JP2010154656A - 直流電源回路、及びｌｅｄ照明装置 - Google Patents

Abstract

【課題】効率が高く、かつ受電電圧の変動に対し出力電圧が調整可能な直流電源回路、及びこの直流電源を用いた高効率でＬＥＤ発光品質が高いＬＥＤ照明装置を提供する。
【解決手段】交流電源５に接続される整流器６と、整流器６の出力に接続された平滑コンデンサＣ１備え、出力端子に接続される負荷4に電力を供給するコンデンサインプット方式の直流電源回路において、平滑コンデンサＣ１の電荷を前記負荷に放電する方向に平滑コンデンサＣ１と出力端子間に接続された第１半導体スイッチＳＣＲ１と、前記交流電源５が第１所定値を超えて大きくなるにしたがって第１半導体スイッチＳＣＲ１の点弧位相が遅れるように第１半導体スイッチＳＣＲ１のゲートにゲート信号を供給する第１半導体スイッチＳＣＲ１の点弧回路を備えた直流電源回路。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電源回路、及びＬＥＤ照明装置に係り、特に効率が高く、かつ受電電圧の変動に対し出力電圧が調整可能な直流電源回路、及びこれを用いたＬＥＤ照明装置に関する。

従来、照明装置として、蛍光灯や白熱電灯が一般に使用されてきたが、近年、ＬＥＤを多数直列にしたＬＥＤユニットをスイッチング電源で駆動するようにしたＬＥＤ照明装置も使用されるようになって来た。例えば、特開平１１−１３５２７４号公報（特許文献１）などにその例をみることができる。
特開平１１−１３５２７４号公報

従来の上記ＬＥＤ照明装置は、出力電圧調整をスイッチング電源の電圧調整機能で行って、ＬＥＤユニットに供給される負荷電力を一定にするようになされている。しかし、ＬＥＤユニットを駆動しているスイッチング電源が数１０ｋＨｚの高周波で動作する回路を含むため、この回路の損失により効率が約９０％程度止まりになっているのが現状である。
これに対し、高周波で動作する回路を含まない整流回路と直流平滑コンデンサとで構成されたコンデンサインプット形の直流電源回路であれば、効率を９７％〜９８％程度に向上させることができる。しかしながらコンデンサインプット形の直流電源回路は出力電圧が調整できず、受電電圧が変動した場合出力電圧が変動し、ＬＥＤの明るさが不安定になるという問題があった。

本発明の目的は、上記問題点に鑑み、効率が高く、かつ受電電圧の変動に対し出力電圧が調整可能な直流電源回路、及びこの直流電源を用いた高効率でＬＥＤ発光品質が高いＬＥＤ照明装置を提供することにある。

本発明の直流電源回路は、交流電源に接続される整流器と、前記整流器の出力に接続された平滑コンデンサを備え、出力端子に接続される負荷に電力を供給するコンデンサインプット方式の直流電源回路において、前記平滑コンデンサの電荷を前記負荷に放電する方向に前記平滑コンデンサと前記出力端子間に接続された第１半導体スイッチと、前記交流電源が第１所定値を超えて大きくなるにしたがって前記第１半導体スイッチの点弧位相が遅れるように前記第１半導体スイッチのゲートにゲート信号を供給する前記第１半導体スイッチの点弧回路を備えたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源回路は、前記点弧回路が、前記交流電源の電源ピーク電圧が前記第１所定値を超えて大きくなるにしたがって低下する基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、前記基準電圧と前記出力端子の電圧を比較し前記基準電圧が前記出力端子の電圧に対し第２所定値を超えたとき前記第１半導体スイッチのゲートにゲート信号を供給する電圧比較回路を備えたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源回路は、前記基準電圧生成回路が、前記交流電源の電源ピーク電圧が同じ値に対し前記基準電圧を可変する基準電圧可変手段を備えたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源回路は、前記基準電圧が前記第２所定値より大きくなるようにクランプするクランプ回路を設けたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源回路は、前記基準電圧は前記平滑コンデンサの電圧を入力して生成されることを特徴とする。
また、本発明の直流電源回路は、前記基準電圧生成回路が、前記平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの正極端子にカソード端子が接続され、アノード端子に第１抵抗の一方の端子が接続された第１ツェナーダイオードと、前記第１のツェナーダイオードのアノード端子に一方の端子が接続され、他方の端子が可変抵抗の一方の端子に接続された前記第１抵抗と、前記第１抵抗の他方の端子に一方の端子が接続され、他方の端子が前記平滑コンデンサの負極端子に接続された可変抵抗と、前記平滑コンデンサの正極端子と前記第１ツェナーダイオードの一方の端子が接続された接続点に一方の端子が接続され、他方の端子が前記第２半導体スイッチのドレイン端子に接続された第２抵抗と、前記第２抵抗の一方の端子にドレイン端子が接続され、ソース端子が前記平滑コンデンサの負極端子に接続され、ゲート端子が前記第１抵抗の他方の端子と前記可変抵抗の一方の端子が接続された接続点に接続された前記第２半導体スイッチと、を備え、前記第２抵抗の他方の端子と前記第２半導体スイッチのドレイン端子の接続点の電圧を前記基準電圧として出力することを特徴とする。
また、本発明の直流電源回路は、前記基準電圧が、前記平滑コンデンサとは異なる第２コンデンサであって、前記整流器の出力端子の負極出力端子と前記交流電源の出力端子に全波整流可能にダイオードを介して接続された前記第２コンデンサの電圧を入力して生成されることを特徴とする。
また、本発明の直流電源回路は、前記基準電圧生成回路が、前記第２コンデンサと、前記第２コンデンサの一方の端子にカソード端子が接続され、アノード端子に第１抵抗の一方の端子が接続された第１のツェナーダイオードと、前記第１ツェナーダイオードのアノード端子に一方の端子が接続され、他方の端子が可変抵抗の一方の端子に接続された前記第１抵抗と、前記第１抵抗の他方の端子に一方の端子が接続され、他方の端子が前記第２コンデンサの他方の端子に接続された可変抵抗と、前記平滑コンデンサの一方の正極端子に一方の端子が接続され、他方の端子が第２半導体スイッチのドレイン端子に接続された第２抵抗と、前記第２抵抗の他方の端子にドレイン端子が接続され、ソース端子が前記平滑コンデンサの負極端子に接続され、ゲート端子が前記第１抵抗の他方の端子と前記可変抵抗の一方の端子が接続された接続点に接続された前記第２半導体スイッチと、を備え、前記第２抵抗の他方の端子と前記第２半導体スイッチのドレイン端子の接続点の電圧を前記基準電圧として出力することを特徴とする。
また、本発明の直流電源回路は、前記第１半導体スイッチがサイリスタ、ＧＴＯ、トライアックのいずれかであることを特徴とする。
また、本発明の直流電源回路は、前記第２半導体スイッチはＭＯＳトランジスタ、又はバイポーラトランジスタであることを特徴とする。
また、本発明のＬＥＤ照明装置は、上記直流電源回路の出力端子にＬＥＤ照明ユニットが接続されたことを特徴とする。

本発明によれば、効率が高く、かつ受電電圧の変動に対し出力電圧が調整可能な直流電源回路、及びこの直流電源を用いた高効率でＬＥＤ発光品質が高いＬＥＤ照明装置を提供できる。

次に、本発明を実施するための最良の形態を、図面を参照して具体的に説明する。

（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態であるＬＥＤ照明装置１の回路構成を示したものである。図１に示した本実施の形態のＬＥＤ照明装置１は整流回路２、直流平滑回路３、ＬＥＤ照明ユニット４などから構成され、整流回路２は商用電源などの交流電源５に接続される。

整流回路２はダイオードをブリッジ構成した全波整流器６で構成され、図示はしていないが、保護用に電源ヒューズ、ノイズ抑制用コンデンサ、減流インピーダンスなどが接続されてもよい。

また、直流平滑回路３はダイオードＤ１、Ｄ２、平滑コンデンサＣ１、抵抗Ｒ１、Ｒ２、可変抵抗ＶＲ１、サイリスタＳＣＲ１、ツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２、半導体スイッチＭＯＳ１などから構成されている。

半導体スイッチＭＯＳ１にはＮチャンネルＭＯＳトランジスタ（N-Channel Metal Oxide Semiconductor Field Effect
Transistor）を使用することができるが、これに限るものではなく例えばバイポーラトランジスタを使用することもできる。また、平滑コンデンサＣ１はアルミ電解コンデンサを使用することができるがこれに限るものではない。また、ツェナーダイオードＺＤ１はツェナー電圧が７Ｖのツェナーダイオード、ツェナーダイオードＺＤ２はツェナー電圧が１３０Ｖのツェナーダイオードである。ツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２のツェナー電圧も７Ｖ、１３０Ｖに限定する主旨ではなく、一例を示したもので、本発明の主旨の範囲で適宜変更することができる。また、サイリスタＳＣＲ１は平滑コンデンサＣ１の放電用スイッチ素子として用いられるもので、これもサイリスタに限定されず、ＧＴＯ（Gate
Turn-Off thyristor）、トライアックなどを代わりに使用することができる。

ＬＥＤ照明ユニット４は、複数のＬＥＤ（Light Emitting Diode：発光ダイオード）と電流制限用の抵抗Ｒ０が直列接続された直列体が、複数個並列接続されて構成されているが、この直列体は単体で使用することもできる。

直流平滑回路３における抵抗Ｒ１、Ｒ２、可変抵抗ＶＲ１、ダイオードＤ２、ツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２、半導体スイッチＭＯＳ１はサイリスタＳＣＲ１の点弧回路を構成し、この点弧回路における、抵抗Ｒ１、Ｒ２、可変抵抗ＶＲ１、ツェナーダイオードＺＤ２、半導体スイッチＭＯＳ１は後述のように平滑コンデンサＣ１の電圧を受けて基準電圧Ｖｓ１を生成する基準電圧生成回路７を構成している。

次に、本実施の形態であるＬＥＤ照明装置１の各構成要素の接続関係を説明する。
全波整流器６はその入力端子が交流電源５に接続され、正極出力端子と負極出力端子を直流平滑回路３とＬＥＤ照明ユニット４に接続されている。

全波整流器６の正極出力端子にはダイオードＤ１のアノード端子とサイリスタＳＣＲ１のカソード端子が接続され、ダイオードＤ１のカソード端子とサイリスタＳＣＲ１のアノード端子は共通に平滑コンデンサＣ１の正極端子に接続されている。そして平滑コンデンサＣ１の負極端子は整流ブリッジ６の負極出力端子に接続されている。この構成から分かるように、ダイオードＤ１は平滑コンデンサＣ１の充電用として用いられ、サイリスタＳＣＲ１は平滑コンデンサＣ１の放電用として用いられるものである。

基準電圧生成回路７の構成を更に説明する。平滑コンデンサＣ１の正極端子にはツェナーダイオードＺＤ２のカソード端子が接続され、ツェナーダイオードＺＤ２のアノード端子には抵抗Ｒ２の一方の端子が接続されている。抵抗Ｒ２の他方の端子には可変抵抗ＶＲ１の一方の端子が接続され、可変抵抗ＶＲ１の他方の端子は平滑コンデンサＣ１の負極端子に接続されている。また、平滑コンデンサＣ１の正極端子には抵抗Ｒ１の一方の端子が接続され、抵抗Ｒ１の他方の端子は半導体スイッチＭＯＳ１のドレイン端子が接続されている。また、半導体スイッチＭＯＳ１のソース端子は平滑コンデンサＣ１の負極端子に接続されている。そして半導体スイッチＭＯＳ１のゲート端子は、抵抗Ｒ２の他方の端子と可変抵抗ＶＲ１の一方の端子との接続点に接続されている。ここで、抵抗Ｒ１の他方の端子と半導体スイッチＭＯＳ１のドレイン端子が接続された接続点の電圧は基準電圧Ｖｓ１となる。

抵抗Ｒ１の他方の端子と半導体スイッチＭＯＳ１のドレイン端子が接続された接続点（基準電圧Ｖｓ１発生点）にはツェナーダイオードＺＤ１のカソード端子が接続され、ツェナーダイオードＺＤ１のアノード端子はダイオードＤ２のアノードに接続されている。そして、ダイオードＤ２のカソード端子はサイリスタＳＣＲ１のゲート端子に接続されている。

ここで、交流電源５の定格電圧が１００Ｖ、定格周波数が５０ＨｚであるＬＥＤ照明装置１における、上記構成の各部品の具体的値を挙げると（例示であって、適宜変更可能で、本発明を限定するものではない）、抵抗Ｒ１の抵抗値＝１２０ｋΩ、抵抗Ｒ２の抵抗値＝１２０ｋΩ、可変抵抗ＶＲ１の抵抗値＝５０ｋΩ、平滑コンデンサＣ１の容量値＝１０μＦ、ツェナーダイオードＺＤ１＝ツェナー電圧１３０Ｖ、ツェナーダイオードＺＤ２＝ツェナー電圧７Ｖとすることができる。ただし、交流電源５の受電電圧は後述するように変動すると考える。以下の説明ではこれらの値を例として説明する。

本実施の形態は、サイリスタＳＣＲ１のゲート端子電圧（出力電圧Ｖ０にほぼ等しい）に対し、基準電圧生成回路７で生成された基準電圧Ｖｓ１が、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧７Ｖより高くなったとき、サイリスタＳＣＲ１がオンして平滑コンデンサＣ１が放電し、平滑コンデンサＣ１から負荷に電力を供給するようになっている。

次に、基準電圧生成回路７で生成される基準電圧Ｖｓ１について、図２を参照して説明する。図２は、交流電源５からの電源ピーク電圧（＝全波整流器６の整流電圧ピーク値）に対し、平滑コンデンサＣ１の充電電圧であるＣ１電圧Ｖｃ１と、基準電圧生成回路７で生成される基準電圧Ｖｓ１の特性を示している。図２のＣ１電圧Ｖｃ１特性は、平滑コンデンサＣ１が電源ピーク電圧（全波整流器６の整流電圧ピーク値）で充電されるとしている。したがって、Ｃ１電圧Ｖｃ１は電源ピーク電圧に対して直線的な特性となる。Ｃ１電圧Ｖｃ１が上昇しツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧１３０Ｖの点に達するとツェナーダイオードＺＤ２がオンし、ツェナーダイオードＺＤ２、抵抗Ｒ２、可変抵抗ＶＲ１を通して電流が流れるようになる。半導体スイッチＭＯＳ１のゲート端子が抵抗Ｒ２の他方の端子と可変抵抗ＶＲ１の一方の端子との接続点に接続されているので、ツェナーダイオードＺＤ２がオンした１３０Ｖの点から半導体スイッチＭＯＳ１は１３０Ｖを超えた電圧に比例してドレイン電圧（即ち基準電圧Ｖｓ１）が低下していく。図２の一点鎖線はこのときの基準電圧Ｖｓ１の特性を示したものである。図２に示したように、電源ピーク電圧が１６０Ｖ弱（約１５７Ｖ）で基準電圧Ｖｓ１はほぼ０Ｖになる。

図３〜図５は交流電源５の電源電圧が変動したときのＣ１電圧Ｖｃ１、基準電圧Ｖｓ１、出力電圧Ｖ０の波形を示したもので、図３は電源ピーク電圧が１３０Ｖ以下の場合、図４は電源ピーク電圧が１５０Ｖの場合、図５は電源ピーク電圧が１６０Ｖの場合を示している。

図３を参照して、電源ピーク電圧が１３０Ｖ以下の場合についてＬＥＤ照明装置１の動作を説明する。電源ピーク電圧が１３０Ｖ以下の場合、ツェナー電圧が１３０ＶのツェナーダイオードＺＤ２はオフ状態なので、ツェナーダイオードＺＤ２、抵抗Ｒ２、可変抵抗ＶＲ１が直列接続された直列体には電流が流れず、したがって半導体スイッチＭＯＳ１のゲート電圧は０Ｖの状態である。したがってこのとき半導体スイッチＭＯＳ１はオフとなっており、ドレイン端子電圧（即ち基準電圧Ｖｓ１）は平滑コンデンサＣ１の電圧に等しくなっている。

時間ｔ１時点において、平滑コンデンサＣ１は全波整流器６からの整流電圧により電源ピーク電圧（１３０Ｖ以下）でピーク充電され、サイリスタＳＣＲ１が時間ｔ２でオンされるまではこの電圧が維持される。電源電圧の瞬時値がＣ１電圧Ｖｃ１より７Ｖ低下した時間ｔ２においてツェナーダイオードＺＤ１に印加されている電圧が７Ｖとなり、この時点からツェナーダイオードＺＤ１がオンするようになる。ツェナーダイオードＺＤ１がオンし、サイリスタＳＣＲ１のゲート端子に入力されている電圧がサイリスタＳＣＲ１のオン閾値を超えるとサイリスタＳＣＲ１はオンする。したがって平滑コンデンサＣ１はサイリスタＳＣＲ１を通して負荷であるＬＥＤ照明ユニット４に電力を供給するようになる。このとき出力電圧Ｖ０はほぼＣ１電圧Ｖｃ１（サイリスタＳＣＲ１のオン電圧だけ小さい電圧）までステップ的に増加する。以後平滑コンデンサＣ１は負荷に電流を供給するので徐々に電圧が低下し、この状態は全波整流器６の整流電圧瞬時値がＣ１電圧Ｖｃ１まで増加する時間ｔ３まで続く。時間ｔ３を経過すると全波整流器６の整流電圧瞬時値がＣ１電圧Ｖｃ１を上回るようになるのでサイリスタＳＣＲ１に逆電圧が印加されオフ状態となる。以後平滑コンデンサＣ１は全波整流器６の整流電圧により電源ピーク電圧までピーク充電される。以後この繰り返しとなる。

図４を参照して、電源ピーク電圧が１５０Ｖの場合について、ＬＥＤ照明装置１の動作を説明する。電源ピーク電圧が１５０Ｖの場合、ツェナー電圧が１３０ＶのツェナーダイオードＺＤ２はオン状態となるので、ツェナーダイオードＺＤ２、抵抗Ｒ２、可変抵抗ＶＲ１が直列接続された直列体に電流が流れ、したがって半導体スイッチＭＯＳ１のゲート電圧には抵抗Ｒ２と可変抵抗ＶＲ１の抵抗比で分圧された電圧が印加される。すると半導体スイッチＭＯＳ１はオンし、半導体スイッチＭＯＳ１のドレイン電圧（即ち基準電圧Ｖｓ１）は、この分圧された電圧にほぼ比例して低下する。平滑コンデンサＣ１が電源ピーク電圧１５０Ｖでピーク充電されているときは、ほぼ４０Ｖとなっている。

時間ｔ４時点において、平滑コンデンサＣ１は全波整流器６からの電源電圧により電源ピーク電圧（１５０Ｖ）でピーク充電され、サイリスタＳＣＲ１が時間ｔ５でオンされるまではこの電圧が維持される。全波整流器６の整流電圧瞬時値が基準電圧Ｖｓ１（この電圧は電源ピーク電圧により図２のように変化するが図４の例では４０Ｖとなった場合を示している）より７Ｖ低下した時間ｔ５においてツェナーダイオードＺＤ１に印加されている電圧が７Ｖとなり、この時点からツェナーダイオードＺＤ１がオンするようになる。ツェナーダイオードＺＤ１がオンし、サイリスタＳＣＲ１のゲート端子に入力されている電圧がサイリスタＳＣＲ１のオン閾値を超えるとサイリスタＳＣＲ１はオンする。したがって平滑コンデンサＣ１はサイリスタＳＣＲ１を通して負荷であるＬＥＤ照明ユニット４に電力を供給するようになり、このとき出力電圧Ｖ０はほぼＣ１電圧Ｖｃ１（サイリスタＳＣＲ１のオン電圧だけ小さい電圧）まで階段状に増加する。以後平滑コンデンサＣ１は負荷に電流を供給するので徐々に電圧が低下し、この状態は電源電圧の瞬時値がＣ１電圧Ｖｃ１に達する時間ｔ６まで続く。時間ｔ５〜ｔ６の間に平滑コンデンサＣ１が徐々に低下するに伴って、半導体スイッチＭＯＳ１のゲート電圧も徐々に低下しドレイン電圧が徐々に増加していく。時間ｔ６を経過すると全波整流器６の整流電圧瞬時値がＣ１電圧Ｖｃ１を上回るようになるのでサイリスタＳＣＲ１に逆電圧が印加されオフ状態となる。以後平滑コンデンサＣ１は全波整流器６からの整流電圧により電源ピーク電圧までピーク充電される。このとき半導体スイッチＭＯＳ１のゲート電圧は増加するので、基準電圧Vs1も低下し時間ｔ７（ｔ４）時点でほぼ４０Ｖになる。以後この繰り返しとなる。

図５を参照して、電源ピーク電圧が１６０Ｖの場合について、ＬＥＤ照明装置１の動作を説明する。電源ピーク電圧が１６０Ｖの場合、ツェナー電圧が１３０ＶのツェナーダイオードＺＤ２はオン状態となっており、ツェナーダイオードＺＤ２、抵抗Ｒ２、可変抵抗ＶＲ１が直列接続された直列体に電流が流れ、したがって半導体スイッチＭＯＳ１のゲート電圧には抵抗Ｒ２と可変抵抗ＶＲ１の抵抗比で分圧された電圧が印加される。このときの半導体スイッチＭＯＳ１はドレイン電圧（即ち基準電圧Ｖｓ１）はほぼ０Ｖにまで低下する。これは図２にも約１６０Ｖ以上で基準電圧Ｖｓ１が０Ｖとなる特性で示されている。

電源ピーク電圧が１６０Ｖの場合、上記のように基準電圧Ｖｓ１が０Ｖとなるので、全波整流器６の整流電圧瞬時値が０Ｖになっても基準電圧Ｖｓ１との差を７Ｖまでにすることができない。したがって、サイリスタＳＣＲ１は全期間に渡ってオフのままである。この状態は図５に示されるように、出力電圧Ｖ０は全波整流器６の整流電圧そのものとなり、平滑コンデンサＣ１は全波整流器６のピーク電圧で充電された状態を維持し、また、基準電圧Ｖｓ１はほぼ０Ｖを維持した状態となる。

以上の説明から分かるように、本実施の形態によれば、電源電圧が大きくなるにしたがって電源電圧の位相９０度〜１８０度の範囲において、サイリスタＳＣＲ１がオンするタイミング（即ち、平滑コンデンサＣ１の放電タイミング）を遅延させることができるので出力電圧の上昇を抑制することができ、負荷に供給する電力を安定化させる作用効果がある。

図６は、本実施の形態の直流平滑回路３の出力電圧Ｖ０を可変抵抗ＶＲ１で調節し、負荷に供給する電力を調節する電力調節機能を説明する図である。図６は、横軸に電源電圧のＡＣ入力電圧（実効値Ｖ）、縦軸に直流平滑回路３からＬＥＤ照明ユニット４に供給される出力電力をとった特性を示したものである。図６は可変抵抗ＶＲ１を調節することにより出力電力が調整できることを示している。可変抵抗ＶＲ１の値３点について例示してあるが、ＶＲ１の値が連続的に変化するときは抵抗値が大きくなるに従い特性も矢印方向に連続して変化する。
特性１は電源ピーク電圧がツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧１３０Ｖより低い領域の出力電力特性で、ツェナーダイオードＺＤ２がオフ状態のときの特性である。このとき出力電圧Ｖ０は図３に示した波形となっている。

点ａ１、点ａ２、点ａ３はツェナーダイオードＺＤ２が導通し、半導体スイッチＭＯＳ１がオンし始める点を示している。点ａ１〜ｂ１、点ａ２〜ｂ２、点ａ３〜ｂ３は基準電圧Ｖｓ１が１３０Ｖから０Ｖに向かって下降しているときの特性で、出力電圧Ｖ０は図４のような波形となる。点ａ１、点ａ２、点ａ３は半導体スイッチＭＯＳ１がオンし始める点であるが、可変抵抗ＶＲ１の値が大きくなるに従いＡＣ入力電圧の低圧側にシフトしている。これは可変抵抗ＶＲ１の値が大きくなると抵抗Ｒ２と可変抵抗ＶＲ１で分圧された半導体スイッチＭＯＳ１のゲート電圧が大きくなり、早く半導体スイッチＭＯＳ１がオンし始めるためである。

点ｂ１、点ｂ２、点ｂ３は図４における基準電圧Ｖｓ１が７Ｖまで達してこれ以上低下するとサイリスタＳＣＲ１をオンできなくなる点を示している。これ以上電源ピーク電圧が上昇し基準電圧Ｖｓ１が７Ｖ以下になるとサイリスタＳＣＲ１がオンしなくなり、時間ｔ５〜ｔ６でサイリスタＳＣＲ１がオンして出力電圧に貢献していた平滑コンデンサＣ１の電圧分が無くなり、ステップ的に全波整流器６の出力電圧のみのときの特性２へ移る。このとき出力電圧Ｖ０は図５に示した波形となっている。

また、可変抵抗ＶＲ１の値が大きくなるほど同じ平滑コンデンサＣ１の同じ電圧値に対し半導体スイッチＭＯＳ１のゲート電圧が大きくなるので、平滑コンデンサＣ１の電圧値上昇に対し基準電圧Ｖｓ１の下降の程度が大きくなる。すなわち、可変抵抗ＶＲ１の値が大きくなるほど、図４で示す時刻ｔ４〜ｔ５間の時間が長くなり、サイリスタＳＣＲ１のオンするタイミングが遅延し、平滑コンデンサＣ１の放電が少なくなる。図６の矢印は可変抵抗ＶＲ１の抵抗値を拡大していった特性変化を示している。

このように、本実施の形態によれば、可変抵抗ＶＲ１で出力電力を調節でき、電源電圧が所定以上の過電圧状態になったとき出力電圧を抑制し、更に電圧が上昇すると出力電圧をステップ的に低下させることができる。

（第２の実施の形態）
図７は、本発明の第２の実施例であるＬＥＤ照明装置１１の直流平滑回路部分の構成を示したもので、本実施の形態は、第１の実施の形態であるＬＥＤ照明装置１の直流平滑回路３において、半導体スイッチＭＯＳ１のドレイン端子にツェナーダイオードＺＤ３を追加接続したものである。このツェナーダイオードＺＤ３はアノード端子が半導体スイッチＭＯＳ１のドレイン端子に接続され、カソード端子が抵抗Ｒ１とツェナーダイオードＺＤ１のカソード端子の接続点に接続されている。このツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧は、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧７Ｖよりやや大きい１２Ｖに設定されている（ツェナー電圧１２Ｖは例示であって、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧よりやや大きい値に設定されればよい）。ツェナーダイオードＺＤ３は、交流電源５の電源ピーク電圧が大きくなって行き基準電圧Ｖｓ２が０Ｖに向かって低下して行っても、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧より大きな電圧でクランプするクランプ回路となる。本実施の形態における直流平滑回路を直流平滑回路１３とする。その他の構成は第１の実施の形態と同じである。

直流平滑回路１３における抵抗Ｒ１、Ｒ２、可変抵抗ＶＲ１、ダイオードＤ２、ツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２、ＺＤ３、半導体スイッチＭＯＳ１はサイリスタＳＣＲ１の点弧回路を構成し、この点弧回路における抵抗Ｒ１、Ｒ２、可変抵抗ＶＲ１、ツェナーダイオードＺＤ２、ＺＤ３、半導体スイッチＭＯＳ１は基準電圧Ｖｓ２を生成する基準電圧生成回路１７を構成している。

次に、基準電圧生成回路１７で生成される基準電圧Ｖｓ２について、図８を参照して説明する。図８は、交流電源５からの電源ピーク電圧（全波整流器６の整流電圧ピーク値）に対し、平滑コンデンサＣ１の充電電圧であるＣ１電圧Ｖｃ１と、基準電圧生成回路１７で生成される基準電圧Ｖｓ２の特性を示している。図８のＣ１電圧Ｖｃ１特性は、平滑コンデンサＣ１が電源ピーク電圧で充電されるとしている。したがって、Ｃ１電圧Ｖｃ１は電源ピーク電圧に対して直線的な特性となる。Ｃ１電圧Ｖｃ１が上昇しツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧１３０Ｖの点に達するとツェナーダイオードＺＤ２がオンし、ツェナーダイオードＺＤ２、抵抗Ｒ２、可変抵抗ＶＲ１を通して電流が流れるようになる。半導体スイッチＭＯＳ１のゲート端子が抵抗Ｒ２の他方の端子と可変抵抗ＶＲ１の一方の端子との接続点に接続されているので、ツェナーダイオードＺＤ２がオンした１３０Ｖの点から半導体スイッチＭＯＳ１は１３０Ｖを超えた電圧に比例してドレイン電圧（即ち基準電圧Ｖｓ２）が低下していく。図８の一点鎖線はこのときの基準電圧Ｖｓ２の特性を示したものである。第１の実施の形態における基準電圧Ｖｓ１は電源ピーク電圧が１６０Ｖ弱（約１５７Ｖ）で基準電圧Ｖｓ１はほぼ０Ｖになったが、本実施の形態における基準電圧Ｖｓ２はツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧１２Ｖが存在するため、約１５５Ｖで１２Ｖになり、これ以上電源ピーク電圧が上昇してもそれ以後は１２Ｖ以下には低下しない。

電源ピーク電圧が１３０Ｖ以下の場合、基準電圧Ｖｓ２の波形は第１の実施の形態における図３における基準電圧Ｖｓ１の波形と同じであり、したがって動作は第１の実施の形態と同じである。本実施の形態においても、電源ピーク電圧が１３０Ｖ以下の場合、半導体スイッチＭＯＳ１はオフ状態でありツェナーダイオードＺＤ３は何ら動作に影響を与えない。したがって、第１の実施の形態の図３の動作と同じなので説明を省略する。

また、電源ピーク電圧が１５０Ｖの場合、基準電圧Ｖｓ２の波形は第１の実施の形態における図４における基準電圧Ｖｓ１の波形と同じであり、したがって動作は第１の実施の形態とほぼ同じである。更に詳しく言えば、電源ピーク電圧が１５０Ｖの場合、半導体スイッチＭＯＳ１がオン状態にあるとき、基準電圧Ｖｓ１は半導体スイッチＭＯＳ１のドレイン電圧に対しツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧１２Ｖ分だけ高い状態になるので、後述の図１０に示した点ｅ１、ｅ２、ｅ３は第１の実施の形態で示した図６の点ａ１、ａ２、ａ３をAC入力電圧の高圧側にシフトしたものとなる。しかしながら、基本的な動作は第１の実施の形態における動作と同じになるので、ここでの説明は省略する。

電源ピーク電圧が１６０Ｖの場合、基準電圧Ｖｓ２が１２Ｖ以下に下がらないので第１の実施の形態における図５とは異なり、図９に示したように動作する。図９を参照して、電源ピーク電圧が１６０Ｖの場合について、ＬＥＤ照明装置１１の動作を説明する。電源ピーク電圧が１６０Ｖの場合、ツェナー電圧が１３０ＶのツェナーダイオードＺＤ２はオン状態となるので、ツェナーダイオードＺＤ２、抵抗Ｒ２、可変抵抗ＶＲ１が直列接続された直列体に電流が流れ、したがって半導体スイッチＭＯＳ１のゲート電圧には抵抗Ｒ２と可変抵抗ＶＲ１の抵抗比で分圧された電圧が印加される。半導体スイッチＭＯＳ１はオンし、抵抗Ｒ１を介して印加されている半導体スイッチＭＯＳ１のドレイン電圧（即ち基準電圧Ｖｓ２）は、この分圧された電圧にほぼ比例して低下する。

図９に示すように、時間ｔ８時点において、平滑コンデンサＣ１は全波整流器６からの電源電圧により電源ピーク電圧（１６０Ｖ）でピーク充電され、サイリスタＳＣＲ１が時間ｔ９でオンされるまではこの電圧が維持される。電源ピーク電圧が１６０Ｖの場合、ツェナー電圧が１３０ＶのツェナーダイオードＺＤ２はオン状態となっており、ツェナーダイオードＺＤ２、抵抗Ｒ２、可変抵抗ＶＲ１が直列接続された直列体に電流が流れ、したがって半導体スイッチＭＯＳ１のゲート電圧には抵抗Ｒ２と可変抵抗ＶＲ１の抵抗比で分圧された電圧が印加される。このときの半導体スイッチＭＯＳ１のドレイン電圧はほぼ０Ｖにまで低下する。半導体スイッチＭＯＳ１のドレイン端子にはツェナーダイオードＺＤ３が接続されているので、このとき抵抗Ｒ１とツェナーダイオードＺＤ３のカソード端子の接続点の電圧（即ち基準電圧Ｖｓ２）は約１２Ｖとなる。

電源電圧の瞬時値が基準電圧Ｖｓ２（１２Ｖ）より７Ｖ低下した時間ｔ９においてツェナーダイオードＺＤ１に印加されている電圧が７Ｖとなり、この時点からツェナーダイオードＺＤ１がオンするようになる。ツェナーダイオードＺＤ１がオンし、サイリスタＳＣＲ１のゲート端子に入力されている電圧がサイリスタＳＣＲ１のオン閾値を超えるとサイリスタＳＣＲ１はオンする。したがって平滑コンデンサＣ１はサイリスタＳＣＲ１を通して負荷であるＬＥＤ照明ユニット４に電力を供給するようになり、このとき出力電圧Ｖ０はほぼＣ１電圧Ｖｃ１（サイリスタＳＣＲ１のオン電圧だけ小さい電圧）まで階段状に増加する。以後平滑コンデンサＣ１は負荷に電流を供給するので徐々に電圧が低下し、この状態は電源電圧の瞬時値がＣ１電圧Ｖｃ１まで増加する時間ｔ１０まで続く。時間ｔ９〜ｔ１０に平滑コンデンサＣ１が徐々に低下するに伴って、半導体スイッチＭＯＳ１のゲート電圧も徐々に低下しドレイン電圧が徐々に増加していく。時間ｔ１０を経過すると電源電圧の瞬時値がＣ１電圧Ｖｃ１を上回るようになるのでサイリスタＳＣＲ１に逆電圧が印加されオフ状態となる。以後平滑コンデンサＣ１は全波整流器６からの電源電圧により電源ピーク電圧までピーク充電される。このとき半導体スイッチＭＯＳ１のゲート電圧は増加するので、基準電圧Vs1も低下し時間ｔ１１（ｔ８）時点でほぼ１２Ｖになる。以後この繰り返しとなる。

このように、本実施の形態では、電源電圧の瞬時値が５Ｖ（＝１２Ｖ−７Ｖ）以下に低下する時間ｔ９時点でツェナーダイオードＺＤ１には７Ｖ以上の電圧が印加されるようになりツェナーダイオードＺＤ１は必ずオンする。これによりサイリスタＳＣＲ１は必ずオンする。したがって、第１の実施例の図５で示したように、電源電圧の位相１８０度以降でサイリスタＳＣＲ１がオンしないというようなことがなくなり、図６で示したようなｂ１→ｄ１、ｂ２→ｄ２、ｂ３→ｄ３で示したようなステップ状に出力電圧が変化することもなくなる。

以上の説明から分かるように、本実施の形態によれば、平滑コンデンサＣ１の放電タイミングを電源電圧が大きくなるにしたがって遅延することができるので出力電圧の上昇を抑制することができ、負荷に供給する電力を安定化させる作用がある。

図１０は本実施の形態の電圧を可変抵抗ＶＲ１で調節し、負荷に供給する電力を調節する電力調節機能の説明図である。図１０において横軸は電源電圧のＡＣ入力電圧（実効値Ｖ）、縦軸はＬＥＤ照明装置４が接続されたときの直流平滑回路１３の出力電力特性を示したものである。図１０は可変抵抗ＶＲ１を調節することにより出力電力が調整できることを示している。第１の実施の形態の図６と同様、可変抵抗ＶＲ１の値３点について例示してあるがＶＲ１の値が連続的に変化するときは、抵抗値を大きくするに従い、特性も矢印方向に連続して変化する。特性１は電源ピーク電圧がツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧より低い領域で、ツェナーダイオードＺＤ２がオフ状態のときの特性である。出力電圧Ｖ０は第１の実施の形態と同様に図３に示した波形となっている。

点ｅ１、点ｅ２、点ｅ３はツェナーダイオードＺＤ２が導通し始める点を示している。点ｅ１〜ｇ１、点ｅ２〜ｇ２、点ｅ３〜ｇ３は基準電圧Ｖｓ２（出力電圧Ｖ０はツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧１２Ｖ分の差はあるが）が１３０Ｖから０Ｖに向かって下降しているときの特性で、第１の実施の形態と同様に図４のような波形となる。点ｇ１、点ｇ２、点ｇ３は図４において基準電圧Ｖｓ１を基準電圧Ｖｓ２としたときの基準電圧Ｖｓ２が１２Ｖとなり、更に電源電圧の瞬時値が５Ｖに達した点を示している。これ以下電源電圧の瞬時値が下降するとサイリスタＳＣＲ１がオンする。特性３は図９のように時間ｔ８〜ｔ１０でサイリスタＳＣＲ１がオンを維持したときの出力電圧特性である。出力電圧Ｖ０は図９に示した波形となっている。なお、上述したように、点ｅ１、点ｅ２、点ｅ３は、ツェナーダイオードＺＤ３の影響により第１の実施の形態で示した図６の点ａ１、ａ２、ａ３をAC入力電圧の高圧側にシフトしたものとなる。

このように、本実施の形態によれば、可変抵抗ＶＲ１で出力電力を調節でき、電源電圧が所定以上の過電圧状態になったとき出力電圧を抑制し、第１の実施の形態の図６におけるｂ１→ｄ１、ｂ２→ｄ２、ｂ３→ｄ３で示したようなステップ状に出力電圧が変化するようなことがなくなる。

（第３の実施の形態）
図１１は、本発明の第３の実施例であるＬＥＤ照明装置２１の構成を示したものである。本実施の形態では、第１の実施の形態の基準電圧生成回路７に代えて、構成の異なる基準電圧生成回路２７が使用されている。その他は第１の実施の形態と同じ構成である。以下、第１の実施の形態と異なる基準電圧生成回路２７の構成を重点的に説明し、その他は適宜説明する。

基準電圧生成回路２７は、平滑コンデンサＣ１、ダイオードＤ３、Ｄ４、抵抗Ｒ１〜Ｒ３、ツェナー電圧が１３０ＶのツェナーダイオードＺＤ２、ツェナー電圧が１５０ＶのツェナーダイオードＺＤ４（ツェナー電圧１５０Ｖは例示であって、ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧よりやや大きい値に設定されればよい）、可変抵抗ＶＲ１、半導体スイッチＭＯＳ１、コンデンサＣｔから構成されている。

電源回路５の交流出力両端子（及び全波整流器６の交流入力端子）にダイオードＤ３、Ｄ４のアノード端子がそれぞれ接続され、ダイオードＤ３、Ｄ４のカソード端子は共通に抵抗Ｒ３の一方の端子に接続されている。抵抗Ｒ３の他方の端子はツェナーダイオードＺＤ２のカソード端子、ツェナーダイオードＺＤ４のカソード端子、コンデンサＣｔの一方の端子が共通に接続された接続点に接続されている。コンデンサＣｔの他方の端子とツェナーダイオードＺＤ４のアノード端子は全波整流器６の負極端子に接続され、ツェナーダイオードＺＤ２のアノード端子は抵抗Ｒ２の一方の端子に接続されている。抵抗Ｒ２の他方の端子には可変抵抗ＶＲ１の一方の端子が接続され、可変抵抗ＶＲ１の他方の端子は平滑コンデンサＣ１の負極端子に接続されている。また、平滑コンデンサＣ１の正極端子には抵抗Ｒ１の一方の端子が接続され、抵抗Ｒ１の他方の端子は半導体スイッチＭＯＳ１のドレイン端子が接続されている。また、半導体スイッチＭＯＳ１のソース端子は平滑コンデンサＣ１の負極端子に接続されている。そして半導体スイッチＭＯＳ１のゲート端子は、抵抗Ｒ２の他方の端子と可変抵抗ＶＲ１の一方の端子との接続点に接続されている。ここで、抵抗Ｒ１の他方の端子と半導体スイッチＭＯＳ１のドレイン端子が接続された接続点の電圧は基準電圧Ｖｓ３となる。

基準電圧生成回路２７で生成される基準電圧Ｖｓ３は第１の実施の形態の図２で説明した特性と同じになる。即ち、コンデンサＣｔはダイオードＤ３、Ｄ４を通して全波整流器６の電源ピーク電圧と同じ電圧で充電される。コンデンサＣｔはツェナーダイオードＺＤ４で１５０Ｖにクランプされるが、コンデンサＣｔの電圧と基準電圧Ｖｓ３の関係は、第１の実施の形態における平滑コンデンサＣ１の電圧と基準電圧Ｖｓ１の関係と同じになる。

電源ピーク電圧が１３０Ｖ以下の場合、図３における基準電圧Ｖｓ１の波形を基準電圧Ｖｓ２の波形としたものと同じであり、ＬＥＤ照明装置２１の動作は第１の実施の形態と同じである。したがって、電源ピーク電圧が１３０Ｖ以下の場合の動作説明は省略する。

図１２を参照して、電源ピーク電圧が１５０Ｖの場合について、ＬＥＤ照明装置２１の動作を説明する。電源ピーク電圧が１５０Ｖの場合、コンデンサＣｔの電圧はツェナーダイオードＺＤ４ではクランプされず１５０Ｖまで上昇する。このときツェナー電圧が１３０ＶのツェナーダイオードＺＤ２はオン状態となるので、ツェナーダイオードＺＤ２、抵抗Ｒ２、可変抵抗ＶＲ１が直列接続された直列体に電流が流れ、したがって半導体スイッチＭＯＳ１のゲート電圧には抵抗Ｒ２と可変抵抗ＶＲ１の抵抗比で分圧された電圧が印加される。半導体スイッチＭＯＳ１はオンし、半導体スイッチＭＯＳ１のドレイン電圧（即ち基準電圧Ｖｓ１）は、この分圧された電圧にほぼ比例して低下する。コンデンサＣｔが電源ピーク電圧１５０Ｖでピーク充電されているとき、基準電圧Ｖｓ３はほぼ４０Ｖ（この電圧は電源ピーク電圧により図２のように変化するが図１２の例では４０Ｖとなった場合を示している）となっている。

時間ｔ１２時点において、平滑コンデンサＣ１は全波整流器６からの整流電圧により電源ピーク電圧（１５０Ｖ）でピーク充電され、サイリスタＳＣＲ１が時間ｔ１４でオンされるまではこの電圧が維持される。電源電圧の瞬時値が基準電圧Ｖｓ３（図１２の例では約４０Ｖ）は、時間ｔ１３までほぼ一定に保たれるが、時間ｔ１３付近から上昇を始める。これは、コンデンサＣｔの容量が平滑コンデンサＣ１の容量より小さく、したがって平滑コンデンサＣ１より早く放電するためである。したがって時間ｔ１３付近から半導体スイッチＭＯＳ１のゲート電圧が低下し、基準電圧Ｖｓ３が上昇するものである。

時間ｔ１４において、基準電圧Ｖｓ３が電源電圧の瞬時値より７Ｖ高い状態になると、ツェナーダイオードＺＤ１に印加されている電圧が７Ｖとなり、この時点でツェナーダイオードＺＤ１がオンする。ツェナーダイオードＺＤ１がオンし、サイリスタＳＣＲ１のゲート端子に入力されている電圧がサイリスタＳＣＲ１のオン閾値を超えるとサイリスタＳＣＲ１はオンする。したがって平滑コンデンサＣ１はサイリスタＳＣＲ１を通して負荷であるＬＥＤ照明ユニット４に電力を供給するようになり、このとき出力電圧Ｖ０はほぼＣ１電圧Ｖｃ１（サイリスタＳＣＲ１のオン電圧だけ小さい電圧）まで階段状に増加する。以後平滑コンデンサＣ１は負荷に電流を供給するので徐々に電圧が低下し、この状態は全波整流器６の整流電圧瞬時値がＣ１電圧Ｖｃ１まで増加する時間ｔ１５まで続く。時間ｔ１４〜ｔ１５に、コンデンサＣｔの電圧が徐々に低下するに伴って、半導体スイッチＭＯＳ１のゲート電圧も徐々に低下し、更に平滑コンデンサＣ１の電圧も低下し、これに伴い基準電圧Ｖｓ３は曲線的に変化する。

時間ｔ１５を経過すると電源電圧の瞬時値がＣ１電圧Ｖｃ１を上回るようになるのでサイリスタＳＣＲ１に逆電圧が印加されオフ状態となる。以後コンデンサＣｔ及び平滑コンデンサＣ１は全波整流器６からの整流電圧により電源ピーク電圧までピーク充電される。このとき半導体スイッチＭＯＳ１のゲート電圧は増加し、これにより基準電圧Vs1も低下し時間ｔ１６時点でほぼ４０Ｖになる。以後この繰り返しとなる。

図１３を参照して、電源ピーク電圧が１６０Ｖの場合について、動作を説明する。
時間ｔ１７時点において、平滑コンデンサＣ１は全波整流器６からの電源電圧により電源ピーク電圧（１６０Ｖ）でピーク充電され、サイリスタＳＣＲ１が時間ｔ２０でオンされるまではこの電圧が維持される。また、電源ピーク電圧が１６０Ｖの場合、電源ピーク電圧がツェナーダイオードＺＤ４のツェナー電圧１５０Ｖを超えるので、コンデンサＣｔの電圧はツェナーダイオードＺＤ４でクランプされる（ツェナーダイオードＺＤ４のツェナー特性により、電源ピーク電圧が１５０Ｖを超える程度が大きくなると、それに応じてツェナー電圧が１５０Ｖでクランプするように変化する）。ツェナー電圧が１３０ＶのツェナーダイオードＺＤ２はオン状態となっており、ツェナーダイオードＺＤ２、抵抗Ｒ２、可変抵抗ＶＲ１が直列接続された直列体に電流が流れ、したがって半導体スイッチＭＯＳ１のゲート電圧には抵抗Ｒ２と可変抵抗ＶＲ１の抵抗比で分圧された電圧が印加される。このときの半導体スイッチＭＯＳ１のドレイン電圧（基準電圧Ｖｓ３）はほぼ０Ｖにまで低下する。

時間ｔ１７以後、コンデンサＣｔの電荷は、コンデンサＣｔ→ツェナーダイオードＺＤ２→抵抗Ｒ２→可変抵抗ＶＲ１で放電していくが、電源電圧の位相が１８０度の時間ｔ１８時点ではまだ基準電圧Ｖｓ３は７Ｖより小さい約０Ｖの状態を保った状態である。したがって、全波整流器６からの整流電圧の位相が１８０度の時間ｔ１８ではサイリスタＳＣＲ１はまだオンしない。

コンデンサＣｔの電圧が時間ｔ１８を経過した時間ｔ１９になるとコンデンサＣｔの放電が進み、これにより基準電圧Ｖｓ３が上昇を始める。時間ｔ１９を経過した全波整流器６からの整流電圧の位相が１８０度以上の領域では、全波整流器６からの整流電圧が上昇し基準電圧Ｖｓ３も上昇するが、時間ｔ２０の時点で基準電圧Ｖｓ３が全波整流器６からの整流電圧を７Ｖ上回る。するとこの時間ｔ２０の時点でツェナーダイオードＺＤ１がオンし、サイリスタＳＣＲ１がオンする。したがって平滑コンデンサＣ１はサイリスタＳＣＲ１を通して負荷であるＬＥＤ照明ユニット４に電力を供給するようになり、このとき出力電圧Ｖ０はほぼＣ１電圧Ｖｃ１（サイリスタＳＣＲ１のオン電圧だけ小さい電圧）まで階段状に増加する。以後平滑コンデンサＣ１は負荷に電流を供給するので徐々に電圧が低下し、この状態は全波整流器６からの整流電圧瞬時値がＣ１電圧Ｖｃ１まで増加する時間ｔ２１まで続く。

時間ｔ２１を経過すると全波整流器６からの整流電圧瞬時値がＣ１電圧Vc１を上回るようになるのでサイリスタＳＣＲ１に逆電圧が印加されオフ状態となる。以後平滑コンデンサＣ１は全波整流器６からの電源電圧により電源ピーク電圧までピーク充電される。このとき半導体スイッチＭＯＳ１のゲート電圧は増加するので、基準電圧Vs1も低下し時間ｔ２１時点までにほぼ０Ｖになる。以後この繰り返しとなる。

以上の説明から分かるように、本実施の形態によれば、電源電圧の位相が１８０度以上の領域（時間ｔ１８を経過した領域）で、サイリスタＳＣＲ１をオンさせ出力電圧Ｖ０を調節することができるので、電源電圧の広い位相範囲で出力電圧の上昇を抑制することができ、負荷に供給する電力を安定化させる作用がある。本実施の形態でも可変抵抗ＶＲ１を調節することにより図１０に示したのと同様な出力電力の調節を行うことができる。

（その他の実施の形態１）
上記実施の形態では、サイリスタＳＣＲ１をオンさせるタイミングを直流平滑回路３（又は１３、２３）の１つで行っているが、直流平滑回路３（又は１３、２３）を複数並列接続し、それぞれのサイリスタＳＣＲ１をオンさせるタイミングを異ならしめるようにすることができる。サイリスタＳＣＲ１をオンさせるタイミングをそれぞれの直流平滑回路で異ならしめるには、それぞれに備わる可変抵抗ＶＲ１の値を異ならしめるようにすればよい。あるいはツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２のツェナー電圧を変えることによりサイリスタＳＣＲ１をオンさせるタイミングを異ならしめることができる。このようにすると出力電圧の脈動を小さく抑えることができる。

以上、説明したように、本発明によれば、コンデンサインプット形の直流電源において、簡単な回路で出力電圧を調節でき、負荷に供給する電力を安定化させることができる。

以上、実施の形態によって具体的に説明したが、これらは例示であって、これらの実施の形態には限定されないことは勿論である。

本発明の直流電源装置は、ＬＥＤ照明装置に電力を供給する直流電源装置として好適であるが、負荷としてはＬＥＤ照明装置に限らず適用することができる。

本発明による第１の実施の形態であるＬＥＤ照明装置の回路構成を示す図である。 本発明による第１の実施の形態であるＬＥＤ照明装置の基準電圧特性を示した図である。 本発明による第１の実施の形態であるＬＥＤ照明装置の各部電圧波形（電源ピーク電圧＝１３０Ｖ以下の場合）を示した図である。 本発明による第１の実施の形態であるＬＥＤ照明装置の各部電圧波形（電源ピーク電圧＝１５０Ｖの場合）を示した図である。 本発明による第１の実施の形態であるＬＥＤ照明装置の各部電圧波形（電源ピーク電圧＝１６０Ｖの場合）を示した図である。 本発明による第１の実施の形態であるＬＥＤ照明装置の出力電力特性を示した図である。 本発明による第２の実施の形態であるＬＥＤ照明装置の直流平滑回路の構成を示した図である。 本発明による第２の実施の形態であるＬＥＤ照明装置の基準電圧特性を示した図である。 本発明による第２の実施の形態である直流電源装置の動作波形を示す図である。 本発明による第２の実施の形態であるＬＥＤ照明装置の各部電圧波形（電源ピーク電圧＝１６０Ｖの場合）を示した図である。 本発明による第３の実施の形態であるＬＥＤ照明装置の回路構成を示す図である。 本発明による第３の実施の形態であるＬＥＤ照明装置の各部電圧波形（電源ピーク電圧＝１５０Ｖの場合）を示した図である。 本発明による第３の実施の形態であるＬＥＤ照明装置の各部電圧波形（電源ピーク電圧＝１６０Ｖの場合）を示した図である。

符号の説明

１、２１・・・ＬＥＤ照明装置
２・・・整流回路
３、１３、２３・・・直流平滑回路
４・・・ＬＥＤ照明ユニット
５・・・交流電源
６・・・全波整流器
７、１７、２７・・・基準電圧生成回路
Ｄ１〜Ｄ４・・・ダイオード
Ｃ１・・・平滑コンデンサ
Ｃｔ・・・コンデンサ
Ｒ０〜Ｒ３・・・抵抗
ＶＲ１・・・可変抵抗
ＳＣＲ１・・・サイリスタ
ＺＤ１〜ＺＤ４・・・ツェナーダイオード
ＭＯＳ１・・・半導体スイッチ
ＬＥＤ・・・発光ダイオード
Ｖｓ１〜Ｖｓ３・・・基準電圧

Claims (11)

1. 交流電源に接続される整流器と、前記整流器の出力に接続された平滑コンデンサを備え、出力端子に接続される負荷に電力を供給するコンデンサインプット方式の直流電源回路において、
   前記平滑コンデンサの電荷を前記負荷に放電する方向に前記平滑コンデンサと前記出力端子間に接続された第１半導体スイッチと、
   前記交流電源が第１所定値を超えて大きくなるにしたがって前記第１半導体スイッチの点弧位相が遅れるように前記第１半導体スイッチのゲートにゲート信号を供給する前記第１半導体スイッチの点弧回路を備えたことを特徴とする直流電源回路。
2. 前記点弧回路は、
   前記交流電源の電源ピーク電圧が前記第１所定値を超えて大きくなるにしたがって低下する基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、
   前記基準電圧と前記出力端子の電圧を比較し前記基準電圧が前記出力端子の電圧に対し第２所定値を超えたとき前記第１半導体スイッチのゲートにゲート信号を供給する電圧比較回路を備えたことを特徴とする請求項１に記載の直流電源回路。
3. 前記基準電圧生成回路は、前記交流電源の電源ピーク電圧が同じ値に対し前記基準電圧を可変する基準電圧可変手段を備えたことを特徴とする請求項２に記載の直流電源回路。
4. 前記基準電圧が前記第２所定値より大きくなるようにクランプするクランプ回路を設けたことを特徴とする請求項２又は請求項３のいずれか一項に記載の直流電源回路。
5. 前記基準電圧は前記平滑コンデンサの電圧を入力して生成されることを特徴とした請求項２から請求項４のいずれか一項に記載の直流電源回路。
6. 前記基準電圧生成回路は、
   前記平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサの正極端子にカソード端子が接続され、アノード端子に第１抵抗の一方の端子が接続された第１ツェナーダイオードと、
   前記第１のツェナーダイオードのアノード端子に一方の端子が接続され、他方の端子が可変抵抗の一方の端子に接続された前記第１抵抗と、
   前記第１抵抗の他方の端子に一方の端子が接続され、他方の端子が前記平滑コンデンサの負極端子に接続された可変抵抗と、
   前記平滑コンデンサの正極端子と前記第１ツェナーダイオードの一方の端子が接続された接続点に一方の端子が接続され、他方の端子が第２半導体スイッチのドレイン端子に接続された第２抵抗と、
   前記第２抵抗の一方の端子にドレイン端子が接続され、ソース端子が前記平滑コンデンサの負極端子に接続され、ゲート端子が前記第１抵抗の他方の端子と前記可変抵抗の一方の端子が接続された接続点に接続された前記第２半導体スイッチと、
   を備え、
   前記第２抵抗の他方の端子と前記第２半導体スイッチのドレイン端子の接続点の電圧を前記基準電圧として出力することを特徴とする請求項２から請求項５のいずれか一項に記載の直流電源回路。
7. 前記基準電圧は、
   前記平滑コンデンサとは異なる第２コンデンサであって、前記整流器の出力端子の負極出力端子と前記交流電源の出力端子に全波整流可能にダイオードを介して接続された前記第２コンデンサの電圧を入力して生成されることを特徴とした請求項２から請求項４のいずれか一項に記載の直流電源回路。
8. 前記基準電圧生成回路は、
   前記第２コンデンサと、
   前記第２コンデンサの一方の端子にカソード端子が接続され、アノード端子に第１抵抗の一方の端子が接続された第１のツェナーダイオードと、
   前記第１ツェナーダイオードのアノード端子に一方の端子が接続され、他方の端子が可変抵抗の一方の端子に接続された前記第１抵抗と、
   前記第１抵抗の他方の端子に一方の端子が接続され、他方の端子が前記第２コンデンサの他方の端子に接続された可変抵抗と、
   前記平滑コンデンサの一方の正極端子に一方の端子が接続され、他方の端子が第２半導体スイッチのドレイン端子に接続された第２抵抗と、
   前記第２抵抗の他方の端子にドレイン端子が接続され、ソース端子が前記平滑コンデンサの負極端子に接続され、ゲート端子が前記第１抵抗の他方の端子と前記可変抵抗の一方の端子が接続された接続点に接続された前記第２半導体スイッチと、
   を備え、
   前記第２抵抗の他方の端子と前記第２半導体スイッチのドレイン端子の接続点の電圧を前記基準電圧として出力することを特徴とする請求項２から請求項４、及び請求項７のいずれか一項に記載の直流電源回路。
9. 前記第１半導体スイッチはサイリスタ、ＧＴＯ、トライアックのいずれかであることを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか一項に記載の直流電源回路。
10. 前記第２半導体スイッチはＭＯＳトランジスタ、又はバイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項１から請求項９のいずれか一項に記載の直流電源回路。
11. 請求項１から請求項１０に記載の直流電源回路の出力端子にＬＥＤ照明ユニットが接続されたことを特徴とするＬＥＤ照明装置。

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