JP2013208035A - ３相スイッチ整流器 - Google Patents

Abstract

【課題】３相スイッチ整流器内における誘起電圧の発生を抑制する。
【解決手段】３相スイッチ整流器は、３相交流電源から入力される３相交流電力を直流電力に変換して機器に出力する３相スイッチ整流器であって、前記３相交流電力を直流電力に整流する全波整流回路と、前記３相交流電源から前記全波整流回路への各相の供給をＯＮ／ＯＦＦする複数のスイッチング素子を有する双方向スイッチ回路と、前記３相スイッチ整流器の出力端子と前記全波整流回路との間に接続されたコンデンサと、前記３相交流電源の各相の電圧を検出して、各相の検出電圧に基づいて、前記双方向スイッチ回路をＯＮ／ＯＦＦさせるための各相のスイッチングパターンを生成し、生成したスイッチングパターンに基づいて、前記双方向スイッチ回路をスイッチング制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記３相スイッチ整流器の起動時に、前記複数のスイッチング素子を全てＯＮする。
【選択図】図３

Description

本発明は、３相スイッチ整流器に関する。

特許文献１には、３相整流器において、３相交流電源から全波整流回路への各相の入力をＯＮ／ＯＦＦする双方向スイッチを所定のスイッチング周期のスイッチングパターンに基づいてスイッチング制御することが記載されている。これにより、特許文献１によれば、入力される交流電流を高調波が低減された正弦波にでき、出力される直流電圧を一定にできるとされている。

特許第４６８７８２４号公報

特許文献１に記載の技術は、３相整流器により直流電力が供給される機器が負荷を有していることが前提となっている。

一方、機器が停止している状態では、機器が実質的に無負荷であると考えられる。この場合にも、３相整流器において双方向スイッチをスイッチングパターンに基づいてスイッチング制御すると、３相整流器内の出力側に誘起電圧が発生する可能性がある。３相整流器（３相スイッチ整流器）内の出力側に誘起電圧が発生すると、３相整流器（３相スイッチ整流器）の出力先の機器内における素子に過電圧がかかる可能性があり、その素子を劣化させる可能性がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、３相スイッチ整流器内における誘起電圧の発生を抑制できる３相スイッチ整流器を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の１つの側面にかかる３相スイッチ整流器は、３相交流電源から入力される３相交流電力を直流電力に変換して機器に出力する３相スイッチ整流器であって、前記３相交流電力を直流電力に整流する全波整流回路と、前記３相交流電源から前記全波整流回路への各相の供給をＯＮ／ＯＦＦする複数のスイッチング素子を有する双方向スイッチ回路と、前記３相スイッチ整流器の出力端子と前記全波整流回路との間に接続されたコンデンサと、前記３相交流電源の各相の電圧を検出して、各相の検出電圧に基づいて、前記双方向スイッチ回路をＯＮ／ＯＦＦさせるための各相のスイッチングパターンを生成し、生成したスイッチングパターンに基づいて、前記双方向スイッチ回路をスイッチング制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記３相スイッチ整流器の起動時に、前記複数のスイッチング素子を全てＯＮすることを特徴とする。

また、本発明の他の側面にかかる３相スイッチ整流器は、上記の３相スイッチ整流器において、前記制御手段は、前記３相スイッチ整流器を起動してから前記機器が起動するまでの第１の期間に、前記複数のスイッチング素子を全てＯＮし、前記機器が起動した後の第２の期間に、前記複数のスイッチング素子が所定のタイミングでＯＮ／ＯＦＦされるスイッチングパターンを生成することを特徴とする。

また、本発明の他の側面にかかる３相スイッチ整流器は、上記の３相スイッチ整流器において、前記制御手段は、前記３相スイッチ整流器を起動してから前記機器の負荷が閾値に達するまでの第１の期間に、前記複数のスイッチング素子を全てＯＮし、前記機器の負荷が前記閾値を超えている第２の期間に、前記複数のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦさせるスイッチングパターンを生成することを特徴とする。

また、本発明の他の側面にかかる３相スイッチ整流器は、上記の３相スイッチ整流器において、前記制御手段は、前記機器の負荷が再び前記閾値を下回っている期間に、前記複数のスイッチング素子を全てＯＮすることを特徴とする。

また、本発明の他の側面にかかる３相スイッチ整流器は、上記の３相スイッチ整流器において、前記制御手段は、前記３相スイッチ整流器の入力電流を検出し、検出された入力電流に応じて前記機器の負荷を推定することを特徴とする。

本発明にかかる３相スイッチ整流器は、３相スイッチ整流器内における誘起電圧の発生を抑制できるという効果を奏する。

図１は、実施の形態１にかかる３相スイッチ整流器の構成を示す図である。 図２は、実施の形態１における機器及びコントローラの構成を示す図である。 図３は、実施の形態１における制御部の構成を示す図である。 図４は、実施の形態１における制御部の動作を示す図である。 図５は、実施の形態１の変形例における機器及びコントローラの構成を示す図である。 図６は、実施の形態２にかかる３相スイッチ整流器の構成を示す図である。 図７は、実施の形態２における制御部の動作を示す図である。 図８は、基本の形態にかかる３相スイッチ整流器の構成を示す図である。 図９は、双方向スイッチ回路の１つの相のスイッチの構成例を示す回路図である。 図１０は、スイッチングパターン発生器の構成例を示すブロック図である。 図１１は、スイッチングパターン発生器でスイッチングパターンを生成する場合に使用される鋸歯状波１、２の波形例を示す図である。 図１２は、図１０のパターン信号発生器の構成例を示す回路図である。 図１３は、図１０の相電圧判別器の構成例を示す図である。 図１４は、Ｒ相電圧、Ｓ相電圧、Ｔ相電圧の各区間を説明するための図である。 図１５は、Ｒ，Ｓ，Ｔ相制御電圧ｋａ、ｋｂ、ｋｃと、鋸歯状波１、２と、Ｒ，Ｓ，Ｔ相パルスの一例を示す図である。 図１６は、図８の回路の直流電圧および直流電流のシミュレーション結果を示す図である。 図１７は、双方向スイッチ回路の他の構成例を示す回路図である。 図１８は、基本の形態にかかる３相スイッチ整流器の動作を示す図である。

以下に、本発明にかかる３相スイッチ整流器の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、これらの実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
実施の形態１にかかる３相スイッチ整流器１００ｉについて説明する前に、基本の形態にかかる３相スイッチ整流器１００について図８を用いて説明する。図８は、３相スイッチ整流器１００の構成を示す図である。

３相スイッチ整流器１００は、３相交流電源ＰＳから入力端子ＩＴ−ｒ〜ＩＴ−ｔを介して入力される３相交流電力を直流電力に変換して出力端子ＯＴ−ｐ、ＯＴ−ｎから機器ＭＣに出力する。３相交流電力は、例えば、Ｒ相の交流電力、Ｓ相の交流電力、及びＴ相の交流電力を含む。

具体的には、３相スイッチ整流器１００は、３相リアクトル８、入力コンデンサ９、全波整流回路４、双方向スイッチ回路３、制御部７、直流リアクトル２、及びコンデンサ１０を備える。

３相リアクトル８は、入力端子ＩＴ−ｒ〜ＩＴ−ｔと双方向スイッチ回路３との間に接続されている。入力コンデンサ９は、入力端子ＩＴ−ｒ〜ＩＴ−ｔと双方向スイッチ回路３との間に接続されている。

全波整流回路４は、双方向スイッチ回路３と出力端子ＯＴ−ｐ、ＯＴ−ｎとの間に接続されている。全波整流回路４は、例えば、ブリッジ接続された６つのダイオードを有し、６つのダイオードを用いて、双方向スイッチ回路３を介して供給された３相交流電力を全波整流して直流電力を生成する。

双方向スイッチ回路３は、入力端子ＩＴ−ｒ〜ＩＴ−ｔ側と全波整流回路４の各相の入力ノードとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。すなわち、双方向スイッチ回路３は、３相交流電源ＰＳから全波整流回路４への各相の交流電力の供給をＯＮ／ＯＦＦする複数のスイッチング素子ＳＷ（図９参照）を有する。

制御部７は、３相交流電源ＰＳの各相の電圧を検出して、各相の検出電圧に基づいて、双方向スイッチ回路３をスイッチング制御する。

具体的には、制御部７は、スイッチングパターン発生器５及び駆動回路６を有する。スイッチングパターン発生器５は、３相交流電源ＰＳの各相の電圧を検出して、各相の検出電圧に基づいて、双方向スイッチ回路３をＯＮ／ＯＦＦさせるための各相のスイッチングパターンを生成し、生成されたスイッチングパターンを駆動回路６へ供給する。駆動回路６は、生成されたスイッチングパターンに従って、双方向スイッチ回路３の各相のスイッチング素子ＳＷ（図９参照）をスイッチング制御する。

直流リアクトル２は、全波整流回路４と出力端子ＯＴ−ｐとの間に接続されている。直流リアクトル２は、例えば、全波整流回路４と出力端子ＯＴ−ｐとの間のＰラインに直列に挿入されている。

コンデンサ１０は、全波整流回路４と出力端子ＯＴ−ｐ、ＯＴ−ｎとの間に接続されている。コンデンサ１０は、例えば、一端の電極１０ｐが全波整流回路４と出力端子ＯＴ−ｐとの間のＰラインに接続され、他端の電極１０ｎが全波整流回路４と出力端子ＯＴ−ｎとの間のＮラインとを接続されている。

次に、双方向スイッチ回路３について図９を用いて説明する。図９は、双方向スイッチ回路３の１つの相のスイッチの構成例を示す回路図である。

双方向スイッチ回路３は、図９に示すように、複数のダイオードＤ１〜Ｄ５とＩＧＢＴ等のスイッチング素子ＳＷとで構成される。双方向スイッチ回路３では、スイッチング素子ＳＷがオンした際に複数のダイオードＤ１〜Ｄ４を介して左右の双方向に電流が流れ得る。ダイオードＤ５は、スイッチング素子ＳＷを保護するための還流ダイオードとして機能する。双方向スイッチ回路３では、この構成を３相分設ける。例えば、双方向スイッチ回路３では、３相に対応した複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３を含む。

なお、３相スイッチ整流器１００において、図９に示す回路構成を３相分設けることで双方向スイッチ回路３を構成する代わりに、双方向スイッチ回路３と全波整流回路４とを組み合わせて図１７に示すような回路構成としてもよい。すなわち、図１７に示すような回路構成において、１点鎖線で示すダイオードＤ１〜Ｄ１５及びスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３を含む部分が双方向スイッチ回路３として機能する部分であり、破線で示すダイオードＤ３、Ｄ４、Ｄ８、Ｄ９、Ｄ１３、Ｄ１４を含む部分が全波整流回路４として機能する部分である。図１７に示すような回路構成を、図８のイ〜チに接続することにより、同様に機能させることが可能である。

次に、スイッチングパターン発生器５の構成について図１０〜図１３を用いて説明する。図１０は、スイッチングパターン発生器５の一例を示すブロック図である。図１１は、スイッチングパターン発生器５でスイッチングパターンを生成する場合に使用される鋸歯状波Ｗ１、Ｗ２の波形例を示す図である。図１２は、スイッチングパターン発生器５のパターン信号発生器１１の構成例を示す回路図である。図１３は、スイッチングパターン発生器５の相電圧判別器１３の構成例を示す図である。

スイッチングパターン発生器５は、直流電圧の脈動と入力電流の高調波を抑制するために、以下に説明するような、相双方向スイッチ回路３のスイッチングパターン（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）を生成する。スイッチングパターン発生器５は、スイッチング周期の立ち上がり等の所定のタイミングで、３相交流電源ＰＳの各相の電圧の最大電位相、中間電位相、および最小電位相をそれぞれ検出し、最大電位相および最小電位相の場合は、それぞれの電位に比例する時間ＯＮとなり、かつ、スイッチング周期Ｔ内で少なくとも一方がＯＮとなるスイッチングパターンを生成し、また、中間電位相の場合は、常にＯＮとなるスイッチングパターンを生成する（図１５参照）。なお、スイッチング周期Ｔは、電源周波数（例えば、５０Ｈｚ）に対して十分短い周期（例えば、１／１００ｋＨｚ＝１０μsec）に決定する。

スイッチングパターン発生器５は、図１０に示すように、パターン信号発生器１１、電圧設定器１２、相電圧判別器１３、コンパレータ１４Ｒ〜１４Ｔ、コンパレータ１５Ｒ〜１５Ｔ、ＡＮＤ回路１６Ｒ〜１６Ｔ、ＡＮＤ回路１７Ｒ〜１７Ｔ、ＡＮＤ回路１８Ｒ〜１８Ｔ、及びＯＲ回路１９Ｒ〜１９Ｔを備えている。

電圧設定器１２は、パターン信号発生器１１に、直流電圧設定値（降圧したい目標の電圧）に応じて決定した直流電圧設定ゲインｋ（但し、ｋ＝０．５〜１）を設定する。

パターン信号発生器１１は、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃを−１〜＋１にそれぞれ規格化した後、電圧設定器１２から入力される直流電圧設定ゲインｋ（０．５〜１）との積を演算して、Ｒ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃとして出力する。

相電圧判別器１３は、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃを比較して、いずれの相電圧が最大、最小、中間かを判別し、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の最大判定信号（最大の場合「１」、最大でない場合「０」）、最小判定信号（最小の場合「１」、最小でない場合「０」）、中間判定信号（中間の場合「１」、中間でない場合「０」）をそれぞれ出力する。

コンパレータ１４Ｒ〜１４Ｔは、Ｒ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃと鋸歯状波Ｗ１（図１１参照）とをそれぞれ比較して、比較信号を出力する。コンパレータ１５Ｒ〜１５Ｔは、Ｒ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃと鋸歯状波Ｗ２（図１１参照）とをそれぞれ比較して、比較信号を出力する。ＡＮＤ回路１６Ｒ〜１６Ｔは、コンパレータ１４Ｒ〜１４Ｔの比較信号とＲ、Ｓ、Ｔ相最大判定信号とのＡＮＤ演算をそれぞれ行う。ＡＮＤ回路１７Ｒ〜１７Ｔは、コンパレータ１５Ｒ〜１５Ｔの比較信号とＲ、Ｓ、Ｔ相最小判定信号とのＡＮＤ演算をそれぞれ行う。ＡＮＤ回路１８Ｒ〜１８Ｔは、固定値「１」とＲ、Ｓ、Ｔ相中間判定信号とのＡＮＤ演算をそれぞれ行う。ＯＲ回路１９Ｒ〜１９Ｔは、ＡＮＤ回路１６Ｒ〜１８Ｒの出力、ＡＮＤ回路１６Ｓ〜１８Ｓの出力、ＡＮＤ回路１６Ｔ〜１８Ｔの出力をそれぞれＯＲ演算して最終のＲ、Ｓ、Ｔ相パルス（スイッチングパターン）として駆動回路６に出力する。

Ｒ相に関する動作を説明する。コンパレータ１４Ｒは、パターン信号発生器１１から入力されるＲ相制御電圧ｋａと鋸歯状波Ｗ１とを比較し、比較信号（Ｒ相制御電圧ｋａ＞鋸歯状波Ｗ１の場合に「１」、Ｒ相制御電圧ｋａ≦鋸歯状波Ｗ１の場合に「０」）をＡＮＤ回路１６Ｒに出力する。ＡＮＤ回路１６Ｒは、コンパレータ１４Ｒから入力される比較信号と、Ｒ相最大判定信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路１９Ｒに出力する。

コンパレータ１５Ｒは、鋸歯状波Ｗ２とパターン信号発生器１１から入力されるＲ相制御電圧ｋａとを比較し、比較信号（鋸歯状波Ｗ２＞Ｒ相制御電圧ｋａの場合に「１」、鋸歯状波Ｗ２≦Ｒ相制御電圧ｋａの場合に「０」）をＡＮＤ回路１７Ｒに出力する。ＡＮＤ回路１７Ｒは、コンパレータ１５Ｒから入力される比較信号と、Ｒ相最小判定信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路１９Ｒに出力する。

ＡＮＤ回路１８Ｒは、固定信号「１」とＲ相中間判別信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路１９Ｒに出力する。ＯＲ回路１９Ｒは、ＡＮＤ回路１６Ｒ〜１８Ｒの出力をＯＲ演算して最終のＲ相パルスとして出力する。

Ｓ相に関する動作を説明する。コンパレータ１４Ｓは、パターン信号発生器１１から入力されるＳ相制御電圧ｋｂと鋸歯状波Ｗ１とを比較し、比較信号（Ｓ相制御電圧ｋｂ＞鋸歯状波Ｗ１の場合に「１」、Ｓ相制御電圧ｋａ≦鋸歯状波Ｗ１の場合に「０」）をＡＮＤ回路１６Ｓに出力する。ＡＮＤ回路１６Ｓは、コンパレータ１４Ｓから入力される比較信号と、Ｓ相最大判定信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路１９Ｓに出力する。

コンパレータ１５Ｓは、鋸歯状波Ｗ２とパターン信号発生器１１から入力されるＳ相制御電圧ｋｂとを比較し、比較信号（鋸歯状波Ｗ２＞Ｓ相制御電圧ｋｂの場合に「１」、鋸歯状波Ｗ２≦Ｓ相制御電圧ｋｂの場合に「０」）をＡＮＤ回路１７Ｓに出力する。ＡＮＤ回路１７Ｓは、コンパレータ１５Ｓから入力される比較信号と、Ｓ相最小判定信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路１９Ｓに出力する。

ＡＮＤ回路１８Ｓは、固定信号「１」とＳ相中間判別信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路１９Ｓに出力する。ＯＲ回路１９Ｓは、ＡＮＤ回路１６Ｓ〜１８Ｓの出力をＯＲ演算して最終のＳ相パルスとして出力する。

Ｔ相に関する動作を説明する。コンパレータ１４Ｔは、パターン信号発生器１１から入力されるＴ相制御電圧ｋｃと鋸歯状波Ｗ１とを比較し、比較信号（Ｔ相制御電圧ｋｃ＞鋸歯状波Ｗ１の場合に「１」、Ｔ相制御電圧ｋｃ≦鋸歯状波Ｗ１の場合に「０」）をＡＮＤ回路１６Ｔに出力する。ＡＮＤ回路１６Ｔは、コンパレータ１４Ｔから入力される比較信号と、Ｔ相最大判定信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路１９Ｔに出力する。

コンパレータ１５Ｔは、鋸歯状波Ｗ２とパターン信号発生器１１から入力されるＴ相制御電圧ｋｃとを比較し、比較信号（鋸歯状波Ｗ２＞Ｓ相制御電圧ｋｃの場合に「１」、鋸歯状波Ｗ２≦Ｔ相制御電圧ｋｃの場合に「０」）をＡＮＤ回路１７Ｔに出力する。ＡＮＤ回路１７Ｔは、コンパレータ１５Ｔから入力される比較信号と、Ｔ相最小判定信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路１９Ｔに出力する。

ＡＮＤ回路１８Ｔは、固定信号「１」とＴ相中間判別信号とのＡＮＤ演算を行って、ＯＲ回路１９Ｔに出力する。ＯＲ回路１９Ｔは、ＡＮＤ回路１６Ｔ〜１８Ｔの出力をＯＲ演算して最終のＴ相パルスとして出力する。

パターン信号発生器１１は、図１２に示すように、Ｒ、Ｓ、Ｔ相電圧ａ、ｂ、ｃと電圧設定器１２から出力される直流電圧制御ゲインｋとをそれぞれ乗算して、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相制御パターンｋａ、ｋｂ、ｋｃをそれぞれ出力する乗算器３０Ｒ、３０Ｓ、３０Ｔを備えている。

相電圧判別器１３は、図１３に示すように、コンパレータ４０Ｒ、４０Ｓ、４０Ｔと、ＡＮＤ回路４１Ｒ、４１Ｓ、４１Ｔと、ＡＮＤ回路４２Ｒ、４２Ｓ、４２Ｔと、ＮＯＲ回路４３Ｒ、４３Ｓ、４３Ｔとを備えている。

コンパレータ４０Ｒは、Ｒ相電圧ａとＳ相電圧ｂとを比較して、比較信号（Ｒ相電圧ａ＞Ｓ相電圧ｂの場合に「１」、Ｒ相電圧ａ≦Ｓ相電圧ｂの場合に「０」）をＡＮＤ回路４１Ｒ、４２Ｓ、４１Ｔ、４２Ｔに出力する。コンパレータ４０Ｓは、Ｓ相電圧ｂとＴ相電圧ｃとを比較して、比較信号（Ｓ相電圧ｂ＞Ｔ相電圧ｃの場合に「１」、Ｒ相電圧ａ≦Ｔ相電圧ｃの場合に「０」）をＡＮＤ回路４１Ｒ、４２Ｒ、４１Ｓ、４２Ｔに出力する。コンパレータ４０Ｔは、Ｔ相電圧ｃとＲ相電圧ａとを比較して、比較信号（Ｔ相電圧ｃ＞Ｒ相電圧ａの場合に「１」、Ｔ相電圧ｃ≦Ｒ相電圧ａの場合に「０」）をＡＮＤ回路４２Ｒ、４１Ｓ、４２Ｓ、４１Ｔに出力する。

ＡＮＤ回路４１Ｒは、コンパレータ４０Ｒの比較信号とコンパレータ４０Ｓの比較信号とのＡＮＤ演算結果をＲ相最大判定信号として出力する。ＡＮＤ回路４２Ｒは、コンパレータ４０Ｓの比較信号とコンパレータ４０Ｔの比較信号とのＡＮＤ演算結果をＲ相最小判定信号として出力する。ＡＮＤ回路４１Ｓは、コンパレータ４０Ｓの比較信号とコンパレータ４０Ｔの比較信号とのＡＮＤ演算結果をＳ相最大判定信号として出力する。ＡＮＤ回路４２Ｓは、コンパレータ４０Ｔの比較信号とコンパレータ４０Ｒの比較信号とのＡＮＤ演算結果をＳ相最小判定信号として出力する。ＡＮＤ回路４１Ｔは、コンパレータ４０Ｔの比較信号とコンパレータ４０Ｒの比較信号とのＡＮＤ演算結果をＴ相最大判定信号として出力する。ＡＮＤ回路４２Ｔは、コンパレータ４０Ｒの比較信号とコンパレータ４０Ｓの比較信号とのＡＮＤ演算結果をＴ相最小判定信号として出力する。

ＮＯＲ回路４３Ｒは、Ｒ相最大判定信号とＲ相最小判定信号とのＮＯＲ演算結果をＲ相中間判定信号として出力する。ＮＯＲ回路４３Ｓは、Ｓ相最大判定信号とＳ相最小判定信号とのＮＯＲ演算結果をＳ相中間判定信号として出力する。ＮＯＲ回路４３Ｔは、Ｔ相最大判定信号とＴ相最小判定信号とのＮＯＲ演算結果をＴ相中間判定信号として出力する。

つぎに、基本の形態における直流電圧の脈動と入力電流の高調波を低減する原理を説明する。基本の形態では、スイッチングパターン発生器５および駆動回路６によって、双方向スイッチ回路３を以下のようにスイッチングすることで、直流電圧の脈動と入力電流の高調波との低減を図る。図１４は、Ｒ相電圧、Ｓ相電圧、Ｔ相電圧の各区間を説明するための図である。図１５は、Ｒ、Ｓ、Ｔ相制御電圧ｋａ、ｋｂ、ｋｃと、鋸歯状波Ｗ１、Ｗ２と、Ｒ、Ｓ、Ｔ相パルス（スイッチングパターン）の一例を示す図である。

まず、直流電圧について説明する。図１４において、３相交流電圧は、Ｒ相電圧、Ｓ相電圧、Ｔ相電圧の大小関係により、モード（区間）Ｉ〜ＶＩの６つに区分する。Ｒ＞Ｔ＞ＳをモードＩ、Ｒ＞Ｓ＞ＴをモードＩＩ、Ｓ＞Ｒ＞ＴをモードＩＩＩ、Ｓ＞Ｔ＞ＲをモードＩＶ、Ｔ＞Ｓ＞ＲをモードＶ、Ｔ＞Ｒ＞ＳをモードＶＩに区分する。

ここでは、区間ＩＩのＲ相最大、Ｓ相中間、Ｔ相最小の場合について説明する。Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃは、上述したように、相電圧を「−１」と「１」の間で規格化したものである。直流電圧設定ゲインｋは、上述したように、電圧設定器１２において直流電圧設定値に応じて決定されるゲインで、０．５〜１の間の定数となる。直流電圧設定ゲインｋは、パターン信号発生器１１において、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃに乗算され、乗算されたＲ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃは、鋸歯状波１、２と切り合いする波形となる（図１５参照）。

図１５において、Ｔはスイッチング周期、ｘはＲ相パルス幅、ｙはＳ相パルス幅、ｚはＴ相パルス幅を示している。区間１、２、３の直流電圧は、それぞれ、区間１電圧＝ＳＴ間電圧＝ｂ−ｃ、区間２電圧＝ＲＴ間電圧＝ａ−ｃ、区間３電圧＝ＲＳ間電圧＝ａ−ｂとなる。区間１の幅は、Ｔ−ｘ、区間２の幅は、ｘ−（Ｔ−ｚ）＝ｘ＋ｚ−Ｔ、区間３の幅は、Ｔ−ｚである。一方、Ｒ相パルス幅ｘは、Ｔ：ｘ＝１：ｋａよりｘ＝ｋａＴ、Ｔ相パルス幅ｚは、Ｔ：ｚ＝１：−ｋｃよりｚ＝−ｋｃＴである。よって、区間１の幅は、Ｔ−ｘ＝Ｔ−ｋａＴ＝Ｔ（１−ｋａ）、区間３の幅は、Ｔ−ｚ＝Ｔ−（−ｋｃＴ）＝Ｔ（１＋ｋｃ）、区間２の幅は、ｘ＋ｚ−Ｔ＝ｋａＴ＋（−ｋｃＴ）−Ｔ＝Ｔ（ｋａ−ｋｃ−１）となる。

スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの区間ごとに直流電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。
スイッチング周期Ｔの電圧の平均＝｛（ｂ−ｃ）×Ｔ×（１−ｋａ）＋（ａ−ｃ）×Ｔ×（ｋａ−ｋｃ−１）＋（ａ−ｂ）×Ｔ×（１＋ｋｃ）｝／Ｔ
＝ｋ（ａ^２＋ｃ^２）−ｋｂ（ａ＋ｃ）
ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、
＝ｋ（ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２）
さらに、交流理論から、ａ^２＋ｂ^２＋ｃ^２＝３／２より
＝ｋ×３／２
なお、上記スイッチング周期Ｔの電圧の平均は、相電圧に基づいて表されている。

従って、直流電圧のスイッチング区間の平均値は一定となり、直流電圧設定ゲインｋ×３／２となり、鋸歯状波Ｗ１、Ｗ２と比較する直流電圧設定ゲインｋに比例する。このため、直流電圧設定ゲインｋを選定することで、降圧して得られる直流電圧の大きさを制御できる。ここで、Ｒ相パルスとＴ相パルスがスイッチング周期Ｔの中で両方ＯＮするために、直流電圧設定ゲインｋの最小値は０．５であり、Ｒ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃが鋸歯状波Ｗ１、Ｗ２を越えないために、直流電圧設定ゲインｋの最大値は、１となる。したがって、ｋの設定可能範囲は、０．５〜１の範囲内である。

つぎに、入力電流について説明する。Ｒ相の入力電流は、Ｒ相制御電圧ｋａの時間に比例する正の電流が流れる。Ｔ相の入力電流は、Ｔ相制御電圧ｋｃの絶対値｜ｋｃ｜に比例する負の電流、すなわち、Ｔ相制御電圧ｋｃに比例する電流が流れる。Ｓ相の入力電流は、区間１＝Ｔ×（１−ｋａ）で正の電流が流れ、区間３＝Ｔ×（１＋ｋｃ）で負の電流が流れる。従って、流れる正の電流は、Ｔ×（１−ｋａ）−Ｔ×（１＋ｋｃ）＝Ｔ×（−ｋａ−ｋｃ）＝Ｔ×ｋ×（−ａ−ｃ）＝Ｔ×ｋ×ｂとなり、スイッチング周期Ｔの平均をＴで除するとＳ相制御電圧ｋｂとなる。このように、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の電流は、Ｒ相制御電圧ｋａ、Ｓ相制御電圧ｋｂ、Ｔ相制御電圧ｋｃに比例する電流が流れることになり、入力の電圧に比例する電流が平均的に流れることになる。
本スイッチングによる直流電圧と入力電流をまとめると次のようになる。
（１）スイッチング周期Ｔにおける直流電圧の平均値は、降圧された一定の電圧値となる。
（２）スイッチング周期Ｔにおける入力電流の平均値は、入力の電圧比に分配される。

つぎに、入力電流が正弦波になることを説明する。３相交流電圧のＲ相電圧をＶｓｉｎ（ωｔ）、Ｓ相電圧をＶｓｉｎ（ωｔ＋１２０）、Ｔ相電圧をＶｓｉｎ（ωｔ＋２４０）とする。上記（２）より、入力電流は、Ｒ相電流をＩ（ｔ）ｓｉｎ（ωｔ）、Ｓ相電流をＩ（ｔ）ｓｉｎ（ωｔ＋１２０）、Ｔ相電流をＩ（ｔ）ｓｉｎ（ωｔ＋２４０）と一般化して書くことができる。但し、Ｉ（ｔ）は入力電流の振幅である。
この時の入力電力Ｐは、以下のように表すことができる。

Ｐ＝Ｖｓｉｎ（ωｔ）×Ｉ（ｔ）ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｖｓｉｎ（ωｔ＋１２０）×Ｉ（ｔ）ｓｉｎ（ωｔ＋１２０）Ｖｓｉｎ（ωｔ＋２４０）＋Ｉ（ｔ）ｓｉｎ（ωｔ＋２４０）
＝Ｖ×Ｉ（ｔ）ｓｉｎ^２（ωｔ）＋Ｖ×Ｉ（ｔ）ｓｉｎ^２（ωｔ＋１２０）＋Ｖ×Ｉ（ｔ）ｓｉｎ^２（ωｔ＋２４０）
＝Ｖ×Ｉ（ｔ）｛ｓｉｎ^２（ωｔ）＋ｓｉｎ^２（ωｔ＋１２０）＋ｓｉｎ^２（ωｔ＋２４０）｝
｛ ｝内を計算すると、｛ ｝内は、定数３／２であるので、
Ｐ＝Ｖ×Ｉ（ｔ）×３／２を変形して、Ｉ（ｔ）＝Ｐ／Ｖ×２／３
ここで、Ｐが一定の場合、Ｖは一定であるので、Ｉ（ｔ）は、時間に依存しない一定値となる。即ち、入力電流は、正弦波である。
（３）上記（２）の条件の下で、電力が一定である場合、入力電流は正弦波となる。

３相スイッチ整流器１００（図８参照）において、スイッチングパターン発生器５および駆動回路６で上記のスイッチングを行い、スイッチング周期Ｔ内での直流電圧の変動を除去する直流リアクトル２を全波整流回路４の出力側に接続したため、直流電圧は、上記（１）より一定となる。基本の形態では、機械ＭＣの負荷が、短時間（１００ｍｓｅｃ程度）において、一定電力とみなす。スイッチング周期Ｔ内での入力電流変動を除去する入力コンデンサ９を双方向スイッチ回路３の入力側に接続することで、上記（３）より、入力電流は、正弦波となる。

なお、上記では、スイッチングパターンを生成するために、鋸歯状波を使用した場合を説明したが、これに限られるものではなく、最大電圧相と最小電圧相に対する制約を満足させるものであればよく、例えば、三角波等のキャリア波形を用いることにしてもよい。

次に、基本の形態における直流電圧および直流電流のシミュレーション結果について図１６を用いて説明する。図１６は、３相スイッチ整流器１００の入力交流電力（図１６（ａ））、出力直流電圧（図１６（ｂ））、及び出力直流電流（図１６（ｃ））のシミュレーション結果を示している。３相スイッチ整流器１００（図８参照）において、直流入力電圧３相＝２００Ｖ（線間電圧）、機器ＭＣの負荷として負荷抵抗＝２０Ω、入力の３相リアクトル８として系統のリアクタンスを考慮して１００μＨ、入力コンデンサ９＝３μＦ／相、コンデンサ１０＝２μＦ、直流リアクトル２＝２ｍＨ、スイッチング周波数５０ｋＨｚ、直流電圧設定ゲインｋ＝０．９の条件でシミュレーションを行った。３相電圧の全波整流のリップルの下限の電圧（直流電圧として取り出せる最大の電圧）は２００×２^１／２×（３^１／２／２）＝２４５Ｖであるのに対し、図１６（ｂ）に示すように、基本の形態では、直流電圧は、約ＤＣ２２０Ｖで一定でほぼ理論通りであり、降圧されており、また、直流電流も一定となっており、入力電流もスイッチングに伴う変動はあるものの正弦波状になっている。なお、上記シミュレーションは、線間電圧に基づいており、直流電圧と直流電流はそれぞれ機器（負荷）ＭＣの両端の電圧と機器（負荷）ＭＣに流入する電流である。

このように、基本の形態では、機器ＭＣが負荷を有する場合に、各相のスイッチングパターンをＰＷＭ変調しながら双方向スイッチ回路３における複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３を所定のタイミングでＯＮ／ＯＦＦさせることで、入力電流をその高調波を低減した正弦波とでき、直流電圧を一定に安定させることができる（図１８（ａ）参照）。すなわち、基本の形態では、３相スイッチ整流器１００により直流電力が供給される機器ＭＣが負荷を有していることが前提となっている。

一方、機器ＭＣが停止している状態では、機器ＭＣが実質的に無負荷であると考えられる。具体的には、機器ＭＣは、例えば、インバータＩＮＶ、モータＭ、及び被可動要素ＥＬを有する。インバータＩＮＶは、例えば複数の半導体素子を有し、複数の半導体素子を用いて、３相スイッチ整流器１００から供給された直流電力を交流電力に変換し、変換された交流電力をモータＭに供給することで、モータＭを駆動し、モータＭを介して被可動要素ＥＬを動作させる。被可動要素ＥＬは、例えば、コンプレッサにおける可動子である。この機器ＭＣにおいて、インバータＩＮＶが電力変換動作を停止している場合、モータＭが停止しており、被可動要素ＥＬも停止している。この状態では、機器ＭＣが実質的に無負荷となる。

この場合にも、３相スイッチ整流器１００において双方向スイッチ回路３をスイッチングパターンに基づいてスイッチング制御すると、３相スイッチ整流器１００内の出力側に誘起電圧が発生する可能性がある。具体的には、機器ＭＣが実質的に無負荷である場合、３相スイッチ整流器１００により機器ＭＣに供給するエネルギーが機器ＭＣで消費されないので、３相スイッチ整流器１００内で直流リアクトル２やコンデンサ１０がエネルギーを蓄積する可能性がある。例えば、直流リアクトル２及びコンデンサ１０が共振回路として動作すると、蓄積されるエネルギーが大きくなる可能性がある。このエネルギーが誘起電圧を発生する。この誘起電圧はコンデンサ１０の容量が小さいと高くなりやすい。

このように、３相スイッチ整流器１００内の出力側に誘起電圧が発生すると、３相スイッチ整流器１００の出力先の機器ＭＣ内における素子（例えば、インバータＩＮＶにおける半導体素子）に過電圧がかかる可能性があり、その素子を劣化させる可能性がある。

このとき、仮に、３相スイッチ整流器１００内において直流リアクトル２及びコンデンサ１０と出力端子ＯＴ−ｐ、ＯＴ−ｎとの間にスイッチを設けて、機器ＭＣが実質的に無負荷である場合にオフさせてやれば、そのような問題を抑制できるようにも考えられる。

しかし、本実施の形態では、図１に示すように、３相スイッチ整流器１００ｉの電力供給先である機器ＭＣとして、複数の機器ＭＣ−１〜ＭＣ−７を想定している。このとき、１つの機器が停止している場合に、その１つの機器が無負荷であるとして３相スイッチ整流器１００ｉによる電力供給をやめてしまうと、他の機器への電力供給ができなくなる。

そこで、本実施の形態では、３相スイッチ整流器１００ｉにおいて、電力の供給を行いながら３相スイッチ整流器１００ｉ内における誘起電圧の発生を抑制するために、制御部７ｉ（図３参照）は、複数の機器ＭＣ−１〜ＭＣ−７が実質的に無負荷であるとき、双方向スイッチ回路３における複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３を全てＯＮした状態に維持し、複数の機器ＭＣ−１〜ＭＣ−７が負荷を有するとき、基本の形態で説明したようなスイッチング動作を双方向スイッチ回路３における複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３に行わせる。

具体的には、３相スイッチ整流器１００ｉの電力供給先が複数の機器ＭＣ−１〜ＭＣ−７である場合に、複数の機器ＭＣ−１〜ＭＣ−７の負荷は、一様ではなく、複数の機器ＭＣ−１〜ＭＣ−７のうち負荷の大きいものと小さいものとがある。すなわち、複数の機器ＭＣ−１〜ＭＣ−７の負荷として、近似的に、負荷の大きい機器の負荷を用いることにする。

例えば、３相スイッチ整流器１００ｉの電力供給先が空気調和機である場合、空気調和機は、図１及び図２に示すように、コンプレッサＭＣ−１、四方弁ＭＣ−２、室外熱交換器ＨＥ１、膨張弁ＭＣ−４、電磁コンダクタＭＣ−５、室内熱交換器ＨＥ２、アキュムレータＡＣＣ、室外ファンＭＣ−７、及び室内ファンＭＣ−８を有する。コンプレッサＭＣ−１、室外ファンＭＣ−７、及び室内ファンＭＣ−８は、図２に示すように、それぞれ、インバータＩＮＶ、モータＭ、及び被可動要素ＥＬを有する。四方弁ＭＣ−２及び膨張弁ＭＣ−４は、ソレノイド等のアクチュエータＡＣ、及び被可動要素ＥＬを有する。なお、室内ファンＭＣ−８は、空気調和機における他の機器ＭＣ−１〜ＭＣ−７と異なり、３相スイッチ整流器１００ｉとは別系統の電源から電力の供給を受けるため、すなわち３相スイッチ整流器１００ｉの電力供給先でないため、以下において、説明を省略する。

３相スイッチ整流器１００ｉの出力端子ＯＴ−ｐ、ＯＴ−ｎには、図１に示すように、コンプレッサＭＣ−１、室外ファンＭＣ−７、及び基板電源ＰＳ２が並列に接続されている。基板電源ＰＳ２は、例えば、室外機基板ＰＣＢ上に実装され、室外機基板ＰＣＢ上の導電パターンを介して、四方弁ＭＣ−２、膨張弁ＭＣ−４、電磁コンダクタＭＣ−５が並列に接続されている。

図２に示す機器ＭＣでは、例えば四方弁ＭＣ−２で冷媒の流路を切り換えることで冷房運転（実線）及び暖房運転（破線）を切り換えて行うことができるが、いずれの運転においても、コンプレッサＭＣ−１が断熱圧縮動作を行うため、運転時に他の機器に比べて大きな負荷を有すると考えられる。そこで、複数の機器ＭＣ−１〜ＭＣ−７の負荷として、近似的に、コンプレッサＭＣ−１の負荷を用いることができる。

このとき、コンプレッサＭＣ−１の負荷の制御は、３相スイッチ整流器１００ｉ及び機器ＭＣ（例えば、空気調和機）を全体的に制御するコントローラＣＴＲにより行われる。

例えば、コントローラＣＴＲは、コンプレッサＭＣ−１におけるインバータＩＮＶからモータＭへ供給されるモータ電流等を取得して、コンプレッサＭＣ−１におけるモータＭの回転数を推定する。また、コントローラＣＴＲは、膨張弁ＭＣ−４の近傍に設けられたセンサーＳＮＳ−２から膨張弁ＭＣ−４の開度情報を取得する。コントローラＣＴＲは、外気温を測定するように設けられた温度センサーＳＮＳ−１から外気温を取得する。

コントローラＣＴＲは、コンプレッサＭＣ−１におけるモータＭの回転数と、膨張弁ＭＣ−４の開度と、外気温とが、コンプレッサＭＣ−１におけるモータＭの負荷に対応付けられた負荷決定テーブルを有している。負荷決定テーブルは、予め実験的に取得され、コントローラＣＴＲに設定されたものである。コントローラＣＴＲは、上記の推定を行ったら負荷決定テーブルを参照し、コンプレッサＭＣ−１におけるモータＭの回転数の推定値と、膨張弁ＭＣ−４の開度の推定値と、外気温の推定値とに対応する負荷の値を決定する。コントローラＣＴＲは、決定された負荷に応じて、コンプレッサＭＣ−１におけるモータＭの負荷に関する信号を３相スイッチ整流器１００ｉへ供給する。

３相スイッチ整流器１００ｉは、図示しない位相検出回路で３相交流電源ＰＳのＯＮ／ＯＦＦをモニターすることで、３相スイッチ整流器１００ｉの電源の起動を認識する。また、３相スイッチ整流器１００ｉは、コンプレッサＭＣ−１におけるモータＭの負荷に関する信号をコントローラＣＴＲから受ける。３相スイッチ整流器１００ｉは、取得された信号に応じてコンプレッサＭＣ−１が起動するタイミングを判断する。

そして、３相スイッチ整流器１００ｉにおいて、図３に示す制御部７ｉは、複数の機器ＭＣ−１〜ＭＣ−７が実質的に無負荷であるとき、すなわち３相スイッチ整流器１００ｉの電源起動時に、双方向スイッチ回路３における複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３を全てＯＮした状態に維持し、複数の機器ＭＣ−１〜ＭＣ−７が負荷を有するとき、すなわち複数の機器ＭＣ−１〜ＭＣ−７が実質的に起動した後に、基本の形態で説明したようなスイッチング動作を双方向スイッチ回路３における複数のスイッチング素子ＳＷに行わせる。

具体的には、３相スイッチ整流器１００ｉは、図１及び図３に示すように、入力端子ＩＴ−ｒ〜ＩＴ−ｔ側に、ノイズフィルタ２０ｉ、３相リアクトル８ｉ、及び入力コンデンサ９ｉが設けられ、出力端子ＯＴ−ｐ、ＯＴ−ｎ側に直流リアクトル２ｉ及びコンデンサ１０ｉが設けられ、ノイズフィルタ２０ｉ、３相リアクトル８ｉ、及び入力コンデンサ９ｉと直流リアクトル２ｉ及びコンデンサ１０ｉとの間にパワーモジュールＰＭが設けられている。パワーモジュールＰＭは、図３に示すように、双方向スイッチ回路３、全波整流回路４ｉ、及び制御部７ｉを有する。

ノイズフィルタ２０ｉは、例えば、各相のラインに対して直列に接続された抵抗Ｒ４〜Ｒ６及びリアクトルＬ４〜Ｌ６を有し、抵抗Ｒ４〜Ｒ６及びリアクトルＬ４〜Ｌ６を用いて入力電流における高周波ノイズを除去する。

３相リアクトル８ｉは、例えば、各相のラインに対して直列に挿入されたリアクトルＬ１〜Ｌ３と抵抗Ｒ１〜Ｒ３との並列接続を有し、基本の形態における３相リアクトル８（図８参照）と同様に機能する。

入力コンデンサ９ｉは、例えば、各相のライン間を接続するコンデンサＣ１〜Ｃ３を有し、基本の形態における入力コンデンサ９（図８参照）と同様に機能する。

直流リアクトル２ｉは、例えば、Ｐライン及びＮラインのそれぞれに直列に接続されたリアクトルＬ７、Ｌ８を有し、基本の形態における直流リアクトル２（図８参照）と同様に機能する。

コンデンサ１０ｉは、例えば、Ｐライン及びＮラインの間にそれぞれ接続されたコンデンサＣ４、Ｃ５を有し、基本の形態におけるコンデンサ１０（図８参照）と同様に機能する。
双方向スイッチ回路３は、基本の形態における双方向スイッチ回路３（図１７参照）と同様である。

全波整流回路４ｉは、ＰラインとＮラインとを接続するダイオードＤ１６がさらに追加されている以外は基本の形態における全波整流回路４（図１７参照）と同様であり、基本の形態における全波整流回路４と同様に機能する。ダイオードＤ１６は、３相スイッチ整流器１００ｉがＯＦＦしたときに電流を流すためのものである。

制御部７ｉは、スイッチングパターン発生器５及び駆動回路６に加えて、パワーモジュール電源７ｉ２及び負荷推定部７ｉ１をさらに有する点で基本の形態（図８参照）と異なる。

パワーモジュール電源７ｉ２は、３相交流電源ＰＳと１つの相のラインとに接続され、例えばブレーカーがＯＮされることなどにより、３相交流電源ＰＳがＯＮされると、パワーモジュール電源７ｉ２にも交流電力が供給されＯＮする。例えば、ブレーカーがＯＦＦされることなどにより、３相交流電源ＰＳがＯＦＦされると、パワーモジュール電源７ｉ２にも交流電力が供給されなくなりＯＦＦする。

負荷推定部７ｉ１は、パワーモジュール電源７ｉ２を介して３相交流電源ＰＳのＯＮ／ＯＦＦをモニターする。すなわち、負荷推定部７ｉ１は、パワーモジュール電源７ｉ２がＯＮした際に、３相スイッチ整流器１００ｉの電源が起動されたと認識する。また、負荷推定部７ｉ１は、コンプレッサＭＣ−１の負荷に関する信号をコントローラＣＴＲから受ける。負荷推定部７ｉ１は、取得された信号に応じてコンプレッサＭＣ−１が起動するタイミングを判断する。

より具体的には、制御部７ｉは、図４に示すような動作を行う。図４は、制御部７ｉの動作を示すタイミング図である。

図４に示すタイミングｔ０において、負荷推定部７ｉ１は、パワーモジュール電源７ｉ２を介して３相交流電源ＰＳがＯＮされたことを認識する。また、負荷推定部７ｉ１は、コンプレッサＭＣ−１の負荷に関する信号に応じて、コンプレッサＭＣ−１が停止状態にあると判断する。負荷推定部７ｉ１は、双方向スイッチ回路３における複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３が全てＯＮした状態に維持されるように、スイッチングパターン発生器５に指示する。

これに応じて、スイッチングパターン発生器５は、図１５に１点鎖線で示すようにＯＮレベルに固定されたＲ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルスを生成して駆動回路６に出力する。駆動回路６は、複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３を全てＯＮした状態に維持させる。

タイミングｔ０から期間ＴＰ１（第１の期間）が経過したタイミングｔ１において、負荷推定部７ｉ１は、コンプレッサＭＣ−１の負荷に関する信号に応じて、コンプレッサＭＣ−１の負荷が生じたことを認識し、コンプレッサＭＣ−１が起動されたものと判断する。負荷推定部７ｉ１は、各相のスイッチングパターンをＰＷＭ変調しながら双方向スイッチ回路３における複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３が所定のタイミングでＯＮ／ＯＦＦされるように、スイッチングパターン発生器５に指示する。

これに応じて、スイッチングパターン発生器５は、図１５に実線で示すようなＰＷＭ変調されたＲ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルスのスイッチングパターンを生成して駆動回路６に出力する。駆動回路６は、スイッチングパターン発生器５から供給されたスイッチングパターンに従って、複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３をそれぞれ所定のタイミングでＯＮ／ＯＦＦさせる。
タイミングｔ１以降の期間ＴＰ２（第２の期間）において、例えばコンプレッサＭＣ−１が停止されるまで、この動作が維持される。

以上のように、実施の形態１では、制御部７ｉが、３相スイッチ整流器１００ｉの電源起動時に、双方向スイッチ回路３における複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３が全てＯＮした状態に維持されるスイッチングパターンを生成する。これにより、例えば、３相スイッチ整流器１００ｉ内の出力側に設けられた直流リアクトル２ｉ及びコンデンサ１０ｉが共振回路として動作することを抑制でき、３相スイッチ整流器１００ｉ内における直流リアクトル２ｉやコンデンサ１０ｉによるエネルギーの蓄積を抑制できる。この結果、機器ＭＣにおける各機器ＭＣ−１〜ＭＣ−７への電力供給を行いながら、３相スイッチ整流器１００ｉ内の出力側における誘起電圧の発生を抑制できる。

したがって、３相スイッチ整流器１００ｉ内の出力先の機器ＭＣ内における素子（例えば、インバータＩＮＶにおける半導体素子）にかかる電圧を抑制でき、その素子の劣化を抑制できる。

また、実施の形態１では、制御部７ｉが、３相スイッチ整流器１００ｉの電源を起動してから機器ＭＣが実質的に起動するまでの期間ＴＰ１（図４参照）に、双方向スイッチ回路３における複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３を全てＯＮした状態に維持する。また、制御部７ｉは、機器ＭＣが実質的に起動した後の期間ＴＰ２（図４参照）に、各相のスイッチングパターンをＰＷＭ変調しながら前記複数のスイッチング素子が所定のタイミングでＯＮ／ＯＦＦされるスイッチングパターンを生成する。これにより、機器ＭＣが実質的に無負荷である場合に、３相スイッチ整流器１００ｉ内の出力側における誘起電圧の発生を抑制できるとともに、機器ＭＣが負荷を有する場合に、入力電流をその高調波を低減した正弦波とでき、直流電圧を一定に安定させることができる。

また、実施の形態１では、制御部７ｉが、機器の負荷に関する信号をコントローラＣＴＲから取得し、取得された信号に応じて機器ＭＣが実質的に起動するタイミングを判断する。これにより、制御部７ｉは、３相スイッチ整流器１００ｉの電源を起動してから機器ＭＣが実質的に起動するまでの期間ＴＰ１と、機器ＭＣが実質的に起動した後の期間ＴＰ２とを決定することができる。

なお、コントローラＣＴＲは、コンプレッサＭＣ−１におけるモータＭの回転数と膨張弁ＭＣ−４の開度と外気温とに基づいてコンプレッサＭＣ−１の負荷を推定する代わりに、コンプレッサＭＣ−１におけるモータＭの回転数とコンプレッサＭＣ−１の吸入側圧力とコンプレッサＭＣ−１の吐出側圧力とに基づいてコンプレッサＭＣ−１の負荷を推定してもよい。

例えば、コントローラＣＴＲは、図５に示すように、コンプレッサＭＣ−１におけるインバータＩＮＶからモータＭへ供給されるモータ電流等を取得して、コンプレッサＭＣ−１におけるモータＭの回転数を推定する。また、コントローラＣＴＲは、コンプレッサＭＣ−１の吸入側に設けられた圧力センサーＳＮＳ−３からコンプレッサＭＣ−１の吸入側圧力に関する信号を取得し、コンプレッサＭＣ−１の吸入側圧力を推定する。コントローラＣＴＲは、コンプレッサＭＣ−１の吐出側に設けられた圧力センサーＳＮＳ−４からコンプレッサＭＣ−１の吐出側圧力に関する信号を取得し、コンプレッサＭＣ−１の吐出側圧力を推定する。

コントローラＣＴＲは、コンプレッサＭＣ−１におけるモータＭの回転数と、コンプレッサＭＣ−１の吸入側圧力と、コンプレッサＭＣ−１の吐出側圧力とが、コンプレッサＭＣ−１におけるモータＭの負荷に対応付けられた負荷決定テーブルを有している。負荷決定テーブルは、予め実験的に取得され、コントローラＣＴＲに設定されたものである。コントローラＣＴＲは、上記の推定を行ったら負荷決定テーブルを参照し、コンプレッサＭＣ−１におけるモータＭの回転数の推定値と、コンプレッサＭＣ−１の吸入側圧力の推定値と、コンプレッサＭＣ−１の吐出側圧力の推定値とに対応する負荷の値を決定する。コントローラＣＴＲは、決定された負荷に応じて、コンプレッサＭＣ−１におけるモータＭの負荷に関する信号を３相スイッチ整流器１００ｉへ供給する。

（実施の形態２）
次に、実施の形態２にかかる３相スイッチ整流器１００ｊについて説明する。以下では、実施の形態１と異なる部分を中心に説明する。

実施の形態１では、コンプレッサＭＣ−１の負荷を３相スイッチ整流器１００ｉの外部のコントローラＣＴＲで推定しているが、実施の形態２では、コンプレッサＭＣ−１の負荷を３相スイッチ整流器１００ｊの内部で推定する。
具体的には、図６に示すように、３相スイッチ整流器１００ｊは、電流検出部５０ｊをさらに備え、制御部７ｉに代えて制御部７ｊを備える。

電流検出部５０ｊは、３相スイッチ整流器１００ｊの入力電流を検出する。具体的には、電流検出部５０ｊは、例えば、電流検出器５０ｊ１（例えば、カレントトランス）を有し、電流検出器５０ｊ１を用いて、３相の入力交流電流のうち少なくとも１相（例えば、Ｒ相）の入力交流電流を検出する。電流検出部５０ｊは、検出された入力交流電流の値を制御部７ｊの負荷推定部７ｊ１へ供給する。

制御部７ｊの負荷推定部７ｊ１は、線電流と線間電圧とに応じて、コンプレッサＭＣ−１の負荷を推定する。

例えば、負荷推定部７ｊ１は、Ｒ相の線電流の値を電流検出部５０ｊから受ける。負荷推定部７ｊ１は、例えば、Ｒ相電圧及びＳ相電圧の値をそれぞれ受ける。Ｒ相の線電流の値をＩｒとし、Ｒ相電圧及びＳ相電圧の値をそれぞれａ、ｂとすると、コンプレッサＭＣ−１の負荷は、√（３）×Ｉｒ×（ａ−ｂ）の数式により推定できる。

このように、実施の形態２では、制御部７ｊが、３相スイッチ整流器１００ｊの入力電流を検出し、検出された入力電流に応じて機器ＭＣの負荷を推定し、推定された負荷に応じて機器ＭＣが起動するタイミングを判断する。これにより、制御部７ｊは、３相スイッチ整流器１００ｊの電源を起動してから機器ＭＣが実質的に起動するまでの期間ＴＰ１（図４参照）と、機器ＭＣが実質的に起動した後の期間ＴＰ２（図４参照）とを決定することができる。

（実施の形態３）
次に、実施の形態３にかかる３相スイッチ整流器１００ｋについて説明する。以下では、実施の形態１と異なる部分を中心に説明する。

実施の形態１では、機器ＭＣが起動されたことに応じて、複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３を全てＯＮに維持する制御動作から複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３をＰＷＭ変調しながらＯＮ／ＯＦＦさせる制御動作への移行を行っている。

しかし、本発明者が詳細に検討を行ったところ、複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３をＰＷＭ変調しながらＯＮ／ＯＦＦさせる制御動作を行うことで、機器ＭＣの負荷が所定値以上（通常負荷時）であれば、３相スイッチ整流器の入力交流電流における高調波を所定の要求ノイズレベル以下に低減でき、直流電圧を所定の要求安定レベル内に収めるように安定化できる（図１８（ａ）参照）が、機器ＭＣの負荷が所定値より小さいとき（軽負荷時）にも、この制御動作を行うと、３相スイッチ整流器の入力交流電流における高調波を所定の要求ノイズレベルを超えて大きくなり、直流電圧を所定の要求安定レベル内に収めることが困難な傾向にあることが分かった（図１８（ｂ）参照）。

そこで、実施の形態３では、３相スイッチ整流器１００ｋの入力交流電流における高調波を所定の要求ノイズレベル以下に低減でき、直流電圧を所定の要求安定レベル内に収めるように安定化できる（図１８（ａ）参照）ような負荷の下限値に相当する負荷の閾値Ｌｔｈを用いて、複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３を全てＯＮに維持する制御動作から複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３をＯＮ／ＯＦＦさせる制御動作へ移行すべきか否かを判断する。

具体的には、３相スイッチ整流器１００ｋの制御部７ｋにおいて、負荷推定部７ｉ１（図３参照）には、負荷の閾値Ｌｔｈ（図７参照）が設定されている。負荷の閾値Ｌｔｈは、３相スイッチ整流器１００ｋについて、３相スイッチ整流器１００ｋの入力交流電流における高調波を所定の要求ノイズレベル以下に低減でき、直流電圧を所定の要求安定レベル内に収めるように安定できる（図１８（ａ）参照）ような負荷の下限値に対して、所定の動作マージン分が加算された値として、予め実験的に決定されたものである。

また、制御部７ｋは、図７に示すような動作を行う。図７は、制御部７ｋの動作を示すタイミング図である。

図７に示すタイミングｔ０において、制御部７ｋの負荷推定部７ｉ１（図３参照）は、パワーモジュール電源７ｉ２を介して３相交流電源ＰＳがＯＮされたことを認識する。また、負荷推定部７ｉ１は、コンプレッサＭＣ−１の負荷に関する信号に応じて、コンプレッサＭＣ−１が停止状態にあると判断する。負荷推定部７ｉ１は、この判断結果に応じて、双方向スイッチ回路３における複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３が全てＯＮした状態に維持されるように、スイッチングパターン発生器５に指示する。

これに応じて、スイッチングパターン発生器５は、図１５に１点鎖線で示すようにＯＮレベルに固定されたＲ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルスを生成して駆動回路６に出力する。駆動回路６は、複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３を全てＯＮした状態に維持させる。

タイミングｔ１において、負荷推定部７ｉ１は、コンプレッサＭＣ−１の負荷に関する信号に応じて、コンプレッサＭＣ−１に負荷が生じたことを認識し、コンプレッサＭＣ−１が起動されたものと判断する。また、負荷推定部７ｉ１は、コンプレッサＭＣ−１の負荷と負荷の閾値Ｌｔｈとを比較し、コンプレッサＭＣ−１の負荷が負荷の閾値Ｌｔｈより小さい、すなわちコンプレッサＭＣ−１の負荷が負荷の閾値Ｌｔｈに達していないと判断する。負荷推定部７ｉ１は、この判断結果に応じて、双方向スイッチ回路３における複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３が全てＯＮした状態に維持されるように、スイッチングパターン発生器５に指示する。

これに応じて、スイッチングパターン発生器５は、図１５に１点鎖線で示すようにＯＮレベルに固定されたＲ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルスを生成して駆動回路６に出力する。駆動回路６は、複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３を全てＯＮした状態に維持させる。

タイミングｔ０から期間ＴＰ１１（第１の期間）が経過したタイミングｔ２において、負荷推定部７ｉ１は、コンプレッサＭＣ−１の負荷に関する信号に応じて、コンプレッサＭＣ−１の負荷を認識する。負荷推定部７ｉ１は、コンプレッサＭＣ−１の負荷と負荷の閾値Ｌｔｈとを比較し、コンプレッサＭＣ−１の負荷が負荷の閾値Ｌｔｈと略等しい、すなわちコンプレッサＭＣ−１の負荷が負荷の閾値Ｌｔｈに達していると判断する。負荷推定部７ｉ１は、この判断結果に応じて、各相のスイッチングパターンをＰＷＭ変調しながら双方向スイッチ回路３における複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３が所定のタイミングでＯＮ／ＯＦＦされるように、スイッチングパターン発生器５に指示する。

これに応じて、スイッチングパターン発生器５は、図１５に実線で示すようなＰＷＭ変調されたＲ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルスのスイッチングパターンを生成して駆動回路６に出力する。駆動回路６は、スイッチングパターン発生器５から供給されたスイッチングパターンに従って、複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３をそれぞれ所定のタイミングでＯＮ／ＯＦＦさせる。

タイミングｔ２から期間ＴＰ１２（第２の期間）が経過したタイミングｔ３において、負荷推定部７ｉ１は、コンプレッサＭＣ−１の負荷に関する信号に応じて、コンプレッサＭＣ−１の負荷を認識する。負荷推定部７ｉ１は、コンプレッサＭＣ−１の負荷と負荷の閾値Ｌｔｈとを比較し、コンプレッサＭＣ−１の負荷が負荷の閾値Ｌｔｈより小さい、すなわちコンプレッサＭＣ−１の負荷が再び負荷の閾値Ｌｔｈを下回ったと判断する。負荷推定部７ｉ１は、この判断結果に応じて、双方向スイッチ回路３における複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３が全てＯＮした状態に維持されるように、スイッチングパターン発生器５に指示する。

これに応じて、スイッチングパターン発生器５は、図１５に１点鎖線で示すようにＯＮレベルに固定されたＲ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルスを生成して駆動回路６に出力する。駆動回路６は、複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３を全てＯＮした状態に維持させる。
タイミングｔ３以降の期間ＴＰ１３（再び閾値を下回っている期間）において、コンプレッサＭＣ−１の負荷が再び負荷の閾値Ｌｔｈを超えるまで、この動作が維持される。

このように、実施の形態３では、制御部７ｋが、３相スイッチ整流器１００ｋの電源を起動してから機器ＭＣの負荷が閾値Ｌｔｈに達するまでの期間ＴＰ１１に、双方向スイッチ回路３における複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３を全てＯＮした状態に維持し、機器ＭＣの負荷が閾値Ｌｔｈを超えている期間ＴＰ１２に、複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３をＰＷＭ変調しながらＯＮ／ＯＦＦさせるスイッチングパターンを生成する。これにより、機器ＭＣの負荷が所定値以上である（通常負荷時）ときだけでなく機器ＭＣの負荷が所定値より小さいとき（軽負荷時）においても、３相スイッチ整流器の入力交流電流における高調波を所定の要求ノイズレベル以下に低減でき、直流電圧を所定の要求安定レベル内に収めるように安定化できる。

また、実施の形態３では、制御部７ｋが、機器ＭＣの負荷が再び閾値Ｌｔｈを下回っている期間ＴＰ１３に、双方向スイッチ回路３における複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３が全てＯＮした状態に維持されるスイッチングパターンを再び生成する。これにより、機器ＭＣの負荷が動的に変動する場合でも、３相スイッチ整流器の入力交流電流における高調波を所定の要求ノイズレベル以下に低減でき、直流電圧を所定の要求安定レベル内に収めるように安定化できる。

以上のように、本発明にかかる３相スイッチ整流器は、機器への電力供給に有用である。

２ 直流リアクトル
３ 双方向スイッチ回路
４ 全波整流回路
５ スイッチングパターン発生器
６ 駆動回路
７、７ｉ、７ｊ、７ｋ 制御部
７ｉ１、７ｊ１ 負荷推定部
７ｉ２ パワーモジュール電源
８、８ｉ ３相リアクトル
９、９ｉ 入力コンデンサ
１０、１０ｉ コンデンサ
１１ パターン信号発生器
１２ 電圧設定器
１３ 相電圧判別器
１４Ｒ〜１４Ｔ コンパレータ
１５Ｒ〜１５Ｔ コンパレータ
１６Ｒ〜１６Ｔ ＡＮＤ回路
１７Ｒ〜１７Ｔ ＡＮＤ回路
１８Ｒ〜１８Ｔ ＡＮＤ回路
１９Ｒ〜１９Ｔ ＯＲ回路
２０ｉ ノイズフィルタ
４０Ｒ、４０Ｓ、４０Ｔ コンパレータ
４１Ｒ、４１Ｓ、４１Ｔ ＡＮＤ回路
４２Ｒ、４２Ｓ、４２Ｔ ＡＮＤ回路
４３Ｒ、４３Ｓ、４３Ｔ ＮＯＲ回路
５０ｊ 電流検出部
５０ｊ１ 電流検出器
１００、１００ｉ、１００ｊ、１００ｋ ３相スイッチ整流器
ＭＣ、ＭＣ−１〜ＭＣ−８ 機器
ＳＷ、ＳＷ１〜ＳＷ３ スイッチング素子

Claims (5)

1. ３相交流電源から入力される３相交流電力を直流電力に変換して機器に出力する３相スイッチ整流器であって、
   前記３相交流電力を直流電力に整流する全波整流回路と、
   前記３相交流電源から前記全波整流回路への各相の供給をＯＮ／ＯＦＦする複数のスイッチング素子を有する双方向スイッチ回路と、
   前記３相スイッチ整流器の出力端子と前記全波整流回路との間に接続されたコンデンサと、
   前記３相交流電源の各相の電圧を検出して、各相の検出電圧に基づいて、前記双方向スイッチ回路をＯＮ／ＯＦＦさせるための各相のスイッチングパターンを生成し、生成したスイッチングパターンに基づいて、前記双方向スイッチ回路をスイッチング制御する制御手段と、
   を備え、
   前記制御手段は、前記３相スイッチ整流器の起動時に、前記複数のスイッチング素子を全てＯＮする
   ことを特徴とする３相スイッチ整流器。
2. 前記制御手段は、前記３相スイッチ整流器を起動してから前記機器が起動するまでの第１の期間に、前記複数のスイッチング素子を全てＯＮし、前記機器が起動した後の第２の期間に、前記複数のスイッチング素子が所定のタイミングでＯＮ／ＯＦＦされるスイッチングパターンを生成する
   ことを特徴とする請求項１に記載の３相スイッチ整流器。
3. 前記制御手段は、前記３相スイッチ整流器を起動してから前記機器の負荷が閾値に達するまでの第１の期間に、前記複数のスイッチング素子を全てＯＮし、前記機器の負荷が前記閾値を超えている第２の期間に、前記複数のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦさせるスイッチングパターンを生成する
   ことを特徴とする請求項１に記載の３相スイッチ整流器。
4. 前記制御手段は、前記機器の負荷が再び前記閾値を下回っている期間に、前記複数のスイッチング素子を全てＯＮする
   ことを特徴とする請求項３に記載の３相スイッチ整流器。
5. 前記制御手段は、前記３相スイッチ整流器の入力電流を検出し、検出された入力電流に応じて前記機器の負荷を推定する
   ことを特徴とする請求項３又は４に記載の３相スイッチ整流器。
   

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