JP2014029763A - Ｌｅｄ点灯装置 - Google Patents

Abstract

【課題】調光器を接続した場合にちらつきの防止と突入電流の低減が可能であり、かつ、小型・高効率のＬＥＤ点灯装置を実現する。
【解決手段】
交流電圧を整流電圧に変換する整流回路と、整流電圧をＤＣリンク電圧に変換する第１コンデンサと、ＤＣリンク電圧を変換してＬＥＤ負荷に給電するＤＣ−ＤＣ変換回路と、整流電圧に基づいてＤＣ−ＤＣ変換回路の電流設定値を出力する電流設定回路と、整流回路の直流出力端子間に接続され、抵抗とスイッチ素子の直列体を少なくとも１個備える分流回路と、直列体におけるスイッチ素子を制御する切替回路と、を備えたＬＥＤ点灯装置であって、切替回路は、整流電圧が所望の基準電圧より低い期間と、整流電圧が所望の基準電圧より高くなる時点から所望の時間が経過する時点までの期間と、において、直列体のうち少なくとも１個の直列体におけるスイッチ素子をオンにすることを特徴とするＬＥＤ点灯装置を構成する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、発光ダイオード（以下、ＬＥＤ：Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅと記す）の点灯装置に関する。

ＬＥＤは、環境性に優れた光源として注目されており、ＬＥＤ照明として住宅やオフィスの照明として利用されるようになった。ＬＥＤ照明の中に、白熱電球と同様の口金を備え、白熱電球用の器具に取り付けて利用する電球形ＬＥＤ照明がある。その中には、白熱電球の調光手段として用いられてきた位相制御方式の調光器（以下、単に調光器と記す）に対応する製品もある。調光器の多くは、半導体素子のオン・オフによって、交流電源と負荷の間を導通・遮断する。調光器の半導体素子として、トライアック（ＴＲＩＡＣ：Ｔｒｉｏｄｅ Ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈ、３端子双方向サイリスタ）などが利用される。以下では、半導体素子のことをトライアックと記すが、他種の半導体素子であってもよい。

トライアックは、ターンオン（点弧）した後、保持電流と呼ばれる所定の電流値より大きな電流を流し続けなければ、再びターンオフ（消弧）する。保持電流は調光器（トライアック）の機種によって異なるが、概ね５〜５０ｍＡと幅を持つ。調光器の多くは、負荷が白熱電球であることを前提に設計される。負荷が白熱電球であれば、トライアックがターンオンした時点から交流電源電圧（以下、Ｖａｃと記す場合がある）のゼロクロス近傍の時点まで、保持電流を上回る十分な電流が流れて、トライアックはオン状態を維持し、ゼロクロス近傍の時点でトライアックがターンオフする。

しかし、負荷がＬＥＤ及びその点灯装置の場合では、負荷が白熱電球の場合に比べて消費電力が、ひいては、電流が小さいため、交流電源のゼロクロス近傍を迎える前にトライアックがターンオフしてしまう現象が起こり得る。以下では、この現象を誤消弧と記す。特に、誤消弧がランダム的または突発的に発生する状況、または、誤消弧するタイミングにばらつきがある状況では、ＬＥＤ点灯装置の動作が不安定となり、ちらつきが発生する。

誤消弧を防止し、ちらつきを防止するＬＥＤ点灯装置として、例えば特許文献１に記載の装置がある。特許文献１に記載の装置では、ダンピング抵抗とスイッチ素子の直列体を利用して、トライアックのターンオンから所定期間だけ、調光器の雑音防止回路にダンピング抵抗を並列に接続する。これによって、トライアックのターンオンにおいて雑音防止回路が発生させる共振動作を制動し、電流が大きく振動してトライアックの保持電流より小さくなることを防止する。トライアックの誤消弧とこれによるちらつきを防止できる。

特開２０１２−０２３００１号公報

特許文献１に記載の装置では、突入電流の低減を考慮していない。下記のようにコンデンサインプット方式の電源回路をベースとしてＬＥＤ点灯装置を構成する場合、トライアックのターンオンにおいてコンデンサの電圧が急激に増大するため、コンデンサの充電に伴う突入電流が発生する。既存の調光器対応電球形ＬＥＤ照明の多くは、この突入電流を低減するために突入電流防止抵抗（以下、突防抵抗と略す）を備えている。しかし、突防抵抗の搭載による装置の大型化と損失増大が課題であった。また、突防抵抗を備えてもなお突入電流が大きく、コンデンサ、突防抵抗、入力フィルタ部品などの大型化と損失増大の恐れがあった。この突入電流については、下記の実施形態の項目において説明するため、ここでは説明を省略する。また、特許文献１に記載の装置では、ダンピング抵抗と、ダンピング抵抗を雑音防止回路に接続するか否かを制御するためのスイッチ素子と、スイッチ素子を制御する制御回路とを新たに外付けする必要があり、装置が大型化するという課題が考えられる。

本発明では、調光器を接続した場合にちらつきの防止と突入電流の低減が可能であり、かつ、小型・高効率のＬＥＤ点灯装置の実現を目的とする。

上記の目的を達成するために本発明では、交流電圧を整流電圧に変換する整流回路と、第１ダイオードを介して前記整流回路の直流出力側に接続され、前記整流電圧をＤＣリンク電圧に変換する第１コンデンサと、前記ＤＣリンク電圧を変換してＬＥＤ負荷に給電するＤＣ−ＤＣ変換回路と、前記整流電圧に基づいて前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の電流設定値を出力する電流設定回路と、前記整流回路の直流出力端子間に接続され、抵抗とスイッチ素子の直列体を少なくとも１個備える分流回路と、前記直列体におけるスイッチ素子を制御する切替回路と、を備えたＬＥＤ点灯装置であって、前記切替回路は、前記整流電圧が所望の基準電圧より低い期間と、前記整流電圧が前記基準電圧より高くなる時点から所望の時間が経過する時点までの期間とにおいて、前記直列体のうち少なくとも１個の直列体におけるスイッチ素子をオンにするようにした。

本発明のＬＥＤ点灯装置によれば、調光器を接続した場合にちらつきの防止と突入電流の低減が可能であり、かつ、小型・高効率のＬＥＤ点灯装置を実現できる。

本発明の第１実施形態におけるＬＥＤ点灯装置の基本構成図である。 調光器の内部回路図である。 調光器の負荷として白熱電球を用いた場合の動作波形である。 従来の突入電流についての課題を示す動作波形である。 本発明の第１実施形態における分流回路と切替回路の構成例である。 本発明の第１実施形態における動作波形である。 分流回路の別例である。 切替回路の別例である。 分流回路と切替回路の別例である。 切替回路の別例である。 本発明の第１実施形態における動作波形の別例である。 分流回路と切替回路の別例である。 本発明の第１実施形態における動作波形の別例である。 本発明の第２実施形態におけるＬＥＤ点灯装置の基本構成図である。 本発明の第２実施形態における分流回路と切替回路の構成例である。 本発明の第２実施形態における動作波形である。 本発明の第２実施形態におけるＬＥＤ点灯装置の基本構成図の別例である。 本発明のＬＥＤ点灯装置における整流回路とＤＣ−ＤＣ変換回路の構成例である。

以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。

図１は、本発明の第１実施形態におけるＬＥＤ点灯装置１の基本構成図である。図１において、交流電源１００と調光器１０１とＬＥＤ負荷１０６とはＬＥＤ点灯装置１に含まれない。ＬＥＤ点灯装置１は、整流回路１０２と、ダイオード１０３と、コンデンサ１０４と、ＤＣ−ＤＣ変換回路１０５と、分流回路１０７と、切替回路１０８と、電流設定回路１０９と、から構成されている。

交流電源１００の一端は調光器１０１の一端と接続され、調光器１０１の他端はＬＥＤ点灯装置１内の整流回路１０２と接続される。交流電源１００の他端は整流回路１０２と接続される。交流電源１００は交流電源電圧（以下、Ｖａｃと記す）を生成する。整流回路１０２は、調光器１０１によって位相制御された交流電圧を整流して整流電圧（以下、Ｖｄｃ１と記す場合がある）を生成する。整流回路１０２は、ダイオード１０３と、分流回路１０７と、切替回路１０８と、電流設定回路１０９と、に接続される。ダイオード１０３は、コンデンサ１０４と、ＤＣ−ＤＣ変換回路１０５に接続される。コンデンサ１０４は、整流電圧をＤＣリンク電圧（以下、Ｖｄｃ２と記す場合がある）に変換する。例えば、コンデンサインプット方式の電源回路を利用する場合では、ＤＣリンク電圧は整流電圧を平滑した電圧となる。整流電圧を平滑することによって、後段のＤＣ−ＤＣ変換回路１０５にとってＬＥＤ負荷１０６に流れる電流（以下、ＬＥＤ電流と記す）の脈動を抑え易くなる。ＤＣ−ＤＣ変換回路１０５は、ＤＣリンク電圧を変換してＬＥＤ負荷１０６に給電する。ＬＥＤ負荷１０６について、ＬＥＤの個数や接続形態は問わず、また、保護用素子などを内蔵したＬＥＤモジュールを含んでもよい。

整流回路１０２の直流出力端子間に、分流回路１０７が接続される。図１には示していないが、分流回路１０７は抵抗とスイッチ素子の直列体を少なくとも１個備えており、分流回路１０７に流れる電流値、言い換えれば、分流回路１０７のインピーダンスを外部から制御できる。切替回路１０８は、整流電圧に基づいて分流回路１０７のスイッチ素子を制御するための切替信号を出力する。分流回路１０７と切替回路１０８は、調光器１０１におけるトライアックのオン・オフ状態を整流電圧に応じて制御する役割や、調光器１０１のタイマ回路をリセットしてトライアックを再びターンオンさせる役割も果たす。電流設定回路１０９は、整流電圧に基づいてＤＣ−ＤＣ変換回路１０５の電流設定値を出力する。電流設定回路１０９によって、調光器１０１の操作に応じたＬＥＤ電流の制御、すなわち調光が可能になる。電流設定回路１０９の具体的な動作として、整流電圧の平均値に応じた電流設定値を生成するものや、整流電圧から以下で説明する調光器１０１の点弧角を検出して、点弧角に応じた電流設定値を生成するものがある。以上の構成要素の一部が制御ＩＣに内蔵されていても、または、マイコンなどの制御プログラムとして実装されていてもよい。以上の構成要素の他にも、ヒューズ、突防抵抗、入力フィルタ用のコイルやコンデンサなどを追加してよい。

具体的な動作を説明する前に、調光器１０１の動作について説明する。図２は、トライアック１１０を用いた調光器１０１の内部回路である。図２のように、トライアック１１０が交流電源１００と負荷１１５の間に接続される。また、トライアック１１０と並列に、抵抗１１１と可変抵抗１１２とコンデンサ１１３の直列体であるタイマ回路が接続される。可変抵抗１１２とコンデンサ１１３の接続点は、ダイアック１１４を介してトライアック１１０のゲートに接続される。なお、雑音防止回路としてコイルやコンデンサが追加されることも多いが、図２では省略した。

図３は、負荷１１５として白熱電球を接続した場合の、トライアック１１０のオン・オフ状態と、負荷電圧、負荷電流の波形である。トライアック１１０のオン期間では、負荷電圧は交流電源１００の電圧とほぼ同じになる。白熱電球はほぼ純抵抗であるため、負荷電流の波形は交流電圧と相似形になる。交流電源電圧のゼロクロス近傍において、負荷電流がトライアック１１０の保持電流より小さくなると、トライアック１１０がターンオフする。負荷１１５が白熱電球の場合、図３のように保持電流は負荷電流の振幅値に比べて十分に小さい。

トライアック１１０のオフ期間では、交流電源１００から抵抗１１１、可変抵抗１１２、コンデンサ１１３、負荷１１５の経路に微小電流が流れ、コンデンサ１１３に電荷が蓄えられる。負荷１１５に比べて調光器１０１のインピーダンスが十分に大きいため、負荷電圧は略ゼロとなる。コンデンサ１１３の電圧が上昇し、ダイアック１１４がオンになると、トライアック１１０は再びターンオンする。調光器１０１の操作によって可変抵抗１１２の抵抗値が増大すると、トライアック１１０が再びターンオンするまでの時間が長くなる。これによって、負荷電力が減少し、白熱電球であれば光出力が減少する。なお、図３のように、交流電源電圧のゼロクロス点からトライアック１１０が点弧するまでの位相角度を、点弧角と定義する。点弧角を記号θで表わせば、その取り得る範囲は０≦θ≦１８０［ｄｅｇ］である。点弧角が大きいほど、光出力は小さくなる。

本発明において、図２における負荷１１５は、図１のＬＥＤ点灯装置１であり、白熱電球とは負荷としての特性が異なる。具体的には、白熱電球と比べてインピーダンスが高く、かつ、白熱電球のように純抵抗であるとは限らない。したがって、動作波形も図３と同様になるとは限らない。

次に、本発明で着目する突入電流の問題について説明する。図４は、調光器１０１の負荷として、従来の（突入電流の対策を考慮していない）ＬＥＤ点灯装置を接続したときに、突入電流が特に大きくなる場合の動作波形である。このＬＥＤ点灯装置では、本発明の装置と同様に整流回路１０２、ダイオード１０３、コンデンサ１０４、ＤＣ−ＤＣ変換回路１０５を備えており、整流回路１０２が整流電圧を、コンデンサ１０４が整流電圧を平滑してＤＣリンク電圧を生成する。図４において、整流電流とは整流回路１０２の直流出力電流である。図４では、交流電源１００の半周期分の動作波形を示した。

コンデンサインプット方式の電源回路をベースとするＬＥＤ点灯装置では、図４のように、トライアック１１０のターンオンにおいてＤＣリンク電圧が整流電圧より高い（Ｖｄｃ２＞Ｖｄｃ１）状況が考えられる。このような状況は、トライアック１１０の点弧角が小さく、調光レベルが高い（明るい）場合や、ＤＣリンク電圧を生成するコンデンサ１０４の容量が大きいときに起こり易い。このとき、トライアック１１０がオンであっても整流電流は流れないため、図４のようにトライアック１１０はすぐに誤消弧する。

誤消弧の後、ある程度時間が経過して、調光器１０１のタイマ回路のコンデンサ１１３が再充電されるまで、トライアック１１０は再度ターンオンしない。図４から、誤消弧の後、整流電圧とＤＣリンク電圧が等しくなる時点（Ｖｄｃ１＝Ｖｄｃ２）が存在する。調光器１０１が接続されない場合、コンデンサインプット方式の電源回路では、この時点でコンデンサ１０４を充電する突入電流が、ひいては、整流電流が流れ始める。しかし、調光器１０１が接続されており、さらに、図４のようにトライアック１１０がオフになっていると、整流電流はほとんど流れない。

図４では、トライアック１１０が再度ターンオン（再点弧）する時点で、交流電源電圧（の絶対値）がＤＣリンク電圧より高くなっている（｜Ｖａｃ｜＞Ｖｄｃ２）。このとき、コンデンサ１０４の電圧が急激に増大し、コンデンサ１０４を充電するために大きな突入電流が発生する。図４から、トライアック１１０が再点弧した時点で整流電流が急激に流れ始めており、これがコンデンサ１０４を充電する突入電流である。また、調光器１０１が接続されない場合に整流電流が流れ始める時点、すなわち、Ｖｄｃ１＝Ｖｄｃ２となる時点より、さらに遅い（位相が進んだ）時点で整流電流が流れ始めるため、整流電流の実効値は大きくなる。なお、図４において、トライアック１１０が再点弧した後の動作については以下で説明するため、ここでは説明を省略する。

次に、本発明の第１実施形態におけるＬＥＤ点灯装置の具体的構成と動作、及び、これによってちらつきを防止し、かつ、突入電流を低減できる理由を説明する。図５は、本発明の第１実施形態における分流回路１０７と切替回路１０８の構成例である。（ただし、図５には整流回路１０２など他の構成要素も示した。）また、図６は、図５のように分流回路１０７と切替回路１０８を構成することで得られるＬＥＤ点灯装置の動作波形である。

図５の分流回路１０７は、抵抗１２６とスイッチ素子１２７の直列体である。図５では、スイッチ素子１２７をＭＯＳＦＥＴとしたが、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴなど他種の素子を用いてもよい。

切替回路１０８は、前処理回路１１６、比較回路（コンパレータ）１１７、立ち下がり遅延回路１１８から構成される。前処理回路１１６は、後段の比較回路１１７において整流電圧と基準電圧を比較するために、整流電圧を前処理する。図５において、前処理回路１１６は抵抗１１９と１２０から構成される分圧回路である。この他に、後で説明するレギュレータ回路、または、クランプ回路やスライス回路を用いてもよい。切替回路１０８が前処理回路１１６を備えるかどうかは任意であるが、分圧回路などで整流電圧のレベルを低くしておく、または、クランプ回路などによって整流電圧の最大値をクランプしておくことで、比較回路１１７において低耐圧のコンパレータを利用できる。

比較回路１１７は、コンパレータ１２１と基準電圧を発生させる電圧源１２２から構成され、整流電圧または前処理された整流電圧を基準電圧と比較する。図５では、整流電圧が基準電圧より高いときに、比較回路１１７がローレベル（以下、Ｌレベルと記す）を出力する論理を用いた。ただし、比較回路１１７の後段の構成によっては、逆の論理を用いてもよい。電圧源１２２の生成方法は任意であるが、ＤＣリンク電圧からレギュレータ（ドロッパ）回路を用いて生成する方法や、制御ＩＣを使うのであればその動作電圧を利用する方法がある。

立ち下がり遅延回路１１８は、抵抗１２３、ダイオード１２４、コンデンサ１２５から構成され、分流回路１０７のスイッチ素子１２７に切替信号を出力する。スイッチ素子１２７はＭＯＳＦＥＴであり、切替信号はそのゲート電圧に相当する。立ち下がり遅延回路１１８では、比較回路１１７が出力する矩形波信号の立ち下がりに対して、抵抗１２３とコンデンサ１２５がＲＣ（ローパス）フィルタとして働く。そのため、比較回路１１７の出力信号がＬレベルになった後、コンデンサ１２５の電圧、すなわち切替信号はＲＣフィルタの時定数にしたがって徐々に低下する。すなわち、比較回路１１７の出力信号がＬレベルになってから、スイッチ素子１２７がターンオフするまでに遅延が発生する。比較回路１１７の出力信号の立ち上がりについては、ダイオード１２４が抵抗１２３をバイパスする効果によって、上記のような遅延はほとんど発生しない。したがって、整流電圧が基準電圧より低くなって比較回路１１７の出力信号がハイレベル（以下、Ｈレベルと記す）になると、スイッチ素子１２７はすぐにターンオンする。なお、スイッチ素子１２７の寄生容量をコンデンサ１２５の代わりとして利用できるため、コンデンサ１２５の使用は任意である。

以上の構成によって、図６のように、整流電圧が基準電圧より低い期間と、整流電圧が基準電圧より高くなってから所望の遅延時間が経過するまでの期間において、分流回路１０７におけるスイッチ素子１２７はオンになる。

図６をもとに第１実施形態の動作を説明する。切替回路１０８は、整流電圧が基準電圧より低くなると、分流回路１０７のスイッチ素子１２７をオンにして、抵抗１２６を整流回路１０２の直流出力端子間に導通させる。また、このとき調光器１０１のトライアック１１０はオフになっている。交流電源１００から、調光器１０１の抵抗１１１、可変抵抗１１２、コンデンサ１１３、抵抗１２６の経路に微小電流が流れることで、コンデンサ１１３が充電される。

コンデンサ１１３が充電されてトライアック１１０がターンオンすると、整流電圧は交流電源電圧（の絶対値）とほぼ同じ値まで増大する。整流電圧が基準電圧より高くなるが、このときすぐにスイッチ素子１２７をオフにするのではなく、上記のように所望の時間が経過するまではスイッチ素子１２７のオンを維持する。したがって、ＤＣリンク電圧が整流電圧より高く（Ｖｄｃ２＞Ｖｄｃ１）、コンデンサ１０４を充電する電流が流れなくとも、分流回路１０７に保持電流以上の整流電流が流れることによって、トライアック１１０は誤消弧せずオンを維持する。

トライアック１１０がオンを維持したまま、整流電流とＤＣリンク電圧が一致する（Ｖｄｃ２＝Ｖｄｃ１）時点になると、コンデンサ１０４を充電する電流が流れる。そのため、図６のように整流電流が急に増大する。ただし、上記の理由から、従来の（突入電流の対策を考慮していない）ＬＥＤ点灯装置に比べて、このときの整流電流の増大分は小さくなり、結果として整流電流の実効値もまた小さくなる。整流電圧が基準電圧より高くなってから所望の時間が経過すると、スイッチ素子１２７はオフになる。その後も、コンデンサ１０４を充電する電流が保持電流より大きい限り、トライアック１１０はオンし続ける。

コンデンサ１０４の充電が進むにつれて、整流電流は減少する。ＤＣリンク電圧がほぼピーク値に達し、整流電流が保持電流より小さくなった時点で、トライアック１１０はターンオフする。トライアック１１０がターンオフした後も、充電されたコンデンサ１０４の電圧、すなわちＤＣリンク電圧によって、ＤＣ−ＤＣ変換回路１０５は安定して動作する。また、トライアック１１０がターンオフするタイミング、すなわち、整流電流が保持電流以下まで減少するタイミングは、交流電源の各周期でほとんど変わらないため、ちらつきが発生することもない。

なお、図５に示した構成は、図６に示すスイッチ素子１２７のオン・オフ制御を簡単な回路で実現するための一例である。図６に示すスイッチ素子１２７のオン・オフ制御を実現できれば、分流回路１０７と切替回路１０８の構成は図５と異なっていてもよい。
図７は、分流回路１０７の別例である。図７では、抵抗１２９、ツェナーダイオード１３０、ＭＯＳＦＥＴ１３１がレギュレータ回路１２８を構成し、その負荷として抵抗１２６とスイッチ素子（ＭＯＳＦＥＴ）１２７の直列体が接続される。ＭＯＳＦＥＴ１３１の代わりに、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴなど他種の半導体素子を用いてもよい。

整流電圧がツェナー電圧より高いとき、抵抗１２６とスイッチ素子（ＭＯＳＦＥＴ）１２７の直列体に印加される電圧は、ツェナーダイオード１３０のツェナー電圧とほぼ等しくなる。すなわち、レギュレータ回路は、整流電圧をクランプする役割を果たす。また、スイッチ素子１２７がオンのときに分流回路１０７に流れる電流は、整流電圧に依らず一定になり、抵抗１２６によって調整できる。図６の動作のうち、Ｖｄｃ２＝Ｖｄｃ１となる時点までトライアック１１０のオンを維持する期間では、トライアック１１０の保持電流より大きい電流を流せばよい。図７の分流回路であれば、抵抗１２６の調整によって電流を必要最小限に抑えられるため、分流回路１０７の低損失化に有効である。

図７のように、抵抗１２６とスイッチ素子１２７の直列体と並列に抵抗１３２を接続して、分流回路１０７に流れる電流を調整してもよい。これは、本発明における全ての分流回路１０７の構成において言える。抵抗１３２の接続は任意である。

図８は、切替回路１０８の別例である。図８では、立ち下がり遅延回路１１８の後段に、コンパレータ１３４と電圧源１３５から構成される比較回路１３３を接続し、比較回路１３３が切替信号を出力する。立ち下がり遅延回路１１８の出力電圧が電圧源１３５の電圧より高いとき、切替信号はＨレベルとなって分流回路１０７のスイッチ素子１２７をオンにする。すなわち、図６に示したスイッチ素子１２７のオン・オフ閾値が、電圧源１３５の電圧に置き換わったことになる。スイッチ素子１２７の駆動に必要な電力が大きい場合、比較回路１３３の後段に任意でドライバ回路を追加してもよい。

図８の構成を基本として、以下の変更も可能である。まず、比較回路１１７と１３３の出力論理を反転させる。具体的には、比較回路１１７は、前処理された整流電圧が電圧源１２２の電圧より高いときに、Ｈレベルを出力するようにする。比較回路１３３についても同様である。次に、立ち下がり遅延回路１１８を立ち上がり遅延回路に変更する。立ち上がり遅延回路は、比較回路１１７が出力する矩形波信号の立ち上がりに対してのみ、ＲＣフィルタとして働く。具体的には、ダイオード１２４の向きを逆にして、アノードを比較回路１１７の出力端子に接続する。

図９は、分流回路１０７と切替回路１０８のもう１つの別例である。図９の分流回路では、抵抗１３６とスイッチ素子１３７の直列体を追加し、２組の抵抗とスイッチ素子の直列体を並列に接続する。また、切替回路１０８は、比較回路１１７の出力信号をスイッチ素子１３７の切替信号として出力する。すなわち、切替回路１０８は、オン・オフタイミングの異なる切替信号を２つ出力する。この構成によって、整流電圧が基準電圧より低い期間と、整流電圧が基準電圧より高くなってから所望の時間が経過するまでの期間とで、分流回路１０７に流れる電流の大きさを変えることができる。なお、図７のようにレギュレータ回路を追加し、２組の抵抗とスイッチ素子の直列体をレギュレータ回路の負荷として接続してもよい。この別例では、２組の直列体によって分流回路１０７の電流を調整し易くなり、また、２組の直列体に発熱を分散させる上でも有効である。

以上のように、本発明の第１実施形態では、調光器を安定に動作させてちらつきを抑えることが可能であり、かつ、突入電流を低減できる。突入電流の低減によって、突防抵抗、コンデンサ１０４、入力フィルタ部品の小型・低損失化が可能になる。また、本発明の第１実施形態は、ちらつき抑制と突入電流低減という２つの課題を、１つの構成で解決できるものであり、ＬＥＤ点灯装置の小型・低コスト化にも有効である。

図１０は、切替回路１０８の別例であり、図１１は、図１０の切替回路１０８と図５の分流回路１０７を組み合わせた場合に得られる動作波形である。図１０の切替回路１０８では、図８の立ち下がり遅延回路１１８が遅延回路１４９に変更されている。遅延回路１４９は、抵抗１２３とコンデンサ１２５から構成されるＲＣフィルタである。図１１のように、比較回路１１７の出力の立ち上がりと立ち下がりの両方において、コンデンサ１２５の電圧はＲＣフィルタの時定数にしたがって増大または減少する。そのため、整流電圧が基準電圧より高くなってから分流回路１０７におけるスイッチ素子１２７がオフになるまでに遅延が発生するだけでなく、整流電圧が基準電圧より低くなってからスイッチ素子１２７がオンになるまでに遅延が発生する。ここで、図１０の電圧源１３５の電圧値をＬレベルに近い値とすることで、図１１のように後者の遅延はほとんど無視できるほど小さくなる。これによって、スイッチ素子１２７のオン・オフタイミングは、図６に示したものとほぼ同様になる。

図１２は、分流回路１０７と切替回路１０８のもう１つの別例である。図１２の切替回路１０８では、図５に示した前処理回路１１６や比較回路１１７といった細分化は省略した。図１２において、分流回路１０７は図７をベースとしており、ＭＯＳＦＥＴ１３１などから構成されるレギュレータ回路の負荷として抵抗１２６とスイッチ素子１２７の直列体が接続される。ただし、図７との相違点として、レギュレータ回路のツェナーダイオード１３０と並列に抵抗１５０とコンデンサ１５１が接続される。このレギュレータ回路は切替回路１０８の一部でもあり、抵抗１５０とコンデンサ１５１、さらに抵抗１２９は図１０におけるＲＣフィルタのように働く。

切替回路１０８では、レギュレータ回路の出力電圧と電圧源１５３の電圧がコンパレータ１５２によって比較される。レギュレータ回路の出力電圧が電圧源１５３の電圧より低いときに、コンパレータ１５２の出力である切替信号はＨレベルとなり、分流回路１０７のスイッチ素子１２７はオンになる。

図１３は、図１２の分流回路１０７と切替回路１０８を用いた場合に得られる動作波形である。トライアック１１０がオンになって整流電圧が基準電圧より高くなってから、ツェナーダイオード１３０の電圧は、抵抗１２９と１５０、コンデンサ１５１によって決まる時定数にしたがって徐々に増大し、ツェナーダイオード１３０のブレーク電圧に達する。

このとき、レギュレータ回路の出力電圧は、ツェナーダイオード１３０の電圧にしたがって徐々に増大する。これによって、図１３に示すように、整流電圧が基準電圧より高くなってから、レギュレータ回路の出力電圧が電圧源１３５の電圧より高くなって、スイッチ素子１２７がオフとなるまでに遅延を発生させることができる。スイッチ素子１２７のオン・オフタイミングは、図６に示したものとほぼ同様になる。

この別例では、分流回路１０７と切替回路１０８を少ない部品数で構成することができ、装置の小型・低コスト化に有効である。

図１４は、本発明の第２実施形態におけるＬＥＤ点灯装置の基本構成図である。図１に示した第１実施形態に対して、第２実施形態ではコンデンサ１０４に流れる電流を検出するための抵抗１３８を追加する。また、切替回路１０８は、整流電圧の他に、抵抗１３８によって検出される電流にしたがって切替信号を出力する。抵抗１３８は、コンデンサ１０４の電流を検出できる条件において、図１４中の任意の位置に接続してよい。また、抵抗１３８の代わりに他種の電流センサによってコンデンサ１０４の電流を検出してもよい。

整流電流を検出することで、コンデンサ１０４の電流を間接的に検出してもよい。

図１５は、本発明の第２実施形態における切替回路１０８の内部構成例である。図１５には分流回路１０７など他の構成要素も示した。図１６は、図１５のように切替回路１０８を構成することで得られるＬＥＤ点灯装置の動作波形である。図１６では、上記のように整流電流を検出することで、コンデンサ１０４の電流を間接的に検出することを想定した。

図１５の切替回路１０８では、図５に示した回路に対して、コンパレータ１４０と電圧源１４１から構成される比較回路１３９を追加する。ここで、コンパレータ１４０はオープンコレクタ出力とするが、他の構成次第でオープンコレクタ出力でないコンパレータを用いることもできる。比較回路１３９は、抵抗１３８によって検出した電流（以下、検出電流と記す）を、電圧源１４１の電圧値として表わされる基準電流と比較する。図１５では、検出電流が基準電流より大きいときに、比較回路１３９がＬレベルを出力する論理を用いた。これによって、検出電流が基準電流より大きいとき、切替信号は強制的にＬレベルになり、分流回路１０７のスイッチ素子１２７はオフになる。切替回路１０８において、検出電流を直接比較回路１３９に入力するのではなく、図５の１１６などに示した前処理回路を介して入力してもよい。特に、前処理回路を積分回路またはローパスフィルタとする構成は、検出電流の高周波成分の除去に有効である。

図１６をもとに第２実施形態の動作を説明する。図６に示した第１実施形態と同様に、整流電圧が基準電圧より高くなった後、すぐにスイッチ素子１２７をオフにするのではなく、所望の時間が経過するまではスイッチ素子１２７のオンを維持しようとする。整流電流とＤＣリンク電圧が一致する（Ｖｄｃ１＝Ｖｄｃ２）時点になると、コンデンサ１０４を充電する電流が流れ、整流電流が急に増大する。これによって、検出電流が基準電流より大きくなるため、この時点でスイッチ素子１２７は強制的にオフになる。このように、第２実施形態では、第１実施形態における所定の遅延時間を「検出電流が基準電流より大きくなるまでの時間」として自動的に生成する。なお、検出電流が基準電流より小さい期間では、比較回路１３９の出力信号はオープンコレクタのＨレベルとなるため、他の回路に影響することはなく、動作は第１実施形態と同じになる。

Ｖｄｃ２＝Ｖｄｃ１となり、コンデンサ１０４を充電する電流が流れ始めれば、分流回路１０７に電流を流さずともトライアック１１０のオンを維持できる。第２実施形態では、分流回路１０７に電流を流す期間を最小限にすることができ、分流回路１０７の損失を低減できる。

なお、図１５に示した構成は、図１６に示すスイッチ素子１２７のオン・オフ制御を簡単な回路で実現するための一例である。図１６に示すスイッチ素子１２７のオン・オフ制御を実現できれば、分流回路１０７と切替回路１０８の構成は図１５と異なっていてもよい。図７〜９に示した分流回路１０７または切替回路１０８の別例を応用してもよい。

図１７は、本発明の第２実施形態におけるＬＥＤ点灯装置の基本構成図の別例である。図１７では、図１４においてコンデンサ１０４の電流を検出した代わりとして、ＤＣリンク電圧を検出する。また、切替回路１０８は、整流電圧とＤＣリンク電圧にしたがって切替信号を出力する。図１７における切替回路１０８の具体的な動作として、整流電圧とＤＣリンク電圧が一致する（Ｖｄｃ１＝Ｖｄｃ２）時点を検出し、図１５の切替回路と同様にスイッチ素子１２７をオフにすれば、図１６に示した動作を実現できる。この別例における切替回路１０８の具体的構成については省略する。

図１８は、図１に示したＬＥＤ点灯装置のうち、整流回路１０２やＤＣ−ＤＣ変換回路１０５の構成を具体的に示したものである。なお、図１４や図１７のＬＥＤ点灯装置についても、同様の構成を適用できる。図１８において、ダイオードブリッジ１４２による全波整流回路が、整流回路１０２に相当する。また、ダイオード１４３、ＭＯＳＦＥＴ１４４、チョークコイル１４５、コンデンサ１４６、電流検出用の抵抗１４７、制御回路１４８から構成される降圧チョッパ回路が、ＤＣ−ＤＣ変換回路１０５に相当する。これらの他にも、ヒューズ、突防抵抗、入力フィルタ用のコイルやコンデンサなどを追加してもよい。ＬＥＤ負荷１０６の電圧によっては、降圧チョッパではなく昇降圧チョッパや昇圧チョッパを、また、絶縁が必要であればフライバックコンバータを用いてもよい。ＭＯＳＦＥＴ１４４の代わりに、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴなど他種の素子を用いてもよい。

図１８において、制御回路１４８は、ＤＣ−ＤＣ変換回路１０５がＬＥＤ負荷１０６に出力する電流を電流設定値にしたがって制御する。具体的には、ＭＯＳＦＥＴ１４４に流れる電流が、電流設定値に達するまでＭＯＳＦＥＴ１４４をオンにする制御が考えられる。

ＭＯＳＦＥＴ１４４に流れる電流を制御することによって、ＬＥＤ負荷１０６に流れる電流を間接的に制御できる。このような制御回路１４８は、市販されているＬＥＤ用の制御ＩＣを用いて簡単に構成できる。もちろん、制御ＩＣを用いず、コンパレータなどのディスクリート部品を組み合わせて構成してもよいし、マイコンやデジタル・シグナル・プロセッサを利用してソフトウェアとして構成してもよい。

１ ＬＥＤ点灯装置
１００ 交流電源
１０１ 調光器
１０２ 整流回路
１０３ ダイオード（１２４も同様）
１０４ コンデンサ（１１３、１２５、１４６、１５１も同様）
１０５ ＤＣ−ＤＣ変換回路
１０６ ＬＥＤ負荷
１０７ 分流回路
１０８ 切替回路
１０９ 電流設定回路
１１０ トライアック
１１１ 抵抗（１１９、１２０、１２３、１２６、１２９、１３２、１３６、１３８、１４７、１５０も同様）
１１２ 可変抵抗
１１４ ダイアック
１１５ 白熱電球などの負荷
１１６ 前処理回路
１１７ 比較回路（１３３、１３９も同様）
１１８ 立ち下がり遅延回路
１２１ コンパレータ（１３４、１４０、１５２も同様）
１２２ 電圧源（１３５、１４１、１５３も同様）
１２７ ＭＯＳＦＥＴ（１３１、１３７、１４４も同様）
１２８ レギュレータ回路
１３０ ツェナーダイオード
１４２ ダイオードブリッジ
１４５ チョークコイル
１４８ 制御回路
１４９ 遅延回路

Claims (10)

1. 交流電圧を整流電圧に変換する整流回路と、第１ダイオードを介して前記整流回路の直流出力側に接続され、前記整流電圧をＤＣリンク電圧に変換する第１コンデンサと、前記ＤＣリンク電圧を変換して発光ダイオード（以下、ＬＥＤと記す）負荷に給電するＤＣ−ＤＣ変換回路と、前記整流電圧に基づいて前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の電流設定値を出力する電流設定回路と、前記整流回路の直流出力端子間に接続され、抵抗とスイッチ素子の直列体を少なくとも１個備える分流回路と、前記直列体におけるスイッチ素子を制御する切替回路と、を備えたＬＥＤ点灯装置であって、
   前記切替回路は、前記整流電圧が所望の基準電圧より低い期間と、前記整流電圧が前記所望の基準電圧より高くなる時点から所望の時間が経過する時点までの期間とにおいて、前記直列体のうち少なくとも１個の直列体におけるスイッチ素子をオンにすることを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
2. 請求項１に記載のＬＥＤ点灯装置において、
   前記切替回路は、前記整流電圧が前記所望の基準電圧より高くなる時点から前記第１コンデンサに流れる電流が所望の基準電流より大きくなる時点までを、請求項１における所望の時間として設定することを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
3. 請求項１に記載のＬＥＤ点灯装置において、
   前記切替回路は、前記整流電圧が前記所望の基準電圧より高くなる時点から前記整流電圧と前記ＤＣリンク電圧が一致する時点までを、請求項１における所望の時間として設定することを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
4. 請求項１乃至３の何れか１項に記載のＬＥＤ点灯装置において、
   前記切替回路は、前記整流電圧が前記所望の基準電圧より高い期間においてローレベルとなる信号を出力する第１比較回路と、該第１比較回路の出力信号の立ち下がりに対して所望の時定数による遅延時間を与えた信号を出力する立ち下がり遅延回路とを備え、該立ち下がり遅延回路の出力信号によって前記スイッチ素子を制御することを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
5. 請求項４に記載のＬＥＤ点灯装置において、
   前記立ち下がり遅延回路は、前記第１比較回路の出力端子とグラウンド間に接続される第１抵抗と第２コンデンサとの直列体と、前記第１抵抗と並列に接続される第２ダイオードとを備え、前記抵抗の一端は前記第１比較回路の出力端子に接続され、前記第２コンデンサの一端はグラウンドに接続され、前記第２ダイオードのアノード端子は前記第１比較回路の出力端子に接続されることを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
6. 請求項１乃至３の何れか１項に記載のＬＥＤ点灯装置において、
   前記分流回路は、抵抗とスイッチ素子の直列体を２個以上備え、前記切替回路は、前記整流電圧が前記所望の基準電圧より低い期間と、前記整流電圧が前記所望の基準電圧より高くなる時点から所望の時間が経過する時点までの期間と、において、前記直列体のうち少なくとも１個の直列体におけるスイッチ素子をオンに制御するために第１切替信号を出力し、また、前記整流電圧が前記所望の基準電圧より低い期間において、前記直列体のうち少なくとも１個の直列体におけるスイッチ素子をオンに制御するために第２切替信号を出力することを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
7. 請求項６に記載のＬＥＤ点灯装置において、
   前記切替回路は、前記整流電圧が前記基準電圧より高い期間においてローレベルとなる信号を出力する第１比較回路と、該第１比較回路の出力信号の立ち下がりに対して所望の時定数による遅延時間を与えた信号を出力する立ち下がり遅延回路とを備え、該立ち下がり遅延回路の出力信号を前記第１切替信号とし、前記第１比較回路の出力信号を第２切替信号とすることを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
8. 請求項１乃至７の何れか１項に記載のＬＥＤ点灯装置において、
   前記分流回路が備える抵抗とスイッチ素子の直列体は、前記整流回路の直流出力端子間に接続されることを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
9. 請求項１乃至７の何れか１項に記載のＬＥＤ点灯装置において、
   前記分流回路は、前記整流電圧を前記所望の電圧値でクランプするレギュレータ回路を備え、前記分流回路が備える抵抗とスイッチ素子の直列体は、前記レギュレータ回路の負荷として接続されることを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
10. 請求項１乃至３の何れか１項に記載のＬＥＤ点灯装置において、
    前記分流回路は、前記整流回路の直流出力端子間に接続される第２抵抗とツェナーダイオードの直列体と、該ツェナーダイオードと並列に接続される第３抵抗と第３コンデンサと、前記第２抵抗と前記ツェナーダイオードの接続点にゲート端子が、整流回路の直流出力の正極側にドレイン端子がそれぞれ接続されるＭＯＳＦＥＴと、該ＭＯＳＦＥＴのソース端子と整流回路の直流出力の負極側との間に接続される第４抵抗と、該第４抵抗と並列に接続される前記抵抗とスイッチ素子の直列体とを備え、
    前記切替回路は、前記分流回路が備える前記第２抵抗とツェナーダイオードと第３抵抗と第３コンデンサとＭＯＳＦＥＴを、前記切替回路の構成要素として兼用し、前記ＭＯＳＦＥＴのソース端子電圧が基準値より高いときにローレベルとなる信号を出力する第２比較回路を備え、該第２切替回路の出力信号によって前記スイッチ素子を制御することを特徴とするＬＥＤ点灯装置。