＲＡＭ、不揮発性メモリなど）を備えており、所定のプログラムを実行することによって、複数の機能処理部として機能するようになっている。この複数の機能処理部には、電機子電流指令値設定部４１と、ｄ”軸電流指令値設定部４２Ａと、ｑ”軸電流指令値設定部４３Ａと、ｄ”軸電流偏差演算部４４Ａと、ｑ”軸電流偏差演算部４５Ａと、ｄ”軸電流制御部４６Ａと、ｑ”軸電流制御部４７Ａと、電圧制限部４８Ａと、座標変換部４９Ａと、ＰＷＭ制御部５０Ａと、電流検出部５１と、座標変換部５２Ａと、回転角演算部５３と、座標変換用回転角演算部５４Ａとを含んでいる。
The
電機子電流指令値設定部４１、電流検出部５１および回転角演算部５３は、それぞれ図３と同様なので、その説明を省略する。
座標変換用回転角演算部５４Ａは、回転角演算部５３によって演算されたロータ回転角θに、予め設定されたｄ”軸位相角δ’（δ’＞０）を加算または減算することによって、座標変換用回転角γを演算する。具体的には、座標変換用回転角演算部５４Ａは、電機子電流指令値設定部４１によって設定される電機子電流指令値Ｉａ ＊が零または正のときには、γ＝（θ＋δ’）によってγを演算し、電機子電流指令値Ｉａ ＊が負のときには、γ＝（θ−δ’）によってγを演算する。座標変換用回転角演算部５４Ａは、トルクセンサ１１によって検出される操舵トルクＴｈが零または正のときには、γ＝（θ＋δ’）によってγを演算し、操舵トルクＴｈが負のときには、γ＝（θ−δ’）によってγを演算するようにしてもよい。
The armature current command
The coordinate conversion rotation
座標変換部５２Ａは、座標変換用回転角演算部５４Ａによって演算される座標変換用回転角γを用いて、電流検出部５１によって検出された３相の相電流を、ｄ”ｑ”座標系における２相の電流に変換する。ｄ”ｑ”座標系における２相の電流は、ｄ”軸電流成分とｑ”軸電流成分とからなる。座標変換部５２Ａによって得られる２相の電流のうち、ｄ”軸電流成分をｄ”軸電流検出値ｉｄ”といい、ｑ”軸電流成分をｑ”軸電流検出値ｉｑ”ということにする。
The coordinate
ｄ”軸電流指令値設定部４２Ａは、電流指令値設定部４１によって設定された電機子電流指令値Ｉａ ＊に補正係数ｐを乗算した値ｐ・Ｉａ ＊を、ｄ”ｑ”座標系におけるｄ”軸電流の目標値であるｄ”軸電流指令値ｉｄ”＊として設定する。
ｑ”軸電流指令値設定部４３Ａは、所定の有意値ｍを、ｄ”ｑ”座標系におけるｑ”軸電流の目標値であるｑ”軸電流指令値ｉｑ”＊として設定する。有意値ｍとしては、複合制御を行った場合に定出力領域でのモータトルクが最大となる有意値ｍａに設定されることが好ましい。
The d ″ -axis current command
The q ″ -axis current command
ｄ”軸電流偏差演算部４４Ａは、ｄ”軸電流指令値ｉｄ”＊と座標変換部５２Ａによって得られるｄ”軸電流検出値ｉｄ”との偏差（ｉｄ”＊−ｉｄ”）を演算する。ｑ”軸電流偏差演算部４５Ａは、ｑ”軸電流指令値ｉｑ”＊と座標変換部５２Ａによって得られるｑ”軸電流検出値ｉｑ”との偏差（ｉｑ”＊−ｉｑ”）を演算する。
ｄ”軸電流制御部４６Ａは、ｄ”軸電流偏差演算部４４Ａによって得られた偏差（ｉｄ”＊−ｉｄ”）に対して、例えば比例積分演算（ＰＩ演算）を行なうことにより、ｄ”軸の電圧指令値であるｄ”軸電圧指令値Ｖｄ１”＊を演算する。ｑ”軸電流制御部４７Ａは、ｑ”軸電流偏差演算部４５Ａによって得られた偏差（ｉｑ”’＊−ｉｑ”）対して、例えば比例積分演算（ＰＩ演算）を行なうことにより、ｑ”軸の電圧指令値であるｑ”軸電圧指令値Ｖｑ１”＊を演算する。
d "-axis current
d "axis
電圧制限部４８Ａは、Ｖａ ＊＝｛（Ｖｄ１”＊）２＋（Ｖｑ１”＊）２｝１／２とすると、Ｖａ ＊が電源電圧ＶＢよりも大きいか（Ｖａ ＊＞ＶＢ）否かを判別する。なお、電源電圧ＶＢは、駆動回路３２に電力を供給するための電源の電圧であり、図示しない電源電圧検出部によって検出される。Ｖａ ＊が電源電圧ＶＢ以下である場合には、電圧制限部４８Ａは、ｄ”軸電圧指令値Ｖｄ１”＊およびｑ’軸電圧指令値Ｖｑ１”＊を、それぞれそのまま最終的なｄ”軸電圧指令値Ｖｄ２”＊およびｑ’軸電圧指令値Ｖｑ２”＊として出力する。
The voltage limiting section 48A, V a * = {( V d1 "*) 2 + (V q1" *) 2} when 1/2 to, V a * is greater than the supply voltage V B (V a *> V B ) is determined. The power supply voltage V B is the
Ｖａ ＊が電源電圧ＶＢよりも大きい場合には、電圧制限部４８Ａは、次式（１２）に基づいて、Ｖｄ２”＊を演算する。つまり、ｑ”軸電圧を優先した制御とする。
Ｖｄ２”＊＝｛ＶＢ ２−（Ｖｑ１”＊）２｝１／２ …（１２）
そして、電圧制限部４８Ａは、得られたＶｄ２”＊を最終的なｄ”軸電圧指令値Ｖｄ２”＊として出力する。また、電圧制限部４８Ａは、ｑ”軸電圧指令値Ｖｑ１”＊を、そのまま最終的なｑ”軸電圧指令値Ｖｑ２”＊として出力する。
If the V a * greater than the supply voltage V B, the
V d2 "* = {V B 2 - (V q1" *) 2} 1/2 ... (12)
Then, the
電圧制限部４８Ａによる制限処理後のｄ”軸電圧指令値Ｖｄ２”＊およびｑ”軸電圧指令値Ｖｑ２”＊は、座標変換部４９Ａに与えられる。座標変換部４９Ａは、座標変換用回転角演算部５４Ａによって演算される座標変換用回転角γを用いて、ｄ”軸電圧指令値Ｖｄ２”＊およびｑ”軸電圧指令値Ｖｑ２”＊を、三相固定座標系におけるＵ相、Ｖ相およびＷ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。
The d ″ -axis voltage command value V d2 ″ * and the q ″ -axis voltage command value V q2 ″ * that have been subjected to the limiting process by the
ＰＷＭ制御部５０Ａは、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊それぞれに対応するデューティのＵ相ＰＷＭ制御信号、Ｖ相ＰＷＭ制御信号およびＷ相ＰＷＭ制御信号を生成し、駆動回路３２に供給する。
以上、この発明の一実施形態について説明したが、この発明はさらに他の形態で実施することもできる。前述の実施形態では、正転方向および逆転方向の双方向に回転可能な電動モータ１８について説明したが、この発明は、一方向にのみ回転駆動する電動モータにも適用することができる。
The
As described above, one embodiment of the present invention has been described, but the present invention can be implemented in other forms. In the above-described embodiment, the
また、前述においては、電動パワーステアリング装置用の電動モータの制御方法に、この発明を適用した場合の実施形態について説明した。しかし、この発明は電動パワーステアリング装置用の電動モータの以外のモータの制御方法に適用することができる。
その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。
Further, in the above, the embodiment in which the present invention is applied to the control method of the electric motor for the electric power steering device has been described. However, the present invention can be applied to a method of controlling a motor other than the electric motor for the electric power steering device.
In addition, various design changes can be made within the scope of the matters described in the claims.
１２…ＥＣＵ、１８…電動モータ、２５…回転角センサ、３１…マイクロコンピュータ、４１…電機子電流指令値設定部、４２Ａ…ｄ”軸電流指令値設定部、４３Ａ…ｑ”軸電流指値設定部、４４Ａ…ｄ”軸電流偏差演算部、４５Ａ…ｑ”軸電流偏差演算部、４６Ａ…ｄ”軸電流制御部、４７Ａ…ｑ”軸電流制御部、４８Ａ…電圧制限部、４９Ａ…座標変換部、５２Ａ…座標変換部、５３…回転角演算部、５４Ａ…座標変換用回転角演算部 12: ECU, 18: electric motor, 25: rotation angle sensor, 31: microcomputer, 41: armature current command value setting unit, 42A: d "axis current command value setting unit, 43A: q" axis current limit value setting unit , 44A... D "axis current deviation calculator, 45A... Q" axis current deviation calculator, 46A... D "axis current controller, 47A... Q" axis current controller, 48A... Voltage limiter, 49A. , 52A: coordinate conversion unit; 53, rotation angle calculation unit; 54A: rotation angle calculation unit for coordinate conversion
Claims (8)
ｄｑ座標系に対して所定の位相角だけ位相がずれた二相回転座標系をｄ’ｑ’座標系として、ｄ’軸電流指令値に電機子電流指令値を設定し、定トルク領域においてはｑ’軸電流指令値に零を設定し、定出力領域においては前記ｑ’軸電流指令値に所定の有意値を設定して、前記モータを制御する方法を参考制御方法とし、
前記参考制御方法において、前記位相角が定トルク領域のトルクが最大となる角度に設定されており、前記ｑ’軸電流指令値が前記有意値でありかつ前記ｄ’軸電流指令値が電機子電流最大値である場合の計算上の電機子電流ベクトルと、ｄ’軸との角度差をΔδとすると、
前記ｄ’ｑ’座標系に対して、前記ｄｑ座標系のｄ軸側に、前記Δδだけ位相がずれた二相回転座標系をｄ”ｑ”座標系として、ｄ”軸電流指令値に電機子電流指令値に応じた電流値を設定し、ｑ”軸電流指令値に前記有意値を設定して、前記モータをベクトル制御する、モータ制御方法。 A motor control method for controlling a synchronous reluctance motor,
The armature current command value is set as the d'-axis current command value with the two-phase rotating coordinate system having a phase shifted by a predetermined phase angle with respect to the dq coordinate system as a d'q 'coordinate system. Setting the q′-axis current command value to zero, setting a predetermined significant value to the q′-axis current command value in the constant output region, and controlling the motor as a reference control method,
In the reference control method, the phase angle is set to an angle at which torque in a constant torque region is maximized, the q′-axis current command value is the significant value, and the d′-axis current command value is an armature. Assuming that the difference between the calculated armature current vector when the current is the maximum value and the d ′ axis is Δδ,
With respect to the d′ q ′ coordinate system, a two-phase rotating coordinate system whose phase is shifted by Δδ on the d-axis side of the dq coordinate system is defined as a d ″ q ″ coordinate system. A motor control method comprising: setting a current value according to a slave current command value; setting the significant value to a q ″ axis current command value; and performing vector control of the motor.
前記Δδは、次式（ａ）に基づいて演算される請求項１に記載のモータ制御方法。
Δδ＝tan−１（ｍ／Ｉａｍａｘ）…（ａ） When the maximum value of the armature current is I amax and the significant value is m,
The motor control method according to claim 1, wherein the Δδ is calculated based on the following equation (a).
Δδ = tan −1 (m / I amax ) (a)
前記有意値をｍとし、前記電機子電流最大値をＩａｍａｘとすると、前記補正係数ｐは次式（ｂ）に基づいて演算される請求項１〜３のいずれか一項に記載のモータ制御方法。
ｐ＝（Ｉａｍａｘ ２−ｍ２）１／２／Ｉａｍａｘ…（ｂ） A value obtained by multiplying the armature current command value by a predetermined correction coefficient p is set as the d ″ axis current command value,
The motor control according to any one of claims 1 to 3, wherein the significant value is m, and the maximum value of the armature current is Iamax , and the correction coefficient p is calculated based on the following equation (b). Method.
p = (I amax 2 −m 2 ) 1/2 / I amax ... (b)
電機子電流指令値を設定する電機子電流指令値設定部と、
ｄｑ座標系に対して所定の第１位相角だけ位相がずれた二相回転座標系をｄ”ｑ”座標系とし、当該ｄ”ｑ”座標系と、三相固定座標系との間での座標変換を行うための座標変換用回転角を演算する座標変換用回転角演算手段と、
前記電機子電流指令値に応じた電流値をｄ”軸電流指令値として設定するとともに、所定の有意値をｑ”軸電流指令値として設定する設定する二相電流指令値設定手段と、
前記モータに流れる三相電流を、前記座標変換用回転角を用いてｄ”軸電流検出値およびｑ”軸電流検出値に座標変換する座標変換手段と、
前記ｄ”軸電流指令値と前記ｄ”軸電流検出値との偏差に基づいてｄ”軸電圧指令値を演算するとともに、前記ｑ”軸電流指令値と前記ｑ”軸電流検出値との偏差に基づいてｑ”軸電圧指令値を演算する二相電圧指令値演算手段とを含み、
前記ｄｑ座標系に対して所定の第２位相角だけ位相がずれた二相回転座標系をｄ’ｑ’座標系として、ｄ’軸電流指令値に前記電機子電流指令値を設定し、定トルク領域においてはｑ’軸電流指令値に零を設定し、定出力領域においては前記ｑ’軸電流指令値に前記有意値を設定して、前記モータを制御する方法を参考制御方法とし、前記参考制御方法において、前記第２位相角が定トルク領域のトルクが最大となる角度に設定されており、前記ｑ’軸電流指令値が前記有意値でありかつ前記ｄ’軸電流指令値が電機子電流最大値である場合の計算上の電機子電流ベクトルとｄ’軸との角度差をΔδとすると、前記ｄ”ｑ”座標系のｄ”軸は、前記ｄ’ｑ’座標系のｄ’軸に対して、前記電機子電流ベクトルとは反対方向に、前記Δδだけ位相がずれている、モータ制御装置。 A motor control device for controlling a synchronous reluctance motor,
An armature current command value setting unit for setting an armature current command value;
A two-phase rotating coordinate system whose phase is shifted by a predetermined first phase angle with respect to the dq coordinate system is referred to as a d "q" coordinate system, and a coordinate system between the d "q" coordinate system and the three-phase fixed coordinate system is used. Rotation angle calculating means for coordinate conversion for calculating a rotation angle for coordinate conversion for performing coordinate conversion,
A two-phase current command value setting means for setting a current value corresponding to the armature current command value as a d ″ axis current command value and setting a predetermined significant value as a q ″ axis current command value;
Coordinate conversion means for performing coordinate conversion of the three-phase current flowing through the motor into a d ″ -axis current detection value and a q ″ -axis current detection value using the coordinate conversion rotation angle;
A d ″ axis voltage command value is calculated based on a deviation between the d ″ axis current command value and the d ″ axis current detection value, and a deviation between the q ″ axis current command value and the q ″ axis current detection value is calculated. And a two-phase voltage command value calculating means for calculating a q ″ axis voltage command value based on
The armature current command value is set as the d'-axis current command value by using a two-phase rotating coordinate system whose phase is shifted by a predetermined second phase angle with respect to the dq coordinate system as a d'q 'coordinate system, and In the torque region, the q′-axis current command value is set to zero, and in the constant output region, the q′-axis current command value is set to the significant value, and the method of controlling the motor is referred to as a reference control method. In the reference control method, the second phase angle is set to an angle at which a torque in a constant torque region is maximized, the q'-axis current command value is the significant value, and the d'-axis current command value is an electric motor. Assuming that the calculated angle difference between the armature current vector and the d ′ axis when the armature current is the maximum value is Δδ, the d ″ axis of the d ″ q ″ coordinate system is d ′ of the d′ q ′ coordinate system. The motor is out of phase with the axis by the Δδ in a direction opposite to the armature current vector. Data controller.
前記有意値をｍとし、前記電機子電流最大値をＩａｍａｘとすると、前記補正係数ｐは次式（ｂ）に基づいて演算される請求項６に記載のモータ制御装置。
ｐ＝（Ｉａｍａｘ ２−ｍ２）１／２／Ｉａｍａｘ…（ｂ） The two-phase current command value setting means is configured to set, as the d ″ axis current command value, a value obtained by multiplying the armature current command value by a predetermined correction coefficient p,
The motor control device according to claim 6, wherein the correction coefficient p is calculated based on the following equation (b), where the significant value is m, and the armature current maximum value is I amax .
p = (I amax 2 −m 2 ) 1/2 / I amax ... (b)
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2021145348A1 (en) | 2020-01-16 | 2021-07-22 | 三ツ星ベルト株式会社 | Core wire for drive belt, drive belt, and method for manufacturing core wire and drive belt |
| JP7449471B2 (en) | 2020-06-08 | 2024-03-14 | 株式会社ジェイテクト | motor control device |
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