JP2014003763A - Stationary airport power supply - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、静止型空港電源に関し、特に、直流電圧に基づいて、複数のスイッチ素子により生成した複数相の交流電圧を出力する静止型空港電源に関する。 The present invention relates to a stationary airport power supply, and more particularly, to a stationary airport power supply that outputs a plurality of phases of AC voltage generated by a plurality of switching elements based on a DC voltage.
一般に、航空機内の電源周波数は、電装機器の小型化および軽量化を目的として４００Ｈｚに設定される。また、航空機は、飛行中および空港内移動中において、それぞれ主エンジン発電機（Integrated Drive Generator）および補助発電機（Auxiliary Power Unit）により生成した交流電力を利用する。すなわち、航空機は、自己が発動した動力に基づいて生成した交流電力を利用する。 Generally, the power supply frequency in an aircraft is set to 400 Hz for the purpose of reducing the size and weight of electrical equipment. The aircraft uses AC power generated by a main engine generator (Integrated Drive Generator) and an auxiliary generator (Auxiliary Power Unit) during flight and during movement in the airport, respectively. That is, the aircraft uses AC power generated based on the power that is activated by itself.
一方、航空機は、空港において駐機を行う際は、電力の供給源を補助発電機から空港に設置された静止型空港電源に切り替えた後、自己の動力を停止する。これにより、駐機中における航空機から排出される排気ガスおよび騒音を減少させることが可能となる。 On the other hand, when the aircraft parks at the airport, the power source is switched from the auxiliary generator to the stationary airport power source installed at the airport and then stops its power. This makes it possible to reduce exhaust gas and noise discharged from the aircraft while parked.
このような静止型空港電源の一例が、特開２００６−２８２１６５号公報（特許文献１）に開示されている。すなわち、電力変換器は、たとえば６０Ｈｚ、４６０Ｖｒｍｓの電源周波数を有する電源電圧用の入力端子を備え、３相４００Ｈｚ／１１５Ｖｒｍｓの出力電圧である安定した多相交流出力電圧を発生する周波数変換器を囲むハウジングを有する。 An example of such a stationary airport power supply is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 2006-282165 (Patent Document 1). That is, the power converter includes a power voltage input terminal having a power frequency of 60 Hz and 460 Vrms, for example, and surrounds the frequency converter that generates a stable multiphase AC output voltage that is a three-phase 400 Hz / 115 Vrms output voltage. Having a housing.
この周波数変換器において、ある回路位相は、周波数変換器の個々の位相出力が他の位相出力と無関係に制御可能になるように選択する。従って、スター結線または環状結線３相変圧器による最も一般的なインバータ位相は、物理的中立点がないため使用できない。こうした結合では、出力電圧の３相は非対称性負荷に対応して非対称になる。そこで、整流器によって発生される直流電圧から中心タップが供給され、当技術分野で周知のスイッチの適切なパルス幅変調によって各出力位相の出力電圧を個別に制御するため４００Ｈｚの交流出力電圧を発生する６個のスイッチが配置される。また他の回路位相である代替位相では、１２個のスイッチが中心タップなしに直流電圧に接続したＨ（Half）−ブリッジとして配置され、個別に制御可能な出力位相電圧を供給する。また、Ｈ−ブリッジ位相は変圧器を必要とする。 In this frequency converter, certain circuit phases are selected such that the individual phase outputs of the frequency converter can be controlled independently of the other phase outputs. Therefore, the most common inverter phase with star-connected or ring-connected 3-phase transformers cannot be used because there is no physical neutral point. With such coupling, the three phases of the output voltage become asymmetric corresponding to the asymmetric load. Therefore, a center tap is supplied from the DC voltage generated by the rectifier and generates a 400 Hz AC output voltage to individually control the output voltage of each output phase by appropriate pulse width modulation of switches well known in the art. Six switches are arranged. In the alternative phase, which is another circuit phase, 12 switches are arranged as an H (Half) -bridge connected to a DC voltage without a center tap to supply an individually controllable output phase voltage. The H-bridge phase also requires a transformer.
ところで、特許文献１に記載の周波数変換器は、中心タップを中立点とすることにより各出力位相の出力電圧を個別に制御できるようにする。しかしながら、周波数変換器が出力する交流電圧には、６個のスイッチにより発生する電圧の脈動であるリプルが出力電圧に含まれてしまうという問題が発生する。
By the way, the frequency converter of
また、代替位相としてＨ−ブリッジ位相を用いた特許文献１に記載の周波数変換器は、１２個のスイッチが配置されるため、静止型空港電源の物理的なサイズが大きくなり、また、製造コストが高くなる問題が生じる。
In addition, the frequency converter described in
この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、電圧の脈動を抑制させた複数相の交流電圧を簡易な構成で生成することが可能な静止型空港電源を提供することである。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a stationary airport power source capable of generating a plurality of phases of AC voltage with suppressed voltage pulsation with a simple configuration. It is to be.
（１）上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる静止型空港電源は、複数のスイッチ素子を含み、受けた直流電圧を上記複数のスイッチ素子のスイッチングによって複数相の交流電圧に変換するための電圧変換部と、上記相に対応して設けられ、上記電圧変換部によって変換された対応の上記相の交流電圧のうち、所定の周波数以上の成分を減衰させるための複数の出力フィルタと、上記複数の出力フィルタの共通の基準電位ノードと上記直流電圧を２分する中間電位ノードとの間に接続され、上記スイッチングの周波数を含む周波数成分を減衰させるためのコモンフィルタとを備える。 (1) In order to solve the above problems, a stationary airport power supply according to an aspect of the present invention includes a plurality of switch elements, and the received DC voltage is converted into a plurality of phases of AC voltage by switching the plurality of switch elements. A plurality of outputs for attenuating a component having a frequency equal to or higher than a predetermined frequency among the AC voltage of the corresponding phase that is provided corresponding to the phase and converted by the voltage conversion unit; A filter, and a common filter connected between a common reference potential node of the plurality of output filters and an intermediate potential node that divides the DC voltage into two, and for attenuating frequency components including the switching frequency. .
このような構成により、スイッチ素子のスイッチングにより発生する電圧の脈動であるリプルを抑制させた複数相の交流電圧を、たとえばＨ−ブリッジ位相を用いた場合におけるスイッチ素子の半分の個数のスイッチ素子を用いた簡易な構成で適切に生成することができる。 With such a configuration, a plurality of AC voltages in which ripple, which is a ripple of voltage generated by switching of the switch elements, is suppressed, for example, half the number of switch elements in the case of using an H-bridge phase are provided. It can be appropriately generated with the simple configuration used.
これにより、静止型空港電源は、スイッチングによるリプルが抑制された品質のよい交流電圧を航空機に対して適切に供給することができる。 As a result, the stationary airport power supply can appropriately supply a high-quality AC voltage in which ripples due to switching are suppressed to the aircraft.
（２）好ましくは、上記コモンフィルタは、インダクタを含む。 (2) Preferably, the common filter includes an inductor.
このような構成により、高周波成分に対しては基準電位ノードと中間電位ノードとの間のインピーダンスを高くすることができるので、複数相の交流電圧に含まれるリプルの周波数成分を高くすることができる。 With such a configuration, since the impedance between the reference potential node and the intermediate potential node can be increased with respect to the high frequency component, the frequency component of the ripple included in the AC voltage of a plurality of phases can be increased. .
これにより、出力フィルタによるリプルの減衰効果を向上させることができる。 Thereby, the ripple attenuation effect by the output filter can be improved.
また、低周波成分に対しては基準電位ノードと中間電位ノードとの間のインピーダンスを低くすることができるので、基準電位ノードの電位を安定させることができる。 Further, since the impedance between the reference potential node and the intermediate potential node can be lowered for the low frequency component, the potential of the reference potential node can be stabilized.
これにより、複数相の交流電圧および位相を個別に制御することができるので、航空機における負荷が平衡負荷でない場合においても、適切な電圧および位相を有する交流電圧を各負荷に対して印加することができる。 As a result, AC voltages and phases of a plurality of phases can be individually controlled, so that an AC voltage having an appropriate voltage and phase can be applied to each load even when the load on the aircraft is not a balanced load. it can.
（３）好ましくは、上記静止型空港電源は、さらに、互いに直列接続され、かつ上記電圧変換部と並列に接続され、上記直流電圧を出力するための複数のキャパシタを備え、上記中間電位ノードは、上記キャパシタ間のノードである。 (3) Preferably, the stationary airport power supply further includes a plurality of capacitors connected in series to each other and connected in parallel with the voltage conversion unit, and for outputting the DC voltage, and the intermediate potential node is , A node between the capacitors.
このような構成により、高周波成分を減衰させた直流電圧を電圧変換部へ出力することができる。また、当該複数のキャパシタの接続点である中間電位ノードを中性点として選択することにより、適切な回路構成をとることができる。 With such a configuration, it is possible to output a DC voltage in which a high-frequency component is attenuated to the voltage conversion unit. In addition, by selecting an intermediate potential node that is a connection point of the plurality of capacitors as a neutral point, an appropriate circuit configuration can be obtained.
（４）好ましくは、上記出力フィルタは、対応の上記相の交流電圧を受ける第１端と、第２端とを有するインダクタと、上記インダクタの第２端に電気的に接続された第１端と、第２端とを有するキャパシタとを含み、各上記相の上記キャパシタの第２端は互いに電気的に接続され、上記基準電位ノードは、上記各相のキャパシタの第２端の接続ノードである。 (4) Preferably, the output filter includes an inductor having a first end receiving a corresponding AC voltage of the phase and a second end, and a first end electrically connected to the second end of the inductor. And a capacitor having a second end, wherein the second end of the capacitor of each phase is electrically connected to each other, and the reference potential node is a connection node of the second end of the capacitor of each phase. is there.
このような構成により、各相に含まれる高周波成分が基準電位ノードへ出力されるので、高周波成分を減衰させた交流電圧すなわち平滑化させた交流電圧を簡易な回路で生成することができる。また、基準電位ノードを中性点として利用することができる。 With such a configuration, since the high frequency component included in each phase is output to the reference potential node, an alternating voltage in which the high frequency component is attenuated, that is, a smoothed alternating voltage can be generated with a simple circuit. Further, the reference potential node can be used as a neutral point.
（５）好ましくは、上記静止型空港電源は、さらに、上記電圧変換部によって変換された上記複数相の交流電圧を、中性点を含む上記複数相の交流電圧に変換するための相変換部を備える。 (5) Preferably, the stationary airport power supply further includes a phase conversion unit for converting the plurality of phases of AC voltage converted by the voltage conversion unit into the plurality of phases of AC voltage including a neutral point. Is provided.
このような構成により、電圧変換部によって変換された複数相の交流電圧を航空機に適した中性点を含む複数相の交流電圧に変換することができるので、航空機に対して交流電力を適切に供給することができる。また、静止型空港電源および航空機間を電気的に絶縁することができる。 With such a configuration, it is possible to convert a plurality of phases of AC voltage converted by the voltage conversion unit into a plurality of phases of AC voltage including a neutral point suitable for an aircraft. Can be supplied. Further, it is possible to electrically insulate between the stationary airport power source and the aircraft.
本発明によれば、電圧の脈動を抑制させた複数相の交流電圧を簡易な構成で生成することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the alternating voltage of the several phase which suppressed the pulsation of a voltage can be produced | generated with a simple structure.
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals and description thereof will not be repeated.
［静止型空港電源の構成］
図１は、本発明の実施の形態に係る空港電源システムの構成を示す図である。
[Configuration of stationary airport power supply]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an airport power supply system according to an embodiment of the present invention.
図１を参照して、空港電源システム２０１は、中性線ＮＬ０に接続された交流電源Ｅ０と、静止型空港電源１０１と、負荷回路１２とを含む。負荷回路１２は、負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃを含み、たとえば負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃはスター結線されている。
Referring to FIG. 1, airport
静止型空港電源１０１は、整流回路１と、平滑化回路２と、３相インバータ回路（電圧変換部）３と、フィルタ回路４と、変圧器（相変換部）５と、測定部６と、制御部７と、コモンフィルタ１１とを含む。
The stationary
平滑化回路２は、平滑用キャパシタＣ１，Ｃ２を含む。３相インバータ回路３は、半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６と、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６とを含む。
フィルタ回路４は、出力フィルタ８，９，１０を含む。出力フィルタ８は、インダクタＬ１と、キャパシタＣ３とを含む。また、出力フィルタ９は、インダクタＬ２と、キャパシタＣ４とを含む。また、出力フィルタ１０は、インダクタＬ３と、キャパシタＣ５とを含む。コモンフィルタ１１は、インダクタＬ４を含む。
The
静止型空港電源１０１は、たとえば空港から供給される商用電源である交流電源Ｅ０から任意の周波数および振幅を有する複数相の交流電圧または交流電流を生成し、駐機中の航空機における負荷回路１２すなわち負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃに当該複数相の交流電圧または交流電流を供給する。
The stationary
具体的には、静止型空港電源１０１は、たとえば交流電源Ｅ０から供給される３相３線式の周波数６０Ｈｚおよび電圧４００ボルトの交流電圧を、周波数４００Ｈｚ、線間電圧が２００Ｖおよび相電圧が１１５Ｖの３相４線式のａ，ｂ，ｃ相の交流電圧へ変換する。そして、静止型空港電源１０１は、変換したａ，ｂ，ｃ相の交流電圧を航空機における負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃへそれぞれ供給し、かつ中性線ＮＬ１により静止型空港電源１０１におけるｎ相と負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃにおける中性点とを接続することにより当該航空機へ交流電力を供給する。
Specifically, the stationary
より詳細には、静止型空港電源１０１における整流回路１は、交流電源Ｅ０および平滑化回路２の間に設けられている。整流回路１は、図示しない１または複数の変圧器およびブリッジダイオードを含む。
More specifically, the
整流回路１は、交流電源Ｅ０から受けた交流電圧を当該変圧器により昇圧または降圧し、かつ当該交流電圧をブリッジダイオードで全波整流することにより直流電圧を生成する。そして、整流回路１は、生成した直流電圧の高電圧側の電圧Ｖｈおよび低電圧側の電圧Ｖｌを、それぞれノード２１，２３を介して平滑化回路２における平滑用キャパシタＣ１，Ｃ２へ出力する。
The
なお、整流回路１は、たとえば交流電源Ｅ０から受けた交流電圧を昇圧または降圧することなく所望のレベルの電圧を生成することができる場合、上記変圧器を含まなくてもよい。
Note that the
平滑化回路２は、整流回路１および３相インバータ回路３の間に設けられている。平滑化回路２における平滑用キャパシタＣ１，Ｃ２の容量および周波数特性は略同じである。また、平滑用キャパシタＣ１，Ｃ２は、ノード２２を介して互いに直列に接続され、かつ３相インバータ回路３と並列に接続される。
The smoothing
具体的には、平滑用キャパシタＣ１は、ノード２１を介して整流回路１と接続された第１端と、ノード２２を介して平滑用キャパシタＣ２と接続された第２端とを有する。また、平滑用キャパシタＣ２は、ノード２２を介して平滑用キャパシタＣ１の第２端と接続された第１端と、ノード２３を介して整流回路１と接続された第２端とを有する。
Specifically, the smoothing capacitor C1 has a first end connected to the
平滑用キャパシタＣ１の第１端および平滑用キャパシタＣ２の第２端は、それぞれ電圧Ｖｈおよび電圧Ｖｌを整流回路１から受ける。そして、平滑用キャパシタＣ１，Ｃ２は、電圧Ｖｈおよび電圧Ｖｌ間に含まれる高周波成分すなわち脈動成分であるリプルを減衰させ、リプルを減衰させた直流電圧を３相インバータ回路３へ出力する。
The first end of the smoothing capacitor C1 and the second end of the smoothing capacitor C2 receive the voltage Vh and the voltage Vl from the
また、平滑用キャパシタＣ１，Ｃ２の容量および当該容量の周波数特性は略同じであるので、ノード２２における電圧Ｖｍは、電圧Ｖｈおよび電圧Ｖｌの略平均すなわち２分した電圧となる。以下、ノード２２を中間電位ノードとも称する。
Further, since the capacitances of the smoothing capacitors C1 and C2 and the frequency characteristics of the capacitors are substantially the same, the voltage Vm at the
３相インバータ回路３は、平滑化回路２およびフィルタ回路４の間に設けられている。３相インバータ回路３は、整流回路１から平滑化回路２を介して受けた直流電圧を複数のスイッチ素子のスイッチングによって複数相の交流電圧に変換する。
The three-
具体的には、３相インバータ回路３には、半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６が設けられる。この半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６は、整流回路１から平滑化回路２を介して供給される直流電圧を、スイッチングによって位相が略１２０度異なるＡ，Ｂ，Ｃ相の交流電圧へ変換する。
Specifically, the three-
より詳細には、３相インバータ回路３は、Ａ相に対応する半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２の組と、Ｂ相に対応する半導体スイッチ素子Ｔ３，Ｔ４の組と、Ｃ相に対応する半導体スイッチ素子Ｔ５，Ｔ６の組とを含む。
More specifically, the three-
３相インバータ回路３における半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６は、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。
The semiconductor switch elements T1, T2, T3, T4, T5, and T6 in the three-
半導体スイッチ素子Ｔ１は、ダイオードＤ１のカソードおよびノード２１と接続されたコレクタと、ダイオードＤ１のアノードおよびノード２４を介して半導体スイッチ素子Ｔ２と接続されたエミッタと、ゲートとを有する。半導体スイッチ素子Ｔ２は、ダイオードＤ２のカソードおよびノード２４を介して半導体スイッチ素子Ｔ１と接続されたコレクタと、ダイオードＤ２のアノードおよびノード２３と接続されたエミッタと、ゲートとを有する。
Semiconductor switch element T1 has a collector connected to the cathode of diode D1 and
半導体スイッチ素子Ｔ３は、ダイオードＤ３のカソードおよびノード２１と接続されたコレクタと、ダイオードＤ３のアノードおよびノード２５を介して半導体スイッチ素子Ｔ４と接続されたエミッタと、ゲートとを有する。半導体スイッチ素子Ｔ４は、ダイオードＤ４のカソードおよびノード２５を介して半導体スイッチ素子Ｔ３と接続されたコレクタと、ダイオードＤ４のアノードおよびノード２３と接続されたエミッタと、ゲートとを有する。
Semiconductor switch element T3 has a collector connected to the cathode of diode D3 and
半導体スイッチ素子Ｔ５は、ダイオードＤ５のカソードおよびノード２１と接続されたコレクタと、ダイオードＤ５のアノードおよびノード２６を介して半導体スイッチ素子Ｔ６と接続されたエミッタと、ゲートとを有する。半導体スイッチ素子Ｔ６は、ダイオードＤ６のカソードおよびノード２６を介して半導体スイッチ素子Ｔ５と接続されたコレクタと、ダイオードＤ６のアノードおよびノード２３と接続されたエミッタと、ゲートとを有する。
Semiconductor switch element T5 has a collector connected to the cathode of diode D5 and
半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６は、たとえば論理ハイレベルの駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６を制御部７からそれぞれ受けるとオンする。また、半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６は、たとえば論理ローレベルの駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６を制御部７からそれぞれ受けるとオフする。
The semiconductor switch elements T1, T2, T3, T4, T5, and T6 are turned on when, for example, logic high level drive signals S1, S2, S3, S4, S5, and S6 are received from the
ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６は、半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６にそれぞれ逆電圧が印加されたときに、半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６のエミッタ側からコレクタ側へ電流を流す。これにより、半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６が逆電圧によって破壊されることを防ぐことができる。 The diodes D1, D2, D3, D4, D5, and D6 are connected to the semiconductor switch elements T1, T2, T3, T4, and T6 when a reverse voltage is applied to the semiconductor switch elements T1, T2, T3, T4, T5, and T6, respectively. Current flows from the emitter side to the collector side of T5 and T6. Thereby, it is possible to prevent the semiconductor switch elements T1, T2, T3, T4, T5, and T6 from being destroyed by the reverse voltage.
測定部６は、図示しない電流検出部を含み、整流回路１が交流電源Ｅ０から受ける入力交流電流ｉ０と、整流回路１が出力する出力直流電流Ｉｈ，Ｉｌと、フィルタ回路４が出力する出力交流電流ｉＡ，ｉＢ，ｉＣまたは変圧器５が出力する出力交流電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃとを検出し、検出結果を示す信号を制御部７へ出力する。
The
また、測定部６は、図示しない電圧検出部を含み、整流回路１が交流電源Ｅ０から受ける入力交流電圧ｖ０と、整流回路１が出力する出力直流電圧Ｖｈ，Ｖｌと、フィルタ回路４が出力する出力交流電圧ｖＡ，ｖＢ，ｖＣまたは変圧器５が出力する出力交流電圧ｖａ，ｖｂ，ｖｃとを検出し、検出結果を示す信号を制御部７へ出力する。
The
制御部７は、測定部６の検出結果に基づいて駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６を生成し、生成した駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６を３相インバータ回路３の半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６におけるゲートへそれぞれ出力することにより、３相インバータ回路３を制御する。
The
具体的には、制御部７は、３相インバータ回路３をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する。
Specifically, the
より詳細には、制御部７は、自己の静止型空港電源１０１が負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃへ出力する交流電圧の周波数である４００Ｈｚより大きいキャリア周波数Ｆｃのたとえば三角波を生成する。制御部７は、生成した三角波のレベルがたとえばあるしきい値より大きいという条件を満たす場合、論理ハイレベルの駆動信号を出力し、また、当該条件を満たさない場合、論理ローレベルの駆動信号を出力する。
More specifically, the
制御部７は、当該しきい値のレベルを調整することにより、論理ハイレベルの駆動信号を出力する時間すなわち駆動信号のパルス幅を制御する。なお、制御部７が論理ハイレベルの駆動信号を出力する時間とキャリア周波数Ｆｃの逆数であるキャリア周期Ｔｃとの比がデューティ比となる。
The
制御部７は、周波数４００ＨｚのＡ相の交流電圧が３相インバータ回路３におけるノード２４を介してフィルタ回路４における出力フィルタ８へ出力されるように、デューティ比を調整した駆動信号Ｓ１，Ｓ２を、半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２におけるゲートへそれぞれ出力する。
The
また、制御部７は、周波数４００ＨｚのＢ相の交流電圧が３相インバータ回路３におけるノード２５を介してフィルタ回路４における出力フィルタ９へ出力されるように、デューティ比を調整した駆動信号Ｓ３，Ｓ４を、半導体スイッチ素子Ｔ３，Ｔ４におけるゲートへそれぞれ出力する。
In addition, the
また、制御部７は、周波数４００ＨｚのＣ相の交流電圧が３相インバータ回路３におけるノード２６を介してフィルタ回路４における出力フィルタ１０へ出力されるように、デューティ比を調整した駆動信号Ｓ５，Ｓ６を、半導体スイッチ素子Ｔ５，Ｔ６におけるゲートへそれぞれ出力する。
In addition, the
すなわち、制御部７は、デューティ比を調整した駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６を、キャリア周期Ｔｃ毎に半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６におけるゲートへそれぞれ出力する。
That is, the
そして、半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６は、制御部７から駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６をそれぞれ受けると、デューティ比に応じてキャリア周期Ｔｃ毎にオンする。従って、半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６におけるスイッチングの周波数は、キャリア周波数Ｆｃと一致する。
When the semiconductor switch elements T1, T2, T3, T4, T5, and T6 receive the drive signals S1, S2, S3, S4, S5, and S6 from the
フィルタ回路４は、３相インバータ回路３および変圧器５の間に設けられている。フィルタ回路４は、３相インバータ回路３から受けた各相の交流電圧に含まれる所定の周波数以上の成分を減衰させる。
The
具体的には、フィルタ回路４には、出力フィルタ８，９，１０が相ごとに設けられる。出力フィルタ８，９，１０は、３相インバータ回路３からそれぞれ受けたＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電圧に含まれる所定周波数以上の成分であるノイズを基準電位ノードであるコモンノードＣＯＭ１へ出力する。これにより、出力フィルタ８，９，１０は、当該ノイズを減衰させた交流電圧を変圧器５へ出力する。
Specifically, the
ここで、出力フィルタ８，９，１０が減衰させるノイズの周波数は、空港電源システム２０１の仕様に応じて適宜変更され、たとえば負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃへ供給すべき交流電力の周波数である４００Ｈｚより高い周波数である。
Here, the frequency of noise attenuated by the
出力フィルタ８におけるインダクタＬ１は、ノード２４と接続された第１端と、ノード２７を介してキャパシタＣ３と接続された第２端とを有する。また、出力フィルタ８におけるキャパシタＣ３は、ノード２７と接続された第１端と、コモンノードＣＯＭ１と接続された第２端とを有する。
Inductor L1 in
出力フィルタ９におけるインダクタＬ２は、ノード２５と接続された第１端と、ノード２８を介してキャパシタＣ４と接続された第２端とを有する。また、出力フィルタ９におけるキャパシタＣ４は、ノード２８と接続された第１端と、コモンノードＣＯＭ１と接続された第２端とを有する。
Inductor L2 in
出力フィルタ１０におけるインダクタＬ３は、ノード２６と接続された第１端と、ノード２９を介してキャパシタＣ５と接続された第２端とを有する。また、出力フィルタ１０におけるキャパシタＣ５は、ノード２９と接続された第１端と、コモンノードＣＯＭ１と接続された第２端とを有する。
Inductor L3 in
インダクタＬ１およびキャパシタＣ３は、Ａ相におけるローパスフィルタを形成し、ノード２４から受けたＡ相の交流電圧を平滑化し、平滑化した交流電圧ｖＡを変圧器５へ出力する。また、インダクタＬ２およびキャパシタＣ４は、Ｂ相におけるローパスフィルタを形成し、ノード２５から受けたＢ相の交流電圧を平滑化し、平滑化した交流電圧ｖＢを変圧器５へ出力する。また、インダクタＬ３およびキャパシタＣ５は、Ｃ相におけるローパスフィルタを形成し、ノード２６から受けたＣ相の交流電圧を平滑化し、平滑化した交流電圧ｖＣを変圧器５へ出力する。
Inductor L1 and capacitor C3 form a low-pass filter in the A phase, smoothes the A-phase AC voltage received from
変圧器５は、３相インバータ回路３からフィルタ回路４経由で受けた複数相の交流電圧を、所定の電圧レベルの、中性点を含む複数相の交流電圧に変換し、変換した交流電圧を負荷回路１２へ出力する。
The
具体的には、変圧器５では、１次側コイルが環状結線および２次側コイルがスター結線されている。１次側コイルがＡ，Ｂ，Ｃ相の交流電圧を３相インバータ回路３から受けると、受けたＡ，Ｂ，Ｃ相と位相が略３０度異なるａ，ｂ，ｃ相の交流電圧が、２次側コイルにおいて生成される。変圧器５は、２次側コイルにおいて生成されたａ，ｂ，ｃ相の交流電圧を、負荷回路１２における負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃへそれぞれ出力する。
Specifically, in the
この際、変圧器５は、３相インバータ回路３から受けた交流電圧を、線間電圧が２００Ｖおよび相電圧が１１５Ｖの３相の交流電圧へ変換する。なお、変圧器５における２次側コイルの中性点は、中性線ＮＬ１を介して負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃの中性点と接続される。
At this time, the
負荷回路１２は、変圧器５における２次側コイルから交流電圧を受けると、受けた交流電圧を負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃへ印加することにより電力を消費する。具体的には、負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃは、航空機における制御装置、空調装置および通信装置等である。
When the
負荷回路１２における負荷Ｌａは、変圧器５における２次側コイルと接続された第１端と、中性線ＮＬ１を介して変圧器５における２次側コイルの中性点と接続された第２端とを有する。また、負荷Ｌｂは、変圧器５における２次側コイルと接続された第１端と、中性線ＮＬ１を介して変圧器５における２次側コイルの中性点と接続された第２端とを有する。また、負荷Ｌｃは、変圧器５における２次側コイルと接続された第１端と、中性線ＮＬ１を介して変圧器５における２次側コイルの中性点と接続された第２端とを有する。
The load La in the
コモンフィルタ１１は、基準電位ノードと、整流回路１により出力される直流電圧を２分する中間電位ノードとの間に接続される。具体的には、コモンフィルタ１１は、たとえばインダクタＬ４を含む。インダクタＬ４は、中間電位ノードである平滑化回路２におけるノード２２と接続された第１端と、基準電位ノードであるコモンノードＣＯＭ１と接続された第２端とを有する。
The
［静止型空港電源の比較例の構成］
ここで、比較例である静止型空港電源１５１，１７１の構成について説明する。
[Configuration of comparative example of stationary airport power supply]
Here, the configuration of stationary
図２は、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源の比較例の構成を示す図である。 FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a comparative example of a stationary airport power supply according to the embodiment of the present invention.
図２を参照して、静止型空港電源１５１は、整流回路１と、平滑化回路２と、３相インバータ回路３と、フィルタ回路４と、変圧器５と、測定部６と、制御部７とを含む。なお、整流回路１、平滑化回路２、３相インバータ回路３、フィルタ回路４、変圧器５、測定部６および制御部７は、図１に示した静止型空港電源１０１における整流回路１、平滑化回路２、３相インバータ回路３、フィルタ回路４、変圧器５、測定部６および制御部７と同等であるので詳細な説明は繰り返さない。
Referring to FIG. 2, static
以下、本発明の実施の形態における静止型空港電源１０１との相違点を中心に、静止型空港電源１５１の構成を説明する。
Hereinafter, the configuration of the stationary
静止型空港電源１５１は、図２に示すように中間電位ノードであるノード２２と、コモンノードＣＯＭ５１とが接続されていないので中性点を有しない。
As shown in FIG. 2, the stationary
一方、仮想中性点であり、安定した電位である直流電圧の中心タップをフィルタ回路におけるコモンノードに接続する周波数変換器が特許文献１において開示されている。以下、特許文献１に開示された技術を用いた静止型空港電源１７１の構成を他の比較例として説明する。
On the other hand,
図３は、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源の他の比較例の構成を示す図である。 FIG. 3 is a diagram showing a configuration of another comparative example of the stationary airport power supply according to the embodiment of the present invention.
図３を参照して、静止型空港電源１７１は、整流回路１と、平滑化回路２と、３相インバータ回路３と、フィルタ回路４と、変圧器５と、測定部６と、制御部７とを含む。図３に示すように、静止型空港電源１７１には、特許文献１における図６に示される周波数変換器が含まれる。
Referring to FIG. 3, static
なお、整流回路１、平滑化回路２、３相インバータ回路３、フィルタ回路４、変圧器５、測定部６および制御部７は、図１に示した静止型空港電源１０１における、整流回路１、平滑化回路２、３相インバータ回路３、フィルタ回路４、変圧器５、測定部６および制御部７と同等であるので詳細な説明は繰り返さない。
The
以下、本発明の実施の形態における静止型空港電源１０１との相違点を中心に、静止型空港電源１７１の構成を説明する。
Hereinafter, the configuration of the stationary
静止型空港電源１７１は、図１に示した静止型空港電源１０１におけるコモンフィルタ１１を含まない。従って、静止型空港電源１７１におけるコモンノードＣＯＭ７１は、静止型空港電源１０１と異なり、平滑化回路２におけるノード２２とコモンフィルタ１１を介さずに接続される。
The stationary
［静止型空港電源１５１，１７１における問題点］
図４は、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源の比較例により出力されるコモンノードに対するＡ相の電圧の時間変化の一例を示す図である。
[Problems in stationary
FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a temporal change in the voltage of the A phase with respect to the common node output by the comparative example of the stationary airport power supply according to the embodiment of the present invention.
図４は、図２に示す静止型空港電源１５１におけるコモンノードＣＯＭ５１に対するノード２７の電圧すなわちＡ相の相電圧の時間変化を示す。なお、Ｂ相およびＣ相の相電圧の時間変化は、Ａ相の相電圧の時間変化の位相を１／３周期ずつ移相したものとなる。
FIG. 4 shows the time change of the voltage of the
図４に示すように、静止型空港電源１５１におけるＡ相の相電圧は、概ね１６０Ｖの振幅および４００Ｈｚの周波数を示す。
As shown in FIG. 4, the phase voltage of the A phase in the stationary
図５は、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源の他の比較例により出力されるコモンノードに対するＡ相の電圧の時間変化の一例を示す図である。 FIG. 5 is a diagram showing an example of a time change of the A-phase voltage with respect to the common node output by another comparative example of the stationary airport power supply according to the embodiment of the present invention.
図５は、図３に示す静止型空港電源１７１におけるコモンノードＣＯＭ７１に対するノード２７の電圧すなわちＡ相の相電圧の時間変化を示す。なお、Ｂ相およびＣ相の相電圧の時間変化は、Ａ相の相電圧の時間変化の位相を１／３周期ずつ移相したものとなる。
FIG. 5 shows a time change of the voltage of the
図５に示すように、静止型空港電源１７１におけるＡ相の相電圧は、概ね１６０Ｖの振幅および４００Ｈｚの周波数を示すことに加えて、静止型空港電源１５１におけるＡ相の相電圧と異なり、キャリア周波数Ｆｃと同じ周波数を有するリプルを含む。
As shown in FIG. 5, the phase voltage of the A phase in the stationary
これは、コモンノードＣＯＭ５１およびコモンノードＣＯＭ７１における電位が変動するか否かに起因する。すなわち、図３に示す静止型空港電源１７１においては、コモンノードＣＯＭ７１と中間電位ノードであるノード２２とが接続されているので、コモンノードＣＯＭ７１の電位は安定する。
This is caused by whether or not the potentials at the common node COM51 and the common node COM71 vary. That is, in the static
また、３相インバータ回路３における半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６は、キャリア周期Ｔｃ毎にオンおよびオフを繰り返すので、ノード２７，２８，２９における相電圧には、キャリア周波数Ｆｃを基本周波数とするリプルが含まれる。
Further, since the semiconductor switching elements T1, T2, T3, T4, T5, and T6 in the three-
これらのため、たとえば電位が安定したコモンノードＣＯＭ７１に対するノード２７の電圧の時間変化には、図５に示すようにＰＷＭ制御に用いたキャリア周波数Ｆｃと一致するリプルが含まれる。
For this reason, for example, the time change of the voltage of the
一方、図２に示す静止型空港電源１５１においては、コモンノードＣＯＭ５１と中間電位ノードであるノード２２とが接続されていないので、コモンノードＣＯＭ５１の電位は変動する。
On the other hand, in the static
より詳細には、コモンノードＣＯＭ５１の電位は、ノード２７，２８，２９における相電圧に応じて変動する。また、３相インバータ回路３における半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６がキャリア周期Ｔｃ毎にオンおよびオフを繰り返す。このため、ノード２７，２８，２９における相電圧にキャリア周波数Ｆｃを基本周波数とするリプルが含まれる。
More specifically, the potential of the common node COM51 varies according to the phase voltage at the
また、半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２の組と、半導体スイッチ素子Ｔ３，Ｔ４の組と、半導体スイッチ素子Ｔ５，Ｔ６の組とが、オンおよびオフを切り替えるタイミングは異なるので、ノード２７，２８，２９における相電圧においてリプルが発生するタイミングは異なる。 Further, the timing of switching on and off is different between the group of semiconductor switch elements T1, T2, the group of semiconductor switch elements T3, T4, and the group of semiconductor switch elements T5, T6. The timing at which ripple occurs in the phase voltage is different.
これらのため、図４に示すように、コモンノードＣＯＭ５１に対するノード２７の電圧の時間変化には、ＰＷＭ制御に用いたキャリア周波数Ｆｃの２倍に相当するリプルが含まれる。また、当該電圧の時間変化の極大点または極小点の付近において当該リプルを確認することができる。
For this reason, as shown in FIG. 4, the time change of the voltage of the
静止型空港電源１５１，１７１が出力する交流電圧における問題点を以下にまとめる。まず、図２に示す静止型空港電源１５１が出力する相電圧には、ＰＷＭ制御に用いたキャリア周波数Ｆｃの２倍に相当する周波数を有するリプルが含まれ、また、図３に示す静止型空港電源１７１が出力する相電圧には、ＰＷＭ制御に用いたキャリア周波数Ｆｃに相当する周波数を有するリプルが含まれる。
The problems in the AC voltage output from the stationary
静止型空港電源１５１が出力する相電圧に含まれるリプルの周波数は高いので、フィルタ回路４による減衰効果は大きい。一方、静止型空港電源１７１が出力する相電圧に含まれるリプルに対するフィルタ回路４による減衰効果は十分でない。
Since the ripple frequency included in the phase voltage output from the stationary
静止型空港電源１７１が出力する相電圧に含まれるリプルを減衰させるためには、より低周波の成分たとえばキャリア周波数Ｆｃに相当する周波数成分から減衰効果が得られるように、フィルタ回路４の周波数特性を変更する必要がある。
In order to attenuate the ripple included in the phase voltage output from the stationary
しかしながら、フィルタ回路４の周波数特性を変更すると、当該相電圧に含まれる４００Ｈｚの成分も減衰させてしまったり、回路設計の自由度を狭くしてしまったりするので好ましくない。
However, changing the frequency characteristic of the
一方、静止型空港電源１５１は、フィルタ回路４により相電圧に含まれるリプルを十分に減衰させることができるが、中性点を有しないので負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃが平衡負荷でない場合、すなわち負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃが等しくない場合、以下の問題が発生する。
On the other hand, the stationary
すなわち、フィルタ回路５４におけるコモンノードＣＯＭ５１の電位が変動するので、静止型空港電源１５１は、３相の交流電圧および位相を個別に制御することが困難となってしまう。
That is, since the potential of the common node COM51 in the filter circuit 54 varies, it becomes difficult for the stationary
［コモンフィルタによるリプルの減衰効果］
これに対して、本発明の実施の形態における静止型空港電源１０１は、中間電位ノードである平滑化回路２におけるノード２２と基準電位ノードであるコモンノードＣＯＭ１とをインダクタＬ４を含むコモンフィルタ１１を介して接続する。
[Ripple attenuation effect by common filter]
On the other hand, static
インダクタＬ４は、インダクタンスを有するのでインダクタＬ４のインピーダンスの大きさは周波数に比例する。すなわち、インダクタＬ４は、高周波成分に対してはインピーダンスが高く、また、低周波成分に対してはインピーダンスが低い。 Since the inductor L4 has an inductance, the magnitude of the impedance of the inductor L4 is proportional to the frequency. That is, the inductor L4 has a high impedance for the high frequency component and a low impedance for the low frequency component.
具体的には、インダクタＬ４は、減衰すべきリプルの周波数であるキャリア周波数Ｆｃに相当する周波数成分に対してはインピーダンスが高く、また、負荷回路１２へ出力すべき４００Ｈｚの周波数成分に対してはインピーダンスが低い。
Specifically, the inductor L4 has a high impedance for the frequency component corresponding to the carrier frequency Fc that is the frequency of the ripple to be attenuated, and for the 400 Hz frequency component to be output to the
従って、静止型空港電源１０１は、キャリア周波数Ｆｃに相当する周波数成分に対しては、図２に示す静止型空港電源１５１のような、中間電位ノードであるノード２２および基準電位ノードであるコモンノードＣＯＭ１の接続が切り離された状態に近い。
Therefore, the stationary
これにより、静止型空港電源１０１における各相電圧に含まれるリプルの周波数成分は、キャリア周波数Ｆｃの２倍の成分が多く含まれることになるので、フィルタ回路４により当該リプルを適切に減衰させることができる。
As a result, the frequency component of the ripple included in each phase voltage in the stationary
図６は、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源により出力されるコモンノードに対するＡ相の電圧の時間変化の他の一例を示す図である。 FIG. 6 is a diagram showing another example of the time change of the A-phase voltage with respect to the common node output by the stationary airport power supply according to the embodiment of the present invention.
図６は、図１に示す静止型空港電源１０１におけるコモンノードＣＯＭ１に対するノード２７の電圧すなわちＡ相の相電圧の時間変化を示す。なお、Ｂ相およびＣ相の相電圧の時間変化は、Ａ相の相電圧の時間変化の位相を１／３周期ずつ移相したものとなる。
FIG. 6 shows the time change of the voltage of the
図６に示すように、静止型空港電源１０１におけるＡ相の相電圧は、概ね１６０Ｖの振幅および４００Ｈｚの周波数を示す。また、当該相電圧の時間変化および図５に示す相電圧の時間変化と比べると、相電圧に含まれるキャリア周波数Ｆｃと同じ周波数を有するリプルが大幅に減衰していることが分かる。
As shown in FIG. 6, the phase voltage of the A phase in the stationary
また、静止型空港電源１０１は、４００Ｈｚの周波数成分に対しては、図３に示す静止型空港電源１７１のような、中間電位ノードであるノード２２および基準電位ノードであるコモンノードＣＯＭ１が直接接続された状態に近い。
Further, the stationary
これにより、静止型空港電源１０１におけるコモンノードＣＯＭ１の電位を安定にすることができるので、３相の各相電圧および位相を個別に制御することができる。
As a result, the potential of the common node COM1 in the stationary
ところで、特許文献１に記載の周波数変換器は、中心タップを中立点とすることにより各出力位相の出力電圧を個別に制御できるようにする。しかしながら、周波数変換器が出力する交流電圧には、６個のスイッチにより発生する電圧の脈動であるリプルが出力電圧に含まれてしまうという問題が発生する。
By the way, the frequency converter of
また、代替位相としてＨ−ブリッジ位相を用いた周波数変換器は、１２個のスイッチが配置されるため、静止型空港電源の物理的なサイズが大きくなり、また、製造コストが高くなる問題が生じる。 In addition, the frequency converter using the H-bridge phase as an alternative phase has 12 switches, which increases the physical size of the stationary airport power supply and increases the manufacturing cost. .
これに対して、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源では、３相インバータ回路３は、半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６を含み、整流回路１から平滑化回路２経由で受けた直流電圧を半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６のスイッチングによって３相の交流電圧に変換する。出力フィルタ８，９，１０は、上記３相に対応して設けられ、３相インバータ回路３によって変換された対応の３相の交流電圧のうち、所定の周波数以上の成分を減衰させる。そして、コモンフィルタ１１は、出力フィルタ８，９，１０の共通の基準電位ノードであるコモンノードＣＯＭ１と上記直流電圧を２分する中間電位ノードであるノード２２との間に接続され、スイッチングの周波数を含む周波数成分を減衰させる。
On the other hand, in the stationary airport power supply according to the embodiment of the present invention, the three-
このような構成により、半導体スイッチ素子のスイッチングにより発生する電圧の脈動であるリプルを抑制させた３相の交流電圧を、たとえばＨ−ブリッジ位相を用いた場合における半導体スイッチ素子の半分の個数である６個の半導体スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６を用いた簡易な構成で適切に生成することができる。 With such a configuration, the three-phase AC voltage in which ripple, which is a pulsation of the voltage generated by switching of the semiconductor switch element, is suppressed, is, for example, half the number of semiconductor switch elements when the H-bridge phase is used. It can be appropriately generated with a simple configuration using six semiconductor switch elements T1, T2, T3, T4, T5, and T6.
これにより、静止型空港電源１０１は、スイッチングによるリプルが抑制された品質のよい交流電圧を航空機に対して適切に供給することができる。
As a result, the stationary
また、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源では、コモンフィルタは、インダクタＬ４を含む。 In the static airport power supply according to the embodiment of the present invention, the common filter includes an inductor L4.
このような構成により、高周波成分に対してはコモンノードＣＯＭ１とノード２２との間のインピーダンスを高くすることができるので、３相の交流電圧に含まれるリプルの周波数成分を高くすることができる。
With such a configuration, the impedance between the common node COM1 and the
これにより、出力フィルタ８，９，１０によるリプルの減衰効果を向上させることができる。
Thereby, the ripple attenuation effect by the
また、低周波成分に対してはコモンノードＣＯＭ１とノード２２との間のインピーダンスを低くすることができるので、コモンノードＣＯＭ１の電位を安定させることができる。
Further, since the impedance between the common node COM1 and the
これにより、３相の交流電圧および位相を個別に制御することができるので、航空機における負荷が平衡負荷でない場合においても、適切な電圧および位相を有する交流電圧を各負荷に対して印加することができる。 As a result, the AC voltage and phase of the three phases can be individually controlled. Therefore, even when the load on the aircraft is not a balanced load, an AC voltage having an appropriate voltage and phase can be applied to each load. it can.
また、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源では、平滑化回路２における平滑用キャパシタＣ１，Ｃ２は、互いに直列接続され、かつ３相インバータ回路３と並列に接続され、直流電圧を出力する。そして、中間電位ノードであるノード２２は、平滑用キャパシタＣ１，Ｃ２間のノードである。
In the static airport power supply according to the embodiment of the present invention, the smoothing capacitors C1 and C2 in the smoothing
このような構成により、高周波成分を減衰させた直流電圧を３相インバータ回路３へ出力することができる。また、平滑用キャパシタＣ１，Ｃ２の接続点である中間電位ノードを中性点として選択することにより、適切な回路構成をとることができる。
With such a configuration, it is possible to output a DC voltage having a high-frequency component attenuated to the three-
また、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源では、出力フィルタ８は、対応の上記相の交流電圧を受ける第１端と、第２端とを有するインダクタＬ１と、インダクタＬ１の第２端に電気的に接続された第１端と、第２端とを有するキャパシタＣ３とを含む。出力フィルタ９は、対応の上記相の交流電圧を受ける第１端と、第２端とを有するインダクタＬ２と、インダクタＬ２の第２端に電気的に接続された第１端と、第２端とを有するキャパシタＣ４とを含む。出力フィルタ１０は、対応の上記相の交流電圧を受ける第１端と、第２端とを有するインダクタＬ３と、インダクタＬ３の第２端に電気的に接続された第１端と、第２端とを有するキャパシタＣ５とを含む。そして、上記相のキャパシタＣ３，Ｃ４，Ｃ５の第２端は互いに電気的に接続され、基準電位ノードであるコモンノードＣＯＭ１は、上記各相のキャパシタＣ３，Ｃ４，Ｃ５の第２端の接続ノードである。
In the stationary airport power supply according to the embodiment of the present invention, the
このような構成により、各相に含まれる高周波成分が基準電位ノードへ出力されるので、高周波成分を減衰させた交流電圧すなわち平滑化させた交流電圧を簡易な回路で生成することができる。また、基準電位ノードを中性点として利用することができる。 With such a configuration, since the high frequency component included in each phase is output to the reference potential node, an alternating voltage in which the high frequency component is attenuated, that is, a smoothed alternating voltage can be generated with a simple circuit. Further, the reference potential node can be used as a neutral point.
また、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源では、変圧器５は、３相インバータ回路３によって変換された３相の交流電圧を、中性点を含む３相の交流電圧に変換する。
In the stationary airport power supply according to the embodiment of the present invention, the
このような構成により、３相インバータ回路３によって変換された３相の交流電圧を航空機に適した中性点を含む３相の交流電圧に変換することができるので、航空機に対して交流電力を適切に供給することができる。また、静止型空港電源１０１および航空機間を電気的に絶縁することができる。
With such a configuration, the three-phase AC voltage converted by the three-
なお、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源は、コモンフィルタ１１がインダクタＬ４を含む構成であるとしたが、これに限定するものではない。コモンフィルタ１１は、負荷Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃへ出力する交流電圧の周波数においてインピーダンスが低く、かつキャリア周波数Ｆｃにおいてインピーダンスが高い特性を持つフィルタであればよい。具体的には、コモンフィルタ１１は、抵抗、キャパシタおよびインダクタ等の受動素子の組み合わせであってもよい。
Note that the static airport power supply according to the embodiment of the present invention is configured such that the
また、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源は、平滑化回路２において平滑用キャパシタＣ１，Ｃ２の２個のキャパシタを含む構成としたが、これに限定するものではない。平滑化回路２は、整流回路１から受けた電圧Ｖｈおよび電圧Ｖｌ間に含まれるリプルを減衰させる特性を有し、かつ、電圧Ｖｈおよび電圧Ｖｌを２分した電圧レベルの中間電位ノードを与える構成であればよい。具体的には、平滑化回路２は、ノード２１およびノード２３間において、３個以上のキャパシタが直列または並列に組み合わされて接続されていてもよい。
In addition, although the static airport power supply according to the embodiment of the present invention is configured to include two capacitors, smoothing capacitors C1 and C2, in the smoothing
また、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源は、測定部６または制御部７を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。測定部６または制御部７は、静止型空港電源１０１の外部に設けられる構成であってもよい。
In addition, although the stationary airport power supply according to the embodiment of the present invention is configured to include the
また、本発明の実施の形態に係る静止型空港電源は、直流電圧から３相の交流電圧を生成する構成であるとしたが、これに限定するものではない。静止型空港電源１０１は、直流電圧から２相または４相以上の交流電圧を生成する構成であってもよい。
In addition, although the stationary airport power supply according to the embodiment of the present invention is configured to generate a three-phase AC voltage from a DC voltage, the present invention is not limited to this. The stationary
上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The above embodiment should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
１ 整流回路
２ 平滑化回路
３ ３相インバータ回路（電圧変換部）
４ フィルタ回路
５ 変圧器（相変換部）
６ 測定部
７ 制御部
８，９，１０ 出力フィルタ
１１ コモンフィルタ
１２ 負荷回路
２２ 中間電位ノード
１０１ 静止型空港電源
２０１ 空港電源システム
Ｃ１，Ｃ２ 平滑用キャパシタ
Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５ キャパシタ
ＣＯＭ１ コモンノード（基準電位ノード）
Ｅ０ 交流電源
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４ インダクタ
Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ 負荷
ＮＬ０，ＮＬ１ 中性線
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６ 半導体スイッチ素子
1
4
6
E0 AC power supply L1, L2, L3, L4 Inductor La, Lb, Lc Load NL0, NL1 Neutral wire T1, T2, T3, T4, T5, T6 Semiconductor switch element
Claims (5)
前記相に対応して設けられ、前記電圧変換部によって変換された対応の前記相の交流電圧のうち、所定の周波数以上の成分を減衰させるための複数の出力フィルタと、
前記複数の出力フィルタの共通の基準電位ノードと前記直流電圧を２分する中間電位ノードとの間に接続され、前記スイッチングの周波数を含む周波数成分を減衰させるためのコモンフィルタとを備える、静止型空港電源。 A voltage conversion unit including a plurality of switch elements and converting the received DC voltage into a plurality of phases of AC voltage by switching of the plurality of switch elements;
A plurality of output filters for attenuating a component having a predetermined frequency or higher among the AC voltage of the corresponding phase provided corresponding to the phase and converted by the voltage conversion unit,
A stationary type comprising: a common filter connected between a common reference potential node of the plurality of output filters and an intermediate potential node that divides the DC voltage into two, and attenuating a frequency component including the switching frequency. Airport power.
互いに直列接続され、かつ前記電圧変換部と並列に接続され、前記直流電圧を出力するための複数のキャパシタを備え、
前記中間電位ノードは、前記キャパシタ間のノードである、請求項１または請求項２に記載の静止型空港電源。 The stationary airport power supply further includes:
A plurality of capacitors connected in series with each other and connected in parallel with the voltage conversion unit, for outputting the DC voltage,
The stationary airport power supply according to claim 1, wherein the intermediate potential node is a node between the capacitors.
対応の前記相の交流電圧を受ける第１端と、第２端とを有するインダクタと、
前記インダクタの第２端に電気的に接続された第１端と、第２端とを有するキャパシタとを含み、
各前記相の前記キャパシタの第２端は互いに電気的に接続され、
前記基準電位ノードは、前記各相のキャパシタの第２端の接続ノードである、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の静止型空港電源。 The output filter is
An inductor having a first end for receiving an AC voltage of the corresponding phase and a second end;
A capacitor having a first end electrically connected to a second end of the inductor and a second end;
The second ends of the capacitors of each of the phases are electrically connected to each other;
4. The stationary airport power supply according to claim 1, wherein the reference potential node is a connection node at a second end of the capacitor of each phase. 5.
前記電圧変換部によって変換された前記複数相の交流電圧を、中性点を含む前記複数相の交流電圧に変換するための相変換部を備える、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の静止型空港電源。
The stationary airport power supply further includes:
5. The apparatus according to claim 1, further comprising a phase conversion unit configured to convert the plurality of phases of AC voltage converted by the voltage conversion unit into the plurality of phases of AC voltage including a neutral point. Stationary airport power supply as described in.
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