JP2014069677A - Suspension controller - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、サスペンション制御装置に関するもので、詳しくは、鉄道車両向けのセミアクティブサスペンション制御装置に関するものである。 The present invention relates to a suspension control device, and more particularly to a semi-active suspension control device for a railway vehicle.
一般に、鉄道車両向けのセミアクティブサスペンション制御装置では、車体に配置される制御手段から緩衝器のソレノイドバルブまでダンパ配線を引き回すために、長く引き回したケーブルがアンテナとなり、周辺機器へ障害を与える虞がある。特に、車体の上下方向の振動を抑制する緩衝器は、台車の最も外側に取り付けられることから、ダンパ配線が地上側の通信信号設備(ATC)の最も近くを通過するノイズ源になる。 In general, in a semi-active suspension control device for a railway vehicle, since a damper wiring is routed from a control means arranged on a vehicle body to a solenoid valve of a shock absorber, a long-drawn cable serves as an antenna, and there is a risk of causing damage to peripheral devices. is there. In particular, a shock absorber that suppresses vibrations in the vertical direction of the vehicle body is attached to the outermost side of the carriage, so that the damper wiring becomes a noise source that passes closest to the communication signal equipment (ATC) on the ground side.
この対策として、緩衝器のソレノイドバルブへの通電電流に対して、ドロッパー方式の駆動回路を採用することでダンパ配線からのノイズを低減していた。しかしながら、ドロッパー方式の駆動回路では,通電時のトランジスタ部分での損失が大きく、特に電源電圧が損失量に大きく影響することから,電源電圧の変動が大きい車両では、駆動回路の前段で電圧を安定させる手段が必要となり、部品点数が増えるという課題があった。
一方、PWMパルス制御方式の駆動回路では、原理上、トランジスタ部分での損失が小さく、電源電圧の変動が大きい車両にも無変圧で対応できるが、電源電圧が高圧になるとスイッチングに伴う制御電流の脈動幅が大きくなるため、放射ノイズ量が増加するという課題があった。
As a countermeasure, noise from the damper wiring has been reduced by adopting a dropper-type drive circuit for the energization current to the solenoid valve of the shock absorber. However, in the dropper type drive circuit, the loss in the transistor part during energization is large, and the power supply voltage has a large effect on the amount of loss, so in vehicles with large fluctuations in the power supply voltage, the voltage is stabilized before the drive circuit. There is a problem that the number of parts increases.
On the other hand, in the drive circuit of the PWM pulse control system, in principle, the loss in the transistor portion is small and it is possible to cope with a vehicle with a large fluctuation of the power supply voltage without any transformation. However, when the power supply voltage becomes high, the control current associated with switching is reduced. Since the pulsation width increases, there is a problem that the amount of radiation noise increases.
このために、PWMパルス制御方式のキャリア周波数を高く設定することで、高電圧の場合にも電流振幅(脈動幅)を最小限に抑えてノイズを低減することは可能であるが、電流振幅が小さい場合、ソレノイドバルブのプランジャの動作が鈍くなるという新たな課題が生じるようになった。この問題に対処するために、特許文献1及び2に開示されたサスペンション制御装置では、電流指令にディザ波形を重畳させることでプランジャの動作をスムーズにするようにしている。 For this reason, by setting the carrier frequency of the PWM pulse control system high, it is possible to minimize the current amplitude (pulsation width) even in the case of a high voltage and reduce the noise. If it is small, a new problem has arisen that the operation of the plunger of the solenoid valve becomes dull. In order to deal with this problem, in the suspension control devices disclosed in Patent Documents 1 and 2, the operation of the plunger is made smooth by superimposing a dither waveform on the current command.
しかしながら、特許文献1及び2に開示されたサスペンション制御装置では、電源電圧の大きさに関わらず、キャリア周波数が高いためにスイッチングロスが大きいという課題があった。 However, the suspension control devices disclosed in Patent Documents 1 and 2 have a problem that the switching loss is large because the carrier frequency is high regardless of the magnitude of the power supply voltage.
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、損失やノイズを抑えながら、緩衝器の減衰力調整に対する応答性を良好にするサスペンション制御装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of this point, and an object of the present invention is to provide a suspension control device that improves the response to the damping force adjustment of the shock absorber while suppressing loss and noise.
上記課題を解決するための手段として、第一の発明は、車体と台車との間に設けられた緩衝器と、該緩衝器に設けられたアクチュエータと、該アクチュエータを制御する制御手段とを備えたサスペンション制御装置であって、前記アクチェータは、ソレノイドへの通電電流に応じて変位するプランジャを有し、該プランジャの変位に応じて作動流体の通過量を調整することで前記緩衝器に減衰力を発生させ、前記制御手段は、供給される電源電圧の大きさに基づいて、前記ソレノイドへの通電電流に対して、PWMパルスのキャリア周波数を変動させると共にディザを付与するためのディザ振幅電流値を変動させることを特徴とするものである。
また、第二の発明は、車体と台車、または台車枠と輪軸との間に設けられた緩衝器と、該緩衝器に設けられたアクチュエータと、該アクチュエータを制御する制御手段とを備えたサスペンション制御装置であって、前記アクチェータは、ソレノイドへの通電電流に応じて変位するプランジャを有し、該プランジャの変位に応じて作動流体の通過量を調整することで前記緩衝器に減衰力を発生させ、前記制御手段は、供給される電源電圧及びソレノイド駆動回路への通電電流の大きさに基づいて、前記ソレノイドへの通電電流に対して、PWMパルスのキャリア周波数を変動させると共にディザを付与するためのディザ振幅電流値を変動させることを特徴とするものである。
As means for solving the above problems, the first invention comprises a shock absorber provided between the vehicle body and the carriage, an actuator provided in the shock absorber, and a control means for controlling the actuator. The actuator includes a plunger that is displaced according to a current supplied to the solenoid, and a damping force applied to the shock absorber by adjusting a passing amount of the working fluid according to the displacement of the plunger. The control means varies the carrier frequency of the PWM pulse and applies dither amplitude to the energization current to the solenoid based on the magnitude of the supplied power supply voltage. It is characterized by changing.
The second invention is a suspension comprising a shock absorber provided between a vehicle body and a cart or between a cart frame and a wheel shaft, an actuator provided in the shock absorber, and a control means for controlling the actuator. A control device, wherein the actuator has a plunger that is displaced in accordance with an energization current to the solenoid, and a damping force is generated in the shock absorber by adjusting a passing amount of the working fluid in accordance with the displacement of the plunger. The control means varies the carrier frequency of the PWM pulse and applies dither to the energization current to the solenoid based on the supplied power supply voltage and the magnitude of the energization current to the solenoid drive circuit. Therefore, the dither amplitude current value is varied.
本発明のサスペンション制御装置よれば、損失やノイズを抑えながら、緩衝器の減衰力調整に対する応答性を良好にすることができる。 According to the suspension control device of the present invention, the response to the damping force adjustment of the shock absorber can be improved while suppressing loss and noise.
以下、本発明を実施するための形態を図1〜図10に基づいて詳細に説明する。
本発明の実施形態に係るサスペンション制御装置1は、鉄道車両用向けのセミアクティブサスペンション制御装置として構成される。本サスペンション装置1は、図1及び図2に示すように、ソレノイド2及びソレノイド2への通電電流に応じて変位するプランジャ3を有し、該プランジャ3の変位に応じて作動流体8の通過量を調整するアクチュエータとしての比例ソレノイドバルブ4と、車体5と台車6との間に上下方向に介装されて、比例ソレノイドバルブ4のプランジャ3の変位に応じた大きさの減衰力を発生させる減衰力可変型緩衝器7と、車体5の上下方向の加速度を検出する加速度センサー9と、該加速度センサー9からの検出結果等に基づいて比例ソレノイドバルブ4のソレノイド2への通電電流を制御して減衰力可変型緩衝器7の減衰力を制御する制御手段10とを備えている。なお、本実施例では、車体5と台車6との間に減衰力可変型緩衝器7を設ける例を示したが、例えば図示せぬ台車枠と輪軸間に減衰力可変型緩衝器7を取付けるようにしてもよい。
Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described in detail with reference to FIGS.
The suspension control device 1 according to the embodiment of the present invention is configured as a semi-active suspension control device for railway vehicles. As shown in FIGS. 1 and 2, the suspension device 1 includes a solenoid 2 and a plunger 3 that is displaced according to a current supplied to the solenoid 2, and a passing amount of the working fluid 8 according to the displacement of the plunger 3. A proportional solenoid valve 4 serving as an actuator for adjusting the amount of vibration, and interposed between the vehicle body 5 and the carriage 6 in the vertical direction, generates a damping force having a magnitude corresponding to the displacement of the plunger 3 of the proportional solenoid valve 4. Based on the force variable shock absorber 7, the acceleration sensor 9 that detects the vertical acceleration of the vehicle body 5, and the detection result from the acceleration sensor 9, the energization current to the solenoid 2 of the proportional solenoid valve 4 is controlled. And a control means 10 for controlling the damping force of the damping force variable shock absorber 7. In this embodiment, an example in which the damping force variable shock absorber 7 is provided between the vehicle body 5 and the cart 6 is shown. However, for example, the damping force variable shock absorber 7 is attached between the cart frame and the wheel shaft (not shown). You may do it.
減衰力可変型緩衝器7は、比例ソレノイドバルブ4とユニット化され、例えば、図1に示すように、前側台車6及び後側台車6に夫々4台ずつ備えられている。加速度センサー9は、例えば、図1に示すように、前側台車6及び後側台車6に夫々2個ずつ備えられている。制御手段10と比例ソレノイドバルブ4を含む各減衰力可変型緩衝器7とは電気的に接続される。また、制御手段10と各加速度センサー9とも電気的に接続される。 The damping force variable shock absorber 7 is unitized with the proportional solenoid valve 4, and, for example, as shown in FIG. 1, four units are provided on each of the front carriage 6 and the rear carriage 6. For example, as shown in FIG. 1, two acceleration sensors 9 are provided in each of the front carriage 6 and the rear carriage 6. The control means 10 and each damping force variable buffer 7 including the proportional solenoid valve 4 are electrically connected. The control means 10 and each acceleration sensor 9 are also electrically connected.
制御手段10は、図2に示すように、車両用電源11からの電源電圧を検出する電源電圧検出器12と、加速度センサー9及び電源電圧検出器12からの検出結果に基づいてPWMパルスを出力可能なCPU13と、該CPU13からのPWMパルスをソレノイド2へ出力するソレノイド駆動回路14とから概略構成されている。 As shown in FIG. 2, the control means 10 outputs a PWM pulse based on the power supply voltage detector 12 that detects the power supply voltage from the vehicle power supply 11 and the detection results from the acceleration sensor 9 and the power supply voltage detector 12. The CPU 13 is composed of a possible CPU 13 and a solenoid drive circuit 14 that outputs a PWM pulse from the CPU 13 to the solenoid 2.
車両用電源11は、他の車載機器と共通の電源線から本サスペンション制御装置1へ電源電圧を供給するものである。該車両用電源11は、車両によってDC24V、48V、72V、87V、96V、110V(公称電圧)などが設定されており、これらの電源電圧は、走行中や停車中の車両状況に応じて±30%以上で変動し得る。ソレノイド駆動回路14は、システムの最大消費電流が通電可能な電流容量と、高速なスイッチングで発生するスパイク電圧のレベルを十分に低く抑えられるだけの配線幅(低インダクタンス)とを有する配線パターンを備えている。該ソレノイド駆動回路14は、図2に示すように、高電圧及び高速なスイッチングに応答可能なゲートドライバ16及びトランジスタ17と、トランジスタ17がOFF時にソレノイド2へ流れる電流を還流させる還流ダイオード18と、ソレノイド2へ流れる実電流を電圧として出力するための電流検出抵抗19と、該電流検出抵抗19の電圧を所定電圧に増幅してCPU13に出力する電流検出回路20とを備えている。 The vehicle power supply 11 supplies a power supply voltage to the suspension control device 1 from a power supply line common to other in-vehicle devices. The vehicle power supply 11 is set to DC24V, 48V, 72V, 87V, 96V, 110V (nominal voltage) or the like depending on the vehicle, and these power supply voltages are ± 30 according to the vehicle conditions during traveling and stopping. % And more. The solenoid drive circuit 14 includes a wiring pattern having a current capacity capable of supplying the maximum current consumption of the system and a wiring width (low inductance) that can sufficiently suppress a spike voltage level generated by high-speed switching. ing. As shown in FIG. 2, the solenoid drive circuit 14 includes a gate driver 16 and a transistor 17 that can respond to high voltage and high-speed switching, a free wheel diode 18 that recirculates a current that flows to the solenoid 2 when the transistor 17 is OFF, A current detection resistor 19 for outputting the actual current flowing through the solenoid 2 as a voltage, and a current detection circuit 20 for amplifying the voltage of the current detection resistor 19 to a predetermined voltage and outputting it to the CPU 13 are provided.
図3に示すように、CPU13は、電源電圧入力手段25と、キャリア周波数選択手段26と、加速度入力手段27と、基本演算手段28と、ディザ演算手段29と、電流値検出手段30と、PWM駆動部31とを備えている。 As shown in FIG. 3, the CPU 13 includes a power supply voltage input means 25, a carrier frequency selection means 26, an acceleration input means 27, a basic calculation means 28, a dither calculation means 29, a current value detection means 30, and a PWM. The drive part 31 is provided.
電源電圧入力手段25は、電源電圧検出器12で検出した電源電圧をAD入力してCPU13内部に取り込むものである。キャリア周波数選択手段26は、電源電圧入力手段25により取り込んだ電源電圧値に基づいてキャリア周波数を選択するものである。加速度入力手段27は、各加速度センサー9にて検出した加速度をデジタル通信またはAD入力してCPU13内部に取り込むものである。基本演算手段28は、加速度入力手段27により取り込んだ各加速度値に基づいて、車体5の振動を制御するのに最適な目標減衰力を演算し、該目標減衰力に基づいて比例ソレノイドバルブ4に必要な基本電流値を演算するものである。ディザ演算手段29は、キャリア周波数選択手段26により選択されたキャリア周波数に基づいて、微振幅電流値(以下、ディザ振幅電流値という)を演算するものである。ディザ振幅電流は、比例ソレノイドバルブ4のプランジャ3をスムーズに変位させて減衰力可変型緩衝器7の減衰力調整の応答性を向上させるためにプランジャ3に微振動(ディザ)を付与するためのものである。なお、本実施の形態では、ディザ演算手段29は、キャリア周波数選択手段26により選択されたキャリア周波数に基づいて、ディザ振幅電流値を演算しているが、電源電圧入力手段25により取り込んだ電源電圧値に基づいて、ディザ振幅電流値を演算してもよい。電流値検出手段30は、電流検出回路20で検出したソレノイド2の実電流値をAD入力してCPU13内に取り込むものである。 The power supply voltage input means 25 inputs the power supply voltage detected by the power supply voltage detector 12 and takes it into the CPU 13. The carrier frequency selection means 26 selects a carrier frequency based on the power supply voltage value taken in by the power supply voltage input means 25. The acceleration input means 27 is for inputting the acceleration detected by each acceleration sensor 9 into the CPU 13 through digital communication or AD input. The basic calculation means 28 calculates a target damping force optimum for controlling the vibration of the vehicle body 5 based on each acceleration value taken in by the acceleration input means 27 and applies the proportional solenoid valve 4 to the proportional solenoid valve 4 based on the target damping force. A necessary basic current value is calculated. The dither calculator 29 calculates a small amplitude current value (hereinafter referred to as a dither amplitude current value) based on the carrier frequency selected by the carrier frequency selector 26. The dither amplitude current is used to apply a slight vibration (dither) to the plunger 3 in order to smoothly displace the plunger 3 of the proportional solenoid valve 4 and improve the response of the damping force adjustment of the damping force variable shock absorber 7. Is. In the present embodiment, the dither calculation means 29 calculates the dither amplitude current value based on the carrier frequency selected by the carrier frequency selection means 26, but the power supply voltage captured by the power supply voltage input means 25. The dither amplitude current value may be calculated based on the value. The current value detecting means 30 inputs the actual current value of the solenoid 2 detected by the current detection circuit 20 into the CPU 13 by AD input.
PWM駆動部31は、キャリア周波数選択手段26により選択されたキャリア周波数に基づいて、基本演算手段28により演算された基本電流値とディザ演算手段29により演算されたディザ振幅電流値との和である目標電流値に、電流検出回路20により取り込まれたソレノイド2の実電流値をフィードバックして、PWMパルスのデューティ比を可変するものである。PWM駆動部31は、ソレノイド2に対する目標電流値にソレノイド2の実電流値を追従させるように、内部にPI制御器やPID制御器などの制御器を含むものであるが、この制御器はPI制御やPID制御以外の制御を用いても良い。また、PWM駆動部31では,PWMパルスがキャリア周波数選択手段26により選択されたキャリア周波数に基づいて、三角波などの変調手段によって生成される。なお、PWMパルスの生成方法は三角波変調に限らず、のこぎり波変調やベクトル変調など、三角波変調とほぼ同等の効果が得られれば、一般的に知られている他の変調手段を採用してもよい。 The PWM drive unit 31 is the sum of the basic current value calculated by the basic calculation means 28 and the dither amplitude current value calculated by the dither calculation means 29 based on the carrier frequency selected by the carrier frequency selection means 26. The actual current value of the solenoid 2 taken in by the current detection circuit 20 is fed back to the target current value to vary the duty ratio of the PWM pulse. The PWM drive unit 31 includes a controller such as a PI controller or a PID controller so that the actual current value of the solenoid 2 follows the target current value for the solenoid 2. Control other than PID control may be used. In the PWM drive unit 31, the PWM pulse is generated by modulation means such as a triangular wave based on the carrier frequency selected by the carrier frequency selection means 26. Note that the PWM pulse generation method is not limited to triangular wave modulation, and other generally known modulation means such as sawtooth wave modulation and vector modulation can be used as long as the same effect as triangular wave modulation can be obtained. Good.
次に、ソレノイド2への通電電流に対する第1実施形態の制御方法を説明する。
なお、第1実施形態の制御方法では、CPU13に、図4及び図5に示すマップが予め入力されている。図4は、電源電圧に対するキャリア周波数のマップを示している。また、図5は、ディザ振幅電流値の要、不要の電源電圧の閾値が、電圧下降時と電圧上昇時とで相違するヒステリシス制御を実行するためのマップを示している。要するに、図4において、ディザ振幅電流値の有無の閾値は、電源電圧が下降過程である場合は電圧値V1が採用され、一方、上昇過程である場合は電圧値V2が採用される。図5に示すように、電圧下降時の電源電圧の閾値V1より電圧上昇時の電源電圧の閾値V2の方が大きく設定される。
Next, the control method of the first embodiment for the energization current to the solenoid 2 will be described.
In the control method of the first embodiment, the map shown in FIGS. 4 and 5 is input to the CPU 13 in advance. FIG. 4 shows a map of the carrier frequency with respect to the power supply voltage. FIG. 5 shows a map for executing hysteresis control in which the threshold value of the necessary and unnecessary power supply voltage for the dither amplitude current value is different between when the voltage drops and when the voltage rises. In short, in FIG. 4, as the threshold value for the presence or absence of the dither amplitude current value, the voltage value V1 is adopted when the power supply voltage is in the decreasing process, while the voltage value V2 is adopted when the power supply voltage is in the increasing process. As shown in FIG. 5, the power supply voltage threshold value V2 when the voltage rises is set larger than the power supply voltage threshold value V1 when the voltage drops.
そして、電源電圧検出器12により車両用電源11からの電源電圧値が検出されて、該電源電圧値がCPU13に入力される。該CPU13では、当該電源電圧値に基づいて、キャリア周波数選択手段26により図4のマップから対応するキャリア周波数が選択される。この時、例えば、電源電圧が上昇時、電源電圧がその閾値V2よりも大きくなると、選択されるキャリア周波数が低周波(H1より小さい)から高周波(H2より大きい)に切り替えられる。続いて、選択されたキャリア周波数はディザ演算手段29に入力される。なお、図4において車載機器や地上装置が通信等で使用するキャリア周波数帯は選択しないようにしている。そこで、電源電圧値に基づいて、選択できないキャリア周波数帯に至った場合には、その周波数帯の最大値に近いキャリア周波数を選択する。続いて、ディザ演算手段29より、選択されたキャリア周波数に基づいて図4のマップから、ディザ振幅電流の有無が判断される。詳しくは、図4において、選択されたキャリア周波数がH1より小さい場合には、ディザ振幅電流値は設定されず(ディザ振幅電流値は0)、選択されたキャリア周波数がH2より大きい場合には、キャリア周波数の大きさには関係なく一定のディザ振幅電流値が設定されるようになる。なお、ディザ演算手段29において、電源電圧値に基づいて、図4のマップからディザ振幅電流の有無を判断するようにしてもよい。また、各加速度センサー9により車体5の上下方向の加速度がそれぞれ検出されて、各加速度センサー9からの検出値がCPU13に入力される。該CPU13では、基本演算手段28により、車体5の振動を制御するのに最適な目標減衰力が演算され、該目標減衰力に基づいて比例ソレノイドバルブ4に必要な基本電流値が決定される。 Then, the power supply voltage detector 12 detects the power supply voltage value from the vehicle power supply 11, and the power supply voltage value is input to the CPU 13. In the CPU 13, based on the power supply voltage value, the carrier frequency selecting means 26 selects a corresponding carrier frequency from the map of FIG. At this time, for example, when the power supply voltage rises, if the power supply voltage becomes larger than the threshold value V2, the selected carrier frequency is switched from a low frequency (smaller than H1) to a high frequency (larger than H2). Subsequently, the selected carrier frequency is input to the dither calculation means 29. In FIG. 4, the carrier frequency band used by the vehicle-mounted device or the ground device for communication or the like is not selected. Therefore, when a carrier frequency band that cannot be selected is reached based on the power supply voltage value, a carrier frequency close to the maximum value of the frequency band is selected. Subsequently, the dither calculator 29 determines the presence or absence of the dither amplitude current from the map of FIG. 4 based on the selected carrier frequency. Specifically, in FIG. 4, when the selected carrier frequency is smaller than H1, the dither amplitude current value is not set (dither amplitude current value is 0), and when the selected carrier frequency is larger than H2, A constant dither amplitude current value is set regardless of the carrier frequency. Note that the dither calculator 29 may determine the presence or absence of the dither amplitude current from the map of FIG. 4 based on the power supply voltage value. Further, the acceleration in the vertical direction of the vehicle body 5 is detected by each acceleration sensor 9, and the detection value from each acceleration sensor 9 is input to the CPU 13. In the CPU 13, the basic calculation means 28 calculates a target damping force optimum for controlling the vibration of the vehicle body 5, and determines a basic current value necessary for the proportional solenoid valve 4 based on the target damping force.
最終的に、CPU13では、PWM駆動部31において、基本演算手段28により算出された基本電流値とディザ演算手段29により演算されたディザ振幅電流値との和である目標電流値に、電流検出回路20により取り込まれたソレノイド2の実電流値をフィードバックして、PWMパルスのデューティ比を可変したものをソレノイド駆動回路14に出力する。 Finally, in the CPU 13, the PWM drive unit 31 sets the current detection circuit to a target current value that is the sum of the basic current value calculated by the basic calculation means 28 and the dither amplitude current value calculated by the dither calculation means 29. The actual current value of the solenoid 2 captured by 20 is fed back, and the PWM pulse duty ratio variable is output to the solenoid drive circuit 14.
そこで、図6には、CPU13の基本演算手段28からの基本電流値が0.8Aである場合を例に、電源電圧が低電圧で、ディザ振幅電流値が不要な領域の電流波形を示している(図4のA部分)。また、図7には、CPU13の基本演算手段28からの基本電流値が0.8Aである場合を例に、電源電圧が高電圧で、ディザ振幅電流値が必要な領域の電流波形を示している(図4のB部分)。
電源電圧が低電圧時には、図6から、0.8Aを中心とした±0.05A程度の電流脈動が、PWMパルスよるトランジスタ17のスイッチングによって生じていることが解る。この電流脈動には、比例ソレノイドバルブ4のプランジャ3をスムーズに変位させる効果がある。低電圧時にはこの電流脈動をトランジスタ17のスイッチングによってのみ生じるようにキャリア周波数を設定することで、減衰力可変型緩衝器7の減衰力調整の応答性を向上させることができると共にスイッチングによる損失を最小限に抑制することができる。
Therefore, FIG. 6 shows a current waveform in a region where the power supply voltage is low and the dither amplitude current value is unnecessary, taking the case where the basic current value from the basic calculation means 28 of the CPU 13 is 0.8 A as an example. (A part of FIG. 4). FIG. 7 shows a current waveform in a region where the power supply voltage is high and a dither amplitude current value is required, taking as an example the case where the basic current value from the basic calculation means 28 of the CPU 13 is 0.8 A. (Part B in FIG. 4).
It can be seen from FIG. 6 that when the power supply voltage is low, a current pulsation of about ± 0.05 A centering on 0.8 A is generated by switching of the transistor 17 by the PWM pulse. This current pulsation has an effect of smoothly displacing the plunger 3 of the proportional solenoid valve 4. By setting the carrier frequency so that this current pulsation is generated only by switching of the transistor 17 at a low voltage, the response of the damping force adjustment of the damping force variable shock absorber 7 can be improved and the loss due to switching can be minimized. It can be suppressed to the limit.
一方、電源電圧が高電圧の場合は、トランジスタ17のON/OFF時の電流変化量が大きく、したがって、スイッチング時の基板のパターンや配線のインダクタンスで発生するスパイクやノイズも大きい。したがって、電源電圧が高電圧の場合に、電流脈動幅が図6と比較して時間当たりの電流変化量が大きく、結果としてノイズを発する。そこで、電源電圧が高電圧の場合には、スイッチングノイズのキャリア周波数をさらに高周波側に設定し、電流脈動を例えば±0.005Aまで抑えることで、発生するノイズの周波数を高周波側にシフトし、且つノイズのレベルを低下させることができる。さらに、比例ソレノイドバルブ4のプランジャ3をスムーズに変位させるための電流脈動は、図7に示すように、高周波微振幅の電流脈動に低周波大振幅の脈動成分を重畳させるようにしている。これにより、高電圧時におけるノイズを抑制すると共に減衰力可変型緩衝器7の減衰力調整の応答性を向上させることができる。 On the other hand, when the power supply voltage is high, the amount of current change when the transistor 17 is ON / OFF is large, and therefore, spikes and noise generated by the substrate pattern and wiring inductance during switching are also large. Therefore, when the power supply voltage is a high voltage, the current pulsation width has a larger amount of current change per time than that in FIG. 6, resulting in noise. Therefore, when the power supply voltage is high, the carrier frequency of the switching noise is further set to the high frequency side, and the current pulsation is suppressed to, for example, ± 0.005 A, thereby shifting the frequency of the generated noise to the high frequency side. In addition, the noise level can be reduced. Further, as shown in FIG. 7, the current pulsation for smoothly displacing the plunger 3 of the proportional solenoid valve 4 is made to superimpose a pulsation component having a low frequency and a large amplitude on a current pulsation having a high frequency and a small amplitude. Thereby, noise at the time of high voltage can be suppressed and the response of the damping force adjustment of the damping force variable shock absorber 7 can be improved.
なお、上述しているように、キャリア周波数選択手段26で選択するキャリア周波数は、鉄道の車載機器や地上装置の通信周波数を避けたもので選択することが好ましい。また、スイッチングの損失を最小限にする観点では、通信機器に干渉せず、かつノイズレベルが規定値を超えない範囲で最も低いキャリア周波数を選択することが好ましい。
また、本実施の形態では、減衰力可変型緩衝器7の減衰力調整時、比例ソレノイドバルブ4のプランジャ3の変位をスムーズにするために電流振幅を±0.05A,±0.005Aとしたが、これに限るものではなく、これらの値は減衰力可変型緩衝器7の構造や特性に合わせて最適に調整されるべきものである。
As described above, the carrier frequency selected by the carrier frequency selection means 26 is preferably selected by avoiding the communication frequency of the on-vehicle equipment and the ground device of the railway. Further, from the viewpoint of minimizing switching loss, it is preferable to select the lowest carrier frequency in a range that does not interfere with communication equipment and the noise level does not exceed a specified value.
In the present embodiment, when adjusting the damping force of the damping force variable shock absorber 7, the current amplitude is set to ± 0.05 A and ± 0.005 A in order to make the displacement of the plunger 3 of the proportional solenoid valve 4 smooth. However, the present invention is not limited to this, and these values should be optimally adjusted according to the structure and characteristics of the damping force variable shock absorber 7.
次に、ソレノイド2への通電電流に対する第2実施形態の制御方法を説明する。第2実施形態の制御方法を説明する際には、第1実施形態の制御方法との相違点のみを説明する。
第2実施形態の制御方法では、CPU13に、図8に示すマップが予め入力されている。図8は、電源電圧に対するキャリア周波数及びディザ振幅電流値のマップを示している。図8から解るように、第2実施形態では、電源電圧が上昇するに伴ってキャリア周波数を高くして、キャリア周波数が高くなるごとにディザ振幅電流値を除々に上昇させる制御方法を採用している。すなわち、第2実施形態では、図8に示すように、電源電圧が高いほどスイッチングによる電流脈動幅が小さくなるように、例えば、電源電圧が2倍になったときにキャリア周波数を3倍にするなど、電源電圧−キャリア周波数特性は線形比例以外で、曲線状で上方に凸するような曲線特性としている。また、ディザ振幅電流値は、各キャリア周波数でスイッチングによる電流脈動が減少した分を補うように徐々に大きくする。
そして、CPU13では、入力された電源電圧値に基づいて、図8のマップから対応するキャリア周波数及びディザ振幅電流値がそれぞれ選択される。
Next, the control method of 2nd Embodiment with respect to the energization current to the solenoid 2 is demonstrated. In describing the control method of the second embodiment, only differences from the control method of the first embodiment will be described.
In the control method of the second embodiment, the map shown in FIG. FIG. 8 shows a map of the carrier frequency and the dither amplitude current value with respect to the power supply voltage. As can be seen from FIG. 8, the second embodiment employs a control method in which the carrier frequency is increased as the power supply voltage increases, and the dither amplitude current value is gradually increased as the carrier frequency increases. Yes. That is, in the second embodiment, as shown in FIG. 8, the carrier frequency is tripled when the power supply voltage is doubled, for example, so that the current pulsation width due to switching becomes small as the power supply voltage is high. For example, the power supply voltage-carrier frequency characteristics are not linearly proportional, but are curved so as to protrude upward. Further, the dither amplitude current value is gradually increased so as to compensate for the decrease in current pulsation due to switching at each carrier frequency.
Then, the CPU 13 selects the corresponding carrier frequency and dither amplitude current value from the map of FIG. 8 based on the input power supply voltage value.
次に、ソレノイド2への通電電流に対する第3実施形態の制御方法を説明する。第3実施形態の制御方法を説明する際には、第1実施形態の制御方法との相違点のみを説明する。
なお、図2に示す、1個のソレノイド2を1個のトランジスタ17で駆動する形式のソレノイド駆動回路14の場合は、スイッチOFF時は、電流がダイオード(抵抗成分)を通過するため、スイッチON時とスイッチOFF時のソレノイド2への通電電流の変化速度の違いが顕著となる(スイッチOFF時の電流勾配が急)。そのために、同じ電源電圧、同じキャリア周波数で比較しても、デューティ比が大きい場合と、デューティ比が小さい場合とでスイッチングによる電流脈動の振幅に大きな差が生じる場合がある。具体的には,デューティー比(オンデューティー)が大きい場合はスイッチONの期間が長くスイッチOFFの期間が短いため電流脈動の振幅は小さく,デューティー比が小さい場合はスイッチONの期間が短くスイッチOFFの期間が長いため電流脈動の振幅は大きくなる。
Next, the control method of 3rd Embodiment with respect to the energization current to the solenoid 2 is demonstrated. In describing the control method of the third embodiment, only differences from the control method of the first embodiment will be described.
In the case of the solenoid drive circuit 14 of the type shown in FIG. 2 in which one solenoid 2 is driven by one transistor 17, the current passes through a diode (resistance component) when the switch is OFF. The difference in the change speed of the energization current to the solenoid 2 at the time of turning off and the switch becomes noticeable (the current gradient at the time of turning off the switch is steep). Therefore, even when the same power supply voltage and the same carrier frequency are compared, there may be a large difference in the amplitude of current pulsation due to switching between when the duty ratio is large and when the duty ratio is small. Specifically, when the duty ratio (on-duty) is large, the switch ON period is long and the switch OFF period is short, so the amplitude of the current pulsation is small. When the duty ratio is small, the switch ON period is short and the switch OFF period is short. Since the period is long, the amplitude of the current pulsation increases.
そこで、第3実施形態の制御方法では、CPU13に、図9に示す、電源電圧に対するキャリア周波数及びディザ振動のマップが入力されている。図9には、電源電圧−キャリア周波数及びディザ振幅電流値特性として、基準特性と、基準特性から上方に示される基本電流値(大)特性と、基準特性から下方に示される基本電流値(小)特性とがそれぞれ設定されている。 Therefore, in the control method of the third embodiment, a map of the carrier frequency and dither vibration with respect to the power supply voltage shown in FIG. FIG. 9 shows the reference voltage, the basic current value (large) characteristic shown above from the reference characteristic, and the basic current value (small) shown below from the reference characteristic as the power supply voltage-carrier frequency and dither amplitude current value characteristics. ) Characteristics are set respectively.
図10に示すように、CPU13では、入力された電源電圧値と基本演算手段28により算出された基本電流値とに基づいて、キャリア周波数選択手段26により図9のマップから対応するキャリア周波数を選択する。そして、ディザ演算手段29は電源電圧をもとに図9のマップから対応するディザ振幅電流値を選択する。本実施例は,キャリア周波数が電源電圧だけでなく,基本電流値の大きさによっても変化することが第2実施形態とは異なる。具体的には基本電流値が大きい時にはキャリア周波数は低めに基本電流値が小さいときにはキャリア周波数は高めにシフトすることで、スイッチングに伴う電流脈動の振幅を基本電流値の大きさ関わらず一定にすることができる。
なお、本実施の形態では、1個のソレノイド2を1個のトランジスタ17で駆動する形式のソレノイド駆動回路14を採用したが、複数のトランジスタ17でブリッジを組んだ駆動回路を適用してもよい。
As shown in FIG. 10, the CPU 13 selects the corresponding carrier frequency from the map of FIG. 9 by the carrier frequency selection unit 26 based on the input power supply voltage value and the basic current value calculated by the basic calculation unit 28. To do. Then, the dither calculator 29 selects a corresponding dither amplitude current value from the map of FIG. 9 based on the power supply voltage. This embodiment differs from the second embodiment in that the carrier frequency changes not only with the power supply voltage but also with the magnitude of the basic current value. Specifically, when the basic current value is large, the carrier frequency is lower, and when the basic current value is small, the carrier frequency is shifted higher so that the amplitude of the current pulsation accompanying switching is constant regardless of the basic current value. be able to.
In this embodiment, the solenoid drive circuit 14 of the type in which one solenoid 2 is driven by one transistor 17 is adopted, but a drive circuit in which a bridge is formed by a plurality of transistors 17 may be applied. .
以上説明したように、サスペンション制御装置1において、ソレノイド2への通電電流に対する第1及び第2実施形態の制御方法では、車両用電源11から供給される電源電圧の大きさに基づいて、ソレノイド2への通電電流に対して、PWMパルスのキャリア周波数を変動させると共にディザを付与するためのディザ振幅電流値を変動させるので、車両用電源11からの電源電圧値の大きさに関わらず、損失やノイズを抑制すると共に減衰力可変型緩衝器7の減衰力調整に対する応答性を良好にすることができる。 As described above, in the suspension control apparatus 1, in the control methods of the first and second embodiments for the energization current to the solenoid 2, the solenoid 2 is based on the magnitude of the power supply voltage supplied from the vehicle power supply 11. Since the carrier frequency of the PWM pulse and the dither amplitude current value for applying dither are changed with respect to the energizing current to the power source, the loss or It is possible to suppress noise and improve the response to the damping force adjustment of the damping force variable shock absorber 7.
また、ソレノイド2への通電電流に対する第3実施形態の制御方法では、車両用電源11から供給される電源電圧及びソレノイド駆動回路14への通電電流の大きさに基づいて、ソレノイド2への通電電流に対して、PWMパルスのキャリア周波数を変動させると共にディザを付与するためのディザ振幅電流値を変動させるので、電源電圧からの電源電圧値の大きさ及び基本演算手段28により算出された基本電流値の大きさに関わらず、損失やノイズを抑制すると共に減衰力可変型緩衝器7の減衰力調整に対する応答性を良好にすることができる。 In the control method of the third embodiment for the energization current to the solenoid 2, the energization current to the solenoid 2 is based on the power supply voltage supplied from the vehicle power supply 11 and the magnitude of the energization current to the solenoid drive circuit 14. On the other hand, since the carrier frequency of the PWM pulse is changed and the dither amplitude current value for applying dither is changed, the magnitude of the power supply voltage value from the power supply voltage and the basic current value calculated by the basic calculation means 28 Regardless of the magnitude, the loss and noise can be suppressed and the responsiveness to the damping force adjustment of the damping force variable shock absorber 7 can be improved.
1 サスペンション制御装置,2 ソレノイド,3 プランジャ,4 比例ソレノイドバルブ(アクチュエータ),5 車体,6 台車,7 減衰力可変型緩衝器,9 加速度センサー,10 制御手段,11 車両用電源,13 CPU,14 ソレノイド駆動回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Suspension control apparatus, 2 Solenoid, 3 Plunger, 4 Proportional solenoid valve (actuator), 5 Vehicle body, 6 cart, 7 Damping force variable shock absorber, 9 Acceleration sensor, 10 Control means, 11 Vehicle power supply, 13 CPU, 14 Solenoid drive circuit
Claims (3)
前記アクチェータは、ソレノイドへの通電電流に応じて変位するプランジャを有し、該プランジャの変位に応じて作動流体の通過量を調整することで前記緩衝器に減衰力を発生させ、
前記制御手段は、供給される電源電圧の大きさに基づいて、前記ソレノイドへの通電電流に対して、PWMパルスのキャリア周波数を変動させると共にディザを付与するためのディザ振幅電流値を変動させることを特徴とするサスペンション制御装置。 A suspension control device comprising a shock absorber provided between a vehicle body and a carriage, an actuator provided in the shock absorber, and a control means for controlling the actuator,
The actuator has a plunger that is displaced according to the energization current to the solenoid, and adjusts the passage amount of the working fluid according to the displacement of the plunger to generate a damping force in the shock absorber.
The control means varies the carrier frequency of the PWM pulse and the dither amplitude current value for applying dither to the energizing current to the solenoid based on the magnitude of the supplied power supply voltage. Suspension control device characterized by this.
前記アクチェータは、ソレノイドへの通電電流に応じて変位するプランジャを有し、該プランジャの変位に応じて作動流体の通過量を調整することで前記緩衝器に減衰力を発生させ、
前記制御手段は、供給される電源電圧及びソレノイド駆動回路への通電電流の大きさに基づいて、前記ソレノイドへの通電電流に対して、PWMパルスのキャリア周波数を変動させると共にディザを付与するためのディザ振幅電流値を変動させることを特徴とするサスペンション制御装置。 A suspension control device comprising a shock absorber provided between a vehicle body and a carriage, or a carriage frame and a wheel shaft, an actuator provided in the shock absorber, and a control means for controlling the actuator,
The actuator has a plunger that is displaced according to the energization current to the solenoid, and adjusts the passage amount of the working fluid according to the displacement of the plunger to generate a damping force in the shock absorber.
The control means varies the carrier frequency of the PWM pulse and applies dither to the energization current to the solenoid based on the supplied power supply voltage and the magnitude of the energization current to the solenoid drive circuit. A suspension control device that varies a dither amplitude current value.
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