JP2014050285A - Motor drive device, and compressor using the same - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a motor drive device and the like capable of appropriately suppressing torque pulsation of an AC motor.SOLUTION: An inverter control device 3 calculates a product of an electric frequency, a q-axis inductance and a q-axis current of an AC motor 5 on the basis of a current value input from current detection means 2 to set the obtained product as a first voltage, and calculates a sum of the first voltage and a d-axis voltage of the AC motor 5 to set the obtained sum as a second voltage, and performs the following control (A) and/or control (B). (A) The control is performed so that a phase difference between a phase of a mechanical frequency component of the second voltage and a phase of a mechanical frequency component of a d-axis current of the AC motor 5 has a positive correlation with a mechanical frequency of the AC motor 5. (B) The control is performed so that an amplitude ratio of an amplitude of the mechanical frequency component of the second voltage to an amplitude of the mechanical frequency component of the d-axis current of the AC motor 5 has a positive correlation with the mechanical frequency of the AC motor 5.

Description

本発明は、交流モータを駆動するモータ駆動装置などに関する。   The present invention relates to a motor drive device that drives an AC motor.

交流モータの回転子の位置を、インバータの電流検出値によって推定し、さらに推定した前記位置に基づいて交流モータの駆動を制御する位置センサレス制御が知られている。位置センサレス制御によって駆動される交流モータは耐環境性に優れ、特に圧縮機を駆動する際に有用である。圧縮機の内部には高温の冷媒及び潤滑油が流入するため、位置センサを設置すると不具合が生じる可能性があるからである。   Position sensorless control is known in which the position of the rotor of the AC motor is estimated based on the detected current value of the inverter, and the driving of the AC motor is controlled based on the estimated position. An AC motor driven by position sensorless control has excellent environmental resistance, and is particularly useful when driving a compressor. This is because high-temperature refrigerant and lubricating oil flow into the compressor, and there is a possibility that a malfunction may occur when the position sensor is installed.

ところで、圧縮機駆動用の交流モータを制御する場合、圧縮機の負荷トルクは圧縮行程に同期して脈動する。したがって、圧縮機の負荷トルクと逆位相のモータトルクを出力し、交流モータの速度変動を抑制するトルク脈動制御を行うことで、圧縮機の騒音や振動を抑制することが必要となる。   By the way, when controlling the AC motor for driving the compressor, the load torque of the compressor pulsates in synchronization with the compression stroke. Therefore, it is necessary to suppress the noise and vibration of the compressor by outputting the motor torque in the opposite phase to the load torque of the compressor and performing the torque pulsation control that suppresses the speed fluctuation of the AC motor.

例えば、特許文献１には、同期モータの三相交流電圧・電流に基づいて、回転子の位相を推定することが記載されている。
また、特許文献２には、電動機及び負荷のうち少なくともいずれか一方が発生する周期外乱成分を、軸誤差推定値に基づいて算出する周期外乱推定器を備えた同期電動機の制御装置について記載されている。特許文献２に記載のトルク脈動抑制制御では、軸誤差の推定値を運動方程式に代入することによって負荷トルクを推定し、負荷トルクの脈動成分をフーリエ解析により抽出し、これを打ち消すように出力電圧を積極的に変動させる。 For example, Patent Document 1 describes that the phase of a rotor is estimated based on a three-phase AC voltage / current of a synchronous motor.
Patent Document 2 describes a control apparatus for a synchronous motor including a periodic disturbance estimator that calculates a periodic disturbance component generated by at least one of an electric motor and a load based on an axis error estimated value. Yes. In the torque pulsation suppression control described in Patent Document 2, the load torque is estimated by substituting the estimated value of the axis error into the equation of motion, the pulsation component of the load torque is extracted by Fourier analysis, and the output voltage is canceled out. Actively fluctuate.

特許第３４１１８７８号公報Japanese Patent No. 3411878 特許第４２２１３０７号公報Japanese Patent No. 4221307

特許文献１の技術では、同期モータの速度や負荷が一定であると仮定して、モータ電流の微分項（つまり、sＩdc，sＩqc）をゼロとみなしている。しかしながら、トルク脈動抑制制御を行うと、モータ電流が常に過渡状態となるため、電流微分値がゼロになるとは限らない。したがって、特許文献１に記載の技術のように電流微分値を無視すると、位置推定誤差が発生する可能性がある。すなわち、特許文献１に記載の技術では、同期モータのトルク脈動を適切に抑制できない可能性がある。   In the technique of Patent Document 1, assuming that the speed and load of the synchronous motor are constant, the differential terms of the motor current (that is, sIdc, sIqc) are regarded as zero. However, when torque pulsation suppression control is performed, the motor current is always in a transient state, so the current differential value does not always become zero. Therefore, if the current differential value is ignored as in the technique described in Patent Document 1, a position estimation error may occur. That is, with the technique described in Patent Document 1, there is a possibility that torque pulsation of the synchronous motor cannot be appropriately suppressed.

また、特許文献２に記載の技術を用いても、十分な脈動抑制効果を得られない可能性がある。これは、位置センサレス制御とトルク脈動抑制制御の単純な組み合わせでは位置推定誤差が発生するためである。位置推定誤差が発生すると、それに伴って負荷トルクの推定誤差が生じるため、出力電圧の変動量を最適化できず、十分な脈動抑制効果を得ることができない。   Moreover, even if the technique described in Patent Document 2 is used, there is a possibility that a sufficient pulsation suppressing effect cannot be obtained. This is because a position estimation error occurs in a simple combination of position sensorless control and torque pulsation suppression control. When a position estimation error occurs, a load torque estimation error occurs accordingly, so that the output voltage fluctuation amount cannot be optimized and a sufficient pulsation suppression effect cannot be obtained.

そこで、本発明は、交流モータのトルク脈動を適切に抑制するモータ駆動装置などを提供することを課題とする。   Then, this invention makes it a subject to provide the motor drive device etc. which suppress the torque pulsation of an AC motor appropriately.

前記課題を解決するために、本発明は、制御手段が、電流検出手段から入力される電流値に基づいて、交流モータの電気周波数と、q軸インダクタンスと、q軸電流との積を算出して第一電圧とし、前記第一電圧と前記交流モータのd軸電圧との和を算出して第二電圧とし、以下に示す（Ａ）及び／又は（Ｂ）の制御を実行することを特徴とする。
（Ａ）前記第二電圧の機械周波数成分の位相と、前記交流モータのd軸電流の機械周波数成分の位相との差である位相差を、前記交流モータの機械周波数に対応して当該機械周波数と正の相関関係を有するように制御する。
（Ｂ）前記第二電圧の機械周波数成分の振幅と、前記交流モータのd軸電流の機械周波数成分の振幅との比である振幅比を、前記交流モータの機械周波数に対応して当該機械周波数と正の相関関係を有するように制御する。
なお、詳細については、発明を実施するための形態において説明する。 In order to solve the above-described problem, the present invention provides a control unit that calculates a product of an electric frequency of an AC motor, a q-axis inductance, and a q-axis current based on a current value input from the current detection unit. The first voltage is calculated, the sum of the first voltage and the d-axis voltage of the AC motor is calculated as a second voltage, and the following control (A) and / or (B) is executed. And
(A) A phase difference that is a difference between the phase of the mechanical frequency component of the second voltage and the phase of the mechanical frequency component of the d-axis current of the AC motor corresponds to the mechanical frequency of the AC motor. And control to have a positive correlation.
(B) An amplitude ratio, which is a ratio between the amplitude of the mechanical frequency component of the second voltage and the amplitude of the mechanical frequency component of the d-axis current of the AC motor, corresponds to the mechanical frequency of the AC motor. And control to have a positive correlation.
Details will be described in an embodiment for carrying out the invention.

本発明によれば、交流モータのトルク脈動を適切に抑制するモータ駆動装置などを提供できる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the motor drive device etc. which suppress the torque pulsation of an AC motor appropriately can be provided.

本発明の第１実施形態に係るモータ駆動装置の構成図である。1 is a configuration diagram of a motor drive device according to a first embodiment of the present invention. 交流モータの電流及び電圧のベクトル図である。It is a vector diagram of the current and voltage of an AC motor. モータ駆動装置が備える電圧変動演算手段の構成図である。It is a block diagram of the voltage fluctuation calculating means with which a motor drive device is provided. 交流モータの機械周波数と位相差指令の相関図である。It is a correlation diagram of the mechanical frequency of an AC motor and a phase difference command. 交流モータの機械周波数と振幅比指令の相関図である。It is a correlation diagram of the mechanical frequency of an AC motor and an amplitude ratio command. トルク脈動抑制制御時の波形図であり、（ａ）は差分トルクΔτであり、（ｂ）はd軸変動電圧ΔＶdであり、（ｃ）はq軸変動電圧ΔＶqであり、（ｄ）はq軸電流Ｉqであり、（ｅ）はq軸電流の微分値sＩqであり、（ｆ）は（ｄ）の波形図における時刻ｔ３〜ｔ４の部分拡大図であり、（ｇ）は（ｅ）の波形図における時刻ｔ３〜ｔ４の部分拡大図である。It is a waveform diagram at the time of torque pulsation suppression control, (a) is a differential torque Δτ, (b) is a d-axis fluctuation voltage ΔVd, (c) is a q-axis fluctuation voltage ΔVq, (d) is q (E) is a differential value sIq of the q-axis current, (f) is a partially enlarged view from time t3 to t4 in the waveform diagram of (d), and (g) is a graph of (e). It is the elements on larger scale of the time t3-t4 in a waveform diagram. 交流モータを低速回転させた場合の波形図であり、（ａ）はモータトルクτm及び負荷トルクτLであり、（ｂ）は差分トルクΔτであり、（ｃ）は第２電圧Ｖn2であり、（ｄ）はdc軸電流Ｉdcである。It is a wave form diagram at the time of rotating an AC motor at low speed, (a) is motor torque τm and load torque τL, (b) is differential torque Δτ, (c) is the second voltage Vn2, d) is the dc axis current Idc. 交流モータを高速回転させた場合の波形図であり、（ａ）はモータトルクτm及び負荷トルクτLであり、（ｂ）は差分トルクΔτであり、（ｃ）は第２電圧Ｖn2であり、（ｄ）はdc軸電流Ｉdcである。It is a wave form diagram at the time of rotating an AC motor at high speed, (a) is motor torque (tau) m and load torque (tau) L, (b) is differential torque (DELTA) tau, (c) is the 2nd voltage Vn2, d) is the dc axis current Idc. 本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置が備える電圧変動演算手段の構成図である。It is a block diagram of the voltage fluctuation calculating means with which the motor drive device which concerns on 2nd Embodiment of this invention is provided. 交流モータを低速回転させた場合の波形図であり、（ａ）はモータトルクτm及び負荷トルクτLであり、（ｂ）は差分トルクΔτであり、（ｃ）は第２電圧Ｖn2であり、（ｄ）はdc軸電流Ｉdcである。It is a wave form diagram at the time of rotating an AC motor at low speed, (a) is motor torque τm and load torque τL, (b) is differential torque Δτ, (c) is the second voltage Vn2, d) is the dc axis current Idc. 交流モータを高速回転させた場合の波形図であり、（ａ）はモータトルクτm及び負荷トルクτLであり、（ｂ）は差分トルクΔτであり、（ｃ）は第２電圧Ｖn2であり、（ｄ）はdc軸電流Ｉdcである。It is a wave form diagram at the time of rotating an AC motor at high speed, (a) is motor torque (tau) m and load torque (tau) L, (b) is differential torque (DELTA) tau, (c) is the 2nd voltage Vn2, d) is the dc axis current Idc. 本発明の第３実施形態に係るモータ駆動装置が備える電圧変動演算手段の構成図である。It is a block diagram of the voltage fluctuation | variation calculating means with which the motor drive device which concerns on 3rd Embodiment of this invention is provided. 交流モータを低速回転させた場合の波形図であり、（ａ）はモータトルクτm及び負荷トルクτLであり、（ｂ）は差分トルクΔτであり、（ｃ）は差分電圧ΔＶであり、（ｄ）は軸誤差Δθである。It is a wave form diagram at the time of rotating an AC motor at low speed, (a) is motor torque τm and load torque τL, (b) is differential torque Δτ, (c) is differential voltage ΔV, (d ) Is an axis error Δθ. 本発明の第４実施形態に係るモータ駆動装置が備える電圧変動演算手段の構成図である。It is a block diagram of the voltage fluctuation calculating means with which the motor drive device which concerns on 4th Embodiment of this invention is provided. 交流モータを低速回転させた場合の波形図であり、（ａ）はモータトルクτm及び負荷トルクτLであり、（ｂ）は差分トルクΔτであり、（ｃ）はフィルタ値ＩＬＦであり、（ｄ）はdc軸電流Ｉdcであり、（ｅ）は（ｃ）の波形図における時刻０．９〜１の部分拡大図であり、（ｆ）は（ｄ）の波形図における時刻０．９〜１の部分拡大図である。Is a waveform diagram in the case where the AC motor is rotating at low speed, (a) is a motor torque τm and the load torque τL, (b) is a differential torque Δτ, (c) is a filtered value I LF, ( d) is the dc axis current Idc, (e) is a partially enlarged view at time 0.9 to 1 in the waveform diagram of (c), and (f) is from time 0.9 to time in the waveform diagram of (d). FIG. 本発明の第５実施形態に係る圧縮機駆動装置を備えた冷凍空調システムの構成図である。It is a block diagram of the refrigeration air conditioning system provided with the compressor drive device which concerns on 5th Embodiment of this invention. 比較例に係るモータ駆動装置が備える電圧変動演算手段の構成図である。It is a block diagram of the voltage fluctuation calculating means with which the motor drive device which concerns on a comparative example is provided. 比較例に係るモータ駆動装置を用いて交流モータを低速回転させた場合の波形図であり、（ａ）はモータトルクτm及び負荷トルクτLであり、（ｂ）は差分トルクΔτであり、（ｃ）は第２電圧Ｖn2であり、（ｄ）はdc軸電流Ｉdcである。It is a wave form diagram at the time of rotating an AC motor at low speed using the motor drive device concerning a comparative example, (a) is motor torque (tau) m and load torque (tau) L, (b) is differential torque (DELTA) tau, (c ) Is the second voltage Vn2, and (d) is the dc axis current Idc. 比較例に係るモータ駆動装置を用いて交流モータを高速回転させた場合の波形図であり、（ａ）はモータトルクτm及び負荷トルクτLであり、（ｂ）は差分トルクΔτであり、（ｃ）は第２電圧Ｖn2であり、（ｄ）はdc軸電流Ｉdcである。It is a wave form diagram at the time of rotating an AC motor at high speed using the motor drive device concerning a comparative example, (a) is motor torque (tau) m and load torque (tau) L, (b) is differential torque (DELTA) tau, (c ) Is the second voltage Vn2, and (d) is the dc axis current Idc.

本発明を実施するための形態（以下、実施形態という）について、適宜図面を参照しながら詳細に説明する。   A mode for carrying out the present invention (hereinafter referred to as an embodiment) will be described in detail with reference to the drawings as appropriate.

≪第１実施形態≫
＜モータ駆動装置の構成＞
図１は、本実施形態に係るモータ駆動装置の構成図である。図１に示すモータ駆動装置１００は、インバータ１と、電流検出手段２と、インバータ制御装置３と、を備えている。なお、以下の記載では、交流モータ５の角速度を、便宜的に「周波数」と記すことがあるものとする。 << First Embodiment >>
<Configuration of motor drive device>
FIG. 1 is a configuration diagram of a motor drive device according to the present embodiment. A motor drive device 100 shown in FIG. 1 includes an inverter 1, a current detection unit 2, and an inverter control device 3. In the following description, the angular velocity of the AC motor 5 may be referred to as “frequency” for convenience.

（インバータ）
インバータ１は、直流電源４から入力される直流電圧ＶＤＣを所定の三相交流電圧に変換し、交流モータ５に出力する電力変換器である。インバータ１は、複数のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を有し、後記するＰＷＭ信号発生手段３８から入力されるＰＷＭ信号に従ってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のＯＮ／ＯＦＦを切り替えることで、直流電圧ＶＤＣを三相交流電圧に変換する。
このように、インバータ１から三相交流電圧を印加することによって、交流モータ５に三相交流電流Ｉu，Ｉv，Ｉwを流入させ、回転磁界を発生させる。ちなみに、当該回転磁界によって回転する交流モータ５として、例えば、同期モータが挙げられる。 (Inverter)
The inverter 1 is a power converter that converts the DC voltage VDC input from the DC power supply 4 into a predetermined three-phase AC voltage and outputs the same to the AC motor 5. The inverter 1 has a plurality of switching elements S1 to S6, by switching the ON / OFF of the switching elements S1 to S6 in accordance with a PWM signal inputted from the PWM signal generating means 38 to be described later, a three-phase DC voltage V DC Convert to AC voltage.
Thus, by applying the three-phase AC voltage from the inverter 1, the three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw are caused to flow into the AC motor 5 to generate a rotating magnetic field. Incidentally, as the AC motor 5 that rotates by the rotating magnetic field, for example, a synchronous motor can be cited.

インバータ１は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を備える第１レグと、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を備える第２レグと、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６を備える第３レグと、が互いに並列接続されている。また、それぞれのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には、転流による破壊を防止するための還流ダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列に接続されている。
なお、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６として、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができる。 In the inverter 1, a first leg including switching elements S1 and S2, a second leg including switching elements S3 and S4, and a third leg including switching elements S5 and S6 are connected in parallel to each other. In addition, free-wheeling diodes D1 to D6 for preventing breakdown due to commutation are connected in antiparallel to each of the switching elements S1 to S6.
For example, IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) can be used as the switching elements S1 to S6.

（電流検出手段）
電流検出手段２は、交流モータ５の電機子巻線に流入する電流Ｉu，Ｉv，Ｉwをそれぞれ検出し、後記する３相／２軸変換手段３１に時々刻々と出力する。ちなみに、電流Ｉu，Ｉv，Ｉwのうち任意の２つを検出し、前記した２つの電流値から残りの電流値を推定してもよい。 (Current detection means)
The current detection means 2 detects currents Iu, Iv, and Iw flowing into the armature winding of the AC motor 5 and outputs them to the three-phase / two-axis conversion means 31 described later. Incidentally, any two of the currents Iu, Iv, and Iw may be detected, and the remaining current value may be estimated from the two current values.

（インバータ制御装置）
インバータ制御装置３は、前記した電流検出手段２から入力される電流Ｉu，Ｉv，Ｉwに基づいてＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号をインバータ１に出力する装置である。これによって、交流モータ５の駆動が制御される。
インバータ制御装置３は、例えばマイコン（Microcomputer：図示せず）であり、ＲＯＭ（Read Only Memory）に記憶されたプログラムを読み出してＲＡＭ（Random Access Memory）に展開し、ＣＰＵ（Central Processing Unit）が各種処理を実行するようになっている。 (Inverter control device)
The inverter control device 3 is a device that generates a PWM signal based on the currents Iu, Iv, and Iw input from the current detection means 2 and outputs the PWM signal to the inverter 1. As a result, the drive of the AC motor 5 is controlled.
The inverter control device 3 is, for example, a microcomputer (not shown), reads a program stored in a ROM (Read Only Memory), develops it in a RAM (Random Access Memory), and various CPUs (Central Processing Units) are provided. Processing is to be executed.

以下では、インバータ制御装置３の構成を、交流モータ５の特性と関連付けながら順次説明する。図２は、交流モータの電圧・電流の関係を示すベクトル図である。図２に示すＵ軸は、交流モータ５が備えるＵ相コイルの磁束方向を示している。
図２に示すd軸は交流モータ５の磁束方向を示し、d軸と直交するようにq軸をとっている。ちなみに、位置センサレス制御を行う場合、実際にd軸及びq軸がどの位置にあるか（つまり、交流モータ５の磁束がどの向きにあるか）は検出されない。したがって、推定されるd軸としてのdc軸、及び、推定されるq軸としてのqc軸を制御軸とし、このdc軸及びqc軸上で電流制御や速度制御を行う。
つまり、制御軸（dc軸、qc軸）とは、位置センサレス制御において制御系が推定する仮想的な軸である。 Below, the structure of the inverter control apparatus 3 is demonstrated sequentially, making it link | related with the characteristic of the AC motor 5. FIG. FIG. 2 is a vector diagram showing the voltage / current relationship of the AC motor. The U-axis shown in FIG. 2 indicates the magnetic flux direction of the U-phase coil provided in the AC motor 5.
The d axis shown in FIG. 2 indicates the magnetic flux direction of the AC motor 5, and the q axis is taken so as to be orthogonal to the d axis. Incidentally, when position sensorless control is performed, it is not detected in which position the d-axis and q-axis are actually located (that is, in which direction the magnetic flux of the AC motor 5 is). Accordingly, the dc axis as the estimated d axis and the qc axis as the estimated q axis are used as control axes, and current control and speed control are performed on the dc axis and qc axis.
That is, the control axis (dc axis, qc axis) is a virtual axis estimated by the control system in the position sensorless control.

図２に示すようにdc軸とd軸との位相差を軸誤差Δθとし、dc軸とＵ軸との位相差をdc軸位相θdcとする。交流モータ５の回転に同期してd軸は電気周波数ωで回転し、dc軸は周波数推定値ω1で回転する。ちなみに、電気周波数ωは、交流モータ５の電気系（電圧・電流）の周波数を意味する。また，後記する機械周波数ωmは、交流モータ５の機械系（回転軸やベアリング）が回転する際の周波数を意味する。
モータ電圧Ｖ1は、交流モータ５に印加される電圧であり、d軸方向の成分をd軸電圧Ｖdとし、q軸方向の成分をq軸電圧Ｖqとする。また、モータ電圧Ｖ1に関して、dc軸方向の成分をdc軸電圧Ｖdcとし、qc軸方向の成分をqc軸電圧Ｖqcとする。 As shown in FIG. 2, the phase difference between the dc axis and the d axis is the axis error Δθ, and the phase difference between the dc axis and the U axis is the dc axis phase θdc. In synchronism with the rotation of the AC motor 5, the d axis rotates at the electrical frequency ω, and the dc axis rotates at the estimated frequency value ω1. Incidentally, the electric frequency ω means the frequency of the electric system (voltage / current) of the AC motor 5. Further, the machine frequency ωm described later means a frequency when the mechanical system (rotating shaft or bearing) of the AC motor 5 rotates.
The motor voltage V1 is a voltage applied to the AC motor 5, a component in the d-axis direction is a d-axis voltage Vd, and a component in the q-axis direction is a q-axis voltage Vq. Further, regarding the motor voltage V1, a component in the dc axis direction is a dc axis voltage Vdc, and a component in the qc axis direction is a qc axis voltage Vqc.

モータ電流Ｉ1は交流モータ５に流れる電流であり、d軸方向の成分をd軸電流Ｉdとし、q軸方向の成分をq軸電流Ｉqとする。そうすると、交流モータ５の動作は、以下に示す（数式１）の電圧方程式に従う。
なお、（数式１）において、Ｒ：交流モータ５の抵抗値、Ｌd：d軸インダクタンス、Ｌq：q軸インダクタンス、Ｋe：誘導起電力定数、s：微分演算子、ω：交流モータ５の電気周波数である。なお、前記したＲ，Ｌd，Ｌq，Ｋeは既知の値である。 The motor current I1 is a current flowing through the AC motor 5, and a component in the d-axis direction is a d-axis current Id, and a component in the q-axis direction is a q-axis current Iq. Then, the operation of AC motor 5 follows the voltage equation of (Equation 1) shown below.
In (Expression 1), R: resistance value of AC motor 5, Ld: d-axis inductance, Lq: q-axis inductance, Ke: induced electromotive force constant, s: differential operator, ω: electrical frequency of AC motor 5 It is. The aforementioned R, Ld, Lq, and Ke are known values.

Figure 2014050285
Figure 2014050285

また、交流モータ５のモータトルクτmに関して、以下に示す（数式２）の関係が成り立つ。ちなみに、（数式２）においてＰm：交流モータ５の極対数である。   Further, with respect to the motor torque τm of the AC motor 5, the following relationship (Equation 2) holds. Incidentally, in (Equation 2), Pm is the number of pole pairs of the AC motor 5.

Figure 2014050285
Figure 2014050285

図１に示すように、インバータ制御装置３は、３相／２軸変換手段３１と、軸誤差演算手段３２と、ＰＬＬ演算手段３３と、２軸／３相変換手段３４と、ベクトル抽出手段３５と、電圧変動演算手段３６と、電圧指令演算手段３７と、ＰＷＭ信号発生手段３８と、を備えている。   As shown in FIG. 1, the inverter control device 3 includes a three-phase / 2-axis conversion unit 31, an axis error calculation unit 32, a PLL calculation unit 33, a two-axis / 3-phase conversion unit 34, and a vector extraction unit 35. A voltage fluctuation calculating means 36, a voltage command calculating means 37, and a PWM signal generating means 38.

３相／２軸変換手段３１は、電流検出手段２から入力される３相座標系の電流Ｉu，Ｉv，Ｉwと、ＰＬＬ演算手段３３によって推定されるdc軸位相θdcとに基づいて、制御系のdc軸電流Ｉdc及びqc軸電流Ｉqcを算出する。そして、３相／２軸変換手段３１は、算出したdc軸電流Ｉdc、及びqc軸電流Ｉqcを軸誤差演算手段３２に出力する。
軸誤差演算手段３２は、以下に示す（数式３）を用いて軸誤差Δθを算出し、算出した軸誤差ΔθをＰＬＬ演算手段３３に出力する。なお、（数式３）において、ω1：交流モータ５の周波数推定値である。 The three-phase / two-axis conversion means 31 is based on the currents Iu, Iv, Iw of the three-phase coordinate system input from the current detection means 2 and the dc axis phase θdc estimated by the PLL calculation means 33. The dc axis current Idc and the qc axis current Iqc are calculated. Then, the three-phase / two-axis conversion unit 31 outputs the calculated dc axis current Idc and qc axis current Iqc to the axis error calculation unit 32.
The axis error calculation means 32 calculates an axis error Δθ using the following (Equation 3), and outputs the calculated axis error Δθ to the PLL calculation means 33. In (Expression 3), ω 1 is an estimated frequency value of the AC motor 5.

Figure 2014050285
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ＰＬＬ（Phase Locked Loop）演算手段３３は、軸誤差演算手段３２から入力される軸誤差Δθを軸誤差指令値Δθ*に一致させるように、以下に示す（数式４）を用いて交流モータ５の周波数推定値ω1を算出する。そして、ＰＬＬ演算手段３３は、算出した周波数推定値ω1を電圧変動演算手段３６に出力する。なお、（数式４）においてωr*は周波数指令値であり、ＫＰＬＬはＰＬＬゲインである。 The PLL (Phase Locked Loop) calculating means 33 uses the following (Formula 4) of the AC motor 5 so that the axis error Δθ input from the axis error calculating means 32 matches the axis error command value Δθ *. The frequency estimated value ω1 is calculated. Then, the PLL calculation means 33 outputs the calculated frequency estimated value ω1 to the voltage fluctuation calculation means 36. In (Expression 4), ωr * is a frequency command value, and K PLL is a PLL gain.

Figure 2014050285
Figure 2014050285

さらに、ＰＬＬ演算手段３３は、以下に示す（数式５）を用いて交流モータ５のdc軸位相θdcを算出し、３相／２軸変換手段３１及び２軸／３相変換手段３４に出力する。   Further, the PLL calculation means 33 calculates the dc axis phase θdc of the AC motor 5 using the following (Equation 5) and outputs it to the 3-phase / 2-axis conversion means 31 and the 2-axis / 3-phase conversion means 34. .

Figure 2014050285
Figure 2014050285

電圧変動演算手段３６は、３相／２軸変換手段３１から入力されるdc軸電流Ｉdc及びqc軸電流Ｉqcと、ＰＬＬ演算手段３３から入力される周波数推定値ω1と、ベクトル抽出手段３５から入力される電圧指令Ｖd**と、に基づいて、変動電圧ΔＶd，ΔＶqを算出する。なお、電圧変動演算手段３６の詳細については、後記する。   The voltage fluctuation calculation means 36 is input from the dc-axis current Idc and qc-axis current Iqc input from the three-phase / two-axis conversion means 31, the frequency estimation value ω1 input from the PLL calculation means 33, and the vector extraction means 35. Based on the voltage command Vd **, the fluctuation voltages ΔVd and ΔVq are calculated. Details of the voltage fluctuation calculating means 36 will be described later.

電圧指令演算手段３７は、定常電圧指令（Ｖd*，Ｖq*）と、変動電圧（ΔＶd，ΔＶq）とに基づいて、電圧指令（Ｖd**，Ｖq**）を算出する。
ちなみに、前記したd軸定常電圧指令Ｖd*、及びq軸定常電圧指令Ｖq*は、負荷トルクτLが脈動しないと仮定した場合の電圧指令である。これらは、通常のベクトル制御理論に基づいて算出できる。
d軸変動電圧ΔＶd、及びq軸変動電圧ΔＶqは、負荷トルクτLが脈動する場合、これを打ち消すための変動分の電圧である。d軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧Ｖqの算出方法については、後記する。 The voltage command calculation means 37 calculates the voltage command (Vd **, Vq **) based on the steady voltage command (Vd *, Vq *) and the fluctuation voltage (ΔVd, ΔVq).
Incidentally, the d-axis steady voltage command Vd * and the q-axis steady voltage command Vq * are voltage commands on the assumption that the load torque τL does not pulsate. These can be calculated based on normal vector control theory.
When the load torque τL pulsates, the d-axis fluctuation voltage ΔVd and the q-axis fluctuation voltage ΔVq are fluctuation voltages for canceling the pulsation. A method for calculating the d-axis fluctuation voltage ΔVd and the q-axis fluctuation voltage Vq will be described later.

電圧指令演算手段３７は、算出した電圧指令（Ｖd**，Ｖq**）を、２軸／３相変換手段３４及びベクトル抽出手段３５に出力する。
ベクトル抽出手段３５は、電圧指令演算手段３７から入力されるd軸電圧指令Ｖd**及びq軸電圧指令Ｖq**のうち前者を抽出し、電圧変動演算手段３６にフィードバックする。 The voltage command calculation unit 37 outputs the calculated voltage command (Vd **, Vq **) to the 2-axis / 3-phase conversion unit 34 and the vector extraction unit 35.
The vector extraction unit 35 extracts the former from the d-axis voltage command Vd ** and the q-axis voltage command Vq ** input from the voltage command calculation unit 37 and feeds back to the voltage fluctuation calculation unit 36.

d軸電圧指令Ｖd**、及びq軸電圧指令Ｖq**は、前記した定常電圧指令（Ｖd*，Ｖq*）と変動電圧（ΔＶd，ΔＶq）との和であり、最終的な電圧指令である。d軸電圧指令Ｖd**、及びq軸電圧指令Ｖq**は、デッドタイム誤差やスイッチングの遅れなどを無視すれば、図２に示すdc軸電圧Ｖdc、qc軸電圧Ｖqcと等しくなる。   The d-axis voltage command Vd ** and the q-axis voltage command Vq ** are the sum of the steady voltage command (Vd *, Vq *) and the fluctuation voltage (ΔVd, ΔVq), and are the final voltage commands. is there. The d-axis voltage command Vd ** and the q-axis voltage command Vq ** are equal to the dc-axis voltage Vdc and the qc-axis voltage Vqc shown in FIG. 2 if a dead time error or switching delay is ignored.

２軸／３相変換手段３４は、電圧指令演算手段３７から入力されるd軸電圧指令Ｖd**、及びq軸電圧指令Ｖq**と、ＰＬＬ演算手段３３から入力されるdc軸位相θdcとに基づいて、交流モータ５の３相電圧指令Ｖu，Ｖv，Ｖwを算出する。
ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号発生手段３８は、２軸／３相変換手段３４から入力される３相電圧指令Ｖu，Ｖv，Ｖwに基づいてＰＷＭ制御を行う際の指令信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成し、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に出力する。
これによって、交流モータ５の位置センサレス制御及びトルク脈動抑制制御が実行される。 The 2-axis / 3-phase conversion means 34 includes a d-axis voltage command Vd ** and a q-axis voltage command Vq ** input from the voltage command calculation means 37, and a dc axis phase θdc input from the PLL calculation means 33. Based on the above, the three-phase voltage commands Vu, Vv, Vw of the AC motor 5 are calculated.
A PWM (Pulse Width Modulation) signal generation means 38 is a command signal (that is, a PWM signal) for performing PWM control based on the three-phase voltage commands Vu, Vv, Vw input from the 2-axis / 3-phase conversion means 34. Is output to the switching elements S1 to S6.
Thereby, position sensorless control and torque pulsation suppression control of AC motor 5 are executed.

＜電圧変動演算手段の構成＞
図３は、モータ駆動装置が備える電圧変動演算手段の構成図である。本実施形態に係るモータ駆動装置１００の特徴は、電圧変動演算手段３６を備えることによって、位置の推定精度に依存することなくトルク脈動を抑制する点にある。
電圧変動演算手段３６は、第一電圧演算手段３６ａと、第二電圧演算手段３６ｂと、位相差演算手段３６ｃと、電気／機械周波数換算手段３６ｄと、位相差指令演算手段３６ｅと、振幅比演算手段３６ｆと、振幅比指令演算手段３６ｇと、電圧変動調整手段３６ｊと、を有している。 <Configuration of voltage fluctuation calculation means>
FIG. 3 is a configuration diagram of voltage fluctuation calculation means provided in the motor drive device. A feature of the motor drive device 100 according to the present embodiment is that by providing the voltage fluctuation calculation means 36, torque pulsation is suppressed without depending on position estimation accuracy.
The voltage fluctuation calculation means 36 includes a first voltage calculation means 36a, a second voltage calculation means 36b, a phase difference calculation means 36c, an electrical / mechanical frequency conversion means 36d, a phase difference command calculation means 36e, and an amplitude ratio calculation. Means 36f, amplitude ratio command calculating means 36g, and voltage fluctuation adjusting means 36j are provided.

第一電圧演算手段３６ａは、以下に示す（数式６）を用いて第一電圧Ｖn1を算出する。ちなみに、周波数推定値ω1はＰＬＬ演算手段３３（図１参照）から入力され、qc軸電流Ｉqcは３相／２軸変換手段３１から入力される。また、q軸インダクタンスＬqは、既知の値である。   The first voltage calculation means 36a calculates the first voltage Vn1 using (Equation 6) shown below. Incidentally, the frequency estimation value ω 1 is input from the PLL calculation means 33 (see FIG. 1), and the qc-axis current Iqc is input from the three-phase / 2-axis conversion means 31. Further, the q-axis inductance Lq is a known value.

Figure 2014050285
Figure 2014050285

第二電圧演算手段３６ｂは、以下に示す（数式７）を用いて第二電圧Ｖn2を算出する。ちなみに、電圧指令Ｖｄ**は、前記したベクトル抽出手段３５から入力される。
なお、（数式７）の変形において、前記した（数式６）の結果を用いるとともに、電圧指令Ｖd**が理想的にはdc軸電圧Ｖdcと等しいことを用いた。 The second voltage calculation means 36b calculates the second voltage Vn2 using the following (Equation 7). Incidentally, the voltage command Vd ** is input from the vector extracting means 35 described above.
In the modification of (Expression 7), the result of (Expression 6) described above was used, and the fact that the voltage command Vd ** was ideally equal to the dc axis voltage Vdc was used.

Figure 2014050285
Figure 2014050285

位相差演算手段３６ｃは、前記（数式７）によって求めた第二電圧Ｖn2の機械周波数成分の位相と、交流モータ５のdc軸電流Ｉdcの機械周波数成分の位相との差である位相差θaを算出する。当該位相差θaは、例えば、フーリエ解析によって求めることができる。なお、dc軸電流Ｉdcは、３相／２軸変換手段３１（図１参照）から入力される。   The phase difference calculating means 36c calculates a phase difference θa which is a difference between the phase of the mechanical frequency component of the second voltage Vn2 obtained by the above (Formula 7) and the phase of the mechanical frequency component of the dc axis current Idc of the AC motor 5. calculate. The phase difference θa can be obtained by, for example, Fourier analysis. The dc axis current Idc is input from the three-phase / two-axis conversion means 31 (see FIG. 1).

電気／機械周波数換算手段３６ｄは、ＰＬＬ演算手段３３（図１参照）から入力される周波数推定値ω1を極対数Ｐmで除算することによって、機械周波数ωmに換算する。前記したように、機械周波数ωmは、交流モータ５の機械系（回転軸やベアリング）が回転する際の周波数を意味している。   The electrical / mechanical frequency conversion means 36d converts the estimated frequency value ω1 input from the PLL calculation means 33 (see FIG. 1) by the pole pair number Pm to convert it to the mechanical frequency ωm. As described above, the mechanical frequency ωm means the frequency at which the mechanical system (rotating shaft or bearing) of the AC motor 5 rotates.

位相差指令演算手段３６ｅは、以下に示す（数式８）を用いて位相差指令θa*を算出する。なお、機械周波数ωmは、電気／機械周波数換算手段３６ｄから入力される。また、d軸インダクタンスＬd、及び交流モータ５の抵抗Ｒは、既知の値である。   The phase difference command calculation means 36e calculates the phase difference command θa * using (Equation 8) shown below. The mechanical frequency ωm is input from the electrical / mechanical frequency conversion means 36d. The d-axis inductance Ld and the resistance R of the AC motor 5 are known values.

Figure 2014050285
Figure 2014050285

振幅比演算手段３６ｆは、前記した第二電圧Ｖn2の機械周波数成分の振幅と、交流モータ５のdc軸電流Ｉdcの機械周波数成分の振幅との比である振幅比Ｇaを算出する。
振幅比指令演算手段３６ｇは、以下に示す（数式９）を用いて、振幅比指令Ｇa*を算出する。 The amplitude ratio calculating means 36f calculates an amplitude ratio Ga that is a ratio between the amplitude of the mechanical frequency component of the second voltage Vn2 and the amplitude of the mechanical frequency component of the dc shaft current Idc of the AC motor 5.
The amplitude ratio command calculation means 36g calculates the amplitude ratio command Ga * using the following (Formula 9).

Figure 2014050285
Figure 2014050285

第一差分演算手段３６ｈは、位相差演算手段３６ｃから入力される位相差θaと、位相差指令演算手段３６ｅから入力される位相差指令θa*との差分Δθaを算出し、電圧変動調整手段３６ｊに出力する。
第二差分演算手段３６ｉは、振幅比演算手段３６ｆから入力される振幅比Ｇaと、振幅比指令演算手段３６ｇから入力される振幅比指令Ｇa*との差分ΔＧaを算出し、電圧変動調整手段３６ｊに出力する。 The first difference calculation unit 36h calculates a difference Δθa between the phase difference θa input from the phase difference calculation unit 36c and the phase difference command θa * input from the phase difference command calculation unit 36e, and the voltage fluctuation adjustment unit 36j. Output to.
The second difference calculation means 36i calculates a difference ΔGa between the amplitude ratio Ga input from the amplitude ratio calculation means 36f and the amplitude ratio command Ga * input from the amplitude ratio command calculation means 36g, and the voltage fluctuation adjustment means 36j. Output to.

電圧変動調整手段３６ｊは、第一差分演算手段３６ｈから入力される差分Δθaと、第二差分演算手段３６ｉから入力される差分ΔＧaとに基づいて、d軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqを算出する。
すなわち、電圧変動調整手段３６ｊは、位相差θaと位相差指令θa*との差分Δθaをゼロ、かつ、振幅比Ｇaと振幅比指令Ｇa*との差分ΔＧaをゼロとするように、d軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqの値を調整する。ちなみに、d軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqは、交流モータ５のトルク脈動を打ち消すために加算される値である。 The voltage fluctuation adjusting unit 36j calculates the d-axis fluctuation voltage ΔVd and the q-axis fluctuation voltage ΔVq based on the difference Δθa input from the first difference calculation means 36h and the difference ΔGa input from the second difference calculation means 36i. calculate.
That is, the voltage fluctuation adjusting unit 36j changes the d-axis fluctuation so that the difference Δθa between the phase difference θa and the phase difference command θa * is zero and the difference ΔGa between the amplitude ratio Ga and the amplitude ratio command Ga * is zero. The values of the voltage ΔVd and the q-axis fluctuation voltage ΔVq are adjusted. Incidentally, the d-axis fluctuation voltage ΔVd and the q-axis fluctuation voltage ΔVq are values added to cancel the torque pulsation of the AC motor 5.

そして、電圧指令演算手段３７が（図１参照）、d軸定常電圧指令Ｖd*にd軸変動電圧ΔＶdを加える（和をとる）ことによって、d軸電圧指令Ｖd**を算出する。同様に、電圧指令演算手段３７が、q軸定常電圧指令Ｖq*にq軸変動電圧ΔＶqを加える（和をとる）ことで、q軸電圧指令Ｖq**を算出する。
このようにして、モータ駆動装置１００は、最終的な電圧指令（Ｖd**，Ｖq**）を所定時間ごとに逐次算出し、トルク変動抑制制御を実行する。 Then, the voltage command calculation means 37 (see FIG. 1) calculates the d-axis voltage command Vd ** by adding (summing) the d-axis fluctuation voltage ΔVd to the d-axis steady voltage command Vd *. Similarly, the voltage command calculating means 37 calculates the q-axis voltage command Vq ** by adding (summing) the q-axis fluctuation voltage ΔVq to the q-axis steady voltage command Vq *.
In this way, the motor drive device 100 sequentially calculates the final voltage command (Vd **, Vq **) every predetermined time, and executes torque fluctuation suppression control.

ちなみに、前記した差分Δθａがゼロであり、かつ、差分ΔＧａがゼロである場合、第二電圧Ｖn2は、以下に示す（数式１０）によって一意に表わされる。

Figure 2014050285
Incidentally, when the difference Δθa is zero and the difference ΔGa is zero, the second voltage Vn2 is uniquely expressed by the following (Equation 10).
Figure 2014050285

前記した（数式７）を（数式１０）に代入して整理すると、以下に示す（数式１１）が成り立つ。

Figure 2014050285
Substituting the above (Equation 7) into (Equation 10) and rearranging results in the following (Equation 11).
Figure 2014050285

トルク脈動抑制制御が実行される場合、交流モータ５の周波数成分のうち、トルク脈動周波数成分すなわち機械周波数成分が支配的となる。これは、摩擦などに起因して他の周波数成分も含まれるものの、交流モータ５のトルク変動を打ち消すようにトルク脈動抑制制御が実行されるためである。
したがって、s＝ｊωmを（数式１１）に代入すると、以下に示す（数式１２）が得られる。 When the torque pulsation suppression control is executed, the torque pulsation frequency component, that is, the mechanical frequency component is dominant among the frequency components of the AC motor 5. This is because the torque pulsation suppression control is executed so as to cancel the torque fluctuation of the AC motor 5 although other frequency components are included due to friction and the like.
Therefore, substituting s = jωm into (Expression 11) yields (Expression 12) shown below.

Figure 2014050285
Figure 2014050285

当該（数式１２）を、前記した（数式３）に代入すると、軸誤差Δθの分子はゼロになる（つまり、軸誤差Δθの値がゼロになる）。dc軸とd軸との位相差である軸誤差Δθをゼロとすることによって、トルク脈動抑制制御は達成される。
すなわち、差分Δθaをゼロとし、かつ、差分ΔＧaをゼロとすることによって、高精度なトルク脈動の抑制を行うことができる。 When this (Formula 12) is substituted into the above (Formula 3), the numerator of the axial error Δθ becomes zero (that is, the value of the axial error Δθ becomes zero). Torque pulsation suppression control is achieved by setting the axis error Δθ, which is the phase difference between the dc axis and the d axis, to zero.
That is, highly accurate torque pulsation can be suppressed by setting the difference Δθa to zero and the difference ΔGa to zero.

図４は、交流モータの機械周波数と位相差指令の相関図である。図４に示す相関図の横軸は規格化した機械周波数ωm[pu]であり、縦軸は前記した位相差指令θa*[deg]である。以下では、物理量を規格化した場合の単位として、[pu]を用いる。
図４に示す実線は、前記した（数式８）から求めたものである。また、図４に示す○印はそれぞれ、後記する図７、図８に示すシミュレーション結果に対応する箇所である。 FIG. 4 is a correlation diagram between the mechanical frequency of the AC motor and the phase difference command. The horizontal axis of the correlation diagram shown in FIG. 4 is the normalized mechanical frequency ωm [pu], and the vertical axis is the phase difference command θa * [deg]. In the following, [pu] is used as a unit when the physical quantity is normalized.
The solid line shown in FIG. 4 is obtained from the above (Formula 8). Also, the ◯ marks shown in FIG. 4 are locations corresponding to the simulation results shown in FIGS.

図４に示す相関図、及び前記した（数式８）から、位相差指令θa*は次のような性質を有することがわかる。
（１）位相差指令θa*は、機械周波数ωmと正の相関関係にある。つまり、機械周波数ωmの値が大きくなるに従って、位相差指令θa*の値（＞０）も大きくなる。
（２）機械周波数ωmが高速になるにつれて、位相差指令θa*は９０°に漸近する。
（３）機械周波数ωmが低速になるにつれて、位相差指令θa*は０°に漸近する。
（４）機械周波数ωmが０[pu]の場合、位相差指令θa*は０°になる。 From the correlation diagram shown in FIG. 4 and the above (Formula 8), it can be seen that the phase difference command θa * has the following properties.
(1) The phase difference command θa * is positively correlated with the mechanical frequency ωm. That is, as the value of the mechanical frequency ωm increases, the value of the phase difference command θa * (> 0) also increases.
(2) As the mechanical frequency ωm increases, the phase difference command θa * gradually approaches 90 °.
(3) As the mechanical frequency ωm becomes lower, the phase difference command θa * gradually approaches 0 °.
(4) When the mechanical frequency ωm is 0 [pu], the phase difference command θa * is 0 °.

図５は、交流モータの機械周波数と振幅比指令の相関図である。図５に示す相関図の横軸は規格化した機械周波数ωm[pu]であり、縦軸は前記した振幅比指令Ｇa*[pu]である。図５に示す実線は、前記した（数式９）から求めた。また、図５に示す○印はそれぞれ、後記する図７、図８に示すシミュレーション結果に対応する箇所である。   FIG. 5 is a correlation diagram between the mechanical frequency of the AC motor and the amplitude ratio command. The horizontal axis of the correlation diagram shown in FIG. 5 is the normalized mechanical frequency ωm [pu], and the vertical axis is the amplitude ratio command Ga * [pu]. The solid line shown in FIG. 5 was obtained from the above (Equation 9). Further, the ◯ marks shown in FIG. 5 are locations corresponding to the simulation results shown in FIGS.

図５に示す相関図、及び前記した（数式９）から、振幅比指令Ｇa*は次のような性質を有することがわかる。
（１）振幅比指令Ｇa*は、機械周波数ωmと正の相関関係にある。つまり、機械周波数ωmの値が大きくなるに従って、振幅比指令Ｇa*の値（＞０）も大きくなる。
（２）機械周波数ωmが高速になるにつれて、振幅比指令Ｇa*の値は、機械周波数ωmとd軸インダクタンスＬdとの積ωm・Ｌdで線形近似できる。
（３）機械周波数ωmが低速になるにつれて、振幅比指令Ｇa*の値は、交流モータ５の抵抗値Ｒに漸近する。
（４）機械周波数ωmが０[pu]の場合、振幅比指令Ｇa*の値は、交流モータ５の抵抗値Ｒになる。 From the correlation diagram shown in FIG. 5 and (Equation 9) described above, it can be seen that the amplitude ratio command Ga * has the following properties.
(1) The amplitude ratio command Ga * has a positive correlation with the mechanical frequency ωm. That is, as the value of the mechanical frequency ωm increases, the value (> 0) of the amplitude ratio command Ga * also increases.
(2) As the mechanical frequency ωm becomes higher, the value of the amplitude ratio command Ga * can be linearly approximated by the product ωm · Ld of the mechanical frequency ωm and the d-axis inductance Ld.
(3) The value of the amplitude ratio command Ga * gradually approaches the resistance value R of the AC motor 5 as the mechanical frequency ωm becomes lower.
(4) When the mechanical frequency ωm is 0 [pu], the value of the amplitude ratio command Ga * is the resistance value R of the AC motor 5.

図４、図５に示す各相関関係に基づいて、位相差指令θa*や振幅比指令Ｇa*をテーブル化又は線形近似するように電圧変動演算手段３６（図１参照）を設定することが好ましい。これによって、演算負荷を低減しつつ高精度な脈動抑制制御を実行できる。   Based on the correlations shown in FIGS. 4 and 5, it is preferable to set the voltage fluctuation calculation means 36 (see FIG. 1) so that the phase difference command θa * and the amplitude ratio command Ga * are tabulated or linearly approximated. . Thereby, highly accurate pulsation suppression control can be executed while reducing the calculation load.

図６は、トルク脈動抑制制御時の波形図である。
図６に示すように、正弦波の負荷トルクτLを与えた状態において、時刻t１からトルク脈動抑制制御を開始した。
なお、制御系を安定化させるため、トルク脈動抑制制御を行う際のd軸変動電圧ΔＶd（図６（ｂ）参照）、q軸変動電圧ΔＶq（図６（ｃ）参照）の振幅を徐々に増加させた。図６（ａ）に示すように、時刻ｔ１以後、差分トルクΔτは打ち消され、徐々に減少した。 FIG. 6 is a waveform diagram during torque pulsation suppression control.
As shown in FIG. 6, torque pulsation suppression control was started from time t1 in a state in which a sine wave load torque τL was applied.
In order to stabilize the control system, the amplitudes of the d-axis fluctuation voltage ΔVd (see FIG. 6B) and the q-axis fluctuation voltage ΔVq (see FIG. 6C) when performing torque pulsation suppression control are gradually increased. Increased. As shown in FIG. 6 (a), after time t1, the differential torque Δτ was canceled and gradually decreased.

そして、時刻ｔ２において差分トルクΔτはゼロになり（図６（ａ）参照）、d軸変動電圧ΔＶd、q軸変動電圧ΔＶqの振幅は一定となった（図６（ｂ）、図６（ｃ）参照）。なお、図６における各変数の振幅・位相は一例であり、実際には、交流モータ５のモータ定数Ｒ，Ｌd，Ｌq，Ｋe，又は慣性Ｊに依存する。   At time t2, the differential torque Δτ becomes zero (see FIG. 6A), and the amplitudes of the d-axis fluctuation voltage ΔVd and the q-axis fluctuation voltage ΔVq become constant (FIG. 6B, FIG. 6C). )reference). Note that the amplitude and phase of each variable in FIG. 6 are examples, and actually depend on the motor constants R, Ld, Lq, Ke, or inertia J of the AC motor 5.

図６（ｆ）は、図６（ｄ）に示すq軸電流Ｉqの時刻ｔ３〜ｔ４における部分拡大図であり、図６（ｇ）は、図６（ｅ）に示すq軸電流の微分値sＩqの時刻ｔ３〜ｔ４における部分拡大図である。
図６に示すように、時刻t１以後、d軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqの影響を受けて、q軸電流Ｉqも変動する。このとき、q軸電流Ｉqより９０°だけ位相が進んだq軸電流微分sＩqが発生する（d軸側に関しても同様である）。 FIG. 6F is a partially enlarged view of the q-axis current Iq shown in FIG. 6D at times t3 to t4. FIG. 6G is a differential value of the q-axis current shown in FIG. It is the elements on larger scale in the time t3-t4 of sIq.
As shown in FIG. 6, after the time t1, the q-axis current Iq also varies under the influence of the d-axis variation voltage ΔVd and the q-axis variation voltage ΔVq. At this time, a q-axis current differential sIq whose phase is advanced by 90 ° from the q-axis current Iq is generated (the same applies to the d-axis side).

このようにトルク脈動抑制制御を行うことによって、モータ電流は常に過渡状態となる。本実施形態によれば、モータ電流が前記したような過渡状態であるにもかかわらず、結果的に負荷トルクの変動を打ち消すようにd軸電圧指令Ｖd**（＝Ｖd*＋ΔＶd）、q軸電圧指令Ｖq**（＝Ｖq*＋ΔＶq）を生成できる。これは、前記した（数式１０）〜（数式１２）によって明らかである。   By performing torque pulsation suppression control in this way, the motor current is always in a transient state. According to the present embodiment, the d-axis voltage command Vd ** (= Vd * + ΔVd) and the q-axis are set so as to cancel the load torque fluctuation as a result even though the motor current is in the transient state as described above. A voltage command Vq ** (= Vq * + ΔVq) can be generated. This is apparent from the above-described (Equation 10) to (Equation 12).

＜効果＞
本実施形態において電圧変動演算手段３６は、位相差θaが位相差指令θa*に一致し、振幅比Ｇaが振幅比指令Ｇa*に一致するようにd軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqを調整する。この演算過程において電流の微分値（sＩdc、ｓＩqc）は影響しない（（数式８）、（数式９）を参照）。
したがって、位置推定誤差Δθ（（数式３）を参照）に影響されることなく、高精度なトルク脈動制御を実行できる。また、前記したように電流の微分値を演算する必要がないため、電圧変動演算手段３６の処理負荷を低減できる。 <Effect>
In this embodiment, the voltage fluctuation calculating means 36 sets the d-axis fluctuation voltage ΔVd and the q-axis fluctuation voltage ΔVq so that the phase difference θa matches the phase difference command θa * and the amplitude ratio Ga matches the amplitude ratio command Ga *. adjust. In this calculation process, the differential values (sIdc, sIqc) of the current are not affected (see (Expression 8) and (Expression 9)).
Therefore, highly accurate torque pulsation control can be executed without being affected by the position estimation error Δθ (see (Formula 3)). Further, as described above, since it is not necessary to calculate the differential value of the current, the processing load of the voltage fluctuation calculating means 36 can be reduced.

図７は、本実施形態に係るモータ駆動装置を用いて交流モータを低速回転（機械周波数ωm1：図４、図５参照）させた場合の波形図である。なお、図７（ａ）〜（ｄ）の波形図は、横軸・縦軸ともに規格化している（後記する図８、図１０、図１１、図１３、図１５、図１８、図１９も同様）。
第２電圧Ｖn2の機械周波数成分の位相と（図７（ｃ）参照）、dc軸電流の機械周波数成分の位相（図７（ｄ）参照）と、の差分θa１*を前記した（数式８）から演算し、トルク脈動抑制制御を実行した。
これによって、負荷トルクτLが変動した場合でも（図７（ａ）参照）、これを打ち消すようにモータトルクτｍを与えるため（同図参照）、トルク変動Δτが略ゼロの状態が維持された（図７（ｂ）参照）。なお、図７（ａ）では、モータトルクτｍと負荷トルクτＬとが略一致した状態が継続している。 FIG. 7 is a waveform diagram when the AC motor is rotated at a low speed (mechanical frequency ωm1: see FIGS. 4 and 5) using the motor driving apparatus according to the present embodiment. 7A to 7D are normalized for both the horizontal axis and the vertical axis (FIGS. 8, 10, 11, 13, 15, 18, and 19 to be described later). The same).
The difference θa1 * between the phase of the mechanical frequency component of the second voltage Vn2 (see FIG. 7C) and the phase of the mechanical frequency component of the dc-axis current (see FIG. 7D) is described above (Formula 8). And torque pulsation suppression control was executed.
Thus, even when the load torque τL fluctuates (see FIG. 7A), the motor torque τm is applied so as to cancel this (see FIG. 7), so that the state where the torque fluctuation Δτ is substantially zero is maintained (see FIG. 7A). (Refer FIG.7 (b)). In FIG. 7A, the state where the motor torque τm and the load torque τL substantially coincide with each other continues.

図８は、本実施形態に係るモータ駆動装置を用いて交流モータを高速回転（機械周波数ωm2＞ωm1：図４、図５参照）させた場合の波形図である。交流モータ５を高速に回転させた場合でも、前記した場合と同様にトルク変動Δτは略ゼロとなった（図８（ｂ）参照）。
ちなみに、図７・図８のシミュレーション結果と、図４・図５の特性とは一致しており、前記した（数式８）、（数式９）が正しいことが分かる。 FIG. 8 is a waveform diagram when the AC motor is rotated at high speed (mechanical frequency ωm2> ωm1: see FIGS. 4 and 5) using the motor driving apparatus according to the present embodiment. Even when the AC motor 5 was rotated at high speed, the torque fluctuation Δτ was substantially zero as in the case described above (see FIG. 8B).
Incidentally, the simulation results of FIGS. 7 and 8 and the characteristics of FIGS. 4 and 5 coincide with each other, and it can be seen that the above-described (Equation 8) and (Equation 9) are correct.

＜比較例＞
前記した特許文献２に記載の技術を比較例として説明する。当該比較例において交流モータ５の電流微分値をゼロとした場合、以下に示す（数式１３）が得られる。（数式１３）は、前記した（数式３）において電流微分値sＩdc＝０，sＩqc＝０としたものである。
ちなみに、電流微分値は、電流検出値をサンプリング時間で除すことにより求められ、また、不完全微分を用いても求められる。しかし、前者は検出ノイズに弱く、後者は遅れを生じるため、制御系を不安定化する可能性がある。ゆえに、これらを位置センサレス制御に適用しても、位置推定誤差を消去することは困難である。 <Comparative example>
The technique described in Patent Document 2 will be described as a comparative example. In the comparative example, when the current differential value of the AC motor 5 is set to zero, the following (Formula 13) is obtained. (Formula 13) is obtained by setting the current differential values sIdc = 0 and sIqc = 0 in the above (Formula 3).
Incidentally, the current differential value is obtained by dividing the current detection value by the sampling time, and can also be obtained by using incomplete differentiation. However, since the former is weak against detection noise and the latter is delayed, there is a possibility of destabilizing the control system. Therefore, even if these are applied to position sensorless control, it is difficult to eliminate the position estimation error.

Figure 2014050285
Figure 2014050285

図１７は、比較例（特許文献２）に係るモータ駆動装置が備える電圧変動演算手段の構成図である。
電圧変動演算手段３６Ｋが有する差分トルク推定手段３６ｘは、（数式１３）を用いて算出される近似軸誤差Δθcを入力とし、以下に示す（数式１４）を用いて差分トルクΔτを算出する。なお、（数式１４）においてτm：モータトルク、τL：負荷トルクである。 FIG. 17 is a configuration diagram of voltage fluctuation calculation means provided in the motor drive device according to the comparative example (Patent Document 2).
The differential torque estimating means 36x included in the voltage fluctuation calculating means 36K receives the approximate axis error Δθc calculated using (Formula 13) and calculates the differential torque Δτ using (Formula 14) shown below. In (Expression 14), τm: motor torque, τL: load torque.

Figure 2014050285
Figure 2014050285

比較例に係る電圧変動調整手段３６ｙは、以下に示す（数式１５）を用いてd軸電圧変動ΔＶd、q軸電圧変動ΔＶqを算出する。なお、（数式１５）において、Ｊ：交流モータの慣性、ωm：交流モータの機械周波数である。

Figure 2014050285
The voltage fluctuation adjusting unit 36y according to the comparative example calculates the d-axis voltage fluctuation ΔVd and the q-axis voltage fluctuation ΔVq using (Equation 15) shown below. In (Expression 15), J is the inertia of the AC motor, and ωm is the mechanical frequency of the AC motor.
Figure 2014050285

電圧変動調整手段３６ｙは、差分トルクΔτをゼロとするようにd軸変動電圧ΔＶd、q軸変動電圧ΔＶqを調整する。前記したように、トルク脈動抑制制御を実行するとq軸電流Ｉqが変動するため、q軸電流Ｉqよりも９０°だけ位相が進んだq軸電流微分sＩqが発生する（図６（ｆ）、図６（ｇ）参照）。
この結果、前記した（数式３）に対して、（数式１３）は位置推定誤差を生じる。当該位置推定誤差は、（数式１５）を通して差分トルクΔτの推定誤差を生じるため、比較例では、脈動抑制効果が弱まってしまう。 The voltage fluctuation adjusting means 36y adjusts the d-axis fluctuation voltage ΔVd and the q-axis fluctuation voltage ΔVq so that the differential torque Δτ is zero. As described above, when the torque pulsation suppression control is executed, the q-axis current Iq fluctuates, so that a q-axis current differential sIq whose phase is advanced by 90 ° from the q-axis current Iq is generated (FIG. 6 (f), FIG. 6 (g)).
As a result, (Equation 13) causes a position estimation error with respect to (Equation 3) described above. Since the position estimation error causes an estimation error of the differential torque Δτ through (Equation 15), the pulsation suppressing effect is weakened in the comparative example.

図１８は、比較例に係るモータ駆動装置を用いて交流モータを低速回転（機械周波数ωm1）させた場合の波形図である。図１８の区間Ａ１に示すように、第２電圧Ｖn2（図１８（ｃ）参照）と、dc軸電流Ｉdc（図１８（ｄ）参照）とが同期している。
図１９は、比較例に係るモータ駆動装置を用いて交流モータを高速回転（機械周波数ωm2＞ωm1）させた場合の波形図である。図１９についても、図１８と同様のことがいえる。
このように比較例では、第２電圧Ｖn2とdc軸電流Ｉdcとの位相差θa（図示せず）が、機械周波数ωmに関わらずゼロになる。この理由は、以下のようにして説明できる。 FIG. 18 is a waveform diagram when the AC motor is rotated at a low speed (mechanical frequency ωm1) using the motor drive device according to the comparative example. As shown in section A1 in FIG. 18, the second voltage Vn2 (see FIG. 18C) and the dc axis current Idc (see FIG. 18D) are synchronized.
FIG. 19 is a waveform diagram when the AC motor is rotated at high speed (mechanical frequency ωm2> ωm1) using the motor driving device according to the comparative example. The same thing as FIG. 18 can be said also about FIG.
Thus, in the comparative example, the phase difference θa (not shown) between the second voltage Vn2 and the dc axis current Idc becomes zero regardless of the mechanical frequency ωm. The reason for this can be explained as follows.

当該比較例に限らず、従来のトルク脈動抑制制御では、前記した（数式３）の電流微分の項（つまり、sＩdc）を無視し、（数式１３）の分子をゼロへ漸近させるようにトルク脈動抑制制御を行っていた。すなわち、以下に示す（数式１６）に基づいて制御を行っていた。   In the conventional torque pulsation suppression control, not limited to the comparative example, the current pulsation term (ie, sIdc) of (Formula 3) is ignored, and the torque pulsation is made asymptotic to the numerator of (Formula 13). Suppression control was performed. That is, control was performed based on (Expression 16) shown below.

Figure 2014050285
Figure 2014050285

前記した（数式７）及び（数式１６）から、以下に示す（数式１７）が得られる。   From the above (Formula 7) and (Formula 16), the following (Formula 17) is obtained.

Figure 2014050285
Figure 2014050285

（数式１７）に示す交流モータ５の抵抗値Ｒは、実数である。したがって、第２電圧Ｖn2とdc軸電流Ｉdcとの位相差θaはゼロになる。
このように、比較例に係るトルク脈動抑制では、電流波形が常に過渡状態となるにも関わらず（つまり、電流微分sＩdcがゼロでないにも関わらず）、これを無視した制御を行っていた。したがって、差分トルクΔτの推定誤差が残り、トルク脈動が十分に抑制されない可能性があった（図１８（ｂ）、図１９（ｂ）を参照）。 The resistance value R of the AC motor 5 shown in (Expression 17) is a real number. Therefore, the phase difference θa between the second voltage Vn2 and the dc axis current Idc becomes zero.
As described above, in the torque pulsation suppression according to the comparative example, although the current waveform is always in a transient state (that is, although the current differential sIdc is not zero), the control is performed while ignoring this. Therefore, there is a possibility that an estimation error of the differential torque Δτ remains and the torque pulsation is not sufficiently suppressed (see FIGS. 18B and 19B).

これに対して本実施形態では、比較例で説明した近似軸誤差Δθcを用いず、dc軸電圧Ｖdcやqc軸電流Ｉqcを直接的に用いて位相差指令θa*及び振幅比指令Ｇa*を算出する（（数式８）、（数式９）を参照）。そして、位相差θaが位相差指令θa*に一致し、振幅比Ｇaが振幅比指令Ｇa*に一致するようにd軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqを調整することとした。
したがって、電流微分sＩdcなどを算出する必要がなくなるとともに、位置推定精度に依存することなく高精度なトルク脈動抑制制御を行うことができる。さらに、微分演算を行う必要がなくなるため、ノイズの影響や応答遅れを回避しつつ、電圧変動演算手段３６の処理負荷を低減できる。 In contrast, in the present embodiment, the phase difference command θa * and the amplitude ratio command Ga * are calculated by directly using the dc axis voltage Vdc and the qc axis current Iqc without using the approximate axis error Δθc described in the comparative example. (Refer to (Formula 8) and (Formula 9)). Then, the d-axis fluctuation voltage ΔVd and the q-axis fluctuation voltage ΔVq are adjusted so that the phase difference θa matches the phase difference command θa * and the amplitude ratio Ga matches the amplitude ratio command Ga *.
Therefore, it is not necessary to calculate the current differential sIdc and the like, and highly accurate torque pulsation suppression control can be performed without depending on the position estimation accuracy. Furthermore, since it is not necessary to perform differential calculation, the processing load of the voltage fluctuation calculation means 36 can be reduced while avoiding the influence of noise and response delay.

≪第２実施形態≫
第２実施形態は、第１実施形態で説明した第一電圧演算手段３６ａ及び第二電圧演算手段３６ｂに代えて第三電圧演算手段３６ｋを備える点が異なる。また、第２実施形態は、第一差分演算手段３６ｈに位相差指令として９０°を入力し、第二差分演算手段３６ｉに振幅比指令としてωm・Ｌdを入力する点が第１実施形態と異なる。したがって、当該異なる部分について説明し、第１実施形態と重複する部分については説明を省略する。 << Second Embodiment >>
The second embodiment is different in that a third voltage calculating means 36k is provided instead of the first voltage calculating means 36a and the second voltage calculating means 36b described in the first embodiment. The second embodiment is different from the first embodiment in that 90 ° is input as the phase difference command to the first difference calculating means 36h and ωm · Ld is input as the amplitude ratio command to the second difference calculating means 36i. . Therefore, the said different part is demonstrated and description is abbreviate | omitted about the part which overlaps with 1st Embodiment.

図９は、本実施形態に係るモータ駆動装置が備える電圧変動演算手段の構成図である。図９に示す第三電圧演算手段３６ｋは、以下に示す（数式１８）を用いて第三電圧Ｖn3を算出する。   FIG. 9 is a configuration diagram of voltage fluctuation calculation means provided in the motor drive device according to the present embodiment. The third voltage calculation means 36k shown in FIG. 9 calculates the third voltage Vn3 using (Equation 18) shown below.

Figure 2014050285
Figure 2014050285

ここで、（数式１８）の変形において、前記した（数式７）を用いた。位相差演算手段３６ｃは、第三電圧Ｖn3の機械周波数成分の位相と、dc軸電流Ｉdcの機械周波数成分の位相との位相差θaを算出する。
振幅比演算手段３６ｆは、第三電圧Ｖn3の機械周波数成分の振幅と、dc軸電流Ｉdcの機械周波数成分の振幅との振幅比Ｇaを算出する。
電圧変動調整手段３６ｊは、位相差θaが９０°、かつ、振幅比Ｇaが機械周波数ωmとd軸インダクタンスＬdとの積ωm・Ｌdとなるまで、d軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqを調整する。
上記構成の動作原理を説明する。位相差θaが９０°、かつ、振幅比Ｇaが積ωm・Ｌdとなるとき、第三電圧Ｖn3は、以下に示す（数式１９）によって一意に表わされる。 Here, in the modification of (Formula 18), the above (Formula 7) is used. The phase difference calculating means 36c calculates the phase difference θa between the phase of the mechanical frequency component of the third voltage Vn3 and the phase of the mechanical frequency component of the dc-axis current Idc.
The amplitude ratio calculating means 36f calculates an amplitude ratio Ga between the amplitude of the mechanical frequency component of the third voltage Vn3 and the amplitude of the mechanical frequency component of the dc-axis current Idc.
The voltage fluctuation adjusting means 36j sets the d-axis fluctuation voltage ΔVd and the q-axis fluctuation voltage ΔVq until the phase difference θa is 90 ° and the amplitude ratio Ga becomes the product ωm · Ld of the mechanical frequency ωm and the d-axis inductance Ld. adjust.
The operation principle of the above configuration will be described. When the phase difference θa is 90 ° and the amplitude ratio Ga is the product ωm · Ld, the third voltage Vn3 is uniquely represented by the following (Equation 19).

Figure 2014050285
Figure 2014050285

（数式１８）及び（数式１９）から、第１実施形態で説明した（数式１１）が成り立つ。前記したとおり、（数式１１）が成り立てば、トルク脈動抑制制御は達成される。
図１０は、交流モータを低速回転（機械周波数ωm1）させた場合の波形図であり、図１１は、交流モータを高速回転（機械周波数ωm2＞ωm1）させた場合の波形図である。図１０（ｃ）と図１０（ｄ）、図１１（ｃ）と図１１（ｄ）に示すように、第三電圧Ｖn3は、機械周波数ωmに関係なくdc軸電流よりも位相が９０°進んでいることが分かる。 From (Equation 18) and (Equation 19), (Equation 11) described in the first embodiment is established. As described above, if (Formula 11) is established, torque pulsation suppression control is achieved.
FIG. 10 is a waveform diagram when the AC motor is rotated at a low speed (mechanical frequency ωm1), and FIG. 11 is a waveform diagram when the AC motor is rotated at a high speed (mechanical frequency ωm2> ωm1). As shown in FIGS. 10 (c) and 10 (d), 11 (c) and 11 (d), the phase of the third voltage Vn3 is advanced by 90 ° relative to the dc axis current regardless of the mechanical frequency ωm. You can see that

＜効果＞
本実施形態によれば、位相差指令θa*を９０°で固定化し、振幅比指令Ｇa*をωm・Ｌｄで線形化できる。そして、（数式１８）を用いて演算した第三電圧Ｖn3に基づいてd軸変動電圧ΔＶd、q軸変動電圧ΔＶqを算出する。ちなみに、当該算出は乗算及び減算で足りる。 <Effect>
According to the present embodiment, the phase difference command θa * can be fixed at 90 °, and the amplitude ratio command Ga * can be linearized by ωm · Ld. Then, the d-axis fluctuation voltage ΔVd and the q-axis fluctuation voltage ΔVq are calculated based on the third voltage Vn3 calculated using (Equation 18). Incidentally, multiplication and subtraction are sufficient for the calculation.

一方、前記した第１実施形態では、（数式８）の位相差指令θa*、（数式９）の振幅比指令Ｇa*を演算する際、逆正接関数および根号を含む演算を行う必要があった。
したがって、本実施形態は、第１実施形態と比較して演算負荷を低減しつつ、高精度なトルク脈動抑制制御を実行できる。 On the other hand, in the first embodiment described above, when calculating the phase difference command θa * in (Equation 8) and the amplitude ratio command Ga * in (Equation 9), it is necessary to perform an operation including an arctangent function and a root sign. It was.
Therefore, this embodiment can execute highly accurate torque pulsation suppression control while reducing the calculation load as compared with the first embodiment.

≪第３実施形態≫
第３実施形態は、第２実施形態で説明した位相差演算手段３６ｃ及び振幅比演算手段３６ｆに代えて、電圧変動演算手段３６Ｂが差分電圧演算手段３６ｐを備える点と、９０度進み手段３６ｍ及び電流微分項電圧演算手段３６ｎを備える点が異なる。また、第２実施形態では、電圧変動調整手段３６ｊへの入力が差分Δθa，ΔＧaであったのに対し、第３実施形態では電圧変動調整手段３６ｊへの入力が差分電圧ΔＶである点が異なる。したがって、当該異なる部分について説明し、第２実施形態と重複する部分については説明を省略する。 «Third embodiment»
In the third embodiment, instead of the phase difference calculating means 36c and the amplitude ratio calculating means 36f described in the second embodiment, the voltage fluctuation calculating means 36B includes a differential voltage calculating means 36p, a 90 degree advance means 36m, The difference is that the current differential term voltage calculation means 36n is provided. Further, in the second embodiment, the input to the voltage fluctuation adjusting unit 36j is the difference Δθa, ΔGa, whereas in the third embodiment, the input to the voltage fluctuation adjusting unit 36j is the differential voltage ΔV. . Therefore, the said different part is demonstrated and description is abbreviate | omitted about the part which overlaps with 2nd Embodiment.

図１２は、本実施形態に係るモータ駆動装置が備える電圧変動演算手段の構成図である。
９０度進み手段３６ｍは、dc軸電流Ｉdcの位相を９０°進めた電流Ｉdc'を出力する。信号Ｉdc'は、以下に示す（数式２０）で表わされる。 FIG. 12 is a configuration diagram of voltage fluctuation calculation means provided in the motor drive device according to the present embodiment.
The 90 ° advance means 36m outputs a current Idc ′ obtained by advancing the phase of the dc axis current Idc by 90 °. The signal Idc ′ is expressed by the following (Equation 20).

Figure 2014050285
Figure 2014050285

電圧変動調整手段３６ｊは、入力信号が第２実施形態と異なるが、その機能自体は第２実施形態の場合と同様である。電流微分項電圧演算手段３６ｎは、以下に示す（数式２１）の電流微分項電圧Ｖndを算出する。ここで、（数式２１）の変形には、前記した（数式２０）を用いた。   The voltage fluctuation adjusting means 36j has an input signal different from that of the second embodiment, but its function itself is the same as that of the second embodiment. The current differential term voltage calculation means 36n calculates a current differential term voltage Vnd of the following (Formula 21). Here, the above-described (Expression 20) was used for the modification of (Expression 21).

Figure 2014050285
Figure 2014050285

電圧変動調整手段３６ｊは、第三電圧Ｖn3と電流微分項電圧Ｖndとの差分電圧ΔＶがゼロになるまでd軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqを調整する。差分電圧ΔＶは、以下に示す（数式２２）で表わされる。ここで、（数式２２）の変形には、前記した（数式１８）及び（数式２１）を用いた。   The voltage fluctuation adjusting means 36j adjusts the d-axis fluctuation voltage ΔVd and the q-axis fluctuation voltage ΔVq until the difference voltage ΔV between the third voltage Vn3 and the current differential term voltage Vnd becomes zero. The differential voltage ΔV is expressed by the following (Formula 22). Here, the above-described (Formula 18) and (Formula 21) were used for the modification of (Formula 22).

Figure 2014050285
Figure 2014050285

（数式２２）で算出される差分電圧ΔＶがゼロとなるとき、（数式１１）が成り立つことは明らかである。前記したとおり、（数式１１）が成り立てば、トルク脈動抑制制御は達成される。
図１３は、交流モータを低速回転（機械周波数ωm1）させた場合の波形図である。図１３に示す時刻ｔ１からトルク脈動抑制制御を開始した。図１３（ｂ）に示すように、時間が経過するにつれて差分電圧ΔＶがゼロに漸近し、トルク脈動が抑制されていることが分かる。 It is clear that (Equation 11) holds when the differential voltage ΔV calculated by (Equation 22) becomes zero. As described above, if (Formula 11) is established, torque pulsation suppression control is achieved.
FIG. 13 is a waveform diagram when the AC motor is rotated at a low speed (mechanical frequency ωm1). Torque pulsation suppression control was started from time t1 shown in FIG. As shown in FIG. 13B, it can be seen that the difference voltage ΔV gradually approaches zero as time elapses, and torque pulsation is suppressed.

＜効果＞
本実施形態では、差分電圧ΔＶのみをゼロにするように調整すれば、高い脈動抑制効果を得られるという特長がある。これは、前記した（数式２２）の差分電圧ΔＶが、第１実施形態で説明した（数式３）の分子と等しい、すなわち軸誤差Δθと比例関係にあるからである。
図１３においても差分電圧ΔＶ（図１３（ｃ）参照）は、軸誤差Δθ（図１３（ｄ）参照）と比例関係になっていることが分かる。両者がこのような比例関係にあるため、電圧変動調整手段３６ｊは、図１７で説明した比較例の電圧変動調整手段３６Ｋを、その構成を変更することなく適用できる。したがって、制御系の設計を簡略化・短縮化できる。 <Effect>
The present embodiment has a feature that a high pulsation suppressing effect can be obtained if only the differential voltage ΔV is adjusted to zero. This is because the differential voltage ΔV of (Expression 22) described above is equal to the numerator of (Expression 3) described in the first embodiment, that is, is proportional to the axial error Δθ.
Also in FIG. 13, it can be seen that the differential voltage ΔV (see FIG. 13C) is proportional to the axial error Δθ (see FIG. 13D). Since both are in such a proportional relationship, the voltage fluctuation adjusting unit 36j can apply the voltage fluctuation adjusting unit 36K of the comparative example described in FIG. 17 without changing its configuration. Therefore, the design of the control system can be simplified and shortened.

≪第４実施形態≫
第４実施形態は、第１実施形態と比較して、電圧変動演算手段３６Ｃがローパスフィルタ３６ｑを備える点が異なる。また、第１実施形態では、電圧変動調整手段３６ｊへの入力が差分Δθaであったのに対し、第４実施形態では電圧変動調整手段３６ｊへの入力が差分電流ΔＩである点が異なる。したがって、当該異なる部分について説明し、第１実施形態と重複する部分については説明を省略する。 << Fourth Embodiment >>
The fourth embodiment is different from the first embodiment in that the voltage fluctuation calculation unit 36C includes a low-pass filter 36q. In addition, in the first embodiment, the input to the voltage fluctuation adjusting unit 36j is the difference Δθa, whereas in the fourth embodiment, the input to the voltage fluctuation adjusting unit 36j is the differential current ΔI. Therefore, the said different part is demonstrated and description is abbreviate | omitted about the part which overlaps with 1st Embodiment.

図１４は、本実施形態に係るモータ駆動装置が備える電圧変動演算手段の構成図である。
ローパスフィルタ３６ｑは、第２電圧Ｖn2を用いて、以下に示す（数式２３）のフィルタ出力値ＩＬＦを算出する。 FIG. 14 is a configuration diagram of voltage fluctuation calculation means provided in the motor drive device according to the present embodiment.
The low-pass filter 36q uses the second voltage Vn2 to calculate a filter output value I LF of (Equation 23) shown below.

Figure 2014050285
Figure 2014050285

差分電流演算手段３６ｒは、ローパスフィルタ３６ｑからのフィルタ出力値ＩＬＦと、交流モータ５のｄｃ軸電流Ｉdcとの差分を算出し、差分電流ΔＩとして電圧変動調整手段３６ｊに出力する。
なお、差分電流ΔＩは、以下に示す（数式２４）で表わされる。ここで、（数式２４）の変形には、前記した（数式７）及び（数式２３）を用いた。 The difference current calculation means 36r calculates the difference between the filter output value I LF from the low-pass filter 36q and the dc-axis current Idc of the AC motor 5, and outputs it as the difference current ΔI to the voltage fluctuation adjustment means 36j.
The differential current ΔI is expressed by the following (Equation 24). Here, (Formula 7) and (Formula 23) described above were used for the modification of (Formula 24).

Figure 2014050285
Figure 2014050285

電圧変動調整手段３６ｊは、差分電流算出手段から入力される差分電流ΔＩの値がゼロになるまで、d軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqを調整する。すなわち電圧変動調整手段３６ｊは、ローパスフィルタ３６ｑの時定数（Ｌd／Ｒ）を交流モータ５の電気的時定数とするとき、前記したフィルタ出力値ＩＬＦと交流モータ５のdc軸電流Ｉdcとの位相差がゼロかつ振幅比が１となるように制御する。 The voltage fluctuation adjusting unit 36j adjusts the d-axis fluctuation voltage ΔVd and the q-axis fluctuation voltage ΔVq until the value of the differential current ΔI input from the differential current calculation means becomes zero. That voltage fluctuation adjustment means 36j, when the time constant (Ld / R) electrical time constant of the AC motor 5 to the low-pass filter 36q, the filter output value I LF and AC motor 5 described above with dc-axis current Idc Control is performed so that the phase difference is zero and the amplitude ratio is 1.

（数式２４）に示す差分電流ΔＩがゼロとなるとき、第１実施形態で説明した（数式１１）が成り立つことは明らかである。前記したように、（数式１１）が成り立てばトルク脈動抑制制御は達成される。
図１５は、交流モータを低速回転（機械周波数ωm1）させた場合の波形図である。図１５に示す時刻ｔ１からトルク脈動抑制制御を開始した。図１５（ｃ）、図１５（ｄ）に示すように、時刻ｔ１から時間が経過するにつれて、フィルタ値ＩＬＦとdc軸電流Ｉdcとが同期することが分かる。特に時刻０．９以後においては、前記二者は、略完全に同期している。 When the differential current ΔI shown in (Equation 24) becomes zero, it is clear that (Equation 11) described in the first embodiment holds. As described above, torque pulsation suppression control can be achieved if Equation 11 is satisfied.
FIG. 15 is a waveform diagram when the AC motor is rotated at a low speed (mechanical frequency ωm1). Torque pulsation suppression control was started from time t1 shown in FIG. As shown in FIGS. 15C and 15D, it can be seen that the filter value ILF and the dc-axis current Idc are synchronized as time elapses from time t1. In particular, after time 0.9, the two are almost completely synchronized.

＜効果＞
本実施形態では、ローパスフィルタ３６ｑによってフィルタリングされた電流を用いて差分電流ΔＩを算出し、この差分電流ΔＩのみを電圧変動調整手段３６ｊに入力する。したがって、第１実施形態と比較して、電圧変動調整手段３６ｊの演算負荷が小さくなる。なお、フィルタ時定数Ｌd／Ｒが小さくなるように設定することで、応答遅れを防止できる。 <Effect>
In the present embodiment, the differential current ΔI is calculated using the current filtered by the low-pass filter 36q, and only this differential current ΔI is input to the voltage fluctuation adjusting unit 36j. Therefore, compared with the first embodiment, the calculation load of the voltage fluctuation adjusting unit 36j is reduced. Note that a delay in response can be prevented by setting the filter time constant Ld / R to be small.

≪第５実施形態≫
本実施形態では、前記各実施形態（例えば、第１実施形態）に係るモータ駆動装置１００によって駆動される圧縮機６１について説明する。なお、一例として、冷凍空調システム６の冷媒回路に圧縮機６１を設置する場合について説明する。
図１６は、本実施形態に係る圧縮機駆動装置を備えた冷凍空調システムの構成図である。
冷凍空調システム６は、圧縮機６１と、室外熱交換器６２と、膨張弁６３と、室内熱交換器６４と、が環状に配管で接続された構成となっている。 «Fifth embodiment»
In the present embodiment, the compressor 61 driven by the motor drive device 100 according to each of the above-described embodiments (for example, the first embodiment) will be described. In addition, the case where the compressor 61 is installed in the refrigerant circuit of the refrigeration air conditioning system 6 is demonstrated as an example.
FIG. 16 is a configuration diagram of a refrigerating and air-conditioning system including a compressor driving device according to the present embodiment.
The refrigerating and air-conditioning system 6 has a configuration in which a compressor 61, an outdoor heat exchanger 62, an expansion valve 63, and an indoor heat exchanger 64 are annularly connected by piping.

圧縮機６１は、配管ａ１を介して吸入した低温低圧の冷媒を圧縮して高温高圧の冷媒とし、配管ａ２を介し室外機６２に向けて吐出する。なお、当該圧縮機６１には、前記したモータ駆動装置１００によって駆動される交流モータ５が設置されている。
室外熱交換器６２は、圧縮機６１から流入する高温高圧の冷媒と、ファン（図示せず）から送られてくる外気とを熱交換するものである。室外熱交換器６２を通流する冷媒は外気に放熱し、凝縮する。 The compressor 61 compresses the low-temperature and low-pressure refrigerant sucked through the pipe a1 to form a high-temperature and high-pressure refrigerant and discharges the refrigerant toward the outdoor unit 62 through the pipe a2. The compressor 61 is provided with the AC motor 5 driven by the motor driving device 100 described above.
The outdoor heat exchanger 62 exchanges heat between the high-temperature and high-pressure refrigerant flowing from the compressor 61 and the outside air sent from a fan (not shown). The refrigerant flowing through the outdoor heat exchanger 62 dissipates heat to the outside air and condenses.

膨張弁６３は、配管ａ３を介して室外機６２から流入する中温高圧の冷媒を膨張させ、低温低圧の冷媒とする。室内熱交換器６４は、配管ａ４を介して流入する低温低圧の冷媒と、送風ファン（図示せず）によって供給される室内空気とを熱交換するものである。室内熱交換器６４を通流する冷媒は、室内空気から吸熱して蒸発し、配管ａ５を介して圧縮機６１に還流する。一方、冷媒に放熱した室内空気は、送風ファンによって室内に送り出される。これによって、冷房運転を行うことができる。
ちなみに、圧縮機６１の下流側に、冷媒の通流する向きを切り換える四方弁（図示せず）を設けてもよい。当該四方弁を切り換えることによって冷媒が通流する向きを変え、暖房運転を行うこともできる。 The expansion valve 63 expands the medium-temperature and high-pressure refrigerant flowing from the outdoor unit 62 through the pipe a3 to obtain a low-temperature and low-pressure refrigerant. The indoor heat exchanger 64 exchanges heat between the low-temperature and low-pressure refrigerant flowing in via the pipe a4 and the indoor air supplied by a blower fan (not shown). The refrigerant flowing through the indoor heat exchanger 64 absorbs heat from the indoor air and evaporates, and returns to the compressor 61 via the pipe a5. On the other hand, the room air radiated to the refrigerant is sent out indoors by the blower fan. Thereby, the cooling operation can be performed.
Incidentally, a four-way valve (not shown) for switching the direction in which the refrigerant flows may be provided on the downstream side of the compressor 61. By switching the four-way valve, the direction in which the refrigerant flows can be changed to perform the heating operation.

＜効果＞
圧縮機６１では、圧縮行程に同期して交流モータ５の負荷トルクτLが脈動する。前記した比較例では、位置推定誤差に起因して脈動抑制効果が弱まるという問題があった。
これに対して本実施形態では、位置推定値を用いることなく電圧・電流の位相差・振幅比に基づいて出力電圧の変動量を最適化する。したがって、位置推定誤差に対する感度（依存度）を低減し、脈動抑制効果を大幅に高めることができる。その結果、圧縮機６１の振動や騒音を、従来と比較して大幅に低減できる。 <Effect>
In the compressor 61, the load torque τL of the AC motor 5 pulsates in synchronization with the compression stroke. The comparative example described above has a problem that the pulsation suppressing effect is weakened due to the position estimation error.
On the other hand, in the present embodiment, the variation amount of the output voltage is optimized based on the voltage / current phase difference / amplitude ratio without using the position estimation value. Therefore, the sensitivity (dependency) with respect to the position estimation error can be reduced, and the pulsation suppressing effect can be greatly enhanced. As a result, the vibration and noise of the compressor 61 can be significantly reduced compared to the conventional case.

≪変形例≫
以上、本発明に係るモータ駆動装置１００について各実施形態により説明したが、本発明の実施態様はこれに限定されるものではなく、種々の変更を行うことができる。
例えば、第１実施形態では、（数式８）、（数式９）を用いて位相差指令θa*及び振幅比指令Ｇa*を演算する場合について説明したが、これに限らない。すなわち、インバータ制御装置３の演算性能が不十分である場合、位相差指令θa*及び振幅比指令Ｇa*のうち、いずれか一方を用いても脈動抑制効果を得ることができる。前記した（数式８）の位相差指令θa*は逆正接関数、（数式９）の振幅比指令Ｇa*は根号を含むため、加算・減算と比較すると演算負荷が高い。
位相差指令θa*及び振幅比指令Ｇa*のうちいずれか一方を用いると、両方を用いる場合と比較して演算負荷を低減できる。 ≪Modification≫
As mentioned above, although each embodiment demonstrated the motor drive device 100 which concerns on this invention, the embodiment of this invention is not limited to this, A various change can be performed.
For example, in the first embodiment, the case where the phase difference command θa * and the amplitude ratio command Ga * are calculated using (Formula 8) and (Formula 9) has been described, but the present invention is not limited to this. That is, when the calculation performance of the inverter control device 3 is insufficient, the pulsation suppressing effect can be obtained even if any one of the phase difference command θa * and the amplitude ratio command Ga * is used. Since the phase difference command θa * in (Formula 8) includes an arctangent function and the amplitude ratio command Ga * in (Formula 9) includes a root sign, the calculation load is higher than that of addition / subtraction.
When either one of the phase difference command θa * and the amplitude ratio command Ga * is used, the calculation load can be reduced as compared with the case where both are used.

また、第２実施形態では、第三電圧Ｖn3の位相とdc軸電流Ｉdcの位相との位相差θaが９０°、かつ、第三電圧Ｖn3の振幅とdc軸電流Ｉdcの振幅との振幅比Ｇaが積ωm・Ｌdとなるまで、d軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqを調整する場合について説明したが、これに限らない。
すなわち、位相差θaが９０°となるようにd軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqを調整する（つまり、振幅比Ｇaを算出しない）こととしてもよい。
また、振幅比Ｇaが機械周波数ωmとd軸インダクタンスＬdとの積ωm・Ｌdとなるようにd軸変動電圧ΔＶd及びq軸変動電圧ΔＶqを調整する（つまり、位相差θaを算出しない）こととしてもよい。
この場合、第２実施形態よりも演算負荷を低減させつつ、トルク脈動抑制制御を実行できる。 In the second embodiment, the phase difference θa between the phase of the third voltage Vn3 and the phase of the dc-axis current Idc is 90 °, and the amplitude ratio Ga between the amplitude of the third voltage Vn3 and the amplitude of the dc-axis current Idc. In the above description, the d-axis variation voltage ΔVd and the q-axis variation voltage ΔVq are adjusted until the product becomes the product ωm · Ld.
That is, the d-axis fluctuation voltage ΔVd and the q-axis fluctuation voltage ΔVq may be adjusted so that the phase difference θa is 90 ° (that is, the amplitude ratio Ga is not calculated).
Further, the d-axis fluctuation voltage ΔVd and the q-axis fluctuation voltage ΔVq are adjusted (that is, the phase difference θa is not calculated) so that the amplitude ratio Ga becomes the product ωm · Ld of the mechanical frequency ωm and the d-axis inductance Ld. Also good.
In this case, torque pulsation suppression control can be executed while reducing the calculation load as compared to the second embodiment.

また、前記各実施形態では、圧縮機６１のトルク脈動周波数と、機械周波数ωmとの比が１である場合について説明したが、これに限らない。すなわち、交流モータ５の駆動対象となる機器の構造を考慮して、トルク脈動周波数と機械周波数ωmとの比を適宜変更することが好ましい。
例えば、減速比ｋの変速機（図示せず）を備えた圧縮機６１を駆動する場合、前記した（数式８）及び（数式９）のωmを、改めてωm／ｋで置き換えることが好ましい。
また、高次のトルク脈動周波数成分を抑制する場合も同様である。例えば、ｎ次のトルク脈動周波数を抑制する場合には、（数式８）及び（数式９）のωmを改めてｎ・ωmで置き換えることが好ましい。 In each of the above embodiments, the case where the ratio between the torque pulsation frequency of the compressor 61 and the mechanical frequency ωm is 1 is described, but the present invention is not limited to this. That is, it is preferable to appropriately change the ratio between the torque pulsation frequency and the mechanical frequency ωm in consideration of the structure of the device to be driven by the AC motor 5.
For example, when driving the compressor 61 provided with a transmission (not shown) having a reduction ratio k, it is preferable to replace ωm in the above (Expression 8) and (Expression 9) with ωm / k again.
The same applies when suppressing higher-order torque pulsation frequency components. For example, when suppressing the n-th order torque pulsation frequency, it is preferable to replace ωm in (Equation 8) and (Equation 9) with n · ωm anew.

また、前記各実施形態では、交流モータ５として同期モータを用いる場合について説明したが、これに限らない。すなわち、交流モータ５として誘導モータを用いても、前記各実施形態と同様の方法で、高精度なトルク脈動抑制制御を実行できる。   In each of the above embodiments, the case where a synchronous motor is used as the AC motor 5 has been described. However, the present invention is not limited to this. That is, even if an induction motor is used as the AC motor 5, highly accurate torque pulsation suppression control can be executed by the same method as in the above embodiments.

また、前記各実施形態では、交流モータ５を位置センサレスで制御する場合について説明したが、これに限らない。すなわち、ホール素子などの位置センサを用いた場合にも適用できる。位置センサを用いる場合、前記した軸誤差演算手段３２（図１参照）は不要となり、d軸電圧Ｖd、q軸電圧Ｖq、d軸電流Ｉd、q軸電流Ｉqを直接的に求めることができる。
これを第１実施形態に適用する場合、インバータ制御装置３は、電流検出手段２から入力される電流値に基づいて、交流モータ５の電気周波数と、q軸インダクタンスと、q軸電流との積を算出して第一電圧とし、前記第一電圧と交流モータ５のd軸電圧との和を算出して第二電圧とし、以下に示す（Ａ）及び／又は（Ｂ）の制御を実行する。
（Ａ）前記第二電圧の機械周波数成分の位相と、交流モータ５のd軸電流の機械周波数成分の位相との差である位相差が、交流モータ５の機械周波数と正の相関関係を有するように制御する。
（Ｂ）前記第二電圧の機械周波数成分の振幅と、交流モータ５のd軸電流の機械周波数成分の振幅との比である振幅比が、交流モータ５の機械周波数と正の相関関係を有するように制御する。 Moreover, although each said embodiment demonstrated the case where the AC motor 5 was controlled without a position sensor, it is not restricted to this. That is, the present invention can also be applied when using a position sensor such as a Hall element. When the position sensor is used, the above-described axis error calculation means 32 (see FIG. 1) is unnecessary, and the d-axis voltage Vd, the q-axis voltage Vq, the d-axis current Id, and the q-axis current Iq can be directly obtained.
When this is applied to the first embodiment, the inverter control device 3 is based on the current value input from the current detection means 2 and is the product of the electrical frequency, the q-axis inductance, and the q-axis current of the AC motor 5. Is calculated as the first voltage, the sum of the first voltage and the d-axis voltage of the AC motor 5 is calculated as the second voltage, and the following control (A) and / or (B) is executed. .
(A) The phase difference that is the difference between the phase of the mechanical frequency component of the second voltage and the phase of the mechanical frequency component of the d-axis current of the AC motor 5 has a positive correlation with the mechanical frequency of the AC motor 5. To control.
(B) The amplitude ratio that is the ratio of the amplitude of the mechanical frequency component of the second voltage and the amplitude of the mechanical frequency component of the d-axis current of the AC motor 5 has a positive correlation with the mechanical frequency of the AC motor 5. To control.

このように位置センサを用いる場合は、第２実施形態〜第５実施形態にも適用できる。ちなみに、前記各実施形態では、推定される「d軸」として「dc軸」、推定される「q軸」として「qc軸」のように記載した。   Thus, when using a position sensor, it is applicable also to 2nd Embodiment-5th Embodiment. Incidentally, in each of the above embodiments, the “dc axis” is described as the estimated “d axis”, and the “qc axis” is described as the estimated “q axis”.

また、第５実施形態では、モータ駆動装置１００によって駆動される交流モータ５を、冷凍空調システム６の圧縮機６１に設置する場合について説明したが、これに限らない。すなわち、交流モータ５を用いたあらゆる機器及びシステムに適用できる。   Moreover, although 5th Embodiment demonstrated the case where the AC motor 5 driven by the motor drive device 100 was installed in the compressor 61 of the refrigeration air conditioning system 6, it is not restricted to this. That is, the present invention can be applied to all devices and systems using the AC motor 5.

１００ モータ駆動装置
１ インバータ
２ 電流検出手段
３ インバータ制御装置（制御手段）
３１ ３相／２軸変換手段
３２ 軸誤差演算手段
３３ ＰＬＬ演算手段
３４ ２軸／３相変換手段
３５ ベクトル抽出手段
３６，３６Ａ，３６Ｂ，３６Ｃ 電圧変動演算手段（制御手段）
３６ａ 第一電圧演算手段
３６ｂ 第二電圧演算手段
３６ｃ 位相差演算手段
３６ｄ 電気／機械周波数換算手段
３６ｅ 位相差指令演算手段
３６ｆ 振幅比演算手段
３６ｇ 振幅比指令演算手段
３６ｈ 第一差分演算手段
３６ｉ 第二差分演算手段
３６ｊ 電圧変動調整手段
３６ｋ 第三電圧演算手段
３６ｍ ９０度進み手段
３６ｎ 電流微分項電圧演算手段
３６ｐ 差分電圧演算手段
３６ｑ ローパスフィルタ
３６ｒ 差分電流演算手段
３７ 電圧指令演算手段
３８ ＰＷＭ信号発生手段
４ 直流電源
５ 交流モータ
６１ 圧縮機
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６ スイッチング素子 DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 Motor drive device 1 Inverter 2 Current detection means 3 Inverter control device (control means)
31 3-phase / 2-axis conversion means 32 Axis error calculation means 33 PLL calculation means 34 2-axis / 3-phase conversion means 35 Vector extraction means 36, 36A, 36B, 36C Voltage fluctuation calculation means (control means)
36a First voltage calculation means 36b Second voltage calculation means 36c Phase difference calculation means 36d Electrical / mechanical frequency conversion means 36e Phase difference command calculation means 36f Amplitude ratio calculation means 36g Amplitude ratio command calculation means 36h First difference calculation means 36i Second Difference calculating means 36j Voltage fluctuation adjusting means 36k Third voltage calculating means 36m 90 degree advance means 36n Current differential term voltage calculating means 36p Differential voltage calculating means 36q Low-pass filter 36r Differential current calculating means 37 Voltage command calculating means 38 PWM signal generating means 4 DC power supply 5 AC motor 61 Compressor S1, S2, S3, S4, S5, S6 Switching element

Claims (9)

直流電源から入力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
前記インバータのスイッチング素子に制御信号を出力することによって、交流モータを駆動する制御手段と、
前記インバータの電流値を検出し、前記制御手段に出力する電流検出手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記電流検出手段から入力される前記電流値に基づいて、
前記交流モータの電気周波数と、q軸インダクタンスと、q軸電流との積を算出して第一電圧とし、
前記第一電圧と前記交流モータのd軸電圧との和を算出して第二電圧とし、
以下に示す（Ａ）及び／又は（Ｂ）の制御を実行すること
を特徴とするモータ駆動装置。
（Ａ）前記第二電圧の機械周波数成分の位相と、前記交流モータのd軸電流の機械周波数成分の位相との差である位相差を、前記交流モータの機械周波数に対応して当該機械周波数と正の相関関係を有するように制御する。
（Ｂ）前記第二電圧の機械周波数成分の振幅と、前記交流モータのd軸電流の機械周波数成分の振幅との比である振幅比を、前記交流モータの機械周波数に対応して当該機械周波数と正の相関関係を有するように制御する。 An inverter that converts a DC voltage input from a DC power source into an AC voltage;
Control means for driving an AC motor by outputting a control signal to the switching element of the inverter;
Current detection means for detecting the current value of the inverter and outputting it to the control means,
The control means includes
Based on the current value input from the current detection means,
The product of the electric frequency of the AC motor, the q-axis inductance, and the q-axis current is calculated as the first voltage,
The sum of the first voltage and the d-axis voltage of the AC motor is calculated as a second voltage,
A motor drive device that performs the following control (A) and / or (B).
(A) A phase difference that is a difference between the phase of the mechanical frequency component of the second voltage and the phase of the mechanical frequency component of the d-axis current of the AC motor corresponds to the mechanical frequency of the AC motor. And control to have a positive correlation.
(B) An amplitude ratio, which is a ratio between the amplitude of the mechanical frequency component of the second voltage and the amplitude of the mechanical frequency component of the d-axis current of the AC motor, corresponds to the mechanical frequency of the AC motor. And control to have a positive correlation. 前記位相差と前記機械周波数との前記相関関係は、
前記機械周波数が減少するにつれて前記位相差が０°に漸近し、
前記機械周波数が増加するにつれて前記位相差が９０°に漸近するように設定される
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。 The correlation between the phase difference and the mechanical frequency is
As the mechanical frequency decreases, the phase difference approaches 0 °,
The motor driving apparatus according to claim 1, wherein the phase difference is set to gradually approach 90 ° as the mechanical frequency increases. 前記制御手段は、以下に示す（数式８）を用いて前記位相差の指令値である位相差指令θa*を算出し、前記機械周波数に対応して、前記位相差を前記位相差指令θa*に一致させるように制御する
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
Figure 2014050285
 ただし、ωm：機械周波数、Ｌd：d軸インダクタンス、Ｒ：抵抗値 The control means calculates a phase difference command θa * which is a command value of the phase difference using the following (Equation 8), and the phase difference corresponding to the mechanical frequency is calculated as the phase difference command θa *. The motor driving device according to claim 1, wherein the motor driving device is controlled so as to be matched with each other.
Figure 2014050285
 Where ωm: mechanical frequency, Ld: d-axis inductance, R: resistance value 前記振幅比と前記機械周波数との前記相関関係は、
前記機械周波数が減少するにつれて前記振幅比が前記交流モータの抵抗値に漸近し、
前記機械周波数が増加するにつれて前記振幅比が、前記機械周波数とd軸インダクタンスとの積に漸近するように設定される
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。 The correlation between the amplitude ratio and the mechanical frequency is
As the mechanical frequency decreases, the amplitude ratio approaches the resistance value of the AC motor,
The motor driving apparatus according to claim 1, wherein the amplitude ratio is set so as to gradually approach a product of the mechanical frequency and d-axis inductance as the mechanical frequency increases. 前記制御手段は、以下に示す（数式９）を用いて前記振幅比の指令値である振幅比指令Ｇa*を算出し、前記機械周波数に対応して、前記振幅比を前記振幅比指令Ｇa*に一致させるように制御する
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
Figure 2014050285
 ただし、ωm：機械周波数、Ｌd：d軸インダクタンス、Ｒ：抵抗値 The control means calculates an amplitude ratio command Ga *, which is a command value of the amplitude ratio, using the following (Equation 9), and sets the amplitude ratio corresponding to the mechanical frequency to the amplitude ratio command Ga *. The motor driving device according to claim 1, wherein the motor driving device is controlled so as to match with the motor driving device.
Figure 2014050285
 Where ωm: mechanical frequency, Ld: d-axis inductance, R: resistance value 直流電源から入力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
前記インバータのスイッチング素子に制御信号を出力することによって、交流モータを駆動する制御手段と、
前記インバータの電流値を検出し、前記制御手段に出力する電流検出手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記電流検出手段から入力される前記電流値に基づいて、
前記交流モータの電気周波数と、q軸インダクタンスと、q軸電流との積を算出して第一電圧とし、
前記第一電圧と前記交流モータのd軸電圧との和を算出して第二電圧とし、
前記第二電圧から、前記交流モータの抵抗とd軸電流との積を差し引いた値を算出して第三電圧とし、
以下に示す（Ｃ）及び／又は（Ｄ）の制御を実行すること
を特徴とするモータ駆動装置。
（Ｃ）前記第三電圧の機械周波数成分の位相と、前記d軸電流の機械周波数成分の位相との差である位相差が、９０°となるように制御する。
（Ｄ）前記第三電圧の機械周波数成分の振幅と、前記d軸電流の機械周波数成分の振幅との比である振幅比が、前記交流モータの機械周波数とd軸インダクタンスとの積となるように制御する。 An inverter that converts a DC voltage input from a DC power source into an AC voltage;
Control means for driving an AC motor by outputting a control signal to the switching element of the inverter;
Current detection means for detecting the current value of the inverter and outputting it to the control means,
The control means includes
Based on the current value input from the current detection means,
The product of the electric frequency of the AC motor, the q-axis inductance, and the q-axis current is calculated as the first voltage,
The sum of the first voltage and the d-axis voltage of the AC motor is calculated as a second voltage,
From the second voltage, a value obtained by subtracting the product of the resistance of the AC motor and the d-axis current is calculated as a third voltage,
A motor driving device that performs the following control (C) and / or (D).
(C) Control is performed so that a phase difference which is a difference between the phase of the mechanical frequency component of the third voltage and the phase of the mechanical frequency component of the d-axis current is 90 °.
(D) An amplitude ratio that is a ratio of the amplitude of the mechanical frequency component of the third voltage to the amplitude of the mechanical frequency component of the d-axis current is a product of the mechanical frequency of the AC motor and the d-axis inductance. To control. 直流電源から入力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
前記インバータのスイッチング素子に制御信号を出力することによって、交流モータを駆動する制御手段と、
前記インバータの電流値を検出し、前記制御手段に出力する電流検出手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記電流検出手段から入力される前記電流値に基づいて、
前記交流モータの電気周波数と、q軸インダクタンスと、q軸電流との積を算出して第一電圧とし、
前記第一電圧と前記交流モータのd軸電圧との和を算出して第二電圧とし、
前記第二電圧から、前記交流モータの抵抗とd軸電流との積を差し引いた値を算出して第三電圧とし、
前記d軸電流の位相を９０°進めた電流と、前記交流モータの機械周波数と、d軸インダクタンスとの積を電流微分項電圧として算出し、
前記第三電圧と前記電流微分項電圧との差がゼロになるように制御する
ことを特徴とするモータ駆動装置。 An inverter that converts a DC voltage input from a DC power source into an AC voltage;
Control means for driving an AC motor by outputting a control signal to the switching element of the inverter;
Current detection means for detecting the current value of the inverter and outputting it to the control means,
The control means includes
Based on the current value input from the current detection means,
The product of the electric frequency of the AC motor, the q-axis inductance, and the q-axis current is calculated as the first voltage,
The sum of the first voltage and the d-axis voltage of the AC motor is calculated as a second voltage,
From the second voltage, a value obtained by subtracting the product of the resistance of the AC motor and the d-axis current is calculated as a third voltage,
The product of the current obtained by advancing the phase of the d-axis current by 90 °, the mechanical frequency of the AC motor, and the d-axis inductance is calculated as a current differential term voltage,
A motor driving device, wherein the difference between the third voltage and the current differential term voltage is controlled to be zero. 直流電源から入力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
前記インバータのスイッチング素子に制御信号を出力することによって、交流モータを駆動する制御手段と、
前記インバータの電流値を検出し、前記制御手段に出力する電流検出手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記電流検出手段から入力される前記電流値に基づいて、
前記交流モータの電気周波数と、q軸インダクタンスと、q軸電流との積を算出して第一電圧とし、
前記第一電圧と前記交流モータのd軸電圧との和を算出して第二電圧とし、
ローパスフィルタを介した前記第二電圧の出力をフィルタ出力値とし、
前記ローパスフィルタの時定数を前記交流モータの電気的時定数とするとき、
前記フィルタ出力値と前記交流モータのd軸電流との位相差がゼロかつ振幅比が１となるように制御する
ことを特徴とするモータ駆動装置。 An inverter that converts a DC voltage input from a DC power source into an AC voltage;
Control means for driving an AC motor by outputting a control signal to the switching element of the inverter;
Current detection means for detecting the current value of the inverter and outputting it to the control means,
The control means includes
Based on the current value input from the current detection means,
The product of the electric frequency of the AC motor, the q-axis inductance, and the q-axis current is calculated as the first voltage,
The sum of the first voltage and the d-axis voltage of the AC motor is calculated as a second voltage,
The output of the second voltage through the low-pass filter is the filter output value,
When the time constant of the low-pass filter is the electrical time constant of the AC motor,
A motor driving device, wherein the phase difference between the filter output value and the d-axis current of the AC motor is controlled to be zero and the amplitude ratio is 1. 請求項１から請求項８のいずれか一項に記載のモータ駆動装置によって駆動される前記交流モータを駆動源とする
ことを特徴とする圧縮機。 A compressor using the AC motor driven by the motor drive device according to any one of claims 1 to 8 as a drive source.
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