JP2014508499A - 非対称電圧相殺技術を使ってｌｃｌコンバータを制御する方法および装置 - Google Patents

Abstract

【解決手段】 非対称電圧相殺を使ったＬＣＬ共振コンバータ制御のための方法および装置について説明する。制御変数の最適な軌跡を決定する方法を説明する。負荷パラメータを検出する実用的な実施態様が含まれる。単純なＰＩ、ＰＩＤ、およびファジー論理コントローラが、適切な過渡応答特性および出力電流調整を実現するＡＶＣとともに含まれる。
【選択図】 図３７

Description

本願は、２０１１年３月１１日付で出願された米国仮特許出願第６１／４５１，８２３号の優先権を主張するものである。

本発明は、米国エネルギー省から交付された契約ＤＥ−ＥＥ０００３１１４に基づく援助により実現されたものである。米国政府は、本発明に特定の権利を有する。

本開示は、誘導電力伝送システムの効率を改善する方法に関し、特に非対称電圧相殺技術を使ったＬＣＬ共振コンバータを制御する方法に関する。

無線電力伝送を実現する方法の１つは、誘導電力伝送（Ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ Ｐｏｗｅｒ Ｔｒａｎｓｆｅｒ：ＩＰＴ）として知られた工程によるものであるが、その場合、入力電力は、一定の高周波数交流電流からの電気エネルギーの形態で、アンペールの法則に基づき、時間変化する磁場へと変換される（図１）。その磁場が、受電側ではファラデーの法則に基づいて誘起電圧へと変換され、負荷に出力を生じる。無線電力伝送を利用すると、電気自動車が、当該自動車と道路との間に物理的接続がなくとも、静止中または走行中に充電し続けられるようになる。ＩＰＴシステムは、電源、磁気カプラ、およびピックアップ受信機を含む３つの主要カテゴリーに大別できる。

無線電源を設計する上で非常に重要なことは、まったく、またはほとんど損失および寄生効果を生じることなく、コストおよびサイズを低く保ちながら、ＤＣ電力を高周波数ＡＣ電力に変換することである。実際は、損失をゼロにすることは絶対に不可能である。そのため、電力コンバータを設計する際の従来の目標は、可能な最高の変換効率を得ながら、コスト、サイズ、および電磁干渉（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＥＭＩ）などの寄生効果を最低限に抑えることであった。高出力インダクタ・キャパシタ・インダクタ（Ｉｎｄｕｃｔｏｒ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ Ｉｎｄｕｃｔｏｒ：ＬＣＬ）共振コンバータの効率改善およびＥＭＩ低減は、無線電力伝送の分野において重要な作業になっている。電気効率の問題は、伝送装置の電子機器における変換損失と関連している。

再生可能エネルギー部門の急速な成長に伴い、高効率システムの概念はますます重要性を増している。この動向を受け、超高効率の実現能力は十分定着した概念となった。そのため、最新の電源電子機器では、効率の高いソフトスイッチングコンバータを非常に重視している。

ＭＯＳＦＥＴ技術は過去十年間にわたり急速に成長し、その性能を伸ばしてきた。それらの装置は、今日の電源電子システムの多くで基礎的な構成単位として使用されている。ただし、そのような装置に含まれるボディダイオードは、通常、ターンオフ特性が非常に悪いため大きなダイオード逆回復損失を生じており、これは特にＬＣＬコンバータで報告されている。そのため、ＬＣＬコンバータの効率を改善する制御戦略が必要とされている。これには、ＬＣＬコンバータでダイオード逆回復損失を排除する最適なスイッチング条件が含まれる。ＭＯＳＦＥＴでは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ｉｎｓｕｌａｔｅｄ ｇａｔｅ ｂｉｐｏｌａｒ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）の性能を改善するため、高速のスイッチングスピードおよびオン状態で非常に低い抵抗が必要とされている。

本明細書では、非対称電圧相殺（Ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ：ＡＶＣ）を使った新たな変調技術を開示し、これにより誘導電力伝送（Ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ Ｐｏｗｅｒ Ｔｒａｎｓｆｅｒ：ＩＰＴ）システムに使用される高出力ＬＣＬ共振コンバータの効率的制御が提供される。ＡＶＣ制御は、ダイオード逆回復損失を回避するとともに、許容範囲内の全高調波歪み（Ｔｏｔａｌ Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：ＴＨＤ）とそれに伴う損失を実現する方法をもたらす。Ｈブリッジにおける付加的な寄生成分またはスイッチの両端にわたる外部容量を伴う、完全にソフトスイッチング方式のゼロ電圧スイッチング（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ：ＺＶＳ）固定周波数共振電力コンバータが実現される。

図１は、誘導電力伝送システムを例示した図である。 図２は、フルブリッジ制御を備えた例示的なＬＣＬ共振コンバータを示した図である。 図３は、Ｈブリッジ出力電圧に対する例示的なスイッチゲート波形のマップを示した図である。 図４は、種々の例示的なＨブリッジスイッチング過渡状態の表を示した図である。 図５は、例示的な対称電圧相殺制御のＶ_ａｂ波形を示した図である。 図６は、例示的な非対称デューティサイクル制御のＶ_ａｂ波形を示した図である。 図７は、例示的な非対称電圧相殺制御のＶ_ａｂ波形を示した図である。 図８は、異なる制御角、ベータ＝１８０およびＱ１＝４．０についてＴＨＤを例示した図である。 図９は、異なる制御角、ベータ＝１８０およびＱ１＝１．５についてＴＨＤを例示した図である。 図１０は、異なる制御角、ベータ＝９０およびＱ１＝１．５についてＴＨＤを例示した図である。 図１１は、ブリッジ電流を検出する変流器（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ：ＣＴ）を使った例示的なＬＣＬコンバータを示した図である。 図１２は、ベータ＝１８０について例示的なＶ_ａｂの振幅成分プロットを示した図である。 図１３は、ベータ＝１８０について例示的なＶ_ａｂの位相成分プロットを示した図である。 図１４は、ベータ＝１８０について例示的なＶ_ａｂの２次高調波の振幅成分プロットを示した図である。 図１５は、ベータ＝１８０について例示的なＶ_ａｂの２次高調波の位相成分プロットを示した図である。 図１６は、品質係数の関数として次数Ｎの関係を例示した図である。 図１７は、ダイオード逆回復損失を決定する例示的なフローチャートを示した図である。 図１８は、貪欲なセールスマンアルゴリズムの例示的な概略図を示した図である。 図１９は、Ｑ_１＝２について貪欲なセールスマンアルゴリズムの例示的な解を示した図である。 図２０は、Ｑ_１＝２についてＴＨＤ用制御角に関する貪欲なセールスマンアルゴリズムの例示的な解を示した図である。 図２１は、Ｑ_１＝２について最適なＴＨＤに関する貪欲なセールスマンアルゴリズムの例示的な解を示した図である。 図２２は、Ｑ_１＝４について貪欲なセールスマンアルゴリズムの例示的な解を示した図である。 図２３は、Ｑ_１＝４についてＴＨＤ用制御角に関する貪欲なセールスマンアルゴリズムの例示的な解を示した図である。 図２４は、最小ＴＨＤ経路を伴う貪欲なセールスマンアルゴリズムの例示的な解を示した図である。 図２５は、ベータ角に関する４次多項式フィッティングを例示した図である。 図２６は、ブリッジインダクタ電流測定値を抵抗またはホール効果センサーで検出する例を示した図である。 図２７は、ＰＬＬを使った例示的な位相検出回路を示した図である。 図２８は、例示的なフィルタリング済みブリッジ電流波形を示した図である。 図２９は、例示的な測定回路のブロック図を示した図である。 図３０は、コントローラの例示的なマイクロコントローラ入出力信号図の実施態様を示した図である。 図３１は、ＡＶＣのマイクロコントローラ実施態様の例示的な内部ブロック図を示した図である。 図３２は、ＡＶＣコントローラを設計するための例示的なブロック図を示した図である。 図３３は、付加的なスイッチ出力容量を伴う例示的なソフトスイッチング固定周波数ＬＣＬコンバータを示した図である。 図３４は、スイッチング容量値を決定する例示的なフローチャートを示した図である。 図３５は、スイッチング時における種々の例示的なブリッジ電流を示した図である。 図３６は、ＬＣＬ共振ネットワーク用の例示的な構成要素値の表を示した図である。 図３７は、例示的なハイレベル制御ブロック図を示した図である。 図３８は、例示的なＨブリッジのハーフドライバのローレベル概略図を示した図である。 図３９は、本明細書に開示するシステムを流れる例示的な電流経路を示した図である。 図４０は、例示的なＬＣＬコンバータシステムのハイレベル概略図を示した図である。 図４１は、例示的なＬＣＬ共振ネットワークの概略図を示した図である。 図４２は、例示的なソフトウェアフローチャートを示した図である。 図４３は、グラフィカルユーザーインターフェース（Ｇｒａｐｈｉｃａｌ Ｕｓｅｒ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ：ＧＵＩ）の一例を示した図である。 図４４は、例示的なハードウエア記述言語（Ｈａｒｄｗａｒｅ Ｄｅｓｃｒｉｐｔｉｏｎ Ｌａｎｇｕａｇｅ：ＨＤＬ）設計論理のフローチャートを示した図である。 図４５は、例示的な非対称電圧相殺における全高調波歪みの改善を記載した表である。 図４６は、ダイオード逆回復が回避不可能なことを示す例示的な実験結果を示した図である。 図４７は、ダイオード逆回復が回避可能なことを示す例示的な実験結果を示した図である。 図４８は、非対称電圧相殺および対称電圧相殺の例示的な効率比較を示した図である。

本開示は、改善されたインダクタ・キャパシタ・インダクタ（Ｉｎｄｕｃｔｏｒ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ Ｉｎｄｕｃｔｏｒ：ＬＣＬ）共振コンバータのための装置とそれに伴う方法とを対象とする。以下の説明では、特定の好適な実施形態が完全に理解されるよう具体的な詳細事項を多数提供している。ただし、当業者であれば、実施形態は、前記具体的な詳細事項のうち１若しくはそれ以上を伴わなくても、または他の方法、構成要素、材料などを伴っても、実施できることが理解できるであろう。一部のケースでは、周知の構造、材料、または動作は、好適な実施形態の態様を曖昧にしないよう図示または詳述を省いている。さらに、説明する特徴、構造、または特性は、種々の代替実施形態において、いかなる適切な態様でも組み合せることができる。そのため、本発明の実施形態に関する以下のより詳細な説明は、図面においていくつかの態様で例示するように、本発明の範囲を限定することを目的としたものではなく、単に本発明の種々の実施形態を代表するものである。

本明細書および添付の請求項において、単数形扱いしている名称は、別段の断りがない限り、複数形も含む。本明細書に開示する範囲は、すべて具体的に示されていない限り、すべての端点および中間値を含む。また、「任意選択的な」または「任意選択的に」とは、例えば、その後に説明される状況が起こっても若しくは起こらなくてもよい場合をいい、前記状況が起こる場合も起こらない場合も含む。用語「１若しくはそれ以上の」および「少なくとも１つの」とは、例えば、その後に説明される状況のうち１つが起こる場合、ならびにその後に説明される状況のうち１より多くが起こる場合をいう。

本開示は、改善されたインダクタ・キャパシタ・インダクタ（ＬＣＬ）共振コンバータのための方法および装置について説明する。ＬＣＬネットワークは、望ましい周波数で共振するよう調整される。共振動作するＬＣＬネットワークは、一定のＡＣ電源として作用する。ＬＣＬコンバータは、通常、ダイオード逆回復損失があるため非効率的であるが、これは導通状態にあるボディダイオードの逆バイアスに伴うものである。その結果、スイッチング損失は高まる。また、コンバータ効率は、通常動作の品質係数（Ｑ１）値ではダイオード逆回復損失を回避できない負荷範囲に関係する。Ｑ１は、次式で定義できる。

式中、Ｒ_ｒ１は反射トラック抵抗（ｒｅｆｌｅｃｔｅｄ ｔｒａｃｋ ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）、ωはラジアン単位の周波数、Ｌ_１は、トラックインダクタンス（ｔｒａｃｋ ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ）である。ＬＣＬ共振コンバータに関する既存の制御方法は、対称電圧相殺（Ｓｙｍｍｅｔｒｉｃ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ：ＳＶＣ）および非対称デューティサイクル（Ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ Ｄｕｔｙ Ｃｙｃｌｅ：ＡＤＣ）の技術を含む。これらの方法は、どちらも単一の制御変数を利用する。本開示では、非対称電圧相殺（Ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ：ＡＶＣ）を実装しており、これは３つの制御変数を利用するためＳＶＣおよびＡＤＣより柔軟性が高い。これにより、ＳＶＣおよびＡＤＣと同等の制御が可能になり、加えて柔軟性も得られるため、本質的にＡＶＣは、ＬＣＬ共振コンバータを制御する上でＳＶＣおよびＡＤＣより非効率的になることはないはずである。他のコンバータ、例えばフルブリッジ直列共振コンバータではＡＶＣを使用している。しかし、その発明者らは、ＬＣＬコンバータへのＡＶＣ応用に気づいていない。

誘導電力伝送における問題の１つは、電磁干渉（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＥＭＩ）である。この場合、ＥＭＩは、望ましくない周波数で放射される電力と見なされる。これは、信号が完全に正弦波でなく、高調波がその基本周波数とともに生じたとき起こる。高調波とは、基本周波数の整数倍の周波数を有する正弦波信号である。これは、全高調波歪み（Ｔｏｔａｌ Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：ＴＨＤ）と呼ばれるよく知られた変数、すなわち高調波による電力寄与のパーセンテージにより定量化できる。例えば、６０ｋＨｚの動作周波数信号が９次高調波（５４０ｋＨｚ）を伴うと、ＡＭ無線通信に干渉が生じる。

ファラデーの法則により、起電力を生じるには磁場を変化させる必要がある。同様に、アンペールの法則により、磁場を変化させるには電流を変化させる必要がある。そのため、誘導電力伝送システムで電力を伝送するには、高い周波数の交流電流（ＡＣ）を生成しなければならない。これは、直流電流（ＤＣ）入力を望ましいＡＣ出力に変換するには、何らかのコンバータまたはインバータを使用しなければならないことを意味する。ＤＣをＡＣに変換する方法の１つは、ＬＣＬ共振コンバータにフルブリッジ制御を備えることである。

図２に示すＬＣＬ共振コンバータは、ＤＣ入力から高周波ＡＣ出力を生成するよく知られた回路である。このＬＣＬ共振コンバータの望ましい属性は、これを調整して共振周波数で動作させると、当該回路の負荷に関係なく出力電流が一定に保たれることである。これは、負荷、例えば一定電流源の特性がわからなくとも、ＡＣ出力電流を制御できることを意味する。また、ＬＣＬコンバータには、軽負荷での効率が高く（力率１）、高調波フィルタリング性能があるという利点がある。

ただし、ＬＣＬ共振コンバータにはフルブリッジ制御の問題もある。フルブリッジコントローラ中のダイオードはスイッチング損失が高くなりやすく、これはダイオード逆回復損失として知られている。

１．ダイオード逆回復損失を軽減するためＬＣＬコンバータに使用されるＡＶＣ
ダイオード逆回復損失は、順方向にバイアス電圧が印加されたダイオードにおいて、電流がまだ流れている状態で、逆方向に瞬間的な電圧推移が起こったときに生じる。例えば、状態Ｓ_１から状態Ｓ_２への推移は、図２〜４を参照して説明できる。電流ｉ_ｂがＳ_１で負の場合、この状態はＳ_１ｂとして知られている。電流はＤ_１〜Ｄ_４を流れ、Ｖ_ａｂは正である。Ｖ_ｇ１が高くＶ_ｇ２が低いため、Ｄ_４の逆方向には電圧がかからない。この回路がＳ_２ｂに移行すると、Ｖ_ｇ１が高くＶ_ｇ２が高いため、Ｄ_４の逆方向に高い電圧がかかる。この時点で、Ｖ_ｇ２に伴うＭＯＳＦＥＴのチャネルを電流が流れ始めるに伴い、Ｄ_４は非導通状態に推移するが、瞬間的にＤ_４が高い逆バイアス電圧で導通する。この現象はダイオード逆回復損失と呼ばれ、それに伴うスイッチング損失は、通常、特に低性能のボディダイオードを有するパワーＭＯＳＦＥＴなど一部の構成要素の導通損失の数十〜数百倍になるおそれがある。これは、製造されるＭＯＳＦＥＴボディダイオードの特性が本質的に低いためである。この問題を回避するため現在行われている方法は、（逆回復応答の優れた）受動ダイオード構成要素を前記ボディダイオードと並列に配置するか、またはＡＤＣ制御を使用するものである。ただし、前者では回路のコストおよびサイズ双方を増大させ、後者では波形中の高調波、したがってＴＨＤが増大してしまう。

現在、ＬＣＬ共振コンバータに使用される従来の制御方法は、２つある。電流を制御するため使用される第１の方法はＳＶＣ制御である（図５を参照）。この方法は実装しやすく、１２０°の導通角が使用されると非常に良好な高調波フィルタリング性能を有するという利点がある。ＳＶＣ制御は、使用する制御変数が１つ、すなわち導通角σ（１８０°−アルファ））のみであるため、非常に実施しやすい。ＳＶＣ制御では、導通角１２０°で３次高調波成分がすべて排除され、対称性により偶数次高調波がすべて排除されるため、ＴＨＤも低くできる。ただし、ＳＶＣにも欠点はあり、上述したボディダイオードのスイッチング損失が、Ｑ１が比較的高い（Ｑ１>５）条件でも、σ＝１２０°と特に高い。ダイオード逆回復損失は、回路の動作品質係数（Ｑ１）に直接反比例する。

ＬＣＬ共振コンバータを制御するため使用される第２の方法は、ＡＤＣ制御である（図６を参照）。この方法は実装しやすく、一定の品質係数を超えるとダイオード逆回復損失を回避できるという利点がある。ＳＶＣ同様、ＡＤＣも制御変数はベータただ１つである。しかし、波形が非対称であるため、そのＴＨＤはＳＶＣより著しく高い。

ＳＶＣおよびＡＤＣ制御と対照的に、ＡＶＣ制御は、ＬＣＬ共振コンバータへのＡＣ入力の制御を実現するとともに、ダイオード逆回復損失を軽減する解決策をもたらす（図７を参照）。ＡＶＣ制御では、３つの制御変数、すなわちアルファ＋、ベータ、およびアルファ−を使用する。これは、ＴＨＤを削減し、かつダイオード逆回復損失を回避することにより、ＳＶＣおよびＡＤＣを組み合わせた利点を有する可能性がある。

２．ＬＣＬコンバータの性能を最適化するためのＡＶＣ
ＡＶＣ制御は、関与する制御変数が３つあるため、上記２つの技術よりはるかに実装が難しい。また、最適な結果を達成するには、ＬＣＬ共振コンバータの負荷条件（Ｑ１）およびガンマ（Ｌｂ／Ｌ１）を考慮しなければならない（これについては、さらに第３および第４セクションで説明する）。また、以降で示すように、二次ピックアップからの反射無効インピーダンスも考慮すべきであり、これは、すべての無効負荷について、特に変数の相互結合条件を呈するシステムでは、受動的に補償できないためである。誘導電力伝送システムの変数相互結合システムは、伝達コイルおよび受信コイル間で可変量の高さおよびアラインメントを有する。これらシステムの例としては定置式ＥＶ充電システムがあり、その場合、運転者は、自動車が走行中の場合、完全な駐車アラインメント位置および電力伝送を達成できない。さらに、製造コストはネットワーク内の調整構成要素の製造許容誤差に直接左右されるため、ＬＣＬコンバータの費用効果を高く保つには、それら調整構成要素の精度を過度に高くすることはできない。コンバータのコストを妥当に保つには、調整に若干の許容誤差を許さなければならず、ＡＶＣアルゴリズムは、この変動に対する補償を、センサーによる測定、または広い誤調整条件範囲で動作する堅牢な設計のどちらか一方により行わなければならない。

要約すると、最適なＡＶＣ制御アルゴリズムでは、種々のＱ１、ガンマ（Ｌｂ／Ｌ１）、反射インピーダンス、および構成要素感度問題下で、前記３つの変数、アルファ＋、ベータ、およびアルファ−についてダイオード逆回復損失の回避条件を満たす軌跡を見つけることができる。ただし残念なことに、この条件を満たせるアルファ＋、ベータ、およびアルファ−の組み合わせは多く、最適解の決定は単純ではないため、この問題は極めて複雑である。最適解を決定する基本的な指針のいくつかは、ＴＨＤ、スイッチング損失（ダイオード逆回復損失ではなく）、および導通損失である。

以下は、複雑な問題を解くいくつかのアプローチである。

定常状態時間領域解析アプローチを使用すると、ＡＶＣ解が得られる。この実施形態では、各スイッチング状態における状態空間表現を使って、Ｖ_ａｂ、ｉ_ｂ、およびｉ_１の単一周期波形の解を得る。また、このアプローチを使った波形解は、ＳＰＩＣＥモデルを使って検証されている。例えば、図２のＬＣＬコンバータは、次のように区分的に線形状態の方程式セットでモデル化できる。

式中、ｘは状態ベクトル、Ａはシステム行列、Ｂは入力行列、Ｖ_ｄは入力コンバータ電圧である。

４つの時間間隔は、次のように定義できる。

Δ_０＝ｔ_１−ｔ_０ （４）
Δ_１＝ｔ_２−ｔ_１
Δ_２＝ｔ_３−ｔ_２
Δ_３＝ｔ_４−ｔ_３
これら４つの間隔を考慮すると、次式のようになる。

これらの状態方程式の時間領域解は、構成（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）ｋで次のようになる。

前記４つの状態について時間領域解を表す（６）からは４つの式が得られ、それら４つの式を連立方程式へと組み合わせると次の行列が得られる。

（７）を解くと、各時間間隔での状態ベクトル条件が得られる。（６）で状態ベクトルに初期条件を代入すると、全時間領域の解が得られる。

アルゴリズムでは、制御変数ベータ、アルファ＋、およびアルファ−、ならびに図２に示した回路特性Ｌｂ、Ｃｂ、Ｌ１、Ｃ１、およびＺｒを使用する。前記アルゴリズムは、ベータ、アルファ＋、およびアルファ−、ならびに多数のＱ１値（負荷条件）の考えられる組み合わせについて反復し、かつｉ１、ｉｂ、ｉ１の全高調波歪み、ｉｂの全高調波歪みに関する４つの行列を埋めるよう作成されている。前記組み合わせでダイオード逆回復損失が回避される場合は、前記行列内でそれに対応した点がｉ１の二乗平均平方根と、ｉｂ値と、全高調波歪み値とで埋められる。また、すべてのスイッチング移行時におけるスイッチング電流と、各状態の導通電流とが保存される。

累積されたＴＨＤデータは、図８に示すように許容可能性行列（ａｃｃｅｐｔａｂｉｌｉｔｙ ｍａｔｒｉｘ）に表示できる。ダイオード逆回復損失が避けられない白い領域は、考慮されない。この例はベータ値１８０°について行われたため、対角線（アルファ＋＝アルファ−の場合）は、ＳＶＣ制御に関連する。また、アルファ＋＝アルファ−＝０になる点は、ＡＤＣ制御に関連する。

電流が約６．２Ａ〜３．７Ａで、または正規化電流０．９５〜０．５７で制御される場合、ＳＶＣ制御でダイオード逆回復損失を避けることは不可能である。ダイオード逆回復損失は、Ｑ１値が低くなるほど、回避することが難しくなる。図９は許容可能性行列であり、図８と比べると、Ｑ１値の低下が及ぼす影響を例示している。この許容可能性行列は、ＳＶＣ制御がダイオード逆回復損失を避けられないことを明らかに示している。異なるベータ値ごとに別個の許容可能性行列が構成されているが、それら許容可能性行列の評価によると、ＡＤＣ制御でダイオード逆回復損失が回避されることが示されている。図１０は別の許容可能性行列であり、図８および９と比べると、ベータの変化が及ぼす影響を例示している。

図１０では原点が約４．６Ａに対応し、図９の原点は約６．５Ａに対応する。どちらの場合も、ダイオード逆回復損失は回避される。したがって、ＡＤＣ制御を使うと、ダイオード逆回復損失は回避されるが、電流がその最大値の７２％まで制御される。電流と電力間に２乗関係があることから、これはシステム電力伝送の４８．２％低下に対応する。ただし、Ｉ１に関するＴＨＤの点からは多大な代償が払われ、その値は１０％にも上っている。その理由から、ダイオード逆回復損失を回避しながら妥当なＴＨＤをもたらすため、ＡＶＣが提案された。

一実施形態において、ハードウェアは、図３６に示すように、最大一次トラック電流（ｉ_１）が６．５７Ａ ＲＭＳ、比Ｌ_ｂ／Ｌ_１が１．５になるよう設計された。ＬＣＬコンバータを設計するには、必要とされるＸ_１がまず決定される。

式中、Ｖ_ｄｃは、Ｈブリッジへの入力ＤＣ電圧である。

Ｘ_１を使うと、インダクタンスおよび容量の値が次式で決定できる。

この式において、ガンマは、Ｃ_ｂのサイズを決定する比γ＝（Ｌ_ｂ／Ｌ_１）で、Ｃ_ｂは、ダイオード逆回復損失が回避される領域に著しい影響を及ぼす。そのため、ガンマは、ダイオード逆回復損失が回避されるシステムの設計において重要なパラメータである。比Ｌ_ｂ／Ｌ_１が小さいほど、ダイオード逆回復損失が回避可能な領域は大きくなる。ただし、Ｃ_ｂは無限大より大きくできないため、達成可能な最小比は１である。比１．５は、回路を（Ｃ_ｂの許容値とともに）実現可能に保つ上では十分大きく、ダイオード逆回復損失を回避できる領域を提供する上では十分小さい。図１１は、使用できる値のリストを示したものである。インダクタは、望ましい値を得られるようカスタム調整され、キャパシタはバンク状にされて微調整のための柔軟性を提供している。

これらの波形およびデータがすべて計算されると、ＴＨＤ、スイッチング損失、および導通損失から計算される最低の加重指数に基づいて、特定のＱ、ガンマ、反射インピーダンス、および構成要素許容誤差でダイオード逆回復損失を回避する最適な軌跡が決定可能になる。最適な軌跡は、最大設計値から一定の所定量までの出力電流を調節する制御角であるはずである。ただし、それでもこの条件を満たす点の数は非常に大きく、最適な軌跡をマッピングすることは難しい。

３．解析解による最適な軌跡
最適な軌跡を決定するアプローチの１つは、解析関数の定式化による。このアプローチは、周波数領域のスペクトル解析を拡張したものである。ここでは、図式解法、微積分法、および最適化法を含む解析技術のいくつかを使って、最適な軌跡の解を得る。周波数解析を行うには、完全な周波数分解が使用される。周波数分解は２つの段階、すなわちＡＶＣ制御アルゴリズムにより生成される入力電圧と、ＬＣＬ共振ネットワークの周波数応答とから成る。一次トラック電流に関する周波数成分の振幅は、次のようになる。

式中、ｎはｎ次の高調波成分、Ｙ_Ｖ１はネットワークへの入力電圧の一次トラック電流のアドミタンス、ω_０は基本共振角周波数である。

同様に、ブリッジ電流は次のようになる。

式中、Ｙ_ｖｂはネットワークへの入力電圧のブリッジ電流のアドミタンスである。どちらの変数の演算処理も極めて複雑であり、それぞれに振幅および位相成分の双方を考慮しなければならない。

Ｖ_ａｂの振幅および位相成分は、次のとおりである。

振幅および位相どちらの方程式も、直接的な微積分法を使って解析的に予測することは難しい。したがって、直接的な微積分法を使用する前に、解析を単純化する方法が使われる。ここでは、まず図式（グラフ）に基づいたアプローチを使って、解析的微積分技術を使用する前に関数の特徴を決定できる。図１２および１３は、Ｖ_ａｂの基本波振幅および位相成分をそれぞれ示したものである。また、２次高調波成分の振幅および位相成分については、それぞれ図１４および１５に示している。他の高調波成分も解析可能であるが、ここでは図示していない。他のβ角に関するプロットも解析の必要があるが、ここでは図示していない。

回路のアドミタンスは、ＬＣＬネットワークについて決定できる。一次トラックおよびブリッジを含む２つのアドミタンスが考慮される。ブリッジアドミタンスは、ダイオード逆回復損失が排除されるかどうかを決定し、一次トラックアドミタンスは、トラック電流の基本波電流およびＴＨＤを決定する。まず、ブリッジアドミタンスが解析される。一定比のガンマを伴うＬＣＬネットワークの場合、ネットワークのインピーダンスは次のようになる。

式中、ω_ｎは正規化された周波数、ω_０は基本周波数である。

基本波の抵抗については、次のように単純化できる。

より高次の高調波抵抗は、基本波インピーダンスおよび無効インピーダンスより実質的に低く、先行解析では無視される。

入力リアクタンスＸ_ｉｎについて、後ろの２項は、第１項と比べ、より高次の高調波でゼロに比較的近く、当該式の振幅は第１項に支配される。２次高調波は、次のように近似される。

２次より高次の高調波は、次式で近似される。

ここで特筆すべき点として、基本波の同位相成分が通常ダイオード逆回復を回避できないことから、ダイオード逆回復を回避する重要な方法は、ブリッジ電流波形により高次の高調波を導入することである。そのため、この高調波解析は、通常無視すべきではない重要な工程である。

ここで生じる質問の１つは、ブリッジ電流を正確に決定する上で何個の高調波を保持すべきかである。インピーダンスの精度は実電流と無効電流の比に比例することがわかっており、これはブリッジに入る無効電流は９０°位相がずれているためである。したがって、次式のようになる。

電流の精度は、次のようになる。

この式を使うと、精度係数＝１０で回路を解析するため必要な高調波の次数ｎは、図１６に示すようになる。一実施形態の通常の動作条件では、γ＝１．５およびＱ_１＝４の場合、約７の次数Ｎが必要であるが、これは動作条件に応じて異なることが本願発明者らによりわかっている。Ｑ_１＝４を超えるとダイオード逆回復損失が回避可能になって解析が不要になるため、Ｑ_１には４が使用される。

次数が決定されると、ＬＣＬコンバータのインピーダンスおよび電圧入力がともに決定できるようになる。これは、インダクタンスを使ってネットワークのインピーダンスを近似することにより達成できるが、入力電圧の振幅および位相成分という複雑な部分を伴う。入力電圧の振幅および位相の一定の比を決定すると、ダイオード逆回復損失は回避可能になる。これらを使うと、一次トラック電流は、一次トラックのアドミタンスにより決定できる。

要約すると、ここでは２つの問題が解決される。その第１は、ダイオード逆回復損失が回避されるかどうかである。第２の演算処理では、逆回復損失を回避する点を取得し、動作について最適なＴＨＤとのトレンドを計算する。

逆回復損失回避の計算について、例示的なフローチャートを図１７に示す。このルーチンでは、まずシステムパラメータを使って周波数成分を決定する。次いで振幅成分の最適比を決定するルーチンを使って、広範囲のベータ、アルファ＋、およびアルファ−の角度条件にわたりダイオード逆回復条件を予測する。最適な傾向が決定されると、この計算ルーチンの出力として制御角セットの結果が得られる。

ダイオード逆回復損失を回避する傾向が決定されると、その解は、ＴＨＤ値について制御の最適傾向を決定する第２の計算ルーチンの入力とされる。これらのルーチンは、必ずしもこの２段階の時間的順序で計算する必要はない。前記２段階間で双方向に計算を行う反復工程は、より最適な結果をもたらすことが示されている。

４．ＴＳＰの解を得るアルゴリズムでの最適な軌跡
制御限界の性質上、制御角アルファ＋、アルファ−、およびベータの最大ジャンプサイズは、隣接する正規化トラック電流に関する境界により制約しなければならない。この境界を導入すると、局所的な一点における最低のＴＨＤが、それより高いＴＨＤ全体を軌跡経由でオフセットするため、最適なＴＨＤ経路の決定が難しくなる。この特定タイプの問題は、巡回セールスマン問題（Ｔｒａｖｅｌｌｉｎｇ Ｓａｌｅｓｐｅｒｓｏｎ Ｐｒｏｂｌｅｍ：ＴＳＰ）として定量化できる。ＴＳＰはよく知られており、数学およびコンピュータサイエンスにおける極めて複雑な問題である。約１００のステップすなわち巡回ノードがある場合、この問題を強引に計算するには、可能性として６×１０^１６９を超える比較が必要であり、実質的に実現不可能である。そのため、最適に近いＡＶＣ解を決定するための計算時間を有意に短縮するアルゴリズムは、絶対的な最適解を保証せずに実施される。算出された解は、通常、最適なＡＶＣに非常に近い。ここで、貪欲法のセールスマンアルゴリズムを使用すると、計算資源を最小限に抑えながら最適に近い軌跡を決定できる。他の多くのアルゴリズム選択肢を使用してもＴＳＰ解は得られる。以下、ＴＳＰアルゴリズムに可能な変形形態をいくつか説明するが、これらを使用すると、ＬＣＬコンバータのＡＶＣ制御について最適軌跡の解を得ることができる。

貪欲なセールスマンアルゴリズムの例を図１８に示す。このアルゴリズムでは、まず正規化された電流範囲Ｉ_１＝０．５〜０．５５と、最低のＴＨＤ点とがデータセットから決定される。次に、このアルゴリズムでは、最も近傍にある点（Ｉ_１＝０．５５〜０．６）を見て、一定の最大ジャンプ角（特定の場合、６度）の制約を満たす最低のＴＨＤ点を決定する。この場合、前記データセットの最低ＴＨＤ点は、ジャンプ角が大きすぎるため選択されない。この工程は、Ｉ_１＝０．５からＩ_１＝１までの完全な軌跡がマップされるまで繰り返される。前記アルゴリズムは、開始時に２番目に最高のＴＨＤ点を使って工程を再開し、別の最適軌跡を見つけられるか決定する。これはＮ回反復でき、例えばＱ_１＝２の場合は１回だけ反復すればよい。図１９は、貪欲なセールスマンアルゴリズムを使って決定されたＡＶＣの軌跡を示したものである。図１９では、「ｂｅｓｔＡＶＣ」をＡＶＣに重ね合わせている。比較のため、絶対的な最適値のプロットも追加している。なお、これはＴＳＰの解を求めて考えられる最適な解を探すことと等価である。一部の状況では、ジャンプ角の制約により、可能な選択肢がすべて強引な方法で計算される場合でも、考えられる最適な解をもたらすことはまったく不可能である。ジャンプ角の制約を伴わない最適値は、単純な貪欲なセールスマンアルゴリズム解にほぼ等しいことがわかる。貪欲なセールスマン解と、ジャンプ角制約を伴わない絶対最適解とに必要なアルファ＋、アルファ−、およびベータの角度を、図２０および２１にプロットした。算出された角度は、この場合ほぼ等しく、貪欲なセールスマンアルゴリズムは最適な解を取得する上で十二分であることがわかる。Ｑ_１＝４について同様な計算を行い、その結果を図２２に示した。この場合の最適解は、前記貪欲なセールスマン解とわずかに異なるものであった。これは、必ずしも貪欲なセールスマンアルゴリズムが最適でないことを意味しないが、ジャンプ角が制約されない場合は最適解と同程度に適切ではない可能性を意味する。これら２つのジャンプ角の違いを図２３および２４に示す。

望ましい軌跡が決定されたら、その物理的具現は、マイクロコントローラに格納されたルックアップテーブルを使って行われる。ただし、これには種々のＱ_１動作条件に関する多数の点が必要になる可能性がある。点の数を減らす方法の１つでは、最小二乗フィッティングによる多項式近似を使用する。曲線フィッティングの例を図２５に示す。ここでは、４次の多項式を使ってベータ角を推定しており、この近似が非常に正確であることがわかる。

以下、最適な軌跡を決定する方法について説明する。ここでは、一例として４次の最小二乗多項式を使用する。この近似には変数Ｉ_１だけが含まれ、他の全変数は、一定で本質的に当該近似に組み込まれるものと見なされる。上述の正規化された特性を近似するため、近似関数は次の形態になる。

そして、この多項式の値は次式から得られる。

式中、Ｘはアルファ＋、アルファ−、およびベータのデータ行列である。Ｙは、関心のある正規化出力データのデータ行列、例えばこの場合、正規化された一次トラック電流である。Ｘ行列は正方行列ではない可能性が最も高いため、直接逆行列を計算することはできない。したがって、行列Ｘを正方行列に変換して行列の逆変換を可能にするよう行列Ｘの転置を追加しなければならない場合は、通常、疑似逆変換工程が必要になる。

２若しくはそれ以上の動作パラメータを含む１つの多項式を使った多変量回帰法も選択肢の１つである。その一例として、上記の問題について多変量回帰を使った最小二乗フィッティング多項式は、次のようになる。

この例では、３次の曲面近似が与えられる。この多項式の係数は、（２４）の疑似行列逆変換工程と同様な工程を使って計算される。なお、曲面近似の場合、前記多項式における係数の数は劇的に増加するが、これは当該多項式の次数の組み合わせも含めなければならないためである。

５．ＡＶＣ用の検出回路
検出回路を使用すると、負荷条件（Ｑ_１）と、反射無効インピーダンスと、構成要素の許容誤差とを測定することができる。回路のＱ_１を測定するには、図１１に示すように、ブリッジ電流を測定する変流器を備えた単純な整流器が使用される。ＲＭＳブリッジ電流は、近似的に次式に関係する。

式中、Ｖ_ａｂはＬＣＬネットワークへのＡＣ入力電圧、Ｒ_ｒ１は二次ピックアップの反射抵抗、Ｘ_１（＝ω_０Ｌ_１）はＬＣＬネットワークのリアクタンスである。この式では、反射リアクタンスがないものと仮定している。Ｘ_１は設計値でありＶ_ａｂはコントローラ入力であるため、どちらの変数もわかっており、Ｒ_ｒ１はｉ_ｂを測定することにより直接推定される。Ｒ_ｒ１とＱ_１の関係は、（１）Ｑ_１＝ωＬ_１／Ｒ_ｒ１で定義される。

ブリッジインダクタ電流を測定する別の代替方法は、図２６に示すように、ホール効果センサーおよび電力抵抗器を使用することである。これらの検出回路トポロジーは、任意の組み合わせで使用できる。

より高度な検出回路を使用すると、一次トラックコイルの反射リアクタンスを決定することができる。検出回路は、次のブリッジインダクタ電流を測定しても容易に得られる。

式中、Ｘ_ｒ１は、二次ピックアップの反射リアクタンスである。したがって、ｉ_ｂの基本波成分の位相をＶ_ａｂに対して測定すると、実反射インピーダンスおよび無効反射インピーダンスが決定される。図２７では、上記で概説したｉ_ｂの振幅測定のほか、位相測定回路が導入される。位相同期回路（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ：ＰＬＬ）を使用すると、ｉ_ｂおよびＶ_ａｂ双方の位相が得られ、それらの位相差がＯＲゲートに入力される。Ｉ_ｂおよびＶ_ａｂは５０％のデューティサイクル波形を有し、完全に同位相の場合、反射抵抗のみを参照し、ＯＲゲートは５０％のデューティサイクルを出力する。無効負荷の場合、ｉ_ｂおよびＶ_ａｂは、完全に同位相ではないため、ＯＲ出力は５０％を超える。Ｖ_ａｂがｉ_ｂより先行する場合、Ｘ_ｒ１は容量性でなければならず、同様にｉ_ｂがＶ_ａｂより先行する場合、Ｘ_ｒ２は誘導性でなければならない。なお、ＬＣＬネットワークは、ブリッジ電流側で測定した場合、誘導性反射インピーダンスを反転させることに注意すべきである。他の回路、例えばローパスフィルタおよびバンドパスフィルタを前記ＰＬＬ前に加えて高調波成分を排除することにより、位相検出の精度を改善することもできる。波形のフィルタリング済みバージョンを図２８に示す。位相振幅は、フィルタリング後のブリッジ電流について決定され、Ｖ_ａｂの基本波振幅および位相成分は、（１３）および（１４）を使って決定される。また、他のゲートレベルの実施態様を使っても位相は測定できる。さらに、アナログデジタルコンバータ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ：ＡＤＣ）を使って高周波数波形をサンプリングし、デジタル信号プロセッサ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒｓ：ＤＳＰ）を使って、対応するアナログ回路の概略説明と同様な方法で振幅および位相成分の双方を測定する。また、妥当な態様によるこれら回路のいずれかの組み合わせでも、ｉ_ｂの位相および振幅双方を検出および測定でき、したがって当該回路の反射抵抗およびリアクタンスを推定できる。

図２９に例示した要約ブロック図では、センサーブロックの動作を概説している。まず、関心のある重要な変数が測定またはサンプリングされる。次に、それら測定値の振幅および位相成分が上述の方法を使って取得されるが、前記方法に限定されるものではない。次いで前記振幅および位相成分が計算に使用され、ダイオード逆回復を達成できるかどうか決定される。

共振電力コンバータの製造中にコストを低く保つには、許容誤差が比較的低い調整用構成要素を使用しなければならない。これにより、無効負荷がＬＣＬコンバータに余分に加わり、その性能特性が変化する。これを補償するため、上記で概説した電圧および電流センサーを使って、共振キャパシタの電圧および一次トラック電流を測定することができる。ただし、これは大量生産システムでコストがかかりすぎるおそれがある。別の代替案は、最悪の場合の調整ミスマッチに備えてダイオード逆回復損失を回避するよう制御軌跡を選択し、通常動作中、最適性の劣るＴＨＤ、スイッチング損失、および導通損失特性で運用することである。この設計手順では、モンテカルロ解析および堅牢なシステム設計技術の双方を使用する。この解析の裏にある意図は、広範囲の構成要素許容誤差（例えば、±１０％）についてＬＣＬ共振ネットワークをシミュレートすることである。ダイオード逆回復回避に関する最悪の条件が十分な幅で確実に満たされるようにするには、調整用構成要素すべての組み合わせについて、広範囲の演算処理またはシミュレーションを行うべきである。

６．ＡＶＣ用のコントローラ
動作中に最適な軌跡をもたらすには、制御システムを実用的に実現すべきである。主な制御変数は、前記ＬＣＬコンバータの出力電流を調節するものである。システム同定または過渡解析技術を使ってコンバータ特性をモデル化した後、次数を下げた伝達関数が推定される。この伝達関数を使うと、図３０に示すように、単純な比例積分（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ：ＰＩ）コントローラを伴う閉ループシステムを実装できる。前記コントローラは、図３１に示すように、必要とされる入力、例えばｉ_ｂ、Ｖ_ａｂ、Ｖ_ｃ、ｉ_ｃとともに、出力電流測定から入力を取得し、事前にマイクロコントローラにロードされたルックアップテーブルにより前記Ｈブリッジについて最適な制御角を決定する。他のコントローラ、例えば比例積分微分（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ Ｄｅｒｉｖａｔｉｖｅ：ＰＩＤ）、ファジー論理、堅牢なコントローラ、状態空間コントローラ、または他のコントローラを使用してもよい。また、この制御機能は、デジタル式およびアナログ式どちらの実施態様でも可能である。

他の方法と比べ、ＡＶＣを使ったＬＣＬコンバータ制御の違いの１つは、過渡的な条件下でダイオード逆回復を回避する能力である。時間領域で計算される定常状態解からこれを保証することは非常に難しい。そのため、ダイオード逆回復を回避するよう、付加的な決定論的動作条件がコントローラ設計に導入される。これは、異なるＱ_１および他のパラメータ下では、制御角におけるシステムのゲインが変わらざるをえない可能性があるためである。前記を受け、必要な応答時間を実現するため、従来のコントローラに非線形性が導入される可能性がある。この問題を解析的に解くため、状態平面解析および一般化状態空間平均化（ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ ｓｔａｔｅ ｓｐａｃｅ ａｖｅｒａｇｉｎｇ ：ＧＳＳＡ）をコントローラ設計に導入することができる。代表的な設計工程のフローチャートを図３２に示す。解析を使用すると、時間領域の定常状態解に基づいてダイオード逆回復を回避できるか検証できる。これが満たされない場合は、２つの選択肢を利用できる。第１の選択肢では比較的低いゲインをコントローラに使って非常に低速にトラック電流をランピングさせ、過渡応答および定常状態が非常に類似するようにする。ただし、一部の応用では必ずしもこれが実践的であるとは限らない。もう１つの選択肢は、移行が比較的大きい場合にブリッジ電流を加重して最適な軌跡を修正し、過渡変化中であっても、逆回復損失を回避する上で十分な幅をもうけることである。これは、（１０）での加重変更を伴う。

７．ソフトスイッチング固定周波数ＬＣＬコンバータ
ＡＶＣを導入すると、ダイオード逆回復損失を完全に回避することができる。そのため、前記ＬＣＬコンバータ内のＨブリッジは、パワーＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴのターンオフ損失のみ有する。このスイッチング特性により、電力スイッチング装置の付加的な小さいキャパシタまたは寄生出力容量が、ゼロ電圧スイッチング（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ：ＺＶＳ）条件を達成する完全にソフトスイッチング方式のコンバータ設計に役立つ。通常の回路構成を図３３に示す。ＺＶＳ条件は、スイッチターンオフ条件下でキャパシタを流れる電流がゼロまで低下する間、前記キャパシタを使ってスイッチング電圧を一時的に維持することにより達成できる。これにより、ターンオフ条件下での電圧推移を最低限に抑えられるため、ソフトスイッチング条件が可能になる。ただし、ソフトスイッチングを保証するには設計上の制約がいくつかあり、これは、スイッチの両端にわたるキャパシタを注意深く制御しなければ前記付加的なキャパシタに致命的な短絡条件が生じ、いっそう高いスイッチング損失または極端な条件では電源装置障害が生じるためである。スイッチがオンにされる前にキャパシタが完全に放電するようにするには、次式を満たさなければならない。

式中、ｔ_ｄｅａｄはＨブリッジのデッドタイム（すなわち、スイッチング状態の変更前、Ｈブリッジの枝路でシュートスルー電流を回避するため必要な時間）、ｉ_ｂ（０）は、スイッチング時のブリッジインダクタ電流、Ｖ_ｄｃはＨブリッジへのＤＣ入力電圧である。

スイッチと並列に設けられたキャパシタは、必ずしもＨブリッジ内の４つのスイッチについて同じものではない。これは、前記スイッチを流れる電流が前記４つのスイッチング条件（Ｓ_１、Ｓ_２、Ｓ_３、Ｓ_４）下で異なり、（２７）に基づいて異なる容量値が必要とされるためである。図３４に示すフローチャートを使用すると、最適なキャパシタ値を決定できる。このフローチャートの第１の段階では、スイッチング時の電流値範囲を決定する。各スイッチング過渡時における電流の一例を図３５に示している。これらの電流値は、上記で概説した時間領域解析技術で計算されたものである。前記フローチャートの計算ルーチンは、スイッチに短絡事象が現れるまで許容される最大容量を決定するはずである。なお、各Ｈブリッジ脚部の容量値は、２つのスイッチング時に共有される。Ｓ１およびＳ３は、グループ化されて１つのキャパシタ値セットを共有し、Ｓ２およびＳ４は、グループ化されて別のセットを共有する。

ＩＰＴ電源用の新規性のあるコンバータは、スイッチング周波数を一定に保ちながらソフトスイッチングを実現するよう設計されている（ＬＣＬコンバータおよびＡＶＣ）。このコンバータは、ＩＰＴにおいて、固定周波数およびソフトスイッチングを同時に実現しにくい従来のコンバータと比べ、著しい利点を有する。この新たな制御技術により、コンバータは、どちらの利点も併せ持つことができるようになった。

一部の構成では、本明細書で説明したシステムおよび方法をコントローラで実施することができる（例えば、上述のように）。例えば、そのコントローラには、プロセッサおよび当該プロセッサと電子的に通信可能なメモリを含めることができる。一部の構成において、前記メモリは、プロセッサで実行可能な命令を格納し、これによりプロセッサが本明細書で説明したシステムおよび方法を実施する。例えば、前記プロセッサは実行可能な命令を実行し、その命令により、プロセッサは、ＴＨＤを軽減しダイオード逆回復損失を回避するアルファプラス（例えば、α＋）、アルファマイナス（例えば、α−）、およびベータを選択する。

以下の例は、単に例示的なものであり、決して本開示を限定することを目的としたものではない。

以上に開示した特徴および機能等の変形形態、またはその代替形態は、他の多くの異なるシステムまたは応用に望ましい態様で組み込めることが理解されるであろう。また、現時点で予測または予期できない種々の代替形態、変更形態、変形形態、または改良形態が当業者により今後作製される可能性があるが、これらの形態も、以下の請求項に包含されるよう意図されている。

当該装置の一実施形態の全体的な設計構成は、図３６に示すパラメータ値を有し、図３７に例示されている。図３８は、ゲートドライバの概略図である。図３９は、本明細書に開示するシステムの電流経路を例示したものである。

図４０は、当該システムの一実施形態のハイレベルブロック図を示したものである。青い点線は絶縁を示し、ＮａｎｏＢｏａｒｄ ３０００コントローラが光アイソレータを介して残りの回路と通信する。図４１は、前記ＬＣＬコンバータの共振タンクを示したものである。

この実施形態では、ソフトウェアが望ましい電流値、過電流保護、および制御システムを設定するユーザーインターフェースを提供する。これらの制御は、非常に重要なゲートレベル制御のタイミングを取るフィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ：ＦＰＧＡ）でハードウエア記述言語（Ｈａｒｄｗａｒｅ Ｄｅｓｃｒｉｐｔｉｏｎ Ｌａｎｇｕａｇｅ：ＨＤＬ）設計を制御するファームウェアに送信される。図４２は、前記ソフトウェアの全体的な概要を示したもので、図４３は、グラフィカルユーザーインターフェース（Ｇｒａｐｈｉｃａｌ Ｕｓｅｒ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ：ＧＵＩ）のスクリーンショットを示したものである。

この実施形態では、前記ファームウェアが、前記ＨＤＬ設計のインターフェースを介し、前記フルブリッジに関する重要なタイミング制御を設定する。その制御変数は、前記ソフトウェアから渡されて妥当性が確認され、ＨＤＬ設計インターフェースを使ってタイミングが修正される。前記ファームウェアおよびＨＤＬ設計は、すべてのスイッチング過渡時に不感帯を導入してハイサイドおよびローサイドＭＯＳＦＥＴが同時にオンにされないよう保護するため、前記フルブリッジの保護も提供する。前記ファームウェアの例示的なフローチャートを図４４に示す。

本明細書に開示するＡＶＣ方法および装置は、図８〜１０に示すように、ＡＤＣ制御がダイオード逆回復損失を回避できる範囲と同じ範囲にわたりダイオード逆回復損失を回避できるよう実装できる。本明細書に開示するＡＶＣ方法および装置は、ＴＨＤについて、ＳＶＣ制御と同様な結果も提供する。

ＴＨＤに関するＡＶＣの利点は図４５で要約でき、この図では、ＴＨＤについてＡＤＣおよびＳＶＣ制御方法と比べた最大の改善点および平均的な改善点を示している。

本明細書に開示するＡＶＣ方法および装置の一実施形態に関する試験結果は図４６および４７のとおりであり、これらの図では同じ負荷（Ｑ＝２）および同じｉ_１（４．８Ａ ＲＭＳ）のＳＶＣ制御とＡＶＣ制御との比較を示している。これらの波形では、電圧（Ｖ_ａｂ）および電流（ｉ_ｂ）が示されている。これにより、ＳＶＣ制御ではダイオード逆回復損失が回避されないこと、そして本開示の一実施形態に基づいて実施されたＡＶＣ制御では、ダイオード逆回復損失が回避されることが示されている。ＳＶＣ波形の例（図４６）において、第１および第３のスイッチング過渡時の電流は、電圧変化と同じ符号を有する（すなわち、電流が正で、電圧が上昇している）。これは、ダイオード逆回復損失が生じていることを示している。それと比べ、前記ＡＶＣ波形の例（図４７）では、すべてのスイッチング過渡時に電流が電圧変化と逆の符号を有していることが示されている。したがって、ダイオード逆回復損失は回避されている。

図４８は、ＡＶＣ制御がより効率的であることを示している。また、その効率は、広い電力範囲にわたりより一貫している。

調整回路におけるＡＶＣ制御について本明細書に開示した実施形態は、効率の高い非干渉無線充電システムを実現する上で役立つ。この制御装置および方法は、現在最先端のＳＶＣ制御およびＡＤＣ制御方式よりはるかに複雑であり、ＳＶＣ制御およびＡＤＣ制御システムがそれぞれ単独で達成できないことを実現する能力を提供する。より具体的にいうと、ＡＶＣ制御は、広範囲の負荷条件および電流値にわたりダイオード逆回復損失を回避する能力をもたらし、許容範囲内のＴＨＤを達成する。

Claims (20)

1. 非対称電圧相殺技術を使って回路を制御する、コンピュータで実行される方法であって、
   負荷条件および少なくとも１つの回路パラメータに基づいて、ダイオード逆回復損失を回避する複数の点を決定する工程であって、各点は制御変数の組み合わせを有するものである、前記複数の点を決定する工程と、
   前記複数の点の各々について高調波歪みを決定する工程と、
   前記決定された高調波歪みに基づいて、高調波歪みが最小になる点の軌跡を決定する工程と、
   前記点の軌跡上の少なくとも１つの点に関する制御変数の組み合わせを使って前記回路を制御する工程と、
   前記負荷条件に基づいて、前記回路における電力レベルを制御する工程と
   を有する方法。
2. 請求項１記載の方法において、前記制御変数の組み合わせは、
   アルファプラス制御変数と、
   アルファマイナス制御変数と、
   ベータ制御変数と
   を有し、
   前記アルファプラス制御変数、前記アルファマイナス制御変数、および前記ベータ制御変数は、非対称電圧相殺を可能にするものである
   方法。
3. 請求項１記載の方法において、前記回路は、
   第１のインダクタと、
   キャパシタと、
   第２のインダクタと
   を有し、
   前記第１のインダクタ、前記キャパシタ、および前記第２のインダクタは、インダクタ・キャパシタ・インダクタ（Ｉｎｄｕｃｔｏｒ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ Ｉｎｄｕｃｔｏｒ：ＬＣＬ）コンバータを形成するように構成されるものである
   方法。
4. 請求項３記載の方法において、前記少なくとも１つの回路パラメータは、
   第１のインダクタンスの第２のインダクタンスに対する比であって、前記第１のインダクタンスは前記第１のインダクタに基づき、前記第２のインダクタンスは前記第２のインダクタに基づくものである、前記第１のインダクタンスの第２のインダクタンスに対する比と、
   インピーダンスと、
   反射インピーダンスと、
   構成要素の許容誤差と
   のうち少なくとも１つを有するものである方法。
5. 請求項１記載の方法において、さらに、
   前記回路の前記負荷条件を監視する工程と、
   前記負荷条件に基づいて、前記制御変数の組み合わせを調整する工程と
   を有するものである方法。
6. 請求項１記載の方法において、さらに、
   前記回路の前記少なくとも１つの回路パラメータを監視する工程と、
   前記検出された回路パラメータに基づいて、前記点の軌跡に沿って前記制御変数の組み合わせを調整する工程と
   を有するものである方法。
7. 請求項１記載の方法において、前記点の軌跡上の前記少なくとも１つの点に関する前記制御変数の組み合わせは、一定のスイッチング周波数においてソフトスイッチングを可能にするものである方法。
8. 回路のダイオード逆回復損失を低減するように構成されたコントローラであって、
   プロセッサと、
   前記プロセッサと電子的に通信可能なメモリであって、当該メモリは、
   実行可能な命令を格納し、当該命令が前記プロセッサにより実行されると、前記プロセッサに、
   負荷条件および少なくとも１つの回路パラメータに基づいて、ダイオード逆回復損失を回避する複数の点を決定する工程であって、各点は制御変数の組み合わせを有するものである、前記複数の点を決定する工程と、
   前記複数の点の各々について高調波歪みを決定する工程と、
   前記決定された高調波歪みに基づいて、高調波歪みが最小になる点の軌跡を決定する工程と、
   前記点の軌跡上の少なくとも１つの点に関する制御変数の組み合わせを使って前記回路を制御する工程と、
   前記負荷条件に基づいて、前記回路における電力レベルを制御する工程と
   を実行させるものである、前記メモリと
   を有するコントローラ。
9. 請求項８記載のコントローラにおいて、前記制御変数の組み合わせは、
   アルファプラス制御変数と、
   アルファマイナス制御変数と、
   ベータ制御変数と
   を有し、
   前記アルファプラス制御変数、前記アルファマイナス制御変数、および前記ベータ制御変数は、非対称電圧相殺を可能にするものである
   コントローラ。
10. 請求項８記載のコントローラにおいて、前記回路は、
    第１のインダクタと、
    キャパシタと、
    第２のインダクタと
    を有し、
    前記第１のインダクタ、前記キャパシタ、および前記第２のインダクタは、インダクタ・キャパシタ・インダクタ（ＬＣＬ）コンバータを形成するように構成されるものである
    コントローラ。
11. 請求項１０記載のコントローラにおいて、前記少なくとも１つの回路パラメータは、
    第１のインダクタンスの第２のインダクタンスに対する比であって、前記第１のインダクタンスは前記第１のインダクタに基づき、前記第２のインダクタンスは前記第２のインダクタに基づくものである、前記第１のインダクタンスの第２のインダクタンスに対する比と、
    インピーダンスと、
    反射インピーダンスと、
    構成要素の許容誤差と
    のうち少なくとも１つを有するものであるコントローラ。
12. 請求項８記載のコントローラにおいて、さらに、
    前記回路の前記負荷条件を監視する工程と、
    前記負荷条件に基づいて、前記制御変数の組み合わせを調整する工程と
    を有するものであるコントローラ。
13. 請求項８記載のコントローラにおいて、さらに、
    前記回路の前記少なくとも１つの回路パラメータを監視する工程と、
    前記検出された回路パラメータに基づいて、前記点の軌跡に沿って前記制御変数の組み合わせを調整する工程と
    を有するものであるコントローラ。
14. 請求項８記載のコントローラにおいて、前記点の軌跡上の前記少なくとも１つの点に関する前記制御変数の組み合わせは、一定のスイッチング周波数においてソフトスイッチングを可能にするものであるコントローラ。
15. 誘導電力伝送システムであって、
    伝達コイルを有する共振コンバータ回路と、
    前記伝達コイルから電力を受信するように構成された受信コイルと、
    コントローラと
    を有し、
    前記コントローラは、
    前記共振コンバータ回路の負荷条件および少なくとも１つの回路パラメータに基づいて、前記共振コンバータのダイオード逆回復損失を回避する複数の点を決定する工程であって、各点は制御変数の組み合わせを有するものである、前記複数の点を決定する工程と、
    前記複数の点の各々について高調波歪みを決定する工程と、
    前記決定された高調波歪みに基づいて、高調波歪みが最小になる点の軌跡を決定する工程と、
    前記点の軌跡上の少なくとも１つの点に関する制御変数の組み合わせを使って前記共振コンバータ回路を制御する工程と、
    前記負荷条件に基づいて、前記共振コンバータ回路における電力レベルを制御する工程と
    を実行するプロセッサを有するものである
    誘導電力伝送システム。
16. 請求項１５記載の誘導電力伝送システムにおいて、前記制御変数の組み合わせは、
    アルファプラス制御変数と、
    アルファマイナス制御変数と、
    ベータ制御変数と
    を有し、
    前記アルファプラス制御変数、前記アルファマイナス制御変数、および前記ベータ制御変数は、非対称電圧相殺を可能にするものである
    誘導電力伝送システム。
17. 請求項１５記載の誘導電力伝送システムにおいて、前記共振コンバータ回路は、
    ダイオードと、
    第１のインダクタと、
    キャパシタと、
    第２のインダクタと
    を有し、
    前記第１のインダクタ、前記キャパシタ、および前記第２のインダクタは、インダクタ・キャパシタ・インダクタ（ＬＣＬ）コンバータを形成するように構成されるものである
    誘導電力伝送システム。
18. 請求項１７記載の誘導電力伝送システムにおいて、前記回路パラメータは、
    第１のインダクタンスの第２のインダクタンスに対する比であって、前記第１のインダクタンスは前記第１のインダクタに基づき、前記第２のインダクタンスは前記第２のインダクタに基づくものである、前記第１のインダクタンスの第２のインダクタンスに対する比と、
    反射インピーダンスと、
    構成要素の許容誤差と
    のうち少なくとも１つを有するものである誘導電力伝送システム。
19. 請求項１５記載の誘導電力伝送システムにおいて、前記プロセッサは、さらに、
    前記回路の前記負荷条件を監視する工程と、
    前記負荷条件に基づいて、前記制御変数の組み合わせを調整する工程と、
    前記回路の前記少なくとも１つの回路パラメータを監視する工程と、
    前記回路パラメータに基づいて、前記点の軌跡に沿って前記制御変数の組み合わせを調整する工程と
    を実行するものである誘導電力伝送システム。
20. 請求項１５記載の誘導電力伝送システムにおいて、前記点の軌跡上の前記点に関する前記制御変数の組み合わせは、前記共振コンバータ回路の一定のスイッチング周波数においてソフトスイッチングを可能にするものである誘導電力伝送システム。

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