JP2014024365A - 非接触給電システム - Google Patents

Abstract

【課題】 可動部分がなく、高速で連続的に力率を変化させることができる非接触給電システムを提供する。
【解決手段】 非接触給電システムにおいて、単相ＰＷＭ電力変換装置により、単相の瞬時電流検出を用い、電源周波数検出のためのゼロクロスの周期検出を行い演算することにより、力率を調整する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、非接触給電システムに関するものであり、特に、その力率制御装置に関するものである。

近年、感電の心配がなく、省保守であるため、家電製品、電気自動車等で非接触で給電を行う技術の開発が盛んに行われている。また、鉄道においても非接触給電技術の開発を進めている。
かかる非接触給電の方式としては、発電機方式、変圧器方式、共鳴方式、電磁波方式等があるが、速度依存性がなく、比較的大きな電力を大きな空隙で伝送できる変圧器方式が鉄道に適用する場合は有望である。

特開２０１２−０２３１６７号公報 特開２００７−１８１１６２号公報 特開２００６−２８７９９４号公報

従来の変圧器方式の非接触給電装置は、電力としては比較的高い周波数である数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚの帯域を使う。このため、１次コイルや２次コイルの誘導成分の影響が大きく、特に力率が悪い。この誘導成分の影響をキャンセル（力率を改善）するため、共振コンデンサを使用する。
しかしながら、このような共振コンデンサは、周囲温度の変化等でキャパシタンスが変化してしまう。また、コイルのインダクタンスも１次コイル−２次コイル間のギャップ変化等で変化する。このため、給電中に力率が変化してしまうといった問題があった。

この問題を解決するためには、状況に応じて、共振コンデンサのキャパシタンスを変化させる必要がある。かかる共振コンデンサのキャパシタンスを変化させる方法はこれまでにいくつか提案されている（上記特許文献１，２参照）。しかし、これらの方法では、可動部分がある、連続的に変化できない、速い速度で変化できないなどのさらなる問題があった。

また、無効電力変換装置にて力率制御を行う方法があるが、これが適用されるのは、これまでは、数十〜数百Ｈｚまでであった（上記特許文献３参照）。
さらに、１次側と２次側の間で相対運動があるために、制御が煩雑であり、２次側の情報のみで制御することが望ましい。
本発明は、上記状況に鑑みて、可動部分がなく、高速で連続的に力率を変化させることができる非接触給電システムを提供することを目的とする。

本発明は、上記目的を達成するために、
〔１〕非接触給電システムにおいて、単相ＰＷＭ電力変換装置により、単相の瞬時電流検出を用い、電源周波数検出のためのゼロクロスの周期検出を行い演算することにより、力率を調整することを特徴とする。
〔２〕上記〔１〕記載の非接触給電システムにおいて、１次側に直列に共振コンデンサを接続し、１次側のインバータを、共振形インバータとして動作させ、２次側には共振コンデンサは接続せず、電圧形のＰＷＭ整流回路とＥＤＬＣを接続することを特徴とする。

〔３〕上記〔２〕記載の非接触給電システムにおいて、前記ＥＤＬＣにインバータを介して鉄道車両用誘導電動機を駆動することを特徴とする。
〔４〕上記〔２〕記載の非接触給電システムにおいて、電力変換装置の指令キャパシタンスを、検出２次電流を基準として９０度位相をずらした信号と目標とのリアクタンスとの積により、制御することを特徴とする。

〔５〕上記〔１〕記載の非接触給電システムにおいて、前記単相ＰＷＭ電力変換装置を１パルスモードの電力変換装置として使用することを特徴とする。

本発明によれば、次のような効果を奏することができる。
（１）従来のような２次側の共振コンデンサが不要となる。
（２）可動部分がなく、高速で連続的に力率を変化させることができる。
（３）１次側の情報なしで、力率制御が可能になる。

本発明に係る非接触給電システムの構成図である。 本発明に係る非接触給電システムの交流側等価回路図である。 本発明に係る非接触給電システムの直流側等価回路図である。 本発明に係るＰＷＭ整流回路パワー制御系ブロック図である。 本発明に係る実験システムの構成図である。 本発明に係る制御系ブロック線図である。 受電コイル位置ずれなしの状態の電源電圧ν_s 、電源電流ｉ_s 、ＰＷＭ整流回路出力電圧ν_i 、直列共振コンデンサ電圧ν_csの各波形を示す図である。 本発明にかかるｉ_con 演算の様子を示す図である。 本発明の他の実施例を示す単相ワンパルス型非接触給電システムの構成図である。 本発明の他の実施例を示す単相ワンパルス型非接触給電システムにおける１パルス単相ブリッジ電圧形自励式変換器の制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明の他の実施例を示す単相ワンパルス型非接触給電システムの動作例である交流出力電圧とゲートパターンの波形図である。

本発明の非接触給電システムは、単相ＰＷＭ電力変換装置により、単相の瞬時電流検出を用い、電源周波数検出のためのゼロクロスの周期検出を行い演算することにより、力率を調整するようにした。

以下、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
図１は本発明に係る非接触給電システムの構成図、図２はその非接触給電システムの交流側等価回路図である。
図１において、１は交流電源、２は整流器、３は１次側の共振形インバータ、４は１次側に直列にされた共振コンデンサ、５は非接触電力供給コイル、６は電圧形のＰＷＭ整流回路、７はエネルギーを蓄積するための蓄電デバイスとしての電気二重層キャパシタ（ＥＤＬＣ）である。

１次側に直列に共振コンデンサ４を接続し、１次側のインバータを、共振形インバータ３として動作させる。２次側には共振コンデンサは接続せず、電圧形のＰＷＭ整流回路６とＥＤＬＣ７が接続されている。この構成が送受電コイルの位置ずれに対する伝送電力限界から最も適している。ここでは、電力制御及び電源の力率調整はすべて２次側のＰＷＭ整流回路６にて行う。

以下、この回路構成を用いた制御法について説明する。
図２において、１次側の直列の共振コンデンサ４は１次側のコイルの自己インダクタンスを、ＰＷＭ整流回路６の等価回路のコンデンサは２次側のコイルの自己インダクタンスを保障するように値を決めれば良い。よって、ＰＷＭ整流回路６の等価容量は式（１）で与えられる。そのためＰＷＭ整流回路６が出力する電圧ベクトルの容量性インピーダンス成分Ｃは一意に決定することができる。

Ｃ＝１／２πｆ₀ （ｌ_m ＋ｌ₂ ） …（１）
伝送電力制御は２次側の電流ｉ_con の二乗（ｉ_con ）² とＰＷＭ整流回路６の等価抵抗値Ｒｃの積で表すことができる。そのため、下記式（２）より等価抵抗値Ｒｃは２次側に伝送する電力から決定する。
Ｒ_c ＝ｐ／（ｉ_con ）² …（２）
図３は本発明に係る非接触給電システムの直流側等価回路図、図４はそのＰＷＭ整流回路パワー制御系ブロック図である。

Ｐ₀ ^* が伝送したい電力指令値となっており、直流電圧の偏差を取りＰＩ制御をかけることでＰＷＭ整流回路出力側である蓄電部分のジュール損失分を出し、それを電力指令値に足すことで２次側に供給する電力指令値であるＰ^* を算出する。そのＰ^* を二次側の電流ｉ_con の二乗で割ることでＰＷＭ整流回路が出力する電圧ベクトルを構成する際の等価抵抗成分の値を算出している。

以上の演算により、ＰＷＭ整流回路の等価容量成分及び等価抵抗成分が算出できたので、下記式（３）の演算により、ＰＷＭ整流回路交流側出力電圧の指令値ｅ_c ^* を演算する。この回路は単相であるため、演算方法として、下記式（４）及び式（５）により、指令値の実数部ν_r 及び指令値の虚数部ν_c の演算を行う。ここでｉ_con は歪みのない正弦波であると定義して演算を行っている。なお、式（３）において、ｅ_c はＰＷＭ整流回路交流出力電圧、_isは集電コイル電流瞬時値を検出して、三相二相変換により、算出される空間電流ベクトル、Ｌ_c はＰＷＭ整流回路の容量性インピーダンス成分、Ｒ_c はＰＷＭ整流回路の抵抗成分である。

ｅ_c ＝（Ｒ_c −ｊω₀ Ｌｃ）ｉ_s …（３）
ν_r ＝Ｒ_c ・ｉ_con ｓｉｎθ …（４）
ν_c ＝ｘ_c ・ｉ_con ｓｉｎ（θ−９０°）＝−ｘ_c ・ｉ_con ｃｏｓθ …（５）
ｅ_c ^* ＝ν_r ＋ν_c …（６）
このように、上記式（６）に示すように、上記ν_r とν_c の二つの値を足すことにより指令値ｅ_c ^* を算出し、あたかもｄｑ変換を行っているかのように演算をしている。

以下、上記した非接触給電による制御の妥当性及びコイルの位置ずれによるパワーフローの影響を評価する。
図５は本発明に係る実験システムの構成図、図６はその制御系ブロック線図である。
図５において、１１は交流電源、１２は１次側の直列共振コンデンサ、１３は非接触電力供給コイル、１４はインバータ、１５はＥＤＬＣ、１６は制御ボード、１７はオシロスコープ、１８はパーソナルコンピュータである。

負荷にはＥＤＬＣ１５を接続し、直流側の電圧が確立されている状態で実験を行う。ここでは、例としてＰＷＭ整流回路部にはＭｙｗａｙプラス社製のインバータである「ＭＷＩＮＶ ５Ｒ０２２」（商品名）１４を用い、同社の制御ボード（ＰＥ−ＰＲＯ）１６（商品名）によって制御するものを示す。「ＭＷＩＮＶ ５Ｒ０２２」１４は３相インバータであるが、本実験では単相で用いるためインバータのｗ相は用いず、ｕ相とｖ相のみを用いる。また、交流電源１１は歪みのない正弦波電圧を供給できるものとして、位置ずれの実験で用いた信号発生器とバイポーラアンプを用いる。

インバータ１４に搭載されている電流センサ及び電圧センサによって交流側の電流ｉ_con 及び直流側電圧Ｖ_dc・電流Ｉ_dcを検出してＡ／Ｄ変換を行い、その信号を制御ボード１６に取り込む。その値から単相交流電圧の指令値を演算し、三角波キャリア比較を行うことで変調率を算出しその信号をＰＷＭゲート信号としてインバータ１４のスイッチング素子へ送っている。またその時の制御変数などの値はＤ／Ａ変換を行いオシロスコープ１７〔例えば、テクトロニクス社製ＤＰＯ２０１４（商品名）へと出力する。交流側の各電圧電流はオシロスコープ１７にて波形を測定し、直流側の電圧電流Ｖ_dc，Ｉ_dcはディジタルマルチメータを用いて測定している。

次に、その実験条件について説明する。
本実験で用いる各定数を表１に示す。

また、制御に用いるブロック図を図６に示す。
電源周波数は直列共振コンデンサとコイル定数が共振する周波数を用いたため、数Ｈｚまで設定している。また、バイポーラ電源の制約上２．０Ａｍｓまでしか電源電流を流せないためその範囲で実験できる値の定数を用いている。

ここでは、受電コイルの位置ずれの際のパワーフローの影響を評価することを目的としているため、位置ずれが生じた際により安定にＰＷＭ整流回路が動作出来るように多パルスのスイッチングにより実験を行う。
表２に本実験の使用機器及びインバータ、ＥＤＬＣ、バイポーラ電源（バイポーラアンプ）の機器の仕様を示す。

ここで、ＥＤＬＣは、パワーシステム社，Ｍ１−００１−２２−２．７であり、静電容量：５３．８３〔Ｆ〕、内部抵抗：４０．４〔ｍΩ〕、最高充電電圧：５９．４Ｖである。インバータは、上述したＭＷＩＮＶ−５Ｒ０２２であり、そのインバータの仕様は表３の通りである。

また、バイポーラアンプは、周波数帯域ＤＣ〜５００〔ｋＨｚ〕、最大電圧±１５０〔Ｖ〕（３００〔Ｖ_P-P 〕）、最大電流２〔Ａｒｍｓ〕，５．６６〔Ａ_P-P 〕（４０〔Ｈｚ〕〜２００〔ｋＨｚ〕）、±１．０〔Ａ〕（ＤＣ〜４０〔Ｈｚ〕）、消費電力７００〔Ｗ〕／９５０〔ＶＡ〕である。

実験方法は、ＥＤＬＣ１５電圧を条件で示した電圧で調整し、制御ボード１６を起動させ、インバータ１４の整流動作によりＥＤＬＣ１５への給電を行う。その際にオシロスコープ１７及びディジタルマルチメータで測定した電圧・電流値から入力電力及び出力電力を計算する。また、その際の直列共振コンデンサ１２の電圧も測定する。測定終了後、受電コイルを縦方向に０．５ｃｍずらしていき同様の測定を行う。

図７は受電コイル位置ずれなしの状態の電源電圧ν_s 、電源電流ｉ_s 、ＰＷＭ整流回路出力電圧ν_i 、直列共振コンデンサ電圧ν_csの各波形を示す図である。
この図において、波形ａが電源電圧ν_s 、波形ｂが電源電流ｉ_s 、波形ｃが ＰＷＭ整流回路出力電圧ν_i 、波形ｄが直列共振コンデンサ電圧ν_csを示している。
図７に示されているように、電源電圧ν_s （波形ａ）とＰＷＭ整流回路出力電圧ｉ_s （波形ｃ）とはほぼ同相となっており、電源の力率１が達成されていることから、瞬時電流検出によりＰＷＭ整流回路出力電圧指令値が適切に与えられていると言える。

このように、本発明では、単相の瞬時電流検出を用いるため制御方法が三相の場合と異なり、瞬時値のみの検出となる。そのため電源周波数検出のためのゼロクロスの周期検出を行い、以下の後述の図８のように、ある瞬間のｉ_con から位相９０度ずらしたｉ_con ′を、それまでのサンプリングによってメモリに格納されているｉ_con の値から得ている。
次に、鉄道車両へ適用される非接触給電システムの場合は、図１及び図５に示されたＥＤＬＣ７，１５にインバータ（図示なし）を介して鉄道車両を駆動する誘導電動機（ＩＭ）（図示なし）が接続される。

なお、この実施例では、電力変換素子にＩＧＢＴを用いているが、他の素子であってもよい。
図８は本発明にかかるｉ_con 演算の様子を示す図である。
ｉ_con の値は常にサンプリングされると同時にメモリに格納されている。例えば図８のＡ点におけるｉ_con を計測した時、ｉ_con ′の値は、計測した時よりも９０度前の既にメモリに格納されているＡ′点におけるｉ_con の値を用いる。

この方法を用いることで、請求項４では、特に、２次側のみの情報で制御できるということを主張している。２次側の情報のみで制御できれば、例えば、一次側の電流位相の情報を無線で通信するような複雑なことなしに、簡易な構成で制御できるメリットがある。また、演算上も２次電流との積をとるという単純な４則演算ですむので、計算速度も速くできる効果がある。

図９は本発明の他の実施例を示す単相ワンパルス型非接触給電システムの構成図、図１０はその単相ワンパルス型非接触給電システムにおける１パルス単相ブリッジ電圧形自励式変換器の制御装置の構成を示すブロック図である。
図９において、１パルス単相ブリッジ電圧形自励式変換器２１は、環流ダイオード２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃ，２２Ｄが逆並列に接続された複数の自己消孤形デバイス２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄをブリッジ接続して構成され、その交流端子が蓄電デバイスであるＥＤＬＣ３２に接続されとともに、直流端子が直流コンデンサ２３に接続されている。この図では、自己消孤形デバイス２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１ＤをＩＧＢＴとしているが、これに限定されるものではなく、ＧＴＯ、バイポーラトランジスタ、およびＭＯＳＦＥＴ等、自己消孤能力を持つデバイスであれば、何でも構わない。

本発明では、このように構成された１パルス単相ブリッジ電圧形自励式変換器における単相ブリッジ電圧形変換器２１の直流コンデンサ２３からの電流と、出力側の直流コンデンサ３１に印加される前記単相ワンパルス電圧と、前記蓄電デバイス３２への供給電流とを制御する制御ボード３３およびパーソナルコンピュータ３４、オシロスコープ３５とを備える。蓄電デバイス３２としては例えば、電気二重層キャパシタ（ＥＤＬＣ）を用いる。

また、図１０において、パルス幅演算装置２４では、１パルス単相ブリッジ電圧形自励式変換器２１の交流端子に出力される交流出力電圧の基本波実効値Ｖ_out から所望のパルス幅αを演算する。比例器４０では、パルス幅演算装置２４からの交流出力電圧のパルス幅αにゲインＡを乗じる。比例器４１では、パルス幅演算装置２４からの交流出力電圧のパルス幅αにゲイン（１−Ａ）を乗じる。加算器２７では、比例器４０からの出力を、交流出力電圧の位相θに加算する。減算器２８は、比例器４１からの出力を、交流出力電圧の位相θから減算する。位相変換装置２５Ａでは、加算器２７から入力された位相を、０から２πの範囲に変換してアームの位相指令値を演算する。位相変換装置２５Ｂでは、減算器２８から入力された位相を、０から２πの範囲に変換してアームの位相指令値を演算する。例えば、３πが位相変換装置２５Ａ，２５Ｂに入力された場合には、出力はπとなる。

ゲートパターン発生装置２６Ａでは、位相変換装置２５Ａからの入力が、０以上πより小さい場合は、１のゲートパターンを出力し、π以上２πよりも小さい場合は０のゲートパターンを出力する（Ｕアームゲートパターン）。ゲートパターン発生装置２６Ｂでは、位相変換装置２５Ｂからの入力が、０以上πより小さい場合は、１のゲートパターンを出力し、π以上２πよりも小さい場合は０のゲートパターンを出力する（Ｖアームゲートパターン）。反転器２９Ａでは、ゲートパターン発生装置２６Ａからの出力を入力とし、当該入力を反転して出力する（Ｘアームゲートパターン）。反転器２９Ｂでは、ゲートパターン発生装置２６Ｂからの出力を入力とし、当該入力を反転して出力する（Ｙアームゲートパターン）。なお、自己消孤形デバイスは、ゲートパターンが１の時にオンし、０の時にオフする。

図１１は、本発明の他の実施例を示す単相ワンパルス型非接触給電システムの動作例である交流出力電圧とゲートパターンの波形図であり、ゲインＡ＝１／２の時の交流出力電圧とゲートパターンの波形を示している。
この図において、上から１段目は交流出力電圧波形、２段目はＵアームゲートパターン、３段目はＸアームゲートパターン、４段目はＶアームゲートパターン、５段目はＹアームゲートパターンをそれぞれ示している。パルス幅αがゼロの時には、ＵアームとＶアームのゲートパターンは、同期した１８０°オン、１８０°オフのパルスであり、交流出力電圧Ｖ_out はゼロを維持する。パルス幅αがゼロでなくなると、α／２を交流出力電圧の位相θに対して、Ｕアームの場合は加算し、Ｖアームの場合は減算する。

このように、１パルス単相ブリッジ電圧形自励式変換器の制御装置は、パルス幅演算装置２４により演算された交流出力電圧のパルス幅の一部を交流出力電圧の位相に加算し、一部を差し引いた残りのパルス幅を交流出力電圧の位相から減算し、当該各アーム自己消孤形デバイスのゲートパターンを発生する構成として、所望の基本波実効値と位相の交流出力電圧（１パルス電圧）を交流端子より出力するようにしている。

すなわち、交流出力電圧Ｖ_out は、パルス幅αの１パルスとなり、その位相は交流出力電圧の位相θに同期する。したがって、１パルス単相ブリッジ電圧形自励式変換器の交流出力電圧の基本波実効値および位相を、高速かつ正確に制御することができる。
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づき種々の変形が可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。

本発明の非接触給電システムは、可動部分がなく、高速で連続的に力率を変化させることができる非接触給電システムとして利用可能である。

１，１１ 交流電源
２ 整流器
３，１２ １次側の共振形インバータ
４ １次側に直列にされた共振コンデンサ
５，１３ 非接触電力供給コイル
６ 電圧形のＰＷＭ整流回路
７，１５，３２ 電気二重層キャパシタ（ＥＤＬＣ）
１４ インバータ
１６，３３ 制御ボード
１７，３５ オシロスコープ
１８，３４ パーソナルコンピュータ
２１ １パルス単相ブリッジ電圧形自励式変換器
２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃ，２２Ｄ 環流ダイオード
２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄ 逆並列に接続された複数の自己消孤形デバイス
２３ 直流コンデンサ
２４ パルス幅演算装置
２７ 加算器
２８ 減算器
４０ 比例器
４１ 比例器
２５Ａ，２５Ｂ 位相変換装置
２６Ａ，２６Ｂ ゲートパターン発生装置
２９Ａ，２９Ｂ 反転器

Claims (5)

1. 単相ＰＷＭ電力変換装置により、単相の瞬時電流検出を用い、電源周波数検出のためのゼロクロスの周期検出を行い演算することにより、力率を調整することを特徴とする非接触給電システム。
2. 請求項１記載の非接触給電システムにおいて、１次側に直列に共振コンデンサを接続し、１次側のインバータを、共振形インバータとして動作させ、２次側には共振コンデンサは接続せず、電圧形のＰＷＭ整流回路とＥＤＬＣを接続することを特徴とする非接触給電システム。
3. 請求項２記載の非接触給電システムにおいて、前記ＥＤＬＣにインバータを介して鉄道車両用誘導電動機を駆動することを特徴とする非接触給電システム。
4. 請求項２記載の非接触給電システムにおいて、電力変換装置の指令キャパシタンスを、検出２次電流を基準として９０度位相をずらした信号と目標とのリアクタンスとの積により、制御することを特徴とする非接触給電システム。
5. 請求項１記載の非接触給電システムにおいて、前記単相ＰＷＭ電力変換装置を１パルスモードの電力変換装置として使用することを特徴とする非接触給電システム。

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