JP2014158230A - ディジタルプリディストータとその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ディジタルプリディストータ出力のPAPRを低減する。
【解決手段】 線形伝達経路と、３次歪発生経路と、入力信号の帯域幅を判定する帯域幅判定器と、線形伝達経路の出力と３次歪発生経路の出力を合成する合成器と、合成器の出力からピーク対平均電力比(PAPR)を観測するPAPR観測器とを含み、３次歪発生経路は、３次歪発生器と３次歪ベクトル調整器と３次歪周波数特性補償器を含み、３次歪発生器は、入力信号を３乗して３次歪成分を生成し、３次歪ベクトル調整器は、３次歪成分の振幅と位相を調整し、３次歪周波数特性補償器は、周波数領域において３次ベクトル調整器の出力信号を複数の帯域に分割し、分割した帯域毎に振幅と位相を調整し、PAPR観測器の観測結果を用いて、前記帯域幅判定器で判定された帯域幅より小となる帯域内の振幅と位相についてPAPRを低減するように３次周波数特性補償器を制御する。
【選択図】図７

Description

本発明は、ディジタルプリディストータとその制御方法、特にべき級数型のディジタルプリディストータとその制御方法に関する。

移動通信において、送信用電力増幅器(以下、電力増幅器)は基地局もしくは移動局の送信アンテナから出力される送信信号を所定の電力まで増幅する役割を持つ重要な無線回路である。電力増幅器は大きな電力を扱うことから高い効率が望まれる。

一般に、電力増幅器を高効率動作させるために、電力増幅器の動作点を飽和出力近傍に設定すること、言い換えると電力増幅器の飽和出力からのマージンを示す出力バックオフを低減することが行われている。このとき、電力増幅器の非線形特性により歪成分が発生する。特に、電力増幅器の動作点を飽和出力に近づけるほど歪成分は増加する．さらに、歪成分は周波数依存性を持つ。

一方、電力増幅器入力信号を見ると、近年、周波数利用効率の観点からOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)伝送が注目を集めている。OFDM信号は高い周波数利用効率を得られるが、平均電力対ピーク電力比(PAPR:Peak-to-Average Power Ratio)が高いという特徴を持つ。電力増幅器は飽和出力を超えて電力増幅器入力信号を増幅できないので、出力バックオフが電力増幅器入力信号のPAPRよりも低い場合、電力増幅器出力信号の波形がクリップされる。この場合でも電力増幅器出力信号に歪成分が生じる。

歪成分は隣接する周波数帯域を使用する無線通信システムへの干渉となる。そのため、各種無線通信システムの仕様で規定されたレベルまで歪成分を低減することが必須となる。

電力増幅器の非線形特性により生じる歪成分を低減する（補償するともいう）方法としてプリディストーション法に代表される歪補償法がある。プリディストーション法は、プリディストータを用いて電力増幅器で発生する歪成分を打ち消すような歪補償成分を電力増幅器入力信号に付加する。周波数依存性を持つ歪成分を補償するプリディストータとして、歪成分の周波数依存性を補償するべき級数型ディジタルプリディストータ（以下、ディジタルプリディストータという）がある。（例えば、非特許文献１）。

一方、波形クリップにより生じる歪成分は、歪補償法により補償できない。これは、電力増幅器が飽和出力を超えて信号を増幅できないためである。この歪成分を低減する方法としてクリッピングとフィルタリングを用いる方法に代表されるPAPR低減法がある。クリッピングとフィルタリングを用いる方法では、ディジタルプリディストータの前段にて電力増幅器入力信号の振幅値を予め定めた閾値以下となるように波形をクリップした後、フィルタリングによりクリップにより発生した歪成分を低減する（例えば、非特許文献２）。この方法は入力信号のPAPRが予め定めた閾値より大きい場合、リミッタとフィルタで閾値以下となるまでクリッピングとフィルタリングを繰り返し行なってからディジタルプリディストータにより歪成分の補償処理を行う。しかし、この歪補償処理によりディジタルプリディストータの出力におけるPAPRが閾値を超えてしまうことがある。そのような場合はクリッピングとフィルタリングによるPAPR低減とディジタルプリディストータによる歪補償処理を交互に繰り返し行なう必要があり、時間がかかる。

図１に非特許文献１に示されたディジタルプリディストータの構成を示す。この構成では、複素包絡で表されたディジタル信号（サンプル列）を入力信号x(t)として入力端子に入力した場合を示す。

ディジタルプリディストータ１０は、線形伝達経路１２と、３次歪発生経路１３と、合成器１４と、ディジタルアナログ変換器（以下、ＤＡＣ）１５と、アナログディジタル変換器（以下、ＡＤＣ）１６と、歪観測器１７と、制御器１８とを含む。なお、非特許文献１においては５次歪発生経路も設けられているが、説明を簡単にするため省略する。線形伝達経路１２は、遅延器１２Ａを有する。３次歪発生経路１３は、３次歪発生器１３Ａと３次歪ベクトル調整器１３Ｂと３次歪周波数特性補償器１３Ｃとを含む。

入力信号x(t)は、線形伝達経路１２と３次歪発生経路１３に分配される。３次歪発生器１３Ａは、分配された入力信号を３乗し、３次歪成分を発生させる。３次歪ベクトル調整器１３Ｂは、３次歪発生器１３Ａで発生された３次歪成分に制御器１８から与えられた３次歪ベクトル調整器係数を乗算することで、３次歪成分の位相と振幅を調整する。３次歪周波数特性補償器１３Ｃは、図２に示すように入力信号帯域（送信帯域とも呼ぶ）FB_Ｓより上側の３次歪成分下側帯域（以下、簡略化して下側帯域と呼ぶ場合もある）FB_ＤＬと上側の３次歪成分上側帯域（以下、簡略化して上側帯域と呼ぶ場合もある）FB_ＤＵを合わせてＭ分割した各分割帯域(帯域B_１から帯域B_Ｍ)に対し、制御器１８から与えられた３次歪周波数特性補償器係数をそれぞれ乗算する。なお、入力信号の３次歪成分は下側帯域FB_DL、入力信号帯域FB_Ｓ、上側帯域FB_DUを含む帯域幅FB_Ｄを有してる。

合成器１４は、線形伝達経路１２の出力と３次歪発生経路１３の出力を合成する。ＤＡＣ１５は、合成器１４の出力をアナログ送信信号に変換する。アナログ送信信号はアップコンバータ２２によりキャリア周波数の高周波信号に変換され、その高周波信号は電力増幅器２３により電力増幅される。電力増幅された高周波信号は出力端子から例えば図示してないデュープレクサを介してアンテナに供給される。電力増幅器２３の出力信号の一部は帰還信号として取り出され、ダウンコンバータ３２によりダウンコンバートされ、ＡＤＣ１６に与えられる。

ＡＤＣ１６は、電力増幅器２３の出力からの帰還信号をディジタル信号に変換する。歪観測器１７は、ＡＤＣ１６の出力から歪成分を検出する。制御器１８は、歪観測器１７により検出される歪成分が最小（又は予め決めた閾値以下）となるよう、３次歪ベクトル調整器１３Ｂに設定する３次歪ベクトル調整器係数（振幅値と位相値）と３次歪周波数特性補償器１３Ｃに設定する複数の３次歪周波数特性補償器係数（振幅値と位相値）を調整する。

非特許文献１に示されているディジタルプリディストータでは、３次歪ベクトル調整器１３Ｂに与える３次歪ベクトル調整器係数もしくは３次歪周波数特性補償器１３Ｃに与える３次歪周波数特性補償器係数によっては合成器１４の出力信号のPAPRが上昇する場合がある。このような歪補償処理に起因するPAPRの増加を抑えることができるディジタルプリディストータ及びその制御方法が本出願人による特許文献１に提案されている。以下にそのディジタルプリディストータについて簡単に説明する。

図３に特許文献１で提案したディジタルプリディストータ１００とその周辺装置である増幅装置２０と帰還信号生成装置３０を示す。この例では入力端子Ｔ_INからＩ相とＱ相のディジタル信号が入力される場合を示している。プリディストータ１００は、分配器１１と、線形伝達経路１２と、３次歪発生経路１３と、合成器１４と、ＤＡＣ１５と、ＡＤＣ１６と、歪観測器１７と、PAPR観測器１９と、制御器１８０とを含む。

分配器１１は、入力端子Ｔ_INからの入力信号Ｓ_INを線形伝達経路１２と３次歪発生経路１３にそれぞれ分配する。線形伝達経路１２は、遅延経路１２Ａを含み、歪発生経路１３で生じる遅延時間だけ遅延器１２Ａの入力信号を遅延させる。３次歪発生経路１３は、３次歪発生器１３Ａと、３次歪ベクトル調整器１３Ｂと、３次歪周波数特性補償器１３Ｃを含む。合成器１４は、遅延器１２Ａの出力信号と３次歪周波数特性補償器１３Ｃの出力信号を合成し、ＤＡＣ１５とPAPR観測器１９にそれぞれ与える。ＤＡＣ１５は、合成器１４から出力されるディジタル信号をアナログ信号に変換する。PAPR観測器１９は、合成器１４の出力信号におけるPAPRを観測する。

増幅装置２０は、直交変調器２１と、アップコンバータ２２と、電力増幅器２３を含む。直交変調器２１はＤＡＣ１５からの出力信号を直交変調する。アップコンバータ２２は直交変調器２１からの出力信号を所定の周波数にアップコンバートする。電力増幅器２３はアップコンバータ２２の出力信号を所定の電力に増幅する。

帰還信号生成装置３０は、方向性結合器３１と、ダウンコンバータ３２と、直交復調器３３を含む。方向性結合器３１は電力増幅器２３からの出力信号の一部を取り出す。ダウンコンバータ３２は方向性結合器３１で取り出された信号を所定の周波数にダウンコンバートする。直交復調器３３はダウンコンバータ３２からの出力信号を直交復調し、Ｉ相信号とＱ相信号を出力する。

ＡＤＣ１６は、起案信号生成装置３０から出力されたアナログ信号であるＩ相信号とＱ相信号をディジタル信号に変換する。歪観測器１７は、増幅装置２０の電力増幅器２３で発生される歪成分の電力を予め定めた帯域毎に測定する。制御器１８０は、歪観測器１７で観測された結果に基づいて電力増幅器２３で発生される歪成分を補償するように３次歪ベクトル調整器１３Ｂを制御する。また、PAPR観測器１９の観測結果に基づいてディジタルプリディストータ１００から出力される信号のPAPRを低減するように３次歪周波数特性補償器１３Ｃを制御する。加えて、電力増幅器２３で発生される歪成分を補償するように３次歪周波数特性補償器１３Ｃを制御する。

図２に３次歪ベクトル調整器１３Ｂの出力信号のスペクトルを模式的に示す。図中、送信帯域FB_Ｓは、入力端子Ｔ_INから入力する信号の帯域を示し、その下側に３次歪成分下側帯域FB_DLが、上側に３次歪成分上側帯域FB_DUが位置する。

３次歪周波数特性補償器１３Ｃの構成例を図４に示す。３次歪周波数特性補償器１３Ｃは、シリアルパラレル変換部１３Ｃ１と、Ｊ点ＦＦＴ(Fast Fourier Transform)部１３Ｃ２と、Ｊ個（Ｊ≧Ｍ）の複素乗算器１３Ｃ３_ｊ(j=1, …, J)を有する複素乗算部１３Ｃ３と、Ｊ点IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)部１３Ｃ４と、パラレルシリアル変換部１３Ｃ５と、を備えている。シリアルパラレル変換部１３Ｃ１は、３次歪ベクトル調整器１３Ｂからの入力信号をシリアルパラレル変換する。Ｊ点ＦＦＴ部１３Ｃ２は、シリアルパラレル変換部１３Ｃ１からの入力信号をＪ個のサンプル毎に時間領域から周波数領域へ変換する。

Ｊ点ＦＦＴ部１３Ｃ２の出力は、図２に示したように３次歪成分上側帯域FB_ＤＵと３次歪成分下側帯域FB_ＤＬを合わせてＭ分割され、複素乗算部１３Ｃ３は分割した各帯域(帯域B_１から帯域B_Ｍ)に対し制御器１８０から与えられた各分割帯域に対応する３次帯域外歪補償係数を乗算され、Ｊ点IFFT部１３Ｃ４に与えられる。即ち、分割帯域B_１に対応する出力信号は、帯域B₁に対応する複素乗算部１３Ｃ３に入力され、制御器１８０より与えられた３次歪周波数特性補償器係数を乗算することでその帯域での歪観測器１７により観測される歪が低減するよう振幅と位相が調整される。分割帯域B_２〜B_Ｍについても同様となる。また、入力信号帯域FB_Ｓに対応する出力は対応する複素乗算部１３Ｃ３にて制御器１８０から与えられた３次帯域内歪係数を乗算することでPAPR観測器１９により観測されるPAPRが低減するよう振幅と位相が調整される。分割帯域B_１よりも低い帯域に対応する出力及び分割帯域B_Ｍよりも高い帯域に対応する出力は、複素乗算部で係数を乗算されることなくＪ点IFFT部１３Ｃ４に入力される。

Ｊ点IFFT部１３Ｃ４は、前段からの入力信号をＪ個のサンプル毎に周波数領域から時間領域に変換する。パラレルシリアル変換部１３Ｃ５は、Ｊ点IFFT部１３Ｃ４からの入力信号をＪ個のサンプル毎にパラレルシリアル変換する。

制御器１８０による３次歪ベクトル調整器１３Ｂと３次歪周波数特性補償器１３Ｃに対する制御手順を図５の処理フローを参照して説明する。

歪観測器１７により観測した３次歪成分下側帯域FB_DL又は上側帯域FB_DUの歪成分が最小となるよう、３次歪発生器１３Ａが出力する３次歪成分に対し３次ベクトル調整器１３Ｂで乗算する係数を調整することにより信号の位相と振幅を設定する（３次歪ベクトル調整器係数調整処理Ｓ１１）。係数の調整は例えば摂動法により行う。次に、３次歪周波数特性補償器１３Ｃにより、３次歪ベクトル調整器１３Ｂの出力歪成分の送信帯域FB_Ｓ内の成分に乗算する係数を調整して、PAPR観測器１９により観測した合成器１４の出力信号におけるPAPRが閾値以下となるよう位相と振幅を設定する（３次帯域内歪係数調整処理Ｓ１２)。次に、３次歪周波数特性補償器１３Ｃにより、３次歪ベクトル調整器１３Ｂの出力歪成分の下側帯域FB_DL及び上側帯域FB_DUの各分割帯域B_１〜B_Ｍの成分に乗算する係数を調整して、歪観測器１７で観測される各分割帯域に対応する帯域の歪成分が最小となるよう位相と振幅を設定する（３次帯域外歪係数調整処理Ｓ１３）。

処理Ｓ１２におけるPAPRを低減する位相と振幅は摂動法により求めてもよいし、以下のように計算で求めてもよい。計算で求めるための準備として、べき級数型ディジタルプリディストータの原理について図６を参照して説明する。

図６はべき級数型のディジタルプリディストータの簡易なモデルを示す。このモデルは、線形伝達経路１２と３次歪発生経路１３で構成され、３次歪発生経路１３は３次歪発生器１３Ａと３次歪ベクトル調整器１３Ｂを有する。

ディジタルプリディストータの入力複素包絡信号x_in(t)をx_in(t)=s(t)e^jθ(t)と表し、３次歪ベクトル調整器２３Ｂの位相値、振幅値をそれぞれＸ_P(-π≦Ｘ_P ≦π)、Ｘ_A(0 ＜Ｘ_A)とする。このときディジタルプリディストータの出力信号x_out(t)は、次式で表せる。

式(1)の右辺第２項は３次歪発生経路１３の出力信号を表している。即ち、３次歪ベクトル調整器１３Ｂは３次歪発生器１３Ａの出力に対し複素係数Ｘ_Ａe^jXpを乗算している。前述及び以下の説明において、振幅値Ｘ_Ａと位相値Ｘ_Ｐを設定するとは、複素係数Ｘ_Ａe^jXpを乗算することを意味しており、このことは図４に示した３次歪周波数特性補償器１３Ｃにおける複素乗算器による位相値と振幅値の設定も同じである。時刻ｔ(0 ≦t ≦T) においてx_out(t)にピーク電力Poutが発生する時刻をt₁とすると、式(１)より、Poutは
Pout=|x_out(t₁)|²=|s(t₁)|²(1+2|s(t₁)|²Ｘ_Acos(Ｘ_P)+|s(t₁)|⁴Ｘ_A ²) (2)
と表せる。このとき、入力信号x_in(t₁)の瞬時電力Pinは、
Pin = |s(t₁)|² (3)
と表せ、３次歪発生経路１３における出力信号の瞬時電力P3rdは、
P3rd = |s(t₁)|⁶Ｘ_A ² (4)
と表せる。ここで、λ=10log₁₀(P3rd/Pin)とすると、x_in(t₁)の瞬時電力とx_out(t₁)のピーク電力比を対数で表したΔPは、
ΔP =10log₁₀|(Pin/Pout)|
= 10log₁₀(1/(1+2|s(t₁)|²Ｘ_Acos(Ｘ_P)+|s(t₁)|⁴Ｘ_A ²))
= 10log₁₀(1/(1+2×10^(λ/20)cos(Ｘ_P)+10^(λ/10))) (5)
となる。式(5)より、振幅値Ｘ_Aを定数とした場合、位相値Ｘ_Pを-π(もしくはπ)にしたとき、ΔPを最小にできることがわかる。このとき、ΔPはＸ_Ａが一定値以下であれば０ｄＢより大となるので、ディジタルプリディストータ入力信号に対して３次歪発生経路１３における出力信号の位相を逆相にすることで、ディジタルプリディストータの出力信号におけるPAPRを低減できる。

振幅については、PoutをPinからΔP_red(dB)だけ低減したい場合、Ｘ_Aは

と一意に求められる。

このようにして電力増幅器２３の発生する歪とは無関係に求めた位相値Ｘ_Pと振幅値Ｘ_Aを３次歪ベクトル調整器１３Ｂに設定してPAPRの低減を図っても、３次歪発生経路１３の出力信号は電力増幅器２３で発生する歪成分を打ち消すような成分とならないため３次歪成分を補償できるとはかぎらない。そこで、図３に示す特許文献１のディジタルプリディストータでは、３次歪周波数特性補償器１３Ｃを用いて周波数領域において入力信号帯域の位相値と振幅値をそれぞれ調整することでPAPRを低減することを提案した。これにより、３次歪成分を補償しつつPAPRの低減が可能となる。具体的には、下側又は上側帯域で観測される歪成分が最小となるよう３次歪ベクトル調整器１３Ｂに設定した位相をＸ_Pとすると、３次歪ベクトル調整器１３Ｂの出力信号に対し、３次歪周波数特性補償器１３Ｃにおいて送信帯域FB_Ｓの位相として(π−Ｘ_P）を設定することにより線形伝達経路１２の出力信号に対し、３次歪発生経路１３の出力信号の位相を逆相にすることができる。

振幅については、具体的には、PAPR観測器１９で測定したディジタルプリディストータ１００の入力信号におけるPAPR(PAPR_INと表す)と予め決めた閾値PAPR_THとの差分ΔPAPR(=PAPR_IN-PAPR_TH)(dB)を求める。そして、式(6)に倣って入力信号帯域Ｆ_Ｓに対応する３次歪周波数特性補償器１３Ｃの複素乗算部１３Ｃ３に与える振幅値Ｙ_Aを次式(7)により計算し設定する。

ここで、|s(t₁)|⁴は合成器出力のピーク電力が発生する時刻t₁における入力信号の瞬時電力値を２乗したものであり、PAPR観測器１９で観測し計算する。ただしこの場合、図３中に破線で示すように分配器１１から分配された入力信号をPAPR観測器１９に与える必要がある。

位相については上述のようにして計算で決定し、振幅については式(7)による計算ではなく摂動法で決定してもよい。

ＷＯ２０１２−１１１５８３

S. Mizuta, Y. Suzuki, S. Narahashi and Y. Yamao, "A New Adjustment Method for the Frequency-Dependent IMD Compensator of the Digital Predistortion Linearizer", IEEE Xiaodong Li and Cimini, L.J.,Jr., "Effects of clipping and filtering on the performance of OFDM," 47th IEEE Vehicular Technology Conference 1997, pp. 1634-1638, May, 1997.

以上に説明した特許文献１によるディジタルプリディストータを用いた場合、３次歪ベクトル調整器１３Ａによる位相と振幅の調整により、３次歪成分の全帯域（送信帯域FB_Ｓ、３次歪成分上側帯域FB_DU、及び３次歪成分下側帯域FB_DL）で電力増幅器２３が発生する３次歪成分をある程度補償することができる。ところが、３次歪ベクトル調整器１３Ａにより３次歪成分が低減するよう位相と振幅が調整された信号に対し、更に送信帯域FB_Ｓの振幅と位相を３次歪周波数特性補償器１３Ｃにより調整してPAPRを低減させている。そのため、電力増幅器２３において送信帯域FB_Ｓに発生する歪成分はディジタルプリディストータで補償されない場合がある。送信帯域FB_Ｓ内の歪成分が補償されない場合、送信帯域FB_Ｓ内の歪成分が残留もしくは増加するため電力増幅器２３の出力信号におけるEVM(Error Vector Magnitude)が劣化することが問題となる。特許文献１によるディジタルプリディストータでは、PAPRを低減するよう送信帯域FB_Ｓ全体を処理しているため、 OFDMのような通信方式を用いた場合、送信帯域FB_Ｓ内に含まれるサブキャリアのEVMは歪成分により劣化する。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、EVMの劣化が少なくPRPRを低減できるディジタルプリディストータおよびその制御方法を提供することを目的とする。

この発明の第１の観点によれば、入力信号に電力増幅器で発生する歪成分を打ち消すための歪補償成分を付加して出力するディジタルプリディストータは、入力信号を遅延伝達する線形伝達経路と、入力信号から歪補償成分を生成するＮ(Ｎは3以上の奇数)次歪発生経路と、入力信号の帯域幅を判定する帯域幅判定器と、入力信号を線形伝達経路とＮ次歪発生経路と帯域幅判定器に分配する分配器と、線形伝達経路の出力とＮ次歪発生経路の出力を合成する合成器と、合成器の出力からピーク対平均電力比(PAPR)を観測するPAPR観測器と、制御器と、を含み、
Ｎ次歪発生経路は、入力信号をＮ乗してＮ次歪成分を生成するＮ次歪発生器と、Ｎ次歪成分の振幅と位相を調整するＮ次歪ベクトル調整器と、周波数領域においてＮ次ベクトル調整器の出力信号を複数の帯域に分割し、分割した帯域毎に振幅と位相を調整するＮ次歪周波数特性補償器とを含み、制御器は、PAPR観測器の観測結果を用いて、帯域幅判定器で判定された帯域幅より小となる帯域内の振幅と位相についてPAPRを低減するようにＮ次周波数特性補償器を制御するように構成されていることを特徴とする。
この発明の第２の観点によれば、上記ディジタルプリディストータの制御方法は、PAPR観測器により観測されたPAPRが予め決めた閾値より高いか判定する処理と、PAPRが閾値より高い場合、入力信号の帯域幅を判定する処理と、判定された帯域幅に応じて適応的にその帯域幅より狭いPAPR低減帯域を設定する処理と、PAPR観測器により観測されるPAPRが低減するようＮ次歪周波数特性補償器によりPAPR低減帯域における振幅と位相を調整する処理と、を含むことを特徴とする。
この発明の第３の観点によれば、入力信号に電力増幅器で発生する歪成分を打ち消すための歪補償成分を付加して出力するディジタルプリディストータは、入力信号を遅延伝達する線形伝達経路と、入力信号から歪補償成分を生成するＮ(Ｎは3以上の奇数)次歪発生経路と、入力信号の帯域幅を判定する帯域幅判定器と、入力信号を線形伝達経路とＮ次歪発生経路と帯域幅判定器に分配する分配器と、線形伝達経路の出力とＮ次歪発生経路の出力を合成する合成器と、合成器の出力からピーク対平均電力比(PAPR)を観測するPAPR観測器と、制御器と、を含み、
Ｎ次歪発生経路は、入力信号をＮ乗してＮ次歪成分を生成するＮ次歪発生器と、Ｎ次歪成分の振幅と位相を調整するＮ次歪ベクトル調整器と、周波数領域においてＮ次ベクトル調整器の出力信号を複数の帯域に分割し、分割した帯域毎に振幅と位相を調整するＮ次歪周波数特性補償器とを含み、制御器は、PAPR観測器の観測結果を用いて、帯域幅判定器で判定された帯域幅以下となるPAPR低減帯域を決め、PAPR低減帯域を複数に分割して決めた分割帯域のそれぞれの帯域内の振幅と位相についてPAPRを低減するようにＮ次周波数特性補償器を制御するように構成されていることを特徴とする。
この発明の第４の観点によれば、異なる周波数帯域となる複数の入力信号に電力増幅器で発生する歪成分を打ち消すための歪補償成分を付加するディジタルプリディストータは、複数の入力信号をそれぞれ遅延伝達する複数の線形伝達経路と、複数の入力信号に基づいて歪補償成分を生成する歪発生経路と、各入力信号を対応する線形伝達経路と歪発生経路に分配する分配器と、線形伝達経路の出力と歪発生経路の出力を合成する合成器と、合成器の出力からピーク対平均電力比(PAPR)を観測するPAPR観測器と、 制御器と、を含み、
歪発生経路は、各入力信号のそれぞれのＮ（Ｎは３以上の奇数）次歪成分を生成するＮ次歪発生器と、各Ｎ次歪発生器により発生されたＮ次歪成分の振幅と位相を調整するＮ次歪ベクトル調整器と、複数の入力信号間の相互変調歪成分を生成するＮ次相互変調歪算出器と、各相互変調歪成分の振幅と位相を調整する副Ｎ次歪ベクトル調整器と、を含み、Ｎ次歪ベクトル調整器の出力と副Ｎ次歪ベクトル調整器の出力を歪補償成分として出力し、
記相互変調歪成分は各入力信号のＮ次歪成分の帯域内の相互変調歪成分、以下、帯域内相互変調歪成分と呼ぶ、と、各入力信号のＮ次歪成分の帯域外の相互変調歪成分、以下帯域外相互変調歪成分と呼ぶ、を含み、制御器は、帯域外相互変調歪成分の振幅と位相についてPAPR低減するように対応するベクトル調整器を制御するよう構成されていることを特徴とする。

この発明の第１乃至第３の観点によれば、送信帯域以下となるPAPR低減帯域を設定することによりPAPR低減処理の影響を減らし、それによりEVMの劣化を低減することができる。
この発明の第４の観点によれば、送信帯域内の位相と振幅調整によるPAPR低減処理を行わず、帯域外相互変調歪成分の位相と振幅を調整してPAPRを低減するので、EVMの劣化を防ぐことができる。

非特許文献１に示されている従来のディジタルプリディストータの構成を示すブロック図。 ３次歪周波数特性補償器における帯域分割例を示す図。 特許文献１で提案したディジタルプリディストータと周辺装置の構成を示すブロック図。 ３次歪周波数特性補償器の構成例を示す図。 図３のディジタルプリディストータにおける制御フローの例を示す図。 ディジタルプリディストータの原理を説明するための図。 この発明の実施例１によるディジタルプリディストータと周辺装置の構成を示すブロック図。 図７のディジタルプリディストータにおける制御フローの例を示す図。 実施例１におけるPAPR低減帯域の設定例を示す図。 この発明の実施例２によるディジタルプリディストータと周辺装置の構成を示すブロック図。 実施例２におけるPAPR低減帯域の設定例を示す図。 この発明の実施例３によるディジタルプリディストータと周辺装置の構成を示すブロック図。 実施例３におけるPAPR低減帯域の設定例を示す図。 実施例３におけるPAPR低減帯域の他の設定例を示す図。 この発明の実施例４によるディジタルプリディストータと周辺装置の構成を示すブロック図。 入力信号帯域と各３次歪成分の関係を模式的に示すスペクトル図。 図１５における３次歪発生経路の構成例を示すブロック図。 図１５のディジタルプリディストータにおける制御フローの例を示す図。 図１７の３次歪発生経路の変形例の構成を示すブロック図。 この発明の実施例５によるディジタルプリディストータと周辺装置の構成を示すブロック図。 図２０のディジタルプリディストータにおける制御フローの例を示す図。 実施例１における計算機シミュレーション結果の例を示す図であり、ＡはPAPR低減帯域縮小比γに対するPAPR値、Ｂはγに対するEVM値を示す。

以下、本発明の実施の形態について詳細に説明する。なお、同じ機能を有する構成部には同じ番号を付し、重複説明を省略する。

実施例の説明に先立ち、本発明の原理を簡単に説明する。本発明では入力信号帯域FB_Ｓ内にそれより狭いPAPR低減帯域FB_CTLを設け、その帯域幅を入力信号帯域幅に応じて適応的に変化させることである。例えば図９に示すように、PAPR低減帯域FB_CTLを送信帯域FB_Ｓより縮小することにより、入力信号帯域FB_Ｓ内にPAPR低減帯域FB_CTLに含まれない帯域を設け、その帯域の成分についてはPAPR低減処理を行なわないことによりEVMが低減する。あるいは、その帯域の成分に対し積極的にEVMを改善するよう位相と振幅の調整を行ってもよい。また、例えば図１１に示すように、PAPR低減帯域FB_CTLを複数の帯域（図１１ではB_CTL1とB_CTL2）に分割し、分割した帯域のうちEVMの劣化を許容できる帯域は他の分割した帯域に比べPAPR低減量が大きくなるように振幅と位相を調整する。これにより、一部の帯域はEVMが大きく劣化する可能性があるが他の帯域はEVMの劣化を低減できる。OFDMといった信号が入力される場合、サブキャリアが含まれない複数の帯域をPAPR低減帯域FB_CTLとすることにより、PAPR低減処理によるサブキャリアのEVM劣化を低減することができる。また、FB_ｓとFB_CTLを同じ帯域幅とし、FB_CTLに位相と振幅の初期値を与えたときにPAPRが目標値よりも低くなった場合、PAPRが目標値となるようにFB_CTLを縮小するように調整する。

図７は本実施例に係るディジタルプリディストータ１０１と周辺装置の全体構成を示すブロック図である。図７において、図３における構成要素と同じ構成要素には同じ参照番号を付け、それらの説明はできるだけ簡略にする。本実施例の周辺装置としては、増幅装置２０と帰還信号生成装置３０が設けられている。特に指定のない限り以下では、入力端子Ｔ_INに入力する信号Ｓ_INは複素ベースバンド信号である。以下に示す例では、３次歪成分を補償する構成例を示しているが、５次以降の高次歪成分を補償する場合、３次歪発生経路に対し並列に高次歪発生経路を追加すればよい。高次歪発生経路を用いたPAPR低減は、以下に示す３次歪発生経路を用いた考え方で対応できる。

本実施例のディジタルプリディストータ１０１は、分配器１１、線形伝達経路１２、３次歪発生経路１３、合成器１４、DAC１５、ADC１６、歪観測器１７、PAPR観測器１９、制御器１８１、帯域幅判定器１８１Ｄ、を含む。制御器１８１は、３次歪発生経路制御部１８１ＡとPAPR判定制御部１８１ＢとPAPR低減帯域制御部１８１Ｃを含む。

分配器１１は、入力端子Ｔ_INからの入力信号Ｓ_INを線形伝達経路１２と３次歪発生経路１３と帯域幅判定器１８１Ｄにそれぞれ分配する。PAPR観測器１９は、合成器１４の出力信号におけるPAPRを観測する。帯域幅判定器１８１Ｄは、分配器１１から分配された入力信号Ｓ_INの帯域幅を判定する。

３次歪周波数特性補償器１３Ｃの構成は図４に示したものと同じなので図４を参照して説明する。

シリアルパラレル変換部１３Ｃ１は、３次歪ベクトル調整器１３Ｂからの出力信号をシリアルパラレル変換する。J点FFT部１３Ｃ２は、シリアルパラレル変換部１３Ｃ１の出力信号を時間領域から周波数領域に変換するためJ点フーリエ変換を行う。複素乗算部１３Ｃ３は、J個の複素乗算器13C3₁〜13C31_Jを含み、J点FFT部１３Ｃ２の各出力の振幅と位相を３次歪発生経路制御部１８１Ａからの制御情報に基づいて調整する。J点IFFT部１３Ｃ４は、複素乗算部１３Ｃ３からの出力信号を周波数領域から時間領域に変換するためJ点フーリエ逆変換を行う。パラレルシリアル変換部１３Ｃ５は、J点IFFT部１３Ｃ４からの出力信号をパラレルシリアル変換し、合成器１４に出力する。

複素乗算部１３Ｃ３において、分割した帯域に対応する信号が入力する複素乗算器13C3_jは３次歪発生経路制御部１８１Ａからの制御情報に基づいて振幅と位相を調整する。

図８を参照して制御器１８１の制御フローＰ１を説明する。

［３次歪ベクトル調整器係数調整処理Ｓ１１］
３次歪ベクトル調整器係数調整処理Ｓ１１は図５における処理Ｓ１１と同じであり、３次歪発生経路制御部１８１Ａは、歪観測器１７の観測結果に基づいて３次歪成分下側帯域FB_DLもしくは上側帯域FB_DUのいずれかの帯域における歪成分を低減するように３次歪ベクトル調整器１３Ｂに与える振幅V_A,MINと位相V_P,MINを調整する。

［閾値判定Ｓ１２１］
PAPR判定制御部１８１Ｂは、PAPR観測器１９により観測された合成器１４からの出力信号におけるPAPRが閾値PAPR_THよりも高いか否か判定し、高い場合、後述する帯域幅判定処理Ｓ１２２を行うように帯域幅判定器１８１Ｄに指示する。PAPRが閾値PAPR_TH以下の場合、図５における処理Ｓ１３と同じ３次帯域外歪補償係数調整処理Ｓ１３を行うように３次歪発生経路制御部１８１Ａに指示する。

［帯域幅判定処理Ｓ１２２］
PAPR判定制御部１８１Ｂから送信帯域FB_Ｓを判別するよう指示を受けると、帯域幅判定器１８１Ｄは、分配器１１から分配された入力信号Ｓ_INの送信帯域幅FB_Ｓを判定する。判定は、分配器１１からの入力信号をフーリエ変換し、フーリエ変換の結果から帯域幅FB_Ｓを求めてもよく、あるいは分配器１１からの入力信号Ｓ_INに含まれる同期信号、制御信号などから送信帯域幅FB_Ｓを判定してもよい。判定した結果をPAPR低減帯域制御部１８１Ｃに伝達する。PAPR低減帯域制御部１８１Ｃは、得られた送信帯域幅FB_Ｓに対して予め定めた倍率α（１＞α＞０の所定の値）を乗算して得たFB_CTL＝αFB_ＳをPAPR低減帯域として３次歪発生経路制御部１８１Ａに伝達する。

ここで倍率αは一定値でもよいが、送信帯域幅FB_Ｓや変調方式の変調多値数に応じた値とすることが好ましい。帯域幅FB_Ｓや変調多値数に応じて倍率αを選定することでEVMの劣化量を低減できる場合がある。そのため、送信帯域幅FB_Ｓ、変調多値数、倍率αを関連づけるLUT(Look Up Table)を用意し、LUTを参照し倍率αを決めてもよい。変調多値数が高いほどEVMの許容値が低い場合、変調多値数が高いほど倍率αを小さくすることが好ましい。これは、PAPR低減帯域FB_CTLを縮小しEVMが劣化する帯域を狭くするためである。あるいは、送信帯域FB_Ｓが大きい程、倍率αを段階的に小さくするように倍率αを決めてもよい。

［３次帯域内歪補償係数調整処理Ｓ１２３］
３次歪発生経路制御部１８１Ａは、複素乗算部１３Ｃ３のうちPAPR低減帯域PB_CTLに対応する各複素乗算器の振幅X_Aと位相X_Pをそれぞれ調整することでPAPRを低減する。ここで、図９に示すように帯域Ｂ₂とFB_CTLの間、帯域FB_CTLとＢ₃の間に対応する複素乗算器は振幅と位相を調整することなくJ点IFFT部に出力する。これにより、帯域Ｂ₂とFB_CTLの間、帯域FB_CTLとＢ₃の間はPAPR低減によるEVMの劣化を回避できる。このようにPAPRを低減する帯域幅を送信帯域FB_Ｓに応じて縮小し、EVMの劣化を低減できる点が特許文献１による技術と異なる。

図９では、PAPR低減帯域FB_CTLは送信帯域FB_Ｓの中央に配置しているが、FB_Ｓの信号点配置によってはFB_Ｓの中央よりも上側または下側にFB_CTLを配置してもよい。配置点を変えることでEVMの劣化を低減できる場合がある。FB_CTLの配置は、後述するようにOFDMといったマルチキャリア信号を用いた場合、FB_Ｓのサブキャリア配置や変調方式に応じて適応的に行ってもよい。FB_CTL内のサブキャリア配置は帯域幅判定器１８１Ｄで観測し、その結果に応じてPAPR低減帯域制御部１８１Ｃで行ってもよい。

PAPR低減帯域FB_CTLにおける位相の調整では、図５の処理Ｓ１２と同様に処理Ｓ１１で３次歪ベクトル調整器１３Ｂに設定した位相V_P,MINを使って X_P＝π−V_P,MINとなるように帯域FB_CTL内の全ての複素乗算器に位相Ｘ_Pを設定する。振幅の調整では、摂動法による場合、最初に任意に設定した初期値Ｘ_Aとその前後の値におけるPAPRを観測し、PAPRが減少する方向へ事前に定めたオフセット値ΔＸ_Aだけ振幅を変更し、PAPRを観測する。振幅の変更とPAPRの観測を繰り返すことで、PAPRが予め定めた閾値PAPR_TH以下となる振幅値X_A,MINを求め、帯域FB_CTL内の全ての複素乗算器に設定する。PAPRがPAPR_TH以下となった場合、３次歪帯域外歪補償係数調整処理Ｓ１３に遷移する。処理Ｓ１２３における位相の調整において３次歪ベクトル調整器１３Ｂに設定した位相V_P,MINが必要となるため、３次帯域内歪補償係数調整処理Ｓ１２３は３次歪ベクトル調整器係数調整処理Ｓ１１の後に行う。

［３次歪帯域外歪補償係数調整処理Ｓ１３］
３次歪発生経路制御部１８１Ａによる３次歪帯域外歪補償係数調整処理Ｓ１３は図５における処理Ｓ１３と同様であり、分割帯域Ｂ_１〜Ｂ_４について歪観測器１７の観測結果に基づいて各分割帯域の歪成分を低減するように対応する複素乗算器の振幅と位相を調整する。この場合、歪観測器１７は帰還信号をFFTして分割帯域ごとの電力を観測するか、あるいは帰還信号をフィルタで分割帯域毎に分けて電力を観測するように構成されている。

複素乗算器の振幅と位相を調整した後、３次歪成分下側帯域FB_DLと３次歪成分上側帯域FB_DUの電力がそれぞれ閾値P_THより大きくなる場合、破線で示すように３次歪ベクトル調整器係数調整処理Ｓ１１に戻るようにしてもよい。ここで、閾値P_THは分割帯域毎に設定してもよい。分割帯域毎に閾値P_THを設定することで電力増幅器２３の性能やディジタルプリディストータ１０１に必要となる歪補償量を緩和できる場合がある。

このように本実施例では、入力端子Ｔ_INに入力する信号の帯域幅FB_Ｓに応じてPAPR低減帯域FB_CTLを適応的に縮小する点が特許文献１のディジタルプリディストータと異なる。
上記の実施例では、FB_Ｓに応じてFB_CTLを決めたのちPAPRを低減するように振幅と位相を調整しているが、PAPRを低減する位相と振幅と設定した後、目標とするPAPRとなるようにFB_CTLを縮小してもよい。以下に詳細を述べる。
Ｓ１２２において暫定的にα＝１、すなわちFB_Ｓ＝FB_CTLとする。次いで、Ｓ１２３においてX_P＝π−V_P,MINとなるように帯域FB_CTL内の全ての複素乗算器に位相Ｘ_Pを設定する。次いで、振幅の初期値Ｘ_Aを設定する。このとき、PAPR観測器１９の観測結果が閾値PAPR_THよりも小さい場合、FB_CTL内の位相と振幅の調整を終了する。次いで、PAPR低減帯域制御部１８１ＣにてPAPR観測器１９の観測結果に基づいてPAPRがPAPR_THとなるまでFB_CTLを縮小する。ここで、FB_Ｓ内でFB_CTLと重ならない帯域に与える振幅を1.0、位相を0とすること、言い換えると無調整とすることでEVMは改善する。FB_CTLの縮小は予め定めた倍率とし、PAPR_THとなるまでその倍率をFB_CTLに乗算してもよく、FB_CTLのリスト（FB_CTL1＞FB_CTL2＞・・・＞FB_CTLI）を予め作り帯域幅が広いものから順に設定してもよい。リストを用いる場合、メモリが必要となるが乗算が不要のため信号処理量を減らせる利点がある。この場合、PAPR観測器１９とPAPR低減帯域制御部１８１Ｃは破線で示すように接続されているものとする。FB_CTL内の位相と振幅を摂動法といった方法で調整せずFB_CTLを縮小することで上述の方法に比べ短い調整時間でEVM劣化を抑えつつPAPRをPAPR_THにできる場合がある。
図２２Ａ及びＢにX_PとX_Aを定数としFB_CTLを縮小した場合のPAPRとEVMを計算機シミュレーションにより求めた結果をそれぞれ示す。計算機シミュレーションでは、変調方式QPSK、FB_Ｓ=5MHz のLTE 信号を用いた。3 次歪ベクトル調整器に与える位相V_P,MINと振幅V_A,MIN、B_１ からB_４に与える位相と振幅は、このLTE 信号とAB 級動作の１Ｗ級電力増幅器を用いた実験から得た値とした。実験において電力増幅器の出力バックオフは10.1dB である。横軸のPAPR低減帯域縮小比γはFB_CTLのFB_Ｓに対する比(FB_CTLは中心周波数(f_c)を中心として設定)である。FB_CTLに与える位相X_Pはπ−V_P,MINとし、振幅X_Aは1.0 から5.0 まで増加させてPAPR とEVM をそれぞれ求めた。
結果より、X_PとX_Aを定数としγを100%から小さくした場合、PAPR低減量は減少するもののEVMは改善していることがわかる。以上のことより、X_PとX_Aを設定した際にPAPRが閾値PAPR_THよりも小さい場合、PAPRがPAPR_THとなるまでFB_CTLを縮小することでEVMを改善できる。

図１０は本実施例に係るディジタルプリディストータ１０２と周辺装置の全体構成を示すブロック図である。
ディジタルプリディストータ１０２は、分配器１１、線形伝達経路１２、３次歪発生経路１３、合成器１４、DAC１５、ADC１６、歪観測器１７、PAPR観測器１９、帯域幅判定器１８１Ｄ、制御器１８２を含む。制御器１８２は、３次歪発生経路制御部１８２Ａ、PAPR判定制御部１８１Ｂ、PAPR低減帯域決定部１８２Ｃを含む。

３次歪発生経路制御部１８２ＡとPAPR低減帯域制御部１８２Ｃが上述の実施例１と異なり、制御処理は図８における３次帯域内歪補償係数調整処理Ｓ１２３が異なる。以下に異なる点を説明する。

PAPR低減帯域決定部１８２Ｃは、送信帯域FB_Ｓを判別するように帯域幅判定器１８１Ｄに指示する。帯域幅判定器１８１Ｄは、前述の方法にて判定した送信帯域幅FB_ＳをPAPR低減帯域決定部１８２Ｃに与える。PAPR低減帯域決定部１８２Ｃは、図１１に示すように得られたFB_Ｓに基づいてPAPR低減帯域FB_CTLを決め、FB_CTLを予め定めた複数の帯域(B_CTL1、B_CTL2)に分割する（ただし、この実施例ではFB_CTL≦FB_Ｓとする）。図１１ではFB_CTLを等帯域幅に２分割した例を示しているが、分割数M_DIVは予め決めた２以上の任意に設定して良いし、分割帯域幅も帯域毎に独立に設定して良い。B_CTL1、B_CTL2が不連続であってもよい。帯域幅FB_Ｓが大きいほど大きい分割数M_DIVを予め決め、前述のように、帯域幅FB_Ｓと分割数M_DIV、各分割帯域B_CTL1, B_CTL2の帯域幅を関連づけるLUT(Look Up Table)を用意し、LUTを参照し分割数M_DIVと各分割帯域B_CTL1,B_CTL2の帯域幅を決めてもよい。PAPR低減帯域FB_CTLを複数に分割し、その分割帯域毎にPAPRを低減する振幅と位相を変えることでEVM劣化量をM_DIV＝１の場合に比べ更に低減できる場合がある。

３次歪発生経路制御部１８２Ａは、複素乗算部１３Ｃ３内の、分割帯域B_CTL1とB_CTL2に対応する複素乗算器の振幅Ｘ_Aと位相Ｘ_Pをそれぞれ前述と同様の手順で個別に調整することでPAPRを低減する。即ち、位相の調整では、各分割帯域の位相Ｘ_PをX_P＝π−V_Pとするように調整してもよいし、X_p＝π−V_Pを初期値として摂動法により調整してもよい。また、振幅の調整では、各分割帯域において前述した摂動法を用いてPAPRが予め定めた閾値PAPR_TH以下となる振幅値X_A,MINを求める。位相の調整、振幅の調整は1帯域ずつ順番に行ってもよいが、並行して行うことでPAPRを閾値PAPR_TH以下にするまでに要する時間を短縮できる場合がある。

LTE-Advancedといった無線通信方式において、複数の周波数帯域（以下、コンポーネントキャリア(ＣＣ)ともいう）を同時に使用するキャリアアグリゲーション（以下、ＣＡともいう）と呼ばれる技術がある。図１３に５個のＣＣ（CC1〜CC5）を連続して配置した例を示すが、不連続に配置する場合もある。この例では、ＣＣの各帯域幅に合わせて同一数にPAPR低減帯域FB_CTLを分割し、分割した帯域(図１３中、B_CTL1〜B_CTL5)毎に複素乗算器の振幅と位相を調整する場合を示している。FB_CTLの分割数M_DIV、帯域幅はこの例に示した限りではなく任意に設定して良い。

このとき、B_CTL1〜B_CTL5において、EVMを大きく劣化させたくない帯域がある場合、EVMを劣化させないようにその帯域の位相と振幅を調整してもよい。例えば、B_CTL1とB_CTL4のEVM許容値をEVM_THと設定し、B_CTL1とB_CTL4内のEVMがEVM_TH以下、B_CTL2、B_CTL3，B_CTL4内のEVM許容値はEVM_THよりも高くてもよい場合について説明する。

図１２は本実施例に係るディジタルプリディストータ１０３と周辺装置の全体構成を示すブロック図である。

ディジタルプリディストータ１０３は、分配器１１、線形伝達経路１２、３次歪発生経路１３、合成器１４、DAC１５、ADC１６、EVM・歪観測器１７１、PAPR観測器１９、帯域幅判定器１８１Ｄ、制御器１８３を含む。制御器１８３は、３次歪発生経路制御部１８３Ａ、PAPR判定制御部１８１Ｂ、PAPR低減帯域決定部１８３Ｃを含む。

３次歪発生経路制御部１８３ＡとPAPR低減帯域制御部１８３ＣとEVM・歪観測器１７１が上述の実施例２と異なり、制御処理は図８における３次帯域内歪補償係数調整処理Ｓ１２３が異なる。以下に異なる点を説明する。

PAPR低減帯域決定部１８３Ｃは、送信帯域FB_Ｓを判別するように帯域幅判定器１８１Ｄに指示する。帯域幅判定器１８１Ｄは、前述の方法にて判定した送信帯域幅FB_ＳをPAPR低減帯域決定部１８２Ｃに与える。PAPR低減帯域決定部１８３Ｃは、図１３に示すように得られたFB_Ｓに基づいてPAPR低減帯域FB_CTLを決め、FB_CTLをＣＣに合わせて複数の帯域(B_CTL1〜B_CTL5)に分割する（ただし、この実施例においてはFB_CTL≦FB_Ｓとする）。図１２ではＣＣの数に合わせてFB_CTLを等帯域幅に５分割した例を示している。

EVM・歪観測器１７１は帰還信号の各帯域の歪成分を観測する機能（歪観測手段）に加えて、分配器１１から分配された入力信号サンプルと、それらとタイミングが取れた帰還信号サンプルからEVMを計算する機能（EVM観測手段）を有する。

３次歪発生経路制御部１８３Ａは、複素乗算部１３Ｃ３内の、分割帯域B_CTL1〜B_CTL5に対応する複素乗算器の振幅Ｘ_Aと位相Ｘ_PをPAPRとEVMの観測結果に基づいてそれぞれ個別に調整する。調整はEVM許容値が最も高い分割帯域から開始する。振幅と位相を調整する分割帯域のEVM許容値にEVMが到達した場合、次の分割帯域の振幅と位相を調整する。ここで、EVM許容値は帯域毎に設定してもよい。帯域毎に設定することで振幅と位相が調整できる範囲が広がる場合があり、PAPR_THに到達するまでの時間を短縮できる場合がある。EVMを劣化させたくない帯域における位相の調整では、位相をX_P＝π−V_Pとするのではなく、０に近づくようにX_Pを調整することが望ましい。X_Pを０に近づけること、言い換えるとその帯域の位相を無調整とすることで歪成分を低減できる場合があり、EVMの劣化を回避できるためである。各分割帯域のEVM許容値にマージンΔEVMを付加してもよい。この場合、EVMがEVM許容値−ΔEVMとなった場合に他の分割帯域の振幅と位相の調整に遷移する。マージンを付加することで他の分割帯域の振幅と位相を調整による影響でEVM劣化があった場合もEVM許容値を満たすことができる場合がある。

B_CTL1〜B_CTL5の振幅と位相の調整によりPAPR観測器で観測するPAPRがPAPR_THを大きく下回る場合、PAPRがPAPR_THを下回る範囲でEVMを改善するようにB_CTL1〜B_CTL5の振幅と位相を調整してもよい。このとき、B_CTL1〜B_CTL5のうちEVMが最も悪い帯域から振幅と位相の調整を行う。これにより特定の帯域だけEVMが大きく劣化することを回避できる場合がある。振幅の調整では、オフセット値Dだけ振幅を変え、EVMを観測し、EVMが改善する方向にDずつ振幅を変えるとともにEVMとPAPRを観測する。振幅の変更、EVMとPAPRの観測を繰り返すことでPAPR_THを上回らない範囲でEVMを最も改善する振幅を求める。位相についても同様である。
B_CTL1〜B_CTL5の振幅と位相の調整によりPAPR観測器で観測するPAPRがPAPR_THを大きく下回る場合、PAPR_THを上回らない範囲で振幅と位相を調整せずB_CTL1〜B_CTL5を縮小してもよい。帯域幅の縮小は最もEVMが悪いもの、もしくは最もEVM許容値に近いものから順番に行う。B_CTL1〜B_CTL5の振幅と位相を調整する場合に比べてEVM劣化量を改善できる場合があるためである。

［実施例３の変形例１］
LTE-Advancedにおいて1つのＣＣは複数のリソースブロック(以下、ＲＢともいう)で構成されている。変調方式は、ＲＢ毎に適応的に割り当てを行っている。また、EVMの許容値は変調多値数が高いほど低い。そのため、各ＲＢの変調方式を判別し、ＲＢに合わせてPAPR低減帯域FB_CTLを分割し、変調多値数の低いＲＢの振幅を大きくしPAPR低減量を増やしてもよい。これは、変調多値数が低いほどEVMの許容値が大きいこと、位相がX_P＝π−V_Pとした場合、一般に振幅を大きくすることでPAPR低減量が増加するためである。

変調方式の判別は図１２において帯域幅判定器１８１Ｄで行い、その結果を用いてPAPR低減帯域制御部１８３ＣにてPAPR低減帯域FB_CTLの分割と割り当てを行う。

［実施例３の変形例２］
図３に示した特許文献１記載の方法にて送信帯域FB_Ｓ内の振幅と位相を調整した場合、ディジタルプリディストータで補償できない歪成分が電力増幅器で発生する場合がある。これは、３次歪周波数特性補償器１３Ｃにおいて帯域FB_Ｓ内における歪補償成分の振幅と位相についてPAPRを低減するように調整するため、電力増幅器が生成する FB_Ｓ内の歪成分が大きくなり、図２の３次歪成分下側帯域FB_DU、３次歪成分上側帯域FB_DUに影響を与える場合があるためである。この歪成分はディジタルプリディストータで予期していない歪成分となるため補償できない。そのため、３次歪成分下側帯域FB_DL、３次歪成分上側帯域FB_DUにおける歪成分の電力が閾値P_THを超えてしまう懸念がある。

図１３の帯域設定においても同様の問題があり、この問題を回避するため、PAPR低減帯域制御部１８３Ｃでは、PAPR低減帯域を送信帯域FB_Ｓの中央部のＣＣ帯域にのみに設置し、他のＣＣ帯域には設けないほうが好ましい場合がある。例えば図１３の例の場合、ＣＣ３の帯域B_CTL3のみをPAPRの低減に用いる。これにより帯域B_CTL3に発生する歪成分は隣接のＣＣ２，ＣＣ４の帯域に影響を与える懸念があるものの、３次歪成分下側帯域FB_DL、３次歪成分上側帯域FB_DUに影響を与える可能性を低減できる。これは、帯域B_CTL3に対して３倍の歪成分が発生すると考えられるため、ＣＣ２，ＣＣ４におけるEVM劣化が想定されるのに対して、３次歪成分下側帯域FB_DL、３次歪成分上側帯域FB_DUは帯域B_CTL3の３倍の帯域幅(図１３のＣＣ２〜ＣＣ４の帯域)よりも遠い周波数にあるためである。

［実施例３の変形例３］
ＣＡを用いる場合、帯域幅判定器１８１ＤでＣＣの数とＣＣの帯域幅を判定し、その結果に基づいてPAPR低減帯域制御部１８３Ｃは図１４に示すようにFB_CTLを分割してもよい。ここでは、送信帯域FB_Ｓのうち入力信号成分が無いもしくは入力信号成分のピークレベルに対して予め定めたレベル差(例えば20dB以上)となる帯域のみPAPR低減分割帯域B_CTL1〜B_CTL4を設ける。３次歪発生経路制御部１８３Ａは、PAPRを低減するように帯域B_CTL1〜B_CTL4に対応する複素乗算器の振幅と位相を調整する。

LTE-Advancedにおいて各CCの帯域幅が20MHzの場合、その帯域の中心から18.015MHz内にサブキャリアが配置されているが、上側0.9925MHz、下側0.9925MHzにはサブキャリアが配置されていない。サブキャリアが配置されていない（入力信号成分が無い）帯域(図１４中、B_CTL1〜B_CTL4)をPAPR低減に用いることでEVMを劣化させることなくPAPRを低減できる場合がある。

この例では、B_CTL1〜B_CTL4を送信帯域FB_Ｓのうち入力信号成分が無い帯域としている。B_CTL1〜B_CTL4に与える振幅と位相は同じ値を設定することが簡易であるが、上述した歪成分の影響によりEVM劣化が大きくなる場合、個別に調整する。ＣＣ１の下端側、ＣＣ５の上端側に帯域を割り当てていないのは上述したように３次歪成分下側帯域FB_DLと３次歪成分上側帯域FB_DUの歪成分が増加する場合があるためであるが、影響が小さいことが予めわかる場合はPAPR低減に用いてもよい。

PAPR低減帯域制御部１８３ＣにおいてＣＣ１〜ＣＣ５の帯域幅を指定し、その帯域幅を３次歪発生経路制御部１８３Ａに伝達する。３次歪発生経路制御部１８３Ａは、指定されたＣＣ１〜ＣＣ５に対応する複素乗算器に与える振幅と位相についてEVMを改善するように調整してもよい。

OFDMといった方式を用いた場合、帯域幅判定器１８１Ｄでサブキャリア間隔を判定し、サブキャリア間の成分を用いてPAPRを低減するように振幅と位相を調整してもよい。例えば、LTEではサブキャリア間隔は15kHzとなっている。そのため、帯域幅判定器１８１Ｄで分配器１１からの入力信号がLTE(もしくはサブキャリア間隔が15kHz)であると判別し、入力信号をFFTした時の周波数間隔が15kHzよりも狭い場合、３次歪周波数特性補償器１３Ｃに入力する補償信号のうちサブキャリア間の成分を用いてPAPRを低減する。

前述した各実施例においては、送信帯域FB_Ｓ内に設定するPAPR低減帯域FB_CTLを制御することにより、PAPR低減処理に原因するEVMの増加を抑圧したが、実施例４においては、帯域が離れた２つの入力信号に対し、送信帯域外の相互変調歪成分帯域にPAPR低減帯域を設けてPAPR低減処理を行なうことにより、EVM増加を避けつつPAPRを低減させる。

図１５は本実施例に係るディジタルプリディストータ１０４と周辺装置の全体構成を示すブロック図である。周辺装置は、増幅装置２０と帰還信号生成装置３０を含む。この例では、図１６に示すように２つの入力信号の帯域FB_S1とFB_S2が離れた帯域にある場合に対応するディジタルプリディストータを示している。ここで、図１６の信号帯域FB_S1に対応する信号は入力端子T_IN1からディジタルプリディストータ１０４に入力され、信号帯域FB_S2に対応する信号は入力端子T_IN2からディジタルプリディストータ１０４に入力されるものとする。ここでは、帯域FB_S1とFB_S2にそれぞれ1つのＣＣを割り当てた場合について説明するが、FB_S1とFB_S2にそれぞれ複数のＣＣを割り当てた場合や、FB_S1とFB_S2以外の第３の帯域を用いる場合についても同様の考え方にて対応できる。

図１６に示すように２つの帯域にＣＣを割り当てた信号を1つの電力増幅器２３で増幅した場合、図１６に示す３次歪成分下側帯域FB_DL1、FB_DL2、３次歪成分上側帯域FB_DU1、FB_DU2、相互変調歪成分下側帯域FB_ML、相互変調歪成分上側帯域FB_MUに歪成分がそれぞれ発生する。例えば、等価低域系を仮定し、FB_S1を用いる複素ベースバンド信号をs₁、FB_S2を用いる複素ベースバンド信号をs₂とし、電力増幅器の歪発生モデルを３次のべき級数とした場合、電力増幅器で発生する歪成分D₃は、次式(8)で表せる。

ここで、||は絶対値、^＊は複素共役を示す。以下においては、式(8)中の|s₁|²s₁と|s₂|²s₂をそれぞれ信号ｓ₁の３次歪成分、信号ｓ₂の３次歪成分と呼び、2|s₁|²s₂、2|s₂|²s₁、s₁ ²s₂ ^*、s₂ ²s₁ ^*を信号ｓ₁とｓ₂の相互変調歪成分と呼ぶことにする。式(8)において、相互変調歪成分s₁ ²s₂ ^*とs₂ ²s₁ ^*はそれぞれ入力信号帯域FB_S1、FB_S2の外側の相互変調歪成分下側帯域FB_ML、相互変調歪成分上側帯域FB_MUに発生する歪成分である。信号帯域FB_S1とFB_S2の中心周波数f_C1とf_C2の間隔をΔＦとすると、s₁ ²s₂ ^*とs₂ ²s₁ ^*は中心周波数f_C1、f_C2からそれぞれΔＦだけ下側及び上側に離れた周波数に発生する。ΔＦが大きい場合、電力増幅器の出力側にFB_S1とFB_S2を通過させるフィルタを設置することでs₁ ²s₂ ^*とs₂ ²s₁ ^*は抑圧できる。そのため、s₁ ²s₂ ^*とs₂ ²s₁ ^*はディジタルプリディストータで補償しなくともよいことから本実施例ではこの２つの相互変調歪成分を補償する信号をPAPR低減に用いる。PAPR低減に用いる帯域をFB_S1とFB_S2とは異なる帯域にすることでEVMを劣化させることなくPAPRを低減できる点が他の実施例と異なる。

式(8)中の相互変調歪成分2|s₁|²s₂は、入力信号ｓ₂の３次歪成分と同じ帯域FB_D2を有し、また、相互変調歪成分2|s₂|²s₁は、入力信号ｓ₁の３次歪成分と同じ帯域FB_D1を有している。

ここでは、 ３次歪成分を用いた場合について説明したが、５次以上の高次歪成分を用いた場合についても同様の考え方で対応できる。

ディジタルプリディストータ１０４は、分配器１１１、１１２、合成器１１３、線形伝達経路１２、３次歪発生経路１３０、合成器１４、DAC１５、ADC１６、歪観測器１７、PAPR観測器１９、制御器１８４を含む。制御器１８４は、３次歪発生経路制御部１８４Ａ、PAPR判定制御部１８１Ｂを含む。

分配器１１１は、入力端子T_IN1からの信号を３次歪発生経路１３０と合成器１１３に分配する。分配器１１２は、入力端子T_IN2からの信号を３次歪発生経路１３０と合成器１１３に分配する。入力端子T_IN1、T_IN2に入力する信号が直流を中心としたベースバンド信号の場合、分配器１１１，１１２では、中心周波数f_C1、f_C2の周波数差がΔＦとなるように各入力端子からの信号の周波数をそれぞれシフトさせる。周波数のシフトは例えば、FFTにより信号を周波数領域に変換し、所望の周波数(例えば、入力端子T_IN1からの信号を−ΔF/2、入力端子T_IN2からの信号を＋ΔF/2）にシフトさせたのちIFFTすることで行う。 合成器１１３は分配器１１１と分配器１１２からの信号を合成し、線形伝達経路１２に合成した信号を出力する。

図１７に３次歪発生経路１３０の構成を示す。３次歪発生経路１３０は、信号分配器１３Ｄ１、１３Ｄ２、信号生成部１３０１、１３０２、副信号生成部１３０３、信号合成器１３Ｇを含む。信号分配器１３Ｄ１は、分配器１１１からの分配信号を信号生成部１３０１と副信号生成部１３０３に分配する。信号分配器１３Ｄ２は、分配器１１２からの分配信号を信号生成部１３０２と副信号生成部１３０３に分配する。

信号生成部１３０１は、３次歪発生器１３Ａ１、３次歪ベクトル調整器１３Ｂ１を含む。３次歪発生器１３Ａ１は、信号分配器１３Ｄ１からの信号を３乗し、３次歪成分(式(8)の|s₁|²s₁)を生成する。３次歪ベクトル調整器１３Ｂ１は、歪観測器１７により観測された３次歪成分下側帯域FB_DL1または上側帯域FB_DU1の歪成分が最小となるよう制御器１８４からの制御情報に基づいて|s₁|²s₁の振幅と位相を調整する。信号生成部１３０２は、３次歪発生器１３Ａ２、３次歪ベクトル調整器１３Ｂ２を含む。３次歪発生器１３Ａ２は、信号分配器１３Ｄ２からの信号を３乗し、３次歪成分(式(8)の|s₂|²s₂)を生成する。３次歪ベクトル調整器１３Ｂ２は、歪観測器１７により観測された３次歪成分下側帯域FB_DL2または上側帯域FB_DU2の歪成分が最小となるよう制御器１８４からの制御情報に基づいて|s₂|²s₂の振幅と位相を調整する。

副信号生成部１３０３は、３次相互変調歪算出器１３Ｅ、副３次歪ベクトル調整器１３Ｆ１、１３Ｆ２、１３Ｆ３、１３Ｆ４を含む。３次相互変調歪算出器１３Ｅは、信号分配器１３Ｄ１、１３Ｄ２からの信号から３次相互変調歪成分(式(8)の2|s₂|²s₁、2|s₁|²s₂、 s₁ ²s₂ ^*、s₂ ²s₁ ^*)を生成する。副３次歪ベクトル調整器１３Ｆ１は、３次歪ベクトル調整器１３Ｂ１の調整で用いた帯域の歪成分が最小となるよう制御器１８４からの制御情報に基づいて2|s₂|²s₁の振幅と位相を調整する。副３次歪ベクトル調整器１３Ｆ２は、３次歪ベクトル調整器１３Ｂ２の調整で用いた帯域の歪成分が最小となるよう制御器１８４からの制御情報に基づいて2|s₁|²s₂の振幅と位相を調整する。副３次歪ベクトル調整器１３Ｆ３は、PAPR観測器１９により観測される帯域FB_S1のPAPRが最小となるよう制御器１８４からの制御情報に基づいてs₁ ²s₂ ^*の振幅と位相を調整する。副３次歪ベクトル調整器１３Ｆ４は、PAPR観測器１９により観測される帯域FB_S2のPAPRが低減するよう制御器１８４からの制御情報に基づいてs₂ ²s₁ ^*の振幅と位相を調整する。

図１８を参照し、制御器１８４の制御フローＰ２を説明する。ここでは、入力信号帯域FB_S1とFB_S2は予め制御器１８４に設定されているものとする。

［副３次歪ベクトル調整器係数調整処理Ｓ２１］
３次歪発生経路制御部１８４Ａは、副３次歪ベクトル調整器１３Ｆ３、１３Ｆ４に与える位相Z_Pと振幅Z_Aを帯域FB_S1、FB_S2のPAPRが低減するようにそれぞれ調整する。

位相の調整では、副３次歪ベクトル調整器１３Ｆ３、１３Ｆ４に位相Z_P＝πを与える（図６で説明した原理に基づく）。振幅の調整では、最初に任意に設定した初期値Z_Aとその前後の値でのPAPRを観測し、PAPRが減少する方向へ事前に定めたオフセット値ΔZ_Aだけ振幅を変更し、PAPRを観測する。振幅の変更とPAPRの観測を繰り返すことで、PAPRが予め定めた閾値PAPR_TH以下となる振幅Z_A,MINを求める。PAPRがPAPR_TH以下となった場合、３次歪ベクトル調整器係数調整処理Ｓ３２に遷移する。PAPRを観測する場合、３次歪発生経路制御部１８４ＡはPAPR判定制御部１８１ＢにPAPRを測定し、測定結果を伝達するように指示する。

上記の例では、副３次歪ベクトル調整器１３Ｆ３、１３Ｆ４に設定する位相と振幅を同じ値としたが、異なる値としてもよい。異なる値とした場合、副３次歪ベクトル調整器１３Ｆ３と副３次歪ベクトル調整器１３Ｆ４の調整は同時ではなく順番に行う。同時に調整を行った場合、PAPR低減効果が打ち消される場合があるためである。このとき、位相の調整は、振幅の調整と同様に位相の変更とPAPRの観測を繰返し、閾値PAPR_TH以下となる振幅Z_P,MINを求めてもよい。

［３次歪ベクトル調整器係数調整処理Ｓ２２］
３次歪発生器経路制御部１８４Ａは、図３で説明した手法を用いて電力増幅器２３で発生する歪成分を補償するように３次歪ベクトル調整器１３Ｂ１、１３Ｂ２、副３次歪ベクトル調整器１３Ｆ１、１３Ｆ２に与える振幅V_A,MINと位相V_P,MINをそれぞれ調整する。即ち、歪観測器１７で観測される３次歪成分下側帯域FB_DL1、FB_DL2又は上側帯域FB_DU1、FB_DU2の電力が最小となるように、それぞれの３次歪ベクトル調整器１３Ｂ１，１３Ｂ２，１３Ｆ１，１３Ｆ２に与える振幅と位相を調整する。ここで、各３次歪ベクトル調整器の調整は1つずつ順番に行ってもよいが、調整時間を短縮したい場合、３次歪ベクトル調整器１３Ｂ１、１３Ｂ２を同時に調整してもよい。これは、３次歪ベクトル調整器１３Ｂ１、１３Ｂ２で補償する歪成分が異なる帯域に発生するためである。同様に、副３次歪ベクトル調整器１３Ｆ１、１３Ｆ２を同時に調整してもよい。

副３次歪ベクトル調整器係数調整処理Ｓ２１を行った後に３次歪ベクトル調整器係数調整処理Ｓ２２を行うことが好ましい。これは、PAPRを低減した後に、電力増幅器２３で発生する歪成分の補償を行えるためである。Ｓ２２によってＰＡＰＲがＰＡＰＲ_ＴＨを超える場合、Ｓ２１、Ｓ２２を繰返し行ってもよい。

電力増幅器２３で発生する歪成分が周波数依存性を持たない場合、上述のように実施例では３次歪周波数特性補償器を用いることなくPAPRを低減できる。これにより、FFT、IFFTといった信号処理を減らせるためDSP、FPGAといった信号処理回路を簡易化できる。

［実施例４の変形例］
歪成分が周波数依存性を持つ場合、図１７における３次歪発生経路１３０の変形例として図１９に３次歪発生経路１３１を示すように、３次歪ベクトル調整器１３Ｃ１，１３Ｃ２の後段にそれぞれ３次歪周波数特性補償器１３Ｃ０１，１３Ｃ０２を設け、副３次歪ベクトル調整器１３Ｆ１，１３Ｆ２の後段にそれぞれ副３次歪周波数特性補償器１３Ｈ１，１３Ｈ２を設置してもよい。

この場合の制御フローは、図１８に破線で示すように、３次帯域外歪係数調整処理Ｓ２３が処理Ｓ２２の後に追加される。処理Ｓ２３においては、図２の場合と同様に各３次歪成分下側帯域FB_DL1、上側帯域FB_DU1、３次歪成分下側帯域FB_DL2、下側帯域FB_DU2を複数に分割し、歪観測機１７により観測される各分割帯域の歪成分が低減するよう、３次歪周波数特性補償器１３Ｃ０１，１３Ｃ０２，副３次歪周波数特性補償器１３Ｈ１，１３Ｈ２における周波数領域の対応する分割帯域の位相と振幅を調整する。

実施例４の変形例において副３次歪ベクトル調整器１３Ｆ３、１３Ｆ４によりPAPRをPAPR_TH以下にできない場合、他の実施例１、２又は３に示した方法を用いてPAPRを低減するように周波数特性補償器を制御してもよい。

図２０は本実施例にかかるディジタルプリディストータ１０５と周辺装置の全体を示すブロック図である。

ディジタルプリディストータ１０５は、分配器１１１、１１２、合成器１１３、線形伝達経路１２、３次歪発生経路１３１、合成器１４、DAC１５、ADC１６、歪観測器１７、PAPR観測器１９、帯域幅判定器１８１Ｄ、制御器１８５を含む。制御器１８５は、３次歪発生経路制御部１８５Ａ、PAPR判定制御部１８１Ｂ、PAPR低減帯域制御部１８５Ｃを含む。図１５の構成と異なる点は、帯域幅判定器１８１Ｄが追加され、分配器１１１、１１２からの信号が与えられることと、制御器１８５にPAPR低減帯域制御部１８５Ｃが追加され、３次歪発生経路制御部１８５Ａは図１５における３次歪発生経路制御部１８４Ａの機能に加えて送信帯域内のPAPR低減帯域に対し位相と振幅を調整する機能を有することである。３次歪発生経路１３１の構成と動作は図１９に示したものと同じであり、説明を省略する。

図２１を参照し、制御器１８４の制御フローＰ３を説明する。全体の流れは図１８における処理Ｓ２２と処理Ｓ２３の間に図８の処理Ｓ１２１，Ｓ１２２，Ｓ１２３を挿入したものである。

副３次歪ベクトル調整器係数調整処理Ｓ２１は図１８における対応する処理Ｓ２１と同じであり、３次歪発生経路制御部１８５Ａは、副３次歪ベクトル調整器１３Ｆ３、１３Ｆ４に与える位相Z_Pと振幅Z_Aを帯域FB_S1、FB_S2のPAPRが低減するようにそれぞれ調整する。

３次歪ベクトル調整器係数調整処理Ｓ２２は図１８における対応する処理Ｓ２２と同じであり、３次歪発生器経路制御部１８５Ａは、図３で説明した手法を用いて電力増幅器２３で発生する歪成分を補償するように３次歪ベクトル調整器１３Ｂ１、１３Ｂ２、副３次歪ベクトル調整器１３Ｆ１、１３Ｆ２に与える振幅V_A,MINと位相V_P,MINをそれぞれ調整する。即ち、歪観測器１７で観測される３次歪成分下側帯域FB_DL1、FB_DL2又は上側帯域FB_DU1、FB_DU2の電力が最小となるように、それぞれの３次歪ベクトル調整器１３Ｂ１，１３Ｂ２，１３Ｆ１，１３Ｆ２に与える振幅と位相を調整する。

PAPR判定制御部１８１Ｂは、PAPR観測器１９により観測された合成器１４からの出力信号におけるPAPRが閾値PAPR_THよりも高いか否か判定し、高い場合、後述する帯域幅判定処理Ｓ１２２を行うように帯域幅判定器１８１Ｄに指示する。PAPRが閾値PAPR_TH以下の場合、図５における処理Ｓ１３と同じ３次帯域外歪補償係数調整処理Ｓ２３を行うように３次歪発生経路制御部１８１Ａに指示する（Ｓ１２１）。

PAPR判定制御部１８１Ｂから送信帯域FB_Ｓを判別するよう指示を受けると、帯域幅判定器１８１Ｄは、分配器１１１、１１２から分配された入力信号Ｓ_IN1、Ｓ_IN2の送信帯域幅FB_S1、FB_S2を判定し、結果をPAPR低減帯域制御部１８５Ｃに伝達する。PAPR低減帯域制御部１８５Ｃは、得られた送信帯域幅FB_S1、FB_S2に対して予め定めた倍率α（１＞α＞０の所定の値）を乗算して得たFB_CTL1＝αFB_S1、FB_CTL2＝αFB_S2をPAPR低減帯域として３次歪発生経路制御部１８５Ａに伝達する（Ｓ１２２）。

３次歪発生経路制御部１８５Ａは、３次歪周波数特性補償器１３Ｃ０１，１３Ｃ０２の各複素乗算部のうちPAPR低減帯域PB_CTLに対応する各複素乗算器の振幅X_Aと位相X_Pをそれぞれ調整することでPAPRを低減する（Ｓ１２３）。
３次歪発生経路制御部１８５Ａによる３次歪帯域外歪補償係数調整処理Ｓ２３は図８における処理Ｓ１３と同様であり、各入力信号の３次歪成分下側帯域FB_DL1, FB_DL2、上側帯域FB_DU1, FB_DU2の各分割帯域について歪観測器１７の観測結果に基づいて各分割帯域の歪成分を低減するように対応する複素乗算器の振幅と位相を調整する。複素乗算器の振幅と位相を調整した後、３次歪成分下側帯域FB_DL1, FB_DL2と３次歪成分上側帯域FB_DU1, FB_DU2の電力がそれぞれ閾値P_THより大きくなる場合、破線で示すように３次歪ベクトル調整器係数調整処理Ｓ２２に戻るようにしてもよい。

以上に説明したディジタルプリディストータの各実施例及び変形例は、その動作をプログラムに従ってコンピュータにより実行するように構成してもよいし、あるいは構成要素をＤＳＰ(Digital Signal Processor)やＦＰＧＡ(Field Programmable Gate Array)により構成してもよい。

Claims (8)

1. 入力信号に電力増幅器で発生する歪成分を打ち消すための歪補償成分を付加して出力するディジタルプリディストータであって、
   前記入力信号を遅延伝達する線形伝達経路と、
   前記入力信号から歪補償成分を生成するＮ(Ｎは3以上の奇数)次歪発生経路と、
   前記入力信号の帯域幅を判定する帯域幅判定器と、
   前記入力信号を前記線形伝達経路と前記Ｎ次歪発生経路と前記帯域幅判定器に分配する分配器と、
   前記線形伝達経路の出力と前記N次歪発生経路の出力を合成する合成器と、
   前記合成器の出力からピーク対平均電力比(PAPR)を観測するPAPR観測器と、
   制御器と、
   を含み、
   前記Ｎ次歪発生経路は、前記入力信号をＮ乗してＮ次歪成分を生成するＮ次歪発生器と、前記Ｎ次歪成分の振幅と位相を調整するＮ次歪ベクトル調整器と、周波数領域において前記Ｎ次ベクトル調整器の出力信号を複数の帯域に分割し、分割した帯域毎に振幅と位相を調整するＮ次歪周波数特性補償器とを含み、
   前記制御器は、前記PAPR観測器の観測結果を用いて、前記帯域幅判定器で判定された前記入力信号の帯域幅より小となるPAPR低減帯域を決め、前記PAPR低減帯域内の振幅と位相についてPAPRを低減するように前記Ｎ次周波数特性補償器を制御するように構成されていることを特徴とするディジタルプリディストータ。
2. 入力信号に電力増幅器で発生する歪成分を打ち消すための歪補償成分を付加して出力するディジタルプリディストータであって、
   前記入力信号を遅延伝達する線形伝達経路と、
   前記入力信号から歪補償成分を生成するＮ(Ｎは3以上の奇数)次歪発生経路と、
   前記入力信号の帯域幅を判定する帯域幅判定器と、
   前記入力信号を前記線形伝達経路と前記Ｎ次歪発生経路と前記帯域幅判定器に分配する分配器と、
   前記線形伝達経路の出力と前記N次歪発生経路の出力を合成する合成器と、
   前記合成器の出力からピーク対平均電力比(PAPR)を観測するPAPR観測器と、
   制御器と、
   を含み、
   前記Ｎ次歪発生経路は、前記入力信号をＮ乗してＮ次歪成分を生成するＮ次歪発生器と、前記Ｎ次歪成分の振幅と位相を調整するＮ次歪ベクトル調整器と、周波数領域において前記Ｎ次ベクトル調整器の出力信号を複数の帯域に分割し、分割した帯域毎に振幅と位相を調整するＮ次歪周波数特性補償器とを含み、
   前記制御器は、前記PAPR観測器の観測結果を用いて、前記帯域幅判定器で判定された帯域幅以下となるPAPR低減帯域を決め、前記PAPR低減帯域を複数に分割して決めた分割帯域のそれぞれの帯域内の振幅と位相についてPAPRを低減するように前記Ｎ次周波数特性補償器を制御するように構成されていることを特徴とするディジタルプリディストータ。
3. 請求項１または２記載のディジタルプリディストータにおいて、更に前記電力増幅器の出力からの帰還信号と前記入力信号間のEVM(Error Vector Magnitude)を観測するEVM観測手段が設けられており、前記制御器は前記３次歪周波数特性補償器に対するPAPRを低減する処理を、前記EVM観測手段により観測されるEVMが予め決めた許容値以下となる範囲で実行するように構成されていることを特徴とするディジタルプリディストータ。
4. 請求項１または２記載のディジタルプリディストータであって、前記PAPR観測器の観測結果が目標値よりも低い場合、前記制御器は、前記PAPR観測器の観測結果を用いて、前記PAPR低減帯域の帯域幅を前記目標値となるまで縮小するように前記Ｎ次歪周波数特性補償器を制御するように構成されていることを特徴とするディジタルプリディストータ。
5. 請求項１または２記載のディジタルプリディストータであって、前記制御器は、前記帯域幅判定器で判定された帯域幅において入力信号成分が無い帯域の振幅と位相についてPAPRを低減するように前記Ｎ次歪周波数特性補償器を制御するように構成されていることを特徴とするディジタルプリディストータ。
6. 異なる周波数帯域となる複数の入力信号に電力増幅器で発生する歪成分を打ち消すための歪補償成分を付加するディジタルプリディストータであって、
   前記複数の入力信号をそれぞれ遅延伝達する複数の線形伝達経路と、
   前記複数の入力信号に基づいて前記歪補償成分を生成する歪発生経路と、
   各前記入力信号をその入力信号に対応する前記線形伝達経路と、前記歪発生経路とに分配する分配器と、
   前記線形伝達経路の出力と前記歪発生経路の出力を合成する合成器と、
   前記合成器の出力からピーク対平均電力比(PAPR)を観測するPAPR観測器と、
   制御器と、
   を含み、
   前記歪発生経路は、
   各前記入力信号のそれぞれのＮ（Ｎは３以上の奇数）次歪成分を生成するＮ次歪発生器と、
   各Ｎ次歪発生器により発生されたＮ次歪成分の振幅と位相を調整するＮ次歪ベクトル調整器と、
   前記複数の入力信号間の相互変調歪成分を生成するＮ次相互変調歪算出器と、
   各相互変調歪成分の振幅と位相を調整する副Ｎ次歪ベクトル調整器と、
   を含み、前記Ｎ次歪ベクトル調整器の出力と前記副Ｎ次歪ベクトル調整器の出力を前記歪補償成分として出力し、
   前記相互変調歪成分は各入力信号のＮ次歪成分の帯域内の相互変調歪成分、以下、帯域内相互変調歪成分と呼ぶ、と、各入力信号のＮ次歪成分の帯域外の相互変調歪成分、以下帯域外相互変調歪成分と呼ぶ、を含み、
   前記制御器は、前記帯域外相互変調歪成分の振幅と位相についてPAPR低減するように対応する前記ベクトル調整器を制御するよう構成されていることを特徴とするディジタルプリディストータ。
7. 請求項６記載のディジタルプリディストータにおいて、前記電力増幅器の出力からの帰還信号の歪成分を観測する歪観測器が更に設けられており、前記歪発生経路は、各前記Ｎ次歪ベクトル調整器の出力を周波数領域で調整するＮ次歪周波数特性補償器と、前記副Ｎ次歪ベクトル調整器の出力の前記帯域内相互変調歪成分を周波数領域で調整する副Ｎ次歪周波数特性調整器とを含み、
   前記制御器は前記歪観測器により観測された各前記入力信号のＮ次歪成分下側帯域または上側帯域の成分が低減するよう前記Ｎ次歪ベクトル調整器と前記副Ｎ次歪ベクトル調整器を制御し、前記Ｎ次歪周波数特性補償器及び前記副Ｎ次歪周波数特性補償器において各入力信号のＮ次歪成分下側帯域及び上側帯域の振幅と位相を、前記歪観測器で観測された対応する帯域の歪成分が低減するよう調整するよう構成されていることを特徴とするディジタルプリディストータ。
8. 請求項１記載のディジタルプリディストータの制御方法であり、
   前記PAPR観測器により観測されたPAPRが予め決めた閾値より高いか判定する処理と、
   前記PAPRが前記閾値より高い場合、前記入力信号の帯域幅を判定する処理と、
   判定された前記帯域幅に応じて適応的に前記帯域幅より狭いPAPR低減帯域を設定する処理と、
   前記PAPR観測器により観測されるPAPRが低減するよう前記Ｎ次歪周波数特性補償器により前記PAPR低減帯域における振幅と位相を調整する処理と、
   を含むことを特徴とする制御方法。

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