JP2014236649A - Controller - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、レゾルバの出力信号に基づき、回転機に接続された直流交流変換回路を構成するスイッチング素子をオンオフ操作することで回転機を制御する制御装置に関する。 The present invention relates to a control device that controls a rotating machine by turning on and off switching elements constituting a DC / AC converter circuit connected to the rotating machine based on an output signal of a resolver.
従来、例えば下記特許文献１に見られるように、モータの回転角に応じて励磁信号が振幅変調された被変調波を生成するレゾルバと、生成された被変調波及び励磁信号に基づく検波によって回転角の算出値を出力するレゾルバデジタルコンバータ（以下、ＲＤコンバータ）とを備えるモータ制御システムが知られている。 Conventionally, as seen in, for example, Patent Document 1 below, a resolver that generates a modulated wave in which an excitation signal is amplitude-modulated according to the rotation angle of a motor, and rotation by detection based on the generated modulated wave and the excitation signal A motor control system including a resolver digital converter (hereinafter referred to as an RD converter) that outputs a calculated value of an angle is known.
ここで、本発明者らは、モータに接続された直流交流変換回路を構成するスイッチング素子のオンオフ操作によって回転機に流れる電流を大きくした場合に、ＲＤコンバータから出力される回転角の算出精度が低下する問題に直面した。回転角の算出精度が低下すると、回転機の制御性が低下する懸念がある。 Here, when the current flowing through the rotating machine is increased by the on / off operation of the switching elements constituting the DC / AC conversion circuit connected to the motor, the present inventors are able to calculate the rotation angle output from the RD converter. Faced with declining problems. When the calculation accuracy of the rotation angle is lowered, there is a concern that the controllability of the rotating machine is lowered.
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転機の回転角の算出精度の低下を好適に抑制することのできる制御装置を提供することにある。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a control device that can suitably suppress a decrease in calculation accuracy of a rotation angle of a rotating machine.
上記課題を解決すべく、制御装置は、交流の励磁信号をレゾルバ（４０）に対して出力する励磁信号出力手段（５４ａ，５４ｂ，６０）と、前記励磁信号が回転機（１０）の回転角に応じて振幅変調された被変調波及び前記励磁信号に基づく検波によって前記回転角に関する信号を復調する復調手段（５８ａ〜５８ｅ）と、前記復調手段から出力された復調信号から高調波成分を除去することによって前記回転角の算出値を出力するフィルタ（５８ｆ）と、前記回転機を制御すべく、前記フィルタから出力された前記回転角の算出値に基づき、前記回転機に接続された直流交流変換回路（２０）を構成するスイッチング素子（Ｓ￥＃）をオンオフ操作する操作手段（５６）と、を備えている。 In order to solve the above-mentioned problem, the control device includes an excitation signal output means (54a, 54b, 60) for outputting an alternating excitation signal to the resolver (40), and the excitation signal is a rotation angle of the rotating machine (10). A demodulating means (58a to 58e) for demodulating the signal relating to the rotation angle by detection based on the modulated wave amplitude-modulated in accordance with the excitation signal and the excitation signal, and removing harmonic components from the demodulated signal output from the demodulating means And a filter (58f) for outputting the calculated value of the rotation angle, and a DC AC connected to the rotating machine based on the calculated value of the rotating angle output from the filter to control the rotating machine. Operating means (56) for turning on / off the switching elements (S ¥ #) constituting the conversion circuit (20).
上記構成を前提として、請求項１記載の発明は、前記スイッチング素子のオンオフ操作によって前記回転機に流れる電流の変動成分の周波数及び前記励磁信号の周波数の差である誤差周波数が前記フィルタの遮断域に含まれるように、前記励磁信号の周波数及び前記スイッチング素子のスイッチング周波数のうち少なくとも一方である対象周波数を可変設定する設定手段を備えることを特徴とする。 Assuming the above configuration, the invention according to claim 1 is characterized in that an error frequency, which is a difference between a frequency of a fluctuation component of a current flowing in the rotating machine due to an on / off operation of the switching element and a frequency of the excitation signal, is a cutoff region of the filter. And a setting means for variably setting a target frequency which is at least one of the frequency of the excitation signal and the switching frequency of the switching element.
また、請求項２記載の発明は、前記スイッチング素子のオンオフ操作によって前記回転機に流れる電流の変動成分の周波数及び前記励磁信号の周波数の差である誤差周波数が前記フィルタの遮断域に含まれるように、前記励磁信号の周波数及び前記スイッチング素子のスイッチング周波数が設定されていることを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, an error frequency that is a difference between a frequency of a fluctuation component of a current flowing through the rotating machine and an excitation signal frequency due to an on / off operation of the switching element is included in the cutoff region of the filter. In addition, a frequency of the excitation signal and a switching frequency of the switching element are set.
スイッチング素子のオンオフ操作によって回転機に流れる電流が大きくなると、電流の流通に伴い生じるスイッチングノイズ（電磁波）が大きくなる。このノイズは、励磁信号や被変調波に混入する。その結果、復調信号にもノイズが混入することとなり、フィルタから出力される回転角の算出値と実際の回転角とに誤差が生じる。ここで、本発明者らは、励磁信号や被変調波に混入するノイズの周波数が、スイッチング素子のオンオフ操作によって回転機に流れる電流の変動成分の周波数と、励磁信号の周波数との差である誤差周波数になるとの知見を得た。 When the current flowing through the rotating machine increases due to the on / off operation of the switching element, the switching noise (electromagnetic wave) generated with the current flow increases. This noise is mixed in the excitation signal and the modulated wave. As a result, noise is also mixed in the demodulated signal, and an error occurs between the calculated rotation angle output from the filter and the actual rotation angle. Here, the present inventors indicate that the frequency of the noise mixed in the excitation signal or the modulated wave is the difference between the frequency of the fluctuation component of the current flowing in the rotating machine by the on / off operation of the switching element and the frequency of the excitation signal. The knowledge that it becomes an error frequency was obtained.
そこで、請求項１又は２記載の発明では、誤差周波数をフィルタの遮断域に含ませるように、励磁信号の周波数及びスイッチング周波数を設定する。このため、励磁信号や被変調波へのノイズの混入によって復調信号にノイズが混入する場合であっても、ノイズが回転角の算出精度に及ぼす影響をフィルタにおいて抑制することができる。これにより、回転角の算出精度の低下を好適に抑制することができ、ひいては回転機の制御性の低下を好適に抑制することができる。 Therefore, in the first or second aspect of the invention, the frequency of the excitation signal and the switching frequency are set so that the error frequency is included in the cutoff region of the filter. For this reason, even when noise is mixed in the demodulated signal due to mixing of noise into the excitation signal or the modulated wave, the influence of noise on the calculation accuracy of the rotation angle can be suppressed in the filter. Thereby, the fall of the calculation precision of a rotation angle can be suppressed suitably, and the fall of the controllability of a rotary machine can be suppressed suitably by extension.
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる制御装置を車載主機として回転機を備える車両に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
(First embodiment)
DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, a first embodiment in which a control device according to the present invention is applied to a vehicle including a rotating machine as an in-vehicle main machine will be described with reference to the drawings.
図１に示すように、モータジェネレータ１０は、車載主機としての３相の電動機兼発電機であり、図示しない駆動輪に連結されている。本実施形態では、モータジェネレータ１０として、永久磁石同期モータ（具体的には、埋め込み磁石同期モータＩＰＭＳＭ）を用いている。 As shown in FIG. 1, the motor generator 10 is a three-phase electric motor / generator as an in-vehicle main machine, and is connected to drive wheels (not shown). In the present embodiment, a permanent magnet synchronous motor (specifically, an embedded magnet synchronous motor IPMSM) is used as the motor generator 10.
モータジェネレータ１０は、「直流交流変換回路」としてのインバータ２０及びメインリレー２２を介して高電圧バッテリ２４に電気的に接続されている。高電圧バッテリ２４は、端子間電圧が百Ｖ以上（例えば２８８Ｖ）となる蓄電池であり、例えばリチウムイオン蓄電池やニッケル水素蓄電池を用いることができる。 The motor generator 10 is electrically connected to a high voltage battery 24 via an inverter 20 and a main relay 22 as a “DC / AC conversion circuit”. The high voltage battery 24 is a storage battery having a terminal voltage of 100 V or more (for example, 288 V), and for example, a lithium ion storage battery or a nickel hydride storage battery can be used.
インバータ２０は、高電位側（上アーム側）のスイッチング素子Ｓ￥ｐ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）及び低電位側（下アーム側）のスイッチング素子Ｓ￥ｎの直列接続体を備えている。詳しくは、インバータ２０は、３組のスイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎの直列接続体を備え、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎの接続点は、モータジェネレータ１０の￥相に接続されている。ちなみに、本実施形態では、上記スイッチング素子Ｓ￥＃（＃＝ｐ，ｎ）として、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用い、より具体的には、ＩＧＢＴを用いている。そして、スイッチング素子Ｓ￥＃には、フリーホイールダイオードＤ￥＃が逆並列に接続されている。また、メインリレー２２及びインバータ２０の間には、インバータ２０の入力電圧を平滑化する平滑コンデンサ２６が介在している。 The inverter 20 includes a series connection body of a switching element S ¥ p (¥ = u, v, w) on the high potential side (upper arm side) and a switching element S ¥ n on the low potential side (lower arm side). . Specifically, the inverter 20 includes a series connection body of three sets of switching elements S ¥ p, S ¥ n, and the connection point of the switching elements S ¥ p, S ¥ n is connected to the ¥ phase of the motor generator 10. Yes. Incidentally, in the present embodiment, a voltage-controlled semiconductor switching element is used as the switching element S ¥ # (# = p, n), and more specifically, an IGBT is used. A free wheel diode D ¥ # is connected in reverse parallel to the switching element S ¥ #. A smoothing capacitor 26 that smoothes the input voltage of the inverter 20 is interposed between the main relay 22 and the inverter 20.
制御システムには、モータジェネレータ１０のＶ相を流れる電流を検出するＶ相電流センサ３０ｖ、モータジェネレータ１０のＷ相を流れる電流を検出するＷ相電流センサ３０ｗ及びインバータ２０の入力電圧を検出する電圧センサ３２が備えられている。 The control system includes a V-phase current sensor 30v that detects a current flowing through the V-phase of the motor generator 10, a W-phase current sensor 30w that detects a current flowing through the W-phase of the motor generator 10, and a voltage that detects an input voltage of the inverter 20. A sensor 32 is provided.
また、制御システムには、モータジェネレータ１０の回転角（電気角θ）を検出するためのレゾルバ４０が備えられている。レゾルバ４０は、１次側コイル４２及び一対の２次側コイル４４ａ，４４ｂを備えている。詳しくは、モータジェネレータ１０の回転子１０ａには、１次側コイル４２が連結されている。１次側コイル４２は、正弦波状の励磁信号Ｓｃによって励磁され、励磁信号Ｓｃによって１次側コイル４２に生じた磁束は、一対の２次側コイル４４ａ，４４ｂを鎖交する。この際、１次側コイル４２と一対の２次側コイル４４ａ，４４ｂとの相対的な配置関係が回転子１０ａの回転角に応じて周期的に変化するため、２次側コイル４４ａ，４４ｂを鎖交する磁束数は、周期的に変化する。本実施形態では、２次側コイル４４ａ，４４ｂのそれぞれに生じる電圧の位相が互いに「π／２」だけずれるように一対の２次側コイル４４ａ，４４ｂと１次側コイル４２とが配置されている。これにより、２次側コイル４４ａ，４４ｂのそれぞれの出力電圧は、励磁信号Ｓｃを変調波ｓｉｎθ、ｃｏｓθのそれぞれによって変調した被変調波となる。より具体的には、励磁信号Ｓｃを「ｓｉｎΩｔ」とすると、被変調波はそれぞれ「ｓｉｎθ×ｓｉｎΩｔ」，「ｃｏｓθ×ｓｉｎΩｔ」となる。 Further, the control system is provided with a resolver 40 for detecting the rotation angle (electrical angle θ) of the motor generator 10. The resolver 40 includes a primary coil 42 and a pair of secondary coils 44a and 44b. Specifically, a primary coil 42 is connected to the rotor 10 a of the motor generator 10. The primary coil 42 is excited by a sinusoidal excitation signal Sc, and the magnetic flux generated in the primary coil 42 by the excitation signal Sc links the pair of secondary coils 44a and 44b. At this time, since the relative arrangement relationship between the primary coil 42 and the pair of secondary coils 44a and 44b periodically changes according to the rotation angle of the rotor 10a, the secondary coils 44a and 44b are The number of interlinkage magnetic fluxes changes periodically. In the present embodiment, the pair of secondary coils 44a and 44b and the primary coil 42 are arranged so that the phases of the voltages generated in the secondary coils 44a and 44b are shifted from each other by “π / 2”. Yes. As a result, the output voltages of the secondary coils 44a and 44b become modulated waves obtained by modulating the excitation signal Sc with the modulated waves sin θ and cos θ, respectively. More specifically, when the excitation signal Sc is “sinΩt”, the modulated waves are “sinθ × sinΩt” and “cosθ × sinΩt”, respectively.
なお、本実施形態では、モータジェネレータ１０として、極数が８のものを用いている。このため、レゾルバ４０として、軸倍角数が８のものを用いている。したがって、モータジェネレータ１０の回転子１０ａの回転角（機械角θｍ）は、後述するレゾルバデジタルコンバータ（以下、ＲＤコンバータ５８）から出力される算出角φを軸倍角数で除算した値となる。 In the present embodiment, a motor generator 10 having 8 poles is used. For this reason, the resolver 40 having an axial multiplication factor of 8 is used. Therefore, the rotation angle (mechanical angle θm) of rotor 10a of motor generator 10 is a value obtained by dividing calculated angle φ output from a resolver digital converter (hereinafter referred to as RD converter 58), which will be described later, by a shaft multiple.
上記各種センサの検出値は、低電圧システムを構成する制御装置５０に取り込まれる。制御装置５０は、ＣＰＵ、ＲＯＭ及びＲＡＭ等からなるマイコン５２と、インターフェース回路５４とを備えている。マイコン５２には、インターフェース回路５４を介してＶ相電流センサ３０ｖ、Ｗ相電流センサ３０ｗ及びレゾルバ４０の出力信号等が入力される。マイコン５２は、インバータ制御部５６と、ＲＤコンバータ５８とを備えている。なお、本実施形態において、インバータ制御部５６が「ＰＷＭ操作手段」及び「過変調操作手段」を構成する。 The detection values of the various sensors are taken into the control device 50 constituting the low voltage system. The control device 50 includes a microcomputer 52 including a CPU, ROM, RAM, and the like, and an interface circuit 54. The microcomputer 52 receives the output signals of the V-phase current sensor 30v, the W-phase current sensor 30w, the resolver 40, and the like via the interface circuit 54. The microcomputer 52 includes an inverter control unit 56 and an RD converter 58. In this embodiment, the inverter control unit 56 constitutes “PWM operation means” and “overmodulation operation means”.
続いて、図２を用いて、インバータ制御部５６によって実行されるモータジェネレータ１０の制御量の制御に関する処理について説明する。なお、本実施形態では、制御量をトルクとする。 Next, processing related to control of the control amount of the motor generator 10 executed by the inverter control unit 56 will be described with reference to FIG. In this embodiment, the control amount is torque.
モータジェネレータ１０の制御は、トルク指令値Ｔｒｑ＊を実現するための指令電流とモータジェネレータ１０に流れる電流とが一致するように、スイッチング素子Ｓ￥＃を操作する制御となる。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０の出力トルクが最終的な制御量となるものであるが、出力トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０に流れる電流を直接の制御量として、これを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０に流れる電流を指令電流に制御すべく、電流ベクトル制御を行う。 Control of motor generator 10 is control for operating switching element S ¥ # so that the command current for realizing torque command value Trq * matches the current flowing in motor generator 10. That is, in the present embodiment, the output torque of the motor generator 10 becomes the final control amount. In order to control the output torque, the current flowing through the motor generator 10 is used as a direct control amount, which is used as the command current. To control. In particular, in the present embodiment, current vector control is performed to control the current flowing through the motor generator 10 to a command current.
詳しくは、２相変換部５６ａは、Ｖ相電流センサ３０ｖの検出値ｉｖ、Ｗ相電流センサ３０ｗの検出値ｉｗ、及びＲＤコンバータ５８から出力された電気角θの算出値（以下、算出角φ）に基づき、Ｕ相電流ｉｕ，Ｖ相電流ｉｖ，Ｗ相電流ｉｗを回転座標系における電流であるｄ軸電流ｉｄｒ及びｑ軸電流ｉｑｒに変換する。なお、Ｗ相電流ｉｗは、キルヒホッフの法則に基づき、Ｖ相電流センサ３０ｖの検出値ｉｖ及びＷ相電流センサ３０ｗの検出値ｉｗに基づき算出すればよい。 Specifically, the two-phase converter 56a detects the detected value iv of the V-phase current sensor 30v, the detected value iw of the W-phase current sensor 30w, and the calculated value of the electrical angle θ output from the RD converter 58 (hereinafter referred to as the calculated angle φ). ), The U-phase current iu, the V-phase current iv, and the W-phase current iw are converted into a d-axis current idr and a q-axis current iqr, which are currents in the rotating coordinate system. The W-phase current iw may be calculated based on the detection value iv of the V-phase current sensor 30v and the detection value iw of the W-phase current sensor 30w based on Kirchhoff's law.
指令電流算出部５６ｂは、トルク指令値Ｔｒｑ＊に基づき、回転座標系における電流の指令値であるｄ軸指令電流ｉｄ＊と、ｑ軸指令電流ｉｑ＊とを算出する。ちなみに、トルク指令値Ｔｒｑ＊は、制御装置５０よりも上位の制御装置から入力される。 The command current calculation unit 56b calculates a d-axis command current id * and a q-axis command current iq *, which are current command values in the rotating coordinate system, based on the torque command value Trq *. Incidentally, the torque command value Trq * is input from a control device higher than the control device 50.
指令電圧算出部５６ｃは、ｄ軸電流ｉｄｒ，ｑ軸電流ｉｑｒをｄ軸指令電流ｉｄ＊，ｑ軸指令電流ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量としてｄ，ｑ軸上の指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊を算出する。具体的には、ｄ軸電流ｉｄｒ及びｄ軸指令電流ｉｄ＊の偏差Δｉｄに基づく比例積分制御によってｄ軸上の指令電圧ｖｄ＊を算出してかつ、ｑ軸電流ｉｑｒ及びｑ軸指令電流ｉｑ＊の偏差Δｉｑに基づく比例積分制御によってｑ軸上の指令電圧ｖｑ＊を算出する。 The command voltage calculation unit 56c uses d and q-axis command voltages vd *, d as an operation amount for feedback control of the d-axis current idr and the q-axis current iqr to the d-axis command current id * and the q-axis command current iq *. vq * is calculated. Specifically, the command voltage vd * on the d-axis is calculated by proportional-integral control based on the deviation Δid between the d-axis current idr and the d-axis command current id *, and the q-axis current iqr and the q-axis command current iq * are calculated. The command voltage vq * on the q-axis is calculated by proportional-integral control based on the deviation Δiq.
３相変換部５６ｄは、ＲＤコンバータ５８から出力された算出角φに基づき、ｄ，ｑ軸上の指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊をモータジェネレータ１０の固定座標系における３相の指令電圧ｖ￥＊（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）に変換する。これら指令電圧ｖ￥＊は、ｄ，ｑ軸電流ｉｄｒ，ｉｑｒを指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量となり、正弦波信号となる。 The three-phase conversion unit 56 d converts the command voltages vd * and vq * on the d and q axes into the three-phase command voltage v ¥ * in the fixed coordinate system of the motor generator 10 based on the calculated angle φ output from the RD converter 58. (¥ = u, v, w). These command voltages v ¥ * are manipulated variables for feedback control of the d and q axis currents idr and iqr to the command currents id * and iq *, and are sine wave signals.
非同期キャリア生成部５６ｅは、固定周期のキャリア信号ｔｃを生成して出力する。本実施形態では、キャリア信号ｔｃとして、三角波信号を用いている。 The asynchronous carrier generation unit 56e generates and outputs a fixed-cycle carrier signal tc. In the present embodiment, a triangular wave signal is used as the carrier signal tc.
速度算出部５６ｆは、算出角φの時間微分値として算出角速度ωを算出する。 The speed calculation unit 56f calculates a calculated angular speed ω as a time differential value of the calculated angle φ.
ＰＷＭ操作部５６ｇは、インバータ２０の３相の出力電圧を指令電圧ｖ￥＊を模擬した電圧とするための操作信号ｇ￥＃を生成する。本実施形態では、インバータ２０の入力電圧ＶＩＮＶによって指令電圧ｖ￥＊を規格化した値「２×ｖ￥＊／ＶＩＮＶ」と、非同期キャリア生成部５６ｅによって生成されたキャリア信号ｔｃとの大小比較に基づくＰＷＭ処理によって操作信号ｇ￥＃を生成する。 The PWM operation unit 56g generates an operation signal g ¥ # for setting the three-phase output voltage of the inverter 20 to a voltage simulating the command voltage v ¥ *. In the present embodiment, the value “2 × v ¥ * / VINV” obtained by standardizing the command voltage v ¥ * with the input voltage VINV of the inverter 20 is compared with the carrier signal tc generated by the asynchronous carrier generation unit 56e. The operation signal g ¥ # is generated by the PWM processing based on it.
特に、本実施形態では、図３に示すように、ＰＷＭ操作部５６ｇは、トルク指令値Ｔｒｑ＊及び算出角速度ωに基づき、正弦波ＰＷＭ制御又は過変調ＰＷＭ制御のいずれかを選択して実行する。過変調ＰＷＭ制御とは、指令電圧ｖ￥＊の振幅Ｖａｍｐがインバータ２０の入力電圧ＶＩＮＶの「１／２」を上回る状況下において、上記振幅Ｖａｍｐをキャリア信号ｔｃの振幅よりも大きくする制御である。ここで、正弦波ＰＷＭ制御を行う領域と過変調ＰＷＭ制御を行う領域との境界は、閾値速度ωｔｈによって定められる。閾値速度ωｔｈは、トルク指令値Ｔｒｑ＊が高いほど低くなるように設定されている。ＰＷＭ操作部５６ｇは、生成された操作信号ｇ￥＃をスイッチング素子Ｓ￥＃に対して出力する。 In particular, in the present embodiment, as shown in FIG. 3, the PWM operation unit 56g selects and executes either sine wave PWM control or overmodulation PWM control based on the torque command value Trq * and the calculated angular velocity ω. . The overmodulation PWM control is control for making the amplitude Vamp larger than the amplitude of the carrier signal tc in a situation where the amplitude Vamp of the command voltage v ¥ * exceeds “½” of the input voltage VINV of the inverter 20. . Here, the boundary between the region where the sine wave PWM control is performed and the region where the overmodulation PWM control is performed is determined by the threshold speed ωth. The threshold speed ωth is set to be lower as the torque command value Trq * is higher. The PWM operation unit 56g outputs the generated operation signal g ¥ # to the switching element S ¥ #.
続いて、図４を用いて、ＲＤコンバータ５８における電気角θの算出処理について説明する。 Next, the calculation process of the electrical angle θ in the RD converter 58 will be described with reference to FIG.
上記励磁信号Ｓｃは、マイコン５２内蔵のＰＷＭ生成部６０及び発振器６２と、インターフェース回路５４内蔵の２次遅れ要素５４ａ及び増幅回路５４ｂとによって生成される。詳しくは、ＰＷＭ生成部６０は、発振器６２から所定周期で入力されるクロック信号に同期してカウントアップされるカウンタ値Ｃｎｔと、比較値Ｄとの大小比較に基づき、励磁信号Ｓｃ生成用の信号であるＰＷＭ信号（２値信号）を生成する。 The excitation signal Sc is generated by the PWM generator 60 and the oscillator 62 built in the microcomputer 52, and the second-order lag element 54a and the amplifier circuit 54b built in the interface circuit 54. Specifically, the PWM generation unit 60 is a signal for generating the excitation signal Sc based on a comparison between the counter value Cnt counted up in synchronization with the clock signal input from the oscillator 62 in a predetermined cycle and the comparison value D. A PWM signal (binary signal) is generated.
図５に、比較値Ｄ、カウンタ値Ｃｎｔ及びＰＷＭ信号の推移を示す。 FIG. 5 shows changes in the comparison value D, the counter value Cnt, and the PWM signal.
図示されるように、ＰＷＭ生成部６０は、カウンタ値Ｃｎｔが比較値Ｄよりも小さい場合に論理「Ｈ」のＰＷＭ信号を生成し、カウンタ値Ｃｎｔが比較値Ｄ以上となる場合に論理「Ｌ」のＰＷＭ信号を生成する。上記カウンタ値Ｃｎｔがその上限値Ｔｌｉｍｉｔに到達する場合、カウンタ値Ｃｎｔのリセット処理が行われる。このため、カウンタ値Ｃｎｔは、デジタル処理によって生成されたのこぎり波状の信号（レゾルバキャリア信号）となる。 As illustrated, the PWM generation unit 60 generates a logic “H” PWM signal when the counter value Cnt is smaller than the comparison value D, and outputs a logic “L” when the counter value Cnt is equal to or greater than the comparison value D. ”Is generated. When the counter value Cnt reaches the upper limit value Tlimit, the counter value Cnt is reset. For this reason, the counter value Cnt is a sawtooth signal (resolver carrier signal) generated by digital processing.
また、ＰＷＭ生成部６０は、カウンタ値Ｃｎｔがその下限値（０）から上限値Ｔｌｉｍｉｔに到達するまでの１周期（レゾルバキャリアの１周期）毎に比較値Ｄを更新する。これにより、励磁信号Ｓｃの周期で比較値Ｄが変動することとなる。 Further, the PWM generator 60 updates the comparison value D every one period (one period of the resolver carrier) until the counter value Cnt reaches the upper limit value Tlimit from the lower limit value (0). As a result, the comparison value D varies with the period of the excitation signal Sc.
図４の説明に戻り、ＰＷＭ生成部６０において生成されたＰＷＭ信号は２次遅れ要素５４ａに入力され、２次遅れ要素５４ａの出力電圧が増幅回路５４ｂによって増幅されることで、図６に示すように、励磁信号Ｓｃが生成される。なお、本実施形態において、２次遅れ要素５４ａ、増幅回路５４ｂ及びＰＷＭ生成部６０が「励磁信号出力手段」を構成する。 Returning to the description of FIG. 4, the PWM signal generated in the PWM generation unit 60 is input to the secondary delay element 54a, and the output voltage of the secondary delay element 54a is amplified by the amplifier circuit 54b. Thus, the excitation signal Sc is generated. In the present embodiment, the secondary delay element 54a, the amplifier circuit 54b, and the PWM generation unit 60 constitute an “excitation signal output unit”.
増幅回路５４ｂの出力電圧は、第１の差動増幅回路５４ｃによって電圧変換される。一方、２次側コイル４４ａの出力電圧は、第２の差動増幅回路５４ｄによって電圧変換され、２次側コイル４４ｂの出力電圧は、第３の差動増幅回路５４ｅによって電圧変換される。これら差動増幅回路５４ｃ，５４ｄ，５４ｅの出力電圧は、マイコン５２内蔵のアナログデジタル変換器（以下、ＡＤ変換器６４）に入力される。なお、図中、ＡＤ変換器６４に入力される電圧のうち、第１の差動増幅回路５４ｃの出力電圧に対応するものを「ＲＣ」で示し、第３の差動増幅回路５４ｅの出力電圧に対応するものを「ｓｉｎ」で示し、第２の差動増幅回路５４ｄの出力電圧に対応するものを「ｃｏｓ」で示した。 The output voltage of the amplifier circuit 54b is voltage-converted by the first differential amplifier circuit 54c. On the other hand, the output voltage of the secondary coil 44a is voltage-converted by the second differential amplifier circuit 54d, and the output voltage of the secondary coil 44b is voltage-converted by the third differential amplifier circuit 54e. The output voltages of these differential amplifier circuits 54c, 54d, and 54e are input to an analog-digital converter (hereinafter referred to as an AD converter 64) built in the microcomputer 52. In the figure, among the voltages input to the AD converter 64, the voltage corresponding to the output voltage of the first differential amplifier circuit 54c is indicated by “RC”, and the output voltage of the third differential amplifier circuit 54e. The one corresponding to is indicated by “sin”, and the one corresponding to the output voltage of the second differential amplifier circuit 54d is indicated by “cos”.
ＡＤ変換器６４は、被変調波ｓｉｎ，ｃｏｓ及び励磁信号ＲＣを所定のサンプリング周期Ｔａｄでサンプリングするアナログデジタル変換手段である。詳しくは、ＡＤ変換器６４は、発振器６２から出力されたクロック信号に基づき、所定のサンプリング周期Ｔａｄで励磁信号ＲＣをデジタルデータに変換する（励磁信号ＲＣをサンプリングする）。また、ＡＤ変換器６４は、上記クロック信号に基づき、被変調波ｓｉｎをデジタルデータに変換する（被変調波ｓｉｎをサンプリングする）。さらに、ＡＤ変換器６４は、上記クロック信号に基づき被変調波ｃｏｓをデジタルデータに変換する（被変調波ｃｏｓをサンプリングする）。なお、図４には、サンプリングされた励磁信号ＲＣをレファレンス「ＲＥＦ」で示し、サンプリングされた被変調波を「ＳＩＮ，ＣＯＳ」で示した。 The AD converter 64 is an analog-to-digital converter that samples the modulated waves sin and cos and the excitation signal RC at a predetermined sampling period Tad. Specifically, the AD converter 64 converts the excitation signal RC into digital data (samples the excitation signal RC) at a predetermined sampling period Tad based on the clock signal output from the oscillator 62. The AD converter 64 converts the modulated wave sin into digital data based on the clock signal (samples the modulated wave sin). Further, the AD converter 64 converts the modulated wave cos into digital data based on the clock signal (samples the modulated wave cos). In FIG. 4, the sampled excitation signal RC is indicated by reference “REF”, and the sampled modulated wave is indicated by “SIN, COS”.
なお、本実施形態において、上記サンプリング周期Ｔａｄは、予め定められた固定値（例えば、６．２５μｓｅｃ）に設定されている。特に本実施形態では、サンプリング周期Ｔａｄは、励磁信号Ｓｃの１周期を２以上の整数「１６」で除算した周期に設定されている。また、発振器６２のクロック信号は、非同期キャリア生成部５６ｅでも使用されている。すなわち、非同期キャリア生成部５６ｅ、ＰＷＭ操作部５６ｇ、ＡＤ変換器６４のクロック信号の供給源は共通である。 In the present embodiment, the sampling period Tad is set to a predetermined fixed value (for example, 6.25 μsec). In particular, in the present embodiment, the sampling period Tad is set to a period obtained by dividing one period of the excitation signal Sc by an integer “16” of 2 or more. The clock signal of the oscillator 62 is also used by the asynchronous carrier generation unit 56e. That is, the supply sources of the clock signals of the asynchronous carrier generation unit 56e, the PWM operation unit 56g, and the AD converter 64 are common.
ＡＤ変換器６４の出力信号は、ＲＤコンバータ５８に入力され、ここで、ソフトウェア処理される。詳しくは、余弦関数乗算器５８ａは、電気角θの算出値（以下、算出角φ）を独立変数とする余弦関数ｃｏｓφを被変調波ＳＩＮに乗算する。一方、正弦関数乗算器５８ｂは、算出角φを独立変数とする正弦関数ｓｉｎφを被変調波ＣＯＳに乗算する。制御偏差算出部５８ｃは、余弦関数乗算器５８ａの出力値から正弦関数乗算器５８ｂの出力値を減算することで、制御偏差εを算出する。 The output signal of the AD converter 64 is input to the RD converter 58 where it is processed by software. Specifically, the cosine function multiplier 58a multiplies the modulated wave SIN by a cosine function cos φ having the calculated value of the electrical angle θ (hereinafter, calculated angle φ) as an independent variable. On the other hand, the sine function multiplier 58b multiplies the modulated wave COS by a sine function sin φ having the calculated angle φ as an independent variable. The control deviation calculation unit 58c calculates the control deviation ε by subtracting the output value of the sine function multiplier 58b from the output value of the cosine function multiplier 58a.
この制御偏差εは、第１〜第３の差動増幅回路５４ｃ，５４ｄ，５４ｅや増幅回路５４ｂのゲインによって定まる比例定数を無視すると、以下の式（ｅｑ１）によって表現される。
ε＝ｓｉｎΩｔ・ｓｉｎθ・ｃｏｓφ−ｓｉｎΩｔ・ｃｏｓθ・ｓｉｎφ
＝ｓｉｎΩｔ・ｓｉｎ（θ―φ）…（ｅｑ１）
この制御偏差εが「０」となる場合、実際の電気角θと算出角φとが一致する。ここで、制御偏差εから、励磁信号Ｓｃの符号の影響を除く除去処理は、同期検波によってなされる。
This control deviation ε is expressed by the following equation (eq1) when the proportionality constant determined by the gains of the first to third differential amplifier circuits 54c, 54d, 54e and the amplifier circuit 54b is ignored.
ε = sinΩt · sinθ · cosφ−sinΩt · cosθ · sinφ
= SinΩt · sin (θ−φ) (eq1)
When the control deviation ε is “0”, the actual electrical angle θ matches the calculated angle φ. Here, the removal processing for removing the influence of the sign of the excitation signal Sc from the control deviation ε is performed by synchronous detection.
すなわち、レファレンスＲＥＦは、２値検波信号算出手段としての検波信号生成部５８ｄに入力され、ここで、レファレンスＲＥＦと「０」との大小比較に応じて「１」又は「−１」となる信号である検波信号Ｒｄに加工される。詳しくは、検波信号生成部５８ｄでは、レファレンスＲＥＦが「０」以上である場合に検波信号Ｒｄを「１」としてかつ、レファレンスＲＥＦが「０」未満である場合に検波信号Ｒｄを「−１」とする。 That is, the reference REF is input to a detection signal generation unit 58d as a binary detection signal calculation means, and here, a signal that becomes “1” or “−1” according to the comparison between the reference REF and “0”. Is processed into a detection signal Rd. Specifically, the detection signal generator 58d sets the detection signal Rd to “1” when the reference REF is “0” or more, and sets the detection signal Rd to “−1” when the reference REF is less than “0”. And
同期検波部５８ｅは、制御偏差εに検波信号Ｒｄを乗算することで、被検波量εｃを算出する。なお、被検波量εｃは、実際の電気角θと算出角φとの差が「０」となることで「０」となってかつ、その符号によって、算出角φが実際の電気角θよりも進角側の値であるか遅角側の値であるかを示す量である。 The synchronous detector 58e calculates the detected wave amount εc by multiplying the control deviation ε by the detection signal Rd. The detected wave amount εc is “0” when the difference between the actual electrical angle θ and the calculated angle φ is “0”, and the calculated angle φ is greater than the actual electrical angle θ by the sign. Is an amount indicating whether the value is an advance side value or a retard side value.
なお、本実施形態において、余弦関数乗算器５８ａ、正弦関数乗算器５８ｂ、制御偏差算出部５８ｃ、検波信号生成部５８ｄ及び同期検波部５８ｅが「復調手段」を構成する。 In the present embodiment, the cosine function multiplier 58a, the sine function multiplier 58b, the control deviation calculator 58c, the detection signal generator 58d, and the synchronous detector 58e constitute a “demodulator”.
同期検波部５８ｅから出力された復調信号（「回転角に関する信号」に相当）である被検波量εｃは、角度算出部５８ｆに入力される。角度算出部５８ｆは、ローパスフィルタや積分要素を備えて構成される。本実施形態では、特に本実施形態では、積分要素として、２重積分要素を用いている。これは、電気角θが一定速度で変化する場合に算出角φに定常偏差が生じないことを狙ったものである。 A detected wave amount εc, which is a demodulated signal (corresponding to “a signal related to the rotation angle”) output from the synchronous detector 58e, is input to the angle calculator 58f. The angle calculation unit 58f includes a low-pass filter and an integration element. In this embodiment, particularly in this embodiment, a double integration element is used as the integration element. This is intended to prevent a steady deviation from occurring in the calculated angle φ when the electrical angle θ changes at a constant speed.
上記ローパスフィルタは、被検波量εｃから高調波成分を除去することによって算出角φを出力する機能を有する。このローパスフィルタの特性については、後に詳述する。 The low-pass filter has a function of outputting a calculated angle φ by removing a harmonic component from the detected wave quantity εc. The characteristics of this low-pass filter will be described in detail later.
上記算出角φは、上記余弦関数乗算器５８ａ及び正弦関数乗算器５８ｂに加えて、インバータ制御部５６に入力される。 The calculated angle φ is input to the inverter control unit 56 in addition to the cosine function multiplier 58a and the sine function multiplier 58b.
ところで、本発明者らは、スイッチング素子Ｓ￥＃のオンオフ操作によってモータジェネレータ１０に流れる電流（相電流）を大きくした場合に、ＲＤコンバータ５８における電気角θの算出精度が低下する問題に直面した。以下、この問題について、図７〜図１３を用いて説明する。 By the way, the present inventors faced a problem that the calculation accuracy of the electrical angle θ in the RD converter 58 decreases when the current (phase current) flowing through the motor generator 10 is increased by the on / off operation of the switching element S ¥ #. . Hereinafter, this problem will be described with reference to FIGS.
図７に、トルク指令値Ｔｒｑ＊を「０」からその最大値（以下、トルク最大値Ｔｍａｘ）まで上昇させた場合における各種波形の推移を示す。詳しくは、図７（ａ）は、ｄ軸電流ｉｄｒの推移を示し、図７（ｂ）は、ｑ軸電流ｉｑｒの推移を示し、図７（ｃ）は、算出角φの推移を示し、図７（ｄ）は、実際の電気角θに対する算出角φの誤差（以下、レゾルバ誤差Ｅｒ）の推移を示す。 FIG. 7 shows transitions of various waveforms when the torque command value Trq * is increased from “0” to its maximum value (hereinafter, torque maximum value Tmax). Specifically, FIG. 7A shows the transition of the d-axis current idr, FIG. 7B shows the transition of the q-axis current iqr, FIG. 7C shows the transition of the calculated angle φ, FIG. 7D shows the transition of the error of the calculated angle φ (hereinafter, resolver error Er) with respect to the actual electrical angle θ.
図示される例では、時刻ｔ１において、トルク指令値Ｔｒｑ＊が「０」からトルク最大値Ｔｍａｘに切り替えられる。レゾルバ誤差Ｅｒは、時刻ｔ１以前においても生じているものの、時刻ｔ１以降において増加している。 In the illustrated example, the torque command value Trq * is switched from “0” to the torque maximum value Tmax at time t1. Although the resolver error Er occurs before time t1, it increases after time t1.
ここで、トルク指令値Ｔｒｑ＊が「０」とされる場合における「Ｂ１」の時間スケール拡大図を図８に示し、トルク指令値Ｔｒｑ＊がトルク最大値Ｔｍａｘとされる場合における「Ｂ２」の時間スケール拡大図を図９に示す。なお、本実施形態では、レゾルバ４０として、上述したように軸倍角が８のものを用いている。このため、図９及び図１０では、電気角θの８周期が機械角θｍの１周期に相当する。 Here, a time scale enlarged view of “B1” when the torque command value Trq * is set to “0” is shown in FIG. 8, and “B2” when the torque command value Trq * is set to the torque maximum value Tmax is shown in FIG. An enlarged view of the time scale is shown in FIG. In the present embodiment, as the resolver 40, the resolver 40 having an axial multiplication angle of 8 is used as described above. For this reason, in FIG. 9 and FIG. 10, eight periods of the electrical angle θ correspond to one period of the mechanical angle θm.
図８に示すように、トルク指令値Ｔｒｑ＊が「０」とされる場合であってもレゾルバ誤差Ｅｒが生じている。ただし、この誤差は、電気角θ１周期に同期した周期性を有している。この周期性を利用して誤差補正ロジックを構築することで、レゾルバ誤差Ｅｒを低減することができる。詳しくは、例えば、前回の機械角θｍ１周期（時刻ｔ１〜ｔ２）におけるレゾルバ誤差Ｅｒを各電気角θ周期のそれぞれについて記憶する。そして、今回の機械角θｍ１周期を構成する各電気角θ周期のそれぞれにおいて、記憶された前回のレゾルバ誤差Ｅｒに基づき算出角φを補正することで、レゾルバ誤差Ｅｒを低減する。 As shown in FIG. 8, the resolver error Er is generated even when the torque command value Trq * is “0”. However, this error has a periodicity synchronized with the period of the electrical angle θ1. The resolver error Er can be reduced by constructing the error correction logic using this periodicity. Specifically, for example, the resolver error Er in the previous mechanical angle θm1 cycle (time t1 to t2) is stored for each electrical angle θ cycle. Then, the resolver error Er is reduced by correcting the calculated angle φ based on the stored previous resolver error Er in each electrical angle θ period constituting the current mechanical angle θm1 period.
これに対し、図９に示すように、トルク指令値Ｔｒｑ＊がトルク最大値Ｔｍａｘとされる場合には、レゾルバ誤差Ｅｒが増大し、また、レゾルバ誤差Ｅｒの周期性が崩れる。このため、電気角θと同期した周期性があることを前提とした上記誤差補正ロジックでレゾルバ誤差Ｅｒを低減することができなくなる。 On the other hand, as shown in FIG. 9, when the torque command value Trq * is set to the torque maximum value Tmax, the resolver error Er increases and the periodicity of the resolver error Er is lost. Therefore, the resolver error Er cannot be reduced by the error correction logic based on the assumption that there is a periodicity synchronized with the electrical angle θ.
図１０に、励磁信号Ｓｃの１周期を「１００μｓｅｃ」とし、サンプリング周期Ｔａｄを「６．２５μｓｅｃ」とした場合における理想的なレファレンスＲＥＦの推移を示す。なお、図１０は、レファレンスＲＥＦをデジタル単位として示している。 FIG. 10 shows an ideal transition of the reference REF when one cycle of the excitation signal Sc is “100 μsec” and the sampling cycle Tad is “6.25 μsec”. FIG. 10 shows the reference REF as a digital unit.
図示されるように、本実施形態では、サンプリング周期Ｔａｄの設定を、励磁信号Ｓｃの１周期を整数で除算した値に設定している。このため、理想的なレファレンスＲＥＦの各周期において、最初からＮ番目のサンプリング値は同一の値となる。なお、図１０では、７番目のデータが同一の値（図中、理想値と表記）となることを示した。 As shown in the figure, in the present embodiment, the sampling period Tad is set to a value obtained by dividing one period of the excitation signal Sc by an integer. For this reason, the Nth sampling value from the beginning becomes the same value in each cycle of the ideal reference REF. FIG. 10 shows that the seventh data has the same value (denoted as an ideal value in the figure).
図１１に、モータジェネレータ１０を１０００ｒｐｍで回転させ、キャリア信号ｔｃの周波数（以下、キャリア周波数ｆｃ）を４．９８ｋＨｚに設定した場合のレファレンスＲＥＦの実測データを示す。詳しくは、図１１は、レファレンスＲＥＦの各周期の７番目のデータを並べたものである。 FIG. 11 shows measured data of the reference REF when the motor generator 10 is rotated at 1000 rpm and the frequency of the carrier signal tc (hereinafter referred to as carrier frequency fc) is set to 4.98 kHz. Specifically, FIG. 11 shows the seventh data in each cycle of the reference REF arranged.
図示されるように、レファレンスＲＥＦにノイズが混入していなければ、上述したようにレファレンスＲＥＦは同一の値となる。しかし、実際には、誤差周波数Δｆeｒ（４０Ｈｚ）を有するレゾルバ誤差Ｅｒが生じている。ここで、本発明者らは、誤差周波数Δｆeｒが、キャリア周波数ｆｃを２倍した周波数及び励磁信号Ｓｃの周波数（以下、励磁周波数ｆｒｅｆ）の差の絶対値になるとの知見を得た。 As shown in the figure, if no noise is mixed in the reference REF, the reference REF has the same value as described above. However, in practice, a resolver error Er having an error frequency Δfer (40 Hz) is generated. Here, the present inventors have found that the error frequency Δfer is an absolute value of the difference between the frequency obtained by doubling the carrier frequency fc and the frequency of the excitation signal Sc (hereinafter, excitation frequency fref).
図１２及び図１３に、レファレンスＲＥＦの周波数解析結果を示す。ここで、図１２は、トルク指令値Ｔｒｑ＊が「０」とされる場合における解析結果であり、図１３は、トルク指令値Ｔｒｑ＊がトルク最大値Ｔｍａｘとされる場合における解析結果である。なお、図１２及び図１３では、モータジェネレータ１０の回転速度を１０００ｒｐｍに設定している。 12 and 13 show the frequency analysis results of the reference REF. Here, FIG. 12 shows an analysis result when the torque command value Trq * is “0”, and FIG. 13 shows an analysis result when the torque command value Trq * is the torque maximum value Tmax. 12 and 13, the rotation speed of the motor generator 10 is set to 1000 rpm.
図１２に示すように、トルク指令値Ｔｒｑ＊が「０」とされる場合、１次成分、２次成分及び２．５次成分を有するレゾルバ誤差Ｅｒが生じている。なお、これら誤差成分は、先の図８（ｄ）に示したものであり、例えば、レゾルバ４０の製造ばらつきや、回転子１０ａに対するレゾルバ４０の取り付け精度等によって生じるものである。 As shown in FIG. 12, when the torque command value Trq * is set to “0”, a resolver error Er having a first order component, a second order component, and a 2.5th order component is generated. These error components are those shown in FIG. 8D, and are caused by, for example, manufacturing variations of the resolver 40, mounting accuracy of the resolver 40 with respect to the rotor 10a, and the like.
これに対し、図１３に示すように、トルク指令値Ｔｒｑ＊がトルク最大値Ｔｍａｘとされる場合には、誤差周波数Δｆeｒ（４０Ｈｚ）を有するレゾルバ誤差Ｅｒが大きくなっている。すなわち、トルク指令値Ｔｒｑ＊が大きくなると、モータジェネレータ１０に流れる相電流が増大し、スイッチングノイズが増大する。これにより、励磁信号Ｓｃや相電流の変動成分（基本波成分）の周波数よりも十分に低い誤差周波数を有するレゾルバ誤差Ｅｒが増大する。なお、図１３には、トルク指令値Ｔｒｑ＊の増大により、１次成分の側帯波が生じていることも示した。 On the other hand, as shown in FIG. 13, when the torque command value Trq * is set to the torque maximum value Tmax, the resolver error Er having the error frequency Δfer (40 Hz) is large. That is, when torque command value Trq * increases, the phase current flowing through motor generator 10 increases and switching noise increases. Thereby, the resolver error Er having an error frequency sufficiently lower than the frequency of the excitation signal Sc and the fluctuation component (fundamental wave component) of the phase current increases. FIG. 13 also shows that sidebands of the primary component are generated due to an increase in the torque command value Trq *.
このようなレゾルバ誤差Ｅｒが生じると、モータジェネレータ１０のトルク変動が生じることとなり、モータジェネレータ１０のトルク制御性が低下する懸念がある。ちなみに、レファレンスＲＥＦに限らず、被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳ等、角度算出部５８ｆを構成するローパスフィルタの前段における信号にノイズが混入する場合、トルク指令値Ｔｒｑ＊が増大する状況下においてレゾルバ誤差Ｅｒが増大すると考えられる。 When such a resolver error Er occurs, torque fluctuation of the motor generator 10 occurs, and there is a concern that the torque controllability of the motor generator 10 may be reduced. Incidentally, not only the reference REF but also the modulated wave SIN, COS, or the like, when noise is mixed in the signal in the previous stage of the low-pass filter constituting the angle calculation unit 58f, the resolver error Er is under a situation where the torque command value Trq * increases. Will increase.
そこで、本実施形態では、角度算出部５８ｆを構成するローパスフィルタを図１４に示す構成とした。詳しくは、キャリア周波数ｆｃの２倍の周波数及び励磁周波数ｆｒｅｆの差の絶対値である誤差周波数Δｆeｒがローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃｕｔよりも高くなるように、励磁周波数ｆｒｅｆ及びキャリア周波数ｆｃを設定（適合）した。こうした設定によれば、例えばレファレンスＲＥＦに含まれる誤差周波数Δｆeｒ以上のノイズ成分を角度算出部５８ｆにおいて除去することができる。このため、モータジェネレータ１０のトルク制御性の低下を好適に回避することができる。 Therefore, in the present embodiment, the low pass filter constituting the angle calculation unit 58f is configured as shown in FIG. Specifically, the excitation frequency fref and the carrier frequency fc are set so that the error frequency Δfer, which is the absolute value of the difference between twice the carrier frequency fc and the excitation frequency fref, is higher than the cut-off frequency fcut of the low-pass filter ( Adapted. According to such setting, for example, a noise component equal to or higher than the error frequency Δfer included in the reference REF can be removed by the angle calculation unit 58f. For this reason, a decrease in torque controllability of motor generator 10 can be suitably avoided.
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。 According to the embodiment described in detail above, the following effects can be obtained.
（１）キャリア周波数ｆｃの２倍の周波数及び励磁周波数ｆｒｅｆの差の絶対値である誤差周波数Δｆeｒが角度算出部５８ｆを構成するローパスフィルタの遮断域に含まれるように、励磁周波数ｆｒｅｆ及びキャリア周波数ｆｃを適合した。このため、レファレンスＲＥＦや被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳへのノイズの混入によって同期検波部５８ｅから出力される復調信号にノイズが混入する場合であっても、ノイズが電気角θの算出精度に及ぼす影響をローパスフィルタにおいて抑制することができる。これにより、電気角θの算出精度の低下を好適に回避することができ、ひいてはモータジェネレータ１０のトルク制御性の低下を好適に抑制することができる。 (1) The excitation frequency fref and the carrier frequency so that the error frequency Δfer, which is the absolute value of the difference between the frequency twice the carrier frequency fc and the excitation frequency fref, is included in the cutoff region of the low-pass filter that constitutes the angle calculator 58f. fc was fitted. For this reason, even when noise is mixed in the demodulated signal output from the synchronous detection unit 58e due to the mixing of noise into the reference REF and the modulated waves SIN and COS, the influence of the noise on the calculation accuracy of the electrical angle θ. Can be suppressed in the low-pass filter. As a result, a decrease in the calculation accuracy of the electrical angle θ can be preferably avoided, and as a result, a decrease in torque controllability of the motor generator 10 can be suitably suppressed.
特に、本実施形態では、角度算出部５８ｆを構成するフィルタをローパスフィルタとしたこと、誤差周波数Δｆeｒをキャリア周波数ｆｃの２倍の周波数及び励磁周波数ｆｒｅｆの差の絶対値としたこと、並びに誤差周波数Δｆeｒがローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃｕｔ以上となるように励磁周波数ｆｒｅｆ及びキャリア周波数ｆｃを設定したことが、電気角θの算出精度を回避することに大きく寄与している。 In particular, in the present embodiment, the filter constituting the angle calculator 58f is a low-pass filter, the error frequency Δfer is an absolute value of the difference between twice the carrier frequency fc and the excitation frequency fref, and the error frequency. Setting the excitation frequency fref and the carrier frequency fc so that Δfer is equal to or higher than the cut-off frequency fcut of the low-pass filter greatly contributes to avoiding the calculation accuracy of the electrical angle θ.
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
(Second Embodiment)
Hereinafter, the second embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.
本実施形態では、キャリア周波数ｆｃを可変設定することでレゾルバ誤差Ｅｒを除去する。 In the present embodiment, the resolver error Er is removed by variably setting the carrier frequency fc.
図１５に、本実施形態にかかるトルク制御に関する処理のブロック図を示す。なお、図１５において、先の図２に示した部材等と同一の部材等については、便宜上、同一の符号を付している。 FIG. 15 shows a block diagram of processing related to torque control according to the present embodiment. In FIG. 15, the same members as those shown in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals for the sake of convenience.
図示されるように、本実施形態では、非同期キャリア生成部５６ｅに代えて、同期キャリア生成部５６ｈがインバータ制御部５６に備えられている。同期キャリア生成部５６ｈは、算出角速度ωに基づき、算出角φの１周期がキャリア信号ｔｃの周期の整数倍となるようにキャリア信号ｔｃを生成して出力する。なお、本実施形態において、インバータ制御部５６は「同期ＰＷＭ操作手段」を構成する。 As shown in the figure, in this embodiment, instead of the asynchronous carrier generation unit 56e, a synchronous carrier generation unit 56h is provided in the inverter control unit 56. Based on the calculated angular velocity ω, the synchronous carrier generating unit 56h generates and outputs a carrier signal tc so that one cycle of the calculated angle φ is an integral multiple of the cycle of the carrier signal tc. In the present embodiment, the inverter control unit 56 constitutes “synchronous PWM operation means”.
図１６に、同期キャリア生成部５６ｈにおけるキャリア信号ｔｃの生成手法を示す。詳しくは、図１６の横軸は、算出角速度ωを示し、縦軸は、キャリア周波数ｆｃを示す。 FIG. 16 shows a generation method of the carrier signal tc in the synchronous carrier generation unit 56h. Specifically, the horizontal axis of FIG. 16 indicates the calculated angular velocity ω, and the vertical axis indicates the carrier frequency fc.
図示される例では、算出角速度ωが４つの領域Ａ１〜Ａ４に分割されている。各領域において、算出角速度ωが高くなるほど、キャリア周波数ｆｃが高くなる。また、各領域におけるキャリア周波数ｆｃは、上限キャリア周波数ｆＨ及び下限キャリア周波数ｆＬによって区画される範囲内に設定されている。ここで、上限キャリア周波数ｆＨ及び下限キャリア周波数ｆＬは、スイッチング素子Ｓ￥＃の過熱や過電流の回避等、スイッチング素子Ｓ￥＃の信頼性を維持する観点から設定されている。なお、図１６では、インバータ２０の出力電圧の１周期におけるキャリア信号ｔｃの数について、第１の領域Ａ１が２１個であることを例示し、第２の領域Ａ２が１８個であることを例示し、第３の領域Ａ３が１５個であることを例示し、第４の領域Ａ４が１２個であることを例示した。 In the illustrated example, the calculated angular velocity ω is divided into four regions A1 to A4. In each region, the higher the calculated angular velocity ω, the higher the carrier frequency fc. Further, the carrier frequency fc in each region is set within a range defined by the upper limit carrier frequency fH and the lower limit carrier frequency fL. Here, the upper limit carrier frequency fH and the lower limit carrier frequency fL are set from the viewpoint of maintaining the reliability of the switching element S ¥ #, such as avoiding overheating of the switching element S ¥ # and overcurrent. 16 exemplifies that the number of carrier signals tc in one cycle of the output voltage of the inverter 20 is 21 in the first area A1 and 18 in the second area A2. Then, the third region A3 is exemplified as 15 and the fourth region A4 is exemplified as 12.
ところで、同期ＰＷＭ制御が行われる場合、算出角速度ωに応じてキャリア周波数ｆｃが変化することで、誤差周波数Δｆeｒがローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃｕｔ未満となることがある。この場合、レゾルバ誤差Ｅｒが増大し、モータジェネレータ１０のトルク制御性が低下する懸念がある。 By the way, when synchronous PWM control is performed, the error frequency Δfer may become less than the cut-off frequency fcut of the low-pass filter because the carrier frequency fc changes according to the calculated angular velocity ω. In this case, there is a concern that the resolver error Er is increased and the torque controllability of the motor generator 10 is reduced.
そこで、本実施形態では、以下に説明する周波数可変処理を行う。 Therefore, in the present embodiment, frequency variable processing described below is performed.
図１７に、本実施形態にかかる周波数可変処理の手順を示す。この処理は、マイコン５２によって例えば所定周期で繰り返し実行される。 FIG. 17 shows the procedure of frequency variable processing according to the present embodiment. This process is repeatedly executed by the microcomputer 52 at a predetermined cycle, for example.
この一連の処理では、まずステップＳ１０において、同期ＰＷＭ制御が実行されているか否かを判断する。 In this series of processing, first, in step S10, it is determined whether or not synchronous PWM control is being executed.
ステップＳ１０において肯定判断された場合には、ステップＳ１２に進み、誤差周波数Δｆeｒがカットオフ周波数ｆｃｕｔよりも高くなるように、キャリア周波数ｆｃを可変設定する。これにより、例えば先の図１６において、第２の領域Ａ２について算出角速度ωが漸増することでキャリア周波数ｆｃが漸増する状況下、誤差周波数Δｆeｒがカットオフ周波数ｆｃｕｔ未満となるキャリア周波数ｆｃを避けてキャリア周波数ｆｃが設定されることとなる。ちなみに、本実施形態において、本ステップの処理が「設定手段」を構成する。 When an affirmative determination is made in step S10, the process proceeds to step S12, and the carrier frequency fc is variably set so that the error frequency Δfer is higher than the cutoff frequency fcut. Thus, for example, in FIG. 16, in the situation where the calculated angular velocity ω gradually increases in the second region A2, the carrier frequency fc gradually increases, so that the carrier frequency fc where the error frequency Δfer is less than the cutoff frequency fcut is avoided. The carrier frequency fc is set. Incidentally, in this embodiment, the processing of this step constitutes “setting means”.
なお、上記ステップＳ１０において否定判断された場合や、ステップＳ１２の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。 When a negative determination is made in step S10 or when the process of step S12 is completed, the series of processes is temporarily terminated.
図１８に、キャリア周波数ｆｃの変更前後における各種波形の推移を示す。詳しくは、図１８（ａ−１），（ａ−２）は、キャリア信号ｔｃと、指令電圧ｖ￥＊を入力電圧ＶＩＮＶで規格化した値との推移を示し、図１８（ｂ−１），（ｂ−２）は、高電位側の操作信号ｇ￥ｐの推移を示し、図１８（ｃ−１），（ｃ−２）は、低電位側の操作信号ｇ￥ｎの推移を示す。ここで、図１８（ａ−２）〜図１８（ｃ−２）は、図１８（ａ−１）〜図１８（ｃ−１）のキャリア信号ｔｃの周期を「ΔＴ」長くした場合の推移である。なお、図１８では、デッドタイムの図示を省略している。 FIG. 18 shows changes in various waveforms before and after the change of the carrier frequency fc. Specifically, FIGS. 18A-1 and 18A-2 show the transition between the carrier signal tc and the value obtained by normalizing the command voltage v ¥ * with the input voltage VINV. FIG. , (B-2) shows the transition of the operation signal g \ p on the high potential side, and FIGS. 18 (c-1) and (c-2) show the transition of the operation signal g \ n on the low potential side. . Here, FIGS. 18 (a-2) to 18 (c-2) show transitions when the period of the carrier signal tc of FIGS. 18 (a-1) to 18 (c-1) is increased by “ΔT”. It is. In FIG. 18, the dead time is not shown.
図示されるように、キャリア信号ｔｃの周期を長くすることで、スイッチング素子Ｓ￥＃のスイッチング周期も長くなる。すなわち、キャリア周波数ｆｃを低くすることで、スイッチング素子Ｓ￥＃のスイッチング周波数も低くなる。 As shown in the figure, by increasing the period of the carrier signal tc, the switching period of the switching element S ¥ # is also increased. That is, by lowering the carrier frequency fc, the switching frequency of the switching element S ¥ # is also lowered.
以上説明した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。 According to the embodiment described above, the following effects can be obtained.
（２）同期ＰＷＭ制御が行われる場合において、誤差周波数Δｆeｒがカットオフ周波数ｆｃｕｔよりも高くなるように、キャリア周波数ｆｃを可変設定した。このため、モータジェネレータ１０のトルク制御性の低下を好適に回避することができる。 (2) When synchronous PWM control is performed, the carrier frequency fc is variably set so that the error frequency Δfer is higher than the cutoff frequency fcut. For this reason, a decrease in torque controllability of motor generator 10 can be suitably avoided.
（３）対象周波数としてキャリア周波数ｆｃを用いた。キャリア周波数ｆｃの変更のみでレゾルバ誤差Ｅｒを低減できるため、本実施形態によれば、レゾルバ誤差Ｅｒを低減させる制御ロジックを容易に実現することができる。 (3) The carrier frequency fc was used as the target frequency. Since the resolver error Er can be reduced only by changing the carrier frequency fc, according to the present embodiment, a control logic for reducing the resolver error Er can be easily realized.
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
(Third embodiment)
Hereinafter, the third embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the second embodiment.
本実施形態では、対象周波数として、キャリア周波数ｆｃに代えて、励磁周波数ｆｒｅｆを用いることでレゾルバ誤差Ｅｒを除去する。 In the present embodiment, the resolver error Er is removed by using the excitation frequency fref instead of the carrier frequency fc as the target frequency.
図１９に、本実施形態にかかる周波数可変処理の手順を示す。なお、この処理は、マイコン５２によって例えば所定周期で繰り返し実行される。 FIG. 19 shows a procedure of frequency variable processing according to the present embodiment. This process is repeatedly executed by the microcomputer 52 at a predetermined cycle, for example.
この一連の処理では、まずステップＳ２０において、トルク指令値Ｔｒｑ＊がトルク規定値Ｔγを上回るとの条件、及び算出角速度ωが閾値速度ωｔｈ未満であるとの条件の論理和が真であるか否かを判断する。この処理は、励磁周波数ｆｒｅｆを可変設定すべき状況であるか否かを判断するための処理である。以下、この処理の意義について説明する。 In this series of processing, first, in step S20, whether the logical sum of the condition that the torque command value Trq * exceeds the torque regulation value Tγ and the condition that the calculated angular velocity ω is less than the threshold velocity ωth is true. Determine whether. This process is a process for determining whether or not the excitation frequency fref should be variably set. Hereinafter, the significance of this process will be described.
本実施形態では、励磁周波数ｆｒｅｆの初期値（以下、初期周波数ｆｄｔ）が低めに設定されている。これは、励磁周波数ｆｒｅｆが低いほど、励磁信号Ｓｃを生成するための回路（ＰＷＭ生成部６０等）の消費電流が小さくなることに基づくものである。このため、キャリア周波数ｆｃの２倍の周波数及び初期周波数ｆｄｔの差をカットオフ周波数ｆｃｕｔよりも高くするとの条件を満たすように、初期周波数ｆｄｔを上記２倍の周波数から低周波側に離間させることも考えられる。ただし、本実施形態では、初期周波数ｆｄｔを低周波側に大きく離間させることができない事情が存在する。こうした事情としては、例えば、励磁周波数ｆｒｅｆが過度に低くされると、電気角θの検出精度が低下する事情がある。こうした事情に鑑み、本実施形態では、レゾルバ誤差Ｅｒの低減と、ＰＷＭ生成部６０等の消費電流の抑制との観点から、初期周波数ｆｄｔを低めに設定するとともに、上記２つの条件を設けている。 In the present embodiment, the initial value of the excitation frequency fref (hereinafter, the initial frequency fdt) is set to be low. This is based on the fact that the lower the excitation frequency fref, the smaller the current consumption of a circuit (such as the PWM generator 60) for generating the excitation signal Sc. For this reason, the initial frequency fdt is separated from the double frequency to the low frequency side so as to satisfy the condition that the difference between the double frequency of the carrier frequency fc and the initial frequency fdt is higher than the cutoff frequency fcut. Is also possible. However, in the present embodiment, there is a situation where the initial frequency fdt cannot be largely separated toward the low frequency side. As such a situation, for example, when the excitation frequency fref is excessively lowered, the detection accuracy of the electrical angle θ is lowered. In view of such circumstances, in the present embodiment, the initial frequency fdt is set low and the above two conditions are provided from the viewpoint of reducing the resolver error Er and suppressing the consumption current of the PWM generator 60 and the like. .
まず、１つ目は、トルク指令値Ｔｒｑ＊に関する条件である。トルク指令値Ｔｒｑ＊が大きいと、モータジェネレータ１０に流れる相電流が大きくなり、レゾルバ誤差Ｅｒが大きくなる。一方、トルク指令値Ｔｒｑ＊が小さいと、相電流が小さくなり、レゾルバ誤差Ｅｒが小さくなる。レゾルバ誤差Ｅｒが小さい状況下においては、誤差周波数Δｆeｒがカットオフ周波数ｆｃｕｔ未満となる場合であっても、レゾルバ誤差Ｅｒが電気角θの算出精度に及ぼす影響は小さいと考えられる。 First, the first condition is related to the torque command value Trq *. When torque command value Trq * is large, the phase current flowing through motor generator 10 is large, and resolver error Er is large. On the other hand, when the torque command value Trq * is small, the phase current becomes small and the resolver error Er becomes small. In a situation where the resolver error Er is small, it is considered that the influence of the resolver error Er on the calculation accuracy of the electrical angle θ is small even when the error frequency Δfer is less than the cutoff frequency fcut.
続いて、２つ目の条件は、算出角速度ωに関する条件である。本実施形態では、算出角速度ωが閾値速度ωｔｈを上回ると、過変調ＰＷＭ制御が行われる。過変調ＰＷＭ制御におけるスイッチング周波数は、正弦波ＰＷＭ制御におけるスイッチング周波数よりも低くなる傾向にある。このため、過変調ＰＷＭ制御が行われる場合における誤差周波数Δｆeｒは、正弦波ＰＷＭ制御が行われる場合における誤差周波数Δｆeｒよりも高くなる傾向にある。本実施形態では、過変調ＰＷＭ制御が行われる場合における誤差周波数Δｆeｒがカットオフ周波数ｆｃｕｔ以上となるように構成されている。このため、過変調ＰＷＭ制御が行われる場合におけるレゾルバ誤差Ｅｒはローパスフィルタによって除去される。したがって、過変調ＰＷＭ制御が行われる場合において、レゾルバ誤差Ｅｒが電気角θの算出精度に及ぼす影響は小さいと考えられる。 Subsequently, the second condition is a condition related to the calculated angular velocity ω. In the present embodiment, when the calculated angular velocity ω exceeds the threshold velocity ωth, overmodulation PWM control is performed. The switching frequency in overmodulation PWM control tends to be lower than the switching frequency in sine wave PWM control. For this reason, the error frequency Δfer when overmodulation PWM control is performed tends to be higher than the error frequency Δfer when sine wave PWM control is performed. In this embodiment, the error frequency Δfer when overmodulation PWM control is performed is configured to be equal to or higher than the cutoff frequency fcut. For this reason, the resolver error Er when overmodulation PWM control is performed is removed by the low-pass filter. Therefore, when overmodulation PWM control is performed, it is considered that the influence of the resolver error Er on the calculation accuracy of the electrical angle θ is small.
ステップＳ２０において否定判断された場合には、ステップＳ２２に進み、励磁周波数ｆｒｅｆとして初期周波数ｆｄｔを設定する。 If a negative determination is made in step S20, the process proceeds to step S22, and the initial frequency fdt is set as the excitation frequency fref.
一方、上記ステップＳ２０において肯定判断された場合には、ステップＳ２４に進み、誤差周波数Δｆeｒがカットオフ周波数ｆｃｕｔよりも高くなるように励磁周波数ｆｒｅｆを初期周波数ｆｄｔから上昇させる。これは、先の図５の上限値Ｔｌｉｍｉｔを増大させることで実現することができる。なお、図２０に、上限値Ｔｌｉｍｉｔを増大させることで、励磁周波数ｆｒｅｆが低くなる一例を示した。また、本実施形態において、本ステップの処理が「設定手段」を構成する。 On the other hand, if an affirmative determination is made in step S20, the process proceeds to step S24, and the excitation frequency fref is increased from the initial frequency fdt so that the error frequency Δfer is higher than the cutoff frequency fcut. This can be realized by increasing the upper limit value Tlimit in FIG. FIG. 20 shows an example in which the excitation frequency fref is lowered by increasing the upper limit value Tlimit. In this embodiment, the process of this step constitutes “setting means”.
ちなみに、一旦ステップＳ２４の処理が行われた後、上記ステップＳ２０において否定判断された場合、ステップＳ２２において励磁周波数ｆｒｅｆが初期周波数ｆｄｔに低下させられることとなる。また、ステップＳ２２、Ｓ２４の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。 Incidentally, after the process of step S24 is performed once, when a negative determination is made in step S20, the excitation frequency fref is lowered to the initial frequency fdt in step S22. Further, when the processes of steps S22 and S24 are completed, this series of processes is temporarily ended.
以上説明した本実施形態によれば上記第２の実施形態で得られる効果に加えて、以下の効果が得られるようになる。 According to this embodiment described above, the following effects can be obtained in addition to the effects obtained in the second embodiment.
（４）トルク指令値Ｔｒｑ＊がトルク規定値Ｔγを上回るとの条件、及び算出角速度ωが閾値速度ωｔｈ未満となるとの条件の論理和が真であると判断された場合に限って、誤差周波数Δｆeｒがカットオフ周波数ｆｃｕｔよりも高くなるように励磁周波数ｆｒｅｆを上昇させた。このため、レゾルバ誤差Ｅｒの低減と、励磁信号Ｓｃを生成する回路における消費電流の低減とを両立させることができる。 (4) The error frequency only when it is determined that the logical sum of the condition that the torque command value Trq * exceeds the torque specified value Tγ and the condition that the calculated angular velocity ω is less than the threshold velocity ωth is true. The excitation frequency fref was increased so that Δfer was higher than the cutoff frequency fcut. For this reason, it is possible to achieve both reduction of the resolver error Er and reduction of current consumption in the circuit that generates the excitation signal Sc.
（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
(Fourth embodiment)
Hereinafter, the fourth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the third embodiment.
本実施形態では、図２１に示すように、レファレンスＲＥＦのゼロクロスタイミング（時刻ｔ１，ｔ３，ｔ５にて例示）、レファレンスＲＥＦがその最大値Ｒｍａｘとなるタイミング（時刻ｔ２にて例示）又はレファレンスＲＥＦがその最小値Ｒｍｉｎとなるタイミング（時刻ｔ４にて例示）において、先の図２２のステップＳ２２，Ｓ２４における励磁周波数ｆｒｅｆの変更を許可する。 In the present embodiment, as shown in FIG. 21, the zero cross timing of the reference REF (illustrated at times t1, t3, t5), the timing at which the reference REF reaches its maximum value Rmax (illustrated at time t2), or the reference REF At the timing of the minimum value Rmin (illustrated at time t4), the change of the excitation frequency fref in steps S22 and S24 of FIG. 22 is permitted.
レファレンスＲＥＦの１周期の平均値「０」に対して、レファレンスＲＥＦ波形の正の部分と負の部分との対称性を確保しないと、正の部分の面線と負の部分の面積とが相違する。このことに起因して、算出角φのフィードバック制御系における操作量（例えば被検波量εｃ）に含まれる直流成分が増大し、電気角θの算出精度が低下する懸念がある。ここで、励磁周波数ｆｒｅｆの変更タイミングを図２１に示したタイミングとすることにより、上記対称性を確保できる。このため、励磁周波数ｆｒｅｆの変更に伴って電気角θの算出精度が低下することを好適に回避できる。 If the symmetry between the positive part and the negative part of the reference REF waveform is not secured with respect to the average value “0” of one period of the reference REF, the surface line of the positive part and the area of the negative part are different. To do. As a result, there is a concern that the direct current component included in the manipulated value (for example, the detected wave amount εc) in the feedback control system of the calculated angle φ increases, and the calculation accuracy of the electrical angle θ decreases. Here, the symmetry can be ensured by changing the excitation frequency fref to the timing shown in FIG. For this reason, it can avoid suitably that the calculation precision of electrical angle (theta) falls with the change of the excitation frequency fref.
（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
(Fifth embodiment)
Hereinafter, the fifth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the second embodiment.
本実施形態では、上記第３の実施形態における図１９のステップＳ２０の処理を、上記第２の実施形態におけるキャリア周波数ｆｃを可変設定する構成に適用する。 In the present embodiment, the process of step S20 of FIG. 19 in the third embodiment is applied to a configuration in which the carrier frequency fc in the second embodiment is variably set.
図２２に、本実施形態にかかる周波数可変処理の手順を示す。なお、この処理は、マイコン５２によって例えば所定周期で繰り返し実行される。 FIG. 22 shows the procedure of frequency variable processing according to the present embodiment. This process is repeatedly executed by the microcomputer 52 at a predetermined cycle, for example.
この一連の処理では、ステップＳ１０において肯定判断された場合、ステップＳ２０に進む。そして、ステップＳ２０において肯定判断された場合、ステップＳ１２に進む。 In this series of processes, when an affirmative determination is made in step S10, the process proceeds to step S20. If a positive determination is made in step S20, the process proceeds to step S12.
なお、ステップＳ１０、Ｓ２０において否定判断された場合や、ステップＳ１２の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。 If a negative determination is made in steps S10 and S20, or if the process of step S12 is completed, this series of processes is temporarily terminated.
以上説明した本実施形態によれば、上記第２の実施形態の効果に加えて、上記第３の実施形態の効果が得られるようになる。 According to the present embodiment described above, the effect of the third embodiment can be obtained in addition to the effect of the second embodiment.
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
(Other embodiments)
Each of the above embodiments may be modified as follows.
・上記第３，第５の実施形態のステップＳ２０において、トルク指令値Ｔｒｑ＊に関する条件を、相電流の振幅又は実効値が規定電流よりも高いとの条件に変更してもよい。 In step S20 of the third and fifth embodiments, the condition relating to the torque command value Trq * may be changed to a condition that the phase current amplitude or effective value is higher than the specified current.
・上記第３，第５の実施形態では、算出角速度ωと比較する規定速度を、過変調ＰＷＭ制御が実行されるか否かの観点で設定したがこれに限らない。例えば、回転子１０ａの回転角速度（電気角速度）が高いほど、レゾルバ誤差Ｅｒが減衰するような特性を有するＲＤコンバータ５８があるなら、ＲＤコンバータ５８の減衰特性に基づき規定速度を設定してもよい。この場合、規定速度は、トルク指令値Ｔｒｑ＊によらず一定にしてもよい。 In the third and fifth embodiments, the specified speed to be compared with the calculated angular speed ω is set from the viewpoint of whether or not the overmodulation PWM control is executed. However, the present invention is not limited to this. For example, if there is an RD converter 58 having such a characteristic that the resolver error Er attenuates as the rotational angular velocity (electrical angular velocity) of the rotor 10a increases, the specified speed may be set based on the attenuation characteristic of the RD converter 58. . In this case, the specified speed may be constant regardless of the torque command value Trq *.
・誤差周波数Δｆeｒがカットオフ周波数ｆｃｕｔよりも高くしたがこれに限らない。例えば、ローパスフィルタの伝達率が「０ｄＢ」よりも小さくなる遮断域に含まれるようにしてもよい。この場合であっても、レゾルバ誤差Ｅｒの低減効果を得ることはできる。 Although the error frequency Δfer is higher than the cut-off frequency fcut, the present invention is not limited to this. For example, the transmission rate of the low-pass filter may be included in the cut-off region where it is smaller than “0 dB”. Even in this case, the effect of reducing the resolver error Er can be obtained.
・「誤差周波数」を規定する「回転機に流れる電流の変動成分の周波数」としては、キャリア周波数ｆｃ（スイッチング周波数）の２倍の周波数に限らない。例えば、キャリア周波数ｆｃのＭ倍（Ｍは３以上の整数）の周波数及び励磁周波数ｆｒｅｆの差を誤差周波数Δｆeｒとするレゾルバ誤差Ｅｒが電気角θの算出精度に及ぼす影響が大きいなら、上記Ｍ倍の周波数であってもよい。この場合、上記Ｍ倍の周波数及び励磁周波数ｆｒｅｆの差を誤差周波数Δｆeｒとするレゾルバ誤差Ｅｒをローパスフィルタにおける除去対象とすることができる。 The “frequency of the fluctuation component of the current flowing through the rotating machine” that defines the “error frequency” is not limited to twice the carrier frequency fc (switching frequency). For example, if the resolver error Er having a difference between the frequency M times the carrier frequency fc (M is an integer of 3 or more) and the excitation frequency fref has an error frequency Δfer has a large influence on the calculation accuracy of the electrical angle θ, the M times May be the frequency. In this case, the resolver error Er having the difference between the M-fold frequency and the excitation frequency fref as the error frequency Δfer can be removed by the low-pass filter.
・「操作手段」としては、キャリア信号ｔｃを用いたＰＷＭ制御に限らない。例えば、トルク指令値Ｔｒｑ＊及び算出角速度ωと関係付けられたパルスパターンが記憶された記憶手段（例えば不揮発性メモリ）を制御装置５０が備え、トルク指令値Ｔｒｑ＊及び算出角速度ωに基づき選択されたパルスパターンに従ってスイッチング素子Ｓ￥＃をオンオフ操作する手段であってもよい。ここで、パルスパターンとは、１スイッチング周期のオンオフ操作態様を定めたＰＷＭ信号のことである。なお、この場合、過変調操作手段で用いられるパルスパターンも記憶手段にされることとなる。このパルスパターンは、指令電圧の振幅がインバータ２０の入力電圧の「１／２」を上回る状況下において、指令値に対する実際の出力電圧の不足分を補償しつつスイッチング素子Ｓ￥＃をオンオフ操作するためのものとなる。 “Operation means” is not limited to PWM control using the carrier signal tc. For example, the control device 50 includes storage means (for example, a nonvolatile memory) in which a pulse pattern associated with the torque command value Trq * and the calculated angular velocity ω is stored, and is selected based on the torque command value Trq * and the calculated angular velocity ω. The switching element S ¥ # may be turned on / off according to the pulse pattern. Here, the pulse pattern is a PWM signal that defines an on / off operation mode of one switching cycle. In this case, the pulse pattern used by the overmodulation operation means is also used as the storage means. This pulse pattern turns the switching element S ¥ # on and off while compensating for the shortage of the actual output voltage with respect to the command value in a situation where the amplitude of the command voltage exceeds “½” of the input voltage of the inverter 20. For that.
・「対象周波数」としては、励磁周波数及びスイッチング周波数のいずれか一方に限らず、励磁周波数及びスイッチング周波数の双方であってもよい。 The “target frequency” is not limited to either the excitation frequency or the switching frequency, and may be both the excitation frequency and the switching frequency.
・「フィルタ」としては、ローパスフィルタに限らず、例えばバンドエリミネーションフィルタ（ＢＥＦ）であってもよい。この場合であっても、バンドエリミネーションフィルタの遮断域に誤差周波数が含まれるように励磁信号の周波数及びスイッチング素子のスイッチング周波数が設定されるなら、本発明の効果を得ることができる。 The “filter” is not limited to the low-pass filter, and may be a band elimination filter (BEF), for example. Even in this case, the effect of the present invention can be obtained if the frequency of the excitation signal and the switching frequency of the switching element are set so that the error frequency is included in the cutoff region of the band elimination filter.
・上記第１の実施形態において、レファレンスＲＥＦが「０」よりも大きい場合に検波信号Ｒｄを「１」としてかつ、レファレンスＲＥＦが「０」以下である場合に検波信号Ｒｄを「−１」としてもよい。また、被変調波を復調する場合の検波手法としては、上記検波信号Ｒｄを用いたものに限らず、例えば、レファレンスＲＥＦを制御偏差εに直接乗算する手法であってもよい。 In the first embodiment, when the reference REF is larger than “0”, the detection signal Rd is “1”, and when the reference REF is “0” or less, the detection signal Rd is “−1”. Also good. Further, the detection method when demodulating the modulated wave is not limited to the detection method using the detection signal Rd, and for example, a method of directly multiplying the reference deviation REF by the control deviation ε may be used.
・制御偏差εとしては、余弦関数乗算器５８ａの出力値と正弦関数乗算器５８ｂの出力値との和として算出した値「ｓｉｎ（θ＋φ）」であってもよい。この場合、算出角φが負の値として算出されることから、上記算出角φの符号を反転させて実際の電気角θを把握すればよい。 The control deviation ε may be a value “sin (θ + φ)” calculated as the sum of the output value of the cosine function multiplier 58a and the output value of the sine function multiplier 58b. In this case, since the calculated angle φ is calculated as a negative value, the sign of the calculated angle φ may be reversed to grasp the actual electrical angle θ.
・サンプリング周期Ｔａｄとしては、励磁信号の１周期をＮ（Ｎは２以上の整数）で除算した周期に同期した周期に限らず、同期しない周期に設定してもよい。 The sampling period Tad is not limited to a period synchronized with a period obtained by dividing one period of the excitation signal by N (N is an integer of 2 or more), and may be set to a period that is not synchronized.
・上記第１の実施形態において、ＰＷＭ信号の生成に用いるカウンタ値（レゾルバキャリア）としては、クロック信号に同期してカウントアップされるものに限らず、カウントダウンされるものであってもよい。 In the first embodiment, the counter value (resolver carrier) used for generating the PWM signal is not limited to being counted up in synchronization with the clock signal, but may be counted down.
・「スイッチング素子」としては、ＩＧＢＴに限らず、例えばＭＯＳＦＥＴであってもよい。また、「直流交流変換回路」としては、３相インバータに限らず、例えばフルブリッジ回路であってもよい。 The “switching element” is not limited to the IGBT but may be a MOSFET, for example. The “DC / AC conversion circuit” is not limited to a three-phase inverter, and may be a full bridge circuit, for example.
１０…モータジェネレータ、２０…インバータ、４０…レゾルバ、５６…インバータ制御部、５８ａ…余弦関数乗算器、５８ｂ…正弦関数乗算器、５８ｃ…制御偏差算出部、５８ｄ…検波信号生成部、５８ｅ…同期検波部、５８ｆ…角度算出部、６０…ＰＷＭ生成部。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Motor generator, 20 ... Inverter, 40 ... Resolver, 56 ... Inverter control part, 58a ... Cosine function multiplier, 58b ... Sine function multiplier, 58c ... Control deviation calculation part, 58d ... Detection signal generation part, 58e ... Synchronization Detection unit, 58f... Angle calculation unit, 60... PWM generation unit.
Claims (13)
前記励磁信号が回転機（１０）の回転角に応じて振幅変調された被変調波及び前記励磁信号に基づく検波によって前記回転角に関する信号を復調する復調手段（５８ａ〜５８ｅ）と、
前記復調手段から出力された復調信号から高調波成分を除去することによって前記回転角の算出値を出力するフィルタ（５８ｆ）と、
前記回転機を制御すべく、前記フィルタから出力された前記回転角の算出値に基づき、前記回転機に接続された直流交流変換回路（２０）を構成するスイッチング素子（Ｓ￥＃）をオンオフ操作する操作手段（５６）と、
前記スイッチング素子のオンオフ操作によって前記回転機に流れる電流の変動成分の周波数及び前記励磁信号の周波数の差である誤差周波数が前記フィルタの遮断域に含まれるように、前記励磁信号の周波数及び前記スイッチング素子のスイッチング周波数のうち少なくとも一方である対象周波数を可変設定する設定手段と、
を備えることを特徴とする制御装置。 Excitation signal output means (54a, 54b, 60) for outputting an AC excitation signal to the resolver (40);
Demodulating means (58a to 58e) for demodulating a signal related to the rotation angle by a modulated wave whose amplitude is modulated according to the rotation angle of the rotating machine (10) and detection based on the excitation signal;
A filter (58f) that outputs the calculated value of the rotation angle by removing harmonic components from the demodulated signal output from the demodulating means;
In order to control the rotating machine, the switching element (S ¥ #) constituting the DC / AC converter circuit (20) connected to the rotating machine is turned on / off based on the calculated value of the rotation angle output from the filter. Operating means (56) to perform,
The frequency of the excitation signal and the switching are set such that an error frequency, which is a difference between the frequency of the fluctuation component of the current flowing in the rotating machine and the frequency of the excitation signal, is included in the cutoff region of the filter by turning on / off the switching element Setting means for variably setting a target frequency that is at least one of the switching frequencies of the element;
A control device comprising:
前記励磁信号が回転機（１０）の回転角に応じて振幅変調された被変調波及び前記励磁信号に基づく検波によって前記回転角に関する信号を復調する復調手段（５８ａ〜５８ｅ）と、
前記復調手段から出力された復調信号から高調波成分を除去することによって前記回転角の算出値を出力するフィルタ（５８ｆ）と、
前記回転機を制御すべく、前記フィルタから出力された前記回転角の算出値に基づき、前記回転機に接続された直流交流変換回路（２０）を構成するスイッチング素子（Ｓ￥＃）をオンオフ操作する操作手段（５６）と、
を備え、
前記スイッチング素子のオンオフ操作によって前記回転機に流れる電流の変動成分の周波数及び前記励磁信号の周波数の差である誤差周波数が前記フィルタの遮断域に含まれるように、前記励磁信号の周波数及び前記スイッチング素子のスイッチング周波数が設定されていることを特徴とする制御装置。 Excitation signal output means (54a, 54b, 60) for outputting an AC excitation signal to the resolver (40);
Demodulating means (58a to 58e) for demodulating a signal related to the rotation angle by a modulated wave whose amplitude is modulated according to the rotation angle of the rotating machine (10) and detection based on the excitation signal;
A filter (58f) that outputs the calculated value of the rotation angle by removing harmonic components from the demodulated signal output from the demodulating means;
In order to control the rotating machine, the switching element (S ¥ #) constituting the DC / AC converter circuit (20) connected to the rotating machine is turned on / off based on the calculated value of the rotation angle output from the filter. Operating means (56) to perform,
With
The frequency of the excitation signal and the switching are set such that an error frequency, which is a difference between the frequency of the fluctuation component of the current flowing in the rotating machine and the frequency of the excitation signal, is included in the cutoff region of the filter by turning on / off the switching element A control device in which a switching frequency of the element is set.
前記誤差周波数は、前記スイッチング周波数の２倍の周波数及び前記励磁信号の周波数の差であり、
前記設定手段は、前記誤差周波数が前記ローパスフィルタのカットオフ周波数以上となるように、前記対象周波数を可変設定することを特徴とする請求項３記載の制御装置。 The filter is a low-pass filter;
The error frequency is a difference between twice the switching frequency and the excitation signal frequency,
The control device according to claim 3, wherein the setting unit variably sets the target frequency so that the error frequency is equal to or higher than a cutoff frequency of the low-pass filter.
前記誤差周波数は、前記スイッチング周波数の２倍の周波数及び前記励磁信号の周波数の差であり、
前記励磁信号の周波数及び前記スイッチング周波数は、前記誤差周波数が前記ローパスフィルタのカットオフ周波数以上となるように設定されていることを特徴とする請求項５記載の制御装置。 The filter is a low-pass filter;
The error frequency is a difference between twice the switching frequency and the excitation signal frequency,
6. The control device according to claim 5, wherein the frequency of the excitation signal and the switching frequency are set such that the error frequency is equal to or higher than a cutoff frequency of the low-pass filter.
前記スイッチング周波数を可変設定することとは、前記キャリア信号の周波数を可変設定することであることを特徴とする請求項７記載の制御装置。 The operation means includes synchronous PWM operation means for turning on and off the switching element based on a comparison between a carrier signal having a period obtained by dividing a period of an output voltage for the rotating machine by a positive integer and a command value of the output voltage. ,
8. The control device according to claim 7, wherein the variably setting the switching frequency is variably setting the frequency of the carrier signal.
前記回転速度が前記規定速度以下となる場合、前記回転機に対する出力電圧を正弦波を模擬した電圧とすべく、前記出力電圧の指令値及びキャリア信号の大小比較に基づき前記スイッチング素子をオンオフ操作するＰＷＭ操作手段と、
前記回転速度が前記規定速度を上回る場合、前記指令値の振幅が前記直流交流変換回路の入力電圧の「１／２」を上回る状況下において、前記指令値に対する実際の前記出力電圧の不足分を補償しつつ前記スイッチング素子をオンオフ操作する過変調操作手段と、
を備えることを特徴とする請求項１１記載の制御装置。 The operation means includes
When the rotational speed is equal to or lower than the specified speed, the switching element is turned on / off based on a comparison of the output voltage command value and the carrier signal so that the output voltage to the rotating machine is a voltage simulating a sine wave. PWM operating means;
When the rotational speed exceeds the specified speed, the actual output voltage shortage relative to the command value is determined under a situation where the amplitude of the command value exceeds “½” of the input voltage of the DC / AC converter circuit. Overmodulation operating means for performing on / off operation of the switching element while compensating;
The control device according to claim 11, further comprising:
前記設定手段は、前記励磁信号のゼロクロスタイミング、前記励磁信号が最大値となるタイミング又は前記励磁信号が最小値となるタイミングを前記励磁信号の周波数の変更タイミングとすることを特徴とする請求項９〜１２のいずれか１項に記載の制御装置。 The target frequency is the frequency of the excitation signal,
10. The setting means, wherein the excitation signal frequency change timing is a zero cross timing of the excitation signal, a timing at which the excitation signal reaches a maximum value, or a timing at which the excitation signal reaches a minimum value. The control apparatus of any one of -12.
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