JP2013504294A - 電流安定機能付き充電回路 - Google Patents

Abstract

本発明は、エネルギー蓄積要素（３０）に充電する充電回路（２０）に関する。本充電回路（２０）は、フィードバックモジュール（２０１）と制御モジュール（２０２）とスイッチングモジュール（２０３）と蓄積モジュール（２０４）とを有する。制御モジュール（２０２）は、フィードバック信号が基準信号より実質的に小さいとき、スイッチングモジュール（２０３）のオン・オフ比を高くするように制御信号を調整し、またはフィードバック信号が基準信号より実質的に小さいとき、スイッチングモジュール（２０３）のオン・オフ比を低くするように制御信号を調整するように構成されている。本充電回路（２０）を用いることにより、エネルギー蓄積要素（３０）への充電時間が短くなり、電源（１０）の電力の消費が少なくなる。

Description

本発明は充電回路に関し、特に高速充電可能エネルギー蓄積要素に充電する充電回路に関する。

スーパーキャパシタ（super capacitors）がＬｉイオンやＮｉＭＨの再充電可能バッテリに対する代替品として期待されている。従来の再充電可能バッテリと比較して、スーパーキャパシタは、自己放電が非常に少なく、ソース抵抗が非常に低く、ライフサイクルが長く、火災や爆発の危険性がなく、充電電流に制限がないなどの利点を有している。

スーパーキャパシタは充電電流に制限がないという利点を有しているので、充電電流を大きくして、非常に急速に充電することが可能である。

通常、我々がデバイスの充電に使える電源にはすべて何らかの電流制限がある。例えば、コンセント（wall outlet）の電流制限は５００乃至１０００ｍＡであり、これを超えることはできない。ＵＳＢポートは、モバイルデバイスの充電に用いられることも多いが、電流制限は５００ｍＡであり、バスで電力を供給するハブを用いている場合は１００ｍＡだけである。コンセントもサーキットブレーカーで一定アンペアに制限されている。

電源の電流制限を考慮すると、電源に結合され、その電源の電流制限を超えないで利用できる最大電流を提供し、短い時間で、かつ高い電力効率で、スーパーキャパシタなどのエネルギー蓄積要素に充電できる充電回路を実現できるとよい。

上記の問題をよりよく解決するため、本発明の実施形態による充電回路を提供する。

一実施形態では、充電回路は制御モジュールとスイッチングモジュールと蓄積モジュールとフィードバックモジュールとを有する。フィードバックモジュールは、電源からの入力電流に基づき、制御モジュールに入力されるフィードバック信号を発生するように構成され、制御モジュールは、フィードバック信号に基づき、スイッチングモジュールを制御する制御信号を発生するように構成され、蓄積モジュールは、スイッチングモジュールがオンのとき、電源からの入力電流を受け取り、スイッチングモジュールがオフのとき、出力電流を提供してエネルギー蓄積要素を充電し、さらに、制御モジュールは、フィードバック信号が基準信号より実質的に小さいとき、スイッチングモジュールのオン・オフ比を高くするように制御信号を調整し、またはフィードバック信号が基準信号より実質的に小さいとき、スイッチングモジュールのオン・オフ比を低くするように制御信号を調整するように構成されている。

いくつかの実施形態では、制御モジュールとスイッチングモジュールと蓄積モジュールとフィードバックモジュールとはステップダウンＤＣ・ＤＣコンバータを構成する。フィードバックモジュールは、電源からの入力電流に基づきフィードバック信号を発生し、それを制御モジュールに入力する。制御モジュールは、フィードバック信号に基づき制御信号を出力し、スイッチングモジュールのオン・オフを制御する。スイッチングモジュールがオンのとき、蓄積モジュール２０４は電源に接続され、電源からの入力電流を受け取り、エネルギーを蓄積する。スイッチングモジュールがオフのとき、蓄積モジュールは出力電流を出力し、エネルギー蓄積要素に充電する。

さらに、入力電流が電源の電流制限より実質的に小さいとき、制御モジュールは制御信号を調整して、スイッチングモジュールのオン・オフ比を高くする。スイッチングモジュールのオン・オフ比が高くなるので、エネルギー蓄積要素により大きな出力電流が流れ、エネルギー蓄積要素にかかる出力電圧が高くなる。

入力電流が電源の電流制限より実質的に大きいとき、制御モジュールは制御信号を調整して、スイッチングモジュールのオン・オフ比を低くする。スイッチングモジュールのオン・オフ比が低くなるので、エネルギー蓄積要素により少ない出力電流が流れ、エネルギー蓄積要素にかかる出力電圧が低くなる。

制御モジュールがフィードバックモジュールからのフィードバック信号に基づいて動的に制御信号を調整するので、入力電流は、電源の電流制限で一定に保たれ、エネルギー蓄積要素にできるだけ急速に充電するように、出力電流は常にできるだけ大きく保たれる。

また、ステップダウンＤＣ・ＤＣコンバータに関して、エネルギー蓄積要素にかかる出力電圧が電源からの入力電圧より低い限り、エネルギー蓄積要素に充電する出力電流は、電源からの入力電流より大きい。結果として、エネルギー蓄積要素の充電時間は短くなる。

任意的に、充電回路は充電制御モジュールをさらに有する。充電制御モジュールは、エネルギー蓄積要素にかかる充電電圧が所定電圧閾値より高いとき、蓄積モジュールを制御して、エネルギー蓄積要素への充電を停止するように構成されている。

任意的に、所定電圧閾値は、エネルギー蓄積要素の最大許容充電電圧より実質的に低い。

スーパーキャパシタなどの各エネルギー蓄積要素は、最大許容充電電圧を有し、エネルギー蓄積要素にかかる充電電圧がその最大許容充電電圧より高くなると、そのエネルギー蓄積要素はダメージを受けてしまう。エネルギー蓄積要素にかかる充電電圧が最大許容充電電圧に達すると、充電制御モジュールは、より効果的な方法でエネルギー蓄積要素へのダメージを防止するため、蓄積モジュールを制御して、エネルギー蓄積要素への充電を停止できる。

任意的に、充電回路は、蓄積モジュールとエネルギー蓄積要素との間に配置され、電源がオフのとき、エネルギー蓄積要素から蓄積モジュールへの電流の逆流を防止するように構成された逆流防止モジュールをさらに有する。

本発明の上記その他の態様を、以下に説明する実施形態を参照して明らかにし、説明する。

本発明の上記その他の目的及び特徴は、添付した図面を参照して以下の詳細な説明を読めば、明らかとなるであろう。
本発明の一実施形態による充電回路を示す図である。 本発明の一実施形態による充電回路のフィードバックモジュールを示す図である。 本発明の他の一実施形態による充電回路を示す図である。 本発明のさらに別の一実施形態による充電回路を示す図である。 本発明の一実施形態による充電回路の回路例を示す図である。 充電性能を比較するグラフである。 図面において、同じ構成要素は同じ参照数字を使用して示した。

以下、添付した図面を参照して、本発明の実施形態を詳細に説明する。

図１は、本発明の一実施形態による充電回路２０を示す図である。充電回路２０は、電源１０に結合され、エネルギー蓄積要素３０に充電するために用いられる。

電源１０は、コンセント（wall outlet）やＵＳＢポートなどであるが、これらに限定されない。

エネルギー蓄積要素３０は、スーパーキャパシタや高速充電可能Ｌｉイオンバッテリなどであるが、これらに限定されない。

留意点として、本発明では、非常に急速に再充電できるエネルギー蓄積要素であればどんなものであっても用いることができる。

図１を参照して、破線で示した枠（pane）は充電回路２０を示す。この充電回路２０は、フィードバックモジュール２０１と制御モジュール２０２とスイッチングモジュール２０３と蓄積モジュール２０４とを有する。

フィードバックモジュール２０１は、電源１０からの入力電流に基づき、フィードバック信号を発生し、そのフィードバック信号を制御モジュール２０２に入力するように構成されている。

制御モジュール２０２は、フィードバック信号に基づき制御信号を発生しスイッチングモジュール２０３のオン・オフを制御するように構成されている。

任意的に、制御信号は方形波信号である。方形波信号の１サイクル中、ロジックハイでスイッチングモジュール２０３はオンにスイッチされ、ロジックロウでスイッチングモジュール２０３はオフにスイッチされる。

スイッチングモジュール２０３がオンにスイッチされると、蓄積モジュール２０４は電源１０に接続され、電源１０からの入力電流を受け取り、エネルギーを蓄積する。

スイッチングモジュール２０３がオフにスイッチされると、蓄積モジュール２０４は出力電流を出力し、エネルギー蓄積要素３０に充電する。

スイッチングモジュール２０３は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）又はバイポーラジャンクショントランジスタなどを有するが、これらに限定されない。

蓄積モジュール２０４はインダクタなどを有するがこれに限定されない。

さらに、制御モジュール２０２は、フィードバック信号が基準信号より実質的に小さいとき、スイッチングモジュール２０３のオン・オフ比を高くするように制御信号を調整し、フィードバック信号が基準信号より実質的に小さいとき、スイッチングモジュール２０３のオン・オフ比を低くするように制御信号を調整するように構成されている。

留意点として、制御信号はＰＷＭ信号やＰＦＭ信号であってもよい。すなわち、制御モジュール２０２はＰＷＭやＰＦＭに基づき動作するものであってもよい。

さらに留意点として、制御モジュール２０２は、ＭＡＸ１５８４／１５８５などの集積回路で構成されていてもよいし、この集積回路と同じ機能を有するディスクリートコンポーネントで構成されていてもよい。

制御信号がＰＷＭ信号である場合、制御信号のサイクルは一定であり、１サイクル中の制御信号がオンタイムは調整可能である。制御モジュール２０２は、フィードバック信号が基準信号より実質的に小さいとき、制御信号を調整して、制御信号のオンタイムを長くして、スイッチングモジュール２０３のオン・オフ比を高くし、フィードバック信号が基準信号より実質的に大きいとき、制御信号を調整して、制御信号のオンタイムを短くして、スイッチングモジュール２０３のオン・オフ比を低くするように構成されている。

制御信号がＰＦＭ信号である場合、制御信号のオンタイムは一定であり、制御信号のオフタイムが調整可能である。制御モジュール２０２は、さらに、フィードバック信号が基準信号より実質的に小さいとき、制御信号を調整して、制御信号のオフタイムを短くして、スイッチングモジュール２０３のオン・オフ比を高くし、制御モジュール２０２は、フィードバック信号が基準信号より実質的に大きいとき、制御信号を調整して、制御信号のオフタイムを長くして、スイッチングモジュール２０３のオン・オフ比を低くするように構成されている。

任意的に、フィードバックモジュール２０１により生成され制御モジュール２０２に入力されるフィードバック信号は、電源１０からの入力電流である。

フィードバック信号が電源１０からの入力電流であるとき、基準信号は電源１０の電流制限と実質的に等しく設定される。

変形例では、図２を参照して、破線で示した枠はフィードバックモジュール２０１を示す。このフィードバックモジュール２０１はインピーダンス２０１１と電圧測定要素２０１２とを有する。

インピーダンス２０１１は、電源１０とスイッチングモジュール２０３との間に配置されている。電源１０からの入力電流はインピーダンス２０１１を通る。

電圧測定要素２０１２は、インピーダンス２０１１にかかる第１の電圧を測定し、この第１の電圧に基づいて制御モジュール２０２に入力するフィードバック信号を生成する。

制御モジュール２０２に入力されるフィードバック信号がインピーダンス２０１１にかかる第１の電圧であるとき、基準信号は、電源１０からの入力電流とインピーダンス２０１１の抵抗との積に実質的に等しく設定される。

インピーダンス２０１１は１つの抵抗又は複数の抵抗で構成できる。

あるいは、電圧測定要素２０１２は、インピーダンス２０１１にかかる第１の電圧を増幅し、増幅した第１の電圧を制御モジュール２０２にフィードバック信号として出力する作動アンプであってもよい。

その場合、基準信号は、電源１０からの入力電流とインピーダンス２０１１の抵抗と作動アンプの増幅率との積に実質的に等しく設定される。

留意点として、フィードバック信号と基準信号との間の比較は、実際的には、電源１０からの入力電流と電源１０の電流制限との間の比較と同じことである。

電源１０からの入力電流が電源１０の電流制限より実質的に小さいとき、制御モジュール２０２は制御信号を調整して、スイッチングモジュール２０３のオン・オフ比を高くする。

スイッチングモジュール２０３のオン・オフ比が高くなると、エネルギー蓄積要素３０により大きな出力電流が流れ、エネルギー蓄積要素３０にかかる出力電圧が高くなる。

電源１０からの入力電流が電源１０の電流制限より実質的に大きいとき、制御モジュール２０２は制御信号を調整して、スイッチングモジュール２０３のオン・オフ比を低くする。

スイッチングモジュール２０３のオン・オフ比が低くなると、エネルギー蓄積要素３０により小さな出力電流が流れ、エネルギー蓄積要素３０にかかる出力電圧が低くなる。

制御モジュール２０２がフィードバックモジュール２０１からのフィードバック信号に基づいて動的に制御信号を調整するので、電源１０からの入力電流は、電源１０からの電流制限で一定に保たれ、出力電流は常にできるだけ大きく保たれ、エネルギー蓄積要素３０にできるだけ急速に充電する。

また、充電回路２０はステップダウンＤＣ・ＤＣコンバータなので、エネルギー蓄積要素３０にかかる出力電圧が電源１０からの入力電圧より低い限り、エネルギー蓄積要素３０に充電する出力電流は、電源１０からの入力電流より大きい。結果として、エネルギー蓄積要素３０の充電時間は短くなる。

各エネルギー蓄積要素は、例えばスーパーキャパシタであり、最大許容充電電圧を有し、エネルギー蓄積要素に係る充電電圧がその最大許容充電電圧になると、ダメージを受けてしまう。それゆえ、図３を参照して、任意的に、充電回路２０はさらに充電制御モジュール２０５を有する。この充電制御モジュール２０５は、エネルギー蓄積要素３０にかかる充電電圧が所定の電圧閾値より大きいときに、エネルギー蓄積要素への充電を停止するように蓄積モジュール２０４を制御するように構成されている。

任意的に、所定電圧閾値は、エネルギー蓄積要素３０の最大許容充電電圧より実質的に低い。

エネルギー蓄積要素の例としてスーパーキャパシタをとると、スーパーキャパシタの最大許容充電電圧が２．５Ｖであるとき、所定電圧閾値は２．４Ｖの高さに設定できる。

任意的に、充電制御モジュール２０５はコンパレータであってもよい。このコンパレータは、エネルギー蓄積要素にかかる充電電圧を所定電圧閾値と比較して、エネルギー蓄積要素にかかる充電電圧がその所定電圧閾値より高いとき、制御信号の出力を停止するように制御モジュール２０２を制御する。

エネルギー蓄積要素３０にかかる充電電圧がその所定電圧閾値より高いとき、エネルギー蓄積要素への充電が停止されるので、充電制御モジュール２０５は、エネルギー蓄積要素がダメージを受けるのを効果的に防止できる。

図４を参照して、任意的に、充電回路２０はさらに逆流防止モジュール（anti-flowing-back module）２０６を有する。この逆流防止モジュール２０６は、蓄積モジュール２０４とエネルギー蓄積要素３０との間に配置され、電源１０をオフにスイッチしたとき、エネルギー蓄積要素３０から蓄積モジュール２０４への電流の逆流を防止するように構成されている。

任意的に、逆流防止モジュール２０６は、入力電圧の存在により制御されたトランジスタ、又はダイオードであってもよい。

図１乃至図４に示したモジュールの他に、任意的に、充電回路２０は２つのフィルタリングモジュールを有する。一方は、電源１０からの入力電圧を平滑化するように構成されている。他方は、エネルギー蓄積要素３０にかかる出力電圧を平滑化するように構成されている。

任意的に、フィルタリングモジュールは１つの又は複数のキャパシタにより構成されている。

以下、図５を参照して、本発明の一実施形態による充電回路の回路例を説明する。

図５において、集積回路ＩＣ２０１は、ＭＡＸＩＭ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎが販売しているＭＡＸＩＭ１５８４/１５８５であり、前掲の図中の制御モジュール２０２として機能する。ＭＡＸＩＭ１５８４/１５８５は、５つの高効率ＤＣ・ＤＣ変換チャンネルを有するが、ステップダウンＤＣ・ＤＣコンバータには１つのチャンネルのみを用いる。この実施形態では、ピン３２（ＦＢ３）、ピン２８（ＤＬ３）、ピン３１（ＣＣ３）、ピン１１（ＯＮ３）は主に、充電電流ブースタの実現に用いられる。

留意点として、抵抗Ｒ２０２、Ｒ２０３、Ｒ２０４、Ｒ２０６、Ｒ２０７、キャパシタＣ２０２、Ｃ２０３、Ｃ２０４、Ｃ２０６、Ｃ２０７、Ｃ２０８、Ｃ２０９、Ｃ２１０、インダクタＬ２０１、Ｌ２０２、ダイオードＤ２０３は周辺回路であり、ＭＡＸ１５８４/１５８５に特有のものである。説明を簡単にするため、これらのＭＡＸ１５８４／１５８５のピンとの接続はこれ以上説明しない。詳細はＭＡＸ１５８４／１５８５のデータシートを参照されたい。

また、ピン２２（ＰＶＳＵ）、ピン２６（ＰＶ）、ピン６（ＯＮＳＤ）、及びピン１２（ＯＮＳＵ）は、集積チップＩＣ２０１の電源ＶＤＤに接続されている。ピン８（ＦＢＳＤ）は電源ＶＤＤＣＯＲＥに接続されている。また、ピン９（ＯＮ１）、ピン１０（ＯＮ２）、ピン３０（ＧＮＤ）、ピン２０（ＰＧＳＵ）、ピン２（ＰＧＳＤ）、及びピン３３（ＥＰ）はグランドに接続されている。

図５を参照して、抵抗Ｒ２２０、Ｒ２２１、Ｒ２２２、Ｒ２２３、Ｒ２２４と作動アンプＩＣ２０２は前掲の図のフィードバックモジュール２０１として機能する。抵抗Ｒ２２１、Ｒ２２２、Ｒ２２３、Ｒ２２４は作動アンプＩＣ２０２の増幅率を設定している。

作動アンプＩＣ２０２の＋入力は、抵抗Ｒ２２２を介して電源ＶＤＣに最も近い抵抗Ｒ２２０の一方の端子に接続されている。作動アンプＩＣ２０２の−入力は、抵抗Ｒ２２１を介して抵抗Ｒ２２０の他方の端子に接続されている。作動アンプＩＣ２０２の出力は、抵抗Ｒ２２５を介して集積チップＩＣ２０１のピン３２（ＦＢ３）に接続されている。電源ＶＤＣは作動アンプＩＣ２０２にも電力供給する。

また、抵抗Ｒ２２５、Ｒ２３５、Ｒ２０５とキャパシタＣ２１３、Ｃ２０５は補償回路であり、これを用いて、フィードバックモジュールを安定化させている。これはＭＡＸ１５８４／１５８５に特有なものである。

電源ＶＤＣからの入力電流は抵抗Ｒ２２０を介して流れる。作動アンプＩＣ２０２は、抵抗Ｒ２２０に係る第１の電圧を増幅し、増幅した第１の電圧をフィードバック信号としてピン３２（ＦＢ３）に出力する。

任意的に、電源ＶＤＣはコンセント（wall power supply）又はＵＳＢポートであってもよい。

集積チップＩＣ２０１は、ピン３２（ＦＢ３）に入力されたフィードバック信号に基づいて、ピン２８（ＤＬ３）に制御信号を発生し、ＭＯＳＦＥＴ ＴＳ２０８のオン・オフを制御する。

ＭＯＳＦＥＴ ＴＳ２０８のゲートはピン２８（ＤＬ３）に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ ＴＳ２０８のソースは抵抗Ｒ２２０を介して電源ＶＤＣに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ ＴＳ２０８のドレインはダイオードＤ２０４を介してグラウンドに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ ＴＳ２０８は前出の図に示したスイッチングモジュール２０３を構成している。

インダクタＬ２０３の一方の端子はＭＯＳＦＥＴ ＴＳ２０８のドレインに接続されている。インダクタＬ２０３の他方の端子はトランジスタＴＳ２１２を介してスーパーキャパシタＳ１に接続されている。インダクタＬ２０３は前出の図の蓄積モジュール２０４を構成している。

ＭＯＳＦＥＴ ＴＳ２０８がオンにスイッチされると、インダクタＬ２０３は電源ＶＤＣからの入力電流を受け取り、エネルギーを蓄積する。

ＭＯＳＦＥＴ ＴＳ２０８がオンになると、ダイオードＤ２０４はオフになり、電源ＶＤＣからの入力電流がインダクタＬ２０３を、次いでスーパーキャパシタＳ１を流れる。

ＭＯＳＦＥＴ ＴＳ２０８がオフになると、インダクタＬ２０３は出力電流を出力してスーパーキャパシタＳ１に充電する。

ＭＯＳＦＥＴ ＴＳ２０８がオフになると、ダイオードＤ２０４がオンになり、インダクタＬ２０３、スーパーキャパシタＳ１、及びダイオードＤ２０４がスーパーキャパシタＳ１の充電ループを構成する。

さらに、集積チップＩＣ２０１は、さらに、フィードバック信号が基準信号より実質的に小さいとき、ＭＯＳＦＥＴ ＴＳ２０８のオン・オフ比を高くするように制御信号を調整し、フィードバック信号が基準信号より実質的に小さいとき、ＭＯＳＦＥＴ ＴＳ２０８のオン・オフ比を低くするように制御信号を調整する。

この実施形態では、制御信号はＰＷＭ信号である。そのため、集積チップＩＣ２０１は、フィードバック信号が基準信号より実質的に小さいとき、制御信号を調整して、制御信号のオンタイムを長くして、ＭＯＳＦＥＴ ＴＳ２０８のオン・オフ比を高くする。または、集積チップＩＣ２０１は、フィードバック信号が基準信号より実質的に大きいとき、制御信号を調整して、制御信号のオンタイムを短くして、ＭＯＳＦＥＴ ＴＳ２０８のオン・オフ比を低くする。

集積チップＩＣ２０１がピン３２（ＦＢ３）に入力されたフィードバック信号に基づいて動的に制御信号を調整するので、電源ＶＤＣからの入力電流は、電源ＶＤＣの電流制限で一定に保たれ、出力電流は常にできるだけ大きく保たれ、スーパーキャパシタＳ１にできるだけ急速に充電する。

また、集積チップＩＣ２０１はステップダウンＤＣ・ＤＣコンバータなので、スーパーキャパシタＳ１にかかる出力電圧が電源ＶＤＣからの入力電圧より低い限り、スーパーキャパシタＳ１に充電する出力電流は、電源ＶＤＣからの入力電流より大きい。

また、図５を参照して、ヒステリシスを有するコンパレータＩＣ２０３と一定電圧源Ｖ１は、図３に示した充電制御モジュール２０５を構成する。

コンパレータＩＣ２０３の−入力は抵抗Ｒ２３０を介してスーパーキャパシタＳ１に接続され、スーパーキャパシタＳ１にかかる充電電圧を与える。コンパレータＩＣ２０３の＋入力は低電圧源Ｖ１に接続されている。コンパレータＩＣ２０３の出力は集積チップＩＣ２０１のピン１１（ＯＮ３）に接続されている。コンパレータＩＣ２０３には電源ＶＤＣが供給されている。

スーパーキャパシタＳ１の最大許容充電電圧が２．５Ｖであると仮定すると、任意的に、低電圧源Ｖ１は実質的に２．４Ｖを選択する。

スーパーキャパシタＳ１にかかる充電電圧が２．４Ｖより低いと、コンパレータＩＣ２０３はピン１１（ＯＮ３）にロジックハイを出力し、集積チップＩＣ２０１が動作する。

スーパーキャパシタＳ１にかかる充電電圧が２．４Ｖより高いと、コンパレータＩＣ２０３はピン１１（ＯＮ３）にロジックロウを出力するので、集積チップＩＣ２０１のピン２８（ＤＬ３）は制御信号の出力を停止する。これによりスーパーキャパシタＳ１の充電が停止する。

スーパーキャパシタＳ１にかかる充電電圧が２．４Ｖより高いとき、スーパーキャパシタＳ１の充電が停止するので、過充電によるスーパーキャパシタＳ１へのダメージを効果的に防止できる。

任意的に、抵抗Ｒ２３０は数百キロオームの高抵抗の抵抗であり、コンパレータＩＣ２０３が電力供給されていないとき、スーパーキャパシタＳ１がコンパレータＩＣ２０３の−入力により放電するのを防止する。

さらに、ＰＮＰトランジスタＴＳ２１２、ＮＰＮトランジスタＴＳ２１１、及び抵抗Ｒ２２９、２３１は、図４に示した逆流防止モジュール２０６を構成する。

トランジスタＴＳ２１２はスーパーキャパシタＳ１とインダクタＬ２０３との間に配置される。トランジスタＴＳ２１２のコレクタはスーパーキャパシタＳ１に接続されている。トランジスタＴＳ２１２のエミッタはインダクタＬ２０３に接続されている。トランジスタＴＳ２１２のベースは抵抗Ｒ２２９を介してトランジスタＴＳ２１１のコレクタに接続されている。

トランジスタＴＳ２１１のエミッタはグラウンドに接続され、トランジスタＴＳ２１１のベースは抵抗Ｒ２３１を介してコンパレータＩＣ２０３の出力に接続されている。

スーパーキャパシタＳ１の充電中、コンパレータＩＣ２０３はロジックハイを出力し、そのためトランジスタＴＳ２１１はオンになる。トランジスタＴＳ２１２のベースはロジックロウに引かれ、トランジスタＴＳ２１２がオンになる。

電源ＶＤＣがオフになると、コンパレータＩＣ２０３には電力が供給されず、ロジックロウを出力する。コンパレータＩＣ２０３がロジックロウを出力すると、トランジスタＴＳ２１１はオフになり、次いで、トランジスタＴＳ２１２もオフになる。そのため、スーパーキャパシタＳ１からインダクタＬ２０３に電流が逆流するのを、より効果的に防止できる。

また、図５を参照して、キャパシタＣ２１１はＭＯＳＦＥＴ ＴＳ２０８のソースに接続され、電源ＶＤＣからの入力電圧を平滑化する。キャパシタＣ２１２はトランジスタＴＳ２１２のエミッタに接続され、スーパーキャパシタＳ１にかかる出力電圧を平滑化する。

留意点として、図５に示した上記の実施形態は例であり、限定ではない。

図６は、充電性能を比較するグラフである。Ｘ座標は充電時間（分）を表し、Ｙ座標はスーパーキャパシタＳ１にかかる充電電圧（ボルト）を表す。

図６を参照して、破線のカーブは、電流制限が５００ｍＡのＵＳＢポートを用いてスーパーキャパシタＳ１に直接充電したときの、充電電圧と充電時間との間の関係を示す。

実線のカーブは、図５に示した充電回路を用いたときの、充電電圧と充電時間との間の関係を示す。電源ＶＤＣは電流制限が５００ｍＡのＵＳＢポートであり、スーパーキャパシタＳ１は１４０ファラッドであり、最大許容充電電圧が２．５Ｖである。

図６から分かるが、本発明の一実施形態による図５に示した充電回路を用いると、スーパーキャパシタは、従来の充電方法と比較してほぼ半分の時間でフル充電され、充電にはＵＳＢポートから半分の電力しかかからない。

留意すべきことは、上記の実施形態は、本発明を例示するものであり、限定するものではなく、当業者は、添付したクレームの範囲を逸脱することなく、別の実施形態を設計することができることである。クレームにおいて、括弧の間に入れた参照符号はクレームを限定するものと解釈してはならない。「有する」という用語は、請求項や詳細な説明に挙げられていない構成要素やステップの存在を排除するものではない。構成要素に付された「１つの」、「一」という用語は、その構成要素が複数あることを排除するものではない。複数の手段を挙げる装置クレームにおいて、これらの手段同一のハードウェアやソフトウェアにより実施することができる。第１、第２、第３などの用語を使用したが、順序を示すものではない。これらの単語は名称として解すべきである。

Claims (10)

1. フィードバックモジュールと制御モジュールとスイッチングモジュールと蓄積モジュールとを有する充電回路であって、
   前記フィードバックモジュールは、電源からの入力電流に基づき、前記制御モジュールに入力されるフィードバック信号を発生するように構成され、
   前記制御モジュールは、前記フィードバック信号に基づき、前記スイッチングモジュールを制御する制御信号を発生するように構成され、
   前記蓄積モジュールは、前記スイッチングモジュールがオンのとき、前記電源からの前記入力電流を受け取り、前記スイッチングモジュールがオフのとき、出力電流を提供してエネルギー蓄積要素を充電し、
   さらに、前記制御モジュールは、前記フィードバック信号が基準信号より実質的に小さいとき、前記スイッチングモジュールのオン・オフ比を高くするように制御信号を調整し、または前記フィードバック信号が前記基準信号より実質的に小さいとき、前記スイッチングモジュールのオン・オフ比を低くするように前記制御信号を調整するように構成されている、充電回路。
2. 前記フィードバックモジュールは、
   前記電源と前記スイッチングモジュールとの間に配置され、前記入力電流が流れるインピーダンスと、
   前記インピーダンスにかかる第１の電圧を測定し、前記第１の電圧にもとづき前記フィードバック信号を発生するように構成された電圧測定要素と、請求項１に記載の充電回路。
3. 前記電圧測定要素は、前記インピーダンスにかかる前記第１の電圧を増幅し、前記増幅した第１の電圧を前記制御モジュールに前記フィードバック信号として出力するように構成された作動アンプである、請求項２に記載の充電回路。
4. 充電制御モジュールをさらに有し、前記充電制御モジュールは、前記エネルギー蓄積要素にかかる充電電圧が所定電圧閾値より高いとき、前記蓄積モジュールを制御して前記エネルギー蓄積要素への充電を停止するように構成されている、請求項１または２に記載の充電回路。
5. 前記充電制御モジュールは、前記エネルギー蓄積要素にかかる充電電圧を前記所定電圧閾値と比較して、前記エネルギー蓄積要素にかかる充電電圧が前記所定電圧閾値より高いとき、前記制御モジュールを制御して前記制御信号の発生を停止するように構成されたコンパレータである、請求項４に記載の充電回路。
6. 前記エネルギー蓄積要素はスーパーキャパシタまたは高速充電可能Ｌｉイオンバッテリである、請求項１または２に記載の充電回路。
7. 前記蓄積モジュールと前記エネルギー蓄積要素との間に配置され、前記電源がオフのとき、前記エネルギー蓄積要素から前記蓄積モジュールへの電流の逆流を防止するように構成された逆流防止モジュールをさらに有する、請求項１に記載の充電回路。
8. 前記スイッチングモジュールはＭＯＳＦＥＴまたはバイポーラジャンクショントランジスタである、請求項１に記載の充電回路。
9. 前記蓄積モジュールインダクタである、請求項１に記載の充電回路。
10. 前記制御信号はＰＷＭ信号またはＰＦＷ信号である、請求項１に記載の充電回路。

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