JP2013121222A - Motor drive, and apparatus using the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、永久磁石同期モータを可変速駆動するモータ駆動装置およびこれを用いた機器に関する。 The present invention relates to a motor driving device that drives a permanent magnet synchronous motor at a variable speed and an apparatus using the motor driving device.
永久磁石同期モータ（以下「モータ」という。）は、誘導モータに比べて高効率な特性を有するため、家電製品から産業機器あるいは電動車両分野へと適用範囲が広がっている。 Permanent magnet synchronous motors (hereinafter referred to as “motors”) have higher efficiency than induction motors, and thus have a wide range of applications from home appliances to industrial equipment or electric vehicle fields.
また、上記機器は、地球温暖化防止や省エネルギー化の動きに伴い、低中速域の高効率化が求められているとともに、機器の使用感を向上させるために高速域における駆動範囲の拡大も求められている。 In addition, with the movement of global warming prevention and energy saving, the above equipment is required to be highly efficient in the low and medium speed ranges, and the drive range in the high speed range is also expanded to improve the usability of the equipment. It has been demanded.
例えば、家電製品のエアコンの場合、省エネルギーの指標である通年エネルギー消費効率（以下「ＡＰＦ」という。）の向上、及び、高出力化の指標である外気温２℃での暖房能力（以下「低温暖房能力」という。）の向上の両立が要求される。 For example, in the case of an air conditioner for home appliances, an improvement in year-round energy consumption efficiency (hereinafter referred to as “APF”), which is an index of energy saving, and a heating capacity (hereinafter referred to as “low temperature”) at an outside temperature of 2 ° C., which is an index of high output. It is required to improve the heating capacity.
また、電気自動車等の主機では、低速大トルク、高速小トルクの運転状態となり、この運転条件において全域での高効率化が要求される。 In addition, a main engine such as an electric vehicle is in an operation state of low speed and large torque and high speed and small torque, and high efficiency is required in the entire region under these operation conditions.
モータ駆動装置による特に低中速域における高効率化の手段としては、磁石量及び巻線を増加させることによるモータの低速設計化があるが、モータを低速設計すると、高速域で発生する誘起電圧が増大するため、駆動可能領域が狭くなり、効率が大幅に低下することが懸念される。 As a means of improving the efficiency especially in the low and medium speed range by the motor drive device, there is a low speed design of the motor by increasing the amount of magnets and windings, but when the motor is designed at a low speed, the induced voltage generated in the high speed range Therefore, there is a concern that the drivable region is narrowed and the efficiency is greatly reduced.
そこで、低速設計されたモータの高速駆動領域の拡大手段として、直流電圧を昇圧する方式が実用化されているが、直流電圧を昇圧するための回路が追加となり、回路規模の増加や昇圧回路等の損失の増加が課題となる。 Therefore, as a means for expanding the high-speed drive area of a low-speed designed motor, a method for boosting the DC voltage has been put into practical use, but a circuit for boosting the DC voltage has been added, increasing the circuit scale, boosting circuit, etc. An increase in loss is a problem.
上記課題を解決する手段として、特許文献１や特許文献２の通り、機械的に発生する誘起電圧を低減する方式が提案されている。特許文献１はモータの巻線を機械式スイッチで切替える方式、特許文献２は永久磁石の着磁量を変更する方式である。 As means for solving the above-described problem, as in Patent Document 1 and Patent Document 2, a method of reducing an induced voltage generated mechanically has been proposed. Patent Document 1 is a system in which the winding of a motor is switched by a mechanical switch, and Patent Document 2 is a system in which the amount of magnetization of a permanent magnet is changed.
しかし、上記方式は、機械的な変更が必要であり、一旦駆動中のモータを停止させて切替える必要があり、上記エアコンや電気自動車主機等連続運転が必要な機器への適用は困難である。 However, the above method requires a mechanical change, and it is necessary to stop and switch the motor once being driven, so that it is difficult to apply to devices that require continuous operation, such as the air conditioner and the electric vehicle main engine.
そこで、上記課題を解決する一つの手段として、例えば、特許文献３〜５が提案されている。 Thus, for example, Patent Documents 3 to 5 have been proposed as one means for solving the above problems.
特許文献３は、モータの中性点をモータの外部に接続した半導体スイッチ群を用いて切替える方式であり、半導体スイッチ群を使用しているため、モータ駆動中にも切替えが可能である。 Patent Document 3 is a method of switching using a semiconductor switch group in which the neutral point of the motor is connected to the outside of the motor. Since the semiconductor switch group is used, switching can be performed even while the motor is being driven.
特許文献４及び５は、モータ巻線には中性点を作らずに、２台のインバータ主回路をそれぞれの巻線に接続して、２台のインバータ主回路の駆動位相を調整することで、モータへの印加電圧を通常のインバータ駆動時より増加させることが可能となる。こちらの方式もモータを停止せずに駆動範囲が拡大できる。 Patent Documents 4 and 5 do not create a neutral point in the motor winding, but connect two inverter main circuits to the respective windings to adjust the drive phase of the two inverter main circuits. Thus, it is possible to increase the voltage applied to the motor as compared with the normal inverter driving. This method can also extend the drive range without stopping the motor.
しかし、上記方式は、効率向上の観点が欠落している。特許文献３の場合、半導体スイッチ群を使用するため、半導体スイッチ群の損失が常に発生する。また、過渡時は半導体スイッチで切替えて定常時は機械式スイッチに切替える方式も考えられるが、回路規模の増大や機械式スイッチの信頼性の問題が発生する。また、半導体スイッチをＳｉＣ等の新素子で形成することも考えられるが、現段階では素子自体が高価であり、素子損失が無くなるわけではない。 However, the above method lacks the viewpoint of improving efficiency. In the case of Patent Document 3, since the semiconductor switch group is used, the loss of the semiconductor switch group always occurs. In addition, a method of switching with a semiconductor switch at the time of transition and switching to a mechanical switch at the time of steady state is conceivable. However, an increase in circuit scale and a problem of reliability of the mechanical switch occur. Although it is conceivable to form the semiconductor switch with a new element such as SiC, the element itself is expensive at this stage, and the element loss is not eliminated.
特許文献４及び５の場合、インバータ主回路を２台同時に駆動する必要があり、インバータ主回路損失が２倍となる。 In Patent Documents 4 and 5, it is necessary to drive two inverter main circuits at the same time, and the inverter main circuit loss is doubled.
以上の通り、現状提案されている方式でも低中速域の高効率化と高速域の駆動範囲拡大は可能であるが、更なる高効率化や使用感の向上を進めるには不十分である。 As described above, even with the currently proposed method, it is possible to increase the efficiency in the low to medium speed range and expand the driving range in the high speed range, but it is not sufficient for further improving the efficiency and improving the feeling of use. .
本発明が解決する課題は、低中速域の高効率化と高速域の駆動範囲の拡大の両立するモータ駆動装置及びこれを用いた機器を提供することである。 The problem to be solved by the present invention is to provide a motor drive device that achieves both high efficiency in the low and medium speed range and expansion of the drive range in the high speed range, and an apparatus using the same.
上記課題を解決するために、複数の巻線を直列に接続して構成される複数の相と、相の端部、又は、直列に接続された２つの前記巻線の間に位置して外部と接続できる複数の外部接点と、を有するモータと、それぞれ異なる前記外部接点を介して異なる巻数の前記巻線に接続された複数のインバータ回路と、を備え、モータの運転状態に応じて選択された１つのインバータ回路によってモータを駆動することを特徴とする。 In order to solve the above-mentioned problem, a plurality of phases configured by connecting a plurality of windings in series and an end of the phase or between the two windings connected in series externally A plurality of external contacts that can be connected to each other, and a plurality of inverter circuits that are connected to the windings having different numbers of turns via the different external contacts, respectively, and are selected according to the operating state of the motor The motor is driven by a single inverter circuit.
図１から図５を用いて第１の実施例を説明する。 A first embodiment will be described with reference to FIGS.
先ず図１を用いて基本動作について説明する。図１は本発明のモータ駆動装置の基本構成図である。図１は、平滑コンデンサ３に接続されたインバータ回路１Ａ（以下「インバータＡ」という。）とインバータ回路１Ｂ（以下「インバータＢ」という。）と、３相巻線構造の永久磁石同期モータ（以下「モータ」という。）２から構成されており、モータ２はそれぞれの巻線が直列接続され、直列接続された接続点が外部と接続できる構造となっており、この接続点にインバータＡ及びＢが接続されている。 First, the basic operation will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a basic configuration diagram of a motor drive device of the present invention. 1 shows an inverter circuit 1A (hereinafter referred to as “inverter A”) and an inverter circuit 1B (hereinafter referred to as “inverter B”) connected to a smoothing capacitor 3, and a permanent magnet synchronous motor (hereinafter referred to as “inverter B”). The motor 2 has a structure in which the respective windings are connected in series, and the connection points connected in series can be connected to the outside. The inverters A and B are connected to the connection points. Is connected.
具体的には、インバータＡは３相の端部である接続点Ａに接続されており、インバータＢはモータ２の接続点Ｂに接続されている。ここで、モータ２が回転した時に発生する誘起電圧は接続点Ａが接続点Ｂより高くなる構成である。言い換えると、接続点Ａから見た巻数が接続点Ｂから見た巻数より多い巻線構成となっている。 Specifically, the inverter A is connected to a connection point A that is an end of the three phases, and the inverter B is connected to a connection point B of the motor 2. Here, the induced voltage generated when the motor 2 rotates is configured such that the connection point A is higher than the connection point B. In other words, the number of turns viewed from the connection point A is larger than the number of turns viewed from the connection point B.
また、平滑コンデンサ３は、交流電源を整流する整流回路もしくは電池等から直流電力を供給されている。 The smoothing capacitor 3 is supplied with DC power from a rectifier circuit or a battery that rectifies AC power.
また、インバータの制御はＰＷＭ制御を用いた方式であり公知技術を使用する。言い換えると、インバータの制御に関して限定するものではない。 The inverter control is a system using PWM control, and a known technique is used. In other words, the control of the inverter is not limited.
以上の構成において、モータの動作状態に応じてインバータＡもしくはインバータＢのどちらか一方でモータ２を駆動する。 In the above configuration, the motor 2 is driven by either the inverter A or the inverter B according to the operation state of the motor.
具体的には、低速回転時はインバータＡを用いて駆動する。モータ２が発生する誘起電圧が大きいのでモータ電流は少なくて済み、インバータ損失である導通損、スイッチング損、及び、モータ損失である銅損、鉄損が低減できる。 Specifically, the inverter A is used for driving at low speed. Since the induced voltage generated by the motor 2 is large, the motor current is small, and conduction loss, switching loss, which is inverter loss, and copper loss, iron loss, which are motor losses, can be reduced.
一方、高速回転時はインバータＢを用いて駆動する。高速回転時にインバータＡを用いて駆動すると誘起電圧が増大し、弱め界磁制御等を用いて誘起電圧を打ち消しながら駆動する必要があり、インバータ損失及びモータ損失が増大する。よって、接続点Ｂに接続されたインバータＢで駆動すれば、誘起電圧が半減するので、弱め界磁制御等を使用しなくても高速駆動が可能となりインバータ損失及びモータ損失の低減も図れる。 On the other hand, the inverter B is used for driving at high speed. When driven using the inverter A during high-speed rotation, the induced voltage increases, and it is necessary to drive while canceling the induced voltage using field weakening control or the like, resulting in increased inverter loss and motor loss. Therefore, if the inverter B connected to the connection point B is used for driving, the induced voltage is reduced by half, so that high-speed driving is possible without using field-weakening control or the like, and inverter loss and motor loss can be reduced.
次に図２から図５を用いてさらに詳細に説明する。図２はインバータ回路を３台用いた場合の接続構成図である。モータ２０は、各相の巻線の直列数を３つに分割した巻線構造としている。インバータ回路及びモータの基本構成及び動作は図１と同様である。 Next, a more detailed description will be given with reference to FIGS. FIG. 2 is a connection configuration diagram when three inverter circuits are used. The motor 20 has a winding structure in which the number of series windings of each phase is divided into three. The basic configuration and operation of the inverter circuit and the motor are the same as those in FIG.
図３から図５は、図２の接続構成を用いた場合のモータ回転数に対する各特性を示している。図３はモータの出力トルクが一定の場合における回転数に対するモータの電流、図４はモータの電流が一定の場合における回転数に対するモータの出力トルク、図５は回転数に対する誘起電圧である。 3 to 5 show characteristics with respect to the motor rotation speed when the connection configuration of FIG. 2 is used. 3 shows the motor current with respect to the rotational speed when the motor output torque is constant, FIG. 4 shows the motor output torque with respect to the rotational speed when the motor current is constant, and FIG. 5 shows the induced voltage with respect to the rotational speed.
図３は、モータの出力トルクが一定の場合における各インバータ（Ａ、Ｂ、Ｃ）で駆動した時のモータ電流の特性を示している。インバータＡは、モータ２０の一番巻数が多い端子（以下「接続点Ａ」という。）に接続されており、図５に示す通り、回転数に対する誘起電圧が高いため、少ないモータ電流で同一トルクを発生できる。このため、インバータ損失及びモータ損失を大きく低減できる。しかし、回転数を増加させると、誘起電圧が高くなり回転数Ａ１で直流電圧と等しい状態（以下「電圧飽和」という。）となる。よって、回転数Ａ１より高い回転数では弱め界磁制御を用いて回転数を増加させる必要がある。 FIG. 3 shows the characteristics of the motor current when driven by each inverter (A, B, C) when the output torque of the motor is constant. The inverter A is connected to the terminal having the largest number of turns (hereinafter referred to as “connection point A”) of the motor 20 and has a high induced voltage with respect to the rotational speed as shown in FIG. Can be generated. For this reason, inverter loss and motor loss can be greatly reduced. However, when the number of rotations is increased, the induced voltage increases and the state becomes equal to the DC voltage at the number of rotations A1 (hereinafter referred to as “voltage saturation”). Therefore, it is necessary to increase the rotational speed using field-weakening control at a rotational speed higher than the rotational speed A1.
弱め界磁制御はモータの電流位相を制御して無効電流を流して誘起電圧を打ち消す制御法であり、回転数Ａ１以降はモータ電流が増大しインバータ損失及びモータ損失も急増して行く。 The field weakening control is a control method in which a reactive current is supplied to cancel the induced voltage by controlling the current phase of the motor, and after the rotational speed A1, the motor current increases and the inverter loss and motor loss also increase rapidly.
インバータＢは、モータ２０の中間的な巻数となる端子（以下「接続点Ｂ」という。）に接続されており、回転数Ｂ１で電圧飽和となる。 The inverter B is connected to a terminal (hereinafter referred to as “connection point B”) that is an intermediate number of turns of the motor 20, and voltage saturation occurs at the rotation speed B1.
インバータＣは、モータ２０の一番巻数が少ない端子（以下「接続点Ｃ」という。）に接続されており、インバータＡとは反対に、低速域ではインバータ損失及びモータ損失が大きいため、所定の出力トルクを発生させるためにより大きなモータ電流を流す必要がある。一方、高速域では発生する誘起電圧が小さいため電圧飽和になる回転数Ｃ１が高く、高速領域ではインバータ損失及びモータ損失低減が図れるため、モータ電流を一番小さくすることができる。 The inverter C is connected to the terminal with the smallest number of turns of the motor 20 (hereinafter referred to as “connection point C”). In contrast to the inverter A, the inverter loss and the motor loss are large in the low speed range. It is necessary to flow a larger motor current in order to generate output torque. On the other hand, since the induced voltage generated in the high speed region is small, the rotation speed C1 at which the voltage is saturated is high. In the high speed region, the inverter loss and the motor loss can be reduced, so that the motor current can be minimized.
よって、モータ駆動装置の効率を向上させるには、図３に示す通り、低速域はインバータＡ、中速域はインバータＢ、高速域はインバータＣと駆動するインバータ回路を切替えれば良いことが分る。 Therefore, in order to improve the efficiency of the motor drive device, as shown in FIG. 3, it is necessary to switch the inverter circuit to be driven with the inverter A for the low speed range, the inverter B for the medium speed range, and the inverter C for the high speed range. The
具体的には、回転数Ａ２までは、インバータＡで駆動しインバータＢに切替える。同様に、回転数Ｂ２でインバータＢからインバータＣに切替える。上記の通り、駆動するインバータを切替えることで、モータ電流としては常に最小値での駆動が可能となり、モータ駆動装置の低損失化（高効率化）が図れる。言い換えると、常にモータ電流が最小値となるインバータ回路を選択すればモータ駆動装置の高効率化を図ることができる。 Specifically, it is driven by the inverter A and switched to the inverter B until the rotational speed A2. Similarly, the inverter B is switched to the inverter C at the rotation speed B2. As described above, by switching the inverter to be driven, the motor current can always be driven at the minimum value, and the loss of the motor drive device (high efficiency) can be achieved. In other words, the efficiency of the motor drive device can be increased by selecting an inverter circuit in which the motor current is always the minimum value.
図４は、モータの電流が一定の場合における各インバータ回路で駆動した時の回転数に対するモータの出力トルクを示したものである。前述の通り、インバータＡは誘起電圧が大きい接続点Ａに接続されているので、同一のモータ電流では、一番出力トルクが高い。しかし、回転数が増加すると、図５に示す通り、すぐに電圧が飽和してしまうので、回転数Ａ１以降は弱め界磁制御で駆動する必要があり、出力トルクが急激に減少する。 FIG. 4 shows the output torque of the motor with respect to the rotational speed when driven by each inverter circuit when the motor current is constant. As described above, since the inverter A is connected to the connection point A where the induced voltage is large, the output torque is the highest for the same motor current. However, as the number of revolutions increases, the voltage immediately saturates as shown in FIG. 5, so that it is necessary to drive with the field-weakening control after the number of revolutions A1, and the output torque rapidly decreases.
インバータＢは、前述の通り、中間的な誘起電圧となる接続点Ｂに接続されており、インバータＡとインバータＣの中間的動作となる。 As described above, the inverter B is connected to the connection point B, which is an intermediate induced voltage, and is an intermediate operation between the inverter A and the inverter C.
インバータＣは、誘起電圧が一番小さくなる接続点Ｃに接続されているので、同一モータ電流では、出力トルクは小さいが回転数Ｃ１まで弱め界磁制御を用いずに駆動することが可能である。 Since the inverter C is connected to the connection point C where the induced voltage becomes the smallest, the output torque is small with the same motor current, but it can be driven up to the rotational speed C1 without using the field weakening control.
よって、モータ駆動装置の駆動範囲を拡大させるには、図４に示す通り、低速域はインバータＡ、中速域はインバータＢ、高速域はインバータＣと駆動するインバータ回路を切替えれば良いことが分る。具体的には、回転数Ａ２までは、インバータＡで駆動しインバータＢに切替える。同様に、回転数Ｂ２でインバータＢからインバータＣに切替える。駆動するインバータを切替えることで、高速域の駆動範囲を拡大可能となり、モータ駆動装置の駆動範囲の拡大が図れる。言い換えると、常にモータ出力トルクが最大となるインバータ回路を選択すればモータ駆動装置の駆動範囲の拡大を図ることができる。 Therefore, in order to expand the drive range of the motor drive device, as shown in FIG. 4, it is only necessary to switch the inverter circuit that drives the inverter A for the low speed region, the inverter B for the medium speed region, and the inverter C for the high speed region. I understand. Specifically, it is driven by the inverter A and switched to the inverter B until the rotational speed A2. Similarly, the inverter B is switched to the inverter C at the rotation speed B2. By switching the inverter to be driven, the drive range in the high speed range can be expanded, and the drive range of the motor drive device can be expanded. In other words, the drive range of the motor drive device can be expanded by selecting an inverter circuit that always maximizes the motor output torque.
図４に示す出力トルク特性は、電動車両が要求するトルク特性そのものであり、特に電動車両の主機駆動装置への適用が期待できる。 The output torque characteristic shown in FIG. 4 is the torque characteristic itself required by the electric vehicle, and can be expected to be applied to the main drive unit of the electric vehicle.
ここで、インバータ回路を切替える条件として、図５に示す通り、直流電圧と誘起電圧の関係を用いても良い。 Here, as a condition for switching the inverter circuit, a relationship between the DC voltage and the induced voltage may be used as shown in FIG.
つまり、電圧飽和しない条件は直流電圧と誘起電圧の関係で決定される。そこで、誘起電圧が直流電圧以下でかつ誘起電圧と直流電圧の差が一番小さくなる接続点に接続されているインバータ回路を選択すれば良い。 That is, the condition that the voltage is not saturated is determined by the relationship between the DC voltage and the induced voltage. Therefore, an inverter circuit connected to a connection point where the induced voltage is equal to or less than the DC voltage and the difference between the induced voltage and the DC voltage is minimized may be selected.
なお、この場合、弱め界磁制御との関係もあるので、前述の通り、モータ電流による切替えの判定を併用することでも良い。 In this case, since there is also a relationship with field weakening control, switching determination by motor current may be used in combination as described above.
また、誘起電圧はモータ定数を用いて制御器内部で計算可能である。 The induced voltage can be calculated inside the controller using the motor constant.
以上の通り、図３で駆動するインバータ回路をモータの運転状態であるモータの回転数やモータ電流、出力トルク等で切替えることでモータ駆動装置の高効率化が可能なこと、及び、図４で駆動範囲の拡大が可能なことを述べたが、この動作は同時に実現できる内容である。 As described above, it is possible to increase the efficiency of the motor drive device by switching the inverter circuit driven in FIG. 3 according to the motor rotation speed, motor current, output torque, etc., which is the motor operating state, and in FIG. Although it has been described that the drive range can be expanded, this operation can be realized at the same time.
言い換えると、インバータ回路をモータの回転数やモータ電流、出力トルク、誘起電圧等で切替えることで、モータ駆動装置の高効率化と駆動範囲の拡大が同時に達成できる。 In other words, high efficiency of the motor drive device and expansion of the drive range can be achieved at the same time by switching the inverter circuit according to the motor speed, motor current, output torque, induced voltage, and the like.
更に、図１及び図２に示す本構成では、駆動するインバータ回路は常に１台であるので、インバータ回路が発生する損失は１台分である。また、モータの巻線を切替えるための付属の半導体スイッチ回路等も不要であり、特許文献３、４、５に比べて高効率なシステムが実現できる。 Furthermore, in the present configuration shown in FIGS. 1 and 2, since there is always one inverter circuit to be driven, the loss generated by the inverter circuit is one unit. In addition, an attached semiconductor switch circuit for switching the windings of the motor is unnecessary, and a highly efficient system can be realized as compared with Patent Documents 3, 4, and 5.
また、インバータ回路の切替えは、所定のタイミングで切替えることで対応可能である。切替えショック等もなく切替え可能である。図１３にシミュレーション結果を示す。説明は後述する。 The inverter circuit can be switched by switching at a predetermined timing. Switching is possible without switching shock. FIG. 13 shows the simulation result. The description will be described later.
第１の実施例で本発明の基本的な考え方、効果及び動作にいて述べた。第２の実施例として、本発明を実際に製品等に適用した場合の具体的な適用例について述べる。図３では、駆動するインバータ回路によってモータ電流値が異なることを示した。そこで、このような特性を考慮してインバータ回路に使用するスイッチング素子の特性を変更することも可能である。 The basic concept, effect and operation of the present invention have been described in the first embodiment. As a second embodiment, a specific application example when the present invention is actually applied to a product or the like will be described. FIG. 3 shows that the motor current value varies depending on the inverter circuit to be driven. Therefore, it is possible to change the characteristics of the switching element used in the inverter circuit in consideration of such characteristics.
図６及び図７を用いて第２の実施例を説明する。図６及び図７は、図１と同様のモータ駆動装置の基本構成図であるが、インバータ回路１０Ａ、１０Ｂ、１００Ａ、１００Ｂのスイッチング素子が異なる。 A second embodiment will be described with reference to FIGS. 6 and 7 are basic configuration diagrams of a motor driving device similar to that in FIG. 1, but the switching elements of the inverter circuits 10A, 10B, 100A, and 100B are different.
図６は、低速域を駆動するインバータＡのスイッチング素子として、低電流で低導通損失特性に優れたスイッチング素子（例えばＭＯＳＦＥＴ）を適用し、高速域を駆動するインバータＢのスイッチング素子として、高電流で低導通損失特性に優れたスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）を適用した例である。 FIG. 6 shows a case where a switching element (eg, MOSFET) having a low current and excellent low conduction loss characteristics is applied as a switching element of the inverter A that drives the low speed region, and a high current is used as the switching element of the inverter B that drives the high speed region. In this example, a switching element (for example, IGBT) having excellent low conduction loss characteristics is applied.
図７は、インバータＡ、Ｂの上下アームの素子も異なる特性の素子で構成した例である。上アームのスイッチング素子として高電流で低導通損失特性に優れたスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）を適用、下アームのスイッチング素子として低電流で低導通損失特性に優れたスイッチング素子（例えばＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ）を適用した例である。 FIG. 7 shows an example in which the elements of the upper and lower arms of the inverters A and B are composed of elements having different characteristics. A switching element (for example, IGBT) with high current and excellent low conduction loss characteristics is applied as the switching element for the upper arm, and a switching element (for example, SJ-MOSFET) with excellent low conduction loss characteristics at low current is applied as the switching element for the lower arm. This is an applied example.
図７の実施例の場合、下アームに適用しているＳＪ−ＭＯＳＦＥＴは特に低電流時の導通損失が少ない素子であるので、低電流時は下アームのスイッチング動作が少なくなり、オンしている時間が長くなる下２相変調方式で駆動し、高電流時は上アームのスイッチング動作が少なくなり、オンしている時間が長くなる上２相変調方式で駆動すると、より低損失化が図れる。 In the case of the embodiment of FIG. 7, the SJ-MOSFET applied to the lower arm is an element having a small conduction loss especially at a low current, and therefore, the switching operation of the lower arm is reduced at a low current and is turned on. Driving with the lower two-phase modulation method with longer time, lower arm switching operation at high current, and driving with the upper two-phase modulation method with longer on time, the loss can be further reduced.
このように各インバータ回路の運転状態（電流、電圧、変調方式）にあったスイッチング素子を選定することで、更なるインバータ回路の損失低減が図れる。言い換えると、適用しているスイッチング素子の特性に合わせて、スイッチング動作を行わせることが有効である。 Thus, the loss reduction of the inverter circuit can be further reduced by selecting the switching element suitable for the operation state (current, voltage, modulation method) of each inverter circuit. In other words, it is effective to perform the switching operation in accordance with the characteristics of the applied switching element.
ここで、図６のインバータＡとインバータＢもしくは、図７のインバータＡとインバータＢのスイッチング素子の耐圧や電流容量も異ならせることが可能である。つまり、例えば、図３において、低速域を駆動するインバータＡは、比較的電流が少なくて済むので、高速域を駆動するインバータＢよりは、低電流容量の素子が使用可能である。 Here, the withstand voltages and current capacities of the switching elements of the inverter A and the inverter B in FIG. 6 or the inverter A and the inverter B in FIG. 7 can be varied. In other words, for example, in FIG. 3, the inverter A that drives the low speed region requires a relatively small amount of current, and therefore, an element having a lower current capacity can be used than the inverter B that drives the high speed region.
本実施例では、図６及び図７に示した通り、使用素子の組合せを示したが、本実施例の素子の組合せに限定するものではなく、適用するシステムに応じた素子の組合せが可能である。 In this embodiment, as shown in FIG. 6 and FIG. 7, the combination of the elements used is shown. However, the combination of the elements is not limited to the combination of the elements of this embodiment, and the combination of elements according to the system to be applied is possible. is there.
第３の実施例として具体的な適用例について述べる。第２の実施例ではスイッチング素子の特性をそれぞれのインバータ回路で変えることを述べたが、第３の実施例ではスイッチング周波数を変更する例について述べる。 A specific application example will be described as the third embodiment. In the second embodiment, it has been described that the characteristics of the switching elements are changed by the respective inverter circuits. In the third embodiment, an example in which the switching frequency is changed will be described.
図８及び図９を用いて第３の実施例を説明する。図８及び図９とも横軸にモータの回転数、縦軸にインバータ回路のスイッチング周波数を示したものである。 A third embodiment will be described with reference to FIGS. 8 and 9, the horizontal axis represents the motor speed and the vertical axis represents the switching frequency of the inverter circuit.
モータの鉄損を考えた場合、一般的にインバータ回路のスイッチング周波数を高く設定した方が鉄損を小さくできることが知られており、特に高速域ではその効果が顕著になる。これは、ＰＷＭ制御時のスイッチング動作に起因するモータ電流のリップル成分の影響である。そのため、モータのインダクタンス成分が小さい状態でも影響が大きくなる。 When considering the iron loss of the motor, it is generally known that the iron loss can be reduced by setting the switching frequency of the inverter circuit higher, and the effect is particularly remarkable in a high speed range. This is an influence of the ripple component of the motor current resulting from the switching operation during PWM control. Therefore, the influence becomes large even when the inductance component of the motor is small.
そこで、本実施例は、低中速域を駆動するインバータＡのスイッチング周波数より高速域を駆動するインバータＢのスイッチング周波数を高く設定することで、モータの鉄損の低減を図り、モータとインバータ回路の総合損失を最小にしようとすることを目的とした実施例である。 Therefore, in this embodiment, the iron loss of the motor is reduced by setting the switching frequency of the inverter B driving the high speed region higher than the switching frequency of the inverter A driving the low / medium speed region, and the motor and the inverter circuit This is an embodiment aimed at minimizing the total loss.
モータ駆動装置の構成は前述の図１、図６、図７等の回路構成でも適用可能であるが、本実施例の効果を最大限発揮するには、高速域を駆動するインバータＢのスイッチング素子の特性としては、低スイッチング損失特性に優れた素子を選択することが重要である。将来的にはＳｉＣ素子などの新素子の適用も考えられる。 The configuration of the motor drive device can be applied to the circuit configurations shown in FIGS. 1, 6, 7 and the like. However, in order to maximize the effects of this embodiment, the switching element of the inverter B that drives the high speed region It is important to select a device having excellent low switching loss characteristics. In the future, application of new elements such as SiC elements may be considered.
図８は駆動するインバータ回路をインバータＡからインバータＢへ切替える時にスイッチング周波数も一緒に変更する動作、図９はインバータＢで駆動時にモータの回転数に応じてスイッチング周波数を変更する動作を記載している。 FIG. 8 shows the operation of changing the switching frequency when the inverter circuit to be driven is switched from the inverter A to the inverter B, and FIG. 9 shows the operation of changing the switching frequency according to the rotational speed of the motor when the inverter B is driven. Yes.
このように高速域で駆動するインバータ回路のスイッチング周波数を高周波化することで駆動するモータの鉄損が低減でき、システム全体での効率改善へと繋がる。特にインバータＢで駆動する場合、モータの巻数が少なくインダクタンス成分が小さくなるので、その効果は大きい。 Thus, by increasing the switching frequency of the inverter circuit that is driven in a high speed region, the iron loss of the motor that is driven can be reduced, leading to an improvement in the efficiency of the entire system. In particular, when driven by the inverter B, the effect is great because the number of turns of the motor is small and the inductance component is small.
ここで、スイッチング周波数の変化は、図８又は図９の動作に限定するものではなく、適用するシステムに応じたスイッチング周波数の変更方法が考えられる。 Here, the change of the switching frequency is not limited to the operation of FIG. 8 or FIG. 9, and a switching frequency changing method according to the system to be applied can be considered.
これまでの実施例では効率改善と駆動範囲の拡大についての適用例を述べた。しかし、前述の実施例では高速駆動時にモータの誘起電圧が増加して直流電圧以上になった場合の電力回生を防止する方法について述べていない。実施例４では電力回生の防止方法の例を示す。 In the embodiments so far, the application examples for improving the efficiency and expanding the drive range have been described. However, the above-described embodiment does not describe a method for preventing power regeneration when the induced voltage of the motor increases to a DC voltage or higher during high-speed driving. Example 4 shows an example of a method for preventing power regeneration.
図１０及び図１１に本実施例のモータ駆動装置の基本構成図を示す。高速域用インバータＢで駆動時に動作を停止しているインバータＡのモータ接続端子にはモータ２が発生する誘起電圧が印加される。平滑コンデンサ３の直流電圧が発生した誘起電圧以上であれば回生電流は流れず安定したモータ駆動が可能であるが、発生した誘起電圧が直流電圧以上になると、インバータ回路に内蔵されているフライホイールダイオードを介して回生電流が流れる。この現象が発生するとモータ駆動も不安定になる。 10 and 11 are basic configuration diagrams of the motor driving apparatus according to this embodiment. An induced voltage generated by the motor 2 is applied to the motor connection terminal of the inverter A, which stops operation when driven by the high-speed region inverter B. If the DC voltage of the smoothing capacitor 3 is equal to or higher than the induced voltage, the regenerative current does not flow and stable motor driving is possible. However, if the generated induced voltage exceeds the DC voltage, the flywheel built in the inverter circuit A regenerative current flows through the diode. When this phenomenon occurs, the motor drive becomes unstable.
そこで、図１０及び図１１に示す通り、電力回生を防止するスイッチ回路４Ａ、４Ｂ、４Ｃを追加し、電力回生が起きる前に、インバータＡもしくはモータ２の各相端子を電気的に切り離す回路構成とする。以上により、高速回転時の電力回生を防止でき安定した高速回転駆動が実現できる。 Therefore, as shown in FIG. 10 and FIG. 11, switch circuits 4A, 4B, and 4C for preventing power regeneration are added, and the circuit configuration for electrically disconnecting each phase terminal of the inverter A or the motor 2 before power regeneration occurs. And As described above, power regeneration during high-speed rotation can be prevented and stable high-speed rotation drive can be realized.
ここで、スイッチ回路４Ａ、４Ｂ、４Ｃはリレー等の機械式スイッチでも半導体素子スイッチでもどちらでも良い。機械式スイッチの場合は、電流が流れていない状態での切替えが必要であるが、発生する誘起電圧が直流電圧より低い状態で入り切りすれば問題なく使用できる。 Here, the switch circuits 4A, 4B, and 4C may be either mechanical switches such as relays or semiconductor element switches. In the case of a mechanical switch, it is necessary to switch in a state where no current flows, but it can be used without any problem if the generated induced voltage is switched on and off in a state where it is lower than the DC voltage.
実施例４では、スイッチ回路４Ａ、４Ｂ、４Ｃを用いて電力回生を防止する方法を述べたが、スイッチ回路を追加することはコストアップや信頼性の低下（特に機械式スイッチの場合）に繋がるのでなるべく避けたい。その解決策の一つの手段として、実施例５ではモータの巻数分割比を調整する方法について述べる。 In the fourth embodiment, the method of preventing power regeneration using the switch circuits 4A, 4B, and 4C has been described. However, the addition of the switch circuit leads to an increase in cost and a decrease in reliability (particularly in the case of a mechanical switch). I want to avoid it as much as possible. As one means for solving the problem, the fifth embodiment will describe a method for adjusting the motor winding division ratio.
図１２は低速駆動時の巻数を同じにして高速駆動時の外部接続点を出す接続点を変えた時の接続構成図である。（ａ）は巻数分割比率２：１（基準値）、（ｂ）は巻数分割比率３：１、（ｃ）は巻数分割比率４：１、（ｄ）は巻数分割比率３：２に設定した接続構成図である。この接続構成図で駆動した時のシミュレーション結果を図１３に示す。 FIG. 12 is a connection configuration diagram when the number of turns at the time of low speed driving is the same and the connection point for providing the external connection point at high speed driving is changed. (A) is set to a winding division ratio of 2: 1 (reference value), (b) is set to a winding division ratio of 3: 1, (c) is set to a winding division ratio of 4: 1, and (d) is set to a winding division ratio of 3: 2. It is a connection block diagram. FIG. 13 shows a simulation result when driving with this connection configuration diagram.
図１３は、横軸が時間軸であり、縦軸が上からモータ電流、モータ電流指令、回転数と回転数指令、インバータ切替信号を示している。永久磁石同期モータの起動方法として一般的に使用されている位置決めを行い、同期駆動をし、位置センサレスベクトル制御の起動シーケンスで起動され、回転数を高速回転まで加速している途中で駆動インバータを切替えているシミュレーション結果である。モータ制御法については本発明と直接関係が無いので説明は省略する。 In FIG. 13, the horizontal axis is the time axis, and the vertical axis indicates the motor current, the motor current command, the rotational speed and rotational speed command, and the inverter switching signal from the top. Positioning, which is generally used as a starting method for permanent magnet synchronous motors, performs synchronous driving, is started in a position sensorless vector control start sequence, and the drive inverter is driven while the rotational speed is accelerated to high speed. This is a simulation result of switching. Since the motor control method is not directly related to the present invention, the description thereof is omitted.
図１３に示す通り、インバータＡからインバータＢへの切替えはスムーズに行われているが、その後モータ電流が増大しているのが分る。これが電力回生による不安定現象である。 As shown in FIG. 13, the switching from the inverter A to the inverter B is smoothly performed, but it can be seen that the motor current increases thereafter. This is an unstable phenomenon caused by power regeneration.
ここで、図１３のシミュレーション結果では、電力回生が発生後（モータ電流が急増後）に安定しているが、これはモータモデルを抵抗とリアクトルと電圧源でモデル化したモータモデルを使用したためであり、実際のモータ駆動では、過電流や脱調現象が発生しモータは停止する。 Here, in the simulation result of FIG. 13, the power regeneration is stable after the motor regeneration (after the motor current suddenly increases). This is because the motor model is modeled with a resistor, a reactor, and a voltage source. Yes, in actual motor drive, overcurrent or step-out phenomenon occurs and the motor stops.
図１３において、基準である（ａ）のシミュレーション結果では、約６５００rpmで電力回生が発生しモータ電流が急激に増大しているが、接続構成を（ａ）から（ｂ）、（ｃ）と変更すると、電力回生が発生する回転数が、約７６００rpmから約８３００rpmと高速側に移動することが確認できる。また、反対に、（ｄ）のように巻数分割比率を設定すると、電力回生が発生する回転数が約５６００rpmに下がることも確認できる。 In FIG. 13, in the simulation result of (a) which is the reference, power regeneration occurs at about 6500 rpm and the motor current increases rapidly, but the connection configuration is changed from (a) to (b), (c). Then, it can be confirmed that the rotational speed at which power regeneration occurs moves from about 7600 rpm to about 8300 rpm to the high speed side. On the other hand, when the winding number division ratio is set as shown in (d), it can be confirmed that the rotational speed at which power regeneration is generated is reduced to about 5600 rpm.
以上の通り、本手法では電力回生の発生自体を防止することはできないが、電力回生が発生する回転数を調整することが可能であり、電力回生が発生する回転数を、適用するシステムの要求する最大回転数以上に設定できれば、前述の実施例４のようなスイッチ回路を追加する必要が無くなり、低コスト化や信頼性向上が可能となる。 As described above, although this method cannot prevent the occurrence of power regeneration itself, it is possible to adjust the number of revolutions at which power regeneration occurs, and the number of revolutions at which power regeneration occurs is required by the system to be applied. If it can be set to be equal to or greater than the maximum number of rotations to be performed, it is not necessary to add a switch circuit as in the fourth embodiment described above, and it is possible to reduce costs and improve reliability.
本実施例では、電力回生が発生する回転数調整を目的として巻数分割比率を調整することを述べたが、本手法はこの限りではない。言い換えると、適用するシステムの要求に従って巻数分割比率を変えることも可能である。具体的には、高速駆動時の効率向上を考慮して、巻数分割比率を変えることも可能である。 In this embodiment, it has been described that the winding division ratio is adjusted for the purpose of adjusting the rotation speed at which power regeneration occurs, but this method is not limited to this. In other words, it is possible to change the winding division ratio according to the requirements of the system to be applied. Specifically, it is possible to change the winding number division ratio in consideration of efficiency improvement at high speed driving.
また、実際の適用システムでは、直流電圧の昇圧が可能なモータ駆動装置も多々あり、直流電圧の昇圧と本実施例の巻数分割比率調整を組合せることも可能である。 Further, in an actual application system, there are many motor drive devices capable of boosting the DC voltage, and it is possible to combine the boosting of the DC voltage and the winding division ratio adjustment of this embodiment.
次に、第６の実施例として、図１４から図１７を用いて直流電圧を昇圧できるモータ駆動装置を説明する。図１４及び図１５は本実施例のモータ駆動装置の基本構成図である。 Next, as a sixth embodiment, a motor driving apparatus capable of boosting a DC voltage will be described with reference to FIGS. 14 and 15 are basic configuration diagrams of the motor driving apparatus of this embodiment.
図１４は、図１に示した基本構成に、交流電源６を全波整流回路と倍電圧整流回路を切替えて直流電圧を変更する全波／倍電圧切替整流回路５を追加した構成である。また、全波／倍電圧整流回路の切替えを行うため、平滑コンデンサ３０が直列接続構成に変更されている。 FIG. 14 shows a configuration in which a full-wave / double voltage switching rectifier circuit 5 that changes the DC voltage by switching the full-wave rectifier circuit and the voltage doubler rectifier circuit is added to the basic configuration shown in FIG. Further, the smoothing capacitor 30 is changed to a series connection configuration in order to switch the full wave / voltage rectifier circuit.
ここで示す全波／倍電圧切替整流回路５は公知技術であるので詳細は述べないが、全波／倍電圧切替スイッチ５Ｂの入り切りで全波整流回路と倍電圧整流回路の切替えを行っている。具体的には、全波／倍電圧切替スイッチ５Ｂをオフすると全波整流回路となり、全波／倍電圧切替スイッチ５Ｂをオンすると倍電圧整流回路として動作する。このため、直流電圧は、ステップ的に変化する。 Since the full-wave / double voltage switching rectifier circuit 5 shown here is a known technique and will not be described in detail, the full-wave rectifier circuit and the double-voltage rectifier circuit are switched by turning on / off the full-wave / double voltage switch 5B. . Specifically, when the full-wave / double voltage changeover switch 5B is turned off, a full-wave rectifier circuit is formed, and when the full-wave / double voltage changeover switch 5B is turned on, it operates as a double voltage rectifier circuit. For this reason, the DC voltage changes stepwise.
図１５は、図１に示した基本構成に、直流電源７の直流電圧を昇圧チョッパ回路５０で昇圧するコンバータ回路を追加した構成である。昇圧チョッパ回路５０はスイッチング動作を用いて任意の直流電圧に昇圧が可能である。 FIG. 15 shows a configuration in which a converter circuit that boosts the DC voltage of the DC power supply 7 by the boost chopper circuit 50 is added to the basic configuration shown in FIG. The step-up chopper circuit 50 can step up to an arbitrary DC voltage using a switching operation.
本実施例では、直流電源７に接続しているが、交流電源を整流して直流電源を得ても問題ない。また、昇圧チョッパ回路を用いて、交流電源の高調波電流抑制を行う構成としても全く問題ない。言い換えると、本実施例で示している直流電圧の昇圧手段に特定するものではない。 In this embodiment, the DC power supply 7 is connected, but there is no problem even if the AC power supply is rectified to obtain the DC power supply. Moreover, there is no problem even if the boost chopper circuit is used to suppress the harmonic current of the AC power supply. In other words, the DC voltage boosting means shown in this embodiment is not specified.
図１６及び図１７は、横軸にモータの回転数、縦軸に直流電圧とモータの発生する誘起電圧を示した本実施例の動作説明図である。直流電圧を実線、誘起電圧を破線で示す。 FIG. 16 and FIG. 17 are operation explanatory views of this embodiment in which the horizontal axis represents the motor rotation speed, and the vertical axis represents the DC voltage and the induced voltage generated by the motor. The DC voltage is indicated by a solid line, and the induced voltage is indicated by a broken line.
図１６は、図１４の回路構成を用いた場合の動作説明図である。低中速域は、これまでの実施例で説明した通りインバータＡで駆動する。この時は、モータ回転数も低いので大きな直流電圧は必要ないため、全波整流回路で動作させる。 FIG. 16 is an operation explanatory diagram when the circuit configuration of FIG. 14 is used. The low and medium speed range is driven by the inverter A as described in the above embodiments. At this time, since the motor rotation speed is low, a large DC voltage is not required, and therefore the full-wave rectifier circuit is operated.
回転数が増加してＮ１になると発生する誘起電圧と直流電圧が同じになる（電圧飽和）ため、高速域駆動用のインバータＢに切替えて駆動をする。インバータＢに切替えることで、インバータＢにかかる誘起電圧は一旦減少する。その後回転数を増加して行くと誘起電圧が増加して直流電圧以上になるため、回転数Ｎ２で整流回路構成を倍電圧整流回路に切替える。整流回路構成を切替えることで、直流電圧が倍の大きさとなり、電圧飽和することなく高速駆動が可能となる。言い換えると、実施例５で述べたような電力回生が発生せず高速域まで安定したモータ駆動が可能となる。 When the rotational speed increases to N1, the induced voltage and the DC voltage that are generated become the same (voltage saturation), so the inverter B for high-speed driving is switched to drive. Switching to the inverter B temporarily reduces the induced voltage applied to the inverter B. Thereafter, when the number of rotations is increased, the induced voltage increases and becomes equal to or higher than the DC voltage. Therefore, the rectifier circuit configuration is switched to the voltage doubler rectification circuit at the number of rotations N2. By switching the rectifier circuit configuration, the DC voltage is doubled, and high-speed driving is possible without voltage saturation. In other words, power regeneration as described in the fifth embodiment does not occur, and stable motor driving can be performed up to a high speed range.
さらに、低速域では直流電圧を低く抑えることが可能であるので、インバータ回路のスイッチング損失やモータの鉄損が低減でき高効率駆動化が可能である。 Furthermore, since the DC voltage can be kept low in the low speed range, the switching loss of the inverter circuit and the iron loss of the motor can be reduced, and high-efficiency driving can be achieved.
図１７は、図１５の回路構成を用いた場合の動作説明図である。基本的な動作は図１６と同じである。異なるところは、回転数Ｎ２以降の直流電圧の上げ方である。図１５の回路構成では、昇圧チョッパ回路５０を用いることにより直流電圧を任意の大きさに昇圧できるため、高速域の直流電圧を必要最小限に制御することで、昇圧チョッパ回路５０の損失が低減できる。さらに、インバータ回路のスイッチング損失やモータの鉄損も低減可能である。 FIG. 17 is an operation explanatory diagram when the circuit configuration of FIG. 15 is used. The basic operation is the same as in FIG. The difference is how to increase the DC voltage after the rotation speed N2. In the circuit configuration of FIG. 15, the DC voltage can be boosted to an arbitrary magnitude by using the boost chopper circuit 50. Therefore, the loss of the boost chopper circuit 50 is reduced by controlling the DC voltage in the high speed region to the minimum necessary. it can. Furthermore, switching loss of the inverter circuit and iron loss of the motor can be reduced.
本実施例では、電圧飽和時にすぐに大きくする方法で動作説明したが、図３に示す通り、電圧飽和直後は弱め界磁制御で駆動した方がモータ電流を低減できる可能性もあるので、実際には弱め界磁制御と直流電圧の制御を併用して使用することが良いと考える。 In this embodiment, the operation was explained by a method of increasing the voltage immediately at the time of voltage saturation. However, as shown in FIG. 3, there is a possibility that the motor current can be reduced by driving with field weakening control immediately after voltage saturation. We think that it is better to use field-weakening control and DC voltage control in combination.
なお、本実施例では、直流電圧が制限値以上もしくは以下になった時に、昇圧比ａを補正する内容について説明したが、更なる効率向上と高出力化の両立を図るためには、昇圧比の設定値自体も空調装置の負荷に応じて変更する必要がある。 In the present embodiment, the content of correcting the boost ratio a when the DC voltage is equal to or higher than the limit value has been described. However, in order to achieve both higher efficiency and higher output, The set value itself needs to be changed according to the load of the air conditioner.
図１８は一例として、セパレート型のインバータエアコンの外観図を示しており、室外機５３と室内機５２で構成されている。室外機５３内には、モータと一体となった圧縮機や室外ファン及び圧縮機や室外ファンを駆動するモータ駆動装置が設置されている。 FIG. 18 shows an external view of a separate type inverter air conditioner as an example, and is composed of an outdoor unit 53 and an indoor unit 52. In the outdoor unit 53, a compressor and an outdoor fan integrated with a motor, and a motor driving device for driving the compressor and the outdoor fan are installed.
以上の通り、複数の巻線を直列に接続して構成される複数の相と、前記相の端部、又は、直列に接続された２つの前記巻線の間に位置して外部と接続できる複数の外部接点と、を有するモータと、それぞれ異なる前記外部接点を介して異なる巻数の前記巻線に接続された複数のインバータ回路と、を備え、前記モータの運転状態に応じて選択された１つの前記インバータ回路によって前記モータを駆動する。 As described above, a plurality of phases configured by connecting a plurality of windings in series and the end of the phase or between the two windings connected in series can be connected to the outside. A motor having a plurality of external contacts, and a plurality of inverter circuits connected to the windings having different numbers of turns via the different external contacts, each selected according to the operating state of the motor The motor is driven by the two inverter circuits.
また、前記モータの出力トルクが最大となる前記インバータ回路によって前記モータを駆動してもよい。 The motor may be driven by the inverter circuit that maximizes the output torque of the motor.
また、前記モータに流れる電流が最小となる前記インバータ回路によって前記モータを駆動してもよい。 The motor may be driven by the inverter circuit that minimizes the current flowing through the motor.
また、前記インバータ回路に供給される直流電圧より低い誘起電圧が発生する前記外部接点の中で、前記直流電圧との電圧差が最も小さい前記誘起電圧が発生する前記外部接点に接続される前記インバータ回路によって、前記モータを駆動してもよい。 The inverter connected to the external contact generating the induced voltage having the smallest voltage difference from the DC voltage among the external contacts generating an induced voltage lower than the DC voltage supplied to the inverter circuit. The motor may be driven by a circuit.
また、複数の前記インバータ回路は少なくとも第１のインバータ回路、及び、前記第１のインバータ回路よりも少ない前記巻線に接続される第２のインバータ回路を有し、前記モータの回転数が設定値より小さいときは、前記第１のインバータ回路によって前記モータを駆動し、前記モータの回転数が前記設定値以上のときは、前記第２のインバータ回路によって前記モータを駆動してもよい。 The plurality of inverter circuits include at least a first inverter circuit and a second inverter circuit connected to the windings fewer than the first inverter circuit, and the number of rotations of the motor is a set value. When it is smaller, the motor may be driven by the first inverter circuit, and when the rotational speed of the motor is equal to or higher than the set value, the motor may be driven by the second inverter circuit.
また、第１の巻線及び第２の巻線を直列に接続して構成される複数の相と、前記相の端部に位置して外部と接続できる第１の外部接点と、前記第１の巻線及び前記第２の巻線の間に位置して外部と接続できる第２の外部接点と、を有するモータと、前記第１の外部接点を介して前記第１の巻線及び前記第２の巻線に接続された第１のインバータ回路と、前記第２の外部接点を介して前記第１の巻線に接続された第２のインバータ回路と、を備え、前記モータの回転数が設定値より小さいときは、前記第１のインバータ回路によって前記モータを駆動し、前記モータの回転数が設定値以上のときは、前記第２のインバータ回路によって前記モータを駆動する。 A plurality of phases configured by connecting a first winding and a second winding in series; a first external contact located at an end of the phase and connectable to the outside; and the first A motor having a second external contact located between the second winding and the second winding and connectable to the outside, and the first winding and the second via the first external contact A first inverter circuit connected to the second winding, and a second inverter circuit connected to the first winding via the second external contact, wherein the rotational speed of the motor is When it is smaller than the set value, the motor is driven by the first inverter circuit, and when the rotational speed of the motor is equal to or higher than the set value, the motor is driven by the second inverter circuit.
また、前記第１のインバータ回路の素子は低電流で低導通損失特性に優れた素子であり、前記第２のインバータ回路の素子は高電流で低導通損失特性に優れた素子である。 The element of the first inverter circuit is an element having a low current and an excellent low conduction loss characteristic, and the element of the second inverter circuit is an element having a high current and an excellent low conduction loss characteristic.
また、前記第１のインバータ回路のスイッチング周波数より前記第２のインバータ回路のスイッチング周波数を低く設定する。 The switching frequency of the second inverter circuit is set lower than the switching frequency of the first inverter circuit.
また、前記インバータ回路に供給される直流電圧よりも高い誘起電圧が発生する前記外部接点へは直流電力を供給しない。電気的に切り離すことにより、モータを高速で駆動するときに発生する誘起電圧による電力回生を防止することができる。 Further, DC power is not supplied to the external contact where an induced voltage higher than the DC voltage supplied to the inverter circuit is generated. By electrically disconnecting, it is possible to prevent power regeneration due to an induced voltage generated when the motor is driven at high speed.
また、前記モータの巻線分割比率を非等分にする。 Further, the winding division ratio of the motor is made non-equal.
また、交流電力を設定した電圧の直流電力に変換して、複数の前記インバータ回路に直流電力を供給するコンバータ回路と、前記モータによって駆動される圧縮機と、を備えた冷凍空調装置において、前記圧縮機の運転状態に応じて選択された前記インバータ回路によって、前記モータを駆動する。 Further, in a refrigeration air conditioner comprising: a converter circuit that converts AC power into DC power of a set voltage and supplies DC power to the plurality of inverter circuits; and a compressor driven by the motor. The motor is driven by the inverter circuit selected according to the operating state of the compressor.
また、直流電力を設定した電圧の直流電力に変換して、複数の前記インバータ回路に直流電力を供給するコンバータ回路と、前記モータによって駆動される電動車両と、を備えた電動車両において、前記電動車両の運転状態に応じて選択された前記インバータ回路によって、前記モータを駆動する。 An electric vehicle comprising: a converter circuit that converts DC power into a set voltage DC power and supplies the plurality of inverter circuits with DC power; and an electric vehicle driven by the motor. The motor is driven by the inverter circuit selected according to the driving state of the vehicle.
また、前記コンバータ回路は、前記モータの発生誘起電圧以上に前記直流電圧を可変する。直流電圧を昇圧することができ、高速駆動範囲の更なる拡大を図ることができる。 Further, the converter circuit varies the DC voltage to be equal to or higher than the generation induced voltage of the motor. The DC voltage can be boosted and the high-speed driving range can be further expanded.
１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、１０Ａ、１０Ｂ、１００Ａ、１００Ｂ インバータ回路
２、２０ モータ
３、３０ 平滑コンデンサ
４Ａ、４Ｂ、４Ｃ スイッチ回路
５ 全波／倍電圧切替整流回路
６ 交流電源
７ 直流電源
５０ 昇圧チョッパ回路
５１ 空気調和機
５２ 室内機
５３ 室外機
５４ リモコン
５５ 接続配管
５６ 上側空気吸込み口
５７ 空気吹出し口
５８ ドレン配管
1A, 1B, 1C, 10A, 10B, 100A, 100B Inverter circuit 2, 20 Motor 3, 30 Smoothing capacitor 4A, 4B, 4C Switch circuit 5 Full-wave / double voltage switching rectifier circuit 6 AC power supply 7 DC power supply 50 Boost chopper circuit 51 Air Conditioner 52 Indoor Unit 53 Outdoor Unit 54 Remote Controller 55 Connection Piping 56 Upper Air Suction Port 57 Air Blowing Port 58 Drain Piping
Claims (13)
それぞれ異なる前記外部接点を介して異なる巻数の前記巻線に接続された複数のインバータ回路と、を備え、
前記モータの運転状態に応じて選択された１つの前記インバータ回路によって前記モータを駆動することを特徴とするモータ駆動装置。 A plurality of external phases that can be connected to the outside by being connected between a plurality of phases configured by connecting a plurality of windings in series and the end of the phase or between the two windings connected in series A motor having contacts,
A plurality of inverter circuits connected to the windings of different turns via different external contacts,
A motor driving apparatus, wherein the motor is driven by one inverter circuit selected in accordance with an operating state of the motor.
前記モータの回転数が設定値より小さいときは、前記第１のインバータ回路によって前記モータを駆動し、前記モータの回転数が前記設定値以上のときは、前記第２のインバータ回路によって前記モータを駆動することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。 The plurality of inverter circuits include at least a first inverter circuit, and a second inverter circuit connected to the windings fewer than the first inverter circuit,
When the rotational speed of the motor is smaller than a set value, the motor is driven by the first inverter circuit, and when the rotational speed of the motor is equal to or higher than the set value, the motor is driven by the second inverter circuit. The motor driving device according to claim 1, wherein the motor driving device is driven.
前記第１の外部接点を介して前記第１の巻線及び前記第２の巻線に接続された第１のインバータ回路と、
前記第２の外部接点を介して前記第１の巻線に接続された第２のインバータ回路と、を備え、
前記モータの回転数が設定値より小さいときは、前記第１のインバータ回路によって前記モータを駆動し、前記モータの回転数が設定値以上のときは、前記第２のインバータ回路によって前記モータを駆動することを特徴とするモータ駆動装置。 A plurality of phases configured by connecting a first winding and a second winding in series, a first external contact located at an end of the phase and connectable to the outside, and the first winding A motor having a second external contact located between the wire and the second winding and connectable to the outside;
A first inverter circuit connected to the first winding and the second winding via the first external contact;
A second inverter circuit connected to the first winding via the second external contact;
When the rotation speed of the motor is smaller than a set value, the motor is driven by the first inverter circuit, and when the rotation speed of the motor is greater than a set value, the motor is driven by the second inverter circuit. A motor drive device characterized by that.
前記第２のインバータ回路の素子は高電流で低導通損失特性に優れた素子であることを特徴とする請求項２又は６に記載のモータ駆動装置。 The element of the first inverter circuit is an element having low current and low conduction loss characteristics,
The motor driving device according to claim 2 or 6, wherein the element of the second inverter circuit is an element having a high current and an excellent low conduction loss characteristic.
前記圧縮機の運転状態に応じて選択された前記インバータ回路によって、前記モータを駆動することを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載のモータ駆動装置を備えた冷凍空調装置。 A converter circuit that converts AC power into DC power of a set voltage and supplies DC power to the plurality of inverter circuits, and a compressor that is driven by the motor,
The refrigerating and air-conditioning apparatus provided with the motor driving device according to any one of claims 1 to 10, wherein the motor is driven by the inverter circuit selected according to an operating state of the compressor.
前記電動車両の運転状態に応じて選択された前記インバータ回路によって、前記モータを駆動することを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載のモータ駆動装置を備えた電動車両。 A converter circuit that converts DC power into DC power of a set voltage and supplies DC power to the plurality of inverter circuits, and an electric vehicle driven by the motor,
The electric vehicle provided with the motor drive device according to any one of claims 1 to 10, wherein the motor is driven by the inverter circuit selected according to an operating state of the electric vehicle.
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