JP2013168912A - Digital communication method and radio device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、デジタル情報データを送受信する通信方式及びそのための無線機に関する。 The present invention relates to a communication method for transmitting / receiving digital information data and a radio device therefor.
現在、使用できる無線用周波数に空きが殆どないため、周波数利用効率の改善及び緩衝用無線周波数帯での使用が可能な無線機の開発の必要性が非常に大きくなっている。現行のデジタル通信方式において、周波数利用効率の高い方式は、一般に多値ＱＡＭ（直交振幅変調）等の多値デジタル変調方式が多いが、この方式の基本的な変調方式は周波数又は位相変調方式であるので、周波数利用効率及び電力利用効率は十分でない。そこで、周波数利用効率が高く、電力利用効率の良い単側帯波方式の使用が考えられるが、振幅変調方式であるため、雑音及びフェージングによる影響が大きいという問題点があった。そこで、本発明者等は、これらを改善して大幅に周波数利用効率及び電力利用効率を改善した無線通信方式及び無線機を既に提案しているが、雑音に対しての対策が十分でない、（例えば、特許文献１、特許文献２、特許文献３、特許文献４、参照）搬送波周波数の設定が困難であり、回路が大きい、（特許文献５参照）及び復調精度が不十分（特許文献６参照）という欠点があった。
本発明者が既に提案している特願２０１０−１３６５７７においては、振幅を測定するのに、復調出力をエンベロープ検波して出力しているので、データ速度が速い場合、復調精度が不十分になるという問題点があった。 In Japanese Patent Application No. 2010-136577 already proposed by the present inventor, since the demodulation output is output by envelope detection to measure the amplitude, the demodulation accuracy becomes insufficient when the data rate is high. There was a problem.
本考案においては、復調出力の一部を振幅・位相を調整して乗算回路に入力して、復調出力との差を得ることにより、受信入力のエンベロープ波形を出力するようにした。 In the present invention, the amplitude and phase of a part of the demodulated output is adjusted and input to the multiplication circuit, and the difference from the demodulated output is obtained to output the received input envelope waveform.
請求項１のデジタル通信方式及び無線機においては、送信側で、伝送すべきデジタル情報データを多値のデジタルデータに変換し、所定の周期になるように形成された最大で一定振幅、一定幅の基準信号と、前記基準信号と同一の幅で、多値のデジタルデータに基づいた前記基準信号の振幅を基準とした多値のデジタル値を表現する複数のデータ信号から構成されるデジタル信号を発生させる。
そして、前記デジタル信号を変調入力とした搬送波を、信号の幅をτとしたとき、τを周期と周波数ｆ（＝１／τ）を通過帯域幅とするろ波回路を通して、直接又は周波数変換して送信する。
受信側において、中間周波増幅器の出力をピーク検波して、そのピーク値が所定値になるように、前記中間周波増幅器の利得を制御する。
前記中間周波増幅器の出力を同期検波回路に入力し、前記同期検波回路の出力をろ波回路を介して増幅器に入力し、前記増幅器の出力をピーク検波して、そのピーク値が所定値になるように、前記増幅器の利得を制御する。
前記増幅器の出力の一部を乗算回路に入力し、さらに前記増幅器の出力の一部を振幅・位相調整回路を介して前記乗算回路のもう一方の入力として入力し、その出力をろ波回路に入力する。
前記ろ波回路の出力において、ピーク値で振幅値の基準である基準信号の振幅値と、次の基準信号までの間にあるそれぞれのデータ信号の指定された個所の振幅値を比較して、前記データ信号の多値数を特定してデジタル情報データを出力することを特徴としている。In the digital communication system and the radio set according to
The carrier wave having the modulation input of the digital signal is directly or frequency-converted through a filtering circuit in which the width of the signal is τ and τ is the period and the frequency f (= 1 / τ) is the pass bandwidth. To send.
On the receiving side, the output of the intermediate frequency amplifier is peak detected, and the gain of the intermediate frequency amplifier is controlled so that the peak value becomes a predetermined value.
The output of the intermediate frequency amplifier is input to a synchronous detection circuit, the output of the synchronous detection circuit is input to the amplifier via a filtering circuit, the output of the amplifier is peak detected, and the peak value becomes a predetermined value. Thus, the gain of the amplifier is controlled.
Part of the output of the amplifier is input to the multiplication circuit, and part of the output of the amplifier is input as the other input of the multiplication circuit via the amplitude / phase adjustment circuit, and the output is input to the filtering circuit. input.
At the output of the filtering circuit, the amplitude value of the reference signal that is the reference of the amplitude value at the peak value is compared with the amplitude value of the designated location of each data signal between the next reference signal, The digital information data is output by specifying the multi-value number of the data signal.
請求項２のデジタル通信方式及び無線機においては、変調回路の直線性及びろ波回路の振幅特性が不十分の場合、出力の振幅値に差が生じるため、これを確実に補正出来るように、デジタル信号による前記搬送波の振幅の減衰量を、一つの基準信号から次の基準信号までの間のデータ信号を一つのグループとして、各データ信号のデジタル値の組み合わせで表現し、その各データ信号のデジタル値の組み合わせによる送信側出力のエンベロープ波形の前記基準信号間の波形が、前もって定められた波形になるように設定し、
受信側では、乗算回路の出力において、 ピーク値で振幅値の基準である基準信号の振幅値と、次の基準信号までの間にあるそれぞれのデータ信号の指定された個所の振幅値を比較して、前記基準信号間のエンベロープ波形を特定し、前記エンベロープ波形の信号を多値のデジタルデータ群に変換してデジタル情報データを出力することを特徴としている。In the digital communication system and the wireless device of
On the receiving side, at the output of the multiplier circuit, the amplitude value of the reference signal, which is the reference of the amplitude value at the peak value, is compared with the amplitude value at the specified location of each data signal between the next reference signal and the peak value. An envelope waveform between the reference signals is specified, and the signal of the envelope waveform is converted into a multi-value digital data group to output digital information data.
本発明は、以上説明したように構成されているので、以下に記載されているような効果を奏する。 Since the present invention is configured as described above, the following effects can be obtained.
振幅値の測定に使用するエンベロープ波形は、復調出力の一部をろ波回路を介して乗算回路に入力し、さらに前記復調出力の一部を振幅位相調整回路を介して前記乗算回路のもう一方の入力として入力して、前記乗算回路の出力として得られる。
従って、精度の高いエンベロープ波形が得られるので、復調精度は非常に高くなる。As for the envelope waveform used for measuring the amplitude value, a part of the demodulated output is input to the multiplier circuit through the filtering circuit, and further, a part of the demodulated output is input to the other side of the multiplier circuit through the amplitude phase adjusting circuit. Is obtained as an output of the multiplication circuit.
Therefore, since a highly accurate envelope waveform can be obtained, the demodulation accuracy becomes very high.
同期検波回路を含めて乗算回路が２段接続されていて、雑音等の不要波を大きく除去できるので、実質Ｓ／Ｎを大幅に高くすることができる。従って、受信入力が微弱でも、ビット誤り率を従来のデジタル無線機に比べて大きく改善できるともに、雑音等の不要波からの干渉に強くなるので、混信にも強くすることができる効果がある。 Since the multiplier circuits including the synchronous detection circuit are connected in two stages and unnecessary waves such as noise can be largely removed, the actual S / N can be significantly increased. Therefore, even if the reception input is weak, the bit error rate can be greatly improved as compared with the conventional digital radio, and it is strong against interference from unnecessary waves such as noise.
雑音、フェージング等により、信号の振幅は変化するが、同期検波回路及び乗算回路によって雑音分を削除した後、３つの増幅回路段の自動利得制御（ＡＧＣ）によって、基準信号の振幅を復元することができる。
完全に復元できなくとも、振幅の測定は、直前の基準信号の振幅値を基準として測定でき、基準信号間の長さは、フェージング及び雑音の振幅の変化の周期の長さに比べて充分短く設定することができるので、雑音及びフェージングの影響を大きく改善できる効果がある。さらに、フェージングの影響においては、ダイバーシチアンテナの使用等により深い落ち込みを除去すれば、ほとんど影響なくなるという効果がある。The amplitude of the signal changes due to noise, fading, etc., but after the noise component is deleted by the synchronous detection circuit and the multiplication circuit, the amplitude of the reference signal is restored by automatic gain control (AGC) of the three amplifier circuit stages. Can do.
Even if it cannot be completely restored, the amplitude can be measured using the amplitude value of the previous reference signal as a reference, and the length between the reference signals is sufficiently shorter than the length of the period of fading and noise amplitude change. Since it can be set, the effect of noise and fading can be greatly improved. Furthermore, in the influence of fading, there is an effect that if the deep depression is removed by using a diversity antenna or the like, the influence is almost eliminated.
送信側の帯域通過ろ波回路の振幅特性と増幅回路の直線性が不十分である場合、基準信号から次の基準信号までの間のデータ信号を、一つのグループとして送信側出力のエンベロープ波形が所定の波形になるように各データ信号の振幅値を設定すれば、前記帯域通過ろ波回路及び増幅回路によって生じる振幅値の誤差を、無視できる程度まで小さくできる。さらに、前記［００１１］により、雑音及びフェージングの影響を無視できる程度まで小さく出来るので、デジタルデータの大きな多値化が出来る効果がある。 If the amplitude characteristics of the band-pass filtering circuit on the transmitting side and the linearity of the amplifier circuit are insufficient, the data signal between the reference signal and the next reference signal is grouped into one group and the envelope waveform of the transmitting side output is If the amplitude value of each data signal is set so as to have a predetermined waveform, the error of the amplitude value caused by the band-pass filtering circuit and the amplifier circuit can be reduced to a negligible level. Furthermore, the above [0011] can reduce the influence of noise and fading to a level that can be ignored, so that the digital data can be greatly multi-valued.
帯域外電力の周波数は一定であり、帯域内に近接していないので、帯域外周波数を大幅に減衰できる。従って、同一ゾーン内で隣接チャネルを使用できる効果がある。
また、混信にも強くなっているので、緩衝用周波数帯においても使用できるという効果がある。Since the frequency of out-of-band power is constant and not close to the band, the out-of-band frequency can be significantly attenuated. Therefore, there is an effect that adjacent channels can be used in the same zone.
In addition, since it is strong against interference, it can be used in a buffer frequency band.
前記の効果と、通過帯域幅を所定のデータを伝送するに要する幅として最小に設定しており、データ信号の多値数も最大に設定することが可能であるので、全ての周波数帯において、周波数利用効率及び電力利用効率は最大となる効果がある。また、単側帯波通信方式を使用している短波帯においては、音声のデジタル化が可能となるとともに、通信の質の向上及び高速データの伝送が可能となり、さらに、地球の裏側との通信も中継器無しで容易となる効果がある。 Since the above-mentioned effect and the pass bandwidth are set to the minimum as the width required to transmit predetermined data, and the multi-value number of the data signal can be set to the maximum, in all frequency bands, The frequency utilization efficiency and power utilization efficiency are maximized. In the short-wave band using the single-sideband communication method, it is possible to digitize audio, improve communication quality and transmit high-speed data, and communicate with the other side of the earth. There is an effect which becomes easy without a repeater.
基準信号の周期を搬送波に同期させると、受信側局部発振回路の安定度を下げることができる。 When the period of the reference signal is synchronized with the carrier wave, the stability of the reception-side local oscillation circuit can be lowered.
図１は、本発明の送信側無線機の全体構成を示す図であり、図３は送信側無線機各部の出力波形を示す図である。 FIG. 1 is a diagram showing an overall configuration of a transmitting-side radio according to the present invention, and FIG. 3 is a diagram showing output waveforms of each part of the transmitting-side radio.
図１において、シンセサイザ回路１１は、本発明のデジタル無線機の送信動作に必要なデータ信号の幅（１／ｆ１）、搬送波ｆ２、及び局部発振波ｆ３を共通の発信源から発生させる。In FIG. 1, a synthesizer circuit 11 generates a data signal width (1 / f 1 ), a carrier wave f 2 , and a local oscillation wave f 3 necessary for the transmission operation of the digital radio of the present invention from a common transmission source. .
制御回路１２には、シンセサイザ回路１１からデータ信号の幅（１／ｆ１）を決定する周波数ｆ１が入力される。また、デジタル情報データが入力されて、前記データを多値（実施例では３２）のデジタルデータに変換する。実施例では図３（ａ）の左から５個毎に、多値のデータ「１」「３０」「２０」に変換する。実施例では図３（ｂ）となる。そして、指定された基準信号間のデータ信号の数（ｋ−１）（実施例では３）から、各データ信号をグループ分けし、各グループのデータ信号の多値数から、送信出力のエンベロープ波形がそれぞれのグループに設定された波形になるように、各データ信号の減衰量を決定する。 それら信号を周波数特性が平坦な可変減衰器１３に入力する。The control circuit 12 receives a frequency f 1 that determines the width (1 / f 1 ) of the data signal from the synthesizer circuit 11. In addition, digital information data is input, and the data is converted into multivalued (32 in the embodiment) digital data. In the embodiment, every five data items from the left in FIG. 3A are converted into multi-value data “1”, “30”, and “20”. In the embodiment, FIG. Then, the data signals are grouped from the number (k−1) of data signals between the designated reference signals (3 in the embodiment), and the envelope waveform of the transmission output is calculated from the multi-valued number of the data signals of each group. Determines the attenuation amount of each data signal so that the waveform set in each group becomes. These signals are input to the variable attenuator 13 having a flat frequency characteristic.
可変減衰回路１３においては、制御回路１２からの信号により、搬送波ｆ２の振幅をデジタル信号の各データ信号において、基準信号を基準として所定の量を減衰させる。その出力波形は図３（ｃ）となる。In the variable attenuating circuit 13, the signal from the control circuit 12 attenuates the amplitude of the carrier wave f 2 by a predetermined amount in each data signal of the digital signal with reference to the reference signal. The output waveform is as shown in FIG.
ここで、搬送波をＶ０ＣＯＳ（２πｆ０ｔ＋θ）、変調波をｋＡＣＯＳ（２πｆｐｔ＋ψ）とすると、単側帯波は、１／２・ｍＶ０ＣＯＳ｛２π（ｆ０±ｆｐ）ｔ＋θ＋ψ｝となる。
ただし、ｍは変調度（＝ｋＡ／Ｖ０）であり，ｋは変調の係数である。
前記単側帯波の振幅値には、変調波の周波数に関係ないことが分かる。従って、振幅によってのみ信号を伝送する場合は、変調周波数は限定されない。
ここで、本案の搬送波は、ＶｃＣＯＳ（２πｆｃ＋ρ）で表わされるから、ｆ０±ｆｐをｆｃに置き換え、Ｖｃを信号によって変化させれば、単側帯波通信方式と同じになり、変調成分のみを伝送できることになり、周波数利用効率及び電力利用効率も単側帯波通信方式と同じになる。
当然ながら、本実施例では搬送波をデジタル信号で基準信号を基準として直接減衰させているが、前記デジタル信号で変調波を基準信号を基準として減衰させて、搬送波を振幅変調して、単側帯波として送信しても良い。
そして変調分は、周波数変換しても変化しないので、受信側にて周波数変換及び同期検波後エンベロープ波形を出力して、その振幅を測定することによって信号の復号が可能となる。Here, when the carrier wave is V 0 COS (2πf 0 t + θ) and the modulation wave is kACOS (2πf p t + ψ), the single sideband is 1/2 · mV 0 COS {2π (f 0 ± f p ) t + θ + ψ}. Become.
Here, m is a modulation degree (= kA / V 0 ), and k is a modulation coefficient.
It can be seen that the amplitude value of the single sideband is not related to the frequency of the modulated wave. Therefore, when transmitting a signal only by amplitude, the modulation frequency is not limited.
Here, since the carrier wave of this proposal is represented by V c COS (2πf c + ρ), if f 0 ± f p is replaced with f c and V c is changed by a signal, it is the same as the single sideband communication system. Thus, only the modulation component can be transmitted, and the frequency utilization efficiency and the power utilization efficiency are the same as in the single sideband communication system.
Naturally, in this embodiment, the carrier wave is directly attenuated with a digital signal as a reference signal, but the modulated wave is attenuated with the digital signal as a reference signal, and the carrier wave is amplitude-modulated to produce a single sideband wave. You may send as.
Since the modulation amount does not change even if the frequency is converted, the signal can be decoded by outputting the envelope waveform after frequency conversion and synchronous detection on the receiving side and measuring the amplitude.
帯域通過ろ波回路１６の通過帯域幅はｆ１で、前記可変減衰回路１３で、減衰量の変化時に発生する搬送波ｆ２の高調波成分及び信号波成分の高調波分を削除する。出力波形は、図３の（ｄ）となる。この出力波形は、単側帯波の場合と同等となっている。Pass bandwidth of the band-
前記出力は、送信混合回路１８で局部発振周波数ｆ３と混合されてシフトアップされ、周波数はｆ３＋ｆ２となる。前記送信混合回路１８の出力は、帯域通過ろ波回路１９でろ波されて高周波増幅回路１９に入力される。高周波増幅回路１９で増幅されて、帯域通過ろ波回路２０に入力される。帯域通過ろ波回路２０でろ波され、さらに送信電力増幅回２１で増幅され、空中線同調回路２２を経て、空中線２３から送信される。The output is mixed with the local oscillation frequency f 3 by the transmission mixing circuit 18 and shifted up, and the frequency becomes f 3 + f 2 . The output of the transmission mixing circuit 18 is filtered by the band-
図２は、本発明の実施の形態に係る受信側無線機の全体構成を示す図で、図４は、前記受信側無線機各回路の出力波形を示す図である。 FIG. 2 is a diagram illustrating an overall configuration of a receiving-side radio according to the embodiment of the present invention, and FIG. 4 is a diagram illustrating output waveforms of each circuit of the receiving-side radio.
受信側においては、前記送信波［図３（ｄ）］を受信し、中間周波数ｆ３＋ｆ２−ｆ４に変換した後、自動利得制御回路４０にて中間周波数回路３８の出力のピーク値を一定とし、その出力を同期検波回路４１に入力する。前記同期検波回路の出力ｆ６＝ｆ３＋ｆ２−ｆ４−ｆ５を帯域通過ろ波回路４２に入力し、その出力を増幅回路４３に入力する。更に自動利得制御回路４５にて増幅回路４３の出力のピーク値を所定の値に増幅する。その出力を乗算回路４８と帯域フィルタ４６に入力する。
前記帯域フィルタ４６の出力は、振幅・位相調整回路４７を介して前記乗算回路に入力する。
前記乗算回路４８から低域ろ波回路４９を経てエンベロープ波形が出力され、前記エンベロープ波形において、基準信号のピーク値とデータ信号の所定の点との値を比較して、前記データ信号の多値数を特定するか、基準信号間のエンベロープ波形を特定し、その波形からデジタル情報データを特定して出力する。On the receiving side, after receiving the transmission wave [FIG. 3 (d)] and converting it to the intermediate frequency f 3 + f 2 −f 4 , the automatic
The output of the band filter 46 is input to the multiplication circuit via the amplitude / phase adjustment circuit 47.
An envelope waveform is output from the multiplication circuit 48 through a low-
ここで、図２、図４を参照して、受信側の受信動作の詳細を説明する。 Here, with reference to FIG. 2 and FIG. 4, the details of the receiving operation on the receiving side will be described.
図２において、送信側の無線機から送信された送信波｛図３の（ｄ）｝がアンテナ３１に入力される。 In FIG. 2, a transmission wave {(d)} in FIG. 3 transmitted from the transmitting-side radio is input to the antenna 31.
前記アンテナ３１からの出力は、帯域通過ろ波回路３２、高周波増幅回路３３及び帯域通過ろ波回路３４を経て混合回路３５に入力される。混合回路３５ではこの入力された信号とシンセサイザ回路３７からの局部発振周波数ｆ４とが混合され、帯域通過ろ波回路３６を介して中間周波数信号ｆ３＋ｆ２−ｆ４が得られる。The output from the antenna 31 is input to the mixing circuit 35 through the band-pass filtering circuit 32, the high-
中間周波数信号は、中間周波増幅回路３８で増幅される。さらに、その出力は、ピーク検波回路３９に入力されてその出力が利得制御回路４０に入力される。 The intermediate frequency signal is amplified by the intermediate
利得制御回路４０は、中間周波増幅回路３８の出力のピーク値が所定値となるように制御する。
この場合、雑音等の妨害波の振幅の変化は、基準信号の振幅の変化より十分遅いので、前記中間周波増幅回路３８の出力のピークは、基準信号時に生じる。従って、前記ピークは全て基準信号時となる。ここでは、信号入力と雑音等の妨害波入力との総和が一定となるため、変化分だけ信号入力と雑音等の妨害波入力が逆方向に変化する。例えば、Ｓ／Ｎが１の場合、信号入力と雑音等の妨害波入力それぞれが１／２になる。The
In this case, since the change in the amplitude of the interference wave such as noise is sufficiently slower than the change in the amplitude of the reference signal, the peak of the output of the intermediate
中間周波増幅回路３８の出力は、同期検波回路４１を介して帯域通過ろ波回路４２に入力される。前記帯域通過ろ波回路４２よって信号分ｆ６＝ｆ３＋ｆ２−ｆ４−ｆ５が抽出され、同期のとれない雑音等の妨害波は、除去される。The output of the intermediate
雑音が多い場合｛図４（ｄ）に示す｝、前記帯域通過ろ波回路４２の出力は、図４（ｄ）に示すように雑音の多いところの信号分の振幅は減少する。これは、後段の増幅回路４３，ピーク検波回路４４及び利得制御回路４５によって補償され、図４（ｅ）に示すように、図４（ａ）と同様にピーク値が一定となる。これは、雑音成分が除去されたことを意味する。 When there is a lot of noise {shown in FIG. 4 (d)}, the output of the band-pass filtering circuit 42 decreases the amplitude of the signal with a lot of noise as shown in FIG. 4 (d). This is compensated by the amplifier circuit 43, the
増幅回路４３の出力の一部は、乗算回路４８に入力される。 Part of the output of the amplifier circuit 43 is input to the multiplier circuit 48.
増幅回路４３の出力の一部は、帯域通過ろ波回路４６に入力される。前記帯域通過ろ波回路の通過帯域幅は、可能の限り狭くする。少なくともｆ１／４より狭くする。これにより、振幅の変化を小さくし、その変化の周期を長くして、振幅値を一定とするのを容易にしている。
増幅回路４３の出力は、振幅の変化が非常に大きく、その周期は非常に短い。そのなかで、周期の短いｆ１／２及びｆ１／４の成分のレベルが大きいので、帯域通過ろ波回路４６の通過帯域幅をｆ１／４より狭くすることにより、これらを取り除けば、振幅の変化を小さくし、その変化の周期を長くすることができる。帯域通過ろ波回路４６の通過帯域幅をｆ１／２より十分狭くすると、帯域通過ろ波回路４６の出力の振幅は一定となり、振幅・位相調整回路４７での振幅一定化は不要となる。通常の振幅変調波であると、変調波によって搬送波周波数が変化するが、本案では、信号の如何にかかわらず搬送周波数が一定であるので本手法が可能となる。A part of the output of the amplifier circuit 43 is input to the band pass filtering circuit 46. The passband width of the bandpass filter circuit is made as narrow as possible. Narrower than at least f 1/4. This makes it easy to make the amplitude value constant by reducing the change in amplitude and lengthening the period of the change.
The output of the amplifier circuit 43 has a very large change in amplitude and a very short period. Among them, since a short period f 1/2 and f 1/4 component level is high, the pass bandwidth of the band-pass circuit 46 by narrowing from f 1/4, if get rid of them, The change in amplitude can be reduced and the period of the change can be lengthened. When the passband width of the bandpass filtering circuit 46 is sufficiently narrower than f 1/2 , the amplitude of the output of the bandpass filtering circuit 46 becomes constant, and the amplitude / phase adjustment circuit 47 does not need to make the amplitude constant. In the case of a normal amplitude-modulated wave, the carrier frequency is changed by the modulated wave. However, in the present plan, the carrier frequency is constant regardless of the signal, and thus this method is possible.
帯域通過ろ波回路４６の出力は、振幅・位相調整回路４７に入力され、振幅はＡＧＣ回路等により一定値に、位相は増幅回路４３の出力と同一となるように調整される。帯域通過ろ波回路４６の出力に雑音等の不要波が無視できない場合は、振幅調整にシンセサイザ回路を使用しても良い。 The output of the band-pass filtering circuit 46 is input to an amplitude / phase adjustment circuit 47, and the amplitude is adjusted to a constant value by an AGC circuit or the like, and the phase is adjusted to be the same as the output of the amplification circuit 43. If unnecessary waves such as noise cannot be ignored at the output of the bandpass filtering circuit 46, a synthesizer circuit may be used for amplitude adjustment.
振幅・位相調性回路４７の出力は、乗算回路４８に入力される。乗算回路４８では増幅回路４３の出力と振幅・位相調整回路４７の出力とを乗算する。 The output of the amplitude / phase tonality circuit 47 is input to the multiplication circuit 48. The multiplication circuit 48 multiplies the output of the amplification circuit 43 and the output of the amplitude / phase adjustment circuit 47.
乗算回路４８の出力は、低域通過ろ波回路４９に入力される。低域通過ろ波回路４９において、増幅回路４３の出力と振幅・位相調整回路４７の出力との差を取り出す。その出力が受信入力のエンベロープ波形となる。 The output of the multiplication circuit 48 is input to the low-
低域通過ろ波回路４９の出力は、増幅回路５０に入力される。増幅回路５０の出力は、振幅測定回路５３及びピーク検波回路５１に入力される。ピーク検波回路５１の出力が利得制御回路５２に入力される。利得制御回路５２は、増幅回路５０の出力のピーク値を所定値になるように制御する。 The output of the low-
前記を数式を使用して説明する。
増幅回路４３の出力をＶ１ｆ（ｔ）ＣＯＳωｒｔとすれば、振幅・位相調整回路の出力は、振幅一定化され、位相が前記増幅回路４３の出力に合わせられるので、Ｖ２ＣＯＳωｒｔとなる。
乗算回路４８では、前記二つの入力が乗算されて下記となる。
Ｖ１ｆ（ｔ）ＣＯＳωｒｔ×Ｖ２ＣＯＳωｒｔ＝Ｖ１Ｖ２ｆ（ｔ）＋Ｖ１Ｖ２ｆ（ｔ）ＣＯＳ２ωｒｔ
低域通過ろ波回路４９によりＶ１Ｖ２ｆ（ｔ）を取り出して、増幅回路５０で増幅して求める精度の良いエンベロープ波形Ｖｒｆ（ｔ）が得られる。The above will be described using mathematical expressions.
If the output of the amplifier circuit 43 is V 1 f (t) COSω r t, the output of the amplitude / phase adjustment circuit is made constant and the phase is matched with the output of the amplifier circuit 43, so that V 2 COSω r t.
The multiplication circuit 48 multiplies the two inputs to obtain the following.
V 1 f (t) COSω r t × V 2 COSω r t = V 1 V 2 f (t) + V 1 V 2 f (t) COS 2ω r t
The low-
振幅測定回路５３においては、増幅回路５０から入力された基準信号の振幅値（ピーク値）を基準値として設定し、指定された箇所｛図４の（ｃ）の↓の点｝で、その基準値との差を測定して、その基準信号とその次の基準信号間の波形を特定し、その波形を示す信号を復号回路５４に出力する。 In the amplitude measurement circuit 53, the amplitude value (peak value) of the reference signal input from the
復号回路５４においては、振幅測定回路５３からの波形を示す信号により、その信号に対応するデジタルデータ群を特定し、デジタル情報データを出力する。 In the
図１において、搬送波を４８０ｋＨｚ、通過帯域幅を５ｋＨｚ、基準信号とデータ信号の幅を１／４．８ｋ秒、基準信号間のデータ信号の数を３（ｋ＝４の場合）及び多値数を３２の場合は、伝送量は４．８×５×３÷４＝１８ｋｂｐｓとなる。 In FIG. 1, the carrier wave is 480 kHz, the passband width is 5 kHz, the width of the reference signal and the data signal is 1 / 4.8 ksec, the number of data signals between the reference signals is 3 (when k = 4), and the number of multivalues. Is 32, the transmission amount is 4.8 × 5 × 3 ÷ 4 = 18 kbps.
前記は、実施例の場合で、説明用の設定であるが、本発明においての標準的な設定はｋ＝８、多値数＝６４の場合で、伝送量は４．８×６×７÷８＝２５．２ｋｂｐｓとなる。
現行の方式では、ＦＭまたはＰＭ方式の場合６ｋｂｐｓ程度であるので、本方式では周波数利用効率が約４倍改善されることになる。
伝送量、周波数利用効率は、多値数の極限及び他の周波数利用効率の改善案との併用等によってさらに大きくなるが、伝送量、周波数利用効率の最大値は、今後の課題である。The above is a setting for explanation in the case of the embodiment, but the standard setting in the present invention is a case where k = 8 and multi-value number = 64, and the transmission amount is 4.8 × 6 × 7 ÷. 8 = 25.2 kbps.
In the current method, in the case of the FM or PM method, it is about 6 kbps, so in this method, the frequency utilization efficiency is improved about four times.
The amount of transmission and the frequency utilization efficiency are further increased by the combined use with the limit of the multi-value number and other frequency utilization efficiency improvement plans. However, the maximum value of the amount of transmission and the frequency utilization efficiency is a future problem.
通過帯域幅３ｋＨｚの場合は、１２．６ｋｂｐｓとなる。
現行の方式では、ＳＳＢ方式の場合では３ｋｂｐｓ程度であるので、この場合においても本方式では周波数利用効率が約４倍改善されることになる。In the case of a passband width of 3 kHz, it is 12.6 kbps.
In the current system, since the SSB system is about 3 kbps, the frequency utilization efficiency is improved about 4 times in this system even in this case.
本発明のデジタル通信方式及び無線機は、基本的な変復調方式であるので、ラジコンから放送機器・通信機器までの短波帯以上の大部分の無線通信方式及び無線機に利用することができる。 Since the digital communication system and the wireless device according to the present invention are basic modulation / demodulation methods, they can be used for most wireless communication systems and wireless devices over a short wave band from a radio control to a broadcasting device / communication device.
１１，３７ シンセサイザ回路
１２ 制御回路
１３ 可変減衰回路
１６、２０、３２、３４、３６、４２、４６ 帯域通過ろ波回路
１７、１９、３３ 高周波増幅回路
１８、３５ 混合回路
２１ 送信電力増幅回路
２２ 空中線同調回路
２３、３１ 空中線
３８ 中間周波増幅回路
３９、４４、５１ ピーク検波回路
４０、４５、５２ 利得制御回路
４１ 同期検波回路
４３、５０ 増幅回路
４７ 振幅位相調整回路
４８ 乗算回路
４８ 低域通過ろ波回路
５３ 振幅測定回路
５４ 復号回路DESCRIPTION OF
Claims (2)
所定の周期になるように形成された最大で一定振幅、一定幅の基準信号と、前記基準信号と同一の幅で多値のデジタルデータに基づいた前記基準信号の振幅を基準とした多値のデジタル値を表現する複数のデータ信号から構成されるデジタル信号を発生する手段を有し、
前記デジタル信号を変調入力とした搬送波を、各信号の幅をτとしたとき、τを周期とする周波数ｆ（＝１／τ）を通過帯域幅とするろ波回路を通して、直接又は周波数変換して送信し、
受信側において、中間周波増幅器の出力をピーク検波して、そのピーク値が所定値になるように、前記中間周波増幅器の利得を制御する自動利得制御手段を有し、
前記中間周波増幅器の出力を同期検波回路に入力し、前記同期検波回路の出力をろ波回路を介して増幅器に入力し、前記増幅器の出力をピーク検波して、そのピーク値が所定値になるように、前記増幅器の利得を制御する自動利得制御手段を有し、
前記増幅器の出力の一部を乗算回路に入力し、さらに前記増幅器の出力の一部を振幅・位相調整回路を介して前記乗算回路のもう一方の入力として入力し、その出力をろ波回路に入力する手段を有し、
前記ろ波回路の出力において、ピーク値で振幅値の基準である基準信号の振幅値と、次の基準信号までの間にあるそれぞれのデータ信号の指定された個所の振幅値を比較して、前記データ信号の多値数を特定してデジタル情報データを出力することを特徴とするデジタル通信方式及び無線機。On the transmission side, a means for converting digital information data to be transmitted into multi-valued digital data, a reference signal having a maximum constant amplitude and constant width formed to have a predetermined period, and the same width as the reference signal And means for generating a digital signal composed of a plurality of data signals representing a multi-value digital value based on the amplitude of the reference signal based on the multi-value digital data,
The carrier wave having the modulation input of the digital signal is directly or frequency-converted through a filtering circuit having a frequency f (= 1 / τ) with a period τ as a pass bandwidth, where τ is the width of each signal. Send
On the receiving side, it has automatic gain control means for detecting the peak of the output of the intermediate frequency amplifier and controlling the gain of the intermediate frequency amplifier so that the peak value becomes a predetermined value,
The output of the intermediate frequency amplifier is input to a synchronous detection circuit, the output of the synchronous detection circuit is input to the amplifier via a filtering circuit, the output of the amplifier is peak detected, and the peak value becomes a predetermined value. And having automatic gain control means for controlling the gain of the amplifier,
Part of the output of the amplifier is input to the multiplication circuit, and part of the output of the amplifier is input as the other input of the multiplication circuit via the amplitude / phase adjustment circuit, and the output is input to the filtering circuit. Having means for input,
At the output of the filtering circuit, the amplitude value of the reference signal that is the reference of the amplitude value at the peak value is compared with the amplitude value of the designated location of each data signal between the next reference signal, A digital communication system and a radio device characterized by outputting a digital information data by specifying a multi-value number of the data signal.
受信側では、乗算回路の出力において、ピーク値で振幅値の基準である基準信号の振幅値と、次の基準信号までの間にあるそれぞれのデータ信号の指定された個所の振幅値を比較して、前記基準信号間のエンベロープ波形を特定し、前記エンベロープ波形の信号を多値のデジタルデータ群に変換してデジタル情報データを出力することを特徴とするデジタル通信方式及び無線機。2. The digital communication system and the wireless device according to claim 1, wherein the signals between the reference signals are grouped into one group, and the attenuation amount of the amplitude value of the carrier wave in each signal is set so that the envelope waveform of the transmission side output becomes a predetermined waveform. Set,
On the receiving side, at the output of the multiplier circuit, the amplitude value of the reference signal, which is the reference of the amplitude value at the peak value, is compared with the amplitude value of the specified location of each data signal between the next reference signal. A digital communication system and a radio device characterized by identifying an envelope waveform between the reference signals, converting the envelope waveform signal into a multi-value digital data group, and outputting digital information data.
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111726047A (en) * | 2020-06-29 | 2020-09-29 | 德尔福科技(苏州)有限公司 | Rotary transformer software decoding method suitable for motor control |
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2012
- 2012-02-15 JP JP2012047292A patent/JP2013168912A/en active Pending
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