JP2015023658A - 給電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】装置全体の損失を抑え、小型で低コストの磁気結合の給電装置を提供する。【解決手段】外部との磁気結合により電力を授受する受電コイル、ブリッジ回路及び平滑コンデンサを備えると共に、平滑コンデンサの両端に負荷が接続され、ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとを逆並列接続したスイッチングアームを複数備え、受電コイルの電流を検出する電流検出手段、直流端子間電圧を検出する電圧検出手段、及び制御装置を有する給電装置に関する。制御装置は、交流端子間電圧ｖが、電流ｉの各ゼロクロスＺＣＰから所定の補償期間φをずらした点を中心として前後に等しい期間だけ、交流端子間電圧ｖが直流端子間電圧Ｖｏを波高値とする正負電圧になり、その他の期間は零電圧になるようにスイッチングすると共に、補償期間φを交流端子間電圧ｖが零電圧となる期間が最も短くなるように設定する。【選択図】図３

Description

本発明は、コイル相互間の磁気結合を利用して負荷に電力を供給する給電装置に関するものである。

電磁誘導によるコイル相互間の磁気結合を利用して負荷に電力を供給する方法として、例えば非接触給電が挙げられる。その原理は、複数のコイルを、空間を介して磁気的に結合することによっていわばトランスを形成し、前記コイル間の電磁誘導を利用して電力を授受するものである。
例えば、電力供給源に相当する一次側コイルを給電線としてレール状に配置し、二次側コイル及び受電回路を一体化して移動体を構成すると共に、一次側コイルと二次側コイルとを対向させることにより、前記給電線に沿って移動する移動体に非接触給電することが可能である。

ここで、図８は、特許文献１に記載された非接触給電装置を示している。図８において、高周波電源１００の両端には、コイルとしての一次側給電線１１０が接続されている。一次側給電線１１０には受電コイル１２０が磁気的に結合しており、一次側給電線１１０と受電コイル１２０とは一種のトランスを構成している。
受電コイル１２０の両端は、共振コンデンサＣ_ｒを介して全波整流回路１０の一対の交流端子に接続されている。なお、受電コイル１２０と共振コンデンサＣ_ｒとは、直列共振回路を構成している。

全波整流回路１０は、ダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｖ，Ｄ_ｘ，Ｄ_ｙをブリッジ接続して構成されている。全波整流回路１０の一対の直流端子には、全波整流回路１０の直流出力電圧が基準電圧値に等しくなるように制御する定電圧制御回路２０が接続されている。この定電圧制御回路２０は、例えば、リアクトルＬ_１、ダイオードＤ_１、平滑コンデンサＣ_０及び半導体スイッチＳＷ_１からなる昇圧チョッパ回路により構成されており、平滑コンデンサＣ_０の両端には負荷Ｒが接続されている。
なお、図８では、半導体スイッチＳＷ_１をスイッチングするための制御装置を省略してある。

図８の従来技術では、高周波電源１００により一次側給電線１１０に高周波電流を流し、受電コイル１２０を介して供給された高周波電力を全波整流回路１０に入力して直流電力に変換している。
一般に、この種の非接触給電装置では、一次側給電線１１０と受電コイル１２０との間のギャップ長の変化や両者の位置ズレにより、受電コイル１２０に誘起される電圧が変化し、これによって全波整流回路１０の直流出力電圧が変動する。また、負荷Ｒの特性も、全波整流回路１０の直流出力電圧が変動する原因となる。従って、図８では、全波整流回路１０の直流出力電圧を定電圧制御回路２０によって一定値に制御している。

非接触給電装置では、コイルを介して供給される電流の周波数が高いほど、電力伝送を行うために必要な励磁インダクタンスは小さくてよく、コイルやその周辺に配置するコアを小型化できる。しかし、高周波電源装置や受電回路を構成する電力変換器では、回路を流れる電流の周波数が高いほど半導体スイッチのスイッチング損失が増大して給電効率が低下するため、非接触給電される電力の周波数は数［ｋＨｚ］〜数十［ｋＨｚ］に設定するのが一般的である。

図８に示した非接触給電装置、特に、共振コンデンサＣ_ｒの後段の受電回路には、以下の問題点がある。
（１）受電回路が全波整流回路１０及び定電圧制御回路２０によって構成されているため、回路全体が大型化し、設置スペースの増大やコストの増加を招く。
（２）全波整流回路１０のダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｖ，Ｄ_ｘ，Ｄ_ｙに加え、定電圧制御回路２０のリアクトルＬ_１、半導体スイッチＳＷ_１、ダイオードＤ_１でも損失が発生するため、これらの損失が給電効率の低下要因となっている。

上記の問題点を解決する従来技術として、特許文献２に記載された非接触給電装置及びその制御方法が発明者らによって既に提案されている。
図９は、特許文献２に記載された非接触給電装置を示している。図９において、３１０は受電回路である。この受電回路３１０は、ブリッジ接続された半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙと、各スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙにそれぞれ逆並列に接続されたダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｘ，Ｄ_ｖ，Ｄ_ｙと、下アームのスイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙにそれぞれ並列に接続されたコンデンサＣ_ｘ，Ｃ_ｙと、これらの素子からなるブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサＣ_０と、を備えている。ブリッジ回路の交流端子間には、共振コンデンサＣ_ｒと受電コイル１２０との直列回路が接続され、平滑コンデンサＣ_０の両端には負荷Ｒが接続されている。

２００は、半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙをスイッチングするための駆動信号を生成する制御装置である。この制御装置２００は、電流検出手段ＣＴにより検出した受電コイル１２０の電流ｉと受電回路３１０の直流端子間電圧（直流出力電圧）Ｖ_ｏとに基づいて、前記駆動信号を生成する。

この非接触給電装置において、半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙを制御することにより、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖは、直流端子間電圧Ｖ_ｏを波高値とする正負電圧に制御される。一次側給電線１１０から受電回路３１０への給電電力は、受電コイル１２０の電流ｉと交流端子間電圧ｖとの積であり、制御装置２００が、直流端子間電圧Ｖ_ｏに基づいて半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号の位相を調整することで、給電電力の制御、すなわち直流端子間電圧Ｖ_ｏの一定制御が可能となる。また、受電回路３１０をスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙ及びダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｘ，Ｄ_ｖ，Ｄ_ｙからなるブリッジ回路によって構成することで、負荷Ｒが回生負荷の場合でも電力を一定に保つ動作が可能である。

この非接触給電装置によれば、図８のように定電圧制御回路２０を用いることなく、半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号の位相制御により直流端子間電圧Ｖ_ｏを一定に制御することができる。また、受電回路３１０をブリッジ回路及び平滑コンデンサＣ_０のみによって構成可能であるため、回路構成の簡略化、小型化、低コスト化を図ることができると共に、構成部品数を少なくして損失を低減し、高効率で安定した非接触給電が可能である。加えて、コンデンサＣ_ｘ，Ｃ_ｙの充放電作用により、いわゆるソフトスイッチングを行わせ、スイッチング損失を低減して更なる高効率化を可能にしている。

しかし、特許文献２に記載された従来技術では、受電コイル１２０の電流ｉが交流端子間電圧ｖの基本波成分に対して進み位相となるため、受電回路３１０の入力力率が低下するという問題があり、これが装置全体の損失の増加を招き、更なる小型化を阻む要因となっている。
そこで、出願人は、特願２０１３−０７１４３２号として、受電回路の入力力率を改善した非接触給電装置（以下、第１の先願発明という）を既に提案している。

図１０は、第１の先願発明の回路図である。図１０において、受電回路３２０は、ブリッジ接続された半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙと、各スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙにそれぞれ逆並列に接続されたダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｘ，Ｄ_ｖ，Ｄ_ｙと、これらの素子からなるブリッジ回路の一対の直流端子間に接続された平滑コンデンサＣ_０と、を備えている。ブリッジ回路の一対の交流端子間には、共振コンデンサＣ_ｒと受電コイル１２０との直列回路が接続され、平滑コンデンサＣ_０の両端には負荷Ｒが接続されている。なお、１００は高周波電源、１１０は一次側給電線である。
一方、制御装置２００は、直流端子間電圧Ｖ_ｏと、電流検出手段ＣＴにより検出した受電コイル１２０の電流ｉとに基づいて、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を生成し、出力する。図示されていないが、直流端子間電圧Ｖ_ｏは直流電圧検出器等の周知の電圧検出手段により検出される。

次に、図１０において、受電コイル１２０から負荷Ｒに電力を供給する場合の動作を説明する。
図１１は、受電コイル１２０の電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’、並びにスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を示しており、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作する。図１１において、ＺＣＰ’は電流ｉのゼロクロス点を示す。以下に、図１１の各期間（１）〜（４）における動作を説明する。

（１）期間（１）（スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｙをオン）：電流ｉは、受電コイル１２０→共振コンデンサＣ_ｒ→ダイオードＤ_ｕ→平滑コンデンサＣ_０→ダイオードＤ_ｙ→受電コイル１２０の経路で流れ、交流端子間電圧ｖは直流端子間電圧Ｖ_ｏを波高値とする正電圧となる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ_０が充電される。
（２）期間（２）（スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙをオン）：電流ｉは、受電コイル１２０→共振コンデンサＣ_ｒ→スイッチＱ_ｘ→ダイオードＤ_ｙ→受電コイル１２０の経路で流れ、交流端子間電圧ｖは零電圧となる。
（３）期間（３）（スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｖをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ_ｒ→受電コイル１２０→ダイオードＤ_ｖ→スイッチＱ_ｕ→共振コンデンサＣの経路で流れ、交流端子間電圧ｖは零電圧となる。
（４）期間（４）（スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｖをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ_ｒ→受電コイル１２０→ダイオードＤ_ｖ→平滑コンデンサＣ_０→ダイオードＤ_ｘ→共振コンデンサＣの経路で流れ、交流端子間電圧ｖは、直流端子間電圧Ｖ_ｏを波高値とする負電圧となる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ_０が充電される。
これ以降は、期間（１）のスイッチングモードに遷移し、同様の動作が繰り返される。

図１１から明らかなように、制御装置２００が半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙをスイッチング制御することで、交流端子間電圧ｖは、受電コイル１２０を流れる電流ｉの一方のゼロクロス点ＺＣＰ’の前後の期間αだけ零電圧となり、その他の期間は直流端子間電圧Ｖ_ｏを波高値とする正負電圧となるように制御される。一次側給電線１１０から受電回路３２０への給電電力は電流ｉと電圧ｖとの積であり、制御装置２００が、直流端子間電圧Ｖ_ｏの検出値に基づいてスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を調整することで、給電電力の制御、すなわち直流端子間電圧Ｖ_ｏの一定制御が可能になる。
このとき、図１１に示すように、電流ｉと交流端子間電圧ｖの基本波成分ｖ’との位相差は０°になるので、受電回路３２０の入力力率を１にすることができる。

ここで、第１の先願発明によれば、受電コイル１２０及び共振コンデンサＣ_ｒによる共振周波数が電源周波数と完全に一致している場合には受電回路３２０の入力力率が１となるが、共振周波数が電源周波数からずれると、受電回路３２０の入力力率は低下する。その理由を、以下に説明する。

図１２は、受電コイル１２０及び共振コンデンサＣ_ｒによる共振周波数が電源周波数からずれている場合の、受電回路３２０の入力側等価回路を示している。図１２では、受電コイル１２０に誘起される電圧ｖ_ｉｎを交流電源として表してあり、また、符号４００は、受電回路３２０及び負荷Ｒに相当するインピーダンスを示している。但し、一般的に、負荷Ｒに対してその他のインピーダンスは無視できるため、符号４００は負荷Ｒに相当する純抵抗とみなすことができる。
更に、図１３は受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖ_ｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形、並びにスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を示している。

図１２に示すように、受電コイル１２０のインダクタンスをＬ［Ｈ］、共振コンデンサＣ_ｒのキャパシタンスを部品の符号と同様にＣ_ｒ［Ｆ］とし、更に、電源周波数をｆ_ｓ［Ｈｚ］とした場合、インダクタンスＬと共振コンデンサＣ_ｒとの合成インダクタンスＬ_ｓ［Ｈ］は数式１により定義される。

一方、受電コイル１２０及び共振コンデンサＣ_ｒからなる共振回路の共振周波数は、数式２によって表される。

従って、ｆ_ｃ＝ｆ_ｓのときＬ_ｓ＝０，ｆ_ｃ≠ｆ_ｓのときＬ_ｓ≠０となる。
また、図１１に示した制御方法によれば、ｖ’の位相はｉと一致している。このため、受電コイル１２０の電流ｉがＩｓｉｎωｔと表されるとき、ｖ’はＶ’ｓｉｎωｔと表すことができる。

これに対し、ｖ_ｉｎは、図１２によりｖの基本波成分ｖ’とｖ_Ｌとの和によって表され、数式３のようになる。

Ｌ_ｓ＝０の場合にはｖ_ｉｎ＝Ｖ’ｓｉｎωｔとなり、ｖ_ｉｎとｉ（＝Ｉｓｉｎωｔ）との位相差θは０になって受電回路３２０の入力力率は１となる。しかし、Ｌ_ｓ≠０の場合には、図１３に示すようにｖ_ｉｎとｉとは位相差θを持つため、入力力率は低下することとなる。

そこで、Ｌ_ｓ≠０、すなわち受電コイル及び共振コンデンサからなる共振回路の共振周波数が電源周波数と一致していない場合にも受電回路の入力力率を向上させることを目的として、出願人は、特願２０１３−１２３８１０号に係る非接触給電装置（以下、第２の先願発明という）を既に提案している。
第２の先願発明の回路構成は図１０と同様であり、以下では、第２の先願発明による力率改善作用について説明する。

図１４は、図１０の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖ_ｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形と、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を示している。
また、図１５はこのときの受電回路３２０の入力側等価回路であり、符号４００は受電回路３２０及び負荷Ｒに相当するインピーダンスである。但し、一般的に、負荷Ｒに対してその他のインピーダンスは無視できるため、符号４００は負荷Ｒに相当する純抵抗とみなすことができる。なお、４０１はｖ’の容量性リアクタンス成分を示している。

第２の先願発明では、受電回路３２０の入力力率を改善するために、ｖの波高値が零となる期間の中点が電流ｉの一周期内の一方のゼロクロス点ＺＣＰから補償期間（角度）βだけずれるように、制御装置２００がスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙに駆動信号を与える。これにより、交流端子間電圧ｖは、前記中点の前後の期間（それぞれαとする）は零電圧、その他の期間は直流端子間電圧Ｖ_ｏを波高値とする正負電圧になり、ｉのゼロクロス点ＺＣＰを中心として非対称な波形となる。よって、ｖ’の位相はｉの位相とずれる。ここで、図１５に示したｖ’の容量性リアクタンス成分４０１による電圧降下がＬ_ｓにおける電圧降下ｖ_Ｌを補償するように期間βを与えると、回路のインピーダンスは見かけ上、純抵抗のみとなる。よって、ｉとｖ_ｉｎとの位相が一致するため、受電回路３２０の入力力率を１にすることができる。

次に、入力力率を１にするための期間βの求め方を説明する。まず、ｖ’は、フーリエ級数展開により数式４のように表される。

図１４より、数式４におけるａ_１，ｂ_１はそれぞれ数式５，６のように求められる。

一方、図１５より、ｖ’は数式７のように表すこともできる。

入力力率を１にするとき、ｉとｖ_ｉｎとの位相は一致するため、ｉ_ｉｎ（ωｔ）＝Ｉ_ｉｎｓｉｎ（ωｔ）と考えると、ｖ_ｉｎ（ωｔ）＝Ｖ_ｉｎｓｉｎ（ωｔ）となる。従って、数式７は数式８のように表すことができる。

Ｖ_Ｌ＝ωＬ_ｓＩとおくと、数式４〜６，８より、数式９，１０が成り立つ。

従って、入力力率を１にするときのβ及びαは、それぞれ数式１１，１２により求められる。

すなわち、電源周波数と共振周波数とが一致せずにＬ_ｓ≠０である場合にも、制御装置２００が数式１１，１２によるα，βを用いて演算した駆動信号によりスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙを駆動すれば、受電回路３２０の入力力率を１に制御することができる。
なお、配線インダクタンスが大きい場合など、他のインピーダンスの影響が大きく、図１５における符号４００を純抵抗と見なせない場合には、符号４００に含まれるリアクタンス分も補償するように期間βを与えることで、入力力率を１とすることができる。
また、ｖの波形が図１４と同じであれば、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を例えば図１６のようにした場合でも、数式１１，１２のα，βを適用してスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙを駆動すれば、受電回路３２０の入力力率を１にすることができる。

特開２００２-３５４７１１号公報（段落［００２８］〜［００３１］，［００４１］〜［００４５］、図１，図６等） 特開２０１２−１２５１３８号公報（段落［００１５］〜［００２７］、図１〜図３等）

しかしながら、第２の先願発明には次のような問題がある。
すなわち、第２の先願発明において、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙのスイッチング中に誘起電圧ｖ_ｉｎを検出することはできず、計算によって求めることも困難であるため、給電装置の動作中に前述の理論式から入力力率を１にするための補償期間βを求めることは難しい。
そこで、本発明の解決課題は、給電装置の動作中であっても、受電コイル及び共振コンデンサからなる共振回路の共振周波数が電源周波数と一致していない場合に受電回路の入力力率を向上させ、装置全体の損失低減、小型化及び低価格化を可能にした給電装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の直流端子間に接続され、かつ、負荷の両端に接続された平滑コンデンサと、
前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
前記ブリッジ回路における半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
前記ブリッジ回路が、前記半導体スイッチとダイオードとを逆並列接続したスイッチングアームを複数備えてなる給電装置において、
前記制御手段は、
前記入力電流の一周期内の各ゼロクロス点から所定の補償期間をずらした点を中心として前後に等しい期間だけ、前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧になり、その他の期間は、前記交流端子間電圧が零電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングすると共に、前記補償期間を、前記交流端子間電圧が零電圧となる期間が最も短くなるように設定するものである。

請求項２に係る発明は、前記制御手段が、前記入力電流の一周期内の各ゼロクロス点から所定の補償期間をずらした点を中心として前後に等しい期間だけ、前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が零電圧になり、その他の期間は、前記交流端子間電圧が前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングすると共に、前記補償期間を、前記交流端子間電圧が零電圧となる期間が最も短くなるように設定するものである。

請求項３に係る発明は、前記制御手段が、前記入力電流の一周期内の何れか一方のゼロクロス点から所定の補償期間をずらした点を中心として前後に等しい期間だけ、前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が零電圧になり、その他の期間は、前記交流端子間電圧が前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングすると共に、前記補償期間を、前記交流端子間電圧が零電圧となる期間が最も短くなるように設定するものである。

本発明によれば、給電装置の運転中であっても、共振回路の共振周波数が電源周波数と一致していない場合の受電回路の入力力率を向上させて装置全体の損失を抑え、給電装置の小型化、低コスト化を図ることができる。

本発明の実施形態を示す給電装置の回路図である。 図１の給電装置の制御ブロック図である。 図１の給電装置を対象とした第１実施例の動作説明図である。 図１の給電装置を対象とした第２実施例の動作説明図である。 図１の給電装置を対象とした第３実施例の動作説明図である。 第１〜第３実施例により求めた補償期間φを用いてＰＬＬ制御を行う場合の制御ブロック図である。 図６の動作説明図である。 特許文献１に記載された従来技術の回路図である。 特許文献２に記載された従来技術の回路図である。 第１の先願発明の回路図である。 第１の先願発明の動作説明図である。 図１０に示した受電回路の入力側等価回路図である。 第１の先願発明の動作説明図である。 第２の先願発明の動作説明図である。 図１０における受電回路の入力側等価回路図である。 第２の先願発明の動作説明図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の実施形態を示す給電装置の回路図であり、請求項１〜３に係る発明が適用されるものである。なお、本発明は、非接触型、接触型の給電装置の何れにも適用可能であるが、以下の各実施形態では、本発明を非接触給電装置に適用した場合について説明する。

図１に示す非接触給電装置は、図１０と同様に構成されている。すなわち、受電回路３２０は、ブリッジ接続された半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙと、各スイッチにそれぞれ逆並列に接続されたダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｘ，Ｄ_ｖ，Ｄ_ｙと、これらの素子からなるブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサＣ_０と、を備えている。ブリッジ回路の交流端子間には、共振コンデンサＣ_ｒと受電コイル１２０との直列回路が接続され、平滑コンデンサＣ_０の両端には負荷Ｒが接続されている。なお、１００は高周波電源、１１０は一次側給電線である。
一方、制御装置２００は、直流端子間電圧Ｖ_ｏと、電流検出手段ＣＴにより検出した受電コイル１２０の電流ｉとに基づいて、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を生成し、出力する。

次に、この給電装置の制御方法を説明する。図２は、図１の給電装置の制御ブロック図であり、後述する補償期間（角度）φを演算するためのものである。また、図３は、請求項１に相当する第１実施例を適用した場合の、受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖ_ｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形、並びにスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を示している。
以下、図２，図３に基づいて第１実施例を説明する。

まず、図２に示す制御ブロックにおいて、正弦波の入力信号ｓｉｎ（２πｆ_１ｔ）を一周期分与える。その周波数ｆ_１は電源周波数ｆ_ｓよりも十分に小さい値とし、例えばｆ_ｓの１／１０程度とする。この制御ブロックの出力を、図３における電流ｉのゼロクロス点ＺＣＰを基準とした補償期間φ（前述した第２の先願発明における補償期間βに相当する）とすると、期間φは入力信号ｓｉｎ（２πｆ_１ｔ）と同じ周波数ｆ_１で変化する。このとき、入力信号の変化に伴って図３の期間αも変化するが、受電回路３２０の入力力率が悪い時はαが長くなり、入力力率が良い時はαが短くなる。その理由を、以下に説明する。

まず、図３における期間αに相当する期間（電圧ｖが零電圧となる期間）iiでは、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙがオン、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｖがオフし、電流ｉは受電コイル１２０→共振コンデンサＣ_ｒ→スイッチＱ_ｘ→ダイオードＤ_ｙ→受電コイル１２０の経路で流れ、受電コイル１２０にエネルギーが蓄積されると共に、交流端子間電圧ｖは零電圧となる。同じく期間αに相当する期間vでは、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｖがオン、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙがオフし、電流ｉは受電コイル１２０→ダイオードＤ_ｖ→スイッチＱ_ｕ→共振コンデンサＣ_ｒ→受電コイル１２０の経路で流れ、受電コイル１２０にエネルギーが蓄積されると共に、交流端子間電圧ｖは零電圧となる。

上記の期間ii，v以外の期間i，iii，iv，viでは、受電コイル１２０に蓄積されたエネルギーが放出されて平滑コンデンサＣ_０が充電される。
すなわち、期間i，iiiでは、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｙがオン、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｖがオフし、電流ｉは受電コイル１２０→共振コンデンサＣ_ｒ→ダイオードＤ_ｕ→平滑コンデンサＣ_０→ダイオードＤ_ｙ→受電コイル１２０の経路で流れて平滑コンデンサＣ_０が充電され、交流端子間電圧ｖは直流端子間電圧Ｖ_ｏを波高値とする正電圧となる。
また、期間iv，viでは、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｖがオン、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｙがオフし、電流ｉは受電コイル１２０→ダイオードＤ_ｖ→平滑コンデンサＣ_０→ダイオードＤ_ｘ→共振コンデンサＣ_ｒ→受電コイル１２０の経路で流れて平滑コンデンサＣ_０が充電され、交流端子間電圧ｖは直流端子間電圧Ｖ_ｏを波高値とする負電圧となる。

ここで、受電コイル１２０へのエネルギー蓄積期間である期間αが長いほど、受電コイル１２０に蓄積されるエネルギーは多くなり、結果として電流ｉは大きくなるので、期間αが長い方が電流ｉは大きくなると言える。一方、受電回路３２０の入力力率が悪い時は入力電流が大きくなり、入力力率が良い時は入力電流が小さくなる。
このため、受電回路３２０の入力力率が悪い時はαが長くなり、入力力率が良い時はαが短くなる。

そこで、図３において電圧ｖが零電圧となる期間αの変化量（微分値）が負である時は入力信号ｓｉｎ（２πｆ_１ｔ）の変化量（微分値）を積算し、期間αの変化量が正である時は「０」を積算するように、図２の制御ブロックを構成する。
図２において、１１はｓｉｎ（２πｆ_１ｔ）を微分する微分手段、１２は期間αを微分する微分手段である。また、１３は比較手段であり、微分手段１２の出力（端子Ａの入力）と「０」（端子Ｂの入力）との比較結果に応じた出力Ｑにより切替手段１４を動作させる。切替手段１４の切替先は、微分手段１１の出力（端子Ｔの入力）と「０」（端子Ｆの入力）であり、期間αの変化量が負の時は比較手段１３の出力Ｑによって端子Ｔ側に切り替わり、期間αの変化量が正の時は端子Ｆ側に切り替わる。また、１５は切替手段１４の出力を積算する積算（積分）手段であり、１６は積算手段１５の出力から入力周波数（ｆ_１）成分をカットするローパスフィルタ手段である。
そして、加算手段１７により入力信号ｓｉｎ（２πｆ_１ｔ）とローパスフィルタ手段１６の出力とが加算され、その加算結果が補償期間φとして出力される。

仮に、期間αの変化量が正である時はαが大きくなっているため、入力力率は悪くなっている。従って、この時の補償期間φは力率改善に不適であるため、無視する（積算手段１５が「０」を積算する）。これに対し、期間αの変化量が負である時はαが小さくなっているため、入力力率は改善している。従って、この時の補償期間φは力率改善に有効であるため、積算手段１５は、切替手段１４の端子Ｔを介して微分手段１１の出力を積算する。

上記の処理により、入力信号ｓｉｎ（２πｆ_１ｔ）の一周期が終了した時、出力には入力信号ｓｉｎ（２πｆ_１ｔ）の変化量の積算値、すなわち期間αが最も短くなる時（入力力率が最も良い時）の補償期間φが残る。
従って、制御装置２００は、図３の電流ｉの各ゼロクロス点ＺＣＰから上記の補償期間φだけずらした点を中心にして、前後に等しい期間だけ交流端子間電圧ｖが直流端子間電圧Ｖ_ｏを波高値とする正負電圧となり、その他の期間αは交流端子間電圧ｖが零電圧となるようにスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙを駆動することで、受電回路３２０の入力力率を改善することができる。

次に、請求項２に相当する第２実施例を説明する。
図４は、図１の非接触給電回路に第２実施例を適用した場合の、受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖ_ｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形、並びにスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を示している。
電流ｉの経路の詳述は省略するが、図４における期間αを構成する期間（電圧ｖが零電圧となる期間）I，III，IV，VIは、受電コイル１２０、共振コンデンサＣ_ｒ、何れかのスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙまたはダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｘ，Ｄ_ｖ，Ｄ_ｙを経由する経路となり、このときは受電コイル１２０にエネルギーが蓄積される。一方、上記期間I，III，IV，VI以外の期間II，Vでは、受電コイル１２０に蓄積されたエネルギーが放出されて平滑コンデンサＣ_０が充電される。

この第２実施例でも、第１実施例と同様に、受電コイル１２０へのエネルギー蓄積期間であるαが長いほど多くのエネルギーが蓄積されるため、電流ｉは大きくなる。一方、受電回路３２０の入力力率が悪い時は入力電流が大きくなり、入力力率が良い時は入力電流が小さくなる。このため、受電回路３２０の入力力率が悪い時はαが長くなり、入力力率が良い時はαが短くなる。
よって、交流端子間電圧ｖを図４のように制御する場合でも、図２に示した制御ブロックを用いて補償期間φを求め、図４の電流ｉの各ゼロクロス点ＺＣＰから補償期間φだけずらした点を中心にして、前後に等しい期間（前後にα／２ずつの期間）だけ交流端子間電圧ｖが零電圧となり、その他の期間は交流端子間電圧ｖが直流端子間電圧Ｖ_ｏを波高値とする正負電圧となるように制御装置２００がスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙを駆動することで、受電回路３２０の入力力率を改善することができる。

次に、請求項３に相当する第３実施例を説明する。
図５は、図１の非接触給電回路に第３実施例を適用した場合の、受電コイル１２０を流れる電流ｉ、受電コイル１２０の誘起電圧ｖ_ｉｎ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’の動作波形、並びにスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を示している。
電流ｉの経路の詳述は省略するが、図５における期間αを構成する期間（電圧ｖが零電圧となる期間）（２），（３）は、受電コイル１２０、共振コンデンサＣ_ｒ、何れかのスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙまたはダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｘ，Ｄ_ｖ，Ｄ_ｙを経由する経路となり、このときは受電コイル１２０にエネルギーが蓄積される。一方、上記期間（２），（３）以外の期間（１），（４）では、受電コイル１２０に蓄積されたエネルギーが放出されて平滑コンデンサＣ_０が充電される。

この第３実施例でも、第１，第２実施例と同様に、受電コイル１２０へのエネルギー蓄積期間であるαが長いほど多くのエネルギーが蓄積されるため、電流ｉは大きくなる。一方、受電回路３２０の入力力率が悪い時は入力電流が大きくなり、入力力率が良い時は入力電流が小さくなる。このため、受電回路３２０の入力力率が悪い時はαが長くなり、入力力率が良い時はαが短くなる。
よって、交流端子間電圧ｖを図５のように制御する場合でも、図２に示した制御ブロックを用いて補償期間φを求め、図５における電流ｉのゼロクロス点ＺＣＰから補償期間φだけずらした点を中心にして、前後に等しい期間（前後にαずつの期間）だけ交流端子間電圧ｖが零電圧となり、その他の期間は交流端子間電圧ｖが直流端子間電圧Ｖ_ｏを波高値とする正負電圧となるように制御装置２００がスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙを駆動することで、受電回路３２０の入力力率を改善することができる。

次に、図６は、各実施例により求めた補償期間φを用いて実際に位相を制御する方法としてＰＬＬ制御を用いた場合の制御ブロック図であり、図７はその動作波形を示す図である。
図６において、２１は交流端子間電圧の基本波成分ｖ’の位相を検出する位相検出手段、２２は基本波成分ｖ’の位相から４５°を減算する減算手段、２３は減算手段２２の出力と補償期間（角度）φとを加算する加算手段、２４は加算手段２３の出力に対して比例・積分演算を行うＰＩ調節手段、２５はＰＩ調節手段２４の出力を電源周波数ｆ_ｓの逆数（１／ｆ_ｓ）から減算する減算手段であり、減算手段２５の出力が、ブリッジ回路をＰＷＭ制御する際のキャリア周波数Ｔ_{ｃａｒｒｉｅｒ}となっている。また、図７は、基本波成分ｖ’の波形、及び、ＰＷＭキャリアの波形（φ≠０の場合，φ＝０の場合）を示している。
この例では、交流端子間電圧の基本波成分ｖ’を基準としてＰＬＬ制御及び補償期間φの計算を行っており、ＰＷＭキャリアの一周期に１回、例えばＰＷＭキャリアが山になる時点で１回だけキャリア周波数Ｔ_{ｃａｒｒｉｅｒ}の演算を行い、その際に図２の制御ブロックにより求めた補償期間φを適用することで、受電回路３２０の入力力率を改善するようなスイッチの駆動信号を生成することができる。

なお、上記の説明では、図１の非接触給電回路を対象にした場合を説明したが、本発明は、例えば図１において上アームのスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｖを有しない受電回路等、請求項記載の範囲内での様々な受電回路に対しても適用可能である。

１１，１２：微分手段
１３：比較手段
１４：切替手段
１５：積算手段
１６：ローパスフィルタ手段
１７：加算手段
２１：位相検出手段
２２，２５：減算手段
２３：加算手段
２４：ＰＩ調節手段
１００：高周波電源
１１０：一次側給電線
１２０：受電コイル
２００：制御装置
３２０：受電回路
４００：インピーダンス
４０１：容量性リアクタンス成分
Ｑ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙ：半導体スイッチ
Ｄ_ｕ，Ｄ_ｘ，Ｄ_ｖ，Ｄ_ｙ：ダイオード
Ｃ_０：平滑コンデンサ
Ｃ_ｒ：共振コンデンサ
ＣＴ：電流検出手段
Ｒ：負荷

Claims (3)

1. 外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
   前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
   前記ブリッジ回路の直流端子間に接続され、かつ、負荷の両端に接続された平滑コンデンサと、
   前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
   前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記ブリッジ回路における半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
   前記ブリッジ回路が、前記半導体スイッチとダイオードとを逆並列接続したスイッチングアームを複数備えてなる給電装置において、
   前記制御手段は、
   前記入力電流の一周期内の各ゼロクロス点から所定の補償期間をずらした点を中心として前後に等しい期間だけ、前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧になり、その他の期間は、前記交流端子間電圧が零電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングすると共に、前記補償期間を、前記交流端子間電圧が零電圧となる期間が最も短くなるように設定することを特徴とする給電装置。
2. 外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
   前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
   前記ブリッジ回路の直流端子間に接続され、かつ、負荷の両端に接続された平滑コンデンサと、
   前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
   前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記ブリッジ回路における半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
   前記ブリッジ回路が、前記半導体スイッチとダイオードとを逆並列接続したスイッチングアームを複数備えてなる給電装置において、
   前記制御手段は、
   前記入力電流の一周期内の各ゼロクロス点から所定の補償期間をずらした点を中心として前後に等しい期間だけ、前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が零電圧になり、その他の期間は、前記交流端子間電圧が前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングすると共に、前記補償期間を、前記交流端子間電圧が零電圧となる期間が最も短くなるように設定することを特徴とする給電装置。
3. 外部との磁気結合により電力を授受する受電コイルと、
   前記受電コイルの一端が、前記受電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記受電コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、
   前記ブリッジ回路の直流端子間に接続され、かつ、負荷の両端に接続された平滑コンデンサと、
   前記受電コイルを流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
   前記ブリッジ回路の直流端子間電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記ブリッジ回路における半導体スイッチをスイッチングする制御手段と、を有し、
   前記ブリッジ回路が、前記半導体スイッチとダイオードとを逆並列接続したスイッチングアームを複数備えてなる給電装置において
   前記制御手段は、
   前記入力電流の一周期内の何れか一方のゼロクロス点から所定の補償期間をずらした点を中心として前後に等しい期間だけ、前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が零電圧になり、その他の期間は、前記交流端子間電圧が前記直流端子間電圧を波高値とする正負電圧になるように前記半導体スイッチをスイッチングすると共に、前記補償期間を、前記交流端子間電圧が零電圧となる期間が最も短くなるように設定することを特徴とする給電装置。

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