JP2014239583A - 永久磁石式同期モータ用制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】モータに供給される電力について電力検出器を用いて直接検出し、その値を用いてモータの出力トルクを最大化するように制御可能な永久磁石式同期モータ用制御装置を提供する。
【解決手段】トルク指令を指令電流に変換するトルク電流変換部10と、指令電流に基づいて制御電流を演算する電流制御部15と、電流制御部15からの制御電流を指令電圧に変換する電流電圧変換部25と、指令電圧に応じた、電力をモータ50に対し出力する三相インバータ35と、モータ50の回転子の回転位置を検出する回転位置検出器55と、を備えた永久磁石式同期モータの制御装置100において、三相インバータ35の出力側にモータ50への出力電力を測定する電力検出器を設けると共に、測定された前記出力電力に基づいて、モータ50の出力トルクが最大化するように電流進角を制御する電流進角制御装置75を設けた構成とした。
【選択図】図1
【解決手段】トルク指令を指令電流に変換するトルク電流変換部10と、指令電流に基づいて制御電流を演算する電流制御部15と、電流制御部15からの制御電流を指令電圧に変換する電流電圧変換部25と、指令電圧に応じた、電力をモータ50に対し出力する三相インバータ35と、モータ50の回転子の回転位置を検出する回転位置検出器55と、を備えた永久磁石式同期モータの制御装置100において、三相インバータ35の出力側にモータ50への出力電力を測定する電力検出器を設けると共に、測定された前記出力電力に基づいて、モータ50の出力トルクが最大化するように電流進角を制御する電流進角制御装置75を設けた構成とした。
【選択図】図1
Description
本発明は、電気自動車の駆動用モータに好適な永久磁石式同期モータの制御装置、特に、モータの出力トルクの最大化を図ることを目的とした制御装置に関するものである。
永久磁石式同期モータは、温度上昇により永久磁石の磁力が減少する、或いは電源電圧の低下等により出力トルクが低下するという問題がある。また、高負荷領域においては、磁気飽和により回転座標系(d・q座標系)のd軸及びq軸のリアクタンスの値が変化し、出力トルクが低下するという問題がある。
これらの出力トルクの低下を防止するため、例えば、特許文献1では、指令電圧とモータへの供給電流から出力電力を算出し、電流進角を変更することにより出力電力を目標電力に一致させるようにした技術が開示されている。
また、特許文献2では、弱め界磁時における出力トルクの最大化を図るため、電流進角を所定の制御周期で変化させ、周期前後の出力トルクを比較することにより、出力トルクを最大化する制御技術が開示されている。
しかしながら、上記特許文献に係る技術では、回転座標系の電流及び電圧を用いて出力電力或いは出力トルクを計算しているため、インバータのスイッチング損失等が加味されない。そのため、モータへの供給電圧或いはモータの出力トルクを正確に把握することができず、モータの出力トルクを精度よく制御することができないという課題がある。
なお、後述するように、インバータは、主としてPWM制御部と複数のスイッチング素子とから構成されている。各スイッチング素子のオン/オフの切り替え時には、若干のターンオン時間/ターンオフ時間を要する。そして、各ターンオン時間及びターンオフ時間には、過渡電流及び過渡電圧が発生する。これらの過渡電流及び過渡電圧をインバータのスイッチング損失という。このスイッチング損失は、スイッチング回数に比例する。
そこで本発明は、上記問題点に対処するため、モータに供給される電力について電力検出器を用いて直接検出し、その値を用いてモータの出力トルクを最大化するように制御可能な永久磁石式同期モータ用制御装置を提供する。
前記目的を達成するため、請求項1の発明では、
トルク指令を指令電流に変換するトルク電流変換部と、
指令電流に基づいて制御電流を演算する電流制御部と、
電流制御部からの制御電流を指令電圧に変換する電流電圧変換部と、
指令電圧に応じた、電力をモータに対し出力するインバータと、
モータの回転子の回転位置を検出する回転位置検出器と、を備えた永久磁石式同期モータの制御装置において、
前記インバータの出力側にモータへの出力電力を測定する電力検出器を設けると共に、
測定された前記出力電力に基づいて、モータの出力トルクが最大化するように電流進角を制御する電流進角制御装置を設けた、永久磁石式同期モータの制御装置とした。
トルク指令を指令電流に変換するトルク電流変換部と、
指令電流に基づいて制御電流を演算する電流制御部と、
電流制御部からの制御電流を指令電圧に変換する電流電圧変換部と、
指令電圧に応じた、電力をモータに対し出力するインバータと、
モータの回転子の回転位置を検出する回転位置検出器と、を備えた永久磁石式同期モータの制御装置において、
前記インバータの出力側にモータへの出力電力を測定する電力検出器を設けると共に、
測定された前記出力電力に基づいて、モータの出力トルクが最大化するように電流進角を制御する電流進角制御装置を設けた、永久磁石式同期モータの制御装置とした。
請求項2の発明では、
前記電流進角制御装置は、
測定された前記出力電力に基づいて、後の周期に係る出力電力が、前の周期に係る出力電力に比較して増加したか減少したかを周期的に判別する判別器と、
前記判別器による判別結果に基づいて、電流進角を前記モータへの出力電力が大きくなる方向に進める電流進角調整器を設けた、請求項1に記載の永久磁石式同期モータの制御装置とした。
前記電流進角制御装置は、
測定された前記出力電力に基づいて、後の周期に係る出力電力が、前の周期に係る出力電力に比較して増加したか減少したかを周期的に判別する判別器と、
前記判別器による判別結果に基づいて、電流進角を前記モータへの出力電力が大きくなる方向に進める電流進角調整器を設けた、請求項1に記載の永久磁石式同期モータの制御装置とした。
請求項3の発明では、
前記判別器は、前記電力検出器により検出されたモータへの前記出力電力について、前の周期に係る平均電力と後の周期に係る平均電力に基づいて判別を行う、請求項2に記載の永久磁石式同期モータの制御装置とした。
前記判別器は、前記電力検出器により検出されたモータへの前記出力電力について、前の周期に係る平均電力と後の周期に係る平均電力に基づいて判別を行う、請求項2に記載の永久磁石式同期モータの制御装置とした。
請求項4の発明では、
前記永久磁石式同期モータが電気自動車駆動用のインホイールモータである、請求項1〜3のいずれかに記載の永久磁石式同期モータの制御装置とした。
前記永久磁石式同期モータが電気自動車駆動用のインホイールモータである、請求項1〜3のいずれかに記載の永久磁石式同期モータの制御装置とした。
本発明によれば、インバータの出力側に設けた電力検出器により、モータへの出力電力を直接検出し、当該出力電力に基づいて電流進角を制御する構成であるため、モータの出力トルクを精度よく最大化させることができる。
本発明は、トルク指令を指令電流に変換するトルク電流変換部と、指令電流に基づいて制御電流を演算する電流制御部と、電流制御部からの制御電流を指令電圧に変換する電流電圧変換部と、指令電圧に応じた、電力をモータに対し出力するインバータと、モータの回転子の回転位置を検出する回転位置検出器と、を備えた永久磁石式同期モータの制御装置において、前記インバータの出力側にモータへの出力電力を測定する電力検出器を設けると共に、測定された前記出力電力に基づいて、モータの出力トルクが最大化するように電流進角を制御する電流進角制御装置を設けた構成とすることにより、モータの出力トルクを精度よく最大化させることができる。
以下、添付図面を参照して本発明に係る実施例を詳細に説明する。ただし、この実施例に記載されている構成要素はあくまでも例示であり、本発明の範囲をそれらのみに限定する趣旨のものではない。
<制御装置100の構成>
図1は、永久磁石式同期モータを制御する、本実施例に係る制御装置100の全体的な構成を例示的に示した概念図である。制御装置100は、永久磁石式同期モータに供給される電力について電力検出器を用いて直接検出し、その値を用いてモータの出力トルクを最大化するように制御を行う。また、本実施例における制御装置100は、永久磁石式同期モータに対し、より高効率、高性能な制御を行うため、ベクトル制御方式を採用している。このベクトル制御方式では、モータに必要なトルクを発生させるため、三相インバータから出力される電流の大きさ、周波数、位相を制御する。そして、このベクトル制御方式では、三相モデルでモータを取り扱うのではなく、d軸及びq軸といった2軸(二相)の回転座標系でモータを取り扱う。更に、このベクトル制御方式では、モータの回転子の永久磁石の磁界の強さと同一方向の磁束の強さ(d軸電流で制御)と、巻き線の固定子によって作られ回転トルクを発生させる磁束の強さ(q軸電流で制御)を独立して制御できるという特徴がある。
図1は、永久磁石式同期モータを制御する、本実施例に係る制御装置100の全体的な構成を例示的に示した概念図である。制御装置100は、永久磁石式同期モータに供給される電力について電力検出器を用いて直接検出し、その値を用いてモータの出力トルクを最大化するように制御を行う。また、本実施例における制御装置100は、永久磁石式同期モータに対し、より高効率、高性能な制御を行うため、ベクトル制御方式を採用している。このベクトル制御方式では、モータに必要なトルクを発生させるため、三相インバータから出力される電流の大きさ、周波数、位相を制御する。そして、このベクトル制御方式では、三相モデルでモータを取り扱うのではなく、d軸及びq軸といった2軸(二相)の回転座標系でモータを取り扱う。更に、このベクトル制御方式では、モータの回転子の永久磁石の磁界の強さと同一方向の磁束の強さ(d軸電流で制御)と、巻き線の固定子によって作られ回転トルクを発生させる磁束の強さ(q軸電流で制御)を独立して制御できるという特徴がある。
また、制御装置100は、トルク電流変換部10と、電流制御部15と、減算器20と、電流電圧変換部25、dq/三相変換部30と、三相インバータ35と、電流検出器40と、電圧検出器45と、モータ50と、回転位置検出器55と、三相/dq変換部60と、電力計65と、補正器70と、電流進角制御装置75とから、主として構成されている。
<トルク電流変換部10の構成>
トルク電流変換部10は、受け取ったトルク指令を、指定電流に変換する。なお、トルク指令は運転者等のユーザのアクセルペダル(図示省略)の開度に応じて決定される。
トルク電流変換部10は、受け取ったトルク指令を、指定電流に変換する。なお、トルク指令は運転者等のユーザのアクセルペダル(図示省略)の開度に応じて決定される。
<電流制御部15の構成>
電流制御部15は、トルク電流変換部10で変換した指令電流を、当該指令電流に応じた、二相の回転座標系(dq座標系)のId電流と、Iq電流に変換する。
電流制御部15は、トルク電流変換部10で変換した指令電流を、当該指令電流に応じた、二相の回転座標系(dq座標系)のId電流と、Iq電流に変換する。
<減算器20の構成>
減算器20は、電流制御部15から受け取った指令電流(Id、Iq)から、三相/dq変換部60を介して電流検出器40から受け取った、モータ50に対し出力された三相交流電力に係る電流分を減算する。
減算器20は、電流制御部15から受け取った指令電流(Id、Iq)から、三相/dq変換部60を介して電流検出器40から受け取った、モータ50に対し出力された三相交流電力に係る電流分を減算する。
<電流電圧変換部25の構成>
電流電圧変換部25は、減算器20から受け取った減算後の指令電流(Id、Iq)を、当該指令電流に応じた指令電圧(Vd、Vq)に変換する。
電流電圧変換部25は、減算器20から受け取った減算後の指令電流(Id、Iq)を、当該指令電流に応じた指令電圧(Vd、Vq)に変換する。
<dq/三相変換部30の構成>
dq/三相変換部30(二相三相変換部の一例)は、電流電圧変換部25から受け取った、二相の回転座標系(dq座標系)の指令電圧(Vd、Vq)を、三相交流電圧(Vu、Vv、Vw)に変換する。
dq/三相変換部30(二相三相変換部の一例)は、電流電圧変換部25から受け取った、二相の回転座標系(dq座標系)の指令電圧(Vd、Vq)を、三相交流電圧(Vu、Vv、Vw)に変換する。
<三相インバータ35の構成>
三相インバータ35は、主として、PWM(パルス幅変調方式)制御部(図示省略)と、トランジスタ等の複数のスイッチング素子(図示省略)とからなる。三相インバータ35は、dq/三相変換部30から受け取った三相交流電圧(Vu、Vv、Vw)に応じた、三相交流電力をモータ50に対し出力する。
三相インバータ35は、主として、PWM(パルス幅変調方式)制御部(図示省略)と、トランジスタ等の複数のスイッチング素子(図示省略)とからなる。三相インバータ35は、dq/三相変換部30から受け取った三相交流電圧(Vu、Vv、Vw)に応じた、三相交流電力をモータ50に対し出力する。
<電流検出器40の構成>
電流検出器40は、主として、電流入力回路(図示省略)と、A/D変換器(図示省略)とから構成されている。電流入力回路は、モータ50に対し出力された三相交流電力に係る電流を測定し、A/D変換器(図示省略)の入力レベルに被測定電流信号を正規化する。また、A/D変換器は、電流入力回路によって正規化された被測定電流信号をデジタル化する。なお、A/D変換器の変換速度は、1MHz〜10MHzが望ましい。
電流検出器40は、主として、電流入力回路(図示省略)と、A/D変換器(図示省略)とから構成されている。電流入力回路は、モータ50に対し出力された三相交流電力に係る電流を測定し、A/D変換器(図示省略)の入力レベルに被測定電流信号を正規化する。また、A/D変換器は、電流入力回路によって正規化された被測定電流信号をデジタル化する。なお、A/D変換器の変換速度は、1MHz〜10MHzが望ましい。
<電圧検出器45の構成>
電圧検出器45は、主として、電圧入力回路(図示省略)と、A/D変換器(図示省略)とから構成されている。電圧入力回路は、モータ50に対し出力された三相交流電力に係る電圧を測定し、A/D変換器(図示省略)の入力レベルに被測定電圧信号を正規化する。また、A/D変換器は、電圧入力回路によって正規化された被測定電圧信号をデジタル化する。なお、A/D変換器の変換速度は、1MHz〜10MHzが望ましい。
電圧検出器45は、主として、電圧入力回路(図示省略)と、A/D変換器(図示省略)とから構成されている。電圧入力回路は、モータ50に対し出力された三相交流電力に係る電圧を測定し、A/D変換器(図示省略)の入力レベルに被測定電圧信号を正規化する。また、A/D変換器は、電圧入力回路によって正規化された被測定電圧信号をデジタル化する。なお、A/D変換器の変換速度は、1MHz〜10MHzが望ましい。
<モータ50の構成>
モータ50は、固定子(図示省略)が発生させる回転磁界と同期して、永久磁石製の回転子(図示省略)が回転する永久磁石式同期モータである。また、モータ50は、三相インバータ35から受け取った三相交流電力に係る周波数に応じて回転子の回転速度が変化する。
モータ50は、固定子(図示省略)が発生させる回転磁界と同期して、永久磁石製の回転子(図示省略)が回転する永久磁石式同期モータである。また、モータ50は、三相インバータ35から受け取った三相交流電力に係る周波数に応じて回転子の回転速度が変化する。
<回転位置検出器55の構成>
回転位置検出器55は、モータ50の回転子の回転位置情報を出力するセンサである。例えば、回転位置検出器55は、磁気結合を用いて回転位置情報をアナログ的に出力するレゾルバと、アナログ的に出力された回転位置情報をデジタル化するRD変換器(レゾルバデジタルコンバータ)とから構成されている。また、デジタル化されたモータ50の回転子の回転位置情報は、dq/三相変換部30及び三相/dq変換部60に対して出力される。
回転位置検出器55は、モータ50の回転子の回転位置情報を出力するセンサである。例えば、回転位置検出器55は、磁気結合を用いて回転位置情報をアナログ的に出力するレゾルバと、アナログ的に出力された回転位置情報をデジタル化するRD変換器(レゾルバデジタルコンバータ)とから構成されている。また、デジタル化されたモータ50の回転子の回転位置情報は、dq/三相変換部30及び三相/dq変換部60に対して出力される。
<三相/dq変換部60の構成>
三相/dq変換部60(三相二相変換部の一例)は、電流検出器40から受け取った被測定電流信号(Iu、Iv、Iw)を、二相の回転座標系(dq座標系)のId電流と、Iq電流に変換する。
三相/dq変換部60(三相二相変換部の一例)は、電流検出器40から受け取った被測定電流信号(Iu、Iv、Iw)を、二相の回転座標系(dq座標系)のId電流と、Iq電流に変換する。
<電力計65の構成>
電力計65は、例えば、DSP(デジタルシグナルプロセッサ)であって、電流検出器40から受け取った被測定電流信号と、電圧検出器45から受け取った被測定電圧信号に基づいて、図2に示すように2電力計法に基づき、三相交流の有効電力を算出する。詳しくは、P-Q理論によれば、三相平衡システムでは三相全体の瞬時電力が常に一定で、この値が有効電力に一致する。図2に示すように、例えば、Iu*Vuv+Iw*Vwvを合算すると脈動が相殺され瞬時電力と有効電力が一致する。即ち、2電力計法にて三相平衡システムの瞬時電力を算出すれば、有効電力として扱うことができる。尚、2電力計法における有効電力の出力は図2の組み合わせのみではなく、Iv*Vvu+Iw*VwuまたはIu*Vuw+Iv*Vvwのいずれでも可能である。但し、いずれの場合も合算後に図2に示すフィルタ67を用いて、PWM制御におけるキャリアの周波数成分(例えば5〜10kHz以上)をカットする。当該方法により算出した電力を判別器77に出力する。電力計65は、例えば、電流検出器40のA/D変換器及び電圧検出器45のA/D変換器の変換速度(例えば、1MHz)と同期して、所定の周期で電力を算出すると共に、算出した電力を判別器77に出力する。なお、電流検出器40、電圧検出器45、電力計65の組み合わせは、モータへの出力電力を測定する電力検出器の一例である。
電力計65は、例えば、DSP(デジタルシグナルプロセッサ)であって、電流検出器40から受け取った被測定電流信号と、電圧検出器45から受け取った被測定電圧信号に基づいて、図2に示すように2電力計法に基づき、三相交流の有効電力を算出する。詳しくは、P-Q理論によれば、三相平衡システムでは三相全体の瞬時電力が常に一定で、この値が有効電力に一致する。図2に示すように、例えば、Iu*Vuv+Iw*Vwvを合算すると脈動が相殺され瞬時電力と有効電力が一致する。即ち、2電力計法にて三相平衡システムの瞬時電力を算出すれば、有効電力として扱うことができる。尚、2電力計法における有効電力の出力は図2の組み合わせのみではなく、Iv*Vvu+Iw*VwuまたはIu*Vuw+Iv*Vvwのいずれでも可能である。但し、いずれの場合も合算後に図2に示すフィルタ67を用いて、PWM制御におけるキャリアの周波数成分(例えば5〜10kHz以上)をカットする。当該方法により算出した電力を判別器77に出力する。電力計65は、例えば、電流検出器40のA/D変換器及び電圧検出器45のA/D変換器の変換速度(例えば、1MHz)と同期して、所定の周期で電力を算出すると共に、算出した電力を判別器77に出力する。なお、電流検出器40、電圧検出器45、電力計65の組み合わせは、モータへの出力電力を測定する電力検出器の一例である。
<補正器70の構成>
補正器70は、電力計65から受け取った電力からモータ50損失分を減算する。
補正器70は、電力計65から受け取った電力からモータ50損失分を減算する。
<電流進角制御装置75の構成>
電流進角制御装置75は、主として、判別器77と電流進角調整器79とからなる。
電流進角制御装置75は、主として、判別器77と電流進角調整器79とからなる。
判別器77は、補正器70を介して電力計65から電力に係る電力信号を受け取る。そして、受け取った電力に基づいて、所定の周期(例えば、判別周波数が100Hzとすると、周期は10msec)で、受け取った電力に基づいて、後の周期に係る電力が、前の周期に係る電力に比較して増加したか減少したかを判別する。詳しくは、判別器77は、受け取った新たな周期に係る電力と、前の周期に係る電力を呼び出して比較し、新たな周期に係る電力が増加したか減少したかを判別する。従って、判別器77は、受け取った新たな周期に係る電力を、当該電力を自身の内部等に記憶する。また、前の周期に係る電力と後の周期に係る電力を比較する場合、例えば、前の周期で最初に受け取った電力と、後の周期で最初に受け取った電力とを比較する。また、前の周期で受け取った最大の電力と、後の周期で受け取った最大の電力とを比較する。
なお、判別器77は、前の周期に係る電力の平均と、後の周期に係る電力の平均とを比較する構成としても良い。
具体的には、判別器77は、電力計65から所定の周期(例えば、受信周波数が1MHzとすると、周期は1μsec)で電力を受け取る。一方、判別器77は、所定の周期で(例えば、判別周波数が100Hzとすると、周期は10msec)、受け取った電力に基づいて、後の周期に係る電力が、前の周期に係る電力に比較して増加したか減少したかを判別する。従って、判別器77は、判別の1周期中に受け取った電力(例えば、10msec/1μsec=10,000個)から当該周期に係る電力の平均を算出する。そして、判別器77は、夫々算出した前の周期に係る電力の平均と、後の周期に係る電力の平均とを比較する。
このように、前後の周期に係る電力の平均を比較する構成とすれば、電流検出器40及び電圧検出器45の測定誤差、モータ50のコギングトルク或いはトルクリップル等によるトルク変動の影響を小さく抑えることができる。
電流進角調整器79は、判別器77から電力が増加した旨の判別結果を受け取ると、モータ50への出力電力が増加する方向に、電流進角βを所定の角度分(例えば、Δβ)進める。
以下、図3を用いて具体的に説明する。図3は、所定の角度毎に電流進角βを変化させた際の変化を模擬的に表した説明図である。判別器77は、(n)周期の電力値Wnと、(n+1)周期の電力値Wn+1とを比較し、「Wn+1−Wn>0」の場合、即ち、電力が増加している場合には、電流進角調整器79は、モータ50への出力電力が増加する方向に、電流進角βを所定の角度分(例えば、Δβ)進める。次に、判別器77は、(n+1)周期の電力値Wn+1と、(n+2)周期の電力値Wn+2とを比較し、「Wn+2−Wn+1>0」の場合、即ち、電力が増加している場合には、電流進角調整器79は、モータ50への出力電力が増加する方向に、電流進角βを所定の角度分(例えば、Δβ)進める。以後、電流進角制御装置75は、この動作を所定の周期毎に繰り返す。そして、電流進角制御装置75は、電流進角βがモータ50の最大トルクとなる角度に達すると、電流進角βをβmax±Δβの値に維持する。なお、電流進角βの起動基準点は、モータ50の設計時の磁石磁束を用いて、解析又は実験で求めた値、或いは、次式で求めた値を用いても良い。
なお、式1中の「Ψm」は「モータ50の磁石磁束」であり、「Ld」は「d軸リアクタンス」であり、「Lq」は「q軸リアクタンス」であり、「Io」は、「指令電流」である。
また、急加速のためアクセルを強く踏み込んだ時のみ最大トルク制御(=電流進角βをβmax±Δβの値に維持する)を作動させる構成としても良い。即ち、通常は、上記式1で定まる電流進角βに保ち、急加速の時のみ最大トルク制御を行う構成とする。
このように、モータ50の回転子の回転位置に対して、モータ50に対し出力される三相交流電力に係る電流の進み角度(電流進角)を、モータ50への出力電力が増加する方向に進めるのは、電流進角を進めることによって、モータ50から最大トルクが得られる回転速度の上限を高めることができるからである。
以上、本実施例に係る制御装置100によれば、三相インバータ35の出力側に設けた電流検出器40、電圧検出器45、及び電力計65により、モータ50への出力電力を直接検出し、当該出力電力に基づいて電流進角制御装置75が、モータ50に対し出力される三相交流電力に係る電流の進角を制御する構成であるため、モータ50の出力トルクを精度よく最大化させることができる。
また、電流進角制御装置75により、モータ50への出力電力について、後の周期に係る電力が、前の周期に係る電力に比較して増加したか減少したかを判別し、その出力電力の増加又は減少に応じて電流進角をモータ50への出力電力が増加する方向に所定の角度分進める構成であるため、モータ50の出力トルクに急激な変化を生じさせることなく、モータの50の出力トルクを迅速かつスムーズに最大化することができる。
100:制御装置、
10:トルク電流変換部、15:電流制御部、20:演算器、25:電流電圧変換部、30:dq/三相変換部、35:三相インバータ、40:電流検出器、45:電圧検出器、50:モータ、55:回転位置検出器、60:三相/dq変換部、65:電力計、67:フィルタ、70:補正器、75:電流進角制御装置、77:判別器、79:電流進角調整器
10:トルク電流変換部、15:電流制御部、20:演算器、25:電流電圧変換部、30:dq/三相変換部、35:三相インバータ、40:電流検出器、45:電圧検出器、50:モータ、55:回転位置検出器、60:三相/dq変換部、65:電力計、67:フィルタ、70:補正器、75:電流進角制御装置、77:判別器、79:電流進角調整器
Claims (4)
- トルク指令を指令電流に変換するトルク電流変換部と、
指令電流に基づいて制御電流を演算する電流制御部と、
電流制御部からの制御電流を指令電圧に変換する電流電圧変換部と、
指令電圧に応じた、電力をモータに対し出力するインバータと、
モータの回転子の回転位置を検出する回転位置検出器と、を備えた永久磁石式同期モータの制御装置において、
前記インバータの出力側にモータへの出力電力を測定する電力検出器を設けると共に、
測定された前記出力電力に基づいて、モータの出力トルクが最大化するように電流進角を制御する電流進角制御装置を設けたことを特徴とする、永久磁石式同期モータの制御装置。 - 前記電流進角制御装置は、
測定された前記出力電力に基づいて、後の周期に係る出力電力が、前の周期に係る出力電力に比較して増加したか減少したかを周期的に判別する判別器と、
前記判別器による判別結果に基づいて、電流進角を前記モータへの出力電力が大きくなる方向に進める電流進角調整器を設けたことを特徴とする、請求項1に記載の永久磁石式同期モータの制御装置。 - 前記判別器は、前記電力検出器により検出されたモータへの前記出力電力について、前の周期に係る平均電力と後の周期に係る平均電力に基づいて判別を行うことを特徴とする、請求項2に記載の永久磁石式同期モータの制御装置。
- 前記永久磁石式同期モータが電気自動車駆動用のインホイールモータであることを特徴とする、請求項1〜3のいずれかに記載の永久磁石式同期モータの制御装置。
Priority Applications (1)
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---|---|---|---|
JP2013120152A JP2014239583A (ja) | 2013-06-06 | 2013-06-06 | 永久磁石式同期モータ用制御装置 |
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JP2013120152A JP2014239583A (ja) | 2013-06-06 | 2013-06-06 | 永久磁石式同期モータ用制御装置 |
Publications (1)
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JP2014239583A true JP2014239583A (ja) | 2014-12-18 |
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Family Applications (1)
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Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN104579039A (zh) * | 2015-01-20 | 2015-04-29 | 青岛大学 | 一种永磁同步感应电动机速度的控制方法 |
JP2018102101A (ja) * | 2016-12-22 | 2018-06-28 | 株式会社明電舎 | インバータの制御方法およびインバータの制御装置 |
WO2019004062A1 (ja) * | 2017-06-28 | 2019-01-03 | Ntn株式会社 | インホイールモータシステムおよび電気自動車 |
-
2013
- 2013-06-06 JP JP2013120152A patent/JP2014239583A/ja active Pending
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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CN104579039B (zh) * | 2015-01-20 | 2019-04-02 | 青岛大学 | 一种永磁同步感应电动机速度的控制方法 |
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