JP6412757B2 - Power supply - Google Patents
Power supply Download PDFInfo
- Publication number
- JP6412757B2 JP6412757B2 JP2014200594A JP2014200594A JP6412757B2 JP 6412757 B2 JP6412757 B2 JP 6412757B2 JP 2014200594 A JP2014200594 A JP 2014200594A JP 2014200594 A JP2014200594 A JP 2014200594A JP 6412757 B2 JP6412757 B2 JP 6412757B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- fet
- power supply
- time constant
- circuit
- storage battery
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Landscapes
- Stand-By Power Supply Arrangements (AREA)
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
Description
本発明は、蓄電池を有する電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply device having a storage battery.
近年、商用電源の停電に備えるために、蓄電池（バッテリ）で電源をバックアップする機能を有する装置が広く用いられている。このような装置は、停電を検出した後、電源が蓄電池に切り換えられ、動作を継続することができる。ここで、負荷を電路に接続する手段として例えばマグネットスイッチやリレーなどの部品が考えられるが、スペースを取ること、高価であること、さらに半導体に比べて寿命が短いことなど様々な問題がある。そこで、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）を接続スイッチとして蓄電池と負荷との間に配置する回路が考えられている（例えば、特許文献１参照）。 In recent years, in order to prepare for a power failure of a commercial power source, a device having a function of backing up a power source with a storage battery (battery) has been widely used. In such a device, after detecting a power failure, the power source is switched to the storage battery and the operation can be continued. Here, parts such as a magnet switch and a relay are conceivable as means for connecting the load to the electric circuit. However, there are various problems such as taking up space, being expensive, and having a shorter life than a semiconductor. Therefore, a circuit in which an FET (Field Effect Transistor) is used as a connection switch and disposed between the storage battery and the load has been considered (for example, see Patent Document 1).
ところが、電源装置には、容量の大きい（例えば１００００μＦ）コンデンサ（以降、出力コンデンサと称す）が電源出力の安定化のために接続されている。このため、接続スイッチをオンにして蓄電池から負荷に放電する時に、蓄電池から出力コンデンサに突入電流が流れて、突入電流により接続スイッチが劣化したり破壊されてしまうという問題が生じる。 However, a capacitor having a large capacity (for example, 10000 μF) (hereinafter referred to as an output capacitor) is connected to the power supply device in order to stabilize the power supply output. For this reason, when the connection switch is turned on to discharge from the storage battery to the load, an inrush current flows from the storage battery to the output capacitor, and the connection switch is deteriorated or destroyed by the inrush current.
本件開示の電源装置は、蓄電池接続時に発生する突入電流に対応し、蓄電池を負荷に接続するスイッチの劣化や破壊を防止することができる技術を提供することを目的とする。 The power supply device of this indication aims at providing the technique which can prevent the deterioration and destruction of the switch which respond | corresponds to the inrush current which generate | occur | produces at the time of storage battery connection, and connects a storage battery to load.
一つの観点によれば、外部電源が停止した時に蓄電池から負荷に電源を供給する電源装置において、前記蓄電池と前記負荷との間にそれぞれのソースおよびドレインが並列に接続され、互いに耐量が異なる複数のＦＥＴと、前記外部電源の停止を検出した場合に検出信号を出力する制御回路と、前記複数のＦＥＴのそれぞれのゲートに接続され、前記検出信号を入力する複数の抵抗と、前記複数のＦＥＴのそれぞれのゲートとソース間に接続され、前記抵抗と時定数回路を構成する複数のコンデンサとを有し、前記複数のＦＥＴのそれぞれに対応する前記時定数回路の時定数は、耐量の高い前記ＦＥＴよりも耐量の低い前記ＦＥＴの方が長いことを特徴とする。 According to one aspect, in a power supply apparatus that supplies power from a storage battery to a load when an external power supply is stopped, a plurality of sources and drains are connected in parallel between the storage battery and the load, and each has a different tolerance FET, a control circuit that outputs a detection signal when the stop of the external power supply is detected, a plurality of resistors that are connected to respective gates of the plurality of FETs and that input the detection signal, and the plurality of FETs is the connection between the gates and the source, have a plurality of capacitors constituting the resistor and the time constant circuit, the time constant of the time constant circuit corresponding to each of the plurality of the FET, high tolerance the The FET having a lower withstand capability than the FET is longer .
本件開示の電源装置は、蓄電池接続時に発生する突入電流に対応し、蓄電池を負荷に接続するスイッチの劣化や破壊を防止することができる。 The power supply device of this indication respond | corresponds to the inrush current which generate | occur | produces at the time of storage battery connection, and can prevent deterioration and destruction of the switch which connects a storage battery to load.
以下、図面を用いて実施形態を説明する。 Hereinafter, embodiments will be described with reference to the drawings.
図１は、本実施形態に係る電源装置１００の一例を示す。図１において、電源装置１００は、ＡＣ(Alternating Current)／ＤＣ(Direct Current)コンバータ１０１と、蓄電池１０２と、接続回路１０３と、制御回路１０４と、出力コンデンサＣｏｕｔとを有する。 FIG. 1 shows an example of a power supply device 100 according to the present embodiment. In FIG. 1, the power supply device 100 includes an AC (Alternating Current) / DC (Direct Current) converter 101, a storage battery 102, a connection circuit 103, a control circuit 104, and an output capacitor Cout.
ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１は、交流の電源を直流の電源に変換する回路である。図１の例では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１は、電源装置１００に接続される商用電源など外部から入力する交流（例えばＡＣ入力：１００Ｖ）を直流に変換して、負荷１０５に直流の電源を供給する（例えばＤＣ出力：５０Ｖ）。 The AC / DC converter 101 is a circuit that converts an AC power source into a DC power source. In the example of FIG. 1, the AC / DC converter 101 converts an alternating current (for example, AC input: 100 V) input from the outside such as a commercial power source connected to the power supply apparatus 100 into a direct current, and supplies a direct current power to the load 105. (For example, DC output: 50V).
蓄電池１０２は、鉛蓄電池、ニッケル水素電池、リチウムイオン電池などの充電が可能な二次電池である。 The storage battery 102 is a rechargeable secondary battery such as a lead storage battery, a nickel metal hydride battery, or a lithium ion battery.
接続回路１０３は、充電側接続回路２０１と放電側接続回路２０２とを有する。充電側接続回路２０１は、外部電源から負荷１０５に電源を供給している時にＡＣ／ＤＣコンバータ１０１が出力する直流電源により蓄電池１０２を充電する。例えば、充電側接続回路２０１は、定電流モード、定電圧モード、定電力モードなどの様々な充電方式を利用して蓄電池１０２を充電する充電回路を有する。尚、充電側接続回路２０１は、停電などにより外部電源が停止した場合、蓄電池１０２の充電は行わない。放電側接続回路２０２は、外部電源から供給される電源が停止した時に蓄電池１０２から負荷１０５に電源を供給する。尚、放電側接続回路２０２については、後で詳しく説明する。 The connection circuit 103 includes a charge side connection circuit 201 and a discharge side connection circuit 202. The charging side connection circuit 201 charges the storage battery 102 with a DC power output from the AC / DC converter 101 when power is supplied to the load 105 from an external power source. For example, the charging side connection circuit 201 includes a charging circuit that charges the storage battery 102 using various charging methods such as a constant current mode, a constant voltage mode, and a constant power mode. The charging side connection circuit 201 does not charge the storage battery 102 when the external power supply is stopped due to a power failure or the like. The discharge side connection circuit 202 supplies power from the storage battery 102 to the load 105 when the power supplied from the external power supply stops. The discharge side connection circuit 202 will be described in detail later.
制御回路１０４は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１のＡＣ入力の有無をモニタして、電源が停止しているか否かを検出し、接続回路１０３を制御する。 The control circuit 104 monitors the presence or absence of an AC input of the AC / DC converter 101, detects whether or not the power supply is stopped, and controls the connection circuit 103.
出力コンデンサＣｏｕｔは、電源装置１００から負荷１０５に出力する電源の変動を抑制するためのコンデンサである。出力コンデンサＣｏｕｔは、例えば１００００μＦ程度の容量を有する。 The output capacitor Cout is a capacitor for suppressing fluctuations in the power supply output from the power supply apparatus 100 to the load 105. The output capacitor Cout has a capacity of about 10,000 μF, for example.
図２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１の一例を示す。図２において、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１は、ブレーカ１５１と、スイッチ（ＳＷ:SWitch）１５２、ＳＷ１５３およびＳＷ１５４と、整流器ユニット１５５、整流器ユニット１５６および整流器ユニット１５７とを有する。 FIG. 2 shows an example of the AC / DC converter 101. In FIG. 2, the AC / DC converter 101 includes a breaker 151, a switch (SW: SWitch) 152, SW153 and SW154, a rectifier unit 155, a rectifier unit 156 and a rectifier unit 157.
ブレーカ１５１は、過電流が流れた場合に回路を保護するためのスイッチで、過電流を検出して自動的に切断される。制御回路１０４は、ブレーカ１５１の入力電圧や出力電圧などをモニタして停電などによる外部電源の停止を検出する。 The breaker 151 is a switch for protecting the circuit when an overcurrent flows, and is automatically disconnected upon detecting the overcurrent. The control circuit 104 monitors the input voltage or output voltage of the breaker 151 and detects the stop of the external power supply due to a power failure or the like.
ＳＷ１５２、ＳＷ１５３およびＳＷ１５４は、制御回路１０４によりそれぞれ独立して接続（ＯＮ）と切断（ＯＦＦ）とが制御される。制御回路１０４は、例えば負荷１０５の大きさに応じて、次に説明する整流器ユニット１５５、整流器ユニット１５６および整流器ユニット１５７を選択する。一例として、制御回路１０４は、第１の制御状態の時にＳＷ１５２、ＳＷ１５３およびＳＷ１５４を全てＯＮにして３つの整流器ユニットを動作させる。また、制御回路１０４は、第１の制御状態よりも負荷１０５が小さい第２の状態の時にＳＷ１５２、ＳＷ１５３およびＳＷ１５４のいずれか１つをＯＮにする。 SW 152, SW 153, and SW 154 are controlled to be connected (ON) and disconnected (OFF) independently by the control circuit 104. The control circuit 104 selects, for example, a rectifier unit 155, a rectifier unit 156, and a rectifier unit 157 described below according to the size of the load 105. As an example, the control circuit 104 operates the three rectifier units by turning on all the SW152, SW153, and SW154 in the first control state. In addition, the control circuit 104 turns on one of SW152, SW153, and SW154 when the load 105 is smaller than that in the first control state.
整流器ユニット１５５、整流器ユニット１５６および整流器ユニット１５７は、交流を整流して直流に変換する回路を有する。例えば、整流器ユニット１５５、整流器ユニット１５６および整流器ユニット１５７は、絶縁と変圧とを兼ねたトランス、整流用のダイオードブリッジ、平滑用のフィルタ回路などを有する。 The rectifier unit 155, the rectifier unit 156, and the rectifier unit 157 have a circuit that rectifies alternating current and converts it into direct current. For example, the rectifier unit 155, the rectifier unit 156, and the rectifier unit 157 include a transformer that serves as both insulation and transformation, a rectifier diode bridge, a smoothing filter circuit, and the like.
尚、図２の例では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１は、整流器ユニット１５５、整流器ユニット１５６および整流器ユニット１５７の３個の整流器ユニットを用いる例を示したが、１個だけでもよいし、複数の整流器ユニットを用いてもよい。 In the example of FIG. 2, the AC / DC converter 101 uses three rectifier units of the rectifier unit 155, the rectifier unit 156, and the rectifier unit 157. However, only one or a plurality of rectifiers may be used. A unit may be used.
図３は、放電側接続回路２０２の一例を示す。図３において、図１と同符号のブロックは、図１のブロックと同一又は同様の機能を有する。尚、接続回路１０３の充電側接続回路２０１は、省略してある。 FIG. 3 shows an example of the discharge side connection circuit 202. 3, blocks having the same reference numerals as those in FIG. 1 have the same or similar functions as the blocks in FIG. Note that the charging side connection circuit 201 of the connection circuit 103 is omitted.
図３において、放電側接続回路２０２は、スイッチ素子３０１と、スイッチ素子３０２とを有し、スイッチ素子３０１とスイッチ素子３０２とが並列に接続され、蓄電池１０２から負荷１０５への電路に配置される。 In FIG. 3, the discharge side connection circuit 202 includes a switch element 301 and a switch element 302, and the switch element 301 and the switch element 302 are connected in parallel, and are arranged on the electric path from the storage battery 102 to the load 105. .
スイッチ素子３０１は、蓄電池１０２と負荷１０５とを接続する第１のスイッチ素子として動作する。同様に、スイッチ素子３０２は、蓄電池１０２と負荷１０５とを接続する第２のスイッチ素子として動作する。 The switch element 301 operates as a first switch element that connects the storage battery 102 and the load 105. Similarly, the switch element 302 operates as a second switch element that connects the storage battery 102 and the load 105.
ここで、スイッチ素子３０１とスイッチ素子３０２は電気的な特性が異なる。例えば、スイッチ素子３０１は、スイッチ素子３０２よりも突入電流Ｉｓに対する耐量が高いが、スイッチ素子３０２よりもＯＮ抵抗が高く、電圧降下が大きい。逆に、スイッチ素子３０１は、スイッチ素子３０２よりも突入電流Ｉｓに対する耐量が低いが、スイッチ素子３０２よりもＯＮ抵抗が低く、電圧降下が小さい。 Here, the switch element 301 and the switch element 302 have different electrical characteristics. For example, the switch element 301 has a higher tolerance for the inrush current Is than the switch element 302, but has a higher ON resistance and a larger voltage drop than the switch element 302. Conversely, the switch element 301 has a lower tolerance for the inrush current Is than the switch element 302, but has a lower ON resistance and a smaller voltage drop than the switch element 302.
図３において、制御回路１０４は、外部電源の停止を検出した場合、先ずスイッチ素子３０１をＯＮにし、予め設定された時間が経過した後にスイッチ素子３０２をＯＮにする。これにより、スイッチ素子３０２よりも突入電流Ｉｓに対する耐量が高いスイッチ素子３０１が先にＯＮして突入電流Ｉｓが流れた後でスイッチ素子３０２がＯＮするので、スイッチ素子３０２が突入電流Ｉｓによって破壊されることを防止できる。且つ、突入電流Ｉｓが流れ終わった後で蓄電池１０２から負荷１０５に定常電流が流れる時には、ＯＮ抵抗が低いスイッチ素子３０２がＯＮしているので、蓄電池１０２から負荷１０５に効率良く電源を供給することができる。特に、ＯＮ抵抗が高いスイッチ素子３０１の場合、定常電流による熱破壊や劣化が起こる可能性があるが、スイッチ素子３０１に並列に配置したＯＮ抵抗が低いスイッチ素子３０２をＯＮすることにより、定常電流による熱破壊や劣化を防ぐことができる。ここで、図３では、スイッチ素子３０１とスイッチ素子３０２の２個のスイッチ素子を用いる例を示したが、３個以上のスイッチ素子を用いてもよい。 In FIG. 3, when detecting the stop of the external power supply, the control circuit 104 first turns on the switch element 301, and turns on the switch element 302 after a preset time has elapsed. As a result, the switch element 302 having a higher resistance to the inrush current Is than the switch element 302 is turned on first and the switch element 302 is turned on after the inrush current Is flows, so that the switch element 302 is destroyed by the inrush current Is. Can be prevented. In addition, when the steady current flows from the storage battery 102 to the load 105 after the inrush current Is has ended, the switch element 302 having a low ON resistance is ON, so that power can be efficiently supplied from the storage battery 102 to the load 105. Can do. In particular, in the case of the switch element 301 having a high ON resistance, there is a possibility that thermal destruction or deterioration due to a steady current may occur. However, by turning on the switch element 302 having a low ON resistance arranged in parallel to the switch element 301, the steady current Can prevent thermal destruction and deterioration. Here, FIG. 3 shows an example in which two switch elements 301 and 302 are used, but three or more switch elements may be used.
図４は、放電側接続回路２０２の他の例を示す。図４において、図３と同符号のブロックは、図３のブロックと同一又は同様の機能を有する。 FIG. 4 shows another example of the discharge side connection circuit 202. 4, blocks having the same reference numerals as those in FIG. 3 have the same or similar functions as the blocks in FIG.
図４において、放電側接続回路２０２は、スイッチ素子３０１と、スイッチ素子３０２と、時定数回路３０３と、時定数回路３０４とを有する。ここで、スイッチ素子３０１およびスイッチ素子３０２は図３と同一又は同様であるので、重複する説明は省略する。 In FIG. 4, the discharge side connection circuit 202 includes a switch element 301, a switch element 302, a time constant circuit 303, and a time constant circuit 304. Here, the switch element 301 and the switch element 302 are the same as or similar to those in FIG.
時定数回路３０３は、制御回路１０４とスイッチ素子３０１との間に配置され、予め設定された時定数τ１を有する遅延回路である。時定数回路３０３は、制御回路１０４から受け取った検出信号Ｓｄｅｔを時定数τ１で決まる時間だけ遅延させてスイッチ素子３０１に出力する。 The time constant circuit 303 is a delay circuit that is disposed between the control circuit 104 and the switch element 301 and has a preset time constant τ1. The time constant circuit 303 delays the detection signal Sdet received from the control circuit 104 by a time determined by the time constant τ1, and outputs the delayed signal to the switch element 301.
時定数回路３０４は、制御回路１０４とスイッチ素子３０２との間に配置され、予め設定された時定数τ２を有する遅延回路である。時定数回路３０４は、制御回路１０４から受け取った検出信号Ｓｄｅｔを時定数τ２で決まる時間だけ遅延させてスイッチ素子３０２に出力する。 The time constant circuit 304 is a delay circuit that is disposed between the control circuit 104 and the switch element 302 and has a preset time constant τ2. The time constant circuit 304 delays the detection signal Sdet received from the control circuit 104 by a time determined by the time constant τ 2 and outputs the delayed signal to the switch element 302.
ここで、時定数τ１と時定数τ２は異なり、本実施形態の場合、時定数τ１は時定数τ２よりも小さい。 Here, the time constant τ1 and the time constant τ2 are different, and in the present embodiment, the time constant τ1 is smaller than the time constant τ2.
図４において、制御回路１０４が外部電源停止の検出信号Ｓｄｅｔを出力すると、先ず時定数が小さい方の時定数回路３０３を介してスイッチ素子３０１がＯＮになり、次に時定数が大きい方の時定数回路３０４を介してスイッチ素子３０２がＯＮになる。これにより、スイッチ素子３０２よりも突入電流Ｉｓに対する耐量が高いスイッチ素子３０１が先にＯＮして突入電流Ｉｓが流れた後でスイッチ素子３０２がＯＮするので、スイッチ素子３０２が突入電流Ｉｓによって破壊されることを防止できる。且つ、定常時にはＯＮ抵抗が低いスイッチ素子３０２がＯＮしているので、蓄電池１０２から負荷１０５に効率良く電源を供給することができる。ここで、時定数τ１と時定数τ２との差分の時間は、突入電流Ｉｓが流れる時間よりも長くなるように設定される。 In FIG. 4, when the control circuit 104 outputs the detection signal Sdet for stopping the external power supply, the switch element 301 is first turned on via the time constant circuit 303 having the smaller time constant, and then the time constant having the larger time constant. The switch element 302 is turned on via the constant circuit 304. As a result, the switch element 302 having a higher resistance to the inrush current Is than the switch element 302 is turned on first and the switch element 302 is turned on after the inrush current Is flows, so that the switch element 302 is destroyed by the inrush current Is. Can be prevented. In addition, since the switch element 302 having a low ON resistance is ON in a steady state, power can be efficiently supplied from the storage battery 102 to the load 105. Here, the time of the difference between the time constant τ1 and the time constant τ2 is set to be longer than the time during which the inrush current Is flows.
図５は、図４に示す放電側接続回路２０２の一例を示す。図５において、図４と同符号のブロックは、図４のブロックと同一又は同様の機能を有する。 FIG. 5 shows an example of the discharge side connection circuit 202 shown in FIG. 5, blocks having the same reference numerals as those in FIG. 4 have the same or similar functions as the blocks in FIG.
図５において、放電側接続回路２０２は、時定数回路３０３と、時定数回路３０４と、ＦＥＴ素子Ｑ１と、ＦＥＴ素子Ｑ２とを有する。図５は、図４のスイッチ素子３０１およびスイッチ素子３０２に対応する要素として、ＦＥＴ素子Ｑ１およびＦＥＴ素子Ｑ２がそれぞれ用いられる。 In FIG. 5, the discharge side connection circuit 202 includes a time constant circuit 303, a time constant circuit 304, an FET element Q1, and an FET element Q2. In FIG. 5, an FET element Q1 and an FET element Q2 are used as elements corresponding to the switch element 301 and the switch element 302 of FIG.
時定数回路３０３は、抵抗Ｒ１と、コンデンサＣ１とを有し、制御回路１０４が出力する検出信号Ｓｄｅｔを時定数τ１で決まる時間だけ遅らせて出力する。例えば、検出信号Ｓｄｅｔは抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１に加えられ、時定数τ１でコンデンサＣ１の電圧が徐々に上昇する。 The time constant circuit 303 includes a resistor R1 and a capacitor C1, and outputs the detection signal Sdet output from the control circuit 104 with a delay determined by the time constant τ1. For example, the detection signal Sdet is applied to the capacitor C1 via the resistor R1, and the voltage of the capacitor C1 gradually increases with the time constant τ1.
時定数回路３０４は、抵抗Ｒ２と、コンデンサＣ２とを有し、制御回路１０４が出力する検出信号Ｓｄｅｔを時定数τ２で決まる時間だけ遅らせて出力する。例えば、検出信号Ｓｄｅｔは抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２に加えられ、時定数τ２でコンデンサＣ２の電圧が徐々に上昇する。 The time constant circuit 304 includes a resistor R2 and a capacitor C2, and outputs the detection signal Sdet output from the control circuit 104 with a delay determined by the time constant τ2. For example, the detection signal Sdet is applied to the capacitor C2 via the resistor R2, and the voltage of the capacitor C2 gradually increases with the time constant τ2.
ここで、時定数回路３０３および時定数回路３０４において、例えば、Ｒ１は１２０ｋΩ、Ｃ１は４．７μＦ、Ｒ２は１２０ｋΩ、Ｃ２は２２μＦとする。この時、時定数τ１＝Ｒ１・Ｃ１より、約０．０５６４秒となり、時定数τ２＝Ｒ２・Ｃ２より、約２．６４秒となる。また、時定数回路３０３の時定数τ１と時定数回路３０４の時定数τ２との関係は、時定数τ１＜時定数τ２となる。 Here, in the time constant circuit 303 and the time constant circuit 304, for example, R1 is 120 kΩ, C1 is 4.7 μF, R2 is 120 kΩ, and C2 is 22 μF. At this time, the time constant τ1 = R1 · C1 is about 0.0564 seconds, and the time constant τ2 = R2 · C2 is about 2.64 seconds. The relationship between the time constant τ1 of the time constant circuit 303 and the time constant τ2 of the time constant circuit 304 is time constant τ1 <time constant τ2.
尚、ＲＣ回路の時定数は、例えばコンデンサの電圧が電源電圧の６０％程度の電圧に上昇するまでの時間に応じて設定され、必ずしも検出信号Ｓｄｅｔの遅延時間ではない。但し、ＦＥＴ素子Ｑ１およびＦＥＴ素子Ｑ２が検出信号ＳｄｅｔがＯＮの時の信号電圧の６０％程度のゲート電圧でＯＮする場合は、時定数と検出信号Ｓｄｅｔの遅延時間はほぼ一致する。 Note that the time constant of the RC circuit is set according to the time until the voltage of the capacitor rises to about 60% of the power supply voltage, for example, and is not necessarily the delay time of the detection signal Sdet. However, when the FET element Q1 and the FET element Q2 are turned on with a gate voltage of about 60% of the signal voltage when the detection signal Sdet is ON, the time constant and the delay time of the detection signal Sdet are almost the same.
ＦＥＴ素子Ｑ１は、蓄電池１０２と負荷１０５とを接続するスイッチ素子３０１として動作するＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）型の電界効果トランジスタである。ＦＥＴ素子Ｑ１のゲートは時定数回路３０３の出力に接続され、ＦＥＴ素子Ｑ１は、時定数回路３０３を介して制御回路１０４が出力する検出信号ＳｄｅｔによりＯＮ／ＯＦＦが制御される。 The FET element Q <b> 1 is a MOS (Metal Oxide Semiconductor) type field effect transistor that operates as a switch element 301 that connects the storage battery 102 and the load 105. The gate of the FET element Q1 is connected to the output of the time constant circuit 303, and the FET element Q1 is ON / OFF controlled by a detection signal Sdet output from the control circuit 104 via the time constant circuit 303.
ＦＥＴ素子Ｑ２は、ＦＥＴ素子Ｑ１と同様に、蓄電池１０２と負荷１０５とを接続するスイッチ素子３０２として動作するＭＯＳ型の電界効果トランジスタである。ＦＥＴ素子Ｑ２のゲートは時定数回路３０４の出力に接続され、ＦＥＴ素子Ｑ２は、時定数回路３０４を介して制御回路１０４が出力する検出信号ＳｄｅｔによりＯＮ／ＯＦＦが制御される。 The FET element Q2 is a MOS type field effect transistor that operates as a switch element 302 that connects the storage battery 102 and the load 105, similarly to the FET element Q1. The gate of the FET element Q2 is connected to the output of the time constant circuit 304, and the FET element Q2 is ON / OFF controlled by a detection signal Sdet output from the control circuit 104 via the time constant circuit 304.
尚、ＦＥＴ素子Ｑ１およびＦＥＴ素子Ｑ２のソース同士およびドレイン同士がそれぞれ接続され、ＦＥＴ素子Ｑ１およびＦＥＴ素子Ｑ２のドレイン側は負荷１０５に、ソース側は蓄電池１０２にそれぞれ接続される。 The sources and drains of the FET element Q1 and the FET element Q2 are connected to each other, the drain side of the FET element Q1 and the FET element Q2 is connected to the load 105, and the source side is connected to the storage battery 102, respectively.
ここで、ＦＥＴ素子Ｑ１の安全動作領域（ＳＯＡ：Safe operating Area）は、ＦＥＴ素子Ｑ２のＳＯＡよりも広いが、ＦＥＴ素子Ｑ１のドレイン・ソース間のＯＮ抵抗は、ＦＥＴ素子Ｑ２のドレイン・ソース間のＯＮ抵抗よりも高い。また、図５の例では、スイッチ素子３０２として１個のＦＥＴ素子Ｑ２を用いたが、２個のＦＥＴ素子Ｑ２を並列にしてもよい。これにより、スイッチ素子３０２のＯＮ抵抗をさらに低くすることができる。
［ＦＥＴ素子の一例］
ここで、ＦＥＴ素子の一例を示す。ＦＥＴ素子Ｑ１およびＦＥＴ素子Ｑ２は、例えばｉｎｆｉｎｅｏｎ社のＩＰＰ６０Ｒ０９９ＣＰ型ＦＥＴおよびＩＰＡ０３０Ｎ１０Ｎ３Ｇ型ＦＥＴが用いられる。ＩＰＰ６０Ｒ０９９ＣＰ型ＦＥＴとＩＰＡ０３０Ｎ１０Ｎ３Ｇ型ＦＥＴの主な特性を下記に示す。
（ＩＰＰ６０Ｒ０９９ＣＰ型ＦＥＴ）
・ドレイン・ソース間の最小破壊電圧：６００Ｖ
・ドレイン・ソース間の最大ＯＮ抵抗：９９ｍΩ
（ＩＰＡ０３０Ｎ１０Ｎ３Ｇ型ＦＥＴ）
・ドレイン・ソース間の最小破壊電圧：１００Ｖ
・ドレイン・ソース間の最大ＯＮ抵抗：３ｍΩ
上記のように、ＩＰＰ６０Ｒ０９９ＣＰ型ＦＥＴは、最小破壊電圧がＩＰＡ０３０Ｎ１０Ｎ３Ｇ型ＦＥＴよりも高いが、最大ＯＮ抵抗はＩＰＡ０３０Ｎ１０Ｎ３Ｇ型ＦＥＴよりも大きい。逆に、ＩＰＡ０３０Ｎ１０Ｎ３Ｇ型ＦＥＴは、最小破壊電圧がＩＰＰ６０Ｒ０９９ＣＰ型ＦＥＴよりも低いが、最大ＯＮ抵抗はＩＰＰ６０Ｒ０９９ＣＰ型ＦＥＴよりも小さい。尚、安全動作領域は、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓとドレイン電流Ｉｄとの掛け合わせで示される領域であり、ドレイン・ソース間の最小破壊電圧とドレイン電流Ｉｄとを含めて使用するＦＥＴを決定する。
Here, the safe operating area (SOA) of the FET element Q1 is wider than the SOA of the FET element Q2, but the ON resistance between the drain and source of the FET element Q1 is between the drain and source of the FET element Q2. Higher than the ON resistance. In the example of FIG. 5, one FET element Q2 is used as the switch element 302. However, two FET elements Q2 may be arranged in parallel. Thereby, the ON resistance of the switch element 302 can be further reduced.
[Example of FET element]
Here, an example of the FET element is shown. As the FET element Q1 and the FET element Q2, for example, an IPP60R099CP type FET and an IPA030N10N3G type FET manufactured by infineon are used. The main characteristics of the IPP60R099CP type FET and the IPA030N10N3G type FET are shown below.
(IPP60R099CP type FET)
・ Minimum breakdown voltage between drain and source: 600V
・ Maximum ON resistance between drain and source: 99mΩ
(IPA030N10N3G type FET)
・ Minimum breakdown voltage between drain and source: 100V
・ Maximum ON resistance between drain and source: 3mΩ
As described above, the IPP60R099CP FET has a minimum breakdown voltage higher than that of the IPA030N10N3G FET, but has a maximum ON resistance larger than that of the IPA030N10N3G FET. Conversely, the IPA030N10N3G type FET has a minimum breakdown voltage lower than that of the IPP60R099CP type FET, but has a maximum ON resistance smaller than that of the IPP60R099CP type FET. The safe operation region is a region indicated by multiplication of the drain-source voltage Vds and the drain current Id, and determines the FET to be used including the minimum breakdown voltage between the drain and source and the drain current Id. .
図６は、ＦＥＴ素子Ｑ１とＦＥＴ素子Ｑ２とがＯＮするタイミングの一例を示す。尚、図６において、横軸は時間ｔを示す。 FIG. 6 shows an example of the timing when the FET element Q1 and the FET element Q2 are turned ON. In FIG. 6, the horizontal axis represents time t.
図６のタイミングＴ１において、停電などによりＡＣ／ＤＣコンバータ１０１のＡＣ入力がＯＦＦし、図２で説明した整流器ユニット１５５、整流器ユニット１５６および整流器ユニット１５７の出力もＯＮからＯＦＦになる。そして、図３で説明したように、制御回路１０４は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１のＡＣ入力が停電などによりＯＦＦしたことを検出すると、検出信号Ｓｄｅｔを接続回路１０３の放電側接続回路２０２に出力する。 At timing T1 in FIG. 6, the AC input of the AC / DC converter 101 is turned off due to a power failure or the like, and the outputs of the rectifier unit 155, the rectifier unit 156, and the rectifier unit 157 described with reference to FIG. As described with reference to FIG. 3, when the control circuit 104 detects that the AC input of the AC / DC converter 101 is turned off due to a power failure or the like, the control circuit 104 outputs the detection signal Sdet to the discharge side connection circuit 202 of the connection circuit 103. .
放電側接続回路２０２の時定数回路３０３および時定数回路３０４は、時定数τ１および時定数τ２で決まる時間に応じて検出信号Ｓｄｅｔを遅延させてＦＥＴ素子Ｑ１およびＦＥＴ素子Ｑ２のそれぞれのゲートに出力する。図６において、コンデンサＣ１の電圧は、タイミングＴ１から時定数τ１の特性で徐々に上昇していく。 The time constant circuit 303 and the time constant circuit 304 of the discharge side connection circuit 202 delay the detection signal Sdet according to the time determined by the time constant τ1 and the time constant τ2 and output the delayed detection signal Sdet to the respective gates of the FET element Q1 and the FET element Q2. To do. In FIG. 6, the voltage of the capacitor C1 gradually increases from the timing T1 with the characteristic of the time constant τ1.
そして、タイミングＴ２において、コンデンサＣ１の電圧はＦＥＴ素子Ｑ１がＯＮする電圧（ＯＮ電圧）に達する。タイミングＴ２でＦＥＴ素子Ｑ１がＯＮすると、蓄電池１０２はＦＥＴ素子Ｑ１を介して出力コンデンサＣｏｕｔおよび負荷１０５に接続される。ここで、出力コンデンサＣｏｕｔが放電状態にあって出力コンデンサＣｏｕｔの電圧が低下している場合、タイミングＴ２でＦＥＴ素子Ｑ１がＯＮした瞬間に蓄電池１０２から出力コンデンサＣｏｕｔに突入電流Ｉｓが流れる。ここで、時定数τ２は時定数τ１よりも大きいので、タイミングＴ２の時点では、ＦＥＴ素子Ｑ２はＯＦＦの状態にある。 At timing T2, the voltage of the capacitor C1 reaches a voltage (ON voltage) at which the FET element Q1 is turned on. When FET element Q1 is turned ON at timing T2, storage battery 102 is connected to output capacitor Cout and load 105 via FET element Q1. Here, when the output capacitor Cout is in a discharged state and the voltage of the output capacitor Cout is reduced, the inrush current Is flows from the storage battery 102 to the output capacitor Cout at the moment when the FET element Q1 is turned on at the timing T2. Here, since the time constant τ2 is larger than the time constant τ1, the FET element Q2 is in the OFF state at the timing T2.
そして、タイミングＴ３において、コンデンサＣ２の電圧はＦＥＴ素子Ｑ２がＯＮする電圧（ＯＮ電圧）に達する。タイミングＴ３の時点では、既に蓄電池１０２はＦＥＴ素子Ｑ１を介して出力コンデンサＣｏｕｔおよび負荷１０５に接続されているので出力コンデンサＣｏｕｔが充電状態にあり、出力コンデンサＣｏｕｔの電圧は蓄電池１０２と同程度の電圧になっている。従って、タイミングＴ３でＦＥＴ素子Ｑ２がＯＮしても蓄電池１０２から出力コンデンサＣｏｕｔに突入電流Ｉｓが流れることはない。 At timing T3, the voltage of the capacitor C2 reaches a voltage (ON voltage) at which the FET element Q2 is turned on. At time T3, since the storage battery 102 is already connected to the output capacitor Cout and the load 105 via the FET element Q1, the output capacitor Cout is in a charged state, and the voltage of the output capacitor Cout is approximately equal to that of the storage battery 102. It has become. Therefore, even if the FET element Q2 is turned on at the timing T3, the inrush current Is does not flow from the storage battery 102 to the output capacitor Cout.
このように、ＦＥＴ素子Ｑ１がＯＮするタイミングＴ２とＦＥＴ素子Ｑ２がＯＮするタイミングＴ３との間に時間差Ｔｓがあり、突入電流Ｉｓが流れた後でＦＥＴ素子Ｑ２がＯＮになる。このため、ＦＥＴ素子Ｑ２の安全動作領域は突入電流Ｉｓの条件を満たさなくてもよいが、突入電流Ｉｓが流れるＦＥＴ素子Ｑ１の安全動作領域は突入電流Ｉｓの条件を満たすことが求められる。 Thus, there is a time difference Ts between the timing T2 when the FET element Q1 is turned on and the timing T3 when the FET element Q2 is turned on, and the FET element Q2 is turned on after the inrush current Is flows. For this reason, the safe operation region of the FET element Q2 may not satisfy the condition of the inrush current Is, but the safe operation region of the FET element Q1 through which the inrush current Is flows is required to satisfy the condition of the inrush current Is.
ここで、ＦＥＴ素子において、安全動作領域の広さとドレイン・ソース間のＯＮ抵抗はトレードオフの関係にある。例えば安全動作領域が広いＦＥＴ素子の場合、ドレイン・ソース間のＯＮ抵抗が大きくなり、安全動作領域が狭いＦＥＴ素子の場合、ドレイン・ソース間のＯＮ抵抗が小さくなる。一方、電源装置１００は、蓄電池１０２から負荷１０５に電源を供給する電路の電圧降下をできるだけ低くすることが求められるので、ＦＥＴ素子のＯＮ抵抗が小さい方が望ましい。 Here, in the FET element, the width of the safe operation region and the ON resistance between the drain and the source are in a trade-off relationship. For example, in the case of an FET element having a wide safe operation region, the ON resistance between the drain and the source is increased, and in the case of an FET element having a narrow safe operation region, the ON resistance between the drain and the source is decreased. On the other hand, since the power supply device 100 is required to reduce the voltage drop of the electric circuit for supplying power from the storage battery 102 to the load 105 as much as possible, it is desirable that the ON resistance of the FET element is small.
ここで、停電が所定時間以上継続すると蓄電池が過放電状態となり、蓄電池の寿命が低下する虞があるため、蓄電池の電圧値を監視し、過放電状態となる電圧付近で負荷を電路から切り離すか若しくは装置を停止させる等の操作を行うのが望ましい。尚、停電から復旧した場合、電源装置は、再び負荷を電路に接続する。このため、電源装置１００には過放電を検出する回路（過放電検出回路）が搭載されている場合がある。過放電検出回路は、例えば図３に示した制御回路１０４などに設けられる。そして、制御回路１０４は、蓄電池１０２から負荷１０５に掛かる電圧をモニタし、モニタ電圧が予め設定された電圧以下になった場合に過放電であると判断し、放電側接続回路２０２を制御して蓄電池１０２を負荷１０５から切り離すように制御する。ところが、蓄電池１０２を負荷１０５に接続するスイッチのＯＮ抵抗が高い場合、接続スイッチでの損失が大きくなり、過放電状態を検出する精度が悪くなるという問題がある。このため、蓄電池１０２を負荷１０５に接続するスイッチのＯＮ抵抗は、できるだけ低くすることが求められる。尚、本実施形態では、蓄電池１０２を負荷１０５から切り離す動作についての詳しい説明は省略する。 Here, if the power outage continues for a predetermined time or longer, the storage battery will be in an overdischarged state, which may reduce the life of the storage battery. Alternatively, it is desirable to perform an operation such as stopping the apparatus. In addition, when it recovers from a power failure, a power supply device connects a load to an electric circuit again. For this reason, the power supply apparatus 100 may be equipped with a circuit (overdischarge detection circuit) that detects overdischarge. The overdischarge detection circuit is provided in, for example, the control circuit 104 shown in FIG. Then, the control circuit 104 monitors the voltage applied from the storage battery 102 to the load 105, determines that the battery is overdischarged when the monitor voltage falls below a preset voltage, and controls the discharge side connection circuit 202 to control the discharge side connection circuit 202. Control is performed so that the storage battery 102 is disconnected from the load 105. However, when the ON resistance of the switch that connects the storage battery 102 to the load 105 is high, there is a problem that the loss at the connection switch increases and the accuracy of detecting the overdischarge state deteriorates. For this reason, the ON resistance of the switch connecting the storage battery 102 to the load 105 is required to be as low as possible. In the present embodiment, detailed description of the operation of disconnecting the storage battery 102 from the load 105 is omitted.
図７は、安全動作領域が広いＦＥＴ素子Ｑ１を１個用いた場合の一例を示す。尚、図７において、図３と同符号のブロックは図３と同一又は同様の機能を有する。図７の場合、ＦＥＴ素子Ｑ１の安全動作領域は広いのでＦＥＴ素子Ｑ１がＯＮした瞬間に蓄電池１０２から出力コンデンサＣｏｕｔに流れる突入電流Ｉｓに耐えることができる。しかし、ＦＥＴ素子Ｑ１は、ＯＮ抵抗が高いので電圧降下が大きくなってしまうという問題が生じる。 FIG. 7 shows an example when one FET element Q1 having a wide safe operation area is used. In FIG. 7, blocks having the same reference numerals as those in FIG. 3 have the same or similar functions as those in FIG. In the case of FIG. 7, since the safe operation region of the FET element Q1 is wide, it can withstand the inrush current Is flowing from the storage battery 102 to the output capacitor Cout at the moment when the FET element Q1 is turned on. However, since the FET element Q1 has a high ON resistance, there arises a problem that the voltage drop becomes large.
図８は、安全動作領域が狭いＦＥＴ素子Ｑ２を１個用いた場合の一例を示す。尚、図８において、図３と同符号のブロックは図３と同一又は同様の機能を有する。図８の場合、ＦＥＴ素子Ｑ２の安全動作領域は狭いのでＦＥＴ素子Ｑ２がＯＮした瞬間に蓄電池１０２から出力コンデンサＣｏｕｔに流れる突入電流Ｉｓに耐えることができず、最悪の場合、素子が破壊されるという問題が生じる。 FIG. 8 shows an example when one FET element Q2 having a narrow safe operation area is used. In FIG. 8, blocks having the same reference numerals as those in FIG. 3 have the same or similar functions as those in FIG. In the case of FIG. 8, since the safe operation region of the FET element Q2 is narrow, the inrush current Is flowing from the storage battery 102 to the output capacitor Cout at the moment when the FET element Q2 is turned on cannot be endured, and in the worst case, the element is destroyed. The problem arises.
図９は、安全動作領域が狭いＦＥＴ素子Ｑ２を１個用いた場合の実測例を示す。尚、図９（ａ）は、図８に示したＦＥＴ素子Ｑ２のゲート電圧Ｖｇ、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ、突入電流Ｉｓを実測した時のオシロスコープの波形を示す。図９（ｂ）は、図９（ａ）に示したオシロスコープの画面に表示された波形が分かり易いように、トレースして描いた図で、ＦＥＴ素子Ｑ２のゲート電圧Ｖｇ、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ、突入電流Ｉｓをそれぞれ示す。図９（ａ）および図９（ｂ）において、タイミングＴ１１でＦＥＴ素子Ｑ２がＯＮした後、ゲート電圧Ｖｇは徐々に低下して行く。ところが、ドレイン・ソース間電圧ＶｄｓはタイミングＴ１１の直後に急激に低下してショート状態になり、ＦＥＴ素子Ｑ２のドレイン・ソース間が突入電流Ｉｓにより破壊されている。 FIG. 9 shows an actual measurement example when one FET element Q2 having a narrow safe operation area is used. FIG. 9A shows an oscilloscope waveform when the gate voltage Vg, drain-source voltage Vds, and inrush current Is of the FET element Q2 shown in FIG. 8 are measured. FIG. 9B is a diagram drawn by tracing so that the waveform displayed on the oscilloscope screen shown in FIG. 9A is easy to understand. The gate voltage Vg of the FET element Q2, the drain-source voltage, and the like. Vds and inrush current Is are shown respectively. 9A and 9B, after the FET element Q2 is turned ON at timing T11, the gate voltage Vg gradually decreases. However, the drain-source voltage Vds suddenly decreases immediately after the timing T11 and becomes short-circuited, and the drain-source of the FET element Q2 is destroyed by the inrush current Is.
図１０は、安全動作領域が異なるＦＥＴ素子Ｑ１とＦＥＴ素子Ｑ２とを用いた場合の実測例を示す。尚、図１０（ａ）は、図３に示したコンデンサＣ１およびコンデンサＣ２のそれぞれの電圧、ＦＥＴ素子Ｑ１およびＦＥＴ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ、突入電流Ｉｓを実測した時のオシロスコープの波形を示す。図１０（ｂ）は、図１０（ａ）に示したオシロスコープの画面に表示された波形が分かり易いように、トレースして描いた図である。従って、図１０（ｂ）は、図１０（ａ）と同様に、コンデンサＣ１およびコンデンサＣ２の電圧、ＦＥＴ素子Ｑ１およびＦＥＴ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ、突入電流Ｉｓをそれぞれ示している。図１０（ａ）および図１０（ｂ）において、タイミングＴ２１で外部電源のＡＣ入力が停止し、コンデンサＣ１およびコンデンサＣ２の電圧が上昇し始める。コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の時定数τ１は、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２の時定数τ２よりも小さいので、コンデンサＣ１の電圧はコンデンサＣ２の電圧よりも早く上昇する。そして、安全動作領域が広い方のＦＥＴ素子Ｑ１が先にＯＮして突入電流Ｉｓが流れた後で安全動作領域が狭い方のＦＥＴ素子Ｑ２がＯＮする。タイミングＴ２２において、ＦＥＴ素子Ｑ１およびＦＥＴ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは完全に低下して導通状態となる。 FIG. 10 shows an actual measurement example in the case where the FET element Q1 and the FET element Q2 having different safe operation areas are used. FIG. 10A shows the waveforms of the oscilloscope when the voltages of the capacitors C1 and C2, the drain-source voltage Vds of the FET element Q1 and the FET element Q2, and the inrush current Is shown in FIG. 3 are measured. Indicates. FIG. 10B is a diagram drawn by tracing so that the waveform displayed on the oscilloscope screen shown in FIG. Accordingly, FIG. 10B shows the voltages of the capacitor C1 and the capacitor C2, the drain-source voltage Vds of the FET element Q1 and the FET element Q2, and the inrush current Is, as in FIG. 10A. 10A and 10B, the AC input of the external power supply is stopped at timing T21, and the voltages of the capacitor C1 and the capacitor C2 begin to rise. Since the time constant τ1 of the capacitor C1 and the resistor R1 is smaller than the time constant τ2 of the capacitor C2 and the resistor R2, the voltage of the capacitor C1 rises faster than the voltage of the capacitor C2. Then, after the FET element Q1 having the wider safe operation area is turned ON first and the inrush current Is flows, the FET element Q2 having the smaller safe operation area is turned ON. At timing T22, the drain-source voltage Vds of the FET element Q1 and the FET element Q2 is completely lowered and becomes conductive.
このように、本実施形態に係る電源装置１００は、安全動作領域が広い方のＦＥＴ素子Ｑ１を安全動作領域が狭い方のＦＥＴ素子Ｑ２よりも早いタイミングでＯＮすることにより、突入電流ＩｓによるＦＥＴ素子の破壊を防止することができる。且つ、本実施形態に係る電源装置１００は、ＦＥＴ素子Ｑ２がＯＮした後で定常的に蓄電池１０２から負荷１０５に電源を供給する時のドレイン・ソース間のＯＮ抵抗を低くすることができる。 As described above, the power supply device 100 according to the present embodiment turns on the FET element Q1 having the wider safe operation region at an earlier timing than the FET element Q2 having the narrow safe operation region, thereby enabling the FET due to the inrush current Is. It is possible to prevent element destruction. In addition, the power supply apparatus 100 according to the present embodiment can reduce the ON resistance between the drain and the source when the power is constantly supplied from the storage battery 102 to the load 105 after the FET element Q2 is turned on.
以上の詳細な説明により、実施形態の特徴点および利点は明らかになるであろう。これは、特許請求の範囲がその精神および権利範囲を逸脱しない範囲で前述のような実施形態の特徴点および利点にまで及ぶことを意図するものである。また、当該技術分野において通常の知識を有する者であれば、あらゆる改良および変更に容易に想到できるはずである。したがって、発明性を有する実施形態の範囲を前述したものに限定する意図はなく、実施形態に開示された範囲に含まれる適当な改良物および均等物に拠ることも可能である。 From the above detailed description, features and advantages of the embodiments will become apparent. This is intended to cover the features and advantages of the embodiments described above without departing from the spirit and scope of the claims. Also, any improvement and modification should be readily conceivable by those having ordinary knowledge in the art. Therefore, there is no intention to limit the scope of the inventive embodiments to those described above, and appropriate modifications and equivalents included in the scope disclosed in the embodiments can be used.
１００・・・電源装置；１０１・・・ＡＣ／ＤＣコンバータ；１０２・・・蓄電池；１０３・・・接続回路；１０４・・・制御回路；１０５・・・負荷；１５１・・・ブレーカ；１５２，１５３，１５４・・・ＳＷ；１５５，１５６，１５７・・・整流器ユニット；２０１・・・充電側接続回路；２０２・・・放電側接続回路；３０１，３０２・・・スイッチ素子；３０３，３０４・・・時定数回路；Ｒ１，Ｒ２・・・抵抗；Ｃ１，Ｃ２・・・コンデンサ；Ｃｏｕｔ・・・出力コンデンサ；Ｑ１，Ｑ２・・・ＦＥＴ素子 DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 ... Power supply device; 101 ... AC / DC converter; 102 ... Storage battery; 103 ... Connection circuit; 104 ... Control circuit; 105 ... Load; 151 ... Breaker; 153, 154 ... SW; 155, 156, 157 ... rectifier unit; 201 ... charge side connection circuit; 202 ... discharge side connection circuit; 301, 302 ... switch element; ..Time constant circuit; R1, R2 ... resistor; C1, C2 ... capacitor; Cout ... output capacitor; Q1, Q2 ... FET element
Claims (3)
前記蓄電池と前記負荷との間にそれぞれのソースおよびドレインが並列に接続され、互いに耐量が異なる複数のＦＥＴと、
前記外部電源の停止を検出した場合に検出信号を出力する制御回路と、
前記複数のＦＥＴのそれぞれのゲートに接続され、前記検出信号を入力する複数の抵抗と、
前記複数のＦＥＴのそれぞれのゲートとソース間に接続され、前記抵抗と時定数回路を構成する複数のコンデンサと
を有し、
前記複数のＦＥＴのそれぞれに対応する前記時定数回路の時定数は、耐量の高い前記ＦＥＴよりも耐量の低い前記ＦＥＴの方が長い
ことを特徴とする電源装置。 In the power supply that supplies power from the storage battery to the load when the external power supply stops,
A plurality of FETs each having a source and a drain connected in parallel between the storage battery and the load and having different tolerances ,
A control circuit that outputs a detection signal when the stop of the external power supply is detected;
A plurality of resistors connected to respective gates of the plurality of FETs and receiving the detection signal;
A plurality of capacitors connected between respective gates and sources of the plurality of FETs and constituting the resistor and a time constant circuit;
I have a,
The time constant of the time constant circuit corresponding to each of the plurality of FETs is such that the FET having a low withstand voltage is longer than the FET having a high withstand voltage.
前記複数のＦＥＴは、第１のＦＥＴと第２のＦＥＴとを有し、
前記第１のＦＥＴの耐量は、前記第２のＦＥＴの耐量よりも高く、
前記第１のＦＥＴをオンしてから前記第２のＦＥＴをオンするまでの時間差は、突入電流が流れる時間よりも長い
ことを特徴とする電源装置。 The power supply device according to claim 1,
The plurality of FETs include a first FET and a second FET ,
The withstand capability of the first FET is higher than the withstand capability of the second FET ,
The power supply device, wherein a time difference from turning on the first FET to turning on the second FET is longer than a time during which an inrush current flows.
前記第１のＦＥＴおよび前記第２のＦＥＴは、安全動作領域が異なる第１のＦＥＴおよび第２のＦＥＴがそれぞれ用いられる
ことを特徴とする電源装置。 The power supply device according to claim 2,
It said first FET and said second FET, the power supply and wherein the safe operating area is different the first FET and a second FET are found using respectively.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2014200594A JP6412757B2 (en) | 2014-09-30 | 2014-09-30 | Power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2014200594A JP6412757B2 (en) | 2014-09-30 | 2014-09-30 | Power supply |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2016073102A JP2016073102A (en) | 2016-05-09 |
| JP6412757B2 true JP6412757B2 (en) | 2018-10-24 |
Family
ID=55865124
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2014200594A Active JP6412757B2 (en) | 2014-09-30 | 2014-09-30 | Power supply |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6412757B2 (en) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10588209B2 (en) | 2016-08-03 | 2020-03-10 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Mobile X-ray apparatus and method of operating the same |
| US10051718B2 (en) | 2016-08-03 | 2018-08-14 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Mobile X-ray apparatus and method of operating the same |
| JP6451708B2 (en) * | 2016-09-06 | 2019-01-16 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | In-vehicle backup device |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3147724B2 (en) * | 1995-08-01 | 2001-03-19 | 日本電池株式会社 | Distributed power supply |
| JPH09322396A (en) * | 1996-06-03 | 1997-12-12 | Murata Mfg Co Ltd | Power supply circuit |
| JP4851201B2 (en) * | 2005-03-18 | 2012-01-11 | 株式会社リコー | Power switch circuit |
| FR2926934B1 (en) * | 2008-01-29 | 2010-09-17 | Saft Groupe Sa | ELECTRONIC SYSTEM FOR BATTERY |
| JP5326605B2 (en) * | 2009-01-29 | 2013-10-30 | 富士電機株式会社 | Power converter |
| JP5630836B2 (en) * | 2011-12-27 | 2014-11-26 | Ｎｅｃエンジニアリング株式会社 | Inrush current prevention circuit and inrush current prevention method |
-
2014
- 2014-09-30 JP JP2014200594A patent/JP6412757B2/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2016073102A (en) | 2016-05-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| TWI565191B (en) | Battery management circuit and battery management method for managing battery system | |
| TWI431896B (en) | Battery balancing circuit and balancing method thereof and battery module activating method | |
| US8687338B2 (en) | Systems and methods for enhanced protection systems for storage batteries | |
| KR101780396B1 (en) | Apparatus and method for protecting battery | |
| US9065277B1 (en) | Battery backup system for uninterrupted power supply | |
| JP6779317B2 (en) | Electrical equipment | |
| JP6203020B2 (en) | Battery pack having charge / discharge switch circuit | |
| KR101784740B1 (en) | Battery protection circuit and battery pack including same | |
| JP6381023B2 (en) | Inrush current limiting circuit | |
| JP4682624B2 (en) | DC power supply | |
| US20140225573A1 (en) | Rechargeable electrical device | |
| US9112418B2 (en) | Controller for a switched mode power supply having an integrated circuit with multifunction pin | |
| JP6385310B2 (en) | Battery device | |
| TW201541834A (en) | DC/DC converter | |
| JP6412757B2 (en) | Power supply | |
| TW201639227A (en) | Battery device | |
| JP6067443B2 (en) | Power protection circuit | |
| TW201503536A (en) | Switch circuit, semiconductor device, and battery device | |
| JP6446181B2 (en) | Charging circuit and electronic device using the same | |
| TWI472775B (en) | Dc uninterruptible power system and method for detecting abnormal voltage | |
| JP2015100046A (en) | Battery management circuit of battery management device | |
| KR20150068310A (en) | Battery state monitoring circuit and battery device | |
| JP2011125165A (en) | Battery state monitoring circuit and battery device | |
| JP2008054412A (en) | Charge/discharge control circuit and charging-type power supply device | |
| US10298027B2 (en) | Method of controlling a switch circuit, storage status adjusting circuit, storage status adjusting device and storage battery pack |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20170623 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20180320 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20180510 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20180925 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20181001 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6412757 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |