JP2014194393A - Excitation circuit of electromagnetic flow meter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電磁流量計に関し、特に検出器の励磁コイルに励磁電流を供給する励磁回路技術に関する。 The present invention relates to an electromagnetic flow meter, and more particularly to an excitation circuit technique for supplying an excitation current to an excitation coil of a detector.
一般に、導電性を有する流体の流量を測定する電磁流量計では、測定管内を流れる流体の流れ方向に対して磁界発生方向が垂直となるよう配置された励磁コイルへ、極性が交互に切り替わる励磁電流を供給し、励磁コイルからの発生磁界と直交して測定管内に配置された一対の電極間に生じる起電力を検出し、この電極間に生じる起電力を増幅した後、サンプリングして信号処理することにより、測定管内を流れる流体の流量を測定している。 In general, in an electromagnetic flow meter that measures the flow rate of a fluid having electrical conductivity, an excitation current whose polarity is alternately switched to an excitation coil arranged so that the direction of magnetic field generation is perpendicular to the flow direction of the fluid flowing in the measurement tube Is detected, the electromotive force generated between a pair of electrodes arranged in the measuring tube orthogonal to the magnetic field generated from the exciting coil is detected, the electromotive force generated between the electrodes is amplified, and then sampled and signal-processed Thus, the flow rate of the fluid flowing in the measuring tube is measured.
図６は、一般的な電磁磁流計の構成を示すブロック図である。
この電磁流量計５０は、検出器５０Ａと変換器５０Ｂとから構成されている。
検出器５０Ａには、主な構成として、測定管５１、電極５２、および励磁コイル５３が設けられている。
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a general electromagnetic magnetometer.
The
The
測定管５１は、全体としてステンレスなどの非磁性金属の筒体からなり、その内側に測定対象となる流体が流れる流路５１Ｆを構成する。
励磁コイル５３は、測定管５１の外側に対向して配置された一対のコイルからなり、変換器５０Ｂから供給された励磁電流Ｉｅｘに応じて、流路５１Ｆを流れる流体の流れ方向に対して直交する方向に磁界Ｂを発生させる機能を有している。
The
The
電極５２は、励磁コイル５３で発生した磁界Ｂの方向と直交する方向に対向して、測定管５１の内壁に、流路５１Ｆを流れる流体と接液するよう配置された一対の電極からなり、磁界Ｂによる流体への励磁に応じて当該流体に発生した起電力Ｅを検出し、変換器５０Ｂへ出力する機能を有している。
The
変換器５０Ｂには、主な回路部として、通信Ｉ／Ｆ部５５、信号処理部５６、および励磁回路５７が設けられている。
通信Ｉ／Ｆ部５５は、信号線Ｗを介してコントローラなどの上位装置（図示せず）と接続し、上位装置から信号線Ｗを介して供給された電力から動作電源を生成して各機能部へ供給する機能と、信号処理部５６で得られた流体の流量値をデータ通信により信号線Ｗを介して上位装置へ通知する機能とを有している。
The
The communication I /
信号処理部５６は、一定の励磁周波数を持つパルス信号からなる励磁信号を生成して励磁回路５７へ出力する機能と、電極５２で検出した起電力Ｅに対して、信号増幅や上記励磁周波数に基づくサンプリングなどの信号処理を行うことにより、流体の流量値を算出する機能と、得られた流量値を通信Ｉ／Ｆ部５５へ出力する機能とを有している。
励磁回路５７は、信号処理部５６からの励磁信号に基づいて、励磁極性を切替制御するための矩形波からなる交流励磁電流を生成して、励磁コイル５３へ供給する機能を有している。
The
The
このような電磁流量計５０では、電極５２で検出した起電力に対して、電気化学ノイズ、流体ノイズ、スラリーノイズなど、様々なノイズが重畳している。したがって、起電力から精度よく流量値を算出するには、これらノイズを低減させる必要がある。ここで、これらノイズは、低周波帯域ほどレベルが高い、いわゆる１／ｆ特性を持っている。このため、励磁周波数を高くすれば、起電力のＳ／Ｎ比が改善されるため、高い精度で流量値を算出することができる。
In such an
一方、このような矩形波からなる交流励磁電流を励磁コイル５３へ印加した場合、励磁コイルの持つ自己インダクタンスの影響で、励磁電流の立ち上がりが穏やかになり、その波形に遅れが生じる。したがって、励磁周波数を高くすると、励磁信号の波長が短くなるため、波長に対する立ち上がりの遅れの割合が大きくなるため、十分な磁界が発生している期間が短くなり、電極から検出される起電力のうち、振幅が平坦な定常域の幅も短くなる。これにより、起電力を安定してサンプリングすることが難しくなり、結果として、流量値の誤差が大きくなる。したがって、高い励磁周波数であっても励磁電流の立ち上がりを速くすることが重要となる。
On the other hand, when an AC excitation current consisting of such a rectangular wave is applied to the
従来、このような電磁流量計において、励磁コイルが発生する逆起電圧を容量素子に充電し、これを励磁用電力として再利用することにより、励磁極性の切り替え時における励磁電流の立ち上がりを改善する技術が提案されている（例えば、特許文献１，２など参照）。
Conventionally, in such an electromagnetic flow meter, the back electromotive force generated by the excitation coil is charged to the capacitive element and reused as excitation power, thereby improving the rise of the excitation current when switching the excitation polarity. Techniques have been proposed (see, for example,
図７は、従来の励磁回路を示す回路である。
この励磁回路６０は、切替回路６１、定電流回路６２、ダイオードＤ６０、ダイオードブリッジＤＢ、および容量素子Ｃから構成されている。
FIG. 7 is a circuit showing a conventional excitation circuit.
The
定電流回路６２は、例えば、トランジスタＱ、オペアンプＯＰ、および抵抗素子Ｒからなるエミッタフォロワ回路からなり、切替回路６１の電流出力端子Ｔｏｕｔと接地電位ＧＮＤとの間に接続されて、設定電圧Ｖｃｎｔに基づいて、電源電位ＶＰから切替回路６１に対して定電流で入力電流を供給する、一般的な定電流回路である。
The constant
切替回路６１は、変換器の信号処理部（図示せず）から出力された、互いに相補的な位相関係を有するパルス信号からなる励磁信号ＳＡ，ＳＢに基づいて、定電流回路６２により電源電位ＶＰから電流入力端子Ｔｉｎへ供給された定電流の極性を切替制御することにより、交流の励磁電流Ｉｅｘを生成して励磁コイルＬへ供給する機能を有している。
The
ダイオードブリッジＤＢは、励磁コイルＬの端子Ｌ１−Ｌ２間（両端）に発生した逆起電圧を整流して容量素子Ｃへ充電する機能を有している。ＤＢの交流端子は、それぞれＬ１，Ｌ２に接続されており、プラス端子が容量素子Ｃの一端に接続されており、マイナス端子が接地電位ＧＮＤに接続されている。このＤＢについては、ショットキーダイオードで構成すれば、ＤＢを構成する各ダイオードにおける順方向での電圧降下を削減することができる。 The diode bridge DB has a function of rectifying the counter electromotive voltage generated between the terminals L1 and L2 (both ends) of the exciting coil L and charging the capacitive element C. The AC terminals of DB are connected to L1 and L2, respectively, the plus terminal is connected to one end of the capacitive element C, and the minus terminal is connected to the ground potential GND. If this DB is constituted by a Schottky diode, the voltage drop in the forward direction in each diode constituting the DB can be reduced.
容量素子Ｃは、電流入力端子Ｔｉｎと接地電位ＧＮＤとの間に接続されて、ＤＢで整流された逆起電圧を充電する機能を有している。
ダイオードＤ６０は、電源電位ＶＰと電流入力端子Ｔｉｎとの間に直列接続されて、容量素子Ｃに充電された充電電圧ＶＣが電源電位ＶＰ側へ逆流するのを防止する機能を有している。
The capacitive element C is connected between the current input terminal Tin and the ground potential GND, and has a function of charging the counter electromotive voltage rectified by DB.
The diode D60 is connected in series between the power supply potential VP and the current input terminal Tin, and has a function of preventing the charging voltage VC charged in the capacitor C from flowing backward to the power supply potential VP.
この切替回路６１には、電流をオン／オフ制御するための４つのスイッチ回路ＳＷ６１〜ＳＷ６４が設けられており、このうち、ＳＷ６１とＳＷ６３の直列接続回路と、ＳＷ６２とＳＷ６４の直列接続回路とが、さらに並列接続されている。励磁コイルＬの端子Ｌ１は、ＳＷ６１の接点端子とＳＷ６３の接点端子との接続ノードに接続されており、同じく端子Ｌ２は、ＳＷ６２の接点端子とＳＷ６４の接点端子との接続ノードに接続されている。
The
図８は、従来の励磁回路の動作を示す信号波形図である。
励磁信号ＳＡ，ＳＢは、互いに相補的な位相関係を有する励磁周波数のパルス信号からなり、このうち、ＳＡはＳＷ６１およびＳＷ６４を制御し、ＳＢはＳＷ６２およびＳＷ６３を制御する。
したがって、時刻Ｔ６０に示すように、ＳＡが立ち上がるとともにＳＢが立ち下がった場合、ＳＷ６１，ＳＷ６４がオンして、ＳＷ６２，ＳＷ６３がオフする。これにより、ＶＰからＤ６０およびＴｉｎを介して入力される入力電流の経路として、ＳＷ６１→端子Ｌ２→励磁コイルＬ→端子Ｌ１→ＳＷ６４→Ｔｏｕｔ→定電流回路６２という経路が形成され、励磁電流Ｉｅｘの極性の切り替えが行われる。
FIG. 8 is a signal waveform diagram showing the operation of the conventional excitation circuit.
The excitation signals SA and SB are composed of pulse signals having excitation frequencies having a complementary phase relationship. Among these, SA controls SW61 and SW64, and SB controls SW62 and SW63.
Therefore, as shown at time T60, when SA rises and SB falls, SW61 and SW64 are turned on, and SW62 and SW63 are turned off. As a result, a path of SW61 → terminal L2 → excitation coil L → terminal L1 → SW64 → Tout → constant
一方、時刻Ｔ６１に示すように、ＳＢが立ち上がるとともにＳＡが立ち下がった場合、ＳＷ６１，ＳＷ６４がオフして、ＳＷ６２，ＳＷ６３がオンする。これにより、入力電流の経路として、ＳＷ６２→端子Ｌ１→励磁コイルＬ→端子Ｌ２→ＳＷ６３→Ｔｏｕｔ→定電流回路６２経路が形成され、励磁電流Ｉｅｘの極性の切り替えが行われる。
On the other hand, as shown at time T61, when SA rises and SB rises, SW61 and SW64 are turned off and SW62 and SW63 are turned on. As a result, the SW62 → terminal L1 → excitation coil L → terminal L2 → SW63 → Tout → constant
ここで、励磁電流Ｉｅｘの極性を切替制御した際、励磁コイルＬの自己インダクタンスにより、励磁コイルＬの両端Ｌ１−Ｌ２間の端子間電圧ＶＬに逆起電圧が発生する。例えば、時刻Ｔ６０において、励磁電流Ｉｅｘを、それまでのＬ１→Ｌ２方向からＬ２→Ｌ１方向へ切替制御した場合、励磁コイルＬの両端Ｌ１−Ｌ２間に発生した逆起電圧により、Ｌ２の電圧がＬ１より高くなる。この際、Ｌ１は、ＳＷ６４および定電流回路６２を介して接地電位ＧＮＤに接続されているため、Ｌ２に発生した高電圧は、ＤＢを介して容量素子Ｃに充電されることになる。
Here, when the polarity of the excitation current Iex is switched, a counter electromotive voltage is generated in the inter-terminal voltage VL between both ends L1 and L2 of the excitation coil L due to the self-inductance of the excitation coil L. For example, when the excitation current Iex is controlled to be switched from the L1 → L2 direction to the L2 → L1 direction at time T60, the voltage of L2 is reduced by the back electromotive voltage generated between both ends L1 and L2 of the excitation coil L. It becomes higher than L1. At this time, since L1 is connected to the ground potential GND via the
一方、時刻Ｔ６１において、励磁電流Ｉｅｘを、それまでのＬ２→Ｌ１方向からＬ１→Ｌ２方向へ切替制御した場合、励磁コイルＬの両端に発生した逆起電圧により、Ｌ１の電圧がＬ２より高くなる。この際、Ｌ２は、ＳＷ６３および定電流回路６２を介して接地電位ＧＮＤに接続されているため、Ｌ１に発生した電圧は、ＤＢを介して容量素子Ｃに充電されることになる。
On the other hand, when the excitation current Iex is controlled to be switched from the L2 → L1 direction to the L1 → L2 direction at time T61, the back electromotive voltage generated at both ends of the excitation coil L causes the voltage of L1 to be higher than L2. . At this time, since L2 is connected to the ground potential GND via the
このようにして、励磁電流Ｉｅｘの極性切替時に、励磁コイルＬから発生した逆起電圧が容量素子Ｃに充電されるため、容量素子Ｃの充電電圧ＶＣが、ダイオードＤ６０を介して電源電位ＶＰから供給された電圧より高い期間においては、容量素子Ｃから切替回路６１へ電流が供給される。これにより、切替回路６１のＴｉｎに対して、より大きな電力を供給することができ、励磁信号ＳＡ，ＳＢの切替タイミングから、励磁電流Ｉｅｘが設定値に達するまでの遅れ時間が短縮される。したがって、励磁コイルＬの逆起電圧を利用しない場合（図８の破線波形）と比較して、高い励磁周波数であっても励磁電流Ｉｅｘの立ち上がり（立ち下がり）を速くすることが可能となる。
In this way, when the polarity of the excitation current Iex is switched, the back electromotive voltage generated from the excitation coil L is charged to the capacitive element C. Therefore, the charging voltage VC of the capacitive element C is supplied from the power supply potential VP via the diode D60. In a period higher than the supplied voltage, current is supplied from the capacitive element C to the
しかしながら、このような従来技術では、励磁極性切替え時に発生する逆起電力によりコンデンサＣの充電電圧ＶＣのピークは回路電源電位ＶＰよりも高くなる。実際のＶＰは２〜１０Ｖ程度であるが、ＶＣの最大値は２０〜１００Ｖ程度にもなる。このため、逆起電力および充電電圧ＶＣが電源電位ＶＰ側に逆流して吸収されないようダイオードＤ６０が必要になる。 However, in such a conventional technique, the peak of the charging voltage VC of the capacitor C becomes higher than the circuit power supply potential VP due to the counter electromotive force generated when the excitation polarity is switched. The actual VP is about 2 to 10V, but the maximum value of VC is about 20 to 100V. For this reason, the diode D60 is required so that the back electromotive force and the charging voltage VC do not flow back to the power supply potential VP and are absorbed.
逆流防止ダイオードＤ６０の順方向電圧Ｖｆは通常のダイオードで約０．６Ｖ、ショットキーダイオードを使用しても約０．３Ｖであり、逆起電力発生前および充電電圧ＶＣ放電後、すなわちＶＰ−Ｖｆ＞ＶＣの時、回路電源電位ＶＰがこのＶｆ分だけ低くなって励磁コイルに印加される。このＶｆに対して回路電源電位ＶＰが十分に大きければ問題にはならないが、２線式電磁流量計や電池式電池流量計などではＶＰが数ボルトであるため、Ｖｆは大きな損失となってしまう。 The forward voltage Vf of the backflow prevention diode D60 is about 0.6V with a normal diode, and about 0.3V even when a Schottky diode is used. Before the back electromotive force is generated and after the discharge of the charging voltage VC, that is, VP−Vf. When> VC, the circuit power supply potential VP is lowered by this Vf and applied to the exciting coil. This is not a problem if the circuit power supply potential VP is sufficiently large with respect to Vf. However, in a two-wire electromagnetic flow meter, battery-type battery flow meter, etc., VP is several volts, so Vf is a large loss. .
これに対して、逆流防止ダイオードの代わりに、ＭＯＳＦＥＴを通常とは逆方向で使用し、理想ダイオードとして機能させる方法が考えられる。
図９は、逆流防止ＭＯＳＦＥＴを用いた励磁回路の構成例である。図１０は、逆流防止ＭＯＳＦＥＴを用いた励磁回路の動作を示す信号波形図である。
On the other hand, instead of the backflow prevention diode, a method of using a MOSFET in the reverse direction to normal and functioning as an ideal diode can be considered.
FIG. 9 is a configuration example of an excitation circuit using a backflow prevention MOSFET. FIG. 10 is a signal waveform diagram showing the operation of the excitation circuit using the backflow prevention MOSFET.
この励磁回路は、ＭＯＳＦＥＴＱＡにより電源電位ＶＰと電流入力端子Ｔｉｎとの間の接続／遮断を制御する遮断回路６４を設け、検出回路６３で検出した検出遮断信号ＳＹが示す、容量素子Ｃの充電電圧ＶＣがＶＰより高い検出遮断期間ＴＹと、強制遮断信号ＳＸが示す、ＳＡ，ＳＢの切替タイミングから一定時間長を持つ強制遮断期間ＴＸの両方において、電源電位ＶＰと電流入力端子Ｔｉｎの間を遮断回路６４のＱＡで遮断し、これら以外の期間において電源電位ＶＰと電流入力端子Ｔｉｎの間を接続するようにしたものである。
This excitation circuit is provided with a
これにより、検出遮断期間ＴＹおよび強制遮断期間ＴＸには、遮断回路６４のＱＡがオフして、ＶＰとＴｉｎの間が遮断されるため、ＶＣがＶＰより高くなってもＶＰ側に逆流して吸収されてしまうことが防止される。一方、ＴＹおよびＴＸ以外の期間には、ＱＡがオンして、ＶＰとＴｉｎの間が接続されるため、ＶＰからの入力電流がＴｉｎに入力される。
As a result, in the detection cutoff period TY and the forced cutoff period TX, the QA of the
ここで、一般的なＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は１Ω以下であり、１００ｍΩ以下のものもある。したがって、ＱＡのオン抵抗が１Ωであって電流を５０ｍＡ流したとしても、ＱＡでの電圧降下は、０．０５Ｖ以下である。このため、従来のように、ＶＰとＴｉｎとの間に逆流防止用のダイオードを使用した場合と比較して、ＱＡでの電圧降下を大幅に削減でき、２〜１０Ｖ程度のＶＰであっても、励磁コイルＬを効率よく駆動できる。 Here, the on-resistance of a general MOSFET is 1 Ω or less, and there are some having a resistance of 100 mΩ or less. Therefore, even if the on-resistance of QA is 1Ω and a current of 50 mA is passed, the voltage drop at QA is 0.05 V or less. For this reason, compared with the case where a diode for preventing a backflow is used between VP and Tin as in the prior art, the voltage drop at QA can be greatly reduced, even if the VP is about 2 to 10V. The excitation coil L can be driven efficiently.
しかしながら、図９の構成によれば、励磁切り替えのタイミングで、強制遮断信号ＳＸによりＱＡを強制的にオフさせてやる必要がある。ＱＡの強制遮断期間ＴＸがないと、励磁コイルＬからＤＢまたは切替回路６１を介したＱＡまでの逆流ルートを通して、励磁コイルＬで発生した逆起電力がＶＰ側に吸収されてしまうため、ＶＰ＜ＶＣにならず、ＱＡはオンのままになってしまい、理想ダイオードとして機能しなくなる。
However, according to the configuration of FIG. 9, it is necessary to forcibly turn off QA by the forced cutoff signal SX at the timing of excitation switching. Without the QA forced cutoff period TX, the back electromotive force generated in the exciting coil L is absorbed to the VP side through the reverse flow route from the exciting coil L to DB or the QA via the switching
したがって、図７の励磁回路を実現するには、強制遮断信号ＳＸを信号処理部５６のＣＰＵから励磁回路側へ出力する必要があるため、アイソレーション回路を強制遮断信号ＳＸ用に１回路追加しなければならない。
しかし、フォトカプラなどのアイソレーション回路では、ｍＡオーダの電流を流さないと安定した伝送を行うことができない。このアイソレーション電流を確保するためには励磁電流を減らさなければならず、この分だけ得られる信号起電力が小さくなり、Ｓ／Ｎ比が悪化してしまう。
Therefore, in order to realize the excitation circuit of FIG. 7, since it is necessary to output the forced cutoff signal SX from the CPU of the
However, an isolation circuit such as a photocoupler cannot perform stable transmission unless a current of the order of mA is passed. In order to secure this isolation current, the excitation current must be reduced, and the signal electromotive force obtained by that amount is reduced, and the S / N ratio is deteriorated.
本発明はこのような課題を解決するためのものであり、逆流防止ＭＯＳＦＥＴを強制遮断することなく、励磁コイルで発生した逆起電力が電源側に逆流するのを防止できる励磁回路を提供することを目的としている。 The present invention is to solve such problems, and provides an excitation circuit capable of preventing the back electromotive force generated in the excitation coil from flowing back to the power source without forcibly blocking the backflow prevention MOSFET. It is an object.
このような目的を達成するために、本発明にかかる励磁回路は、測定管の外側に配置された励磁コイルに励磁電流を供給し、これに応じて当該測定管内の流体に発生した起電力を、当該測定管に配置された一対の電極から検出し、この起電力に基づき当該流体の流量値を測定する電磁流量計で用いられる励磁回路であって、励磁周波数を持つパルス信号からなり、互いに逆位相となる第１および第２の励磁信号に基づいて、電流入力端子と電流出力端子との間に供給された電圧の極性を切り替えて前記励磁コイルに印加することにより、前記励磁コイルへ交流の励磁電流を供給する切替回路と、前記励磁コイルから発生する逆起電圧を整流して、容量素子へ充電するダイオードブリッジと、前記容量素子に充電された充電電圧が電源電位より高い検出遮断期間を検出し、検出遮断信号として出力する検出回路と、２つの接点端子により前記電源電位と前記電流入力端子との間の接続／遮断を制御するとともに、前記電源電位側に接続された一方の接点端子から前記電流入力端子側に接続された他方の接点端子へ電流を流す第１の寄生ダイオードを含む第１のＭＯＳＦＥＴを有し、前記検出回路からの前記検出遮断信号に基づいて、前記検出遮断期間において前記第１のＭＯＳＦＥＴをオフ状態に制御し、前記検出遮断期間以外の期間において前記第１のＭＯＳＦＥＴをオン状態に制御する遮断回路とを備え、前記切替回路は、一方の接点端子が前記電流入力端子に接続されて、前記第１の励磁信号に応じてオン／オフ動作する第１のスイッチ回路と、一方の接点端子が前記電流入力端子に接続されて、前記第２の励磁信号に応じてオン／オフ動作する第２のスイッチ回路と、一方の接点端子が前記励磁コイルの一端に接続され、他方の接点端子が前記電流出力端子に接続されて、前記第２の励磁信号に応じてオン／オフ動作する第３のスイッチ回路と、一方の接点端子が前記励磁コイルの他端に接続され、他方の接点端子が前記電流出力端子に接続されて、前記第１の励磁信号に応じてオン／オフ動作する第４のスイッチ回路と、前記第１の励磁信号の立ち上がりを遅延させることにより、前記第１のスイッチ回路のオン動作を遅延させる第１のオンディレイ回路と、前記第２の励磁信号の立ち上がりを遅延させることにより、前記第２のスイッチ回路のオン動作を遅延させる第２のオンディレイ回路とを有し、前記励磁回路は、前記容量素子から前記励磁コイルの前記一端に対する放電電流の供給を、前記第１の励磁信号に応じてオン／オフ制御する第５のスイッチ回路と、前記容量素子から前記励磁コイルの前記他端に対する放電電流の供給を、前記第２の励磁信号に応じてオン／オフ制御する第６のスイッチ回路とをさらに備えている。 In order to achieve such an object, the excitation circuit according to the present invention supplies an excitation current to an excitation coil disposed outside the measurement tube, and generates an electromotive force generated in the fluid in the measurement tube accordingly. , An excitation circuit used in an electromagnetic flowmeter that detects from a pair of electrodes arranged in the measurement tube and measures the flow value of the fluid based on the electromotive force, and is composed of pulse signals having an excitation frequency, Based on the first and second excitation signals having opposite phases, the polarity of the voltage supplied between the current input terminal and the current output terminal is switched and applied to the excitation coil, whereby AC is supplied to the excitation coil. A switching circuit that supplies the exciting current, a diode bridge that rectifies the back electromotive voltage generated from the exciting coil and charges the capacitive element, and the charging voltage charged to the capacitive element is greater than the power supply potential. A detection circuit that detects a detection cutoff period and outputs it as a detection cutoff signal, and two contact terminals control connection / cutoff between the power supply potential and the current input terminal, and are connected to the power supply potential side. A first MOSFET including a first parasitic diode that allows a current to flow from one contact terminal to the other contact terminal connected to the current input terminal side, and based on the detection cutoff signal from the detection circuit A switching circuit that controls the first MOSFET in an off state in the detection cutoff period and controls the first MOSFET in an on state in a period other than the detection cutoff period, and the switching circuit includes: A contact terminal is connected to the current input terminal, a first switch circuit that is turned on / off in response to the first excitation signal, and one contact terminal is the current input A second switch circuit which is connected to a child and which is turned on / off in response to the second excitation signal, one contact terminal is connected to one end of the excitation coil, and the other contact terminal is the current output terminal A third switch circuit that is turned on / off in response to the second excitation signal, one contact terminal connected to the other end of the excitation coil, and the other contact terminal connected to the current output terminal And a fourth switch circuit that is turned on / off in response to the first excitation signal, and delaying the rise of the first excitation signal, thereby turning on the first switch circuit. A first on-delay circuit for delaying, and a second on-delay circuit for delaying the on-operation of the second switch circuit by delaying the rising edge of the second excitation signal. The path includes a fifth switch circuit that performs on / off control of discharge current supply from the capacitive element to the one end of the excitation coil according to the first excitation signal, and the capacitance element to the excitation coil. And a sixth switch circuit for controlling on / off of the supply of the discharge current to the other end in accordance with the second excitation signal.
また、本発明にかかる上記励磁回路の一構成例は、前記電源電位から定電圧電位を生成し、前記電源電位に代えて当該定電圧電位を前記電流入力端子へ供給する電圧レギュレータをさらに備え、前記検出回路は、前記充電電圧が前記定電圧電位より高い期間を前記検出遮断期間として検出し、前記検出遮断信号として出力し、前記遮断回路は、ソース端子が前記定電圧電位に接続され、ドレイン端子が前記電流入力端子に接続されて、ソース端子からドレイン端子に電流を流す寄生ダイオードを含む、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる前記第１のＭＯＳＦＥＴを有し、前記検出遮断期間において、前記第１のＭＯＳＦＥＴをオフ状態とすることにより、前記定電圧電位に対する前記充電電圧の逆流を遮断するようにしたものである。 In addition, one configuration example of the excitation circuit according to the present invention further includes a voltage regulator that generates a constant voltage potential from the power supply potential and supplies the constant voltage potential to the current input terminal instead of the power supply potential, The detection circuit detects a period in which the charging voltage is higher than the constant voltage potential as the detection cutoff period and outputs the detection cutoff signal. The cutoff circuit has a source terminal connected to the constant voltage potential, a drain A first MOSFET comprising an N-channel MOSFET having a terminal connected to the current input terminal and including a parasitic diode for passing a current from the source terminal to the drain terminal; and in the detection cutoff period, the first MOSFET Is turned off to block reverse flow of the charging voltage with respect to the constant voltage potential.
また、本発明にかかる上記励磁回路の一構成例は、前記切替回路が、一方の接点端子が前記電流入力端子に接続されて、前記励磁信号に応じてオン／オフ動作する第１のスイッチ回路と、一方の接点端子が前記電流入力端子に接続されて、前記第１のスイッチ回路とは逆位相でオン／オフ動作する第２のスイッチ回路と、一方の接点端子が前記励磁コイルの前記一端に接続され、他方の接点端子が前記電流出力端子に接続されて、前記第１のスイッチ回路とは逆位相でオン／オフ動作する第３のスイッチ回路と、一方の接点端子が前記励磁コイルの前記他端に接続され、他方の接点端子が前記電流出力端子に接続されて、前記第１のスイッチ回路と同位相でオン／オフ動作する第４のスイッチ回路とを有し、前記励磁回路は、前記電源電位から定電圧電位を生成し、前記電源電位に代えて当該定電圧電位を前記電流入力端子へ供給する電圧レギュレータをさらに有し、前記検出回路は、前記充電電圧が前記定電圧電位より高い期間を前記検出遮断期間として検出し、前記検出遮断信号として出力し、前記遮断回路は、ソース端子が前記第１のスイッチ回路の他方の接点端子に接続され、ドレイン端子が前記第３のスイッチ回路の前記一方の接点端子に接続されて、ソース端子からドレイン端子に電流を流す寄生ダイオードを含む、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる前記第１のＭＯＳＦＥＴと、ソース端子が前記第２のスイッチ回路の他方の接点端子に接続され、ドレイン端子が前記第４のスイッチ回路の前記一方の接点端子に接続されて、ソース端子からドレイン端子に電流を流す寄生ダイオードを含む、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第２のＭＯＳＦＥＴとを有し、前記遮断回路は、前記検出遮断期間において、前記第１のＭＯＳＦＥＴおよび前記第２のＭＯＳＦＥＴをオフ状態とすることにより、前記定電圧電位に対する前記励磁コイルの前記一端または前記他端の電圧の逆流を遮断するようにしたものである。 Also, in one configuration example of the excitation circuit according to the present invention, the switching circuit includes a first switch circuit that has one contact terminal connected to the current input terminal and is turned on / off in response to the excitation signal. One contact terminal connected to the current input terminal, and a second switch circuit that is turned on / off in the opposite phase to the first switch circuit, and one contact terminal is the one end of the excitation coil. The other contact terminal is connected to the current output terminal, the third switch circuit is turned on / off in the opposite phase to the first switch circuit, and one contact terminal of the exciting coil A fourth switch circuit connected to the other end and having the other contact terminal connected to the current output terminal and performing on / off operation in the same phase as the first switch circuit; The power supply potential A voltage regulator that generates a constant voltage potential and supplies the constant voltage potential to the current input terminal instead of the power supply potential; and the detection circuit has a period during which the charging voltage is higher than the constant voltage potential. Detected as a detection cutoff period and output as the detection cutoff signal. The cutoff circuit has a source terminal connected to the other contact terminal of the first switch circuit and a drain terminal connected to the one of the third switch circuits. The first MOSFET composed of an N-channel MOSFET including a parasitic diode that flows current from the source terminal to the drain terminal, and the source terminal is connected to the other contact terminal of the second switch circuit. The drain terminal is connected to the one contact terminal of the fourth switch circuit, and a current flows from the source terminal to the drain terminal. A second MOSFET comprising an N-channel MOSFET including a raw diode, and the cutoff circuit turns off the first MOSFET and the second MOSFET in the detection cutoff period, The reverse flow of the voltage at the one end or the other end of the exciting coil with respect to a constant voltage potential is cut off.
本発明によれば、信号処理部のＣＰＵから励磁回路側へ強制遮断信号を出力して、逆流防止ＭＯＳＦＥＴを強制遮断することなく、励磁コイルで発生した逆起電力が電源側に逆流するのを防止できる。これにより、強制遮断信号をＣＰＵ側から励磁回路側へ出力するためのフォトカプラなどのアイソレーション回路が不要となるため、アイソレーション電流の確保のために励磁電流を減らす必要もなくなり、結果として、信号起電力の低減による流量信号のＳ／Ｎ比悪化を回避して、安定した流量測定を実現することが可能となる。 According to the present invention, a forced cutoff signal is output from the CPU of the signal processing unit to the excitation circuit side so that the back electromotive force generated in the excitation coil flows back to the power source side without forcibly blocking the backflow prevention MOSFET. Can be prevented. This eliminates the need for an isolation circuit such as a photocoupler for outputting a forced cutoff signal from the CPU side to the excitation circuit side, so there is no need to reduce the excitation current in order to secure the isolation current. It is possible to avoid the deterioration of the S / N ratio of the flow rate signal due to the reduction of the signal electromotive force and realize stable flow rate measurement.
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施の形態］
まず、図１を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる電磁流量計の励磁回路１０について説明する。図１は、第１の実施の形態にかかる励磁回路の構成を示す回路図である。
Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[First Embodiment]
First, an
この励磁回路１０は、電磁流量計において、励磁コイルへ励磁電流を供給するための回路である。
一般に、導電性を有する流体の流量を測定する電磁流量計では、測定管内を流れる流体の流れ方向に対して磁界発生方向が垂直となるよう配置された励磁コイルへ、極性が交互に切り替われる励磁電流を供給し、励磁コイルからの発生磁界と直交して測定管内に配置された一対の電極間に生じる起電力を検出し、この電極間に生じる起電力を増幅した後、サンプリングして信号処理することにより、測定管内を流れる流体の流量を測定している。なお、電磁流量計の全体的な構成については、前述した図６と同様であり、ここでの詳細な説明は省略する。
The
In general, in an electromagnetic flowmeter that measures the flow rate of a fluid having electrical conductivity, excitation is performed in which polarity is alternately switched to an excitation coil that is arranged so that the direction of magnetic field generation is perpendicular to the flow direction of the fluid flowing in the measurement tube. Supply current, detect the electromotive force generated between a pair of electrodes arranged in the measuring tube perpendicular to the magnetic field generated from the excitation coil, amplify the electromotive force generated between the electrodes, and then sample and signal processing By doing so, the flow rate of the fluid flowing in the measuring tube is measured. The overall configuration of the electromagnetic flow meter is the same as that of FIG. 6 described above, and a detailed description thereof is omitted here.
図１において、励磁回路１０は、切替回路１１、定電流回路１２、検出回路１３、遮断回路１４、および充放電回路１５から構成されている。
定電流回路１２は、前述の図７に示したように、例えば、トランジスタＱ、オペアンプＯＰ、および抵抗素子Ｒからなるエミッタフォロワ回路からなり、切替回路１１の電流出力端子Ｔｏｕｔと接地電位ＧＮＤとの間に接続されて、電源電位ＶＰから切替回路１１に対して定電流で入力電流を供給する、一般的な定電流回路である。
In FIG. 1, the
As shown in FIG. 7 described above, the constant
切替回路１１は、変換器の信号処理部（図示せず）から出力される、互いに相補的な位相関係を有し、励磁周波数のパルス信号からなる励磁信号ＳＡおよび励磁信号ＳＢに基づいて、定電流回路１２により供給された、電流入力端子Ｔｉｎから電流出力端子Ｔｏｕｔへ流れる入力電流を、励磁コイルＬの端子Ｌ２（一端）または端子Ｌ１（他端）へ、交流の励磁電流Ｉｅｘとして切り替えて供給する機能を有している。
The switching
充放電回路１５は、励磁コイルＬで発生した逆起電力をダイオードブリッジＤＢで整流した後、容量素子Ｃに充電し、スイッチ回路ＳＷ５，６を介して励磁電流Ｉｅｘの一部として放電する回路である。
The charge /
ダイオードブリッジＤＢは、励磁コイルＬの端子Ｌ１−Ｌ２間（両端）に発生した逆起電圧を整流して容量素子Ｃへ充電する機能を有している。ＤＢの交流端子は、それぞれＬ１，Ｌ２に接続されており、プラス端子が容量素子Ｃの一端に接続されており、マイナス端子が接地電位ＧＮＤに接続されている。このＤＢについては、ショットキーダイオードで構成すれば、ＤＢを構成する各ダイオードにおける順方向での電圧降下を削減することができる。 The diode bridge DB has a function of rectifying the counter electromotive voltage generated between the terminals L1 and L2 (both ends) of the exciting coil L and charging the capacitive element C. The AC terminals of DB are connected to L1 and L2, respectively, the plus terminal is connected to one end of the capacitive element C, and the minus terminal is connected to the ground potential GND. If this DB is constituted by a Schottky diode, the voltage drop in the forward direction in each diode constituting the DB can be reduced.
容量素子Ｃは、電流入力端子Ｔｉｎと接地電位ＧＮＤとの間に接続されて、ＤＢで整流された逆起電圧を充電する機能を有している。
スイッチ回路ＳＷ５は、励磁信号ＳＡに応じてオン／オフ動作することにより、容量素子Ｃの充電電圧ＶＣを励磁コイルＬの端子Ｌ２に供給する機能を有している。
スイッチ回路ＳＷ６は、励磁信号ＳＢに応じてオン／オフ動作することにより、容量素子Ｃの充電電圧ＶＣを励磁コイルＬの端子Ｌ１に供給する機能を有している。
The capacitive element C is connected between the current input terminal Tin and the ground potential GND, and has a function of charging the counter electromotive voltage rectified by DB.
The switch circuit SW5 has a function of supplying the charging voltage VC of the capacitive element C to the terminal L2 of the exciting coil L by performing an on / off operation according to the exciting signal SA.
The switch circuit SW6 has a function of supplying the charging voltage VC of the capacitive element C to the terminal L1 of the exciting coil L by performing an on / off operation according to the exciting signal SB.
検出回路１３は、容量素子Ｃに充電された充電電圧ＶＣがＶＣより高い期間を、電源電位ＶＰと電流入力端子Ｔｉｎとの間を遮断すべき検出遮断期間ＴＹとして検出し、この検出結果を検出遮断信号ＳＹとして出力する機能を有している。
The
遮断回路１４は、２つの接点端子により電源電位ＶＰと電流入力端子Ｔｉｎとを接続／遮断を制御するとともに、ＶＰ側に接続された一方の接点端子からＴｉｎ側に接続された他方の接点端子へ電流を流す寄生ダイオード（第１の寄生ダイオード）を含むＰチャネルのＭＯＳＦＥＴ（第１のＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１を有し、検出回路１３からの検出遮断信号ＳＹに基づいて、Ｑ１をオン／オン制御する機能を有している。
The
寄生ダイオードは、内蔵ダイオードとも呼ばれ、一般的なＭＯＳＦＥＴの内部に寄生するダイオードである。ＭＯＳＦＥＴは、ドレイン−ソース間に電流を流す場合、順方向だけでなく逆方向にも電流を流すことができる。この際、逆方向については２つの電流経路が存在し、１つはドレイン−ソース間のチャネルからなる経路であり、もう１つが寄生ダイオードからなる経路である。このため、ＭＯＳＦＥＴがオフ状態にある場合、逆方向について、寄生ダイオードが通常のダイオードとして動作することになる。 The parasitic diode is also called a built-in diode, and is a diode that is parasitic inside a general MOSFET. When a current flows between the drain and the source, the MOSFET can flow a current not only in the forward direction but also in the reverse direction. At this time, there are two current paths in the reverse direction, one is a path composed of a drain-source channel, and the other is a path composed of a parasitic diode. For this reason, when the MOSFET is in the OFF state, the parasitic diode operates as a normal diode in the reverse direction.
本実施の形態において、励磁極性切替用の正電圧側スイッチを、励磁コイルＬにＶＰを印加するＶＰ印加用のＳＷ１，２と、ＬにＶＣを印加するＶＣ印加用のＳＷ５，６とに分離している。これにより、ＶＣとＴｉｎとが切り離されて、前述した励磁コイルＬからＤＢを介したＱ１までのＤＢ系逆流ルートの成立が阻止される。また、ＳＷ１およびＳＷ２にそれぞれオンディレイ回路１１Ａ，１１Ｂを追加し、励磁極性切り替え時にＳＷ１とＳＷ２が同時にオフする期間を設けている。これにより、前述した励磁コイルＬから切替回路１１を介したＱ１までの切替回路系逆流ルートの成立が阻止される。
In the present embodiment, the excitation voltage switching positive voltage side switch is separated into
これにより、切替回路１１には、一方の接点端子が電流入力端子Ｔｉｎに接続されて、オンディレイ回路１１Ａからの励磁信号ＳＡ’に応じてオン／オフ動作するスイッチ回路ＳＷ１（第１のスイッチ回路）と、一方の接点端子がＴｉｎに接続されて、オンディレイ回路１１Ｂからの励磁信号ＳＢ’に応じてスイッチ回路ＳＷ１とは逆位相でオン／オフ動作するスイッチ回路ＳＷ２（第２のスイッチ回路）と、一方の接点端子がＳＷ１の他方の接点端子とＬ２とに接続され、他方の接点端子が電流出力端子Ｔｏｕｔに接続されて、ＳＢに応じてＳＷ１とは逆位相でオン／オフ動作するスイッチ回路ＳＷ３（第３のスイッチ回路）と、一方の接点端子がＳＷ２の他方の接点端子とＬ１とに接続され、他方の接点端子がＴｏｕｔに接続されて、ＳＡに応じてＳＷ１と同位相でオン／オフ動作するスイッチ回路ＳＷ４（第４のスイッチ回路）とを有している。
As a result, one contact terminal of the switching
また、遮断回路１４は、ドレイン端子が電源電位ＶＰに接続され、ソース端子がＴｉｎに接続されて、ドレイン端子からソース端子に電流を流す寄生ダイオードを含む、ＰチャネルのＭＯＳＦＥＴ（第１のＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１と、カソード端子がＱ１のゲート端子に接続され、アノード端子がＱ１のソース端子に接続された定電圧ダイオードＺＤ１と、Ｑ１のゲート端子とソース端子との間に接続された抵抗素子（第１の抵抗素子）Ｒ１と、ドレイン端子が抵抗素子（第２の抵抗素子）Ｒ２を介してＱ１のゲート端子に接続され、ソース端子が接地電位ＧＮＤに接続された、ＮチャネルのＭＯＳＦＥＴ（第２のＭＯＳＦＥＴ）Ｑ２と、アノード端子がＱ２のゲート端子に接続され、カソード端子が検出遮断信号ＳＹに接続されたダイオードＤ１と、一端がＶＰに接続され、他端がＱ１のゲート端子およびＤ１のアノード端子に接続された抵抗素子（第３の抵抗素子）Ｒ３とを有している。なお、Ｄ１については、ショットキーダイオードで構成すれば、順方向での電圧降下を削減することができる。
The
また、検出回路１３は、一端が容量素子Ｃの一端に接続された抵抗素子Ｒ４と、一端がＲ４の他端に接続され、他端が接地電位ＧＮＤに接続された抵抗素子Ｒ５と、カソード端子がＲ５の一端に接続され、アノード端子がＧＮＤに接続された定電圧ダイオードＺＤ２と、一端が電源電位ＶＰに接続された抵抗素子Ｒ６と、一端がＲ６の他端に接続され、他端がＧＮＤに接続された抵抗素子Ｒ７と、ＶＰとＧＮＤを動作電源として動作して、反転入力端子がＲ４の他端、Ｒ５の一端、およびＺＤ２のアノード端子の接続ノードに接続され、非反転入力端子が、Ｒ６の他端とＲ７の一端との接続ノードに接続され、出力端子から検出遮断信号ＳＹを出力するコンパレータＵ１とを有している。
この場合、Ｒ４とＲ５の抵抗比と、Ｒ６とＲ７の抵抗比を等しく設定しておくことにより、ＶＰとＧＮＤを動作電源とするＵ１で、ＶＰとＶＣを比較することができる。
The
In this case, by setting the resistance ratio of R4 and R5 and the resistance ratio of R6 and R7 to be equal, VP and VC can be compared with U1 using VP and GND as operating power sources.
このように、本実施の形態は、電源電位ＶＰと電流入力端子Ｔｉｎとの間の接続／遮断を制御する遮断回路１４を設け、検出遮断信号ＳＹが示す、容量素子Ｃの充電電圧ＶＣがＶＰより高い検出遮断期間ＴＹにおいて、ＶＰとＴｉｎの間を遮断し、これら以外の期間においてＶＰとＴｉｎの間を接続するようにしたものである。
さらに、励磁極性切替用の正電圧側スイッチを、励磁コイルＬにＶＰを印加するＶＰ印加用のＳＷ１，２と、ＬにＶＣを印加するＶＣ印加用のＳＷ５，６とに分離するとともに、オンディレイ回路１１Ａ，１１Ｂにより、励磁極性切り替え時にＳＷ１とＳＷ２が同時にオフするオンディレイ期間ＴＤを設けたものである。
As described above, in this embodiment, the
Further, the positive voltage side switch for switching the excitation polarity is separated into
これにより、ＳＷ１，２とＳＷ５，６との分離により、ＶＣとＴｉｎとが切り離されて、ＤＢ系逆流ルートの成立が阻止される。また、検出遮断期間ＴＹにはＱ１がオフして、ＶＰとＴｉｎの間が遮断されるとともに、励磁極性切り替え時にＳＷ１とＳＷ２が同時にオフするため、切替回路系逆流ルートの成立が阻止されて、ＶＣがＶＰより高くなってもＶＰ側に逆流して吸収されてしまうことが防止される。
なお、ＳＷ５，６側はオンディレイを使用せず、励磁信号ＳＡ，ＳＢと同じタイミングで切り替えているので、励磁コイルＬ側への電圧供給が遅れることはない。このため、ＳＷ１，２のオンディレイ時間はあまりシビアに設定する必要はなく、充電電圧ＶＣが低下してＱ１がオンに戻るまでの時間に対して十分に短い時間であれば問題ない。
As a result, the separation of SW1, 2 and SW5, 6 separates VC and Tin, thereby preventing the establishment of the DB system reverse flow route. In addition, Q1 is turned off during the detection cutoff period TY, and between VP and Tin is cut off, and SW1 and SW2 are turned off at the same time when the excitation polarity is switched, so that the establishment of the switching circuit system reverse flow route is prevented, Even if VC becomes higher than VP, it is prevented from flowing back to VP and being absorbed.
Since the SW5, 6 side does not use an on-delay and is switched at the same timing as the excitation signals SA, SB, voltage supply to the excitation coil L side is not delayed. For this reason, it is not necessary to set the on-delay time of SW1 and SW2 too severe, and there is no problem as long as it is sufficiently shorter than the time until the charging voltage VC decreases and Q1 returns to on.
［第１の実施の形態の動作］
次に、図１および図２を参照して、本実施の形態にかかる励磁回路１０の動作について説明する。図２は、第１の実施の形態にかかる励磁回路の動作を示す信号波形図である。
[Operation of First Embodiment]
Next, the operation of the
時刻Ｔ０に示すように、ＳＡが立ち上がるとともにＳＢが立ち下がった場合、ＳＷ４，ＳＷ５がオンして、ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ６がオフする。これにより、励磁電流Ｉｅｘの極性の切り替えが行われる。 As shown at time T0, when SA rises and SB falls, SW4 and SW5 are turned on and SW1, SW2, SW3 and SW6 are turned off. As a result, the polarity of the excitation current Iex is switched.
この際、時刻Ｔ０において、それ以前にＶＣが励磁コイルＬへ放電されてＶＰを僅かに下回っているため、検出回路１３からの検出遮断信号ＳＹはハイレベル（ＶＰまたはハイインピーダンス状態）であり、検出遮断期間ＴＹを示していない。
また、時刻Ｔ０において、オンディレイ回路１１ＡからのＳＡ’が僅かに遅れて立ち上がるため、時刻Ｔ０からオンディレイ期間ＴＤだけ、ＳＷ１，ＳＷ２がともにオフする期間が発生する。これにより、切替回路系逆流ルートの成立が阻止される。
At this time, at time T0, VC is discharged to the exciting coil L and slightly lower than VP before that, so that the detection cutoff signal SY from the
Further, at time T0, SA ′ from the on-
また、時刻Ｔ０に励磁電流Ｉｅｘの極性を切替制御した際、励磁コイルＬの自己インダクタンスにより、励磁コイルＬの両端Ｌ１−Ｌ２間に逆起電圧が発生する。
例えば、時刻Ｔ０において、励磁電流Ｉｅｘを、それまでのＬ１→Ｌ２方向からＬ２→Ｌ１方向へ切替制御しているため、端子Ｌ１−Ｌ２間に発生した逆起電圧により、Ｌ２の電圧がＬ１より高くなる。これにより、端子Ｌ１−Ｌ２間の端子間電圧ＶＬとして負電圧が発生し、この逆起電圧が、ＤＢを介して容量素子Ｃに充電されることになる。
Further, when the polarity of the excitation current Iex is switched and controlled at time T0, a counter electromotive voltage is generated between both ends L1 and L2 of the excitation coil L due to the self-inductance of the excitation coil L.
For example, at time T0, the excitation current Iex is switched from the previous L1 → L2 direction to the L2 → L1 direction, so that the voltage of L2 is lower than L1 due to the back electromotive voltage generated between the terminals L1 and L2. Get higher. As a result, a negative voltage is generated as the inter-terminal voltage VL between the terminals L1 and L2, and this back electromotive voltage is charged to the capacitive element C via DB.
これにより、ＶＣから励磁コイルＬへの放電電流が、ＳＷ５→端子Ｌ２→励磁コイルＬ→端子Ｌ１→ＳＷ４→Ｔｏｕｔ→定電流回路１２という経路で流れ始める。
この後、さらにＶＣが上昇してＶＰに到達した時刻Ｔ１に、検出回路１３からのＳＹがローレベル（ＧＮＤ電位）に変化して、検出遮断期間ＴＹを示すことになるため、ダイオードＤ１を介してＱ２のゲート電位が低下してオフ状態となり、逆起電圧の発生が終了してＶＣがＶＰより低くなる時刻Ｔ３まで、Ｑ１がオフ状態となる。
As a result, the discharge current from VC to the exciting coil L starts to flow along the path SW5 → terminal L2 → exciting coil L → terminal L1 → SW4 → Tout → constant
Thereafter, at time T1 when VC further rises and reaches VP, SY from the
なお、ＴＤは、ＳＡ，ＳＢの切替タイミング、ここでは時刻Ｔ０から時刻Ｔ２までの時間長を有しているが、少なくともＶＣがＶＰに到達してＳＹが出力される時刻Ｔ１までの時間長を有していればよい。これにより、時刻Ｔ０から時刻Ｔ１までの期間において、ＶＣがＶＰまで到達しておらずＳＹが出力されていなくても、Ｑ１をオフ状態に維持することができる。このため、ＶＣがＶＰへ逆流しなくなり、逆起電圧を順次Ｃへ充電できる。 Note that TD has the SA and SB switching timing, here, the time length from time T0 to time T2, but at least the time length from time T1 when VC reaches VP and SY is output. It only has to have. Thereby, in the period from time T0 to time T1, Q1 can be maintained in the off state even if VC does not reach VP and SY is not output. For this reason, VC does not flow backward to VP, and the back electromotive voltage can be sequentially charged to C.
このようにして、時刻Ｔ１から時刻Ｔ３までの期間には確実にＱ１がオフ状態となり、切替回路系逆流ルートを介したＶＰに対するＶＣの逆流が防止されるため、ＶＣからの放電電流がＴｉｎからＳＷ１を介してＬ２へ供給される。これにより、Ｌ２に対して、ＶＰからの入力電流より大きな電力を供給することができ、励磁信号ＳＡ，ＳＢの切替タイミングから、励磁電流Ｉｅｘが最大値に達するまでの遅れが短縮される。
したがって、Ｑ１を強制的に遮断するための強制遮断信号を用いることなく、励磁電流Ｉｅｘの立ち下がり（立ち上がり）を速くすることが可能となる。
In this manner, Q1 is surely turned off during the period from time T1 to time T3, and the reverse flow of VC to VP through the switching circuit system reverse flow route is prevented, so that the discharge current from VC is reduced from Tin. Supplied to L2 via SW1. As a result, power larger than the input current from VP can be supplied to L2, and the delay until the excitation current Iex reaches the maximum value from the switching timing of the excitation signals SA and SB is shortened.
Therefore, it is possible to speed up the fall (rise) of the excitation current Iex without using a forced cutoff signal for forcibly cutting off Q1.
一方、時刻Ｔ４に示すように、ＳＡが立ち下がるとともにＳＢが立ち上がった場合、ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ５がオフして、ＳＷ３，ＳＷ６がオンする。これにより、励磁電流Ｉｅｘの極性の切り替えが行われる。 On the other hand, as shown at time T4, when SA falls and SB rises, SW1, SW2, SW4, and SW5 are turned off, and SW3 and SW6 are turned on. As a result, the polarity of the excitation current Iex is switched.
この際、時刻Ｔ４において、それ以前にＶＣが励磁コイルＬへ放電されてＶＰを僅かに下回っているため、検出回路１３からの検出遮断信号ＳＹはハイレベル（ＶＰまたはハイインピーダンス状態）であり、検出遮断期間ＴＹを示していない。
一方、時刻Ｔ４において、オンディレイ回路１１ＢからのＳＢ’が僅かに遅れて立ち上がるため、時刻Ｔ４からオンディレイ期間ＴＤだけ、ＳＷ１，ＳＷ２がともにオフする期間が発生する。これにより、切替回路系逆流ルートの成立が阻止される。
At this time, at time T4, VC is discharged to the exciting coil L and slightly lower than VP before that, so the detection cutoff signal SY from the
On the other hand, at time T4, since SB ′ from the on-
また、時刻Ｔ４に励磁電流Ｉｅｘの極性を切替制御した際、励磁コイルＬの自己インダクタンスにより、励磁コイルＬの両端Ｌ１−Ｌ２間に逆起電圧が発生する。
例えば、時刻Ｔ４において、励磁電流Ｉｅｘを、それまでのＬ２→Ｌ１方向からＬ１→Ｌ２方向へ切替制御しているため、端子Ｌ１−Ｌ２間に発生した逆起電圧により、Ｌ１の電圧がＬ２より高くなる。これにより、端子Ｌ１−Ｌ２間の端子間電圧ＶＬとして正電圧が発生し、この逆起電圧が、ＤＢを介して容量素子Ｃに充電されることになる。
Further, when the polarity of the excitation current Iex is switched at time T4, a counter electromotive voltage is generated between both ends L1 and L2 of the excitation coil L due to the self-inductance of the excitation coil L.
For example, at time T4, the excitation current Iex is controlled to be switched from the L2 → L1 direction to the L1 → L2 direction, so that the voltage of L1 is lower than L2 due to the back electromotive voltage generated between the terminals L1 and L2. Get higher. As a result, a positive voltage is generated as the inter-terminal voltage VL between the terminals L1 and L2, and this back electromotive voltage is charged in the capacitive element C via DB.
これにより、ＶＣから励磁コイルＬへの放電電流が、ＳＷ６→端子Ｌ１→励磁コイルＬ→端子Ｌ２→ＳＷ３→Ｔｏｕｔ→定電流回路１２という経路で流れ始める。
この後、さらにＶＣが上昇してＶＰに到達した時刻Ｔ５に、検出回路１３からのＳＹがローレベル（ＧＮＤ電位）に変化して、検出遮断期間ＴＹを示すことになるため、ダイオードＤ１を介してＱ２のゲート電位が低下してオフ状態となり、逆起電圧の発生が終了してＶＣがＶＰより低くなる時刻Ｔ７まで、Ｑ１がオフ状態となる。
As a result, the discharge current from VC to the exciting coil L begins to flow through the path SW6 → terminal L1 → exciting coil L → terminal L2 → SW3 → Tout → constant
Thereafter, at time T5 when VC further rises and reaches VP, SY from the
なお、ＴＤは、ＳＡ，ＳＢの切替タイミング、ここでは時刻Ｔ４から時刻Ｔ６までの時間長を有しているが、少なくともＶＣがＶＰに到達してＳＹが出力される時刻Ｔ５までの時間長を有していればよい。これにより、時刻Ｔ４から時刻Ｔ５までの期間において、ＶＣがＶＰまで到達しておらずＳＹが出力されていなくても、Ｑ１をオフ状態に維持することができる。このため、ＶＣがＶＰへ逆流しなくなり、逆起電圧を順次Ｃへ充電できる。 Note that TD has the SA and SB switching timing, here, the time length from time T4 to time T6, but at least the time length until time T5 when VC reaches VP and SY is output. It only has to have. Thereby, in the period from time T4 to time T5, even if VC does not reach VP and SY is not output, Q1 can be maintained in the off state. For this reason, VC does not flow backward to VP, and the back electromotive voltage can be sequentially charged to C.
このようにして、時刻Ｔ５から時刻Ｔ７までの期間には確実にＱ１がオフ状態となり、切替回路系逆流ルートを介したＶＰに対するＶＣの逆流が防止されるため、ＶＣからの放電電流がＴｉｎからＳＷ２を介してＬ１へ供給される。これにより、Ｌ１に対して、ＶＰからの入力電流より大きな電力を供給することができ、励磁信号ＳＡ，ＳＢの切替タイミングから、励磁電流Ｉｅｘが最大値に達するまでの遅れが短縮される。
したがって、Ｑ１を強制的に遮断するための強制遮断信号を用いることなく、励磁電流Ｉｅｘの立ち下がり（立ち上がり）を速くすることが可能となる。
In this way, during the period from time T5 to time T7, Q1 is surely turned off and the reverse flow of VC with respect to VP through the switching circuit system reverse flow route is prevented, so that the discharge current from VC is reduced from Tin. Supplied to L1 via SW2. As a result, power larger than the input current from VP can be supplied to L1, and the delay until the excitation current Iex reaches the maximum value from the switching timing of the excitation signals SA and SB is shortened.
Therefore, it is possible to speed up the fall (rise) of the excitation current Iex without using a forced cutoff signal for forcibly cutting off Q1.
［第１の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態は、電源電位ＶＰと電流入力端子Ｔｉｎとの間の接続／遮断を制御する遮断回路１４を設け、検出遮断信号ＳＹが示す、容量素子Ｃの充電電圧ＶＣがＶＰより高い検出遮断期間ＴＹにおいて、ＶＰとＴｉｎの間を遮断し、これら以外の期間においてＶＰとＴｉｎの間を接続するようにしたものである。
これに加えて、励磁極性切替用の正電圧側スイッチをＳＷ１，２とＳＷ５，６とに分けるとともに、オンディレイ回路１１Ａ，１１Ｂにより、励磁極性切り替え時にＳＷ１とＳＷ２が同時にオフするオンディレイ期間ＴＤを設けたものである。
[Effect of the first embodiment]
As described above, in this embodiment, the
In addition to this, the positive voltage side switch for switching the excitation polarity is divided into SW1, 2 and SW5, 6 and the on-delay period TD in which SW1 and SW2 are simultaneously turned off when the excitation polarity is switched by the on-
具体的には、切替回路１１が、励磁信号ＳＡ，ＳＢに基づいて、ＴｉｎからＴｏｕｔへ流れる入力電流を、励磁コイルＬの端子Ｌ１または端子Ｌ２へ励磁電流Ｉｅｘとして切り替えて供給し、ダイオードブリッジＤＢが、Ｌから発生する逆起電圧を整流して、ＤＢとＧＮＤとの間に接続されたＣへ充電し、検出回路１３が、ＶＣとＶＰとを比較し、ＶＣがＶＰより高いＴＹを検出してＳＹとして出力し、遮断回路１４が、２つの接点端子によりＶＰとＴｉｎとを接続／遮断を制御するとともに、ＶＰ側に接続された一方の接点端子からＴｉｎ側に接続された他方の接点端子へ電流を流す寄生ダイオードを含むＭＯＳＦＥＴＱ１を有し、ＴＹにおいてＱ１をオフ状態に制御し、これら以外の期間においてＱ１をオン状態に制御するようにしたものである。
Specifically, the switching
さらに、切替回路１１に、ＳＡの立ち上がりを遅延させたＳＡ’を出力するオンディレイ回路１１Ａと、ＳＢの立ち上がりを遅延させたＳＢ’を出力するオンディレイ回路１１Ｂとを設け、オンディレイ回路１１ＡからのＳＡ’でＳＷ１をオン／オフ動作させるとともに、オンディレイ回路１１ＢからのＳＢ’でＳＷ２を応じてオン／オフ動作させるようにしたものである。
Further, the switching
これにより、ＳＷ１，２とＳＷ５，６との分離により、ＶＣとＴｉｎとが切り離されて、ＤＢ系逆流ルートの成立が阻止される。また、検出遮断期間ＴＹにはＱ１がオフして、ＶＰとＴｉｎの間が遮断されるとともに、励磁極性切り替え時にＳＷ１とＳＷ２が同時にオフするため、切替回路系逆流ルートの成立が阻止されて、ＶＣがＶＰより高くなってもＶＰ側に逆流して吸収されてしまうことが防止される。 As a result, the separation of SW1, 2 and SW5, 6 separates VC and Tin, thereby preventing the establishment of the DB system reverse flow route. In addition, Q1 is turned off during the detection cutoff period TY, and between VP and Tin is cut off, and SW1 and SW2 are turned off at the same time when the excitation polarity is switched, so that the establishment of the switching circuit system reverse flow route is prevented, Even if VC becomes higher than VP, it is prevented from flowing back to VP and being absorbed.
したがって、信号処理部のＣＰＵから励磁回路側へ強制遮断信号を出力して、逆流防止ＭＯＳＦＥＴＱ１を強制遮断することなく、励磁コイルで発生した逆起電力が電源側に逆流するのを防止できる。これにより、強制遮断信号をＣＰＵ側から励磁回路側へ出力するためのフォトカプラなどのアイソレーション回路が不要となるため、アイソレーション電流の確保のために励磁電流を減らす必要もなくなり、結果として、信号起電力の低減による流量信号のＳ／Ｎ比悪化を回避して、安定した流量測定を実現することが可能となる。 Therefore, it is possible to prevent the back electromotive force generated in the exciting coil from flowing back to the power source side without forcibly cutting off the backflow prevention MOSFET Q1 by outputting a forced cutoff signal from the CPU of the signal processing unit to the excitation circuit side. This eliminates the need for an isolation circuit such as a photocoupler for outputting a forced cutoff signal from the CPU side to the excitation circuit side, so there is no need to reduce the excitation current in order to secure the isolation current. It is possible to avoid the deterioration of the S / N ratio of the flow rate signal due to the reduction of the signal electromotive force and realize stable flow rate measurement.
［第２の実施の形態］
次に、図３および図４を参照して、本発明の第２の実施の形態にかかる励磁回路１０について説明する。図３は、一般的な２線式電磁流量計の構成を示すブロック図である。図４は、第２の実施の形態にかかる励磁回路を示す回路図である。
[Second Embodiment]
Next, with reference to FIG. 3 and FIG. 4, the
第１の実施の形態では、逆流遮断用ＭＯＳＥＴとして、ＰチャネルのＭＯＳＦＥＴＱ１を用いた場合を例として説明した。本実施の形態では、ＰチャネルのＭＯＳＦＥＴＱ１に代えて、ＮチャネルのＭＯＳＦＥＴＱ１１を用いる場合について説明する。 In the first embodiment, the case where the P-channel MOSFET Q1 is used as the backflow blocking MOSET has been described as an example. In the present embodiment, a case where an N-channel MOSFET Q11 is used instead of the P-channel MOSFET Q1 will be described.
２線式電磁流量計では、図３に示すように、上位装置から供給される電源電圧Ｖ０は、外部負荷抵抗Ｒ０と４−２０ｍＡの通信Ｉ／Ｆ回路５５が消費し、残った電圧を電源回路５８の電圧レギュレータで電源電位ＶＰ，ＶＣＣに降圧してから、励磁回路５７および信号処理部５６へ供給している。
In the two-wire electromagnetic flow meter, as shown in FIG. 3, the power supply voltage V0 supplied from the host device is consumed by the external load resistance R0 and the communication I /
本実施の形態にかかる励磁回路１０は、図４に示すように、電源回路５８から供給された電源電位ＶＰから定電圧電位ＶＲを生成し、ＶＰに代えてＶＲを切替回路１１の電流入力端子Ｔｉｎへ供給する電圧レギュレータＲＥＧをさらに備えている。
このＲＥＧは、トランジスタの制御端子に基準電圧を印加することにより定電圧電位を発生させる３端子レギュレータなどの一般的なリニアレギュレータでもよく、ＤＣ−ＤＣコンバータなどのスイッチングレギュレータでもよい。
As shown in FIG. 4, the
The REG may be a general linear regulator such as a three-terminal regulator that generates a constant voltage potential by applying a reference voltage to the control terminal of the transistor, or a switching regulator such as a DC-DC converter.
遮断回路１４は、ソース端子がＶＲに接続され、ドレイン端子がＴｉｎに接続されて、ソース端子からドレイン端子に電流を流す寄生ダイオードを含む、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるＱ１１（第１のＭＯＳＦＥＴ）を有し、検出遮断期間ＴＹにおいて、Ｑ１１をオフ状態とすることにより、ＶＲに対するＶＣの逆流を遮断する機能を有している。
より具体的には、Ｑ１１のソース端子がＶＲに接続され、Ｑ１１のドレイン端子がＴｉｎに接続され、Ｑ１１のゲート端子が抵抗素子Ｒ３の他端、Ｄ１のアノード端子、およびＤ２のアノード端子の接続ノードに接続されている。
The
More specifically, the source terminal of Q11 is connected to VR, the drain terminal of Q11 is connected to Tin, the gate terminal of Q11 is connected to the other end of the resistor element R3, the anode terminal of D1, and the anode terminal of D2. Connected to the node.
検出回路１３は、ＶＣがＶＲより高い期間を検出遮断期間ＴＹとして検出し、検出遮断信号ＳＹとして出力する機能を有している。本実施の形態では、Ｔｉｎに対してＶＰではなくＶＲが供給されるため、検出回路１３では、ＶＣとＶＲを比較する必要がある。
なお、本実施の形態にかかる励磁回路１０におけるこの他の構成については、図１と同様であり、ここでの詳細な説明は省略する。
The
In addition, about the other structure in the
このように、本実施の形態では、電源電位ＶＰをＭＯＳＦＥＴＱ１１のゲート電圧に使用し、ＲＥＧでＶＰからＶＲを生成して電流入力端子Ｔｉｎへ供給するようにしたので、Ｑ１１としてＮチャネルのＭＯＦＥＴを使用することができ、Ｑ１１のゲートドライブ回路を簡素化できる。特にＮチャネルのＭＯＦＥＴの場合、ＶＰ＜ＶＲ（コイル逆起電力回収中）でオフしているときは、寄生ダイオードによりＱ１１のソース端子が保護される。このため、励磁コイルＬからの逆起電力によってＱ１１のゲート・ソース間電圧が耐圧をオーバーする心配がなく、ゲート保護のための部品を省略することができる。 As described above, in the present embodiment, the power supply potential VP is used as the gate voltage of the MOSFET Q11, and VR is generated from VP by REG and supplied to the current input terminal Tin. Therefore, an N-channel MOFET is used as Q11. The gate drive circuit of Q11 can be simplified. In particular, in the case of an N-channel MOFET, the source terminal of Q11 is protected by a parasitic diode when VP <VR (coil back electromotive force is being recovered) and it is turned off. For this reason, there is no fear that the voltage between the gate and source of Q11 exceeds the withstand voltage due to the back electromotive force from the exciting coil L, and parts for gate protection can be omitted.
［第３の実施の形態］
次に、図５を参照して、本発明の第３の実施の形態にかかる励磁回路１０について説明する。図５は、第３の実施の形態にかかる励磁回路を示す回路図である。
第１および第２の実施の形態では、電源電位ＶＰと電流入力端子Ｔｉｎとの間に遮断回路１４を設けた場合を例として説明した。本実施の形態では、切替回路１１の内部に遮断回路１４を設けた場合について説明する。
[Third Embodiment]
Next, an
In the first and second embodiments, the case where the
図５において、切替回路１１は、一方の接点端子がＴｉｎに接続されて、ＳＡに応じてオン／オフ動作するスイッチ回路ＳＷ１（第１のスイッチ回路）と、一方の接点端子がＴｉｎに接続されて、ＳＢに応じてＳＷ１とは逆位相でオン／オフ動作するスイッチ回路ＳＷ２（第２のスイッチ回路）と、一方の接点端子がＬ２に接続され、他方の接点端子がＴｏｕｔに接続されて、ＳＢに応じてＳＷ１とは逆位相でオン／オフ動作するスイッチ回路ＳＷ３（第３のスイッチ回路）と、一方の接点端子がＬ１に接続され、他方の接点端子がＴｏｕｔに接続されて、ＳＡに応じてＳＷ１と同位相でオン／オフ動作するスイッチ回路ＳＷ４（第４のスイッチ回路）とを有している。
In FIG. 5, the switching
遮断回路１４は、ソース端子がＳＷ１の他方の接点端子に接続され、ドレイン端子がＳＷ３の一方の接点端子に接続されて、ソース端子からドレイン端子に電流を流す寄生ダイオードを含む、ＮチャネルのＭＯＳＦＥＴ（第１のＭＯＳＦＥＴ）Ｑ２１と、ソース端子がＳＷ２の他方の接点端子に接続され、ドレイン端子がＳＷ４の一方の接点端子に接続されて、ソース端子からドレイン端子に電流を流す寄生ダイオードを含む、ＮチャネルのＭＯＳＦＥＴ（第２のＭＯＳＦＥＴ）Ｑ２２と、アノード端子がＱ２１のゲート端子に接続され、カソード端子が検出遮断信号ＳＹに接続されたダイオードＤ２１と、一端がＱ２１のゲート端子に接続され、他端がＶＰに接続された抵抗素子Ｒ２１と、アノード端子がＱ２２のゲート端子に接続され、カソード端子が検出遮断信号ＳＹに接続されたダイオードＤ２２と、一端がＱ２２のゲート端子に接続され、他端がＶＰに接続された抵抗素子Ｒ２１とを有している。
The
また、励磁回路１０は、電源電位ＶＰから定電圧電位ＶＲを生成し、ＶＰに代えてＶＲを切替回路１１の電流入力端子Ｔｉｎへ供給する電圧レギュレータＲＥＧをさらに備えている。
このＲＥＧは、トランジスタの制御端子に基準電圧を印加することにより定電圧電位を発生させる３端子レギュレータなどの一般的なリニアレギュレータでもよく、ＤＣ−ＤＣコンバータなどのスイッチングレギュレータでもよい。
The
The REG may be a general linear regulator such as a three-terminal regulator that generates a constant voltage potential by applying a reference voltage to the control terminal of the transistor, or a switching regulator such as a DC-DC converter.
検出回路１３は、容量素子Ｃの充電電圧ＶＣが、ＶＲより高い期間を検出遮断期間ＴＹとして検出し、検出遮断信号ＳＹとして出力する機能を有している。本実施の形態では、Ｔｉｎに対してＶＰではなくＶＲが供給されるため、検出回路１３では、ＶＣとＶＲを比較する必要がある。
なお、本実施の形態にかかる励磁回路１０におけるこの他の構成については、図１や図２と同様であり、ここでの詳細な説明は省略する。
The
In addition, about the other structure in the
このように、本実施の形態は、電源電位ＶＰと電流入力端子Ｔｉｎとの間ではなく、切替回路１１の内部に遮断回路１４を設けて、検出遮断期間ＴＹにおいて、これらＱ２１，Ｑ２２をオフ状態とすることにより、ＶＲに対するＬ１，Ｌ２の電圧の逆流を遮断するようにしたものである。
これにより、検出遮断期間ＴＹには、Ｑ２１，Ｑ２２がオフして、ＳＷ１，ＳＷ２とＬ１，Ｌ２との間が遮断されるため、Ｌ１，Ｌ２の電圧がＶＲより高くなってもＶＲ側に逆流して吸収されてしまうことが防止される。
Thus, in this embodiment, the
As a result, during the detection cutoff period TY, Q21 and Q22 are turned off, and the gap between SW1, SW2 and L1, L2 is cut off. Therefore, even if the voltage of L1, L2 becomes higher than VR, the reverse flow to the VR side To be absorbed.
また、本実施の形態によれば、第２の実施の形態と同様に、Ｑ１１，Ｑ１２の寄生ダイオードによるＱ２１，Ｑ２２のゲートドライブ回路を保護できるとともに、ＳＷ１，ＳＷ２もＱ２１，Ｑ２２の寄生ダイオードにより保護される。このため、励磁コイルＬからの逆起電力によってＳＷ１，ＳＷ２が耐圧をオーバーして故障する心配がなく、ＳＷ１，ＳＷ２として、ＶＰに対して余裕を持つ程度の低耐圧のタイプを使用することができる。さらに、ＳＷ１，ＳＷ２にアナログスイッチではなく、コストの安いＰチャネルＭＯＳＦＥＴを使用した場合でも、ＳＷ１，ＳＷ２のゲートドライブ保護用の部品は不要となり、ゲートドライブ回路を簡素化することができる。 Further, according to the present embodiment, similarly to the second embodiment, the gate drive circuits of Q21 and Q22 by the parasitic diodes of Q11 and Q12 can be protected, and SW1 and SW2 are also protected by the parasitic diodes of Q21 and Q22. Protected. For this reason, there is no fear that SW1 and SW2 exceed the breakdown voltage due to the counter electromotive force from the exciting coil L, and a low breakdown voltage type having a margin with respect to VP is used as SW1 and SW2. it can. Further, even when low-cost P-channel MOSFETs are used for SW1 and SW2, the parts for protecting the gate drive of SW1 and SW2 are not necessary, and the gate drive circuit can be simplified.
［実施の形態の拡張］
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。また、各実施形態については、矛盾しない範囲で任意に組み合わせて実施することができる。
[Extended embodiment]
The present invention has been described above with reference to the embodiments, but the present invention is not limited to the above embodiments. Various changes that can be understood by those skilled in the art can be made to the configuration and details of the present invention within the scope of the present invention. In addition, each embodiment can be implemented in any combination within a consistent range.
１０…励磁回路、１１…切替回路、１２…定電流回路、１３…検出回路、１４…遮断回路、ＲＥＧ…電圧レギュレータ、ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６…スイッチ回路、Ｑ１…ＭＯＳＦＥＴ（Ｐチャネル）、Ｑ２…ＭＯＳＦＥＴ（Ｎチャネル）、Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ２２…ＭＯＳＦＥＴ（Ｎチャネル）、ＺＤ１，ＺＤ２…定電圧ダイオード、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２…ダイオード、ＤＢ…ダイオードブリッジ、Ｃ，Ｃ１１，Ｃ１２…容量素子、Ｌ…励磁コイル、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ２１，Ｒ２２…抵抗素子、Ｔｉｎ…電流入力端子、Ｔｏｕｔ…電流出力端子、Ｌ１，Ｌ２…端子、ＶＰ…電源電位、ＶＲ…定電圧電位、ＶＣ…充電電圧、ＧＮＤ…接地電位、ＳＡ，ＳＢ…励磁信号、ＳＹ…検出遮断信号、ＴＹ…検出遮断期間、Ｉｅｘ…励磁電流、ＶＬ…端子間電圧。
DESCRIPTION OF
Claims (3)
励磁周波数を持つパルス信号からなり、互いに逆位相となる第１および第２の励磁信号に基づいて、電流入力端子と電流出力端子との間に供給された電圧の極性を切り替えて前記励磁コイルに印加することにより、前記励磁コイルへ交流の励磁電流を供給する切替回路と、
前記励磁コイルから発生する逆起電圧を整流して、容量素子へ充電するダイオードブリッジと、
前記容量素子に充電された充電電圧が電源電位より高い検出遮断期間を検出し、検出遮断信号として出力する検出回路と、
２つの接点端子により前記電源電位と前記電流入力端子との間の接続／遮断を制御するとともに、前記電源電位側に接続された一方の接点端子から前記電流入力端子側に接続された他方の接点端子へ電流を流す第１の寄生ダイオードを含む第１のＭＯＳＦＥＴを有し、前記検出回路からの前記検出遮断信号に基づいて、前記検出遮断期間において前記第１のＭＯＳＦＥＴをオフ状態に制御し、前記検出遮断期間以外の期間において前記第１のＭＯＳＦＥＴをオン状態に制御する遮断回路とを備え、
前記切替回路は、
一方の接点端子が前記電流入力端子に接続されて、前記第１の励磁信号に応じてオン／オフ動作する第１のスイッチ回路と、
一方の接点端子が前記電流入力端子に接続されて、前記第２の励磁信号に応じてオン／オフ動作する第２のスイッチ回路と、
一方の接点端子が前記励磁コイルの一端に接続され、他方の接点端子が前記電流出力端子に接続されて、前記第２の励磁信号に応じてオン／オフ動作する第３のスイッチ回路と、
一方の接点端子が前記励磁コイルの他端に接続され、他方の接点端子が前記電流出力端子に接続されて、前記第１の励磁信号に応じてオン／オフ動作する第４のスイッチ回路と、
前記第１の励磁信号の立ち上がりを遅延させることにより、前記第１のスイッチ回路のオン動作を遅延させる第１のオンディレイ回路と、
前記第２の励磁信号の立ち上がりを遅延させることにより、前記第２のスイッチ回路のオン動作を遅延させる第２のオンディレイ回路とを有し、
前記励磁回路は、
前記容量素子から前記励磁コイルの前記一端に対する放電電流の供給を、前記第１の励磁信号に応じてオン／オフ制御する第５のスイッチ回路と、
前記容量素子から前記励磁コイルの前記他端に対する放電電流の供給を、前記第２の励磁信号に応じてオン／オフ制御する第６のスイッチ回路とをさらに備える
ことを特徴とする励磁回路。 An excitation current is supplied to an excitation coil arranged outside the measurement tube, and an electromotive force generated in the fluid in the measurement tube is detected in response to the excitation current from a pair of electrodes arranged in the measurement tube. An excitation circuit used in an electromagnetic flow meter that measures the flow rate value of the fluid based on
Based on the first and second excitation signals having an excitation frequency and having opposite phases, the polarity of the voltage supplied between the current input terminal and the current output terminal is switched to the excitation coil. A switching circuit for supplying an alternating exciting current to the exciting coil by applying;
A diode bridge that rectifies the counter electromotive voltage generated from the exciting coil and charges the capacitive element;
A detection circuit that detects a detection cutoff period in which a charging voltage charged in the capacitive element is higher than a power supply potential, and outputs a detection cutoff signal;
The connection / cutoff between the power supply potential and the current input terminal is controlled by two contact terminals, and the other contact connected from the one contact terminal connected to the power supply potential side to the current input terminal side A first MOSFET including a first parasitic diode that allows a current to flow to a terminal; and based on the detection cutoff signal from the detection circuit, controlling the first MOSFET to an off state during the detection cutoff period; A cutoff circuit that controls the first MOSFET to be in an on state in a period other than the detection cutoff period;
The switching circuit is
A first switch circuit having one contact terminal connected to the current input terminal and performing an on / off operation in response to the first excitation signal;
A second switch circuit having one contact terminal connected to the current input terminal and performing an on / off operation in response to the second excitation signal;
A third switch circuit that has one contact terminal connected to one end of the excitation coil and the other contact terminal connected to the current output terminal, and is turned on / off in response to the second excitation signal;
A fourth switch circuit that has one contact terminal connected to the other end of the excitation coil and the other contact terminal connected to the current output terminal, and is turned on / off in response to the first excitation signal;
A first on-delay circuit that delays an on-operation of the first switch circuit by delaying a rising edge of the first excitation signal;
A second on-delay circuit that delays the on-operation of the second switch circuit by delaying the rising edge of the second excitation signal;
The excitation circuit is
A fifth switch circuit for performing on / off control of discharge current supply from the capacitive element to the one end of the excitation coil in accordance with the first excitation signal;
An excitation circuit further comprising: a sixth switch circuit that controls on / off of supply of a discharge current from the capacitive element to the other end of the excitation coil in accordance with the second excitation signal.
前記電源電位から定電圧電位を生成し、前記電源電位に代えて当該定電圧電位を前記電流入力端子へ供給する電圧レギュレータをさらに備え、
前記検出回路は、前記充電電圧が前記定電圧電位より高い期間を前記検出遮断期間として検出し、前記検出遮断信号として出力し、
前記遮断回路は、ソース端子が前記定電圧電位に接続され、ドレイン端子が前記電流入力端子に接続されて、ソース端子からドレイン端子に電流を流す寄生ダイオードを含む、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる前記第１のＭＯＳＦＥＴを有し、前記検出遮断期間において、前記第１のＭＯＳＦＥＴをオフ状態とすることにより、前記定電圧電位に対する前記充電電圧の逆流を遮断する
ことを特徴とする励磁回路。 The excitation circuit according to claim 1,
A voltage regulator that generates a constant voltage potential from the power supply potential and supplies the constant voltage potential to the current input terminal instead of the power supply potential;
The detection circuit detects a period in which the charging voltage is higher than the constant voltage potential as the detection cutoff period, and outputs the detection cutoff signal.
The cutoff circuit includes the first N channel MOSFET including a parasitic diode that has a source terminal connected to the constant voltage potential, a drain terminal connected to the current input terminal, and a current flowing from the source terminal to the drain terminal. An excitation circuit characterized in that reverse flow of the charging voltage with respect to the constant voltage potential is cut off by turning off the first MOSFET during the detection cutoff period.
前記切替回路は、
一方の接点端子が前記電流入力端子に接続されて、前記励磁信号に応じてオン／オフ動作する第１のスイッチ回路と、
一方の接点端子が前記電流入力端子に接続されて、前記第１のスイッチ回路とは逆位相でオン／オフ動作する第２のスイッチ回路と、
一方の接点端子が前記励磁コイルの前記一端に接続され、他方の接点端子が前記電流出力端子に接続されて、前記第１のスイッチ回路とは逆位相でオン／オフ動作する第３のスイッチ回路と、
一方の接点端子が前記励磁コイルの前記他端に接続され、他方の接点端子が前記電流出力端子に接続されて、前記第１のスイッチ回路と同位相でオン／オフ動作する第４のスイッチ回路とを有し、
前記励磁回路は、前記電源電位から定電圧電位を生成し、前記電源電位に代えて当該定電圧電位を前記電流入力端子へ供給する電圧レギュレータをさらに有し、
前記検出回路は、前記充電電圧が前記定電圧電位より高い期間を前記検出遮断期間として検出し、前記検出遮断信号として出力し、
前記遮断回路は、
ソース端子が前記第１のスイッチ回路の他方の接点端子に接続され、ドレイン端子が前記第３のスイッチ回路の前記一方の接点端子に接続されて、ソース端子からドレイン端子に電流を流す寄生ダイオードを含む、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる前記第１のＭＯＳＦＥＴと、
ソース端子が前記第２のスイッチ回路の他方の接点端子に接続され、ドレイン端子が前記第４のスイッチ回路の前記一方の接点端子に接続されて、ソース端子からドレイン端子に電流を流す寄生ダイオードを含む、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第２のＭＯＳＦＥＴとを有し、
前記遮断回路は、前記検出遮断期間において、前記第１のＭＯＳＦＥＴおよび前記第２のＭＯＳＦＥＴをオフ状態とすることにより、前記定電圧電位に対する前記励磁コイルの前記一端または前記他端の電圧の逆流を遮断する
ことを特徴とする励磁回路。 The excitation circuit according to claim 1,
The switching circuit is
A first switch circuit having one contact terminal connected to the current input terminal and performing an on / off operation in response to the excitation signal;
A second switch circuit having one contact terminal connected to the current input terminal and performing an on / off operation in an opposite phase to the first switch circuit;
A third switch circuit that has one contact terminal connected to the one end of the exciting coil and the other contact terminal connected to the current output terminal, and is turned on / off in a phase opposite to that of the first switch circuit. When,
A fourth switch circuit that has one contact terminal connected to the other end of the exciting coil and the other contact terminal connected to the current output terminal, and is turned on / off in the same phase as the first switch circuit. And
The excitation circuit further includes a voltage regulator that generates a constant voltage potential from the power supply potential and supplies the constant voltage potential to the current input terminal instead of the power supply potential.
The detection circuit detects a period in which the charging voltage is higher than the constant voltage potential as the detection cutoff period, and outputs the detection cutoff signal.
The interruption circuit is
A parasitic diode having a source terminal connected to the other contact terminal of the first switch circuit, a drain terminal connected to the one contact terminal of the third switch circuit, and a current flowing from the source terminal to the drain terminal; Including the first MOSFET comprising an N-channel MOSFET;
A parasitic diode that has a source terminal connected to the other contact terminal of the second switch circuit, a drain terminal connected to the one contact terminal of the fourth switch circuit, and allows a current to flow from the source terminal to the drain terminal; Including a second MOSFET made of an N-channel MOSFET,
The cut-off circuit turns off the first MOSFET and the second MOSFET in the detection cut-off period, thereby causing a reverse flow of the voltage at the one end or the other end of the exciting coil with respect to the constant voltage potential. Excitation circuit characterized by blocking.
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