JP2014507890A - Hブリッジ出力段を備える補聴器および出力段を駆動する方法 - Google Patents
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Abstract
補聴器(20)用のHブリッジのデジタルの3レベル出力ドライバ(7)は,出力ドライバ(7)に主電圧(3)および副電圧(8)を提供し,3レベル出力ドライバ(7)の中間レベルが上記出力ドライバ(7)についての入力信号に現れるたびに出力ドライバ(7)の両端に副電圧(8)を与えることで低減された容量性干渉を得る。出力ドライバ(7)はパルス幅変調信号,シグマ−デルタパルス密度変調信号,またはこれらの信号の組合せから制御できる。出力ドライバ(7)は補聴器(20)の音響出力トランスデューサを駆動するための正,負およびゼロレベルからなるクロック出力信号を生成する。副電圧(8)が主電圧(3)の値の半分である場合,上記正レベルおよび負レベルは副電圧(8)に関して規定され,3レベル出力段の省電力の利点を保ちつつ容量性干渉が最小に保たれる。この発明は補聴器(20)および補聴器(20)の出力段(7)を駆動する方法を提供する。
Description
本願は補聴器に関する。より詳細には本願は音響出力トランスデューサを駆動するデジタル出力段を備える補聴器に関する。この発明はさらに補聴器のデジタル出力段を駆動する方法に関する。
本願の開示において,補聴器は,聴覚障害者によって耳の中にまたは耳の後ろに装着されるように構成される,マイクロフォン,音処理装置および音響出力トランスデューサを備える,小さな電池駆動の装置として規定される。ユーザの聴覚損失の計測から算出される処方(prescription)にしたがって補聴器をフィッティングする(調整する)ことによって,補聴器は所定の周波数帯を増幅してその周波数帯における聴覚損失を補償することができる。正確かつ柔軟な増幅を得るために,近年のほとんどの補聴器はデジタルのものである。
現代のデジタル補聴器にはデジタル信号処理装置が組み込まれており,デジタル信号処理装置は上記処方にしたがって上記マイクロフォンからの音信号を処理して上記音響出力トランスデューサを駆動するのに適する電気信号にする。省スペース化および効率向上のために,デジタル補聴器の処理装置の中には,出力信号のデジタル−アナログ変換を実行することなく,上記音響出力トランスデューサを直接に駆動するためのデジタル出力信号を用いるものがある。デジタル信号が十分に高い周波数のデジタルビットストリームとして上記音響出力トランスデューサに直接に伝達されると,上記音響出力トランスデューサのコイルがローパスフィルタとしての機能を実行し,上記音響出力トランスデューサは,たとえば15−20kHz未満の周波数のみを再生することができる。上記デジタル出力信号は,好ましくはパルス幅変調信号,シグマ−デルタ変調信号,またはこれらの組合せである。
Hブリッジは,電気モータまたはスピーカといった誘導負荷(inductive loads)を制御する電子回路である。Hブリッジは,上記Hブリッジ内にある一セットの電子スイッチを開放するまたは短絡することによって,上記Hブリッジの出力端子間に接続された負荷を通る電流の向きを制御するように動作する。上記スイッチ(複数)は好ましくはBJTトランジスタまたはMOSFETトランジスタといった半導体スイッチング素子として実装される。この動作原理によって,適切に調整されたデジタル信号がスピーカを直接に駆動することができるように実装される直接デジタル駆動出力段(direct digital drive output stage)が実現され,その結果として専用のデジタル−アナログ変換器の必要性が無くなり,同時に出力段に必要とされる電力が低減する。
シグマ−デルタ変調器は信号をビットストリームに変換する電子回路である。変換される信号はデジタルでもアナログでもよく,上記シグマ−デルタ変調器は典型的には高解像度(high resolution)の信号を低解像度(low resolution)の信号に変換するアプリケーションで用いられる。本願においてシグマ−デルタ変調器は補聴器における上記Hブリッジ出力段を駆動するために用いられる。
スピーカのダイアフラム(振動板)は,スピーカ・コイルに電流が流れていないときの静止ないし中間位置と,上記スピーカにいずれかの方向で最大許容電流が流れるときの2つの極位置(extreme positions)とを持つ。正および負の電圧インパルスによって表される十分に高速に変化するビットストリームをHブリッジから上記スピーカ端子に与えることで,上記スピーカの上記2つのダイアフラム極位置間の任意の位置を獲得することができる。上記ビットストリーム中に正のインパルスの数が多ければ多いほど上記スピーカ・ダイアフラムは第1の極位置に向けてより移動し,上記ビットストリーム中に負のインパルスの数が多ければ多いほど,上記スピーカ・ダイアフラムは第2の極位置に向けてより移動する。このように駆動されるとき,上記ビットストリームのスイッチング周期が上記スピーカの再生限界周波数を十分に超えていれば,上記スピーカ・コイルのローパスフィルタリング効果のために上記スピーカから可聴スイッチング・ノイズは発せられない。
欧州特許EP−B1−1716723から補聴器用デジタル出力段が知られており,上記出力段はシグマ−デルタ変換器および補聴器用音響出力トランスデューサを駆動するHブリッジを備えている。上記出力段は3つの独立信号レベル(three individual signal levels)からなるビットストリームを上記音響出力トランスデューサに伝達することができるので,3状態出力段(three-state output stage)と呼ばれる。以下において,これらのレベルを「+1」,「−1」および「0」で示す。「+1」は上記音響出力トランスデューサに加わる最大正電圧と等しく,「−1」は上記音響出力トランスデューサに加わる最大負電圧に等しく,「0」は無電圧に等しい。これは,正電圧パルスが上記音響出力トランスデューサのダイアフラムを一方向に移動させ,かつ負電圧パルスが上記音響出力トランスデューサを他方の方向に移動させることを利用している。上記スピーカ・コイルが電圧パルス(複数)の積分器として動作するので,「0」レベルが点在する「+1」レベルおよび「−1」レベルからなるクロック化ビットストリームを上記音響出力トランスデューサに電圧パルス(複数)として伝達することによって,上記音響出力トランスデューサの機械的サスペンションの極範囲内の任意の位置偏差(any position deviation)を得ることができる。上記従来技術の上記デジタル出力段は,上記音響出力トランスデューサの両端子に同時に「+1」レベルと「−1」レベルを与えることで「0」レベルを生成している。
上記音響出力トランスデューサについて上記「0」レベルを生成するこのやり方は,「0」レベルを提供するために追加要素を必要としないので実装が非常に容易であり,「0」レベルに追加電流が用いられず,かつ3つの独立レベルの提供が効果的に音響出力トランスデューサに加わる可能電圧スイングを倍増させる(doubles the possible voltage swing )ので,省電力化が図られる利点がある。しかしながら,これは以下に詳細に説明するいくつかの明白な問題点も有している。
上記「+1」レベルおよび「−1」レベルはいずれも,上記音響出力トランスデューサの配線や端子上において電位差を生成する。これは上記「0」レベルの場合には当てはまらない。「0」レベルの場合,両方の配線に同時に同じ電圧がかかり,これが急速に切り替わる電圧であるために,すぐ近くの環境に(to its immediate surroundings)多くのコモンモード信号(common mode signal)を放射する。この放射は,上記補聴器内に典型的に存在するテレコイルまたは無線送信レシーバコイルといった周囲に,クロストークの増加(increased crosstalk)をもたらす。このクロストークは1MHzを超える周波数を持つので,8−10kHz未満の周波数を伝播するように構成されるテレコイルに対しては問題を生じさせることはない。ところが,上記無線レシーバコイルについては,このクロストーク現象から生じる容量性干渉(capacitive interferences)からかなり深刻な信号対雑音比の低減を蒙り,信頼性のある信号の受信が不可能となる程度になることがある。
この容量性干渉は,主に出力回路の電気的に露出した部分,主要には上記補聴器の電子回路チップの出力パッドを上記音響出力トランスデューサの入力端子に接続する配線から生じる。機械的な理由によりこの配線をさらに短くすることはできないが,配線を捻りかつこれを物理的に一緒に保持することによって,これらの配線とその周囲の感度の高い電子回路との間の容量性結合の低減を,幾ばくかは達成することができる。
上記電圧パルスは出力トランスデューサに1−2MHzの周波数で与えられ,その結果として生じるノイズ成分が,高周波数の容量性干渉に対して敏感な電子回路の動作を妨害することがある。上記の影響を蒙った電気機器が補聴器用無線リモートコントロール(ワイヤレスリモコン)を組込んでいる場合,上記無線リモートコントロールの有効動作範囲が,上記出力段から発生しかつ適切な受信から上記リモートコントロール信号をマスクする容量性干渉によって大幅に制限されるので,電磁干渉によって生じる問題はかなり深刻となる。
国際特許公開WO−A1−03/047309は,補聴器または携帯電話といった携帯機器用スピーカを駆動するデジタル出力ドライバ回路を開示している。上記デジタルドライバ回路は,入力,変調器および3レベルHブリッジを備え,上記ドライバ回路を電磁干渉からシールドし,かつ上記ドライバ出力を上記スピーカにつなぐ配線を短く保つために,スピーカ筐体内に統合されている。上記ドライバ回路はさらに,上記ドライバ回路用の供給電圧を調整するために,上記スピーカに接続されたフィードバック回路を備えている。
WO−A1−03/047309に記載されているようなスピーカ内に内蔵された出力ドライバは,補聴器内で用いられる類のダイナミック標準スピーカと互換性がない。たとえば,補聴器ハウジングおよび電気回路が,たとえば異なる度合の聴覚損失を扱うために,異なるインピーダンス値を有する異なるスピーカ群とともに用いられるようになっている場合,内蔵出力ドライバを有するスピーカはこの構成にはうまく適合しないであろう。このタイプの柔軟性が必要とされる場合,補聴器回路の出力段端子と補聴器のスピーカの端子との間の長い配線が必要不可欠である。従来技術の出力ドライバでは,上記スピーカから上記フィードバック回路への信号のための別セットの長い配線が必要され,それは容量性干渉ノイズをさらに増加することになる。
この発明は,出力段を補聴器のスピーカに接続する長い配線を有するにもかかわらず,従来技術の出力変換器に関する上記容量性ノイズおよび干渉の問題を有することなく,3状態出力変換器の利点を提供することができる出力変換器を持つ補聴器用出力段を案出することを目的とする。この目的は,請求項1に記載の特徴を有する出力変換器を提供することによって達成される。
この発明はまた,補聴器用出力段を駆動する方法を案出することを目的とする。この目的は請求項6に記載の方法によって達成される。
以下,図面を参照してこの発明をさらに詳細に説明する。
図1は従来技術による補聴器の3状態デジタルHブリッジ出力段(three-state digital H-bridge output stage)1の概略図を示している。上記出力段1は,制御入力2,正電圧Vbbを伝達する供給電圧ノード3,スピーカ4として示される音響出力トランスデューサ,グランド・ノード(接地ノード)5,遅延素子6,ならびにMOSFETトランジスタ素子として示されている4つの可制御スイッチ(controllable switches)S1,S2,S3およびS4を備えている。上記供給電圧ノード3は上記Hブリッジ出力段1に電力を供給し,上記制御入力2は上記4つの可制御スイッチS1,S2,S3およびS4を制御するビットストリームを伝達することができる。上記遅延素子6の目的は,上記スイッチS2およびS4についての上記ビットストリームの一クロックパルス分の遅延を実行することにある。この機能はインバータによって実行することもできる。以下,上記出力段によって上記ビットストリームから生成される3つの異なる状態を「−1」,「0」および「+1」で表す。上記スイッチS1,S2,S3およびS4の目的は,上記供給電圧ノード3から上記スピーカ4を通って上記グランド端子5に向かう電流を提供することにあり,上記スピーカ4は上記制御入力2からのビットストリームによって制御される。
上記スイッチ(複数)は次のように制御される。上記ビットストリームが「0」に続いて「0」を含むビット列を生成するたびに,上記スイッチS2およびS3が短絡しかつ上記スイッチS1およびS4が開放し,これは上記出力段の状態「−1」に対応する。この状態は,上記供給電圧ノード3からS2,スピーカ4およびS3をそれぞれ通ってグランドに流れる電流を生じさせる。上記電流は上記スピーカ4の膜(membrane)またはダイアフラム(diaphragm)の一方向への,たとえば内向きへの移動を生じさせる。
上記ビットストリームが「0」に続いて「1」を含むビット列,または「1」に続いて「0」を含むビット列を生成するたびに,上記スイッチS1およびS2が短絡しかつスイッチS3およびS4が開放し,またはこの逆となり,これは上記出力段の状態「0」に対応する。この状態は,S1およびS2が短絡されることに起因して上記スピーカ4の両端に上記供給電圧ノード3の電位を生じさせる。そうではなくS3およびS4が短絡されると,グランド電位が上記スピーカ4の両端に現れることになる。同じ電位が上記スピーカ4の両端に現れるので,上記スピーカ4の上記ダイアフラムはその中間位置に向けて移動する。
上記ビットストリームが「1」に続く「1」のビット列を生成するたびに,上記スイッチS1およびS4が短絡しかつスイッチS2およびS3が開放し,これは上記出力段の状態「+1」に対応する。この状態は上記供給電圧ノード3からS1,スピーカ4およびS4をそれぞれ通ってグランドに流れる電流を生じさせる。この電流は,上記スピーカ4のダイアフラムに,上記出力段の状態「−1」に対して反対の方向,たとえば外向きへの移動を生じさせる。
この設計は,従前の2レベル出力段の設計と比べて非常に電力効率に優れた出力段を提供する。しかしながら,これは,その動作モードに起因するかなりの量の容量性干渉(キャパシティブ干渉)(capacitive interference)を生成する明白な問題点も有している。上記出力段が状態「+1」または「−1」にあるとき,上記スイッチ(複数)は上記ビットストリームによって同期的に(in a synchronous manner)制御されるが,上記出力変換器が状態「0」にあるとき,上記スイッチ(複数)が同じ論理回路から制御されないことに起因してこの同期性は失われる。この非同期スイッチングから生じるスパイク(spikes)(電圧や電流の一時的変動)は,上記音響出力トランスデューサの一般的な動作に影響を与えない程度に非常に高い周波数であるが,かなりの量の容量性干渉を生成し,たとえば上記補聴器内のレシーバ回路と通信する無線リモートコントロールからの無線近距離通信信号を損なうことがあり,したがって無線リモートコントロールの有効動作範囲を狭める。
図2は,シグマ−デルタ変調器10,デコーダネットワーク(復号器網)17,およびこの発明による補聴器用Hブリッジ出力段7を示す概略図である。上記シグマ−デルタ変調器10は,差分ノード(difference node)11,第1の加算ノード12,第2の加算ノード13,第1の単位遅延ブロック14,第2の単位遅延ブロック15,および量子化器16を備えている。上記出力段7は,第1の供給電圧ノード3,グランド・ノード5,第2の供給電圧ノード8,NANDゲート18,スピーカ4,第1の可制御スイッチS1,第2の可制御スイッチS2,第3の可制御スイッチS3,第4の可制御スイッチS4,第5の可制御スイッチS5,および第6の可制御スイッチS6を備えている。図2には,表1に示すように,上記デコーダネットワーク17の動作を示すテーブルも示されている。
上記シグマ−デルタ変調器10の入力は補聴器(図示略)のデジタル信号処理装置の出力に接続され,上記シグマ−デルタ変調器10の出力は上記デコーダネットワーク17の入力に接続される。上記デコーダネットワーク17は,第1出力Aおよび第2出力Bを備えている。上記第1出力Aは第1の可制御スイッチS1および第4の可制御スイッチS4の入力に接続され,上記第2出力Bは上記第3の可制御スイッチS3および第2の可制御スイッチS2に接続されている。
上記第1の供給電圧ノード3および第2の供給電圧ノード8は上記Hブリッジ出力段7に電源を供給するものであり,8つの可制御スイッチのうちの4つのスイッチS1,S2,S3およびS4が,「−1」,「0」,「+1」でそれぞれ表わされる上記出力段7の3つの異なる状態を制御するために,上記デコーダネットワーク17によって制御される。上記NANDゲート18は上記デコーダネットワーク17の上記第1出力Aに接続された第1入力と,上記デコーダネットワーク17の上記第2出力Bに接続された第2入力とを持つ。上記デコーダネットワークの動作が表1に示されており,ここでLはLOW論理レベルを,HはHIGH論理レベルを表す。
上記第1の供給電圧ノード3は,好ましくは上記スピーカ4の出力を最大にする上記補聴器の公称供給電圧Vbbを供給するが,他の電圧(other voltages),たとえば上記補聴器の電池によって給電される電圧倍増器(voltage-doubler)によって伝達される電圧を,上記スピーカ4を駆動するために用いることもできる。上記第2の供給電圧ノード8は好ましくは上記第2の供給電圧ノード3の電圧の半分を供給する。この設定の背後にある理由について以下に詳細に説明する。
上記4つの可制御スイッチS1,S2,S3およびS4は,出力状態「−1」および「+1」の生成に関して図1に示す従来技術の出力段1と概略同様に動作するが,上記出力段7は上記出力状態「0」の生成の新規なやり方を持つ。上記NANDゲート18は,上記デコーダネットワーク17の上記第1出力Aおよび上記第2出力Bの両方がLOWである場合にだけ,論理HIGHを出力する。2つの可制御スイッチS5およびS6が上記NANDゲート18によって制御される。
論理HIGHレベルによってアクティベートされることで,上記第5の可制御スイッチS5は第1のスピーカ端子を上記第2の供給ノード8に接続し,かつ上記第6の可制御スイッチS6は第2のスピーカ端子を上記第2の供給ノード8に接続する。論理LOWレベルによってデアクティベートされると,上記第5の可制御スイッチS5および上記第6の可制御スイッチS6は,それぞれ,両方のスピーカ端子を上記第2の供給ノード8から切断(接続解除)する。換言すると,上記NANDゲート18が論理HIGHを出力するたびに,上記第1および第2のスピーカ端子の両方が上記第2の供給ノード8に接続される。
上記第2の供給電圧ノード8の電位が,上記第1の供給電圧ノード3の電位またはグランド電位と等しかったとすると,上記出力段7は,上記した容量性干渉の問題を含む従来技術の出力段と本質的に同様に動作することになる。しかしながら,上記第2の供給電圧ノード8の電位がVbb/2または上記第1の供給電圧ノード3の電圧の半分に等しく設定されると,上記出力段7が2レベル出力段であったかのように,上記出力段7からの容量性干渉が同程度に相殺される(均衡が図られる)(balanced out)。
この構成において,上記音響出力トランスデューサは,上記グランド電位および上記第1の供給電圧ノード3の電位Vbbの間に,上記第2の電圧供給ノード8の上記電位Vbb/2の差の有効電圧スイング(有効電圧振れ幅)(effective voltage swing)を持つが,上記補聴器回路の上記出力段7を上記スピーカ4に接続するそれぞれの配線上の電圧シフトは,上記出力変換器の3レベル動作のために上記第1の供給電圧ノード3の電位Vbbの半分だけに等しい。上記デコーダネットワーク17の上記第1出力Aおよび上記第2出力Bの両方がLOWとなるたびに上記スイッチS5およびS6が短絡されることで,「0」を生成する上記シフトが上記NANDゲート18によって同期的に実行されるので,容量性ノイズ干渉レベルが少なくとも6dB低減される。電流節約の利点を除いて,典型的な信号に起因するシフトは2レベルスイッチング出力段と比べて頻繁ではないので,3レベル出力段の動作は明らかに経時的に低いスイッチングノイズレベルの利点を持つ。
この発明による上記出力段7の動作を,図3,4および5を参照して詳細に説明する。図3,4および5は,上記出力段7がどのようにして状態「−1」,「0」および「+1」を扱うかを示す,図2に示す出力段7のシンプルな概略図である。上記第1の電圧供給ノード3および第2の電圧供給ノード8が図3,図4および図5に示されている。図3,図4および図5には6つのスイッチS1,S2,S3,S4,S5およびS6のみが示されており,上記スピーカは図3,図4および図5においてコイル4として示されている。
図3には,上記出力段7がどのようにして状態「+1」を生成するかが示されている。上記スイッチS1およびS4が短絡され,他方スイッチS2,S3,S5およびS6は開放される。上記第1の供給電圧ノード3とグランドとの間の電位差に起因して,電流I1が上記第1の供給電圧ノード3から,S1を通り,上記スピーカ4を通り,さらにS4を通ってグランドに流れて上記スピーカ・コイル上に起電力が及ぼされ,上記スピーカ4の膜を一方向,たとえば内向きに動かす力が働く。
図4には,上記出力段7がどのようにして状態「−1」を生成するかが示されている。ここでは上記スイッチS2およびS3が短絡され,他方スイッチS1,S4,S5およびS6が開放される。電流I2が上記第1の供給電圧ノード3から,S2を通り,上記スピーカ4を反対向きに通り,S3を通ってグランドに流れて上記スピーカ・コイル上に起電力が及ぼされ,上記スピーカ4の膜を反対方向,たとえば外向きに動かす力が働く。
図5には,上記出力段7がどのようにして状態「0」を生成するかが示されている。ここでは上記スイッチS5およびS6が短絡され,他方スイッチS1,S2,S3およびS4が開放される。上記第2の供給電圧ノード8の電位が同時に上記スピーカ4の両方の端子に供給される。上記スピーカ4の膜がその静止位置に無い場合に,静止位置に向かって移動する力が働く。この動きは,上記スイッチS5,上記スピーカ4および上記スイッチ6によって形成される閉鎖回路内を流れる電流I3を生じさせる。上記第2の供給電圧ノード8によって同じ電位が上記スピーカ4の両方の端子に与えられるので,上記電流I3は,上記スピーカのサスペンションによってもたらされる弾性力によって上記スピーカ・コイルに誘導される起電力だけから生じる。上記スピーカがその静止位置にあるとき,動きはなく,上記電流I3はゼロである。このようにこの発明の3レベル出力変換器において状態「0」を生成することによって,容量性干渉が低減される。
好ましい実施態様において,上記第2の供給電圧ノード8によって供給される電位を,上記第2の供給電圧ノード3の電位を2分割することによって,たとえば十分に高い出力インピーダンスを有しかつ最終的に小さいキャパシタによってデカップリングされるシンプルな分圧器を用いることによって,生成するようにしてもよい。別の好ましい実施例では,スイッチト・キャパシタ分圧器(switched-capacitor voltage divider)が,上記第1の供給電圧ノード3の電位から上記第2の供給電圧ノード8の電位を生成するために設けられる。スイッチト・キャパシタ分圧器は,クロック集積回路設計(clocked, integrated circuit designs)において好ましい選択であり,本質的に高入力インピーダンスを持つという追加的利点を持つ。
上述したように,3レベルデジタル出力段は,2レベルデジタル出力段と比較した場合に,同じ信号の再生について,より小さいシフト(fewer shifts)を実行する利点を持つ。これは消費電力が低いことを意味する。好ましい実施例では,上記デジタル出力段用の制御信号を供給する回路が,パルス幅変調およびシグマ−デルタ変調の組合せ(combination)を利用する。上記出力段について1MHzの典型的なクロック周波数が256kHzに低減されたとしても,十分なドライバ周波数帯域幅を得ることができる。
図6は,この発明による上記Hブリッジ出力変換器からの典型的な出力信号の時間領域のグラフを示している。Hブリッジ出力信号は,再生されるべき音信号を表す一連の等距離クロック信号パルス(a series of equidistant, clocked signal pulses)である。この信号は,3つに区別される値「−1」,「0」または「+1」の一つをとることができる。図6のグラフには結果として得られるスピーカの動きも示されている。「+1」が上記スピーカ膜によって達成可能な内側極位置(the innermost extreme position)に対応し,「−1」が外側極位置(the outermost extreme position)に対応し,「0」が上記スピーカ静止位置に対応する。上記入力信号に対する上記スピーカ・コイルの上記ローパスフィルタリング効果に起因して,上記スピーカの動きを表す曲線は,上記Hブリッジ出力信号によって表される値の平滑化積分値に近いもの(approximating a smoothed integral)となる。図6のグラフの下には,上記Hブリッジからの出力信号を生成するビットストリームを表す一連の符号(記号)(シンボル)も示されている。
図7はこの発明によるデジタル出力段7を有する補聴器20の概略図である。上記補聴器20は,マイクロフォン21,A/D変換器22,デジタル信号処理装置23,シグマ−デルタ変換器24,上記出力段7および上記スピーカ4を備えている。
音響信号が上記マイクロフォン21によってピックアップされてアナログ電気信号に変換される。上記マイクロフォン21からの上記アナログ電気信号は上記A/D変換器22によってデジタル信号に変換される。上記A/D変換器22は上記デジタル信号を上記デジタル信号処理装置23の入力に供給し,そこで上記デジタル化マイクロフォン信号の主要な処理が上記補聴器20内において実行される。上記デジタル信号処理装置23の出力からの処理済デジタル出力信号が,上記シグマ−デルタ変換器24の入力信号として用いられる。
上記シグマ−デルタ変換器24は,上記デジタル信号処理装置23からの上記処理済デジタル出力信号を,上記Hブリッジ出力段7のためのデジタル入力信号として適する3レベルビットストリームを生成するための入力信号として利用する。上記Hブリッジ出力段7は上記3レベルビットストリームによって制御される上記スピーカ4を直接に駆動するように構成されている。この発明による上記補聴器の出力段は,消費電力の増加または複雑性の付加の形態のトレードオフを伴うことなく,容量性干渉をかなり低減する。
Claims (9)
- 入力トランスデューサ,アナログ/デジタル変換器,デジタル信号処理装置,3レベル出力ドライバに接続された3レベル出力変調器,第1の電圧源,第2の電圧源,共通電圧ノード,および音響出力トランスデューサを備える補聴器であって,上記出力ドライバが上記音響出力トランスデューサの第1および第2の端子の接続を制御するように構成されたHブリッジ出力段を備え,上記Hブリッジが,上記出力変調器が第1レベルを生成したときに上記第1の電圧源を上記音響トランスデューサの第1の端子に接続し,かつ上記共通電圧ノードを上記音響出力トランスデューサの第2の端子に接続するように構成されており,上記出力変調器が第2レベルを生成したときに上記第2の電圧源を上記音響出力トランスデューサの上記第1および上記第2の端子の両方に接続するように構成されており,上記出力変調器が第3レベルを生成したときに上記第1の電圧源を上記音響出力トランスデューサの上記第2の端子に接続し,かつ上記共通電圧ノードを上記音響出力トランスデューサの上記第1の端子に接続するように構成されている,
補聴器。 - 上記第2の電圧源が上記第1の電圧源の電圧レベルの実質的に半分の電圧レベルを提供するように構成されている,請求項1に記載の補聴器。
- 上記出力変調器がシグマ−デルタ変調器である,請求項1に記載の補聴器。
- 上記出力変調器がパルス幅変調器である,請求項1に記載の補聴器。
- 上記出力変調器がパルス幅変調器およびシグマ−デルタ変調器を組み合わせたものである,請求項1に記載の補聴器。
- 補聴器の出力段を駆動する方法であって,
上記補聴器によって再生されるべき音信号を表す単一ビットデジタル信号を提供し,
第1の電圧を生成する第1の電圧源を提供し,
第2の電圧を生成する第2の電圧源を提供し,
音響出力トランスデューサを提供し,
上記単一ビットデジタル信号を,正レベル,負レベルおよびゼロレベルからなる3レベル制御信号に変換し,
上記制御信号が負レベルを生成するたびに,上記第1の電圧源を上記音響出力トランスデューサの第1端子に接続し,かつ上記音響出力トランスデューサの第2端子をグランドに接続し,
上記制御信号が正レベルを生成するたびに,上記第1の電圧源を上記音響出力トランスデューサの第2端子に接続し,かつ上記音響出力トランスデューサの第1端子をグランドに接続し,
上記制御信号がゼロレベルを生成するたびに,上記第2の電圧源を上記音響出力トランスデューサの第1端子および第2端子の両方に接続する,
方法。 - 上記第2の電圧源の電圧レベルが上記第1の電圧源の電圧の実質的に半分である,請求項6に記載の方法。
- 上記制御信号によって制御される上記接続(複数)が半導体素子(複数)によって行われる,請求項6に記載の方法。
- 上記第2の電圧の電圧が上記第1の電圧から導出される,請求項6に記載の方法。
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JP6323927B2 (ja) * | 2014-12-17 | 2018-05-16 | ヴェーデクス・アクティーセルスカプ | 補聴器および補聴器システムの動作方法 |
JP6293951B1 (ja) * | 2017-03-28 | 2018-03-14 | 中田 宏 | 音声再生装置 |
US10396779B2 (en) * | 2017-05-31 | 2019-08-27 | Texas Instruments Incorporated | Ground switching for speaker current sense |
US10409545B1 (en) * | 2018-04-17 | 2019-09-10 | Starkey Laboratories, Inc. | Digital identification of devices attached to serial communication cables |
CN109407579B (zh) * | 2018-10-16 | 2021-06-01 | 浩云科技股份有限公司 | 一种独立声波算法控制电路 |
NL2023245B1 (en) * | 2019-06-01 | 2020-12-11 | Semiconductor Ideas To The Market Itom Bv | Three level PWM Class D amplifier |
CN110677779B (zh) * | 2019-09-29 | 2021-02-05 | 广东盈峰科技有限公司 | 一种消声电路以及声波式水位监测设备 |
CN114630167B (zh) * | 2022-03-07 | 2023-04-25 | 歌尔智能科技有限公司 | 遥控器和电子*** |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2000509218A (ja) * | 1996-04-23 | 2000-07-18 | フォーナック アーゲー | 補聴器装置 |
JP2005143077A (ja) * | 2003-11-06 | 2005-06-02 | Marvell World Trade Ltd | D級増幅器 |
JP2006211523A (ja) * | 2005-01-31 | 2006-08-10 | Asahi Kasei Microsystems Kk | デジタルスイッチング回路 |
JP2007522729A (ja) * | 2004-02-08 | 2007-08-09 | ヴェーデクス・アクティーセルスカプ | 補聴器用出力段および出力段駆動方法 |
WO2007100334A1 (en) * | 2006-03-03 | 2007-09-07 | Semiconductor Components Industries, L.L.C. | Class-d amplifier and method therefor |
Family Cites Families (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2000055966A1 (en) * | 1999-03-16 | 2000-09-21 | Audiologic, Incorporated | Power supply compensation for noise shaped, digital amplifiers |
ATE338440T1 (de) | 2001-11-30 | 2006-09-15 | Sonion As | Hocheffizienter treiber für miniaturlautsprecher |
WO2004010575A1 (ja) * | 2002-07-18 | 2004-01-29 | Sony Corporation | パワーアンプ装置 |
US7298209B1 (en) * | 2003-11-06 | 2007-11-20 | Marvell World Trade Ltd. | Class D amplifier |
CA2550502C (en) * | 2004-05-05 | 2007-08-21 | Audera International Sales Inc. | Audio amplifier |
DE102005006858A1 (de) | 2005-02-15 | 2006-09-07 | Siemens Audiologische Technik Gmbh | Hörhilfegerät mit einem Ausgangsverstärker, der einen Sigma-Delta-Modulator umfasst |
KR100929953B1 (ko) * | 2006-07-07 | 2009-12-04 | 야마하 가부시키가이샤 | 오프셋 전압 보정 회로 및 d급 증폭기 |
GB0715254D0 (en) * | 2007-08-03 | 2007-09-12 | Wolfson Ltd | Amplifier circuit |
TW200941925A (en) | 2008-03-25 | 2009-10-01 | Richtek Technology Corp | Method and device for reducing the power consumption and electro-magnetic interference of a switching amplifier |
US7969242B2 (en) * | 2008-07-24 | 2011-06-28 | Qualcomm Incorporated | Switching power amplifier for quantized signals |
CN103329431B (zh) * | 2010-10-27 | 2016-09-14 | 梅鲁斯音频有限公司 | 使用多电平脉冲宽度调制的音频放大器 |
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Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2000509218A (ja) * | 1996-04-23 | 2000-07-18 | フォーナック アーゲー | 補聴器装置 |
JP2005143077A (ja) * | 2003-11-06 | 2005-06-02 | Marvell World Trade Ltd | D級増幅器 |
JP2007522729A (ja) * | 2004-02-08 | 2007-08-09 | ヴェーデクス・アクティーセルスカプ | 補聴器用出力段および出力段駆動方法 |
JP2006211523A (ja) * | 2005-01-31 | 2006-08-10 | Asahi Kasei Microsystems Kk | デジタルスイッチング回路 |
WO2007100334A1 (en) * | 2006-03-03 | 2007-09-07 | Semiconductor Components Industries, L.L.C. | Class-d amplifier and method therefor |
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