JP2014175456A - 車両用電子制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】誘導性負荷をローサイド駆動する場合に、誘導性負荷の電流を精度よく検出でき誘導性負荷を駆動できるようにした車両用電子制御装置を提供する。
【解決手段】記憶部６は、イグニッションスイッチＩＧのオン／オフのタイミング毎にサーミスタ８の検出温度と差動増幅回路（電圧増幅部）３の出力電圧との関係を予め記憶する。制御回路４は、この記憶された学習値を近似した近似式に、実駆動中に検出されたサーミスタの検出温度を代入し、差動増幅回路の出力電圧を補正する。
【選択図】図１

Description

本発明は、誘導性負荷に流れる電流を検出しフィードバック制御する車両用電子制御装置に関する。

従来、ソレノイドの電子制御装置（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）は、リニアソレノイドの負荷電流を検出するため、電流検出回路をリニアソレノイドと直列接続して駆動する。電流制御の検出精度を向上させる方法として、駆動装置が検出する検出電流と実駆動電流の差分を低温、高温環境下において比較し、その誤差分に起因した制御誤差に応じて記憶された補正データに基いて指令信号を補正し、フィードバック制御する技術が提供されている（例えば、特許文献１参照）。

特開平１１−３２７６０２号公報

しかしながら、この特許文献１記載の技術はハイサイド駆動技術の一例を示している。誘導性負荷をローサイド駆動する場合には、電流検出回路の同相入力電圧が０Ｖ〜電源電圧（最大電圧）まで変化するため、電流検出回路の検出精度が更に悪くなる。

また、特許文献１記載の技術は素子の経年劣化がない状態の検査工程にて行うときの方法である。この特許文献１記載の技術を適用したとしても、電流検出回路を構成する各素子が経年劣化すれば電流検出の精度が悪化してしまう。したがって、この電流検出精度の悪化を防ぐことはできない。また、電源電圧（バッテリ電圧）の変動の影響が大きい場合、又は／及び、低電流〜高電流に至る幅広い動作電流の全域の補正を行う場合、各電圧変動及び動作電流値に応じた補正ポイントを追加して制御しなければならない。

本発明の目的は、誘導性負荷を駆動する場合に、誘導性負荷の電流を精度よく検出でき誘導性負荷を駆動できるようにした車両用電子制御装置を提供することにある。

請求項１記載の発明によれば、駆動部が電源電圧供給端子側のハイサイドに誘導性負荷を接続し当該誘導性負荷をローサイド駆動すると、誘導性負荷のローサイドに直列接続された電流検出回路がこの誘導性負荷に流れる電流を検出する。電圧増幅部は、この電流検出回路の検出電流に応じた電圧を入力端子に入力し差動増幅するが、制御部は、この電圧増幅部の出力電圧に応じて駆動部による誘導性負荷の駆動電流を目標電流となるように通電制御する。

記憶部は、車両動作状態の変化に応じて互いに異なる回路動作状態で電流検出回路の端子に印加される同相電位の変化に応じた電圧増幅部の出力電圧を車両動作状態の変化に伴う温度検出部の検出温度、電源電圧と共にそれぞれ学習値として記憶する。そして、制御部は、駆動部が誘導性負荷を駆動している最中に、制御部が制御するために用いる電圧増幅部の出力電圧について記憶部の学習値に応じて補正する。

すると、車両動作状態の変化に伴い記憶された温度検出部の検出温度と、電源電圧と、電圧増幅部の出力電圧とに応じて実駆動中の電圧増幅部の出力電圧を補正することができ、低電流領域から高電流領域にかけて補正を行う場合であっても誘導性負荷の電流を精度よく検出でき誘導性負荷の通電電流を目標電流に制御できる。

請求項２記載の発明によれば、制御部は、記憶部の学習値を近似した近似式に、駆動中に検出された温度検出部の検出温度、電源電圧を代入し電圧増幅部の出力電圧を補正するため、誘導性負荷の電流をより精度よく検出できる。

請求項３記載の発明によれば、イグニッションスイッチのオン／オフの切換タイミングにおいて、電圧増幅部の出力電圧と温度検出部の検出温度と、電源電圧とを都度、学習値として記憶する。このため、例えば回路が経年劣化することで電流検出精度が悪化した場合であっても、車両を使用した最近のタイミングにおいて学習でき、この学習値を用いて補正を行うことでより実用性の高い補正を行うことができる。

請求項４記載の発明に示すように、第１制御スイッチにより電流検出抵抗の両端子へ電源電位の印加がなされている状態と当該両端子へ零電位の印加がなされている状態のそれぞれの状態にて各電圧の学習値を検出温度と共に記憶することが望ましい。

請求項５記載の発明に示すように、電子制御装置本体の製造又は検査時に所定の第１温度、当該第１温度とは異なる第２温度に曝された状態で且つ誘導性負荷の非通電状態にて電流検出抵抗の両端子に零電位が印加されている状態での電圧増幅部の出力電圧を温度検出部の検出温度と共に記憶することが望ましい。

これらの請求項４及び５記載の発明によれば、記憶部がこれらの電圧増幅部の出力電圧をそれぞれ車両動作状態の変化に伴う学習値の一つとして記憶しているため、電圧増幅部の出力電圧の学習値を様々な形態で記憶でき、制御部はこの学習値を利用して電圧増幅部の出力電圧を補正できる。

本発明の第１実施形態の車両用電子制御装置内の一部の回路構成を概略的に示す電気的構成図 各種パラメータの取得の流れを示すフローチャート 電流検出抵抗への印加電位を変化させたときのオフセット電圧の温度依存性 温度依存特性、温度補正係数の算出の流れを示すフローチャート 駆動制御処理の流れを示すフローチャート 温度補正係数の特性 差動増幅回路の出力電圧変化と電源電圧、温度、出力電圧の各検出タイミングを表す説明図 本発明の第２実施形態を示す図１相当図 図２相当図 図３の一部相当図（その１） 図３の一部相当図（その２） 図４相当図 図５相当図

以下では幾つかの実施形態を説明する。各実施形態間における構成要素が同一又は類似部分については同一又は類似符号を付して説明を必要に応じて省略し、各実施形態の特徴部分を中心に説明する。

（第１実施形態）
以下、誘導性負荷を駆動する駆動回路を搭載した電子制御装置の第１実施形態について図１〜図７を参照しながら説明する。リニアソレノイドＬは、例えば自動車などの車両に搭載される自動変速機の変速制御用のアクチュエータとして用いられるものであり、このリニアソレノイドＬの駆動を制御することで変速を実現できる。

図１に示す電子制御装置（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）１は、リニアソレノイドＬの駆動装置２を搭載している。駆動装置２は、ローサイドスイッチＳＷＬを主として備え、負荷電流検出部となる電流検出抵抗Ｒｓ、還流ダイオードＤ１、電流検出回路となる差動増幅回路３、ハイサイドスイッチＳＷＨ、制御回路（制御部に相当）４などを備え、リニアソレノイドＬの負荷電流Ｉｒが目標電流となるようにＰＷＭ信号により駆動制御する。

制御回路４は例えばマイクロコンピュータを備えると共に、その入力段に差動増幅回路３の出力アナログ電圧をデジタル変換するＡ／Ｄ変換部５を備える。また、制御回路４は、不揮発的にデータを記憶可能なＥＥＰＲＯＭなどの記憶部６を備える。制御回路４は入力されるＡ／Ｄ変換部５のデジタル値に応じて各種制御を行う。

また、制御回路４には温度検出回路７を通じてサーミスタ８が接続されている。このサーミスタ８は電子制御装置１に設置され当該電子制御装置１の温度を検出する。また、制御回路４には電源電圧検出回路１０が接続されている。この電源電圧検出回路１０は、バッテリから電源回路（何れも図示せず）を通じてＥＣＵ１に供給される電源電圧＋Ｂの供給端子９の電圧を検出する。

駆動装置２は、出力端子２ａ−２ｂ間にリニアソレノイドＬを接続して構成されている。ハイサイド側の出力端子２ａと電源供給端子９との間にはハイサイドスイッチＳＷＨが接続されている。ハイサイドスイッチＳＷＨは、例えばＮチャネル型のＭＯＳトランジスタにより構成され、フェールセーフ対策用に設けられている。

制御回路４が、例えばリニアソレノイドＬの短絡などの異常を検出したときにはハイサイドスイッチＳＷＨをオフ制御することで、リニアソレノイドＬに流れる電流を遮断しフェールセーフ機能を実現する。

ハイサイドスイッチＳＷＨのドレインは電源線Ｎ１を通じて電源供給端子９に接続され、そのソースは出力端子２ａに電気的に接続されている。電源供給端子９には電源電圧＋Ｂが与えられる。

他方、リニアソレノイドＬのローサイド側の出力端子２ｂとグランドＧＮＤとの間には電流検出抵抗ＲｓとローサイドスイッチＳＷＬとが直列接続されている。ローサイドスイッチＳＷＬは、例えばＮチャネル型のＭＯＳトランジスタにより構成され、制御回路４からＰＷＭ信号が制御信号として与えられると、リニアソレノイドＬに通電オンオフする。

リニアソレノイドＬに電流が流れると電流検出抵抗Ｒｓに同時に電流が流れるため、電流検出抵抗Ｒｓの端子Ｎ２−Ｎ３間電圧を検出することでリニアソレノイドＬの通電電流を検出できる。還流ダイオードＤ１は、リニアソレノイドＬに蓄積されるエネルギーについてローサイドスイッチＳＷＬがオフしたときに抵抗Ｒｓを通じて還流する。

差動増幅回路３は、オペアンプＯＰ１、抵抗Ｒ１〜Ｒ６、及びオフセット補正回路１１を図示のように接続して構成され、電流検出抵抗Ｒｓの端子Ｎ２−Ｎ３間電圧を入力し当該入力電圧を差動増幅し、当該制御回路４に電圧Ｖｏｕｔを出力する。

電流検出抵抗Ｒｓの高電位側の端子Ｎ２は、抵抗Ｒ１及びＲ２による分圧回路を通じてオペアンプＯＰ１の非反転入力端子に接続されている。また低電位側の端子Ｎ３は、抵抗Ｒ３及びＲ４による分圧回路を通じてオペアンプＯＰ１の反転入力端子に接続されている。オペアンプＯＰ１の反転入力端子と出力端子との間には複数の抵抗Ｒ５及びＲ６が並列接続されている。また、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子にはオフセット補正回路１１が接続されている。

このオフセット補正回路１１は、各抵抗Ｒ１〜Ｒ８の抵抗値のばらつきに基づくオフセット調整用に設けられ、所定電圧の電圧源Ｖ１の出力電圧を分圧出力してオペアンプＯＰ１の非反転入力端子に出力する。このオフセット補正回路１１は、特にリニアソレノイドＬを低電流駆動するときに差動増幅回路３の出力電圧が一定値（≒０）となることを防止するために設けられる。

図１に示すように、電子制御装置１には、イグニッションスイッチＩＧのオン／オフ信号（ＯＮ／ＯＦＦ）が車両動作状態の変化を示す信号として与えられており、この入力信号に応じてイグニッションスイッチＩＧがＯＮ／ＯＦＦされたタイミング毎に各種パラメータを取得し、このパラメータに基いて温度補正係数を求める。

図２にパラメータ取得の流れを示す。制御回路４は、イグニッションスイッチＩＧのＯＮ切換を検出する（Ｓ１：ＹＥＳ）と、ローサイドスイッチＳＷＬをオフ状態にすると共にハイサイドスイッチＳＷＨをオン状態にする（Ｓ２、Ｓ３）。

電源供給端子９には電源電圧＋Ｂが与えられており、出力端子２ａの電位は高電位状態（≒＋Ｂ）になる。ローサイドスイッチＳＷＬはオフ状態であるため、電流検出抵抗Ｒｓの両端子には端子間電圧が零（≒０Ｖ）で電源電位＋Ｂに近い電位が印加される。制御回路４は、差動増幅回路３の出力電圧Ｖ1lと、電源電圧検出回路１０の検出電圧ＶBlと、サーミスタの検出温度Ｔon1とを記憶する（Ｓ４）。

そして、制御回路４はハイサイドスイッチＳＷＨをオフ状態に切換える（Ｓ５）。すると、リニアソレノイドＬの蓄電は抵抗Ｒｓで消費され、電流検出抵抗Ｒｓの端子間電圧が零（≒０Ｖ）で両端子はそれぞれ零電位（≒０）になる。このとき制御回路４は、差動増幅回路３の出力電圧Ｖ0lと、サーミスタの検出温度Ｔon2とを記憶する（Ｓ６）。

その後、イグニッションスイッチＩＧがＯＦＦに切換えられると、制御回路４はこの旨を検出する（Ｓ７：ＹＥＳ）。すると、制御回路４はローサイドスイッチＳＷＬをオフ状態にしてハイサイドスイッチＳＷＨをオン状態にする（Ｓ８、Ｓ９）。イグニッションスイッチＩＧがＯＦＦに切換えられても所定時間中に電源電圧はオフしないため、出力端子２ａ，２ｂの電位は高電位状態（≒＋Ｂ）に保持される。

ローサイドスイッチＳＷＬはオフ状態であるため、電流検出抵抗Ｒｓの端子間電圧が零（≒０）となり両端子には共に電源電位＋Ｂに近い電位が印加される。制御回路４は、差動増幅回路３の出力電圧Ｖ1hと、電源電圧検出回路１０の検出電圧ＶBhと、サーミスタ８の検出温度Ｔoff1を記憶する（Ｓ１０）。

そして、制御回路４はハイサイドスイッチＳＷＨをオフ状態に切換える（Ｓ１１）。すると、電流検出抵抗Ｒsの端子間電圧が零（≒０）となり両端子は共に零電位（≒０）となる。このとき、制御回路４は差動増幅回路３の出力電圧Ｖ0hと、サーミスタ８の検出温度Ｔoff2とを記憶する（Ｓ１２）。このようにして、制御回路４は、差動増幅回路３の出力電圧Ｖ0l、Ｖ0h、Ｖ1l、Ｖ1h、電源電圧検出回路１０の検出電圧ＶBl、ＶBh、サーミスタ８の検出温度Ｔon1、Ｔon2、Ｔoff1、Ｔoff2の各種パラメータ値を取得できる。

図３に示すように、イグニッションスイッチＩＧがＯＦＦされるのは、エンジン継続動作停止直後の場合が多く、イグニッションスイッチＩＧがＯＮされるのは、エンジン停止状態から始動する場合である。従って、イグニッションスイッチＩＧがＯＦＦされたときの温度Ｔoff1、Ｔoff2はイグニッションスイッチＩＧがＯＮされたときの温度Ｔon1，Ｔon2より比較的高い。

また、制御回路４は、次回以降イグニッションスイッチＩＧがオンされる度に図４、図５に示す制御を実施する。図４に示すように、制御回路４は前回のイグニッションスイッチＩＧのＯＮ／ＯＦＦ時に求められた各種の値（Ｖ0l、Ｖ0h、Ｔon1、Ｔon2、Ｔoff1、Ｔoff2）を用いて、電流検出抵抗Ｒｓの端子間電圧が零で両端子が共に零電位（≒０Ｖ）における出力電圧Ｖｏｕｔの温度依存特性Ｖ０（Ｔ）を求める（Ｔ１）。この温度依存特性Ｖ０（Ｔ）は下記の（１）式のように求められる。

Ｖ０（Ｔ）＝（Ｖ0l−Ｖ0h）／（Ｔon2−Ｔoff2）×（Ｔ−Ｔon2）＋Ｖ0l …（１）
この（１）式は、図３中の実線で示される一次近似特性である。
この後、制御回路４はイグニッションスイッチＩＧがＯＮ（温度Ｔon１）されたときの出力電圧Ｖ０（Ｔon1）について温度Ｔon1を（１）式に代入して算出し、電源電圧１Ｖ当たりの出力電圧Ｖ０の温度補正係数α（Ｔ）を求める（Ｔ２）。

αon（Ｔ）＝（Ｖ０（Ｔon1）−Ｖ1l）／ＶBl …（２）
また同様に、制御回路４はイグニッションスイッチＩＧがＯＦＦのときの温度Ｔoff1の出力電圧Ｖ０（Ｔoff1）について温度Ｔoff1を（１）式に代入して算出し、電源電圧１Ｖ当たりの出力電圧Ｖ０の温度補正係数α（Ｔ）を求める（Ｔ３）。

αoff（Ｔ）＝（Ｖ０（Ｔoff1）−Ｖ1h）／ＶBh …（３）
制御回路４は、これらの温度補正係数α（Ｔ）の算出処理について、リニアソレノイドＬを駆動する前に行う。そして、これらの（２）式、（３）式を用いて補正係数の温度依存性α（Ｔ）を算出すると、
α（Ｔ） ＝ （αon−αoff）／（Ｔon−Ｔoff）×（Ｔ−Ｔoff）＋αoff …（４）
となる。この（４）式の温度補正係数α（Ｔ）は図６に示すような一次近似直線となる。

その後、制御回路４はハイサイドスイッチＳＷＨをオン制御し、その後リニアソレノイドＬを駆動制御する。図５は、制御回路４が駆動制御時にＰＷＭ信号の１パルス周期毎（例えば３．３ｍｓ毎）に実行する処理を示す。制御回路４はリニアソレノイドＬを駆動制御する（Ｔ４）。制御回路４は、ＰＷＭ信号のデューティ比指令が与えられるとこのデューティ比に応じてＰＷＭ信号を生成し当該生成されたＰＷＭ信号に応じてローサイドスイッチＳＷＬをオンオフ制御する。

図７にタイミングチャートを示すように、ローサイドスイッチＳＷＬのオン通電期間には、リニアソレノイドＬの通電電流が上昇し、電流検出抵抗ＲｓにはリニアソレノイドＬの通電電流に比例した電圧が印加される。差動増幅回路３は、この電流検出抵抗Ｒｓの端子Ｎ２−Ｎ３間電圧を差動増幅し、出力電圧Ｖ０を制御回路４のＡ／Ｄ変換部５に入力させる。

ＰＷＭ駆動の通電オン時には、差動増幅回路３の出力電圧Ｖｏｕｔは所定の時定数をもって上昇するが、制御回路４内のＡ／Ｄ変換部５が所定のサンプリング間隔でこの出力電圧ＶｏｕｔをＡ／Ｄ変換し、記憶部６がこのＡ／Ｄ変換結果を記憶する。

また、ＰＷＭ駆動の通電オフ時には、差動増幅回路３の出力電圧Ｖｏｕｔは所定の時定数で徐々に下降するが、このときにも制御回路４内のＡ／Ｄ変換部５は所定のサンプリング間隔でこの出力電圧ＶｏｕｔをＡ／Ｄ変換し、記憶部６がこのＡ／Ｄ変換電圧Ｖｎを記憶する。

制御回路４は、駆動装置２によるリニアソレノイドＬの駆動中にサーミスタ８の検出温度Ｔｎを取得して記憶し、例えばＡ／Ｄ変換部５のＡ／Ｄ変換タイミングに同期してサーミスタ８の検出温度Ｔｎを記憶する。また、制御回路４は、ＰＷＭ信号の通電オフ区間において電源電圧＋Ｂの検出電圧ＶBnを記憶する。

そして制御回路４は、これらの出力電圧Ｖｎ、サーミスタ８の検出温度Ｔｎについて、ＰＷＭ信号の１パルス分の平均値を算出する（Ｔ５）。また、制御回路４は電源電圧＋Ｂの検出電圧ＶBnをＰＷＭ信号の１パルス分の通電オフ区間分の平均値を算出し記憶する（Ｔ６）。

制御回路４は、次回の周期τｎ+1において前回の１パルス期間τnにて取得したサーミスタ８の検出温度Ｔｎの平均値、電源電圧＋Ｂの検出電圧ＶBnの平均値、温度補正係数α（Ｔ）を用いて、出力電圧Ｖｏｕｔを補正する（Ｔ７）。

このとき、制御回路４はこの周期τn+1における差動増幅回路３の出力電圧Ｖn+1を、
Ｖn+1 ＝ Ｖn ＋ α（Ｔｎ）×（１−Ｄｕ）×ＶBn …（５）
として補正する。ここで「Ｄｕ」はＰＷＭ信号のデューティ比であり、Ｄｕ＝通電オン区間／周期τと定義される。すなわち、この（５）式に示すように、制御回路４は、１パルス通電オフ区間の電源電圧ＶBnに当該通電オフ区間のデューティの値を乗じ、さらにα（Ｔｎ）の係数を乗算し、前回の出力電圧Ｖnに加算することによって補正が行われる。

また、制御回路４は周期τn+1におけるリニアソレノイドLの通電電流Ｉn+1を、
Ｉn+1 ＝ （Ｖn+1 − Ｖ０（Ｔｎ））／（Ｒs1×Ｇａｉｎ） …（６）
と補正する。ここでＲs1は電流検出抵抗Ｒｓの抵抗値を示し、Ｇａｉｎは差動増幅回路３のゲインを示す。また、Ｖ０（Ｔn）は周期τnにおける検出温度Ｔnをオフセット電圧Ｖ０（Ｔ）の一次近似特性（図３参照）に代入して得られた電圧を示す。すなわち、この（６）式に示すように、補正後の出力電圧Ｖn+1の値からオフセット電圧Ｖ０（Ｔｎ）を減算してその影響を排除し、このとき電流検出抵抗Ｒｓの通電電流を補正後の電流値として求める。

本実施形態によれば、制御回路４は、学習値を近似した近似式に、実駆動中に温度検出回路７により検出されるサーミスタ８の検出温度、電源電圧を代入し差動増幅回路３の出力電圧を補正している。これによりリニアソレノイドＬの電流を精度良く検出できる。たとえ電子制御装置１が低温環境、高温環境に曝されたとしても、これらの温度変化に応じて出力電圧Ｖｎを補正できる。

また、記憶部６は、イグニッションスイッチＩＧのオン／オフのタイミング毎にサーミスタ８の検出温度と差動増幅回路３の出力電圧との関係を予め記憶し、制御回路４はこの記憶された学習値を用いて実駆動中に差動増幅回路３の出力電圧を補正している。このため、たとえ回路が経年劣化することで電流検出精度が悪化した場合であっても、車両を使用した最近のタイミングで温度変化に伴う学習値を取得することができ、より実用性の高い補正を行うことができる。

これにより、制御タイミングの直前のＰＷＭパルスの出力タイミングにおける温度Ｔnの平均値、出力電圧Ｖnの平均値、通電オフ時に検出される電源電圧ＶBnを用いて、次回のＰＷＭパルス出力タイミングにおける出力電圧Ｖ０（＝Ｖn+1）、負荷電流Ｉｒ（＝Ｉn+1）を補正できる。このため、経年変化により差動増幅回路３等の回路が劣化したとしても、検出精度を補償でき、よりリアルタイム性の高い補正を行うことができる。これにより、電源電圧＋Ｂの変動に起因した影響を極力排除できると共に、低電流領域〜高電流領域の広範囲で補正できるようになる。

（第２実施形態）
図８〜図１３は本発明の第２実施形態を示すもので、前述実施形態と異なるところは、ハイサイドスイッチＳＷＨを設けず前述実施形態と同様の機能を実現したところにある。具体的には製造時又は検査時に学習値の一部を取得したところにある。前述実施形態と同一又は類似部分については同一又は類似符号を付して説明を省略し、以下、異なる部分を中心に説明する。

図８に示すように、電源電圧＋Ｂの供給端子９には直接出力端子２ａが接続され、前述実施形態の図１に示したハイサイドスイッチＳＷＨが接続されていない。また電流検出抵抗Ｒｓは、抵抗Ｒ１〜Ｒ４による分圧回路を通じて直接オペアンプＯＰ１の非反転入力端子、反転入力端子に接続されている。

このような場合、製造者が電子制御装置１を製造又は検査するときに図９に示す処理を予め行うことで補正に必要な各種パラメータ値を取得する。これは、電子制御装置１を車両に組付けたとき、駆動回路２の出力端子２ａにバッテリから電位（≒＋Ｂ）が与えられることになるため、電流検出抵抗Ｒsの両端子について、当該電流検出抵抗Ｒｓの端子間電圧を零（≒０）としながら当該抵抗Ｒｓの両端子を共に零電位（≒０Ｖ）に設定できなくなる虞がある為である。

図９に示すように、製造者は低温環境（−Ｘ℃）下に電子制御装置１を曝しつつ電流検出抵抗Ｒｓの両端子電位を共に零（≒０Ｖ：すなわち端子２ｂの電位＝零（≒０Ｖ））に保持する。そして、外部に接続された検査装置（図示せず）が、リニアソレノイドＬの非通電状態における出力電圧Ｖ0l、サーミスタ８の検出温度Ｔlを取得し、電子制御装置１内の記憶部６に不揮発的に記憶させる（Ｕ１）。

また製造者は、高温環境（＋Ｙ℃）下に電子制御装置１を曝し電流検出抵抗Ｒｓの両端子電位を共に零（≒０Ｖ：すなわち端子２ｂの電圧＝零（≒０Ｖ））に設定する。そして、リニアソレノイドＬの非通電状態における出力電圧Ｖ0h、サーミスタ８の検出温度Ｔhを取得し、電子制御装置１内の記憶部６に不揮発的に記憶させる（Ｕ２）。これにより、電流検出抵抗Ｒｓの端子Ｎ２−Ｎ３間電圧が零（≒０Ｖ）のときの出力電圧Ｖ０の温度特性式Ｖ０（Ｔ)を学習できる（Ｕ３）。図１０に温度特性を示すように、このときの温度特性式Ｖ０（Ｔ）は、
Ｖ０（Ｔ） ＝ （Ｖ0h−Ｖ0l）／（Ｔh−Ｔl）×（Ｔ−Ｔh）＋Ｖoh …（７）
のように表される。

その後、ユーザが車両を運転するときにはイグニッションスイッチＩＧをＯＮに切換える。制御回路４はイグニッションスイッチＩＧがＯＮに切換えられたことを検出すると（Ｕ４：ＹＥＳ）、ローサイドスイッチＳＷＬをオフ状態にする（Ｕ５）。

電源供給端子９には電源電圧＋Ｂが与えられるため、電流検出抵抗Ｒｓの両端子は端子間電圧を零（≒０：実用上ではリーク電流が存在）で電源電位（≒＋Ｂ）が与えられる。そして、制御回路４は、差動増幅回路３の出力電圧Ｖ1l、電源電圧検出回路１０による電源の検出電圧ＶBl、サーミスタの検出温度Ｔon1（＝Ｔon（ＶBl））を記憶する（Ｕ６）。

イグニッションスイッチがＯＦＦに切換えられると（Ｕ７：ＹＥＳ）と、制御回路４はローサイドスイッチをオフ状態にする（Ｕ８）。イグニッションスイッチＩＧがＯＦＦに切換えられたとしても所定の期間電源電圧＋Ｂが供給されるため、電源供給端子９には電源電圧＋Ｂが与えられる。

このため、出力端子２ａ、２ｂの電位は高電位状態（≒＋Ｂ）であり、電流検出抵抗Ｒｓの端子Ｎ２，Ｎ３にも同相電位が与えられる。そして、制御回路４は、差動増幅回路３の出力電圧Ｖ1h、電源電圧検出回路１０による電源の検出電圧ＶBh、サーミスタの検出温度Ｔoff1（＝Ｔoff（ＶBl））を記憶する（Ｕ９）。

図１１に示すように、イグニッションスイッチＩＧがＯＦＦに切換えられたとき、エンジン動作直後となるため、その温度Ｔoff（ＴBl）は、イグニッションスイッチＩＧがＯＮに切換えられたときの温度Ｔon（ＴBl）に比較して高くなる。

そして、図１２に示すように、制御回路４は、次回イグニッションスイッチＩＧがＯＮに切換えされたとき（Ｖ１：ＹＥＳ）に、前述のステップＵ１〜Ｕ７の処理で取得された補正用の各種パラメータを使用し、電源電圧１Ｖ当たりの出力電圧Ｖｏｕｔの温度補正係数α（Ｔ）を算出する（Ｖ２）。

このとき、制御回路４はイグニッションスイッチＩＧがＯＮ（温度Ｔon）のときの出力電圧Ｖ０（Ｔon）について、温度Ｔonを（７）式に代入して算出し、電源電圧１Ｖ当たりの出力電圧Ｖ０の温度補正係数α（Ｔ）を求める。

αon（Ｔ）＝（Ｖ０（Ｔon）−Ｖ1l）／ＶBl …（８）
また同様に、制御回路４はイグニッションスイッチＩＧがＯＦＦ（温度Ｔoff）のときの出力電圧Ｖ０（Ｔoff）について、温度Ｔoffを（７）式に代入して算出し、電源電圧１Ｖ当たりの出力電圧Ｖ０の温度補正係数α（Ｔ）を求める（Ｔ３）。

αoff（Ｔ）＝（Ｖ０（Ｔoff）−Ｖ1h）／ＶBh …（９）
制御回路４は、これらの温度補正係数α（Ｔ）の算出処理について、リニアソレノイドＬを駆動する前に行う。そして、これらの（８）式、（９）式を用いて温度に応じた温度補正係数α（Ｔ）を算出すると、
α（Ｔ）＝（αon−αoff）／（Ｔon−Ｔoff）×（Ｔ−Ｔoff）＋αoff…（１０）
となる。この（１０）式の温度補正係数α（Ｔ）は図５に示すような一次近似直線となる。

その後、制御回路４はリニアソレノイドＬを駆動制御する。図１３は制御回路４が駆動制御時にＰＷＭ信号の１パルス周期毎（例えば３．３ｍｓ毎）に実行する処理を示す。このとき、制御回路４は実駆動時のＰＷＭ信号の１パルスの周期τnにおいて、サーミスタの検出温度Ｔｎ、電源の検出電圧ＶBnを記憶し（Ｖ３）、次回のＰＷＭ信号の１パルスの周期τn+1において、直前に検出されたサーミスタ８の温度Ｔｎ、電源電圧検出回路１０の電源の検出電圧ＶBnと、温度補正係数α（Ｔ）を用いて出力電圧Ｖｏｕｔを補正する（Ｖ４）。そして、制御回路４は、次の周期ｎ←ｎ＋１でも同様な処理を繰り返す（Ｖ５→Ｖ３）。

このように、記憶部６が製造時又は検査時に予めパラメータを取得して記憶する場合であってもほぼ同様の作用効果を奏する。本実施形態ではハイサイドスイッチＳＷＨを設けなくても良くなる。

（他の実施形態）
前述実施形態の態様に限定されるものではなく、例えば、以下に示す変形又は拡張が可能である。前述実施形態のフローチャート（図２、図４、図９、図１２のステップＶ２内）に示した各処理は、実用的であれば処理順序を入れ替えて行っても良い。

第１実施形態では、イグニッションスイッチＩＧのオン／オフ毎に出力電圧の温度依存特性（１）を学習し、この式（１）を用いて実駆動時に補正する例を示したが、電子制御装置１の製造段階で温度依存特性（１）を予め求めておき、その後、ユーザが車両を運転する段階になってから電源電圧１Ｖ当たりの出力電圧Ｖ０の温度補正式α（Ｔ）を算出して補正するようにしても良い。

第１、第２の実施形態では、イグニッションスイッチＩＧのオン／オフ毎に出力電圧の温度依存特性（１）を学習する例を示したが、イグニッションスイッチＩＧのオン／オフ毎に限らず、車両の動作として問題なければ、任意のタイミングで学習するようにしてもよい。

図面中、１は車両用電子制御装置（電子制御装置本体）、２は駆動装置（駆動部）、３は差動増幅回路（電圧増幅部）、４は制御回路（制御部）、６は記憶部、７は温度検出回路（温度検出部）、８はサーミスタ（温度検出部）、１０は電源電圧検出回路（電源電圧検出部）、１５はアナログスイッチ（第２制御スイッチ）、Ｌはリニアソレノイド（誘導性負荷）、ＳＷＨはハイサイドスイッチ（第１制御スイッチ）、ＳＷＬはローサイドスイッチ、Ｒｓは電流検出抵抗（電流検出回路）、Ｎ２，Ｎ３は端子、を示す。

Claims (5)

1. 電源電圧供給端子（９）側のハイサイドに誘導性負荷（Ｌ）を接続し当該誘導性負荷をローサイド駆動する駆動部（２）と、
   前記誘導性負荷のローサイドに直列接続され当該誘導性負荷に流れる電流を検出する電流検出回路（Ｒｓ）と、
   前記電流検出回路（Ｒｓ）の検出電流に応じた電圧を入力し差動増幅する電圧増幅部（３）と、
   電子制御装置本体（１）の温度を検出する温度検出部（７，８）と、
   前記電圧増幅部（３）の出力電圧に応じて前記駆動部（２）による前記誘導性負荷（Ｌ）の駆動電流を目標電流となるように通電制御する制御部（４）と、
   車両動作状態の変化に応じて互いに異なる回路動作状態で前記電流検出回路（Ｒｓ）の端子に印加される同相電位の変化に応じた前記電圧増幅部（３）の出力電圧を、当該車両動作状態の変化に伴う前記温度検出部（７，８）の検出温度、電源電圧と共に学習値として記憶する記憶部（６）と、を備え、
   前記制御部（４）は、前記駆動部（２）が前記誘導性負荷（Ｌ）を駆動している最中に、制御するために用いる前記電圧増幅部（３）の出力電圧について前記記憶部（６）の学習値に応じて補正することを特徴とする車両用電子制御装置。
2. 請求項１記載の車両用電子制御装置において、
   前記制御部（４）は、前記記憶部（６）の前記電圧増幅部の出力電圧の学習値を前記温度検出部の検出温度の学習値に応じて近似した近似式に、前記駆動部（２）が前記誘導性負荷（Ｌ）を駆動している最中に当該駆動中に検出された前記温度検出部（７，８）の検出温度及び電源電圧を代入し、前記電圧増幅部（３）の出力電圧を補正することを特徴とする車両用電子制御装置。
3. 請求項１または２記載の車両用電子制御装置において、
   前記記憶部（６）は、前記車両動作状態としてのイグニッションスイッチのオン／オフに応じて変化する前記温度検出部（７，８）の検出温度と、電源電圧と、前記イグニッションスイッチのオン／オフの切換タイミングにおける前記電圧増幅部（３）の出力電圧とを、当該温度検出部（７，８）の検出温度毎に記憶することを特徴とする車両用電子制御装置。
4. 請求項１〜３の何れか一項に記載の車両用電子制御装置において、
   前記電源電圧供給端子（９）と前記誘導性負荷（Ｌ）との間のハイサイド側に接続され前記電源電圧による前記誘導性負荷（Ｌ）への通電をオンオフする第１制御スイッチ（ＳＷＨ）を備え、
   前記記憶部（６）は、
   前記駆動部（２）が前記誘導性負荷（Ｌ）の通電電流を遮断することで前記誘導性負荷（Ｌ）が非通電状態で且つ前記第１制御スイッチ（ＳＷＨ）により前記誘導性負荷（Ｌ）への通電がオンされた状態にて前記電流検出回路（Ｒｓ）の端子間電圧を零として当該両端子に前記電源の電位（＋Ｂ）が印加されている状態にて前記車両動作状態の変化に伴う前記学習値の一つとして電源電圧と、前記電圧増幅部（３）の出力電圧と、前記温度検出部（７，８）の検出電圧と、を記憶し、
   前記駆動部（２）が前記誘導性負荷（Ｌ）の通電電流を遮断することで前記誘導性負荷（Ｌ）が非通電状態で且つ前記第１制御スイッチ（ＳＷＨ）により前記誘導性負荷（Ｌ）への通電がオフされ前記電流検出回路（Ｒｓ）の端子間電圧を零として当該両端子に零電位が印加されている状態にて前記車両動作状態の変化に伴う前記学習値の一つとして前記電圧増幅部（３）の出力電圧と、前記温度検出部（７，８）の検出電圧と、を記憶することを特徴とする車両用電子制御装置。
5. 請求項１〜３の何れか一項に記載の車両用電子制御装置において、
   前記記憶部（６）には、
   前記電子制御装置本体（１）の製造又は検査時に所定の第１温度に曝された状態で且つ前記誘導性負荷（Ｌ）の非通電状態かつ電流検出抵抗（Ｒｓ）の端子間電圧を零として前記温度検出部（７，８）の検出温度と共に前記電圧増幅部（３）の出力電圧が前記車両動作状態の変化に伴う前記学習値の一つとして記憶され、
   前記電子制御装置本体（１）の製造又は検査時に前記第１温度とは異なる第２温度に曝された状態で且つ前記誘導性負荷（Ｌ）の非通電状態かつ電流検出抵抗（Ｒｓ）の端子間電圧を零として前記温度検出部（７，８）の検出温度と共に前記電圧増幅部（３）の出力電圧が前記車両動作状態の変化に伴う前記学習値の一つとして記憶されていることを特徴とする車両用電子制御装置。

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