JP2014007896A - Switching power-supply device - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a switching power-supply device with reduced reverse recovery loss of a semiconductor element disposed in series with a power-supply line between a step-up circuit and an output terminal in a step-up switching power-supply circuit, and reduced switching loss when a switching element in the step-up circuit turns on.SOLUTION: An LC series circuit formed by an inductor Lr1 and a capacitor Cr1, and a diode Dr1 for an LC current path are provided at the post stage of an inductor L1 in a step-up circuit; and an LC series circuit formed by an inductor Lr2 and a capacitor Cr2, and a diode Dr2 for the LC current path are provided at the post stage of an inductor L2 in the step-up circuit.

Description

本発明は、交流電源を入力とする高力率形スイッチング電源装置において、単一方向性デバイスによる損失の解消を図ったスイッチング電源装置に関する。   The present invention relates to a switching power supply device in which a loss due to a unidirectional device is eliminated in a high power factor type switching power supply device using an AC power supply as an input.

交流電源を入力とする一般的なスイッチング電源では、ブリッジ接続した整流ダイオードにて交流電圧を全波整流し、交流電圧を直流電圧に変換する際の力率低下を防止するために、昇圧型スイッチング電源を利用した力率改善回路が用いられている。例えば図４２に示す第１従来例のスイッチング電源装置２１は、ブリッジ接続した整流ダイオードにて交流電圧を全波整流するものである。この装置は、全波整流用のダイオードブリッジ整流回路を構成する４つのダイオードＤａ〜Ｄｄと、インダクタＬ１、Ｎチャネル型電界効果トランジスタからなるスイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、平滑用の電界コンデンサＣｏから構成されている。   In a general switching power supply that uses an AC power supply as input, step-up switching is used to prevent a power factor drop when the AC voltage is full-wave rectified by a bridge-connected rectifier diode and the AC voltage is converted to a DC voltage. A power factor correction circuit using a power source is used. For example, the switching power supply device 21 of the first conventional example shown in FIG. 42 performs full-wave rectification of an AC voltage using a bridge-connected rectifier diode. This device comprises four diodes Da to Dd constituting a diode bridge rectification circuit for full-wave rectification, an inductor L1, a switching element Q1 composed of an N-channel field effect transistor, a diode D1, and a smoothing field capacitor Co. Has been.

交流電源ＰＳの出力は入力端子IN1,IN2に接続されて、これらの入力端子IN１，IN２はダイオードブリッジ整流回路の入力端に接続されている。ダイオードブリッジ整流回路の正極出力端はインダクタＬ１の入力端に接続され、ダイオードブリッジ整流回路の負極出力端はグランドに接続されると共に負極出力端子Out2に接続されている。インダクタＬ１の出力端はダイオードＤ１のアノードに接続されると共にスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続され、スイッチング素子Ｑ１のソースは負極出力端子Out2に接続されている。ダイオードＤ１のカソードは正極出力端子Out1に接続されている。また、正極出力端子Out1と負極出力端子Out2との間には平滑用コンデンサＣｏが接続されると共に負荷Loadが接続されている。   The output of the AC power supply PS is connected to input terminals IN1 and IN2, and these input terminals IN1 and IN2 are connected to the input terminal of the diode bridge rectifier circuit. The positive output terminal of the diode bridge rectifier circuit is connected to the input terminal of the inductor L1, and the negative output terminal of the diode bridge rectifier circuit is connected to the ground and also connected to the negative output terminal Out2. The output terminal of the inductor L1 is connected to the anode of the diode D1 and the drain of the switching element Q1, and the source of the switching element Q1 is connected to the negative output terminal Out2. The cathode of the diode D1 is connected to the positive output terminal Out1. A smoothing capacitor Co and a load Load are connected between the positive output terminal Out1 and the negative output terminal Out2.

このスイッチング電源装置２１では、交流電源から入力された電流は必ずダイオードブリッジ回路の２つのダイオードを通過するので整流ダイオードの順方向電圧降下に起因する損失が発生する。図４３はスイッチング電源装置２１の動作を示す電圧及び電流波形図である。図にはスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｖgs、インダクタＬ１に流れる電流、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流、ダイオードＤ１の両端間電圧、ダイオードＤ１に流れる電流の波形が描かれている。   In this switching power supply device 21, the current input from the AC power supply always passes through the two diodes of the diode bridge circuit, so that a loss due to the forward voltage drop of the rectifier diode occurs. FIG. 43 is a voltage and current waveform diagram showing the operation of the switching power supply 21. The figure shows the waveforms of the gate-source voltage Vgs of the switching element Q1, the current flowing through the inductor L1, the drain current of the switching element Q1, the voltage across the diode D1, and the current flowing through the diode D1.

第１入力端子IN1側の交流入力電圧が正極であり且つスイッチング素子Ｑ１がオンしたときの電流経路は図４４に示すとおりであり、これによりインダクタＬ１に電気エネルギーが蓄えられる。   When the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is positive and the switching element Q1 is turned on, the current path is as shown in FIG. 44, whereby electric energy is stored in the inductor L1.

第１入力端子IN1側の交流入力電圧が正極であり且つスイッチング素子Ｑ１がオフしたときの電流経路は図４５に示すとおりであり、これによりインダクタＬ１に蓄えられた電気エネルギーを交流電源ＰＳからの入力電圧に重畳して負荷Loadに出力する。   The current path when the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is positive and the switching element Q1 is turned off is as shown in FIG. 45, whereby the electrical energy stored in the inductor L1 is supplied from the AC power supply PS. Output to load Load superimposed on input voltage.

また、図４６に示すように、第１入力端子IN1の交流入力電圧が正極であり且つダイオードＤ１が順方向バイアスのときは、ダイオードＤ１のカソードからＮ型半導体に電子が次々に供給され、ダイオードＤ１のカソードからＰ型半導体に正孔が供給される。しかし、スイッチング素子Ｑ１が再びオンするとき、これまで順方向バイアスであったダイオードＤ１に逆バイアスが与えられる。この逆バイアス状態になった過度状態（以下、逆回復時間と称する）では、電子と正孔の各キャリアは、順方向バイアス時に移動していた方向とは反対に移動を開始する。このとき、通常のダイオードの整流作用とは反して逆方向の電流が流れるため、損失（以下、逆回復損失と称する）が発生する。図４３のＡ２に示すようにダイオードＤ１には逆回復時間に出力から逆流する電流が流れる。また、図４３のＡ１に示すように逆回復時間に出力から逆流する電流でスイッチング素子Ｑ１のドレインにはサージ電流が流れる。   As shown in FIG. 46, when the AC input voltage of the first input terminal IN1 is positive and the diode D1 is forward biased, electrons are successively supplied from the cathode of the diode D1 to the N-type semiconductor. Holes are supplied from the cathode of D1 to the P-type semiconductor. However, when the switching element Q1 is turned on again, a reverse bias is applied to the diode D1, which has been forward biased so far. In the transient state (hereinafter referred to as reverse recovery time) in the reverse bias state, each carrier of electrons and holes starts to move in the direction opposite to the direction in which it was moving at the time of forward bias. At this time, since a current in the reverse direction flows contrary to the normal rectifying action of the diode, a loss (hereinafter referred to as reverse recovery loss) occurs. As indicated by A2 in FIG. 43, a current that flows backward from the output flows through the diode D1 during the reverse recovery time. Further, as indicated by A1 in FIG. 43, a surge current flows through the drain of the switching element Q1 due to the current flowing backward from the output during the reverse recovery time.

第１入力端子IN1側の交流入力電圧が負極であり且つスイッチング素子Ｑ１がオンしたときの電流経路は図４７に示すとおりであり、これによりインダクタＬ１に電気エネルギーが蓄えられる。   When the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is negative and the switching element Q1 is turned on, the current path is as shown in FIG. 47, whereby electric energy is stored in the inductor L1.

第１入力端子IN1側の交流入力電圧が負極であり且つスイッチング素子Ｑ１がオフしたときの電流経路は図４８に示すとおりであり、これによりインダクタＬ１に蓄えられた電気エネルギーを交流電源ＰＳからの入力電圧に重畳して負荷Loadに出力する。   The current path when the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is negative and the switching element Q1 is turned off is as shown in FIG. 48, whereby the electric energy stored in the inductor L1 is supplied from the AC power source PS. Output to load Load superimposed on input voltage.

また、第１入力端子IN1側の交流入力電圧が負極であり且つスイッチング素子Ｑ１が再びオンしたときの電流経路は図４９に示すとおりであり、これにより上記と同様にダイオードＤ１の逆回復時間に逆回復損失が発生する。   Further, when the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is negative and the switching element Q1 is turned on again, the current path is as shown in FIG. 49, and as a result, the reverse recovery time of the diode D1 is similar to the above. Reverse recovery loss occurs.

ダイオードブリッジ回路で発生する順方向電圧効果損失を軽減する方法として、図５０に示すようにブリッジ接続した整流ダイオードを利用しない力率改善回路を有するスイッチング電源装置２２（第２従来例）が提案されている。   As a method for reducing the forward voltage effect loss generated in the diode bridge circuit, a switching power supply 22 (second conventional example) having a power factor correction circuit that does not use a bridge-connected rectifier diode as shown in FIG. 50 has been proposed. ing.

このスイッチング電源装置２２は、交流入力の電力エネルギーを蓄積すると共に、蓄積した電力エネルギーを放出するインダクタＬ１，Ｌ２と、ダイオード整流型昇圧回路用のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオード整流型昇圧回路用のダイオード整流素子Ｄ１，Ｄ２、リターン電流経路用ダイオードＤ３，Ｄ４、平滑用コンデンサＣｏによって構成されている。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、FET、トランジスタ、IGBT等からなり、ダイオード整流素子Ｄ１，Ｄ２は、ファーストリカバリダイオード、ショットキーバリアダイオード等からなり、リターン電流経路用ダイオードは、ファーストリカバリダイオード、ショットキーバリアダイオード等からなる。   The switching power supply device 22 stores AC input power energy and discharges the stored power energy, inductors L1 and L2, switching elements Q1 and Q2 for a diode rectifier booster circuit, and a diode rectifier booster circuit. It is composed of diode rectifier elements D1 and D2, return current path diodes D3 and D4, and a smoothing capacitor Co. The switching elements Q1, Q2 are composed of FETs, transistors, IGBTs, etc., the diode rectifier elements D1, D2 are composed of fast recovery diodes, Schottky barrier diodes, etc., and the return current path diodes are fast recovery diodes, shots It consists of a key barrier diode.

交流電源ＰＳの出力は入力端子IN1,IN2に接続されている。第１入力端子IN1はダイオードＤ４のカソードに接続されると共にインダクタＬ１の入力端に接続される。インダクタＬ１の出力端はダイオードＤ１のアノードに接続されると共にスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続され、スイッチング素子Ｑ１のソースは負極出力端子Out2に接続されている。また、ダイオードＤ１のカソードは正極出力端子Out1に接続され、ダイオードＤ４のカソードは負極出力端子Out2に接続されている。   The output of the AC power supply PS is connected to input terminals IN1 and IN2. The first input terminal IN1 is connected to the cathode of the diode D4 and to the input terminal of the inductor L1. The output terminal of the inductor L1 is connected to the anode of the diode D1 and the drain of the switching element Q1, and the source of the switching element Q1 is connected to the negative output terminal Out2. The cathode of the diode D1 is connected to the positive output terminal Out1, and the cathode of the diode D4 is connected to the negative output terminal Out2.

第２入力端子IN2はダイオードＤ３のカソードに接続されると共にインダクタＬ２の入力端に接続され、インダクタＬ２の出力端はダイオードＤ２のアノードに接続されると共にスイッチング素子Ｑ２のドレインに接続されている。スイッチング素子Ｑ２のソースは負極出力端子Out2に接続されている。また、ダイオードＤ２のカソードは正極出力端子Out1に接続され、ダイオードＤ３のカソードは負極出力端子Out2に接続されている。また、正極出力端子Out1と負極出力端子Out2との間には平滑用コンデンサＣｏが接続されると共に負荷Loadが接続されている。   The second input terminal IN2 is connected to the cathode of the diode D3 and to the input terminal of the inductor L2, and the output terminal of the inductor L2 is connected to the anode of the diode D2 and to the drain of the switching element Q2. The source of the switching element Q2 is connected to the negative output terminal Out2. The cathode of the diode D2 is connected to the positive output terminal Out1, and the cathode of the diode D3 is connected to the negative output terminal Out2. A smoothing capacitor Co and a load Load are connected between the positive output terminal Out1 and the negative output terminal Out2.

このスイッチング電源装置２２では、ダイオードブリッジが無くなり、リターン電流用のダイオードＤ３，Ｄ４のみのダイオード１つ分の順方向損失が発生するだけである。図５１はスイッチング電源装置２２の動作を示す電圧及び電流波形図である。図にはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖgs、インダクタＬ１，Ｌ２に流れる電流、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン電流、ダイオードＤ１，Ｄ２の両端間電圧、ダイオードＤ１，Ｄ２に流れる電流の波形が描かれている。   In this switching power supply device 22, there is no diode bridge, and only a forward loss corresponding to one diode of only the return current diodes D3 and D4 occurs. FIG. 51 is a voltage and current waveform diagram showing the operation of the switching power supply 22. The figure shows the gate-source voltage Vgs of switching elements Q1 and Q2, the current flowing through inductors L1 and L2, the drain current of switching elements Q1 and Q2, the voltage across diodes D1 and D2, and the current flowing through diodes D1 and D2. Waveforms are drawn.

第１入力端子IN1側の交流入力電圧が正極であり且つスイッチング素子Ｑ１がオンしたときの電流経路は図５２に示すとおりであり、これによりインダクタＬ１に電気エネルギーが蓄えられる。   When the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is positive and the switching element Q1 is turned on, the current path is as shown in FIG. 52, whereby electric energy is stored in the inductor L1.

第１入力端子IN1側の交流入力電圧が正極であり且つスイッチング素子Ｑ１がオフしたときの電流経路は図５３に示すとおりであり、これによりインダクタＬ１に蓄えられた電気エネルギーを交流電源ＰＳからの入力電圧に重畳して負荷Loadに出力する。第２入力端子IN2側の交流入力電圧が負極であるとき、ダイオードＤ３は常にオン状態になっている。   The current path when the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is positive and the switching element Q1 is turned off is as shown in FIG. 53, whereby the electrical energy stored in the inductor L1 is transferred from the AC power supply PS. Output to load Load superimposed on input voltage. When the AC input voltage on the second input terminal IN2 side is negative, the diode D3 is always on.

また、図５４に示すように、第１入力端子IN1の交流入力電圧が正極であり且つダイオードＤ１が順方向バイアスのとき、ダイオードＤ１のカソードからＮ型半導体に電子が次々に供給され、ダイオードＤ１のカソードからＰ型半導体に正孔が供給される。しかし、スイッチング素子Ｑ１が再びオンするとき、これまで順方向バイアスであったダイオードＤ１に逆バイアスが与えられる。この逆バイアス状態になった過度状態（以下、逆回復時間と称する）では、電子と正孔の各キャリアは、順方向バイアス時に移動していた方向とは反対に移動を開始する。このとき、通常のダイオードの整流作用とは反して逆方向の電流が流れるため、損失（以下、逆回復損失と称する）が発生する。このとき、図５１のＡ４に示すようにダイオードＤ１には逆回復時間に出力から逆流する電流が流れる。また、図５１のＡ３に示すように逆回復時間に出力から逆流する電流でスイッチング素子Ｑ１のドレインにはサージ電流が流れる。   As shown in FIG. 54, when the AC input voltage of the first input terminal IN1 is positive and the diode D1 is forward biased, electrons are successively supplied from the cathode of the diode D1 to the N-type semiconductor, and the diode D1. Holes are supplied from the cathode to the P-type semiconductor. However, when the switching element Q1 is turned on again, a reverse bias is applied to the diode D1, which has been forward biased so far. In the transient state (hereinafter referred to as reverse recovery time) in the reverse bias state, each carrier of electrons and holes starts to move in the direction opposite to the direction in which it was moving at the time of forward bias. At this time, since a current in the reverse direction flows contrary to the normal rectifying action of the diode, a loss (hereinafter referred to as reverse recovery loss) occurs. At this time, as indicated by A4 in FIG. 51, a current that flows backward from the output flows in the diode D1 during the reverse recovery time. Further, as indicated by A3 in FIG. 51, a surge current flows through the drain of the switching element Q1 due to the current flowing backward from the output during the reverse recovery time.

第１入力端子IN1側の交流入力電圧が負極であり且つスイッチング素子Ｑ２がオンし、スイッチング素子Ｑ１がオフしたときの電流経路は図５５に示すとおりであり、これによりインダクタＬ２に電気エネルギーが蓄えられる。このときダイオードＤ４はオン状態であり、ダイオードＤ３はオフ状態である。   When the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is negative, the switching element Q2 is turned on, and the switching element Q1 is turned off, the current path is as shown in FIG. 55, whereby electric energy is stored in the inductor L2. It is done. At this time, the diode D4 is on and the diode D3 is off.

第１入力端子IN1側の交流入力電圧が負極であり且つスイッチング素子Ｑ１がオフしたときの電流経路は図５６に示すとおりであり、これによりインダクタＬ２に蓄えられた電気エネルギーを交流電源ＰＳからの入力電圧に重畳して負荷Loadに出力する。   The current path when the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is negative and the switching element Q1 is turned off is as shown in FIG. 56, whereby the electric energy stored in the inductor L2 is transferred from the AC power supply PS. Output to load Load superimposed on input voltage.

また、第１入力端子IN1側の交流入力電圧が負極であり且つスイッチング素子Ｑ２が再びオンしたときの電流経路は図５７に示すとおりであり、これにより上記と同様にダイオードＤ２の逆回復時間に逆回復損失が発生する。   In addition, the current path when the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is negative and the switching element Q2 is turned on again is as shown in FIG. 57, so that the reverse recovery time of the diode D2 is the same as described above. Reverse recovery loss occurs.

上記の他にも、特開２０１１−０１９３２３号公報（特許文献１）に開示される力率改善回路では、正弦波交流のライン入力電圧の上波側部用昇圧回路と下波側部用昇圧回路をそれぞれ設けることで、整流ダイオードブリッジを利用しないような力率改善回路になるよう工夫を行なっている。   In addition to the above, in the power factor correction circuit disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2011-019323 (Patent Document 1), the booster circuit for the upper wave side and the booster for the lower wave side part of the sine wave AC line input voltage. Each circuit is devised so that it becomes a power factor correction circuit that does not use a rectifier diode bridge.

また、特開２０１０−１３６４８９号公報（特許文献２）に開示される電力変換装置では、整流ダイオードブリッジを利用せずに、ＬＣ並列回路を組み合わせた力率改善回路が提案されている。   Further, in the power conversion device disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2010-136489 (Patent Document 2), a power factor correction circuit combining an LC parallel circuit without using a rectifier diode bridge has been proposed.

特開２０１１−０１９３２３号公報JP 2011-019323 A 特開２０１０−１３６４８９号公報JP 2010-136489 A

特許文献１に開示される力率改善回路では、ダイオードブリッジの順方向電圧降下損失を軽減することができるが、昇圧回路内で電源入力ラインとＧＮＤライン間に配置されたスイッチング素子（ＦＥＴ，Ｔｒ，ＩＧＢＴ等）がスイッチングを行う際に、カソードが出力方向で電源ラインに直列に配置された半導体素子（ダイオード）の逆回復損失が発生してしまう。   In the power factor correction circuit disclosed in Patent Document 1, forward voltage drop loss of the diode bridge can be reduced, but switching elements (FET, Tr) arranged between the power supply input line and the GND line in the booster circuit. , IGBT, etc.) perform switching, a reverse recovery loss occurs in a semiconductor element (diode) in which the cathode is arranged in series with the power supply line in the output direction.

また、特許文献２に記載の電力変換装置では、全負荷時、軽負荷時でも高力率になるようにＬＣ並列回路を利用しているが、交流入力電圧の周波数の違いに合わせて、インダクタを変更する必要がある。   In addition, in the power conversion device described in Patent Document 2, an LC parallel circuit is used so that a high power factor can be obtained even at full load and light load. Need to be changed.

本発明は、交流電源を入力とする昇圧型スイッチング電源を利用した力率改善回路において発生するブリッジ接続された整流ダイオードの順方向電圧降下損失、ならびに昇圧型スイッチング電源回路内における昇圧回路と出力端子との間の電源ラインに直列に配置された半導体素子の逆回復損失、及び昇圧回路のスイッチング素子がターンオンする時のスイッチング損失を低減したスイッチング電源装置を提供することを目的とする。   The present invention relates to a forward voltage drop loss of a bridge-connected rectifier diode generated in a power factor correction circuit using a step-up switching power supply that receives an AC power supply, and a step-up circuit and an output terminal in the step-up switching power supply circuit An object of the present invention is to provide a switching power supply device in which a reverse recovery loss of a semiconductor element arranged in series with a power supply line between the switching element and a switching loss when a switching element of a booster circuit is turned on is reduced.

本発明は上記の目的を達成するために、入力側電圧が入力端に印加される第１インダクタと、前記第１インダクタの出力端と負極出力端子との間に接続され、所定の制御信号に基づいて、前記第１インダクタの出力端と前記負極出力端との間の通電を開閉する第１スイッチング素子とを有する第１昇圧回路を備え、前記入力側電圧を所定の電圧に変換して正極出力端子と前記負極出力端に出力するスイッチング電源装置において、前記第１インダクタの出力端に入力端が接続された直列インダクタと該直列インダクタの出力端に入力端が接続された直列コンデンサとからなり、前記第１インダクタの出力端と前記正極出力端子との間に直列接続されている第１ＬＣ直列回路と、前記直列コンデンサの出力端に入力端が接続されるとともに出力端が前記正極出力端子に接続されている第１半導体素子を設けたスイッチング電源装置を提案する。   In order to achieve the above object, the present invention is connected between a first inductor to which an input side voltage is applied to an input terminal, and an output terminal of the first inductor and a negative electrode output terminal, and outputs a predetermined control signal. And a first booster circuit having a first switching element that opens and closes energization between the output terminal of the first inductor and the negative electrode output terminal, and converts the input side voltage into a predetermined voltage to be positive. In the switching power supply for outputting to the output terminal and the negative output terminal, the switching power supply device includes a series inductor having an input terminal connected to the output terminal of the first inductor and a series capacitor having an input terminal connected to the output terminal of the series inductor. A first LC series circuit connected in series between the output terminal of the first inductor and the positive output terminal; and an input terminal connected to the output terminal of the series capacitor and an output. There is proposed a switching power supply apparatus provided with a first semiconductor element which is connected to the positive output terminal.

本発明によれば、昇圧回路の出力側で且つ第１半導体素子の入力側にＬＣ直列回路が設けられているので、第１半導体素子の両端の急峻な電圧変動を抑制することができると共に、第１半導体素子の逆回復時間内に出力から逆流する貫通電流を低減することができ、このときターンオンするスイッチング素子の損失もあわせて低減することができる。   According to the present invention, since the LC series circuit is provided on the output side of the booster circuit and on the input side of the first semiconductor element, it is possible to suppress steep voltage fluctuations at both ends of the first semiconductor element, and The through current flowing backward from the output within the reverse recovery time of the first semiconductor element can be reduced, and the loss of the switching element that is turned on at this time can also be reduced.

本発明の第１実施形態におけるスイッチング電源装置の主要部を示す回路図The circuit diagram which shows the principal part of the switching power supply device in 1st Embodiment of this invention 本発明の第１実施形態におけるスイッチング電源装置の動作を説明する電圧及び電流波形図Voltage and current waveform diagrams for explaining the operation of the switching power supply device according to the first embodiment of the present invention. 本発明の第１実施形態におけるスイッチング電源装置の動作を説明する電圧及び電流波形図Voltage and current waveform diagrams for explaining the operation of the switching power supply device according to the first embodiment of the present invention. 本発明の第１実施形態におけるスイッチング電源装置の動作を説明する電圧及び電流波形図Voltage and current waveform diagrams for explaining the operation of the switching power supply device according to the first embodiment of the present invention. 本発明の第１実施形態におけるスイッチング電源装置の動作を説明する電圧及び電流波形図Voltage and current waveform diagrams for explaining the operation of the switching power supply device according to the first embodiment of the present invention. 本発明の第１実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply device in a 1st embodiment of the present invention. 本発明の第１実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply device in a 1st embodiment of the present invention. 本発明の第１実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply device in a 1st embodiment of the present invention. 本発明の第１実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply device in a 1st embodiment of the present invention. 本発明の第１実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply device in a 1st embodiment of the present invention. 本発明の第１実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply device in a 1st embodiment of the present invention. 本発明の第２実施形態におけるスイッチング電源装置の主要部を示す回路図The circuit diagram which shows the principal part of the switching power supply device in 2nd Embodiment of this invention 本発明の第２実施形態におけるスイッチング電源装置の動作を説明する電圧及び電流波形図Voltage and current waveform diagrams for explaining the operation of the switching power supply device according to the second embodiment of the present invention. 本発明の第２実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply device in a 2nd embodiment of the present invention. 本発明の第２実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply device in a 2nd embodiment of the present invention. 本発明の第２実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply device in a 2nd embodiment of the present invention. 本発明の第２実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply device in a 2nd embodiment of the present invention. 本発明の第２実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply device in a 2nd embodiment of the present invention. 本発明の第２実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply device in a 2nd embodiment of the present invention. 本発明の第３実施形態におけるスイッチング電源装置の主要部を示す回路図The circuit diagram which shows the principal part of the switching power supply device in 3rd Embodiment of this invention 本発明の第３実施形態におけるスイッチング電源装置の動作を説明する電圧及び電流波形図Voltage and current waveform diagrams for explaining the operation of the switching power supply device according to the third embodiment of the present invention. 本発明の第３実施形態におけるスイッチング電源装置の動作を説明する電圧及び電流波形図Voltage and current waveform diagrams for explaining the operation of the switching power supply device according to the third embodiment of the present invention. 本発明の第３実施形態におけるスイッチング電源装置の動作を説明する電圧及び電流波形図Voltage and current waveform diagrams for explaining the operation of the switching power supply device according to the third embodiment of the present invention. 本発明の第３実施形態におけるスイッチング電源装置の動作を説明する電圧及び電流波形図Voltage and current waveform diagrams for explaining the operation of the switching power supply device according to the third embodiment of the present invention. 本発明の第３実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply unit in a 3rd embodiment of the present invention. 本発明の第３実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply unit in a 3rd embodiment of the present invention. 本発明の第３実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply unit in a 3rd embodiment of the present invention. 本発明の第３実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply unit in a 3rd embodiment of the present invention. 本発明の第３実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply unit in a 3rd embodiment of the present invention. 本発明の第３実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply unit in a 3rd embodiment of the present invention. 本発明の第４実施形態におけるスイッチング電源装置の主要部を示す回路図The circuit diagram which shows the principal part of the switching power supply device in 4th Embodiment of this invention 本発明の第４実施形態におけるスイッチング電源装置の動作を説明する電圧及び電流波形図Voltage and current waveform diagrams for explaining the operation of the switching power supply device according to the fourth embodiment of the present invention. 本発明の第４実施形態におけるスイッチング電源装置の動作を説明する電圧及び電流波形図Voltage and current waveform diagrams for explaining the operation of the switching power supply device according to the fourth embodiment of the present invention. 本発明の第４実施形態におけるスイッチング電源装置の動作を説明する電圧及び電流波形図Voltage and current waveform diagrams for explaining the operation of the switching power supply device according to the fourth embodiment of the present invention. 本発明の第４実施形態におけるスイッチング電源装置の動作を説明する電圧及び電流波形図Voltage and current waveform diagrams for explaining the operation of the switching power supply device according to the fourth embodiment of the present invention. 本発明の第４実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply unit in a 4th embodiment of the present invention. 本発明の第４実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply unit in a 4th embodiment of the present invention. 本発明の第４実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply unit in a 4th embodiment of the present invention. 本発明の第４実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply unit in a 4th embodiment of the present invention. 本発明の第４実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply unit in a 4th embodiment of the present invention. 本発明の第４実施形態におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply unit in a 4th embodiment of the present invention. 第１従来例におけるスイッチング電源装置の主要部を示す回路図The circuit diagram which shows the principal part of the switching power supply device in a 1st prior art example 第１従来例におけるスイッチング電源装置の動作を説明する電圧及び電流波形図Voltage and current waveform diagrams for explaining the operation of the switching power supply device in the first conventional example 第１従来例におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current path at the time of operation of the switching power supply device in the 1st conventional example 第１従来例におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current path at the time of operation of the switching power supply device in the 1st conventional example 第１従来例におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current path at the time of operation of the switching power supply device in the 1st conventional example 第１従来例におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current path at the time of operation of the switching power supply device in the 1st conventional example 第１従来例におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current path at the time of operation of the switching power supply device in the 1st conventional example 第１従来例におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current path at the time of operation of the switching power supply device in the 1st conventional example 第２従来例におけるスイッチング電源装置の主要部を示す回路図The circuit diagram which shows the principal part of the switching power supply device in a 2nd prior art example 第２従来例におけるスイッチング電源装置の動作を説明する電圧及び電流波形図Voltage and current waveform diagrams for explaining the operation of the switching power supply device in the second conventional example 第２従来例におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply device in the 2nd conventional example 第２従来例におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply device in the 2nd conventional example 第２従来例におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply device in the 2nd conventional example 第２従来例におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply device in the 2nd conventional example 第２従来例におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply device in the 2nd conventional example 第２従来例におけるスイッチング電源装置の動作時における電流経路を説明する図The figure explaining the current pathway at the time of operation of the switching power supply device in the 2nd conventional example

以下、図面を参照して本発明の一実施形態を説明する。   Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

図１は本発明の第１実施形態におけるスイッチング電源装置１１の主要部を示す回路図である。スイッチング電源装置１１の主要部は、交流入力の電力エネルギーを蓄積すると共に蓄積した電力エネルギーを放出するインダクタＬ１，Ｌ２と、Ｎチャネル電界効果トランジスタからなるダイオード整流型昇圧回路用のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオード整流型昇圧回路用のダイオード整流素子Ｄ１，Ｄ２、Ｎチャネル電界効果トランジスタからなるリターン電流経路用スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、ＬＣ直列回路用のインダクタ（直列インダクタ）Lr1，Lr2、ＬＣ直列回路用のコンデンサ（直列コンデンサ）Cr1，Cr2、ＬＣ電流経路用のダイオードDr1，Dr2、平滑用のコンデンサＣｏから構成されている。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としては、電界効果トランジスタの他にバイポーラトランジスタ或いは絶縁ゲートバイポーラトランジスタを用いることができる。また、ダイオードＤ１，Ｄ２としては、ファーストリカバリダイオード、ショットキーバリアダイオード等を用いることができる。本実施形態では上記インダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１によって１つの昇圧回路が形成され、上記インダクタＬ２とスイッチング素子Ｑ２とダイオードＤ２によって１つの昇圧回路が形成されている。   FIG. 1 is a circuit diagram showing a main part of the switching power supply device 11 according to the first embodiment of the present invention. The main part of the switching power supply 11 stores switching elements Q1 and Q2 for a diode rectifier type booster circuit which includes inductors L1 and L2 for accumulating and discharging ac energy of AC input and N-channel field effect transistors. , Diode rectifier elements D1 and D2 for a diode rectifier type booster circuit, return current path switching elements Q3 and Q4 composed of N-channel field effect transistors, inductors for LC series circuits (series inductors) Lr1, Lr2, and LC series circuits Capacitors (series capacitors) Cr1 and Cr2, LC current path diodes Dr1 and Dr2, and a smoothing capacitor Co. Switching elements Q1 to Q4 can be bipolar transistors or insulated gate bipolar transistors in addition to field effect transistors. As the diodes D1 and D2, a fast recovery diode, a Schottky barrier diode, or the like can be used. In the present embodiment, one booster circuit is formed by the inductor L1, the switching element Q1, and the diode D1, and one booster circuit is formed by the inductor L2, the switching element Q2, and the diode D2.

インダクタＬ１の入力端は第１入力端子IN1とスイッチング素子Ｑ４のドレインに接続され、インダクタＬ１の出力端はスイッチング素子Ｑ１のドレインとインダクタLr1の入力端に接続されている。インダクタLr1の出力端はコンデンサCr1の入力端に接続され、これらのインダクタLr1とコンデンサCr1によってＬＣ直列回路が形成されている。コンデンサCr1の出力端はダイオードＤ１のアノードとダイオードDr1のカソードに接続されている。ダイオードＤ１のカソードは正極出力端子Out1に接続され、ダイオードDr1のアノードは負極出力端子Out2（ＧＮＤライン）に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ４のソースとスイッチング素子Ｑ１のソースは負極出力端子Out2に接続されている。   The input terminal of the inductor L1 is connected to the first input terminal IN1 and the drain of the switching element Q4, and the output terminal of the inductor L1 is connected to the drain of the switching element Q1 and the input terminal of the inductor Lr1. The output terminal of the inductor Lr1 is connected to the input terminal of the capacitor Cr1, and an LC series circuit is formed by the inductor Lr1 and the capacitor Cr1. The output terminal of the capacitor Cr1 is connected to the anode of the diode D1 and the cathode of the diode Dr1. The cathode of the diode D1 is connected to the positive output terminal Out1, and the anode of the diode Dr1 is connected to the negative output terminal Out2 (GND line). The source of the switching element Q4 and the source of the switching element Q1 are connected to the negative output terminal Out2.

インダクタＬ２の入力端は第２入力端子IN2とスイッチング素子Ｑ３のドレインに接続され、インダクタＬ２の出力端はスイッチング素子Ｑ２のドレインとインダクタLr2の入力端に接続されている。インダクタLr2の出力端はコンデンサCr2の入力端に接続され、これらのインダクタLr2とコンデンサCr2によってＬＣ直列回路が形成されている。コンデンサCr2の出力端はダイオードＤ２のアノードとダイオードDr2のカソードに接続されている。ダイオードＤ２のカソードは正極出力端子Out1に接続され、ダイオードDr2のアノードは負極出力端子Out2に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ３のソースとスイッチング素子Ｑ２のソースは負極出力端子Out2に接続されている。さらに、正極出力端子Out1と負極出力端子Out2の間には平滑用のコンデンサＣｏが接続されている。   The input terminal of the inductor L2 is connected to the second input terminal IN2 and the drain of the switching element Q3, and the output terminal of the inductor L2 is connected to the drain of the switching element Q2 and the input terminal of the inductor Lr2. The output terminal of the inductor Lr2 is connected to the input terminal of the capacitor Cr2, and an LC series circuit is formed by the inductor Lr2 and the capacitor Cr2. The output terminal of the capacitor Cr2 is connected to the anode of the diode D2 and the cathode of the diode Dr2. The cathode of the diode D2 is connected to the positive output terminal Out1, and the anode of the diode Dr2 is connected to the negative output terminal Out2. The source of the switching element Q3 and the source of the switching element Q2 are connected to the negative output terminal Out2. Further, a smoothing capacitor Co is connected between the positive output terminal Out1 and the negative output terminal Out2.

また、第１入力端子IN1と第２入力端子IN2には交流電源ＰＳが接続され、正極出力端子Out1と負極出力端子Out2には負荷Loadが接続されている。   An AC power supply PS is connected to the first input terminal IN1 and the second input terminal IN2, and a load Load is connected to the positive output terminal Out1 and the negative output terminal Out2.

図２乃至図５はスイッチング電源装置１１の動作を示す電圧及び電流波形図である。図２にはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖgs、インダクタＬ１，Ｌ２に流れる電流、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン電流、ダイオードＤ１，Ｄ２の両端間電圧、ダイオードＤ１，Ｄ２に流れる電流の波形が描かれている。また、図３には交流電源ＰＳの出力電圧Ｖ#ACと、スイッチング素子Ｑ３のゲート・ソース間電圧Q3#Vgs、スイッチング素子Ｑ４のゲート・ソース間電圧Q4#Vgs、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Q1#Vgs、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Q2#Vgsが描かれている。この図３における時間Ｔ１間の詳細波形が図４に示されており、図３における時間Ｔ２間の詳細波形が図５に示されている。本実施形態におけるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲートには上記のような制御電圧が図示せぬ制御電圧発生回路から入力される。   2 to 5 are voltage and current waveform diagrams showing the operation of the switching power supply device 11. FIG. 2 shows the gate-source voltage Vgs of the switching elements Q1 and Q2, the current flowing through the inductors L1 and L2, the drain current of the switching elements Q1 and Q2, the voltage across the diodes D1 and D2, and the current flowing through the diodes D1 and D2. The waveform is drawn. 3 shows the output voltage V # AC of the AC power supply PS, the gate-source voltage Q3 # Vgs of the switching element Q3, the gate-source voltage Q4 # Vgs of the switching element Q4, and the gate-source of the switching element Q1. The inter-voltage Q1 # Vgs and the gate-source voltage Q2 # Vgs of the switching element Q2 are depicted. The detailed waveform during the time T1 in FIG. 3 is shown in FIG. 4, and the detailed waveform during the time T2 in FIG. 3 is shown in FIG. The control voltage as described above is input from a control voltage generation circuit (not shown) to the gates of the switching elements Q1 to Q4 in the present embodiment.

すなわち、第１入力端子IN1に入力される交流電圧が正極であるときは、スイッチング素子Ｑ３のゲート・ソース間電圧Q3#Vgsがハイレベル（約５Ｖ）となってスイッチング素子Ｑ３はオン状態となり、スイッチング素子Ｑ４のゲート・ソース間電圧Q4#Vgsはローレベル（約０Ｖ）となってスイッチング素子Ｑ４はオフ状態となる。さらに、第１入力端子IN1に入力される交流電圧が正極であるときは、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Q1#Vgsが所定周期でオン・オフ状態を交互に繰り返し、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Q2#Vgsはローレベル（約０Ｖ）となる。   That is, when the AC voltage input to the first input terminal IN1 is positive, the gate-source voltage Q3 # Vgs of the switching element Q3 becomes high level (about 5V), and the switching element Q3 is turned on. The gate-source voltage Q4 # Vgs of the switching element Q4 becomes low level (about 0V), and the switching element Q4 is turned off. Further, when the AC voltage input to the first input terminal IN1 is positive, the gate-source voltage Q1 # Vgs of the switching element Q1 is alternately turned on and off in a predetermined cycle, and the gate of the switching element Q2 • The source-to-source voltage Q2 # Vgs is low level (about 0V).

また、第１入力端子IN1に入力される交流電圧が負極であるときは、スイッチング素子Ｑ３のゲート・ソース間電圧Q3#Vgsがローレベル（約０Ｖ）となってスイッチング素子Ｑ３はオフ状態となり、スイッチング素子Ｑ４のゲート・ソース間電圧Q4#Vgsはハイレベル（約５Ｖ）となってスイッチング素子Ｑ４はオン状態となる。さらに、第１入力端子IN1に入力される交流電圧が負極であるときは、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Q1#Vgsがローレベル（約０Ｖ）となり、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Q2#Vgsは所定周期でオン・オフ状態を交互に繰り返す。   When the AC voltage input to the first input terminal IN1 is negative, the gate-source voltage Q3 # Vgs of the switching element Q3 becomes low level (about 0V) and the switching element Q3 is turned off. The gate-source voltage Q4 # Vgs of the switching element Q4 becomes high level (about 5V), and the switching element Q4 is turned on. Further, when the AC voltage input to the first input terminal IN1 is negative, the gate-source voltage Q1 # Vgs of the switching element Q1 becomes low level (about 0V), and the gate-source voltage of the switching element Q2 Q2 # Vgs repeats the on / off state alternately at a predetermined cycle.

なお、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時間TonはインダクタLr1とコンデンサCr1からなるＬＣ直列回路の時定数τの０．５倍に設定することが好ましく、スイッチング素子Ｑ２のターンオン時間TonはインダクタLr2とコンデンサCr2からなるＬＣ直列回路の時定数τの０．５倍に設定することが好ましい。その理由は、Lr1,Lr2の逆起電力によって発生するサージ電圧を最小限にするためである。   The turn-on time Ton of the switching element Q1 is preferably set to 0.5 times the time constant τ of the LC series circuit composed of the inductor Lr1 and the capacitor Cr1, and the turn-on time Ton of the switching element Q2 is determined from the inductor Lr2 and the capacitor Cr2. It is preferable to set to 0.5 times the time constant τ of the LC series circuit. The reason is to minimize the surge voltage generated by the back electromotive force of Lr1 and Lr2.

次に、本実施形態のスイッチング電源装置１１の動作をさらに詳細に説明する。   Next, the operation of the switching power supply device 11 of this embodiment will be described in more detail.

第１入力端子IN1側の交流入力電圧が正極であり且つスイッチング素子Ｑ１がオンしたときの電流経路は図６に示すとおりであり、これによりインダクタＬ１に電気エネルギーが蓄えられる。つまり、第１入力端子IN1から入力された電流はインダクタＬ１をとおり、さらにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３を通って第２入力端子IN2に至る。さらに、電流経路用ダイオードDr1を介してインダクタLr1とコンデンサCr1からなるＬＣ直列回路に蓄えられている電気エネルギーがスイッチング素子Ｑ１に流れ込むため、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流はインダクタＬ１から流れ込む電流とインダクタLr1から流れ込む電流の和となる。   When the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is positive and the switching element Q1 is turned on, the current path is as shown in FIG. 6, whereby electric energy is stored in the inductor L1. That is, the current input from the first input terminal IN1 passes through the inductor L1, further passes through the switching elements Q1 and Q3, and reaches the second input terminal IN2. Furthermore, since the electric energy stored in the LC series circuit including the inductor Lr1 and the capacitor Cr1 flows into the switching element Q1 via the current path diode Dr1, the current flowing in the switching element Q1 is the current flowing from the inductor L1 and the inductor Lr1. Is the sum of the currents flowing in.

第１入力端子IN1側の交流入力電圧が正極であり且つスイッチング素子Ｑ１がオフしたときの電流経路は図７に示すとおりであり、これによりインダクタＬ１に蓄えられた電気エネルギーを交流電源ＰＳからの入力電圧に重畳して負荷Loadに出力する。つまり、第１入力端子IN1から入力された電流はインダクタＬ１とインダクタLr1とコンデンサCr1を通って負荷Loadに至り、負荷Loadからスイッチング素子Ｑ３を通って第２入力端子IN2に至る。このとき、負荷Loadに電力を出力すると同時にインダクタLr1とコンデンサCr1からなるＬＣ直列回路に電気エネルギーを蓄える。   The current path when the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is positive and the switching element Q1 is turned off is as shown in FIG. 7, whereby the electric energy stored in the inductor L1 is supplied from the AC power source PS. Output to load Load superimposed on input voltage. That is, the current input from the first input terminal IN1 reaches the load Load through the inductor L1, the inductor Lr1, and the capacitor Cr1, and from the load Load to the second input terminal IN2 through the switching element Q3. At this time, electric energy is stored in the LC series circuit composed of the inductor Lr1 and the capacitor Cr1 at the same time as power is output to the load Load.

また、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態からオン状態に変わると、図８に示すように、ダイオードＤ１には逆バイアスがかかる。この逆バイアス状態になった過度状態（以下、逆回復時間と称する）では、ダイオードＤ１の整流作用に反して逆方向（カソードからアノード方向）に電流が流れるようになる。つまり、電子と正孔の各キャリアは、順方向バイアス時に移動していた方向とは反対に移動を開始する。このとき、通常のダイオードの整流作用とは反して逆方向の電流が流れるため、損失（以下、逆回復損失と称する）が発生する。しかし、ダイオードＤ１に対して直列に接続されたインダクタLr1とコンデンサCr1からなるＬＣ直列回路によってその電流は制限される。これは、コンデンサCr1に充電しながらダイオードＤ１に逆バイアスがかかるため電圧の変化が緩やかになるためである。このため、逆回復時間内に出力側から電流が逆流しないので、従来例よりも逆回復損失を低減することができる。また、逆流した電流がスイッチング素子Ｑ１に流れ込む量が従来例よりも少なくなるので、従来例よりもスイッチング損失を低減することができる。つまり、図２のＢ１に示すように逆回復時間に出力から逆流する電流でスイッチング素子Ｑ１のドレインにはサージ電流が流れない。さらに、図２のＢ２に示すように、ＬＣ直列回路のコンデンサCr1へ充電しながらダイオードＤ１に逆バイアスがかかるため電圧の変化が緩やかになる。また、図２のＢ３に示すように逆回復時間に出力側から電流が逆流しない。   Further, when the switching element Q1 changes from the off state to the on state, a reverse bias is applied to the diode D1 as shown in FIG. In the transient state (hereinafter referred to as reverse recovery time) in the reverse bias state, current flows in the reverse direction (from the cathode to the anode) against the rectifying action of the diode D1. In other words, the carriers of electrons and holes start to move in the direction opposite to the direction in which they were moving during forward bias. At this time, since a current in the reverse direction flows contrary to the normal rectifying action of the diode, a loss (hereinafter referred to as reverse recovery loss) occurs. However, the current is limited by an LC series circuit composed of an inductor Lr1 and a capacitor Cr1 connected in series to the diode D1. This is because the diode D1 is reverse-biased while the capacitor Cr1 is charged, so that the voltage change becomes gradual. For this reason, since the current does not flow backward from the output side within the reverse recovery time, the reverse recovery loss can be reduced as compared with the conventional example. Moreover, since the amount of the reverse current flowing into the switching element Q1 is smaller than that in the conventional example, the switching loss can be reduced as compared with the conventional example. That is, as shown by B1 in FIG. 2, a surge current does not flow through the drain of the switching element Q1 due to a current that flows backward from the output during the reverse recovery time. Further, as shown by B2 in FIG. 2, the voltage change becomes gentle because the diode D1 is reverse-biased while charging the capacitor Cr1 of the LC series circuit. Further, as indicated by B3 in FIG. 2, the current does not flow backward from the output side during the reverse recovery time.

第１入力端子IN1側の交流入力電圧が負極であり且つスイッチング素子Ｑ２がオンしたときの電流経路は図９に示すとおりであり、これによりインダクタＬ１に電気エネルギーが蓄えられる。つまり、第２入力端子IN2から入力された電流はインダクタＬ２をとおり、さらにスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を通って第１入力端子IN1に至る。さらに、電流経路用ダイオードDr2を介してインダクタLr2とコンデンサCr2からなるＬＣ直列回路に蓄えられている電気エネルギーがスイッチング素子Ｑ２に流れ込むため、スイッチング素子Ｑ２に流れる電流はインダクタＬ２から流れ込む電流とインダクタLr2から流れ込む電流の和となる。   When the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is negative and the switching element Q2 is turned on, the current path is as shown in FIG. 9, whereby electric energy is stored in the inductor L1. That is, the current input from the second input terminal IN2 passes through the inductor L2, further passes through the switching elements Q2 and Q4, and reaches the first input terminal IN1. Further, since the electric energy stored in the LC series circuit composed of the inductor Lr2 and the capacitor Cr2 flows into the switching element Q2 via the current path diode Dr2, the current flowing in the switching element Q2 is the current flowing from the inductor L2 and the inductor Lr2. Is the sum of the currents flowing in.

第２入力端子IN2側の交流入力電圧が負極であり且つスイッチング素子Ｑ２がオフしたときの電流経路は図１０に示すとおりであり、これによりインダクタＬ２に蓄えられた電気エネルギーを交流電源ＰＳからの入力電圧に重畳して負荷Loadに出力する。つまり、第２入力端子IN2から入力された電流はインダクタＬ２とインダクタLr2とコンデンサCr2とダイオードＤ２を通って負荷Loadに至り、負荷Loadからスイッチング素子Ｑ４を通って第１入力端子IN1に至る。このとき、負荷Loadに電力を出力すると同時にインダクタLr2とコンデンサCr2からなるＬＣ直列回路に電気エネルギーを蓄える。   The current path when the AC input voltage on the second input terminal IN2 side is a negative electrode and the switching element Q2 is turned off is as shown in FIG. 10, whereby the electric energy stored in the inductor L2 is transferred from the AC power supply PS. Output to load Load superimposed on input voltage. That is, the current input from the second input terminal IN2 reaches the load Load through the inductor L2, the inductor Lr2, the capacitor Cr2, and the diode D2, and from the load Load to the first input terminal IN1 through the switching element Q4. At this time, electric power is output to the load Load, and at the same time, electric energy is stored in the LC series circuit including the inductor Lr2 and the capacitor Cr2.

また、スイッチング素子Ｑ２がオフ状態からオン状態に変わると、図１１に示すように、ダイオードＤ２には逆バイアスがかかる。この逆回復時間では、ダイオードＤ２の整流作用に反して逆方向（カソードからアノード方向）に電流が流れるようになるが、ダイオードＤ２に対して直列に接続されたインダクタLr2とコンデンサCr2からなるＬＣ直列回路によってその電流は制限される。これは、コンデンサCr2に充電しながらダイオードＤ２に逆バイアスがかかるため電圧の変化が緩やかになるためである。このため、逆回復時間内に出力側から電流が逆流しないので、従来例よりも逆回復損失を低減することができる。また、逆流した電流がスイッチング素子Ｑ２に流れ込む量が従来例よりも少なくなるので、従来例よりもスイッチング損失を低減することができる。つまり、上記と同様に図２のＢ１に示すように逆回復時間に出力から逆流する電流でスイッチング素子Ｑ２のドレインにはサージ電流が流れない。さらに、図２のＢ２に示すように、ＬＣ直列回路のコンデンサCr2へ充電しながらダイオードＤ２に逆バイアスがかかるため電圧の変化が緩やかになる。また、図２のＢ３に示すように逆回復時間に出力側から電流が逆流しない。   Further, when the switching element Q2 changes from the off state to the on state, a reverse bias is applied to the diode D2, as shown in FIG. In this reverse recovery time, a current flows in the reverse direction (from the cathode to the anode) against the rectifying action of the diode D2, but an LC series composed of an inductor Lr2 and a capacitor Cr2 connected in series to the diode D2. The current is limited by the circuit. This is because the voltage change becomes gradual because a reverse bias is applied to the diode D2 while charging the capacitor Cr2. For this reason, since the current does not flow backward from the output side within the reverse recovery time, the reverse recovery loss can be reduced as compared with the conventional example. Moreover, since the amount of the reverse current flowing into the switching element Q2 is smaller than that in the conventional example, the switching loss can be reduced as compared with the conventional example. That is, similarly to the above, a surge current does not flow to the drain of the switching element Q2 due to a current that flows backward from the output during the reverse recovery time as indicated by B1 in FIG. Further, as shown by B2 in FIG. 2, the voltage change becomes gradual because a reverse bias is applied to the diode D2 while charging the capacitor Cr2 of the LC series circuit. Further, as indicated by B3 in FIG. 2, the current does not flow backward from the output side during the reverse recovery time.

上記のように、本実施形態によれば、昇圧回路の出力側で且つダイオードＤ１，Ｄ２の入力側にＬＣ直列回路が設けられているので、ダイオードＤ１，Ｄ２の両端の急峻な電圧変動を抑制することができると共に、ダイオードＤ１，Ｄ２の逆回復時間内に出力から逆流する貫通電流を低減することができ、このときターンオンするスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の損失もあわせて低減することができる。   As described above, according to the present embodiment, since the LC series circuit is provided on the output side of the booster circuit and on the input side of the diodes D1 and D2, steep voltage fluctuations at both ends of the diodes D1 and D2 are suppressed. In addition, the through current flowing backward from the output within the reverse recovery time of the diodes D1 and D2 can be reduced, and the loss of the switching elements Q1 and Q2 that are turned on at this time can also be reduced.

次に、本発明の第２実施形態を説明する。   Next, a second embodiment of the present invention will be described.

図１２は本発明の第２実施形態におけるスイッチング電源装置１２の主要部を示す回路図である。図において、前述した第１実施形態と同一構成部分は同一符号をもって表す。   FIG. 12 is a circuit diagram showing a main part of the switching power supply device 12 according to the second embodiment of the present invention. In the figure, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals.

スイッチング電源装置１２の主要部は、交流入力の電力エネルギーを蓄積すると共に蓄積した電力エネルギーを放出するインダクタＬ１，Ｌ２と、Ｎチャネル電界効果トランジスタからなるダイオード整流型昇圧回路用のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオード整流型昇圧回路用のダイオード整流素子Ｄ１，Ｄ２、Ｎチャネル電界効果トランジスタからなるリターン電流経路用ダイオードＤ３，Ｄ４、ＬＣ直列回路用のインダクタ（直列インダクタ）Lr1，Lr2、ＬＣ直列回路用のコンデンサ（直列コンデンサ）Cr1，Cr2、ＬＣ電流経路用のダイオードDr1，Dr2、平滑用のコンデンサＣｏから構成されている。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としては、電界効果トランジスタの他にバイポーラトランジスタ或いは絶縁ゲートバイポーラトランジスタを用いることができる。また、ダイオードＤ１〜Ｄ４としては、ファーストリカバリダイオード、ショットキーバリアダイオード等を用いることができる。   The main part of the switching power supply device 12 is a switching element Q1, Q2 for a diode rectification type booster circuit which is composed of inductors L1, L2 for storing alternating current input power energy and discharging the stored power energy, and an N-channel field effect transistor. , Diode rectifier elements D1 and D2 for a diode rectification type booster circuit, return current path diodes D3 and D4 made up of N-channel field effect transistors, inductors for LC series circuits (series inductors) Lr1, Lr2, and LC series circuits Capacitors (series capacitors) Cr1, Cr2, LC current path diodes Dr1, Dr2, and a smoothing capacitor Co. As switching elements Q1 and Q2, a bipolar transistor or an insulated gate bipolar transistor can be used in addition to a field effect transistor. Further, as the diodes D1 to D4, a fast recovery diode, a Schottky barrier diode, or the like can be used.

本実施形態では上記インダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１によって１つの昇圧回路が形成され、上記インダクタＬ２とスイッチング素子Ｑ２とダイオードＤ２によって１つの昇圧回路が形成されている。   In the present embodiment, one booster circuit is formed by the inductor L1, the switching element Q1, and the diode D1, and one booster circuit is formed by the inductor L2, the switching element Q2, and the diode D2.

インダクタＬ１の入力端は第１入力端子IN1とダイオードＤ４のカソードに接続され、インダクタＬ１の出力端はスイッチング素子Ｑ１のドレインとインダクタLr1の入力端に接続されている。インダクタLr1の出力端はコンデンサCr1の入力端に接続され、これらのインダクタLr1とコンデンサCr1によってＬＣ直列回路が形成されている。コンデンサCr1の出力端はダイオードＤ１のアノードとダイオードDr1のカソードに接続されている。ダイオードＤ１のカソードは正極出力端子Out1に接続され、ダイオードDr1のアノードは負極出力端子Out2（ＧＮＤライン）に接続されている。また、ダイオードＤ４のアノードとスイッチング素子Ｑ１のソースは負極出力端子Out2に接続されている。   The input terminal of the inductor L1 is connected to the first input terminal IN1 and the cathode of the diode D4, and the output terminal of the inductor L1 is connected to the drain of the switching element Q1 and the input terminal of the inductor Lr1. The output terminal of the inductor Lr1 is connected to the input terminal of the capacitor Cr1, and an LC series circuit is formed by the inductor Lr1 and the capacitor Cr1. The output terminal of the capacitor Cr1 is connected to the anode of the diode D1 and the cathode of the diode Dr1. The cathode of the diode D1 is connected to the positive output terminal Out1, and the anode of the diode Dr1 is connected to the negative output terminal Out2 (GND line). The anode of the diode D4 and the source of the switching element Q1 are connected to the negative output terminal Out2.

インダクタＬ２の入力端は第２入力端子IN2とダイオードＤ３のカソードに接続され、インダクタＬ２の出力端はスイッチング素子Ｑ２のドレインとインダクタLr2の入力端に接続されている。インダクタLr2の出力端はコンデンサCr2の入力端に接続され、これらのインダクタLr2とコンデンサCr2によってＬＣ直列回路が形成されている。コンデンサCr2の出力端はダイオードＤ２のアノードとダイオードDr2のカソードに接続されている。ダイオードＤ２のカソードは正極出力端子Out1に接続され、ダイオードDr2のアノードは負極出力端子Out2に接続されている。また、ダイオードＤ３のアノードとスイッチング素子Ｑ２のソースは負極出力端子Out2に接続されている。さらに、正極出力端子Out1と負極出力端子Out2の間には平滑用のコンデンサＣｏが接続されている。   The input terminal of the inductor L2 is connected to the second input terminal IN2 and the cathode of the diode D3, and the output terminal of the inductor L2 is connected to the drain of the switching element Q2 and the input terminal of the inductor Lr2. The output terminal of the inductor Lr2 is connected to the input terminal of the capacitor Cr2, and an LC series circuit is formed by the inductor Lr2 and the capacitor Cr2. The output terminal of the capacitor Cr2 is connected to the anode of the diode D2 and the cathode of the diode Dr2. The cathode of the diode D2 is connected to the positive output terminal Out1, and the anode of the diode Dr2 is connected to the negative output terminal Out2. The anode of the diode D3 and the source of the switching element Q2 are connected to the negative output terminal Out2. Further, a smoothing capacitor Co is connected between the positive output terminal Out1 and the negative output terminal Out2.

また、第１入力端子IN1と第２入力端子IN2には交流電源ＰＳが接続され、正極出力端子Out1と負極出力端子Out2には負荷Loadが接続されている。   An AC power supply PS is connected to the first input terminal IN1 and the second input terminal IN2, and a load Load is connected to the positive output terminal Out1 and the negative output terminal Out2.

図１３はスイッチング電源装置１２の動作を示す電圧及び電流波形図である。図１３にはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖgs、インダクタＬ１，Ｌ２に流れる電流、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン電流、ダイオードＤ１，Ｄ２の両端間電圧、ダイオードＤ１，Ｄ２に流れる電流の波形が描かれている。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソース間電圧V#gsと交流電源ＰＳの出力電圧V#ACとの関係は前述した図３に示すものと同じであり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートには上記のような制御電圧が図示せぬ制御電圧発生回路から入力される。   FIG. 13 is a voltage and current waveform diagram showing the operation of the switching power supply device 12. FIG. 13 shows the gate-source voltage Vgs of the switching elements Q1 and Q2, the current flowing through the inductors L1 and L2, the drain current of the switching elements Q1 and Q2, the voltage across the diodes D1 and D2, and the current flowing through the diodes D1 and D2. The waveform is drawn. The relationship between the gate-source voltage V # gs of the switching elements Q1 and Q2 and the output voltage V # AC of the AC power supply PS is the same as that shown in FIG. 3, and the gates of the switching elements Q1 and Q2 are connected to each other. The above control voltage is input from a control voltage generation circuit (not shown).

なお、第１実施形態と同様に、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時間TonはインダクタLr1とコンデンサCr1からなるＬＣ直列回路の時定数τの０．５倍に設定することが好ましく、スイッチング素子Ｑ２のターンオン時間TonはインダクタLr2とコンデンサCr2からなるＬＣ直列回路の時定数τの０．５倍に設定することが好ましい。   As in the first embodiment, the turn-on time Ton of the switching element Q1 is preferably set to 0.5 times the time constant τ of the LC series circuit composed of the inductor Lr1 and the capacitor Cr1, and the turn-on time of the switching element Q2 Ton is preferably set to 0.5 times the time constant τ of the LC series circuit composed of the inductor Lr2 and the capacitor Cr2.

次に、本実施形態のスイッチング電源装置１２の動作をさらに詳細に説明する。   Next, the operation of the switching power supply device 12 of this embodiment will be described in more detail.

第１入力端子IN1側の交流入力電圧が正極であり且つスイッチング素子Ｑ１がオンしたときの電流経路は図１４に示すとおりであり、これによりインダクタＬ１に電気エネルギーが蓄えられる。つまり、第１入力端子IN1から入力された電流はインダクタＬ１をとおり、さらにスイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ３を通って第２入力端子IN2に至る。さらに、電流経路用ダイオードDr1を介してインダクタLr1とコンデンサCr1からなるＬＣ直列回路に蓄えられている電気エネルギーがスイッチング素子Ｑ１に流れ込むため、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流はインダクタＬ１から流れ込む電流とインダクタLr1から流れ込む電流の和となる。   When the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is positive and the switching element Q1 is turned on, the current path is as shown in FIG. 14, whereby electric energy is stored in the inductor L1. That is, the current input from the first input terminal IN1 passes through the inductor L1, further passes through the switching element Q1 and the diode D3, and reaches the second input terminal IN2. Furthermore, since the electric energy stored in the LC series circuit including the inductor Lr1 and the capacitor Cr1 flows into the switching element Q1 via the current path diode Dr1, the current flowing in the switching element Q1 is the current flowing from the inductor L1 and the inductor Lr1. Is the sum of the currents flowing in.

第１入力端子IN1側の交流入力電圧が正極であり且つスイッチング素子Ｑ１がオフしたときの電流経路は図１５に示すとおりであり、これによりインダクタＬ１に蓄えられた電気エネルギーを交流電源ＰＳからの入力電圧に重畳して負荷Loadに出力する。つまり、第１入力端子IN1から入力された電流はインダクタＬ１とインダクタLr1とコンデンサCr1を通って負荷Loadに至り、負荷LoadからダイオードＤ３を通って第２入力端子IN2に至る。このとき、負荷Loadに電力を出力すると同時にインダクタLr1とコンデンサCr1からなるＬＣ直列回路に電気エネルギーを蓄える。   The current path when the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is positive and the switching element Q1 is turned off is as shown in FIG. 15, whereby the electric energy stored in the inductor L1 is supplied from the AC power source PS. Output to load Load superimposed on input voltage. That is, the current input from the first input terminal IN1 reaches the load Load through the inductor L1, the inductor Lr1, and the capacitor Cr1, and from the load Load to the second input terminal IN2 through the diode D3. At this time, electric power is output to the load Load, and at the same time, electric energy is stored in the LC series circuit including the inductor Lr1 and the capacitor Cr1.

また、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態からオン状態に変わると、図１６に示すように、ダイオードＤ１には逆バイアスがかかる。この逆回復時間では、ダイオードＤ１の整流作用に反して逆方向（カソードからアノード方向）に電流が流れるようになるが、ダイオードＤ１に対して直列に接続されたインダクタLr1とコンデンサCr1からなるＬＣ直列回路によってその電流は制限される。これは、コンデンサCr1に充電しながらダイオードＤ１に逆バイアスがかかるため電圧の変化が緩やかになるためである。このため、逆回復時間内に出力側から電流が逆流しないので、従来例よりも逆回復損失を低減することができる。また、逆流した電流がスイッチング素子Ｑ１に流れ込む量が従来例よりも少なくなるので、従来例よりもスイッチング損失を低減することができる。つまり、図１３のＢ１に示すように逆回復時間に出力から逆流する電流でスイッチング素子Ｑ１のドレインにはサージ電流が流れる。さらに、図１３のＢ２に示すように、ＬＣ直列回路のコンデンサCr1へ充電しながらダイオードＤ１に逆バイアスがかかるため電圧の変化が緩やかになる。また、図１３のＢ３に示すように逆回復時間に出力側から電流が逆流しない。   Further, when the switching element Q1 changes from the off state to the on state, a reverse bias is applied to the diode D1 as shown in FIG. In this reverse recovery time, a current flows in the reverse direction (from the cathode to the anode) against the rectifying action of the diode D1, but an LC series comprising an inductor Lr1 and a capacitor Cr1 connected in series to the diode D1. The current is limited by the circuit. This is because the diode D1 is reverse-biased while the capacitor Cr1 is charged, so that the voltage change becomes gradual. For this reason, since the current does not flow backward from the output side within the reverse recovery time, the reverse recovery loss can be reduced as compared with the conventional example. Moreover, since the amount of the reverse current flowing into the switching element Q1 is smaller than that in the conventional example, the switching loss can be reduced as compared with the conventional example. That is, as shown by B1 in FIG. 13, a surge current flows through the drain of the switching element Q1 due to the current flowing backward from the output during the reverse recovery time. Further, as shown in B2 of FIG. 13, the diode D1 is reverse-biased while charging the capacitor Cr1 of the LC series circuit, so that the voltage change becomes gradual. Further, as indicated by B3 in FIG. 13, current does not flow backward from the output side during the reverse recovery time.

第１入力端子IN1側の交流入力電圧が負極であり且つスイッチング素子Ｑ２がオンしたときの電流経路は図１７に示すとおりであり、これによりインダクタＬ１に電気エネルギーが蓄えられる。つまり、第２入力端子IN2から入力された電流はインダクタＬ２をとおり、さらにスイッチング素子Ｑ２とダイオードＤ４を通って第１入力端子IN1に至る。さらに、電流経路用ダイオードDr2を介してインダクタLr2とコンデンサCr2からなるＬＣ直列回路に蓄えられている電気エネルギーがスイッチング素子Ｑ２に流れ込むため、スイッチング素子Ｑ２に流れる電流はインダクタＬ２から流れ込む電流とインダクタLr2から流れ込む電流の和となる。   When the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is negative and the switching element Q2 is turned on, the current path is as shown in FIG. 17, whereby electric energy is stored in the inductor L1. That is, the current input from the second input terminal IN2 passes through the inductor L2, further passes through the switching element Q2 and the diode D4, and reaches the first input terminal IN1. Further, since the electric energy stored in the LC series circuit composed of the inductor Lr2 and the capacitor Cr2 flows into the switching element Q2 via the current path diode Dr2, the current flowing in the switching element Q2 is the current flowing from the inductor L2 and the inductor Lr2. Is the sum of the currents flowing in.

第２入力端子IN2側の交流入力電圧が負極であり且つスイッチング素子Ｑ２がオフしたときの電流経路は図１８に示すとおりであり、これによりインダクタＬ２に蓄えられた電気エネルギーを交流電源ＰＳからの入力電圧に重畳して負荷Loadに出力する。つまり、第２入力端子IN2から入力された電流はインダクタＬ２とインダクタLr2とコンデンサCr2とダイオードＤ２を通って負荷Loadに至り、負荷LoadからダイオードＤ４を通って第１入力端子IN1に至る。このとき、負荷Loadに電力を出力すると同時にインダクタLr2とコンデンサCr2からなるＬＣ直列回路に電気エネルギーを蓄える。   When the AC input voltage on the second input terminal IN2 side is negative and the switching element Q2 is turned off, the current path is as shown in FIG. 18, whereby the electric energy stored in the inductor L2 is supplied from the AC power source PS. Output to load Load superimposed on input voltage. That is, the current input from the second input terminal IN2 reaches the load Load through the inductor L2, the inductor Lr2, the capacitor Cr2, and the diode D2, and from the load Load to the first input terminal IN1 through the diode D4. At this time, electric power is output to the load Load, and at the same time, electric energy is stored in the LC series circuit including the inductor Lr2 and the capacitor Cr2.

また、スイッチング素子Ｑ２がオフ状態からオン状態に変わると、図１９に示すように、ダイオードＤ２には逆バイアスがかかる。この逆回復時間では、ダイオードＤ２の整流作用に反して逆方向（カソードからアノード方向）に電流が流れるようになるが、ダイオードＤ２に対して直列に接続されたインダクタLr2とコンデンサCr2からなるＬＣ直列回路によってその電流は制限される。これは、コンデンサCr2に充電しながらダイオードＤ２に逆バイアスがかかるため電圧の変化が緩やかになるためである。このため、逆回復時間内に出力側から電流が逆流しないので、従来例よりも逆回復損失を低減することができる。また、逆流した電流がスイッチング素子Ｑ２に流れ込む量が従来例よりも少なくなるので、従来例よりもスイッチング損失を低減することができる。つまり、上記と同様に図１３のＢ１に示すように逆回復時間に出力から逆流する電流でスイッチング素子Ｑ２のドレインにはサージ電流が流れる。さらに、図１３のＢ２に示すように、ＬＣ直列回路のコンデンサCr2へ充電しながらダイオードＤ２に逆バイアスがかかるため電圧の変化が緩やかになる。また、図１３のＢ３に示すように逆回復時間に出力側から電流が逆流しない。   Further, when the switching element Q2 changes from the off state to the on state, a reverse bias is applied to the diode D2, as shown in FIG. In this reverse recovery time, a current flows in the reverse direction (from the cathode to the anode) against the rectifying action of the diode D2, but an LC series composed of an inductor Lr2 and a capacitor Cr2 connected in series to the diode D2. The current is limited by the circuit. This is because the voltage change becomes gradual because a reverse bias is applied to the diode D2 while charging the capacitor Cr2. For this reason, since the current does not flow backward from the output side within the reverse recovery time, the reverse recovery loss can be reduced as compared with the conventional example. Moreover, since the amount of the reverse current flowing into the switching element Q2 is smaller than that in the conventional example, the switching loss can be reduced as compared with the conventional example. That is, similarly to the above, a surge current flows through the drain of the switching element Q2 due to the current flowing backward from the output during the reverse recovery time as shown by B1 in FIG. Furthermore, as shown in B2 of FIG. 13, the voltage change becomes gentle because the diode D2 is reverse-biased while charging the capacitor Cr2 of the LC series circuit. Further, as indicated by B3 in FIG. 13, current does not flow backward from the output side during the reverse recovery time.

上記のように、本実施形態によれば、昇圧回路の出力側で且つダイオードＤ１，Ｄ２の入力側にＬＣ直列回路が設けられているので、ダイオードＤ１，Ｄ２の両端の急峻な電圧変動を抑制することができると共に、ダイオードＤ１，Ｄ２の逆回復時間内に出力から逆流する貫通電流を低減することができ、このときターンオンするスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の損失もあわせて低減することができる。   As described above, according to the present embodiment, since the LC series circuit is provided on the output side of the booster circuit and on the input side of the diodes D1 and D2, steep voltage fluctuations at both ends of the diodes D1 and D2 are suppressed. In addition, the through current flowing backward from the output within the reverse recovery time of the diodes D1 and D2 can be reduced, and the loss of the switching elements Q1 and Q2 that are turned on at this time can also be reduced.

次に、本発明の第３実施形態を説明する。   Next, a third embodiment of the present invention will be described.

図２０は本発明の第３実施形態におけるスイッチング電源装置１３の主要部を示す回路図である。図において、前述した第１実施形態と同一構成部分は同一符号をもって表す。   FIG. 20 is a circuit diagram showing a main part of the switching power supply device 13 in the third embodiment of the present invention. In the figure, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals.

スイッチング電源装置１３の主要部は、交流入力の電力エネルギーを蓄積すると共に蓄積した電力エネルギーを放出するインダクタＬ１と、Ｎチャネル電界効果トランジスタからなるダイオード整流型昇圧回路用のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオード整流型昇圧回路用のダイオード整流素子Ｄ１，Ｄ２、ＬＣ直列回路用のインダクタ（直列インダクタ）Lr1，Lr2、ＬＣ直列回路用のコンデンサ（直列コンデンサ）Cr1，Cr2、ＬＣ電流経路用のダイオードDr1，Dr2、平滑用のコンデンサＣｏから構成されている。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としては、電界効果トランジスタの他にバイポーラトランジスタ或いは絶縁ゲートバイポーラトランジスタを用いることができる。また、ダイオードＤ１，Ｄ２としては、ファーストリカバリダイオード、ショットキーバリアダイオード等を用いることができる。   The main part of the switching power supply device 13 is a switching element Q1, Q2, and a diode for a diode rectification type booster circuit comprising an inductor L1 for accumulating and releasing ac energy of AC input, and an N channel field effect transistor. Diode rectifier elements D1 and D2 for the rectifier type booster circuit, inductors (series inductors) Lr1 and Lr2 for LC series circuit, capacitors (series capacitors) Cr1 and Cr2 for LC series circuit, diodes Dr1 and Dr2 for LC current path And a smoothing capacitor Co. As switching elements Q1 and Q2, a bipolar transistor or an insulated gate bipolar transistor can be used in addition to a field effect transistor. As the diodes D1 and D2, a fast recovery diode, a Schottky barrier diode, or the like can be used.

本実施形態では上記インダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１によって１つの昇圧回路が形成されている。   In the present embodiment, a single booster circuit is formed by the inductor L1, the switching element Q1, and the diode D1.

インダクタＬ１の入力端は第１入力端子IN1に接続され、インダクタＬ１の出力端はスイッチング素子Ｑ１のドレインとインダクタLr1の入力端に接続されている。インダクタLr1の出力端はコンデンサCr1の入力端に接続され、これらのインダクタLr1とコンデンサCr1によってＬＣ直列回路が形成されている。コンデンサCr1の出力端はダイオードＤ１のアノードとダイオードDr1のカソードに接続されている。ダイオードＤ１のカソードは正極出力端子Out1に接続され、ダイオードDr1のアノードは負極出力端子Out2（ＧＮＤライン）に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１のソースは負極出力端子Out2に接続されている。   The input terminal of the inductor L1 is connected to the first input terminal IN1, and the output terminal of the inductor L1 is connected to the drain of the switching element Q1 and the input terminal of the inductor Lr1. The output terminal of the inductor Lr1 is connected to the input terminal of the capacitor Cr1, and an LC series circuit is formed by the inductor Lr1 and the capacitor Cr1. The output terminal of the capacitor Cr1 is connected to the anode of the diode D1 and the cathode of the diode Dr1. The cathode of the diode D1 is connected to the positive output terminal Out1, and the anode of the diode Dr1 is connected to the negative output terminal Out2 (GND line). The source of the switching element Q1 is connected to the negative output terminal Out2.

第２入力端子IN2はスイッチング素子Ｑ２のドレインとインダクタLr2の入力端に接続されている。インダクタLr2の出力端はコンデンサCr2の入力端に接続され、これらのインダクタLr2とコンデンサCr2によってＬＣ直列回路が形成されている。コンデンサCr2の出力端はダイオードＤ２のアノードとダイオードDr2のカソードに接続されている。ダイオードＤ２のカソードは正極出力端子Out1に接続され、ダイオードDr2のアノードは負極出力端子Out2に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ２のソースは負極出力端子Out2に接続されている。さらに、正極出力端子Out1と負極出力端子Out2の間には平滑用のコンデンサＣｏが接続されている。   The second input terminal IN2 is connected to the drain of the switching element Q2 and the input terminal of the inductor Lr2. The output terminal of the inductor Lr2 is connected to the input terminal of the capacitor Cr2, and an LC series circuit is formed by the inductor Lr2 and the capacitor Cr2. The output terminal of the capacitor Cr2 is connected to the anode of the diode D2 and the cathode of the diode Dr2. The cathode of the diode D2 is connected to the positive output terminal Out1, and the anode of the diode Dr2 is connected to the negative output terminal Out2. The source of the switching element Q2 is connected to the negative output terminal Out2. Further, a smoothing capacitor Co is connected between the positive output terminal Out1 and the negative output terminal Out2.

また、第１入力端子IN1と第２入力端子IN2には交流電源ＰＳが接続され、正極出力端子Out1と負極出力端子Out2には負荷Loadが接続されている。   An AC power supply PS is connected to the first input terminal IN1 and the second input terminal IN2, and a load Load is connected to the positive output terminal Out1 and the negative output terminal Out2.

図２１乃至図２４はスイッチング電源装置１３の動作を示す電圧及び電流波形図である。図２１にはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖgs、インダクタＬ１に流れる電流、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン電流、ダイオードＤ１，Ｄ２の両端間電圧、ダイオードＤ１，Ｄ２に流れる電流の波形が描かれている。また、図２２には交流電源ＰＳの出力電圧Ｖ#ACと、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Q1#Vgs、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Q2#Vgsが描かれている。この図２２における時間Ｔ１間の詳細波形が図２３に示されており、図２２における時間Ｔ２間の詳細波形が図２４に示されている。本実施形態におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートには上記のような制御電圧が図示せぬ制御電圧発生回路から入力される。   21 to 24 are voltage and current waveform diagrams showing the operation of the switching power supply device 13. FIG. 21 shows waveforms of gate-source voltage Vgs of switching elements Q1, Q2, current flowing through inductor L1, drain current of switching elements Q1, Q2, voltage across diodes D1, D2, and current flowing through diodes D1, D2. Is drawn. FIG. 22 shows the output voltage V # AC of the AC power supply PS, the gate-source voltage Q1 # Vgs of the switching element Q1, and the gate-source voltage Q2 # Vgs of the switching element Q2. The detailed waveform during time T1 in FIG. 22 is shown in FIG. 23, and the detailed waveform during time T2 in FIG. 22 is shown in FIG. The control voltage as described above is input from a control voltage generation circuit (not shown) to the gates of the switching elements Q1 and Q2 in the present embodiment.

すなわち、第１入力端子IN1に入力される交流電圧が正極であるときは、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Q1#Vgsが所定周期でオン・オフ状態を交互に繰り返し、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Q2#Vgsはハイレベル（約５Ｖ）となる。   That is, when the AC voltage input to the first input terminal IN1 is positive, the gate-source voltage Q1 # Vgs of the switching element Q1 is alternately turned on and off in a predetermined cycle, and the gate of the switching element Q2 • The source-to-source voltage Q2 # Vgs is high level (about 5V).

また、第１入力端子IN1に入力される交流電圧が負極であるときは、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Q1#Vgsがハイレベル（約５Ｖ）となり、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Q2#Vgsは所定周期でオン・オフ状態を交互に繰り返す。   When the AC voltage input to the first input terminal IN1 is negative, the gate-source voltage Q1 # Vgs of the switching element Q1 becomes high level (about 5V), and the gate-source voltage of the switching element Q2 Q2 # Vgs repeats the on / off state alternately at a predetermined cycle.

なお、第１実施形態と同様に、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時間TonはインダクタLr1とコンデンサCr1からなるＬＣ直列回路の時定数τの０．５倍に設定することが好ましく、スイッチング素子Ｑ２のターンオン時間TonはインダクタLr2とコンデンサCr2からなるＬＣ直列回路の時定数τの０．５倍に設定することが好ましい。   As in the first embodiment, the turn-on time Ton of the switching element Q1 is preferably set to 0.5 times the time constant τ of the LC series circuit composed of the inductor Lr1 and the capacitor Cr1, and the turn-on time of the switching element Q2 Ton is preferably set to 0.5 times the time constant τ of the LC series circuit composed of the inductor Lr2 and the capacitor Cr2.

次に、本実施形態のスイッチング電源装置１３の動作をさらに詳細に説明する。   Next, the operation of the switching power supply device 13 of this embodiment will be described in more detail.

第１入力端子IN1側の交流入力電圧が正極であるとき、スイッチング素子Ｑ２は常にオン状態である。また、第１入力端子IN1側の交流入力電圧が正極であり且つスイッチング素子Ｑ１がオンしたときの電流経路は図２５に示すとおりであり、これによりインダクタＬ１に電気エネルギーが蓄えられる。つまり、第１入力端子IN1から入力された電流はインダクタＬ１をとおり、さらにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を通って第２入力端子IN2に至る。さらに、電流経路用ダイオードDr1を介してインダクタLr1とコンデンサCr1からなるＬＣ直列回路に蓄えられている電気エネルギーがスイッチング素子Ｑ１に流れ込むため、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流はインダクタＬ１から流れ込む電流とインダクタLr1から流れ込む電流の和となる。   When the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is positive, the switching element Q2 is always on. Further, the current path when the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is positive and the switching element Q1 is turned on is as shown in FIG. 25, and thus electric energy is stored in the inductor L1. That is, the current input from the first input terminal IN1 passes through the inductor L1, further passes through the switching elements Q1 and Q2, and reaches the second input terminal IN2. Furthermore, since the electric energy stored in the LC series circuit including the inductor Lr1 and the capacitor Cr1 flows into the switching element Q1 via the current path diode Dr1, the current flowing in the switching element Q1 is the current flowing from the inductor L1 and the inductor Lr1. Is the sum of the currents flowing in.

第１入力端子IN1側の交流入力電圧が正極であり且つスイッチング素子Ｑ１がオフしたときの電流経路は図２６に示すとおりであり、これによりインダクタＬ１に蓄えられた電気エネルギーを交流電源ＰＳからの入力電圧に重畳して負荷Loadに出力する。つまり、第１入力端子IN1から入力された電流はインダクタＬ１とインダクタLr1とコンデンサCr1を通って負荷Loadに至り、負荷Loadからスイッチング素子Ｑ２を通って第２入力端子IN2に至る。このとき、負荷Loadに電力を出力すると同時にインダクタLr1とコンデンサCr1からなるＬＣ直列回路に電気エネルギーを蓄える。   The current path when the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is positive and the switching element Q1 is turned off is as shown in FIG. 26, whereby the electric energy stored in the inductor L1 is supplied from the AC power source PS. Output to load Load superimposed on input voltage. That is, the current input from the first input terminal IN1 reaches the load Load through the inductor L1, the inductor Lr1, and the capacitor Cr1, and from the load Load to the second input terminal IN2 through the switching element Q2. At this time, electric energy is stored in the LC series circuit composed of the inductor Lr1 and the capacitor Cr1 at the same time as power is output to the load Load.

また、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態からオン状態に変わると、図２７に示すように、ダイオードＤ１には逆バイアスがかかる。この逆回復時間では、ダイオードＤ１の整流作用に反して逆方向（カソードからアノード方向）に電流が流れるようになるが、ダイオードＤ１に対して直列に接続されたインダクタLr1とコンデンサCr1からなるＬＣ直列回路によってその電流は制限される。これは、コンデンサCr1に充電しながらダイオードＤ１に逆バイアスがかかるため電圧の変化が緩やかになるためである。このため、逆回復時間内に出力側から電流が逆流しないので、従来例よりも逆回復損失を低減することができる。また、逆流した電流がスイッチング素子Ｑ１に流れ込む量が従来例よりも少なくなるので、従来例よりもスイッチング損失を低減することができる。つまり、図２１のＢ１に示すように逆回復時間に出力から逆流する電流でスイッチング素子Ｑ１のドレインにはサージ電流が流れない。さらに、図２１のＢ２に示すように、ＬＣ直列回路のコンデンサCr1へ充電しながらダイオードＤ１に逆バイアスがかかるため電圧の変化が緩やかになる。また、図２１のＢ３に示すように逆回復時間に出力側から電流が逆流しない。   Further, when the switching element Q1 changes from the off state to the on state, a reverse bias is applied to the diode D1 as shown in FIG. In this reverse recovery time, a current flows in the reverse direction (from the cathode to the anode) against the rectifying action of the diode D1, but an LC series comprising an inductor Lr1 and a capacitor Cr1 connected in series to the diode D1. The current is limited by the circuit. This is because the diode D1 is reverse-biased while the capacitor Cr1 is charged, so that the voltage change becomes gradual. For this reason, since the current does not flow backward from the output side within the reverse recovery time, the reverse recovery loss can be reduced as compared with the conventional example. Moreover, since the amount of the reverse current flowing into the switching element Q1 is smaller than that in the conventional example, the switching loss can be reduced as compared with the conventional example. That is, as shown by B1 in FIG. 21, a surge current does not flow to the drain of the switching element Q1 due to a current that flows backward from the output during the reverse recovery time. Further, as shown in B2 of FIG. 21, the reverse voltage is applied to the diode D1 while charging the capacitor Cr1 of the LC series circuit, so that the voltage change becomes gradual. Further, as indicated by B3 in FIG. 21, current does not flow backward from the output side during the reverse recovery time.

第１入力端子IN1側の交流入力電圧が負極であるとき、スイッチング素子Ｑ１は常にオン状態である。また、第１入力端子IN1側の交流入力電圧が負極であり且つスイッチング素子Ｑ２がオンしたときの電流経路は図２８に示すとおりであり、これによりインダクタＬ１に電気エネルギーが蓄えられる。つまり、第２入力端子IN2から入力された電流はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を通って第１入力端子IN1に至る。さらに、電流経路用ダイオードDr2を介してインダクタLr2とコンデンサCr2からなるＬＣ直列回路に蓄えられている電気エネルギーがスイッチング素子Ｑ２に流れ込むため、スイッチング素子Ｑ２に流れる電流はインダクタＬ２から流れ込む電流とインダクタLr2から流れ込む電流の和となる。   When the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is negative, the switching element Q1 is always on. Further, when the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is negative and the switching element Q2 is turned on, the current path is as shown in FIG. 28, whereby electric energy is stored in the inductor L1. That is, the current input from the second input terminal IN2 passes through the switching elements Q1 and Q2 and reaches the first input terminal IN1. Further, since the electric energy stored in the LC series circuit composed of the inductor Lr2 and the capacitor Cr2 flows into the switching element Q2 via the current path diode Dr2, the current flowing in the switching element Q2 is the current flowing from the inductor L2 and the inductor Lr2. Is the sum of the currents flowing in.

第２入力端子IN2側の交流入力電圧が負極であり且つスイッチング素子Ｑ２がオフしたときの電流経路は図２９に示すとおりであり、これによりインダクタＬ１に蓄えられた電気エネルギーを交流電源ＰＳからの入力電圧に重畳して第１入力端子IN1に出力する。つまり、第２入力端子IN2から入力された電流はインダクタLr2とコンデンサCr2とダイオードＤ２を通って負荷Loadに至り、負荷Loadからスイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１を通って第１入力端子IN1に至る。このとき、負荷Loadに電力を出力すると同時にインダクタLr2とコンデンサCr2からなるＬＣ直列回路に電気エネルギーを蓄える。   When the AC input voltage on the second input terminal IN2 side is negative and the switching element Q2 is turned off, the current path is as shown in FIG. 29, whereby the electric energy stored in the inductor L1 is supplied from the AC power source PS. It is superimposed on the input voltage and output to the first input terminal IN1. That is, the current input from the second input terminal IN2 reaches the load Load through the inductor Lr2, the capacitor Cr2, and the diode D2, and from the load Load to the first input terminal IN1 through the switching element Q1 and the inductor L1. At this time, electric power is output to the load Load, and at the same time, electric energy is stored in the LC series circuit including the inductor Lr2 and the capacitor Cr2.

また、スイッチング素子Ｑ２がオフ状態からオン状態に変わると、図３０に示すように、ダイオードＤ２には逆バイアスがかかる。この逆回復時間では、ダイオードＤ２の整流作用に反して逆方向（カソードからアノード方向）に電流が流れるようになるが、ダイオードＤ２に対して直列に接続されたインダクタLr2とコンデンサCr2からなるＬＣ直列回路によってその電流は制限される。これは、コンデンサCr2に充電しながらダイオードＤ２に逆バイアスがかかるため電圧の変化が緩やかになるためである。このため、逆回復時間内に出力側から電流が逆流しないので、従来例よりも逆回復損失を低減することができる。また、逆流した電流がスイッチング素子Ｑ２に流れ込む量が従来例よりも少なくなるので、従来例よりもスイッチング損失を低減することができる。つまり、上記と同様に図２１のＢ１に示すように逆回復時間に出力から逆流する電流でスイッチング素子Ｑ２のドレインにはサージ電流が流れない。さらに、図２１のＢ２に示すように、ＬＣ直列回路のコンデンサCr2へ充電しながらダイオードＤ２に逆バイアスがかかるため電圧の変化が緩やかになる。また、図２１のＢ３に示すように逆回復時間に出力側から電流が逆流しない。   Further, when the switching element Q2 changes from the off state to the on state, a reverse bias is applied to the diode D2, as shown in FIG. In this reverse recovery time, a current flows in the reverse direction (from the cathode to the anode) against the rectifying action of the diode D2, but an LC series composed of an inductor Lr2 and a capacitor Cr2 connected in series to the diode D2. The current is limited by the circuit. This is because the voltage change becomes gradual because a reverse bias is applied to the diode D2 while charging the capacitor Cr2. For this reason, since the current does not flow backward from the output side within the reverse recovery time, the reverse recovery loss can be reduced as compared with the conventional example. Moreover, since the amount of the reverse current flowing into the switching element Q2 is smaller than that in the conventional example, the switching loss can be reduced as compared with the conventional example. That is, similarly to the above, a surge current does not flow to the drain of the switching element Q2 due to a current that flows backward from the output during the reverse recovery time as indicated by B1 in FIG. Further, as shown in B2 of FIG. 21, the reverse voltage is applied to the diode D2 while charging the capacitor Cr2 of the LC series circuit, so that the voltage change becomes gradual. Further, as indicated by B3 in FIG. 21, current does not flow backward from the output side during the reverse recovery time.

前述したように第３実施形態のスイッチング電源装置１３は、第１実施形態におけるインダクタＬ２を省くことができ、インダクタＬ２の機能をインダクタＬ１に集約することができるので、第１実施形態よりもコストダウンを図ることができる。   As described above, the switching power supply device 13 of the third embodiment can omit the inductor L2 in the first embodiment, and can consolidate the functions of the inductor L2 into the inductor L1, so that the cost is higher than that of the first embodiment. You can go down.

また、本実施形態によれば、上記のように、昇圧回路の出力側で且つダイオードＤ１の入力側にＬＣ直列回路が設けられているので、ダイオードＤ１の両端の急峻な電圧変動を抑制することができると共に、ダイオードＤ１の逆回復時間内に出力から逆流する貫通電流を低減することができ、このときターンオンするスイッチング素子Ｑ１の損失もあわせて低減することができる。   In addition, according to the present embodiment, as described above, since the LC series circuit is provided on the output side of the booster circuit and on the input side of the diode D1, a steep voltage fluctuation at both ends of the diode D1 is suppressed. In addition, the through current flowing backward from the output within the reverse recovery time of the diode D1 can be reduced, and the loss of the switching element Q1 that is turned on at this time can also be reduced.

次に、本発明の第４実施形態を説明する。   Next, a fourth embodiment of the present invention will be described.

図３１は本発明の第４実施形態におけるスイッチング電源装置１４の主要部を示す回路図である。図において、前述した第１実施形態と同一構成部分は同一符号をもって表す。   FIG. 31 is a circuit diagram showing a main part of the switching power supply device 14 according to the fourth embodiment of the present invention. In the figure, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals.

スイッチング電源装置１４の主要部は、交流入力の電力エネルギーを蓄積すると共に蓄積した電力エネルギーを放出するインダクタＬ１と、Ｎチャネル電界効果トランジスタからなるダイオード整流型昇圧回路用のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、Ｎチャネル型電界効果トランジスタからなるダイオード整流型昇圧回路用のスイッチング素子Qr1，Qr2、ＬＣ直列回路用のインダクタ（直列インダクタ）Lr1，Lr2、ＬＣ直列回路用のコンデンサ（直列コンデンサ）Cr1，Cr2、ＬＣ電流経路用のダイオードDr1，Dr2、平滑用のコンデンサＣｏから構成されている。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Qr1，Qr2としては、電界効果トランジスタの他にバイポーラトランジスタ或いは絶縁ゲートバイポーラトランジスタを用いることができる。   The main part of the switching power supply device 14 stores switching element Q1, Q2, N2 for a diode rectification type booster circuit comprising an inductor L1 for accumulating and discharging ac input power energy and an N channel field effect transistor. Switching elements Qr1 and Qr2 for diode rectifier type booster circuit consisting of channel type field effect transistors, inductors for LC series circuit (series inductor) Lr1 and Lr2, capacitors for series circuit LC (series capacitors) Cr1, Cr2 and LC current It comprises path diodes Dr1, Dr2, and a smoothing capacitor Co. As the switching elements Q1, Q2, Qr1, and Qr2, a bipolar transistor or an insulated gate bipolar transistor can be used in addition to the field effect transistor.

本実施形態では上記インダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Qr1によって１つの昇圧回路が形成されている。   In the present embodiment, one inductor is formed by the inductor L1, the switching element Q1, and the switching element Qr1.

インダクタＬ１の入力端は第１入力端子IN1に接続され、インダクタＬ１の出力端はスイッチング素子Ｑ１のドレインとインダクタLr1の入力端に接続されている。インダクタLr1の出力端はコンデンサCr1の入力端に接続され、これらのインダクタLr1とコンデンサCr1によってＬＣ直列回路が形成されている。コンデンサCr1の出力端はスイッチング素子Qr1のソースとダイオードDr1のカソードに接続されている。スイッチング素子Qr1のドレインは正極出力端子Out1に接続され、ダイオードDr1のアノードは負極出力端子Out2（ＧＮＤライン）に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１のソースは負極出力端子Out2に接続されている。   The input terminal of the inductor L1 is connected to the first input terminal IN1, and the output terminal of the inductor L1 is connected to the drain of the switching element Q1 and the input terminal of the inductor Lr1. The output terminal of the inductor Lr1 is connected to the input terminal of the capacitor Cr1, and an LC series circuit is formed by the inductor Lr1 and the capacitor Cr1. The output terminal of the capacitor Cr1 is connected to the source of the switching element Qr1 and the cathode of the diode Dr1. The drain of the switching element Qr1 is connected to the positive output terminal Out1, and the anode of the diode Dr1 is connected to the negative output terminal Out2 (GND line). The source of the switching element Q1 is connected to the negative output terminal Out2.

第２入力端子IN2はスイッチング素子Ｑ２のドレインとインダクタLr2の入力端に接続されている。インダクタLr2の出力端はコンデンサCr2の入力端に接続され、これらのインダクタLr2とコンデンサCr2によってＬＣ直列回路が形成されている。コンデンサCr2の出力端はスイッチング素子Qr2のソースとダイオードDr2のカソードに接続されている。スイッチング素子Qr2のドレインは正極出力端子Out1に接続され、ダイオードDr2のアノードは負極出力端子Out2に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ２のソースは負極出力端子Out2に接続されている。さらに、正極出力端子Out1と負極出力端子Out2の間には平滑用のコンデンサＣｏが接続されている。   The second input terminal IN2 is connected to the drain of the switching element Q2 and the input terminal of the inductor Lr2. The output terminal of the inductor Lr2 is connected to the input terminal of the capacitor Cr2, and an LC series circuit is formed by the inductor Lr2 and the capacitor Cr2. The output terminal of the capacitor Cr2 is connected to the source of the switching element Qr2 and the cathode of the diode Dr2. The drain of the switching element Qr2 is connected to the positive output terminal Out1, and the anode of the diode Dr2 is connected to the negative output terminal Out2. The source of the switching element Q2 is connected to the negative output terminal Out2. Further, a smoothing capacitor Co is connected between the positive output terminal Out1 and the negative output terminal Out2.

また、第１入力端子IN1と第２入力端子IN2には交流電源ＰＳが接続され、正極出力端子Out1と負極出力端子Out2には負荷Loadが接続されている。   An AC power supply PS is connected to the first input terminal IN1 and the second input terminal IN2, and a load Load is connected to the positive output terminal Out1 and the negative output terminal Out2.

図３２乃至図３５はスイッチング電源装置１４の動作を示す電圧及び電流波形図である。図３２にはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖgs、インダクタＬ１に流れる電流、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン電流、スイッチング素子Qr1，Qr2の両端間電圧（ドレイン・ソース間電圧）、スイッチング素子Qr1，Qr2のドレイン電流の波形が描かれている。また、図３３には交流電源ＰＳの出力電圧Ｖ#ACと、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Q1#Vgs、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Q2#Vgsが描かれている。この図３３における時間Ｔ１間の詳細波形が図３４に示されており、図３３における時間Ｔ２間の詳細波形が図３５に示されている。本実施形態におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Qr1，Qr2のゲートには上記のような制御電圧が図示せぬ制御電圧発生回路から入力される。   32 to 35 are voltage and current waveform diagrams showing the operation of the switching power supply device 14. FIG. 32 shows the gate-source voltage Vgs of the switching elements Q1, Q2, the current flowing through the inductor L1, the drain current of the switching elements Q1, Q2, the voltage across the switching elements Qr1, Qr2 (drain-source voltage), switching. The waveforms of the drain currents of the elements Qr1 and Qr2 are drawn. FIG. 33 shows the output voltage V # AC of the AC power supply PS, the gate-source voltage Q1 # Vgs of the switching element Q1, and the gate-source voltage Q2 # Vgs of the switching element Q2. The detailed waveform during time T1 in FIG. 33 is shown in FIG. 34, and the detailed waveform during time T2 in FIG. 33 is shown in FIG. The control voltage as described above is input from a control voltage generation circuit (not shown) to the gates of the switching elements Q1, Q2, Qr1, and Qr2 in the present embodiment.

すなわち、第１入力端子IN1に入力される交流電圧が正極であるときは、スイッチング素子Qr1のゲート・ソース間電圧Qr1#Vgsが所定周期でオン・オフ状態を交互に繰り返し、スイッチング素子Qr2のゲート・ソース間電圧Qr2#Vgsはローレベル（約０Ｖ）となってスイッチング素子Qr2はオフ状態となる。さらに、第１入力端子IN1に入力される交流電圧が正極であるときは、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Q1#Vgsが所定周期でオン・オフ状態を交互に繰り返し、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Q2#Vgsはローレベル（約０Ｖ）となる。また、第１入力端子IN1に入力される交流電圧が正極であるとき、スイッチング素子Qr1のゲート・ソース間電圧Qr1#Vgsがハイレベルのときスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Q1#Vgsはローレベルであり、スイッチング素子Qr1のゲート・ソース間電圧Qr1#Vgsがローレベルのときスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Q1#Vgsはハイレベルである。   That is, when the AC voltage input to the first input terminal IN1 is positive, the gate-source voltage Qr1 # Vgs of the switching element Qr1 is alternately turned on and off in a predetermined cycle, and the gate of the switching element Qr2 -The source-to-source voltage Qr2 # Vgs becomes low level (about 0V), and the switching element Qr2 is turned off. Further, when the AC voltage input to the first input terminal IN1 is positive, the gate-source voltage Q1 # Vgs of the switching element Q1 is alternately turned on and off in a predetermined cycle, and the gate of the switching element Q2 • The source-to-source voltage Q2 # Vgs is low level (about 0V). When the AC voltage input to the first input terminal IN1 is positive, the gate-source voltage Q1 # Vgs of the switching element Q1 is low when the gate-source voltage Qr1 # Vgs of the switching element Qr1 is high. When the gate-source voltage Qr1 # Vgs of the switching element Qr1 is low level, the gate-source voltage Q1 # Vgs of the switching element Q1 is high level.

また、第１入力端子IN1に入力される交流電圧が負極であるときは、スイッチング素子Qr1のゲート・ソース間電圧Qr1#Vgsがローレベル（約０Ｖ）となってスイッチング素子Qr1はオフ状態となり、スイッチング素子Qr2のゲート・ソース間電圧Qr2#Vgsは所定周期でオン・オフ状態を交互に繰り返す。さらに、第１入力端子IN1に入力される交流電圧が負極であるときは、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Q1#Vgsがローレベル（約０Ｖ）となり、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Q2#Vgsは所定周期でオン・オフ状態を交互に繰り返す。また、第１入力端子IN1に入力される交流電圧が負極であるとき、スイッチング素子Qr2のゲート・ソース間電圧Qr2#Vgsがハイレベルのときスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Q2#Vgsはローレベルであり、スイッチング素子Qr2のゲート・ソース間電圧Qr2#Vgsがローレベルのときスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Q2#Vgsはハイレベルである。   When the AC voltage input to the first input terminal IN1 is negative, the gate-source voltage Qr1 # Vgs of the switching element Qr1 is low level (about 0V) and the switching element Qr1 is turned off. The gate-source voltage Qr2 # Vgs of the switching element Qr2 is alternately turned on and off in a predetermined cycle. Further, when the AC voltage input to the first input terminal IN1 is negative, the gate-source voltage Q1 # Vgs of the switching element Q1 becomes low level (about 0V), and the gate-source voltage of the switching element Q2 Q2 # Vgs repeats the on / off state alternately at a predetermined cycle. In addition, when the AC voltage input to the first input terminal IN1 is negative, the gate-source voltage Q2 # Vgs of the switching element Q2 is low when the gate-source voltage Qr2 # Vgs of the switching element Qr2 is high. When the gate-source voltage Qr2 # Vgs of the switching element Qr2 is low level, the gate-source voltage Q2 # Vgs of the switching element Q2 is high level.

なお、第１実施形態と同様に、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時間TonはインダクタLr1とコンデンサCr1からなるＬＣ直列回路の時定数τの０．５倍に設定することが好ましく、スイッチング素子Ｑ２のターンオン時間TonはインダクタLr2とコンデンサCr2からなるＬＣ直列回路の時定数τの０．５倍に設定することが好ましい。   As in the first embodiment, the turn-on time Ton of the switching element Q1 is preferably set to 0.5 times the time constant τ of the LC series circuit composed of the inductor Lr1 and the capacitor Cr1, and the turn-on time of the switching element Q2 Ton is preferably set to 0.5 times the time constant τ of the LC series circuit composed of the inductor Lr2 and the capacitor Cr2.

次に、本実施形態のスイッチング電源装置１４の動作をさらに詳細に説明する。   Next, the operation of the switching power supply device 14 of this embodiment will be described in more detail.

第１入力端子IN1側の交流入力電圧が正極であるときはスイッチング素子Ｑ２は常にオン状態である。また、第１入力端子IN1側の交流入力電圧が正極であり且つスイッチング素子Ｑ１がオンするとともにスイッチング素子Qr1がオフしたときの電流経路は図３６に示すとおりであり、これによりインダクタＬ１に電気エネルギーが蓄えられる。つまり、第１入力端子IN1から入力された電流はインダクタＬ１をとおり、さらにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を通って第２入力端子IN2に至る。さらに、電流経路用ダイオードDr1を介してインダクタLr1とコンデンサCr1からなるＬＣ直列回路に蓄えられている電気エネルギーがスイッチング素子Ｑ１に流れ込むため、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流はインダクタＬ１から流れ込む電流とインダクタLr1から流れ込む電流の和となる。   When the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is positive, the switching element Q2 is always on. Further, the current path when the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is positive and the switching element Q1 is turned on and the switching element Qr1 is turned off is as shown in FIG. Is stored. That is, the current input from the first input terminal IN1 passes through the inductor L1, further passes through the switching elements Q1 and Q2, and reaches the second input terminal IN2. Furthermore, since the electric energy stored in the LC series circuit including the inductor Lr1 and the capacitor Cr1 flows into the switching element Q1 via the current path diode Dr1, the current flowing in the switching element Q1 is the current flowing from the inductor L1 and the inductor Lr1. Is the sum of the currents flowing in.

第１入力端子IN1側の交流入力電圧が正極であり且つスイッチング素子Ｑ１がオフするとともにスイッチング素子Qr1がオンしたときの電流経路は図３７に示すとおりであり、これによりインダクタＬ１に蓄えられた電気エネルギーを交流電源ＰＳからの入力電圧に重畳して負荷Loadに出力する。つまり、第１入力端子IN1から入力された電流はインダクタＬ１とインダクタLr1とコンデンサCr1とスイッチング素子Qr1を通って負荷Loadに至り、負荷Loadからスイッチング素子Ｑ２を通って第２入力端子IN2に至る。このとき、負荷Loadに電力を出力すると同時にインダクタLr1とコンデンサCr1からなるＬＣ直列回路に電気エネルギーを蓄える。   The current path when the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is positive and the switching element Q1 is turned off and the switching element Qr1 is turned on is as shown in FIG. Energy is superimposed on the input voltage from the AC power supply PS and output to the load Load. That is, the current input from the first input terminal IN1 reaches the load Load through the inductor L1, the inductor Lr1, the capacitor Cr1, and the switching element Qr1, and from the load Load to the second input terminal IN2 through the switching element Q2. At this time, electric energy is stored in the LC series circuit composed of the inductor Lr1 and the capacitor Cr1 at the same time as power is output to the load Load.

また、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態からオン状態に変わると、図３８に示すように、スイッチング素子Qr1のボディーダイオードには逆バイアスがかかる。この逆回復時間では、スイッチング素子Qr1のボディーダイオードの整流作用に反して逆方向に電流が流れるようになるが、スイッチング素子Qr1に対して直列に接続されたインダクタLr1とコンデンサCr1からなるＬＣ直列回路によってその電流は制限される。これは、コンデンサCr1に充電しながらスイッチング素子Qr1のボディーダイオードに逆バイアスがかかるため電圧の変化が緩やかになるためである。このため、逆回復時間内に出力側から電流が逆流しないので、従来例よりも逆回復損失を低減することができる。また、逆流した電流がスイッチング素子Ｑ１に流れ込む量が従来例よりも少なくなるので、従来例よりもスイッチング損失を低減することができる。つまり、図３２のＢ１に示すように逆回復時間に出力から逆流する電流でスイッチング素子Ｑ１のドレインにはサージ電流が流れない。さらに、図３２のＢ２に示すように、ＬＣ直列回路のコンデンサCr1へ充電しながらスイッチング素子Qr1のボディーダイオードに逆バイアスがかかるため電圧の変化が緩やかになる。また、図３２のＢ３に示すように逆回復時間に出力側から電流が逆流しない。   When the switching element Q1 changes from the off state to the on state, a reverse bias is applied to the body diode of the switching element Qr1, as shown in FIG. In this reverse recovery time, a current flows in the reverse direction against the rectifying action of the body diode of the switching element Qr1, but an LC series circuit comprising an inductor Lr1 and a capacitor Cr1 connected in series to the switching element Qr1. This limits the current. This is because the voltage change becomes gradual because a reverse bias is applied to the body diode of the switching element Qr1 while charging the capacitor Cr1. For this reason, since the current does not flow backward from the output side within the reverse recovery time, the reverse recovery loss can be reduced as compared with the conventional example. Moreover, since the amount of the reverse current flowing into the switching element Q1 is smaller than that in the conventional example, the switching loss can be reduced as compared with the conventional example. That is, as shown by B1 in FIG. 32, a surge current does not flow to the drain of the switching element Q1 due to a current that flows backward from the output during the reverse recovery time. Furthermore, as shown in B2 of FIG. 32, the voltage change becomes gentle because a reverse bias is applied to the body diode of the switching element Qr1 while charging the capacitor Cr1 of the LC series circuit. Further, as indicated by B3 in FIG. 32, current does not flow backward from the output side during the reverse recovery time.

第１入力端子IN1側の交流入力電圧が負極であるとき、スイッチング素子Ｑ１は常にオン状態である。また、第１入力端子IN1側の交流入力電圧が負極であり且つスイッチング素子Ｑ２がオンするとともにスイッチング素子Qr2がオフしたときの電流経路は図３９に示すとおりであり、これによりインダクタＬ１に電気エネルギーが蓄えられる。つまり、第２入力端子IN2から入力された電流はスイッチング素子Ｑ２，Ｑ１をとおりさらにインダクタＬ１を通って第１入力端子IN1に至る。さらに、電流経路用ダイオードDr2を介してインダクタLr2とコンデンサCr2からなるＬＣ直列回路に蓄えられている電気エネルギーがスイッチング素子Ｑ２に流れ込むため、スイッチング素子Ｑ２に流れる電流はインダクタＬ２から流れ込む電流とインダクタLr2から流れ込む電流の和となる。   When the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is negative, the switching element Q1 is always on. Further, the current path when the AC input voltage on the first input terminal IN1 side is negative and the switching element Q2 is turned on and the switching element Qr2 is turned off is as shown in FIG. Is stored. That is, the current input from the second input terminal IN2 passes through the switching elements Q2 and Q1, and further passes through the inductor L1 to the first input terminal IN1. Further, since the electric energy stored in the LC series circuit composed of the inductor Lr2 and the capacitor Cr2 flows into the switching element Q2 via the current path diode Dr2, the current flowing in the switching element Q2 is the current flowing from the inductor L2 and the inductor Lr2. Is the sum of the currents flowing in.

第２入力端子IN2側の交流入力電圧が負極であり且つスイッチング素子Ｑ２がオフするとともにスイッチング素子Qr2がオンしたときの電流経路は図４０に示すとおりであり、これによりインダクタＬ１に蓄えられた電気エネルギーを交流電源ＰＳからの入力電圧に重畳して第１入力端子IN1に出力する。つまり、第２入力端子IN2から入力された電流はインダクタLr2とコンデンサCr2とスイッチング素子Qr2を通って負荷Loadに至り、負荷Loadからスイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１を通って第１入力端子IN1に至る。このとき、負荷Loadに電力を出力すると同時にインダクタLr2とコンデンサCr2からなるＬＣ直列回路に電気エネルギーを蓄える。   The current path when the AC input voltage on the second input terminal IN2 side is negative and the switching element Q2 is turned off and the switching element Qr2 is turned on is as shown in FIG. The energy is superimposed on the input voltage from the AC power supply PS and output to the first input terminal IN1. That is, the current input from the second input terminal IN2 reaches the load Load through the inductor Lr2, the capacitor Cr2, and the switching element Qr2, and from the load Load to the first input terminal IN1 through the switching element Q1 and the inductor L1. At this time, electric power is output to the load Load, and at the same time, electric energy is stored in the LC series circuit including the inductor Lr2 and the capacitor Cr2.

また、スイッチング素子Ｑ２がオフ状態からオン状態に変わると、図４１に示すように、スイッチング素子Qr2のボディーダイオードには逆バイアスがかかる。この逆回復時間では、スイッチング素子Qr2のボディーダイオードの整流作用に反して逆方向に電流が流れるようになるが、スイッチング素子Qr2に対して直列に接続されたインダクタLr2とコンデンサCr2からなるＬＣ直列回路によってその電流は制限される。これは、コンデンサCr2に充電しながらスイッチング素子Qr2のボディーダイオードに逆バイアスがかかるため電圧の変化が緩やかになるためである。このため、逆回復時間内に出力側から電流が逆流しないので、従来例よりも逆回復損失を低減することができる。また、逆流した電流がスイッチング素子Ｑ２に流れ込む量が従来例よりも少なくなるので、従来例よりもスイッチング損失を低減することができる。つまり、上記と同様に図３２のＢ１に示すように逆回復時間に出力から逆流する電流でスイッチング素子Ｑ２のドレインにはサージ電流が流れない。さらに、図３２のＢ２に示すように、ＬＣ直列回路のコンデンサCr2へ充電しながらスイッチング素子Qr2のボディーダイオードに逆バイアスがかかるため電圧の変化が緩やかになる。また、図３２のＢ３に示すように逆回復時間に出力側から電流が逆流しない。   Further, when the switching element Q2 changes from the off state to the on state, a reverse bias is applied to the body diode of the switching element Qr2, as shown in FIG. In this reverse recovery time, a current flows in the reverse direction against the rectifying action of the body diode of the switching element Qr2, but an LC series circuit comprising an inductor Lr2 and a capacitor Cr2 connected in series to the switching element Qr2. This limits the current. This is because the voltage change becomes gradual because a reverse bias is applied to the body diode of the switching element Qr2 while charging the capacitor Cr2. For this reason, since the current does not flow backward from the output side within the reverse recovery time, the reverse recovery loss can be reduced as compared with the conventional example. Moreover, since the amount of the reverse current flowing into the switching element Q2 is smaller than that in the conventional example, the switching loss can be reduced as compared with the conventional example. That is, similarly to the above, a surge current does not flow to the drain of the switching element Q2 due to a current that flows backward from the output during the reverse recovery time, as indicated by B1 in FIG. Furthermore, as shown in B2 of FIG. 32, the voltage change becomes gentle because a reverse bias is applied to the body diode of the switching element Qr2 while charging the capacitor Cr2 of the LC series circuit. Further, as indicated by B3 in FIG. 32, current does not flow backward from the output side during the reverse recovery time.

前述したように第４実施形態のスイッチング電源装置１４は、第１実施形態におけるインダクタＬ２を省くことができ、インダクタＬ２の機能をインダクタＬ１に集約することができるので、第１実施形態よりもコストダウンを図ることができる。また、第４実施形態では、第３実施形態におけるダイオードDr1，Dr2を用いたダイオード整流に代えてスイッチング素子Qr1，Qr2を用いた同期整流にしたので、さらに高効率化が可能になる。   As described above, the switching power supply device 14 according to the fourth embodiment can omit the inductor L2 in the first embodiment, and can consolidate the functions of the inductor L2 into the inductor L1, so that the cost is higher than that in the first embodiment. You can go down. In the fourth embodiment, since the synchronous rectification using the switching elements Qr1 and Qr2 is used in place of the diode rectification using the diodes Dr1 and Dr2 in the third embodiment, higher efficiency can be achieved.

また、上記のように、本実施形態によれば、昇圧回路の出力側で且つスイッチング素子Qr1の入力側にＬＣ直列回路が設けられているので、スイッチング素子Qr1の両端の急峻な電圧変動を抑制することができると共に、スイッチング素子Qr1の逆回復時間内に出力から逆流する貫通電流を低減することができ、このときターンオンするスイッチング素子Ｑ１の損失もあわせて低減することができる。   In addition, as described above, according to the present embodiment, since the LC series circuit is provided on the output side of the booster circuit and on the input side of the switching element Qr1, a steep voltage fluctuation at both ends of the switching element Qr1 is suppressed. In addition, the through current flowing backward from the output within the reverse recovery time of the switching element Qr1 can be reduced, and the loss of the switching element Q1 that is turned on at this time can also be reduced.

なお、出力定電圧制御を行う場合はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間を固定したＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）行うことが好ましい。その理由は、制御範囲内においてスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のターンオン時間Tonを、Lr1、Cr1からなるＬＣ直列回路、およびLr2、Cr2からなるＬＣ直列回路の時定数τの０．５倍に設定することが好ましいためである。   In addition, when performing output constant voltage control, it is preferable to perform PFM (Pulse Frequency Modulation) which fixed the ON time of switching element Q1, Q2. The reason is that the turn-on time Ton of the switching elements Q1 and Q2 is set to 0.5 times the time constant τ of the LC series circuit composed of Lr1 and Cr1 and the LC series circuit composed of Lr2 and Cr2 within the control range. Is preferable.

また、昇圧回路のリターン電流の電流経路は、ダイオードを使用するよりも電界効果トランジスタ等のスイッチング素子を用いた同期整流方式を用いて形成することが好ましい。その理由は、リターン電流経路におけるダイオードの順方向損失を提言できるためである。   Further, the current path of the return current of the booster circuit is preferably formed by using a synchronous rectification method using a switching element such as a field effect transistor rather than using a diode. This is because the forward loss of the diode in the return current path can be proposed.

また、上記実施形態では交流電源ＰＳから交流電圧を入力するスイッチング電源装置について説明したが、直流電源から直流電圧を入力し、これを昇圧して出力するスイッチング電源装置を構成した場合にも、昇圧回路の後段において昇圧回路と出力端子との間に直列接続された半導体素子の逆回復損失を低減し、及び昇圧回路の電源入力ラインとＧＮＤライン間に配置された半導体スイッチング素子がターンオンする時のスイッチング損失を低減することができる。  In the above-described embodiment, the switching power supply apparatus that inputs an AC voltage from the AC power supply PS has been described. However, even when a switching power supply apparatus that inputs a DC voltage from a DC power supply and boosts and outputs the same is configured as a booster. The reverse recovery loss of the semiconductor element connected in series between the booster circuit and the output terminal in the subsequent stage of the circuit is reduced, and the semiconductor switching element disposed between the power supply input line and the GND line of the booster circuit is turned on. Switching loss can be reduced.

昇圧型回路を備えたスイッチング電源装置において、入力源を交流電源とした場合の整流ダイオードの順方向電圧降下損失を低減し、昇圧回路の後段において昇圧回路と出力端子との間に直列接続された半導体素子の逆回復損失を低減し、及び昇圧回路の半導体スイッチング素子がターンオンする時のスイッチング損失を低減することができる。   In a switching power supply with a booster circuit, the forward voltage drop loss of the rectifier diode when the input source is an AC power supply is reduced, and the booster circuit is connected in series between the booster circuit and the output terminal at the subsequent stage. The reverse recovery loss of the semiconductor element can be reduced, and the switching loss when the semiconductor switching element of the booster circuit is turned on can be reduced.

１１，１２，１３，１４…スイッチング電源装置、Load…負荷、Ｃｏ…出力平滑用コンデンサ、Ｄａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄ…整流ダイオード、Ｌ１，Ｌ２…インダクタ、Ｑ１，Ｑ２…スイッチング素子、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、Ｄ３，Ｄ４…ダイオード、Ｑ３，Ｑ４…スイッチング素子、Lr1，Lr2…ＬＣ直列回路用インダクタ、Cr1，Cr2…ＬＣ直列回路用コンデンサ、Dr1，Dr2…ＬＣ電流経路用ダイオード、Qr1，Qr2…スイッチング素子。   11, 12, 13, 14 ... Switching power supply, Load ... Load, Co ... Output smoothing capacitor, Da, Db, Dc, Dd ... Rectifier diode, L1, L2 ... Inductor, Q1, Q2 ... Switching element, D1, D2 ... Diode, D3, D4 ... Diode, Q3, Q4 ... Switching element, Lr1, Lr2 ... LC series circuit inductor, Cr1, Cr2 ... LC series circuit capacitor, Dr1, Dr2 ... LC current path diode, Qr1, Qr2 ... Switching element.

Claims (13)

入力側電圧が入力端に印加される第１インダクタと、前記第１インダクタの出力端と負極出力端子との間に接続され、所定の制御信号に基づいて、前記第１インダクタの出力端と前記負極出力端との間の通電を開閉する第１スイッチング素子とを有する第１昇圧回路を備え、前記入力側電圧を所定の電圧に変換して正極出力端子と前記負極出力端に出力するスイッチング電源装置において、
前記第１インダクタの出力端に入力端が接続された第１直列インダクタと該第１直列インダクタの出力端に入力端が接続された第１直列コンデンサとからなり、前記第１インダクタの出力端と前記正極出力端子との間に直列接続されている第１ＬＣ直列回路と、
前記第１直列コンデンサの出力端に入力端が接続されるとともに出力端が前記正極出力端子に接続されている第１半導体素子を設けた
ことを特徴とするスイッチング電源装置。 A first inductor to which an input side voltage is applied to the input terminal, and an output terminal of the first inductor and a negative electrode output terminal are connected, and based on a predetermined control signal, the output terminal of the first inductor and the A switching power supply comprising a first booster circuit having a first switching element that opens and closes energization between the negative output terminal and converts the input side voltage into a predetermined voltage and outputs the voltage to the positive output terminal and the negative output terminal In the device
And a first series inductor having an input terminal connected to the output terminal of the first inductor and a first series capacitor having an input terminal connected to the output terminal of the first series inductor, and an output terminal of the first inductor; A first LC series circuit connected in series with the positive output terminal;
A switching power supply device comprising: a first semiconductor element having an input terminal connected to an output terminal of the first series capacitor and an output terminal connected to the positive electrode output terminal. 前記第１半導体素子は、前記第１直列コンデンサの出力端にアノードが接続され、前記正極出力端子にカソードが接続されているダイオードからなる
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。 2. The switching power supply device according to claim 1, wherein the first semiconductor element includes a diode having an anode connected to an output terminal of the first series capacitor and a cathode connected to the positive output terminal. 前記第１半導体素子は電界効果トランジスタからなることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。   The switching power supply device according to claim 1, wherein the first semiconductor element is a field effect transistor. 前記入力側電圧として交流電圧が印加される第１入力端子及び第２入力端子と、
前記入力側電圧が入力端に印加される第２インダクタと、前記第２インダクタの出力端と前記負極出力端子との間に接続され、所定の制御信号に基づいて、前記第２インダクタの出力端と前記負極出力端との間の通電を開閉する第２スイッチング素子とを有する第２昇圧回路と、
前記第２インダクタの出力端に入力端が接続された第２直列インダクタと該第２直列インダクタの出力端に入力端が接続された第２直列コンデンサとからなり、前記第２インダクタの出力端と前記正極出力端子との間に直列接続されている第２ＬＣ直列回路と、
前記第２直列コンデンサの出力端に入力端が接続されるとともに出力端が前記正極出力端子に接続されている第２半導体素子と、
前記第２入力端子と前記負極出力端子との間に接続され、前記負極出力端子側から前記第２入力端子の方向にのみ通電を行う第３半導体素子と、
前記第１入力端子と前記負極出力端子との間に接続され、前記負極出力端子側から前記第１入力端子の方向にのみ通電を行う第４半導体素子とを設け、
前記第１インダクタの入力端が前記第１入力端子に接続され、前記第２インダクタの入力端が前記第２入力端子に接続されている
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。 A first input terminal and a second input terminal to which an alternating voltage is applied as the input side voltage;
The second inductor to which the input side voltage is applied to the input terminal, and the output terminal of the second inductor connected between the output terminal of the second inductor and the negative output terminal, based on a predetermined control signal And a second booster circuit having a second switching element that opens and closes energization between the negative output terminal and the negative output terminal;
A second series inductor having an input terminal connected to the output terminal of the second inductor and a second series capacitor having an input terminal connected to the output terminal of the second series inductor; and an output terminal of the second inductor; A second LC series circuit connected in series with the positive output terminal;
A second semiconductor element having an input terminal connected to an output terminal of the second series capacitor and an output terminal connected to the positive electrode output terminal;
A third semiconductor element connected between the second input terminal and the negative output terminal and energized only in the direction from the negative output terminal to the second input terminal;
A fourth semiconductor element connected between the first input terminal and the negative output terminal and energized only in the direction of the first input terminal from the negative output terminal side;
2. The switching power supply device according to claim 1, wherein an input terminal of the first inductor is connected to the first input terminal, and an input terminal of the second inductor is connected to the second input terminal. 前記第２半導体素子は、前記第２直列コンデンサの出力端にアノードが接続され、前記正極出力端子にカソードが接続されているダイオードからなる
ことを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。 5. The switching power supply device according to claim 4, wherein the second semiconductor element includes a diode having an anode connected to an output terminal of the second series capacitor and a cathode connected to the positive output terminal. 前記第２半導体素子は電界効果トランジスタからなることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。   The switching power supply device according to claim 4, wherein the second semiconductor element includes a field effect transistor. 前記第３半導体素子は前記負極出力端子にアノードが接続されるとともに前記第２入力端子にカソードが接続されたダイオードからなり、前記第４半導体素子は前記負極出力端子にアノードが接続されるとともに前記第１入力端子にカソードが接続されたダイオードからなる
ことを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。 The third semiconductor element comprises a diode having an anode connected to the negative output terminal and a cathode connected to the second input terminal, and the fourth semiconductor element has an anode connected to the negative output terminal and The switching power supply device according to claim 4, comprising a diode having a cathode connected to the first input terminal. 前記第３半導体素子は前記負極出力端子と前記第２入力端子との間に接続された電界効果トランジスタからなり、前記第４半導体素子は前記負極出力端子と前記第１入力端子との間に接続された電界効果トランジスタからなる
ことを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。 The third semiconductor element includes a field effect transistor connected between the negative output terminal and the second input terminal, and the fourth semiconductor element is connected between the negative output terminal and the first input terminal. The switching power supply device according to claim 4, comprising a field effect transistor. 前記入力側電圧として交流電圧が印加される第１入力端子及び第２入力端子と、
前記第２入力端子と前記負極出力端子との間に接続され、所定の制御信号に基づいて、前記第２入力端子と前記負極出力端との間の通電を開閉する第２スイッチング素子と、
前記第２入力端子に入力端が接続された第２直列インダクタと該第２直列インダクタの出力端に入力端が接続された第２直列コンデンサとからなり、前記第２インダクタの出力端と前記正極出力端子との間に直列接続されている第２ＬＣ直列回路と、
前記第２直列コンデンサの出力端に入力端が接続されるとともに出力端が前記正極出力端子に接続されている第２半導体素子とを設け、
前記第１インダクタの入力端が前記第１入力端子に接続されている
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。 A first input terminal and a second input terminal to which an alternating voltage is applied as the input side voltage;
A second switching element that is connected between the second input terminal and the negative output terminal and opens and closes energization between the second input terminal and the negative output terminal based on a predetermined control signal;
A second series inductor having an input terminal connected to the second input terminal and a second series capacitor having an input terminal connected to the output terminal of the second series inductor, the output terminal of the second inductor and the positive electrode A second LC series circuit connected in series with the output terminal;
A second semiconductor element having an input terminal connected to an output terminal of the second series capacitor and an output terminal connected to the positive electrode output terminal;
The switching power supply according to claim 1, wherein an input terminal of the first inductor is connected to the first input terminal. 前記第２半導体素子は、前記第２直列コンデンサの出力端にアノードが接続され、前記正極出力端子にカソードが接続されているダイオードからなる
ことを特徴とする請求項９に記載のスイッチング電源装置。 10. The switching power supply device according to claim 9, wherein the second semiconductor element includes a diode having an anode connected to an output terminal of the second series capacitor and a cathode connected to the positive output terminal. 前記第２半導体素子は電界効果トランジスタからなることを特徴とする請求項９に記載のスイッチング電源装置。   The switching power supply device according to claim 9, wherein the second semiconductor element includes a field effect transistor. 一端が前記正極出力端子に接続され、他端が前記負極出力端子に接続された平滑用のコンデンサを備えている
ことを特徴とする請求項１乃至１１の何れかに記載のスイッチング電源装置。 The switching power supply device according to any one of claims 1 to 11, further comprising a smoothing capacitor having one end connected to the positive electrode output terminal and the other end connected to the negative electrode output terminal. 前記スイッチング素子のターンオン時間が該スイッチング素子に接続されている前記ＬＣ直列回路の時定数の０．５倍に設定されている
ことを特徴とする請求項１乃至１２の何れかに記載のスイッチング電源装置。 The switching power supply according to any one of claims 1 to 12, wherein a turn-on time of the switching element is set to 0.5 times a time constant of the LC series circuit connected to the switching element. apparatus.
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