CN102624249A - 带无功补偿功能的三相变两相正交逆变电源复合控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种带无功补偿功能的三相变两相正交逆变电源复合控制方法，基于三相变两相正交逆变电源***，三相变两相正交逆变电源***包括三相电源、三相PWM整流桥、三桥臂逆变桥、电磁搅拌器，在三桥臂逆变桥的公共相桥臂中点与电磁搅拌器的接地点之间串联一个小电感，既能改善电磁搅拌器线圈中的电流波形，又使两相正交逆变电路可以采用具有快速跟踪性能和易于数字控制的无差拍电流控制方法，简化了控制器的设计和提高了电流跟踪速度；本发明的方法使三相PWM整流桥工作于整流电源的同时，还可以对网侧外部负载进行无功补偿，充分利用了三相PWM整流桥的设备容量，减少了无功补偿设备。

Description

带无功补偿功能的三相变两相正交逆变电源复合控制方法

技术领域

本发明涉及一种适用于电磁搅拌器的三相变两相正交逆变电源复合控制方法，特别涉及一种带无功补偿功能的三相变两相正交逆变电源复合控制方法。

背景技术

电磁搅拌技术由于具有无接触特点，使钢铁、铝合金等金属成分均匀，缩短熔炼时间，减少熔体上下部温差，减少熔渣的产生，已经在连铸钢、铝熔铸等冶炼行业得到推广应用。由于电磁搅拌器使用低速旋转的感应磁场在钢水中产生强大的搅拌作用，该感应磁场的搅拌力矩和磁场穿透钢水的能力与通过电磁搅拌器的电流频率和大小密切相关。因此，作为电磁搅拌器电源的三相变两相正交逆变电源的电流波形质量和响应速度对保证连铸钢等冶金产品的质量至关重要。

三相变两相正交逆变电源通常由三相整流电路(前级)和两相正交逆变电路(后级)两部分组成，传统的两相正交逆变电源通常是采用两个H桥单相逆变电路作为主电路，共需要8个大容量的功率开关器件，硬件成本较高。为了减少成本和降低器件损耗，近年出现了三相全桥逆变电路和两桥臂逆变电路在三相变两相正交逆变电源中的应用。相对两桥臂逆变路，三相全桥逆变电路产生的谐波含量小，并且不需要考虑流经两个直流电容的交流电流不均匀导致的两直流电容电压不相等问题，用于三相全桥逆变电路的传统控制方法不能直接用于控制后级两相正交逆变电路，引起了很多学者对三相变两相正交逆变电源控制方法的研究。目前，应用于三相变两相正交逆变电源***中后级两相逆变电路的控制方法主要由空间矢量控制、基于旋转坐标系的PI控制等。由于后级两相逆变电路的电压矢量不对称，其空间状态矢量构成一个非等边长六变形，因此采用该方法时确定开关时间很复杂。基于旋转坐标系下的PI控制方法，虽然能实现交流信号的零稳态误差控制，但是该控制过程对于反馈信号中的低次谐波分量无响应，电源中产生的谐波电流将影响电磁搅拌器的功能。此外，电磁搅拌器为了起到良好的搅拌效果，通常工作于正转、停运、反转三种工作状态，而目前用于电磁搅拌器的三相变两相正交逆变电源中前级三相整流电路的控制方法都是追求整流电路输入侧实现单位功率因数，而关于前级整流电路在整流的同时还作为无功补偿设备对外部电网进行无功补偿的控制方法尚未有报道。同时，电磁搅拌器应用场合都存在大量感性负载，一般需要安装专门无功补偿设备实现节能降耗。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种能改善电磁搅拌器线圈电流、易于实现数字控制和电流跟踪速度快的带无功补偿功能的三相变两相正交逆变电源复合控制方法。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：带无功补偿功能的三相变两相正交逆变电源复合控制方法，基于三相变两相正交逆变电源***，三相变两相正交逆变电源***包括三相电源、三相变两相正交逆变电源、三相电源和电磁搅拌器，三相变两相正交逆变电源包括三相PWM整流桥和三桥臂逆变桥，三相电源通过电感与三相PWM整流桥连接，三相PWM整流桥与三桥臂逆变桥连接，三桥臂逆变桥中两个桥臂的中点经输出电感各与一个单相负载连接，第三桥臂的中点经输出电感与电磁搅拌器的接地线连接，三相电源与三相PWM整流桥之间并联有感性负载；所述三相PWM整流桥包括三个并联的桥臂和一个直流侧电容支路，直流侧电容支路与桥臂并联，每个桥臂包括两个串联的开关器件；所述三桥臂逆变桥包括三个并联的桥臂，每个桥臂包括两个串联的开关器件，该方法包括以下步骤：

1)将检测到的三相变两相正交逆变电源***网侧的外部三相感性负载或容性负载电流通过dq变换，获得三相PWM整流桥输入侧的无功电流目标值

2)将三相PWM整流桥直流侧电容电压的目标值与反馈值之差经PI控制器得到有功电流目标值

2)

和

经过dq反变换得到三相PWM整流桥输入侧三相瞬时目标电流值

3)

经过无差拍电流控制器及PWM调制器得到三相PWM整流桥中开关器件的控制信号，从而实现直流侧电容电压的稳定控制和对三相PWM整流桥网侧外部负载进行无功补偿；

4)将三相变两相正交逆变电源***的一个电流幅值给定值分别乘以一个正弦函数和一个余弦函数，得到三桥臂逆变桥其中两相的目标电流值

和和之和取反后得到三桥臂逆变桥第三相的目标电流值

和经过无差拍电流控制器及PWM调制器得到三桥臂逆变桥中开关器件的控制信号，从而实现三桥臂逆变桥的两相正交电流的跟踪控制。

本发明的技术效果在于：在三桥臂逆变桥(两相正交逆变电路)的公共相桥臂中点与电磁搅拌器的接地点之间串联一个小电感，既能改善电磁搅拌器线圈中的电流波形，又使使两相正交逆变电路可以采用具有快速跟踪性能和易于数字控制的无差拍电流控制方法，简化了控制器的设计和提高了电流跟踪速度；同时，本发明提出一种带有无功补偿功能的三相PWM整流桥控制策略，使三相PWM整流桥工作于整流电源的同时，还可以对网侧外部负载进行无功补偿，充分利用了三相PWM整流桥的设备容量，减少了无功补偿设备。

附图说明

图1为本发明一实施例三相变两相正交逆变电源***结构示意图；

图2为本发明一实施例带无功补偿功能的三相变两相正交逆变电源复合控制方法原理图；

其中：

1：三相PWM整流桥；2：三桥臂逆变桥；3：三相变两相正交逆变电源；4：电磁搅拌器。

具体实施方式

如图1所示，本发明一实施例所采用的三相变两相逆变电源***的主电路包括三相电源、输入电感L₁、三相PWM整流桥、三桥臂逆变桥、输出电感L₂、电磁搅拌器，三相PWM整流桥和三桥臂逆变桥连接组成三相变两相正交逆变电源，三相PWM整流桥和三桥臂逆变电路中的开关器件为IGBT或者智能功率模块IPM，三相PWM整流桥经输入电感L₁与网侧三相电源连接；三桥臂逆变电路中两个桥臂的中点经输出电感与两个单相负载连接，第三桥臂的中点经小电感L₂与电磁搅拌器的接地线连接。

图2为本实施例带无功补偿功能的三相变两相正交逆变电源复合控制方法原理图，两相逆变电源的前、后级***依次传递电能，前级三相PWM整流桥的控制目标是实现直流侧电压稳定，保证三相输入电流为正弦波，在剩余容量范围内实现对外部设备的无功补偿，后级两相正交逆变电路的控制目标是后级两相正交逆变电路的输出电流快速、准确地跟踪两相正交电流参考值，由于前、后两级***在控制上并不存在耦合，可视为两个相对独立的控制对象。

(一)前级三相PWM整流桥控制方法

根据图1，我们可以得到三相变两相正交逆变电源的前级三相PWM整流桥在三相abc坐标系下的电路方程如式(1)所示。

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ia}}=u_{\mathrm{sa}}-L_1\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ca}}}{\mathrm{dt}}-r_1\·i_{\mathrm{ca}}\\ u_{\mathrm{ib}}=u_{\mathrm{sb}}-L_1\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{cb}}}{\mathrm{dt}}-r_1\·i_{\mathrm{cb}}\\ u_{\mathrm{ic}}=u_{\mathrm{sc}}-L_1\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{cc}}}{\mathrm{dt}}-r_1\·i_{\mathrm{cc}}\end{array}\right.---\left(1\right)$

式中，u_sx(x＝a，b，c)为配电网公共连接点(Point ofCommon Coupling，PCC)的瞬时电压；u_ix(x＝a，b，c)为三相PWM整流桥交流侧瞬时电压；i_cx(x＝a，b，c)为流经三相PWM整流桥输入滤波电感的瞬时电流。

对式(1)进行整理可得：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_1\·\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ca}}}{\mathrm{dt}}=u_{\mathrm{sa}}-u_{\mathrm{ia}}-r_1\·i_{\mathrm{ca}}\\ L_1\·\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{cb}}}{\mathrm{dt}}=u_{\mathrm{sb}}-u_{\mathrm{ib}}-r_1\·i_{\mathrm{cb}}\\ L_1\·\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{cc}}}{\mathrm{dt}}=u_{\mathrm{sc}}-u_{\mathrm{ic}}-r_1\·i_{\mathrm{cc}}\end{array}\right.---\left(2\right)$

在第K个开关周期时刻对式(2)进行离散化可得

$\left\{\begin{array}{c}{L}_1\·\frac{i_{\mathrm{ca}}(k+1)-i_{\mathrm{ca}}\left(k\right)}{T_S}=u_{\mathrm{sa}}\left(k\right)-u_{\mathrm{ia}}\left(k\right)-r_1\·i_{\mathrm{ca}}\left(k\right)\\ L_1\·\frac{i_{\mathrm{cb}}(k+1)-i_{\mathrm{cb}}\left(k\right)}{T_S}=u_{\mathrm{sb}}\left(k\right)-u_{\mathrm{ib}}\left(k\right)-r_1\·i_{\mathrm{cb}}\left(k\right)\\ L_1\·\frac{i_{\mathrm{cc}}(k+1)-i_{\mathrm{cc}}\left(k\right)}{T_S}=u_{\mathrm{sc}}\left(k\right)-u_{\mathrm{ic}}\left(k\right)-r_1\·i_{\mathrm{cc}}\left(k\right)\end{array}\right.---\left(3\right)$

式中，T_S为IGBT开关周期时间。

若以在一个开关周期内各相电流对其参考电流值实现无差拍跟踪为控制目标，则可将一个开关周期结束时刻(或下一个开关周期开始时刻)的电流值作为这个开关周期的参考电流值，即

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ca}}^{*}\left(k\right)=i_{\mathrm{ca}}(k+1)\\ i_{\mathrm{cb}}^{*}\left(k\right)=i_{\mathrm{cb}}(k+1)\\ i_{\mathrm{cc}}^{*}\left(k\right)=i_{\mathrm{cc}}(k+1)\end{array}\right.---\left(4\right)$

将式(4)代入式(3)并整理可得：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ia}}\left(k\right)=-\frac{L_1}{T_S}\·i_{\mathrm{ca}}^{*}\left(k\right)+(\frac{L_1}{T_S}-r_1)\·i_{\mathrm{ca}}\left(k\right)+u_{\mathrm{sa}}\left(k\right)\\ u_{\mathrm{ib}}\left(k\right)=-\frac{L_1}{T_S}\·i_{\mathrm{cb}}^{*}\left(k\right)+(\frac{L_1}{T_S}-r_1)\·i_{\mathrm{cb}}\left(k\right)+u_{\mathrm{sb}}\left(k\right)\\ u_{\mathrm{ic}}\left(k\right)=-\frac{L_1}{T_S}\·i_{\mathrm{cc}}^{*}\left(k\right)+(\frac{L_1}{T_S}-r_1)\·i_{\mathrm{cc}}\left(k\right)+u_{\mathrm{sc}}\left(k\right)\end{array}\right.---\left(5\right)$

式(5)即为abc坐标系下的无差拍电流控制器。其从式(5)可以看出，三相PWM整流桥数学模型中的a、b、c三相电量相互独立，因此，该无差拍电流控制器的电流控制量之间不存在耦合现象；其中u_ia(k)、u_ib(k)、u_ic(k)为k时刻三相PWM整流桥交流侧瞬时电压，i_ca(k)、i_cb(k)、i_cc(k)为k时刻流经三相PWM整流桥输入滤波电感的瞬时电流，u_sa(k)、u_sb(k)、u_sc(k)为k时刻配电网公共连接点的瞬时电压，

为k时刻参考电流值，T_S为开关器件开关周期时间，L₁为输入电抗器的电感值，r₁为输入电抗器的等效电阻值。

设图1中所示三相PWM整流桥中开关器件的状态函数为S_cx(x＝a，b，c)，S_cx＝1为相应该桥臂的上桥臂开关闭合，S_cx＝0为相应该桥臂的下桥臂开关闭合，且同一桥臂的上、下两个开关器件的状态互补，令直流侧P点电压U_P＝U_dc，O点电压U_o＝0，配电网三相平衡时有u_N＝U_o＝0，则可以得到三相PWM整流桥电路的第k个开关周期时刻的交流输出电压为：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ia}}\left(k\right)\\ u_{\mathrm{ib}}\left(k\right)\\ u_{\mathrm{ic}}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{S}_{\mathrm{ca}}\left(k\right)\\ S_{\mathrm{cb}}\left(k\right)\\ S_{\mathrm{cc}}\left(k\right)\end{array}\right]\·U_{\mathrm{dc}}---\left(6\right)$

由式(5)和式(6)可得三相PWM整流桥的瞬时电流跟踪控制律为：

$\left\{\begin{array}{c}{S}_{\mathrm{ca}}\left(k\right)=\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}}\·[-\frac{L_1}{T_S}\·i_{\mathrm{ca}}^{*}\left(k\right)+(\frac{L_1}{T_S}-r_1)\·i_{\mathrm{ca}}\left(k\right)+u_{\mathrm{sa}}\left(k\right)]\\ S_{\mathrm{cb}}\left(k\right)=\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}}\·[-\frac{L_1}{T_S}\·i_{\mathrm{cb}}^{*}\left(k\right)+(\frac{L_1}{T_S}-r_1)\·i_{\mathrm{cb}}\left(k\right)+u_{\mathrm{sb}}\left(k\right)]\\ S_{\mathrm{cc}}\left(k\right)=\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}}\·[-\frac{L_1}{T_S}\·i_{\mathrm{cc}}^{*}\left(k\right)+(\frac{L_1}{T_S}-r_1)\·i_{\mathrm{cc}}\left(k\right)+u_{\mathrm{sc}}\left(k\right)]\end{array}\right.---\left(7\right)$

三相PWM整流桥控制***原理框图如图2中(a)部分所示，该前级控制***是以直流侧电压稳定控制为外环、电流跟踪控制为内环的双环控制方法。

(二)后级两相正交逆变电路控制方法

根据图1可以列写静止αβ坐标系中电磁搅拌器的电压方程和磁链矩阵方程：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}=L_2\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\α}}}{\mathrm{dt}}+(r_2+r_{\mathrm{\α}})\·i_{\mathrm{\α}}+\frac{{\mathrm{d\ψ}}_{\mathrm{\α}}}{\mathrm{dt}}\\ u_{\mathrm{\β}}=L_2\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\β}}}{\mathrm{dt}}+(r_2+r_{\mathrm{\β}})\·i_{\mathrm{\β}}+\frac{{\mathrm{d\ψ}}_{\mathrm{\β}}}{\mathrm{dt}}\\ u_c=L_2\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}+r_2\·i_c\end{array}\right.---\left(8\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}=L_{\mathrm{\α}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\α}}}{\mathrm{dt}}\\ {\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}=L_{\mathrm{\β}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\β}}}{\mathrm{dt}}\end{array}\right.---\left(9\right)$

式中，u_x(x＝α，β，c)为后级两相正交逆变电路的输出电压瞬时值；ψ_x(x＝α，β)为电磁搅拌器两相线圈的磁链；i_x(x＝α，β，c)为流经后级两相正交逆变电路输出滤波电感的瞬时电流；r_x(x＝2，α，β)分别为后级两相正交逆变电路输出滤波电感的等效电阻、电磁搅拌器的α相和β相线圈的等效电阻。

从式(9)可以看出，只要在α相和β相的两相绕组中通入大小相等，相位相差90°的交流电，此时电磁搅拌器两相绕组就会在空间产生一个旋转磁场。

将式(9)代入式(8)可以得到：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}=(L_2+L_{\mathrm{\α}})\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\α}}}{\mathrm{dt}}+(r_2+r_{\mathrm{\α}})\·i_{\mathrm{\α}}\\ u_{\mathrm{\β}}=(L_2+L_{\mathrm{\β}})\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\β}}}{\mathrm{dt}}+(r_2+r_{\mathrm{\β}})\·i_{\mathrm{\β}}\\ u_c=L_2\·\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}+r_2\·i_c\end{array}\right.---\left(10\right)$

在第K个开关周期时刻对式(10)进行离散化，并根据前级三相整流器瞬时电流控制律推导方法可以得到后级两相正交逆变电路的电流跟踪控制律如式(11)所示。

$\left\{\begin{array}{c}{S}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)=\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}}\·[\frac{L_2+L_{\mathrm{\α}}}{T_S}\·i_{\mathrm{\α}}^{*}\left(k\right)+(r_2+r_{\mathrm{\α}}-\frac{L_2+L_{\mathrm{\α}}}{T_S})\·i_{\mathrm{\α}}\left(k\right)]\\ S_{\mathrm{\β}}\left(k\right)=\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}}\·[\frac{L_2+L_{\mathrm{\β}}}{T_S}\·i_{\mathrm{\β}}^{*}\left(k\right)+(r_2+r_{\mathrm{\β}}-\frac{L_2+L_{\mathrm{\β}}}{T_S})\·i_{\mathrm{\β}}\left(k\right)]\\ S_c\left(k\right)=\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}}\·[\frac{L_2}{T_S}\·i_c^{*}\left(k\right)+(r_2-\frac{L_2}{T_S})\·i_c\left(k\right)]\end{array}\right.---\left(11\right)$

后级两相正交逆变电路的控制***原理图如图2中(b)部分所示，该后级控制***是以后级两相正交逆变电路输出电流的跟踪控制为目标。

(三)期望值信号

及

的获取

由于从电网PCC处经过输入电感流入三相PWM整流桥的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q为：

$p=\sqrt{\frac{3}{2}}{u}_s{i}_{\mathrm{cd}}---\left(12\right)$

$q=\sqrt{\frac{3}{2}}{u}_s{i}_{\mathrm{cq}}---\left(13\right)$

因此，控制三相PWM整流桥交流侧瞬时电流值i_cd、i_cq即可实现对p、q的控制。

为了保证U_dc维持不变，需要相应地控制i_cd来跟踪p的变化，又因为三相PWM整流桥直流侧电压为直流量，采用PI控制器即可以实现无稳态误差控制。因此，可以采用一个PI控制器来获取

如式(14)所示：

$i_{\mathrm{cd}}^{*}=k_p\·(U_{\mathrm{dc}}^{*}-U_{\mathrm{dc}})+k_i\·\∫(U_{\mathrm{dc}}^{*}-U_{\mathrm{dc}})\mathrm{dt}---\left(14\right)$

无功电流目标值

由电磁搅拌用两相正交逆变电源***的网侧外部三相负载电流根据dq变换获得：

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_{\mathrm{cq}}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\sin \mathrm{\ωt}& \sin (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \sin (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\\ -\cos \mathrm{\ωt}& -\cos (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& -\cos (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{La}}\\ i_{\mathrm{Lb}}\\ i_{\mathrm{Lc}}\end{array}\right]=T_{\mathrm{dq}}\·\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{La}}\\ i_{\mathrm{Lb}}\\ i_{\mathrm{Lc}}\end{array}\right]---\left(15\right)$

将

经过dq反变换即可以得到三相PWM整流电路的电流期望值信号

和

如式(16)所示：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ca}}^{*}\\ i_{\mathrm{cb}}^{*}\\ i^{\mathrm{cc}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\sin \mathrm{\ωt}& -\cos \mathrm{\ωt}\\ \sin (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& -\cos (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)\\ \sin (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)& -\cos (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{cd}}^{*}\\ i_{\mathrm{cq}}^{*}\end{array}\right]=T_{\mathrm{dq}}^{-1}\·\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{cd}}^{*}\\ i_{\mathrm{cq}}^{*}\end{array}\right]---\left(16\right)$

从图1可以看出，驱动电流经电磁搅拌器α相和β相绕组后输出到第三相c相桥上，c相是公共电流相。因此，α相驱动电流目标值为一个给定频率和幅值的低频率正弦交流电流，β相驱动电流目标值是一个与α相驱动电流目标值相差90度相位角的正弦交流电流，c相的目标电流由α相和β相目标电流求和后取反获得，根据上述原理，两相正交逆变电源输出电流目标值可以表达为式(17)所示形式：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^{*}=I^{*}\·\sin \mathrm{\ωt}\\ i_{\mathrm{\β}}^{*}=I^{*}\·\cos \mathrm{\ωt}\\ i_{\mathrm{\α}}^{*}=-(I^{*}\·\sin \mathrm{\ωt}+I^{*}\·\cos \mathrm{\ωt})\end{array}\right.---\left(17\right)$

式中，I^*为逆变电源期望输出电流的幅值，频率ω为逆变电源输出电流频率。

根据式(16)和(17)获得的电流目标值分被送入前级三相PWM整流桥的瞬时电流跟踪控制律式(7)和后级两相正交逆变电路的电流跟踪控制律式(11)便可以实现带无功补偿功能的三相变两相正交逆变电源复合控制方法。

Claims (4)

1.一种带无功补偿功能的三相变两相正交逆变电源复合控制方法，基于三相变两相正交逆变电源***，三相变两相正交逆变电源***包括三相变两相正交逆变电源、三相电源和电磁搅拌器，三相变两相正交逆变电源包括三相PWM整流桥和三桥臂逆变桥，三相电源通过电感与三相PWM整流桥连接，三相PWM整流桥与三桥臂逆变桥连接，三桥臂逆变桥中两个桥臂的中点经输出电感各与一个单相负载连接，第三桥臂的中点经输出电感与电磁搅拌器的接地线连接，三相电源与三相PWM整流桥之间并联有负载；所述三相PWM整流桥包括三个并联的桥臂和一个直流侧电容支路，直流侧电容支路与桥臂并联，每个桥臂包括两个串联的开关器件；所述三桥臂逆变桥包括三个并联的桥臂，每个桥臂包括两个串联的开关器件，其特征在于，该方法包括以下步骤：

1)将检测到的三相变两相正交逆变电源***网侧的外部负载电流通过dq变换，获得三相PWM整流桥输入侧的无功电流目标值

2)将三相PWM整流桥直流侧电容电压的目标值与反馈值之差经PI控制器得到有功电流目标值

2)

和

经过dq反变换得到三相PWM整流桥输入侧三相瞬时目标电流值

3)

经过无差拍电流控制器及PWM调制器得到三相PWM整流桥中开关器件的控制信号，从而实现直流侧电容电压的稳定控制和对三相PWM整流桥网侧外部负载进行无功补偿；

4)将三相变两相正交逆变电源***的期望输出电流幅值分别乘以一个正弦函数和一个余弦函数，得到三桥臂逆变桥其中两相的目标电流值和

和

之和取反后得到三桥臂逆变桥第三相的目标电流值

和

经过无差拍电流控制器及PWM调制器得到三桥臂逆变桥中开关器件的控制信号，从而实现三桥臂逆变桥的两相正交电流的跟踪控制。

2.根据权利要求1所述的带无功补偿功能的三相变两相正交逆变电源复合控制方法，其特征在于，所述开关器件为IGBT或者智能功率模块IPM。

3.根据权利要求1所述的带无功补偿功能的三相变两相正交逆变电源复合控制方法，其特征在于，所述无差拍电流控制器的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ia}}\left(k\right)=-\frac{L_1}{T_S}\·i_{\mathrm{ca}}^{*}\left(k\right)+(\frac{L_1}{T_S}-r_1)\·i_{\mathrm{ca}}\left(k\right)+u_{\mathrm{sa}}\left(k\right)\\ u_{\mathrm{ib}}\left(k\right)=-\frac{L_1}{T_S}\·i_{\mathrm{cb}}^{*}\left(k\right)+(\frac{L_1}{T_S}-r_1)\·i_{\mathrm{cb}}\left(k\right)+u_{\mathrm{sb}}\left(k\right)\\ u_{\mathrm{ic}}\left(k\right)=-\frac{L_1}{T_S}\·i_{\mathrm{cc}}^{*}\left(k\right)+(\frac{L_1}{T_S}-r_1)\·i_{\mathrm{cc}}\left(k\right)+u_{\mathrm{sc}}\left(k\right)\end{array}\right.,$

其中u_ia(k)、u_ib(k)、u_ic(k)为k时刻三相PWM整流桥交流侧瞬时电压，i_ca(k)、i_cb(k)、i_cc(k)为k时刻流经三相PWM整流桥输入滤波电感的瞬时电流，u_sa(k)、u_sb(k)、u_sc(k)为k时刻配电网公共连接点的瞬时电压，

为k时刻参考电流值，T_S为开关器件开关周期时间，L₁为输入电抗器的电感值，r₁为输入电抗器的等效电阻值。

4.根据权利要求1所述的带无功补偿功能的三相变两相正交逆变电源复合控制方法，其特征在于，所述步骤4)中，正弦函数和余弦函数的频率为三桥臂逆变桥的输出电流频率。

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