JP2013074435A - Reception device, reception method, and reception program - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce an amount of calculation and power consumption by improving path extraction in MIMO communication.SOLUTION: A MIMO reception device comprises: path extraction units; and channel impulse response estimation units which individually estimates a channel impulse response on the basis of path information extracted by the path extraction unit. The MIMO reception device is configured to have the path extraction units less than the channel impulse response estimating units.

Description

本発明は、受信装置、受信方法および受信プログラムに関する。   The present invention relates to a receiving device, a receiving method, and a receiving program.

無線通信においては、特に広帯域伝送の場合、先行して受信するパスに加え、大型の建物や山などの障害物から反射または回折して到来する幾つものパスが存在する。それに加えて、高速伝送では、サンプリング周波数が高くなるため、パスが増大する。
図２２は、このようなパスが複数あるマルチパスの影響を説明する図である。
図２２において、基地局２２０１から送信される電波は、例えば、伝搬経路２２０７を経由して、移動端末２２０２へ先行して到来する。その他に、基地局２２０１から送信された電波は、途中の例えば建物２２０３〜２２０６に当たって反射してから、移動端末２２０２へ遅延して到来する。この場合の伝搬経路を、図２２において符号２２０８〜２２１１を付して示す。
基地局２２０１から伝搬経路２２０８〜２２１１を経由して移動端末２２０２へ到達する電波を、素波（Component Wave）と言う。図２２では、素波が５つしか描かれていないが、実際には多くの素波が存在し、それぞれが移動端末２２０２において重ね合わされて受信される。
このように、基地局２２０１から移動端末２２０２へ直接に到達する素波（直接波）と、建物などの障害物から反射または回折して到来する素波（反射波）とでは、遅延があるのみならず、反射または回折による位相回転も加わるので、移動端末２２０２で受信後の信号は、基地局２２０１から送信される信号とは異なるところの歪みの生じた信号となる。したがって、基地局２２０１と移動端末２２０２との間の無線通信には誤りが生じることになる。 In wireless communication, in particular, in the case of broadband transmission, in addition to a path that is received in advance, there are several paths that arrive after being reflected or diffracted from an obstacle such as a large building or a mountain. In addition, in high-speed transmission, the sampling frequency increases, so the path increases.
FIG. 22 is a diagram for explaining the influence of a multipath having a plurality of such paths.
In FIG. 22, the radio wave transmitted from the base station 2201 arrives in advance at the mobile terminal 2202 via the propagation path 2207, for example. In addition, the radio wave transmitted from the base station 2201 hits the buildings 2203 to 2206 on the way, is reflected, and arrives at the mobile terminal 2202 with a delay. The propagation path in this case is shown with reference numerals 2208 to 2211 in FIG.
A radio wave that reaches the mobile terminal 2202 from the base station 2201 via the propagation paths 2208 to 2211 is referred to as an elementary wave (Component Wave). In FIG. 22, only five elementary waves are depicted, but in reality, many elementary waves exist, and each of them is received by being superimposed on the mobile terminal 2202.
As described above, there is only a delay between the elementary wave (direct wave) that directly reaches the mobile terminal 2202 from the base station 2201 and the elementary wave (reflected wave) that is reflected or diffracted from an obstacle such as a building. In addition, since phase rotation due to reflection or diffraction is also added, the signal received by the mobile terminal 2202 is a signal with distortion different from the signal transmitted from the base station 2201. Therefore, an error occurs in the wireless communication between the base station 2201 and the mobile terminal 2202.

近年、長遅延環境における高精度な伝搬路推定の必要性が高まっている。
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ、Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を用いた無線通信においては、ガードインターバル（Guard Interval; GI）を超える長遅延環境で発生する干渉を抑圧できる受信方式がいろいろと提案されている。しかし、その実現のためには、時間領域の伝搬路特性であるチャネルインパルス応答を高精度に推定する必要がある。 In recent years, the need for highly accurate propagation path estimation in a long delay environment has increased.
In wireless communication using the Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) method, various reception methods that can suppress interference generated in a long delay environment exceeding a guard interval (GI) have been proposed. . However, in order to realize this, it is necessary to estimate the channel impulse response, which is a propagation path characteristic in the time domain, with high accuracy.

特開２０１０−１１９０７０号公報JP 2010-1119070 A

電子情報通信学会技術報告ＲＣＳ２０１０−２５７「ＯＦＤＭターボ等化受信における情報量基準を用いた高効率タップ選択チャネル推定」IEICE technical report RCS2010-257 “Efficient tap selection channel estimation using information criterion in OFDM turbo equalization reception”

特許文献１および非特許文献１には、チャネルインパルス応答を推定する方法が記載されている。その方法は、パス抽出と推定の二段階の処理から成る。
しかしながら、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output、多入力／多出力）においては、送信アンテナと受信アンテナの間の複数のチャネル毎に、伝搬路推定を行う必要がある。
パスを抽出する従来技術は、多くの計算を必要とするため、特に、ＭＩＭＯのように送信アンテナの数および受信アンテナの数が多い場合には、計算量の増加を招き、装置が肥大化し、装置の電力消費も増大する。
したがって、本発明の実施形態は、上述の従来技術の欠点を解消することを課題とする。 Patent Document 1 and Non-Patent Document 1 describe a method for estimating a channel impulse response. The method consists of two stages of path extraction and estimation.
However, in MIMO (Multiple Input Multiple Output), it is necessary to perform channel estimation for each of a plurality of channels between a transmission antenna and a reception antenna.
Since the conventional technique for extracting the path requires a lot of calculations, particularly when the number of transmitting antennas and the number of receiving antennas are large as in the case of MIMO, the amount of calculation increases, and the apparatus becomes enlarged. The power consumption of the device also increases.
Accordingly, an object of the embodiment of the present invention is to eliminate the above-described drawbacks of the prior art.

（１）本発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、本発明の受信装置は、パス抽出部とパス抽出部が抽出したパス情報を基にチャネルインパルス応答を推定するチャネルインパルス応答推定部を備えるＭＩＭＯ受信装置であって、チャネルインパルス応答推定部よりパス抽出部の数が少ないことを特徴とする。 (1) The present invention has been made to solve the above-described problem, and the receiving apparatus of the present invention estimates a channel impulse response based on path information extracted by the path extraction unit and the path extraction unit. A MIMO receiving apparatus including a response estimation unit, wherein the number of path extraction units is smaller than that of a channel impulse response estimation unit.

（２）また、本発明の受信装置は、上述の受信装置であって、１つの受信アンテナの受信信号に含まれる送信ストリームの内の１つを用いてパス抽出を行い、他のストリームはそのパス情報を用いてチャネルインパルス応答を推定することを特徴とする。 (2) The receiving apparatus of the present invention is the above-described receiving apparatus, and performs path extraction using one of the transmission streams included in the reception signal of one receiving antenna, and the other streams A channel impulse response is estimated using path information.

（３）また、本発明の受信装置は、上述の受信装置であって、全ての受信アンテナの受信信号に含まれる１つの送信ストリームのうち、１つの受信アンテナを用いてパス抽出を行い、他のアンテナの該当ストリームについては、そのパス情報を用いてチャネルインパルス応答を推定することを特徴とする。 (3) Moreover, the receiving apparatus of the present invention is the above-described receiving apparatus, and performs path extraction using one receiving antenna out of one transmission stream included in the reception signals of all receiving antennas. With respect to the corresponding stream of the antenna, channel impulse response is estimated using the path information.

（４）また、本発明の受信装置は、上述の受信装置であって、全チャネルのうち、１つのチャネルを用いてパス抽出を行い、他のチャネルはそのパス情報を用いてチャネルインパルス応答を推定することを特徴とする。 (4) Moreover, the receiving apparatus of the present invention is the above-described receiving apparatus, and performs path extraction using one channel among all channels, and the other channel performs channel impulse response using the path information. It is characterized by estimating.

（５）また、本発明の受信装置は、上述の受信装置であって、全チャネルを、パス情報を共有するグループに分け、グループ内の１つのチャネルを用いてパス抽出を行い、そのパス情報を用いて他のチャネルのチャネルインパルス応答を推定することを特徴とする。 (5) Moreover, the receiving apparatus of the present invention is the above-described receiving apparatus, and divides all channels into groups sharing path information, performs path extraction using one channel in the group, and the path information. Is used to estimate the channel impulse response of other channels.

（６）また、本発明の受信装置は、上述の受信装置であって、複数のチャネルを用いて１つのパス抽出を行うことを特徴とする。 (6) Moreover, the receiving apparatus of the present invention is the above-described receiving apparatus, and is characterized by performing one path extraction using a plurality of channels.

（７）また、本発明の受信装置は、上述の受信装置であって、受信装置の移動速度が所定の閾値を上回る場合は、パス抽出部の数を増加させることを特徴とする。 (7) In addition, the receiving device of the present invention is the above-described receiving device, wherein the number of path extracting units is increased when the moving speed of the receiving device exceeds a predetermined threshold.

（８）また、本発明の受信装置は、上述の受信装置であって、信号対雑音電力比が閾値を上回る場合は、パス抽出部を動作させないことを特徴とする。 (8) Moreover, the receiving apparatus of the present invention is the above-described receiving apparatus, and is characterized in that the path extraction unit is not operated when the signal-to-noise power ratio exceeds a threshold value.

（９）また、本発明の受信装置は、上述の受信装置であって、受信装置が待機モードの場合は、パス抽出部を動作させないことを特徴とする。 (9) In addition, the receiving device of the present invention is the above-described receiving device, wherein the path extracting unit is not operated when the receiving device is in the standby mode.

（１０）本発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、本発明の受信方法は、パス抽出過程とパス抽出過程が抽出したパス情報を基にチャネルインパルス応答を推定するチャネルインパルス応答推定過程を備えるＭＩＭＯ受信方法であって、チャネルインパルス応答推定過程よりパス抽出過程の数が少ないことを特徴とする。 (10) The present invention has been made to solve the above-described problems. The reception method of the present invention is a channel extraction process for estimating a channel impulse response based on path extraction processes and path information extracted by the path extraction processes. A MIMO reception method including a response estimation process, wherein the number of path extraction processes is smaller than that of a channel impulse response estimation process.

（１１）本発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、本発明の受信プログラムは、上記（１０）に記載の受信方法をコンピュータに実行させることを特徴とする。
（追って補充） (11) The present invention has been made to solve the above-described problems, and a reception program according to the present invention causes a computer to execute the reception method described in (10) above.
(Replenished later)

本発明によれば、ＭＩＭＯ伝送の受信に際して、受信信号を取得する際の計算量を大きく削減し、回路規模を大きく削減し、装置の電力消費を大きく低減することができる。   According to the present invention, when receiving a MIMO transmission, it is possible to greatly reduce the amount of calculation when acquiring a received signal, greatly reduce the circuit scale, and greatly reduce the power consumption of the apparatus.

第１の実施形態に係る通信システムを示す。1 shows a communication system according to a first embodiment. 送信装置の構成を示す。The structure of a transmitter is shown. パイロットシンボルとデータのマッピングの例を示す。An example of pilot symbol and data mapping is shown. 受信装置の構成を示す。The structure of a receiver is shown. 伝搬路推定部の構成を示す。The structure of a propagation path estimation part is shown. 受信装置が受信する受信信号を簡略化して示す。The reception signal which a receiving apparatus receives is simplified and shown. パス抽出部の構成を示す。The structure of a path | pass extraction part is shown. パス抽出の処理を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the process of path | pass extraction. ＣＩＲ推定部の構成を示す。The structure of a CIR estimation part is shown. ＣＩＲ推定部の処理を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the process of a CIR estimation part. 受信装置の動作を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows operation | movement of a receiver. 第２の実施形態の受信装置の構成を示す。The structure of the receiver of 2nd Embodiment is shown. 伝搬路推定部の構成を示す。The structure of a propagation path estimation part is shown. 受信装置の動作を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows operation | movement of a receiver. 第３の実施形態に係る通信システムを示す。The communication system which concerns on 3rd Embodiment is shown. 受信装置の構成を示す。The structure of a receiver is shown. 伝搬路推定部の構成を示す。The structure of a propagation path estimation part is shown. 受信装置の動作を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows operation | movement of a receiver. 変形例の伝搬路推定部の構成を示す。The structure of the propagation path estimation part of a modification is shown. パス抽出部の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of a path | pass extraction part. パス抽出の処理を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the process of path | pass extraction. マルチパスの影響を示す図である。It is a figure which shows the influence of multipath.

＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る無線通信システム１の概要を示す図である。
無線通信システム１は、送信装置１ａおよび受信装置１ｂを備える。送信装置１ａは、例えば、移動通信システムの基地局（「基地局装置」と言うことがある。）であり、受信装置１ｂは、当該システムの端末（「端末装置」、「移動局」または「移動局装置」と言うことがある。）である。その代わりに、送信装置１ａは、移動通信システム１の端末であり、受信装置１ｂは、当該システムの基地局であってもよい。
送信装置１ａは、Ｔ個の送信アンテナ１ａ−１〜１ａ−Ｔを備え、そして受信装置１ｂは、Ｒ個の受信アンテナ１ｂ−１〜１ｂ−Ｒを備える。したがって、無線通信システム１は、Ｔ×Ｒ ＭＩＭＯ、特に、Ｔ×Ｒのシングルユーザー ＭＩＭＯを構成する。なお、ＭＩＭＯのことを「マイモ」と言うことがある。
無線通信システム１は、送信アンテナの数がＴ＝２で受信アンテナの数がＲ＝２の２×２ ＭＩＭＯであってもよいし、送信アンテナの数がＴ＝４で受信アンテナの数がＲ＝４の４×４ ＭＩＭＯであってもよいし、または送信アンテナの数がＴ＝８で受信アンテナの数がＲ＝８の８×８ ＭＩＭＯであってもよい。 <First Embodiment>
FIG. 1 is a diagram showing an overview of a wireless communication system 1 according to the first embodiment of the present invention.
The wireless communication system 1 includes a transmission device 1a and a reception device 1b. The transmission device 1a is, for example, a base station of a mobile communication system (sometimes referred to as a “base station device”), and the reception device 1b is a terminal (“terminal device”, “mobile station”, or “ Mobile station apparatus ”). Instead, the transmission device 1a may be a terminal of the mobile communication system 1, and the reception device 1b may be a base station of the system.
The transmission apparatus 1a includes T transmission antennas 1a-1 to 1a-T, and the reception apparatus 1b includes R reception antennas 1b-1 to 1b-R. Therefore, the wireless communication system 1 constitutes T × R MIMO, in particular, T × R single-user MIMO. Note that MIMO is sometimes referred to as “Mimo”.
The radio communication system 1 may be 2 × 2 MIMO in which the number of transmission antennas is T = 2 and the number of reception antennas is R = 2, or the number of transmission antennas is T = 4 and the number of reception antennas is R. 4 × 4 MIMO with 4 = 4, or 8 × 8 MIMO with T = 8 transmit antennas and R = 8 receive antennas.

図２は、送信装置１ａの構成を示す概略ブロック図である。
送信装置１ａは、パイロット生成部２０１−ｔ、符号部２０２−ｔ、変調部２０３−ｔ、マッピング部２０４−ｔ、ＩＦＦＴ部２０５−ｔ、ＧＩ挿入部２０６−ｔおよび送信部２０７−ｔを備える。ここで、ｔ＝１、２、・・・、Ｔである。図２では、送信アンテナ１ａ−ｔを併せて示す。図２では、ｔ＝１、ｔ＝２、ｔ＝Ｔの３つの場合のみを簡略化して示す。 FIG. 2 is a schematic block diagram illustrating the configuration of the transmission device 1a.
The transmission apparatus 1a includes a pilot generation unit 201-t, an encoding unit 202-t, a modulation unit 203-t, a mapping unit 204-t, an IFFT unit 205-t, a GI insertion unit 206-t, and a transmission unit 207-t. . Here, t = 1, 2,..., T. In FIG. 2, the transmission antennas 1a-t are also shown. In FIG. 2, only three cases of t = 1, t = 2, and t = T are shown in a simplified manner.

パイロット生成部２０１−ｔは、パイロットシンボル（または「パイロット信号系列」であってもよい。）を生成し、マッピング部２０４−ｔに出力する。
符号部２０２−ｔには、送信する情報ビットが入力する。送信する情報ビットのことを「データ」と言うことがある。
符号部２０２−ｔは、この情報ビットを、畳込み符号、ターボ符号、ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check; 低密度パリティ検査）符号などの誤り訂正符号を用いて、符号化し、符号化ビットを生成する。符号部２０２−ｔは、生成した符号化ビットを変調部２０３−ｔに出力する。
変調部２０３−ｔは、符号化ビットを、ＰＳＫ（Phase Shift Keying; 位相変調）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation; 直交振幅変調）などの変調方式を用いて変調して、変調シンボルを生成する。
変調部２０３−ｔは、生成した変調シンボルをマッピング部２０４−ｔに出力する。 Pilot generating section 201-t generates a pilot symbol (or may be a “pilot signal sequence”) and outputs the pilot symbol to mapping section 204-t.
Information bits to be transmitted are input to the encoding unit 202-t. Information bits to be transmitted are sometimes referred to as “data”.
The encoding unit 202-t encodes this information bit using an error correction code such as a convolutional code, a turbo code, or an LDPC (Low Density Parity Check) code to generate a coded bit. . The encoding unit 202-t outputs the generated encoded bits to the modulation unit 203-t.
The modulation unit 203-t modulates the coded bits using a modulation scheme such as PSK (Phase Shift Keying) or QAM (Quadrature Amplitude Modulation) to generate a modulation symbol.
The modulation unit 203-t outputs the generated modulation symbol to the mapping unit 204-t.

マッピング部２０４−ｔは、パイロット生成部２０１−ｔが出力するパイロットシンボルおよび変調部２０３−ｔが出力する変調シンボルを、予め定められたマッピング情報に基づいて複数のリソースエレメントにマッピングして、周波数領域の信号を生成する。マッピング部２０４−ｔは、生成した周波数領域の信号をＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）部２０５−ｔに出力する。
なお、リソースエレメントとは、送信装置１ａが送信する１個のフレームにおいて、周波数軸上の１つのサブキャリアと時間軸上の１つのシンボル区間とから成る単位である。
マッピング情報は、送信装置１ａが決定し、送信装置１ａから受信装置１ｂへ予め通知される。マッピング情報は、受信装置１ｂが決定して、このマッピング情報を送信装置１ａへ通知してもよい。 The mapping unit 204-t maps the pilot symbols output from the pilot generation unit 201-t and the modulation symbols output from the modulation unit 203-t to a plurality of resource elements based on predetermined mapping information. Generate a region signal. The mapping unit 204-t outputs the generated frequency domain signal to an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) unit 205-t.
The resource element is a unit composed of one subcarrier on the frequency axis and one symbol section on the time axis in one frame transmitted by the transmission apparatus 1a.
The mapping information is determined by the transmission device 1a and is notified in advance from the transmission device 1a to the reception device 1b. The mapping apparatus may determine the mapping information and notify the mapping apparatus 1a of the mapping information.

図３は、送信アンテナ数ＴがＴ＝４である場合であって、アンテナ１〜４から４ストリームを送信するときに、パイロットシンボルとデータと、をマッピング部２０４−ｔにおいてマッピングする際の４つのマッピング図を示す。なお、ストリームの数のことを「レイヤ数」または「ランク数」と言うことがある。
アンテナ１〜４の系列の各マッピング図において、横軸は時間軸であり、縦軸は周波数軸である。横軸には、１４個のシンボル区間を示し、縦軸には１２個のサブキャリアを示す。各シンボル区間の各サブキャリアを示す四角（□）が、リソースエレメントを表す。
白い四角のリソースエレメントには、データが割り当てられ、点でハッチングした四角のリソースエレメントには、パイロットシンボルが割り当てられる。斜線でハッチングした四角のリソースエレメントは、ヌル（データおよびパイロットシンボルの両方が割り当てられないこと）を表す。
１つのＦＦＴ区間において、或るストリームでパイロットシンボルを挿入するリソースエレメントについては、他のストリームにおいてはヌルとすることで、ストリーム毎のパイロットサブキャリアにおける周波数応答の推定を可能にする。なお、パイロットサブキャリアとは、パイロットシンボルが挿入されるリソースエレメントのことである。 FIG. 3 shows a case where the number T of transmission antennas is T = 4, and when 4 streams are transmitted from the antennas 1 to 4, the pilot symbols and data are mapped by the mapping unit 204-t in 4. Two mapping diagrams are shown. Note that the number of streams may be referred to as “number of layers” or “number of ranks”.
In each mapping diagram of the series of antennas 1 to 4, the horizontal axis is the time axis, and the vertical axis is the frequency axis. The horizontal axis represents 14 symbol intervals, and the vertical axis represents 12 subcarriers. A square (□) indicating each subcarrier in each symbol section represents a resource element.
Data is assigned to white square resource elements, and pilot symbols are assigned to square resource elements hatched with dots. Square resource elements hatched with diagonal lines represent nulls (both data and pilot symbols are not allocated).
In one FFT interval, a resource element in which a pilot symbol is inserted in a certain stream is set to be null in another stream, thereby enabling estimation of a frequency response in a pilot subcarrier for each stream. A pilot subcarrier is a resource element into which a pilot symbol is inserted.

図２に戻って、ＩＦＦＴ部２０５−ｔは、マッピング部２０４−ｔから入力される周波数領域の信号を周波数−時間変換し、時間領域の信号を生成する。ここで、ＩＦＦＴを行う単位の時間区間をＦＦＴ区間と言う。ＩＦＦＴ部２０５−ｔは、生成した時間領域の信号をＧＩ挿入部２０６−ｔに出力する。
ＧＩ挿入部２０６−ｔは、ＩＦＦＴ部２０５−ｔが出力する時間領域の信号に対して、ＦＦＴ区間の信号毎にガードインターバルを付加する。ガードインターバルとは、ＦＦＴ区間の信号の後方の一部を複製したものを、ＦＦＴ区間の信号の前方に付加した部分を言う。ガードインターバルのことを「ＧＩ」と言うことがある。
ＦＦＴ区間と、ガードインターバルの時間区間（「ＧＩ区間」と言うことがある。）とを合わせて、ＯＦＤＭシンボル区間と言う。また、ＯＦＤＭシンボル区間の信号をＯＦＤＭシンボルと言う。ＧＩ挿入部２０６−ｔは、ガードインターバルを付加した信号を送信部２０７−ｔに出力する。 Returning to FIG. 2, the IFFT unit 205-t performs frequency-time conversion on the frequency domain signal input from the mapping unit 204-t to generate a time domain signal. Here, a unit time interval for performing IFFT is referred to as an FFT interval. The IFFT unit 205-t outputs the generated time domain signal to the GI insertion unit 206-t.
The GI insertion unit 206-t adds a guard interval for each signal in the FFT interval to the time domain signal output from the IFFT unit 205-t. The guard interval is a portion obtained by duplicating a part of the rear part of the signal in the FFT section and adding it in front of the signal in the FFT section. The guard interval is sometimes referred to as “GI”.
The FFT interval and the time interval of the guard interval (sometimes referred to as “GI interval”) are collectively referred to as an OFDM symbol interval. A signal in the OFDM symbol section is called an OFDM symbol. The GI insertion unit 206-t outputs a signal with the guard interval added to the transmission unit 207-t.

送信部２０７−ｔは、ＧＩ挿入部２０６−ｔが出力する信号をディジタル−アナログ変換（「Ｄ／Ａ変換」と言うことがある。）し、変換したアナログ信号を波形整形する。また、送信部２０７−ｔは、波形整形した信号をベースバンドから無線周波数帯にアップコンバートし、次に送信アンテナ１ａ−ｔから受信装置１ｂへ無線波として送信する。   The transmission unit 207-t performs digital-analog conversion (sometimes referred to as “D / A conversion”) on the signal output from the GI insertion unit 206-t, and shapes the waveform of the converted analog signal. Further, the transmission unit 207-t up-converts the waveform-shaped signal from the baseband to the radio frequency band, and then transmits the signal as a radio wave from the transmission antenna 1a-t to the reception device 1b.

図４は、本発明の第１の実施形態に係る受信装置１ｂの構成を示す概略ブロック図である。
図４において、受信装置１ｂは、受信部４０２−ｒ、ＧＩ除去部４０３−ｒ、ＦＦＴ部４０４−ｒ、デマッピング部４０５−ｒ、伝搬路推定部４０６、ＭＩＭＯ検出部４０７および復号部４０８−ｔを備える。ここで、ｒ＝１、２、・・・、Ｒである。ｔ＝１、２、・・・、Ｔである。図４では、受信アンテナ１ｂ−ｒをも併せて示す。図４では、ｒ＝１、ｒ＝２、ｒ＝Ｒの３つの場合、およびｔ＝１、ｔ＝２、ｔ＝Ｔの３つの場合のみを簡略化して示す。 FIG. 4 is a schematic block diagram showing the configuration of the receiving device 1b according to the first embodiment of the present invention.
In FIG. 4, the receiving apparatus 1b includes a receiving unit 402-r, a GI removing unit 403-r, an FFT unit 404-r, a demapping unit 405-r, a propagation path estimating unit 406, a MIMO detecting unit 407, and a decoding unit 408-. t. Here, r = 1, 2,..., R. t = 1, 2,... In FIG. 4, the receiving antenna 1b-r is also shown. In FIG. 4, only three cases of r = 1, r = 2, r = R and three cases of t = 1, t = 2, and t = T are shown in a simplified manner.

受信部４０２−ｒは、送信装置１ａが送信した送信信号を、受信アンテナ１ｂ−ｒを介して受信する。この送信信号は、Ｔ個のストリームから成る。受信部４０２−ｒは、受信した信号に対して、ベースバンドへの周波数変換を行い、次にアナログ−ディジタル変換（「Ａ／Ｄ変換」と言うことがある。）を行ってから、ＧＩ除去部４０３−ｒに出力する。
ＧＩ除去部４０３−ｒは、受信部４０２−ｒから入力される信号からＧＩを除去し、ＧＩを除去した信号をＦＦＴ部４０４−ｒに出力する。
ＦＦＴ部４０４−ｒは、ＧＩ除去部４０３−ｒが出力する時間領域の信号に対して時間−周波数変換を行い、変換した周波数領域の信号をデマッピング部４０５−ｒに出力する。
デマッピング部４０５−ｒは、この周波数領域の信号を、パイロットシンボルとデータとに分離する。デマッピング部４０５−ｒは、分離したデータをＭＩＭＯ検出部４０７に出力し、そして分離したパイロットシンボルを伝搬路推定部４０６に出力する。 The reception unit 402-r receives the transmission signal transmitted by the transmission device 1a via the reception antenna 1b-r. This transmission signal consists of T streams. The receiving unit 402-r performs frequency conversion to the baseband on the received signal, then performs analog-digital conversion (sometimes referred to as “A / D conversion”), and then performs GI removal. Output to the unit 403-r.
The GI removing unit 403-r removes the GI from the signal input from the receiving unit 402-r, and outputs the signal from which the GI has been removed to the FFT unit 404-r.
The FFT unit 404-r performs time-frequency conversion on the time domain signal output from the GI removal unit 403-r, and outputs the converted frequency domain signal to the demapping unit 405-r.
The demapping unit 405-r separates this frequency domain signal into pilot symbols and data. Demapping section 405-r outputs the separated data to MIMO detection section 407, and outputs the separated pilot symbols to propagation path estimation section 406.

図５は、伝搬路推定部４０６の構成を示す概略ブロック図である。
伝搬路推定部４０６は、ＣＦＲ推定部５０１−ｒ、チャネル選択部５０２−ｒ、パス抽出部５０３−ｒ、ＣＩＲ推定部５０４−ｒおよびＦＦＴ部５０５−ｔ−ｒを備える。ＣＦＲ推定部のことを「周波数応答推定部」と言うことがある。また、ＣＩＲ推定部のことを「チャネルインパルス応答推定部」と言うことがある。なお、図５には、デマッピング部４０５−ｒおよびＭＩＭＯ検出部４０７を併せて示す。 FIG. 5 is a schematic block diagram illustrating the configuration of the propagation path estimation unit 406.
The propagation path estimation unit 406 includes a CFR estimation unit 501-r, a channel selection unit 502-r, a path extraction unit 503-r, a CIR estimation unit 504-r, and an FFT unit 505-tr. The CFR estimator may be referred to as a “frequency response estimator”. Further, the CIR estimation unit may be referred to as a “channel impulse response estimation unit”. In FIG. 5, the demapping unit 405-r and the MIMO detection unit 407 are shown together.

ＣＦＲ推定部５０１−ｒは、デマッピング部４０５−ｒが出力するパイロットシンボルを用いて、パイロットサブキャリアの周波数応答を推定する。ＣＦＲ推定部５０１−ｒは、ｒ番目の受信アンテナにおける受信信号に含まれるＴ個のストリームすべてに対して、周波数応答推定値を算出する。ＣＦＲ推定部５０１−ｒは、Ｔ個の周波数応答推定値をチャネル選択部５０２−ｒに出力する。
チャネル選択部５０２−ｒは、ＣＦＲ推定部４０１−ｒが出力するＴ個の周波数応答推定値のうち、最も良いと判断した一つの周波数応答推定値を選択して、この選択した１つの周波数応答推定値をパス抽出部５０３−ｒに出力する。
チャネル選択部５０２−ｒの動作の詳細は、後述する。
また、チャネル選択部５０２−ｒは、選択しなかった周波数応答推定値をＣＩＲ推定部５０４−ｒに出力する。この選択しなかった周波数応答推定値は、（Ｔ-１）個ある。 The CFR estimator 501-r estimates the frequency response of pilot subcarriers using the pilot symbols output from the demapping unit 405-r. The CFR estimator 501-r calculates frequency response estimation values for all T streams included in the received signal at the r-th receiving antenna. CFR estimation section 501-r outputs T frequency response estimation values to channel selection section 502-r.
The channel selection unit 502-r selects one frequency response estimation value determined to be the best from the T frequency response estimation values output by the CFR estimation unit 401-r, and selects the selected one frequency response. The estimated value is output to the path extraction unit 503-r.
Details of the operation of the channel selector 502-r will be described later.
Further, the channel selection unit 502-r outputs the frequency response estimation value that has not been selected to the CIR estimation unit 504-r. There are (T-1) frequency response estimation values not selected.

パス抽出部５０３−ｒは、チャネル選択部５０２−ｒが出力する周波数応答推定値を用いて、パス抽出を行う。パス抽出部５０３−ｒの動作の詳細は、後述する。
パス抽出部５０３−ｒは、抽出したパス情報（「パス番号」とか「遅延数」とかと言うことがある。）をＣＩＲ推定部５０４−ｒに出力する。また、パス抽出部５０３−ｒは、チャネル選択部５０２−ｒから受け取った一つの周波数応答推定値を、そのままＣＩＲ推定部５０４−ｒに出力する。 The path extraction unit 503-r performs path extraction using the frequency response estimation value output from the channel selection unit 502-r. Details of the operation of the path extraction unit 503-r will be described later.
The path extraction unit 503-r outputs the extracted path information (sometimes referred to as “path number” or “delay number”) to the CIR estimation unit 504-r. In addition, the path extraction unit 503-r outputs one frequency response estimation value received from the channel selection unit 502-r to the CIR estimation unit 504-r as it is.

ＣＩＲ推定部５０４−ｒは、チャネル選択部５０２−ｒとパス抽出部５０３−ｒとから受け取った全体でＴ個の周波数応答推定値と、パス抽出部５０２−ｒから受け取ったパス情報とを用いて、Ｔ個のチャネルインパルス応答を推定する。周波数応答推定値は周波数の関数であるが、チャネルインパルス応答は、時間の関数である。ＣＩＲ推定部５０４−ｒの動作の詳細は、後述する。なお、パス抽出部５０３−ｒは、パス抽出と同時にチャネルインパルス応答推定値を算出することができる。その場合は、算出したチャネルインパルス応答推定値をＣＩＲ推定部５０４−ｒへ送出し、ＣＩＲ推定部５０４−ｒは、このチャネルインパルス応答推定値をそのまま用いることができる。   CIR estimation section 504-r uses T frequency response estimation values received from channel selection section 502-r and path extraction section 503-r as a whole, and path information received from path extraction section 502-r. Thus, T channel impulse responses are estimated. The frequency response estimate is a function of frequency, while the channel impulse response is a function of time. Details of the operation of the CIR estimation unit 504-r will be described later. Note that the path extraction unit 503-r can calculate a channel impulse response estimated value simultaneously with path extraction. In that case, the calculated channel impulse response estimated value is sent to the CIR estimating unit 504-r, and the CIR estimating unit 504-r can use the channel impulse response estimated value as it is.

ＣＩＲ推定部５０４−ｒは、Ｔ個のチャネルインパルス応答推定値を、ＦＦＴ部５０５−ｔ−ｒに出力する。
例えば、ＣＩＲ推定部５０４−２は、送信アンテナｔ＝１に関するチャネルインパルス応答推定値をＦＦＴ部５０５−１−２に出力する。ＣＩＲ推定部５０４−２は、送信アンテナｔ＝Ｔに関するチャネルインパルス応答推定値をＦＦＴ部５０５−Ｔ−２に出力する。 The CIR estimation unit 504-r outputs T channel impulse response estimation values to the FFT unit 505-tr.
For example, the CIR estimation unit 504-2 outputs a channel impulse response estimation value related to the transmission antenna t = 1 to the FFT unit 505-1-2. CIR estimating section 504-2 outputs a channel impulse response estimated value for transmitting antenna t = T to FFT section 505-T-2.

ＦＦＴ部５０５−ｔ−ｒは、ＣＩＲ推定部５０４−ｒが出力するチャネルインパルス応答推定値に時間−周波数変換を施して、復調用周波数応答推定値に変換し、次にこのＴＲ個の復調用周波数応答推定値をＭＩＭＯ検出部４０７に出力する。   The FFT unit 505-tr performs time-frequency conversion on the channel impulse response estimated value output from the CIR estimating unit 504-r to convert it to a demodulated frequency response estimated value, and then uses the TR demodulated values. The frequency response estimation value is output to MIMO detection section 407.

図４に戻って、ＭＩＭＯ検出部４０７は、デマッピング部４０５−ｒの出力（データがマッピングされたサブキャリアの受信信号）と、伝搬路推定部４０６のＦＦＴ部５０５−ｔ−ｒが出力するＴＲ個の復調用周波数応答推定値と、を用いて、ＭＩＭＯ分離を行う。
具体的には、このＭＩＭＯ分離は、ＺＦ（Zero Forcing）基準、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）基準等を用いた線形処理とか、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）等の非線形処理とか、の公知技術を用いて行う。
この結果得られるＴ個の復調結果を、復号部４０８−ｔに出力する。 Returning to FIG. 4, MIMO detection section 407 outputs the output of demapping section 405-r (the received signal of the subcarrier to which the data is mapped) and the FFT section 505-tr of propagation path estimation section 406. MIMO separation is performed using the TR frequency response estimation values for demodulation.
Specifically, the MIMO separation uses a known technique such as linear processing using a ZF (Zero Forcing) standard, MMSE (Minimum Mean Square Error) standard, or non-linear processing such as MLD (Maximum Likelihood Detection). Do it.
The T demodulation results obtained as a result are output to decoding section 408-t.

復号部４０８−ｔは、ＭＩＭＯ検出部４０７が出力する復調結果を用いて復号を行う。具体的には、復号部４０８−ｔは、最尤復号法、最大事後確率推定（MAP; Maximum A posteriori Probability）、ｌｏｇ−ＭＡＰ、Ｍａｘ−ｌｏｇ−ＭＡＰ、ＳＯＶＡ（Soft Output Viterbi Algorithm）等を用いて、復号処理を行い、情報ビットを出力する。
なお、ＺＦ処理とかＭＭＳＥ処理とかを用いる場合は、ＭＩＭＯ検出部４０７は、ＭＩＭＯ分離と、その後の符号化ビットの対数尤度比を求める復調処理と、を行う。ＭＬＤ処理の場合は、ＭＩＭＯ分離により得られる情報は、符号化ビットの対数尤度比となり、したがって、ＭＩＭＯ検出部４０７においてＭＩＭＯ分離と復調処理とが併せて行われる。 The decoding unit 408-t performs decoding using the demodulation result output from the MIMO detection unit 407. Specifically, the decoding unit 408-t uses a maximum likelihood decoding method, maximum a posteriori probability (MAP), log-MAP, Max-log-MAP, SOVA (Soft Output Viterbi Algorithm), or the like. The decoding process is performed and information bits are output.
When ZF processing or MMSE processing is used, MIMO detection section 407 performs MIMO separation and subsequent demodulation processing for obtaining a log likelihood ratio of coded bits. In the case of MLD processing, information obtained by MIMO separation is a log likelihood ratio of coded bits, and therefore, MIMO separation and demodulation processing are performed together in MIMO detection section 407.

以下、受信装置１ｂの受信部４０２−ｒ、ＦＦＴ部４０４−ｒ、ＭＩＭＯ検出部４０７および伝播路推定部４０６の動作を、数式を交えて、さらに詳細に説明する。
まず、図４において、受信アンテナ４０１−ｒを介して受信部４０２−ｒが受信した第ｉＯＦＤＭシンボルにおける第ｋ離散時間の受信信号ｒｉ，ｋ，ｒ（ｋ＝０、１、・・・、Ｎｇ＋Ｎ−１）は、次式（１）、（２）で表される。 Hereinafter, the operations of the reception unit 402-r, the FFT unit 404-r, the MIMO detection unit 407, and the propagation path estimation unit 406 of the reception device 1b will be described in more detail using mathematical expressions.
First, in FIG. 4, the received signals r i, k, r (k = 0, 1,...) In the i- th OFDM symbol received by the receiving unit 402-r via the receiving antenna 401-r. N g + N−1) is expressed by the following formulas (1) and (2).

Figure 2013074435
Figure 2013074435

Figure 2013074435
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ここで、Ｄは、最大遅延数である。ｈｉ，ｄ，ｋ，ｒ，ｔは、第ｄ遅延パスの第ｋ離散時間における第ｔアンテナから第ｒアンテナへの複素振幅である。ｓｉ，ｋ，ｔは、第ｔ送信アンテナからの時間領域の送信信号であり、そしてＺｉ，ｋ，ｒは、時間領域の雑音である。また、Ｎは、ＦＦＴ区間のポイント数である。Ｓｉ，ｎ，ｔは、第ｎサブキャリアの第ｔアンテナからの変調シンボルである。Ｎｇは、ＧＩ区間のポイント数である。ｊは、虚数単位である。なお、各変数の添字ｉは、ＯＦＤＭシンボルが第ｉ番目のものであることを示す。 Here, D is the maximum number of delays. hi , d, k, r, and t are complex amplitudes from the t-th antenna to the r-th antenna at the k-th discrete time of the d-th delay path. s i, k, t are time domain transmission signals from the t th transmit antenna, and Z i, k, r are time domain noise. N is the number of points in the FFT interval. S i, n, t are modulation symbols from the t-th antenna of the n-th subcarrier. N g is the number of points in the GI section. j is an imaginary unit. The subscript i of each variable indicates that the OFDM symbol is the i-th symbol.

図６は、受信装置１ｂが受信する受信信号を説明する簡略化した図である。
説明を簡素化するために、ここでは、Ｔ＝Ｒ＝１で説明する。つまり、送信アンテナの個数がＴ＝１で、受信アンテナの個数がＲ＝１の場合について、説明をする。そのため、この例についての説明では、ｔとｒの添字は省略する。
図６において、上から順に直達波（「遅延数ｄ＝０の遅延波」と言うことがある。）、ｄ＝１の遅延波、ｄ＝２の遅延波およびｄ＝３の遅延波（「最大遅延数の遅延波」と言うことがある。）を示す。 FIG. 6 is a simplified diagram for explaining a reception signal received by the reception device 1b.
In order to simplify the explanation, here, T = R = 1 will be described. That is, the case where the number of transmission antennas is T = 1 and the number of reception antennas is R = 1 will be described. Therefore, in the description of this example, the subscripts t and r are omitted.
In FIG. 6, direct waves from the top (sometimes referred to as “delayed wave with delay number d = 0”), d = 1 delayed wave, d = 2 delayed wave, and d = 3 delayed wave (“ This is sometimes referred to as the “delayed wave with the maximum number of delays”).

図６において、横に８個並んだ白の四角（□）の集合は、ＦＦＴ区間を表す。また、横に２個並んだ小さな点でハッチングした四角の集合は、ガード区間ＧＩを表す。横に何個か並んだ斜線でハッチングした四角の集合は、先行または後行のＦＦＴ区間の一部分を表す。ＧＩ区間のポイント数は、Ｎｇ＝２であり、ＦＦＴ区間のポイント数は、Ｎ＝８であり、そして最大遅延数は、Ｄ＝３である。つまり、ＧＩ区間は、２つの離散時間を占有し、ＦＦＴ区間は、８つの離散時間を占有し、そしてパスは、４個である。 In FIG. 6, a set of eight white squares (□) arranged side by side represents an FFT interval. A set of squares hatched by two small dots arranged side by side represents the guard section GI. A set of squares hatched with diagonal lines arranged side by side represents a part of the preceding or succeeding FFT section. The number of points in the GI section is N g = 2, the number of points in the FFT section is N = 8, and the maximum number of delays is D = 3. That is, the GI section occupies two discrete times, the FFT section occupies eight discrete times, and there are four paths.

図６において、離散時間ｋ＝５における遅延数０〜３の４つの遅延波を、枠６０１で囲んで示す。枠６０１内の受信信号ｈｉ，０，５ｓｉ，５〜ｈｉ，３，５ｓｉ，２の和が、式（１）の左辺のｒｉ，５，ｒを表す。 In FIG. 6, four delayed waves having a delay number of 0 to 3 at a discrete time k = 5 are shown surrounded by a frame 601. The sum of the received signals h i, 0,5 s i, 5 to h i, 3,5 s i, 2 in the frame 601 represents r i, 5, r on the left side of Equation (1).

図４へ戻って、ＦＦＴ区間（図６では、離散時間ｋ＝２〜９の区間）の受信信号ｒｉ，ｋ，ｒに対して、ＦＦＴ部４０４−ｒにおいて時間−周波数変換を行った後の第ｎサブキャリアの受信信号Ｒｉ，ｎ，ｒは、次式（３）〜（５）で表される。 Returning to FIG. 4, after time-frequency conversion is performed in the FFT unit 404-r on the received signals r i, k, r in the FFT interval (interval of discrete time k = 2 to 9 in FIG. 6). The received signals R i, n, r of the n-th subcarrier are expressed by the following equations (3) to (5).

Figure 2013074435
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Figure 2013074435
Figure 2013074435

Figure 2013074435
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ここで、Ｈｉ，ｎ，ｒ，ｔは、第ｉシンボルにおける第ｎサブキャリアの第ｔ送信アンテナから第ｒ受信アンテナへの周波数応答である。Ｚ’ｉ，ｎ，ｒは、シンボル間干渉（ISI; Inter Symbol Interference）およびキャリア間干渉（ICI; Inter Carrier Interference）の和である。Ｚｉ，ｎ，ｒは、周波数領域の雑音である。なお、最大遅延数Ｄの場合の遅延時間がＧＩ区間Ｎｇを超えず、ＯＦＤＭシンボル内での伝搬路変動が無い場合（すなわち、ｈｉ，ｄ，ｋ，ｒ，ｔ＝ｈｉ，ｄ，ｒ，ｔと書ける場合）は、Ｚ’ｉ，ｎ，ｒはゼロになる。
なお、max(Ng,d)は、Ｎｇとｄのうち、大きい方という意味である。しあがって、ｄ≦Ｎｇ、すなわち、遅延数がGI長以内のパスについては、ｋ＝ＮｇからＮｇ＋Ｎ−１までの和となる。ｄ＞ＮｇのGI超えパスについては、ｋ＝ｄからＮｇ＋Ｎ−１までの和となる。
伝搬路推定部４０６の動作の詳細は、後述する。
次に、復調用周波数応答推定値が得られているものとして、ＭＩＭＯ検出部４０７の説明を行う。なお、復調用周波数応答推定値については、既に、伝搬路推定部４０６の詳細を示す図５に関連して言及した。 Here, Hi, n, r, and t are frequency responses from the t-th transmitting antenna to the r-th receiving antenna of the n-th subcarrier in the i-th symbol. Z ′ i, n, r is the sum of inter symbol interference (ISI) and inter carrier interference (ICI). Z i, n, r is noise in the frequency domain. Note that the delay time in the case of the maximum delay number D does not exceed the GI interval N g and there is no propagation path variation in the OFDM symbol (that is, hi , d, k, r, t = hi , d, Z ′ i, n, r is zero when r, t can be written).
Note that max (Ng, d) means the larger of Ng and d. Accordingly, d ≦ Ng, that is, for a path whose delay number is within the GI length, the sum is from k = Ng to Ng + N−1. For a GI exceeding path where d> Ng, the sum is from k = d to Ng + N−1.
Details of the operation of the propagation path estimation unit 406 will be described later.
Next, the MIMO detection unit 407 will be described assuming that a demodulation frequency response estimation value is obtained. Note that the demodulation frequency response estimation value has already been described in relation to FIG. 5 showing the details of the propagation path estimation unit 406.

ＭＩＭＯ検出部４０７では、例えばＭＭＳＥ規範のＭＩＭＯ分離を用いる場合、復調シンボルＳ’ｉ，ｎ，ｔは、次式（６）、（７）のようになる。 In the MIMO detection unit 407, for example, when MIMO separation based on the MMSE standard is used, demodulated symbols S ′ i, n, t are expressed by the following equations (6) and (7).

Figure 2013074435
Figure 2013074435

Figure 2013074435
Figure 2013074435

ただし、Ｒｉ，ｎ，ｒは、第ｎサブキャリアの受信信号であって、式（３）で示されるものである。Ｈｉ，ｎは、Ｒ×Ｔの行列であり、その要素であるＨ’’ｉ，ｎ，ｒ，ｔは、後述する伝播路推定部４０６における伝搬路推定処理で得られるＴＲ個の復調用周波数応答推定値である。行列（またはベクトル）Ｘに対して、ＸＴは、Ｘの転置を表す。
σ２は、雑音ならびにＩＳＩおよびＩＣＩの電力である。
また、ＭＩＭＯ検出部４０７では、上記の復調シンボルＳ’ｉ，ｎ，ｔを用いてビット対数尤度比を算出する処理を行う。この処理には、等価振幅利得が用いられる。
具体的には、ＱＰＳＫ（４相位相変調）の場合、次式（８）で表される第ｎサブキャリアの等価振幅利得μｉ，ｎ，ｔに対して、ビット対数尤度比λは、次式（９）、（１０）で表される。 Here, R i, n, r are received signals of the n-th subcarrier, and are represented by Expression (3). H i, n is an R × T matrix, and its element H ″ i, n, r, t is for TR demodulation obtained by the channel estimation process in the channel estimation unit 406 described later. Frequency response estimate. For matrices (or vectors) X, X T represents a transpose of X.
σ 2 is noise and ISI and ICI power.
Also, the MIMO detection unit 407 performs a process of calculating a bit log likelihood ratio using the demodulated symbols S ′ i, n, t described above. For this process, an equivalent amplitude gain is used.
Specifically, in the case of QPSK (4-phase phase modulation), the bit log likelihood ratio λ is equal to the equivalent amplitude gain μ i, n, t of the n-th subcarrier expressed by the following equation (8): It represents with following Formula (9) and (10).

Figure 2013074435
Figure 2013074435

ただし、式（８）のｄｉａｇは、行列の対角要素を縦に並べたベクトルを生成する演算子である。
ここで、式（９）は、ＱＰＳＫの１ビット目のビットｂｉ，ｎ，ｔ，０のビット対数尤度比λ（ｂｉ，ｎ，ｔ，０）である。式（１０）は、ＱＰＳＫの２ビット目のビットｂｉ，ｎ，ｔ，１のビット対数尤度比λ（ｂｉ，ｎ，ｔ，１）である。 However, “diag” in Expression (8) is an operator that generates a vector in which diagonal elements of a matrix are arranged vertically.
Here, Equation (9) is the bit log likelihood ratio λ (b i, n, t, 0 ) of the first bit b i, n, t, 0 of QPSK. Equation (10) is the bit log likelihood ratio λ (b i, n, t, 1 ) of the second bit b i, n, t, 1 of QPSK.

Figure 2013074435
Figure 2013074435

Figure 2013074435
Figure 2013074435

次に、再び図５を参照して、伝搬路推定部４０６の説明を詳細に行う。
ＣＦＲ推定部５０１−ｒは、デマッピング部４０５−ｒから出力されるパイロットサブキャリアの受信信号を用いて、パイロットサブキャリアの周波数応答推定値を算出する。具体的には、パイロットサブキャリアの周波数応答推定値は、受信信号を既知のパイロットシンボルで除算することによって得られる。
なお、図３のようなパイロットシンボルの配置の場合、或る送信アンテナのパイロットシンボルが挿入されているサブキャリアにおいて、他の送信アンテナの信号はヌルであるので、周波数応答推定値Ｈ’ｉ，ｎ，ｒ，ｔ（ｔ＝１，・・・，Ｔ）は、次式に示すように、式（３）のＲｉ，ｎ，ｒを式（３）の右辺で用いるＳｉ，ｎ，ｔで除算する演算によって、得ることができる。 Next, the propagation path estimation unit 406 will be described in detail with reference to FIG. 5 again.
The CFR estimator 501-r calculates the pilot subcarrier frequency response estimation value using the pilot subcarrier received signal output from the demapping unit 405-r. Specifically, the frequency response estimate of the pilot subcarrier is obtained by dividing the received signal by a known pilot symbol.
In the case of the pilot symbol arrangement as shown in FIG. 3, since the signals of the other transmission antennas are null in the subcarrier in which the pilot symbol of a certain transmission antenna is inserted, the frequency response estimation value H ′ i, n, r, t (t = 1,..., T) are expressed as follows , where R i, n, r in the expression (3) is used on the right side of the expression (3) . It can be obtained by an operation dividing by t .

Figure 2013074435
Figure 2013074435

なお、式（１１）の周波数応答推定値Ｈ’ｉ，ｎ，ｒ，ｔおよび式（７）右辺の周波数応答推定値Ｈ‘’ｉ，ｎ，ｒ，ｔは、パイロットサブキャリアにおいて、後者が前者よりも周波数領域の雑音の影響が低減されている点を除けば、同一である。 The frequency response estimate H of the formula (11) 'i, n, r, t and (7) the right-hand side of the frequency response estimate H''i, n, r , t , in the pilot subcarriers, the latter It is the same except that the influence of noise in the frequency domain is reduced as compared with the former.

チャネル選択部５０２−ｒでは、ＣＦＲ推定部５０１−ｒから入力されるＴ個の周波数応答推定値Ｈ’ｉ，ｎ，ｒ，ｔ（ｔ＝１，・・・，Ｔ）のうち、最も良いものを選択する。具体的には、例えば、電力の合計値Ｐｉ，ｒ，ｔが最も大きくなるものを選択する。なお、このとき算出した電力の平均値からパイロットシンボルの電力を減算したものを雑音電力とし、この雑音電力をＭＩＭＯ検出部４０７で用いる。 The channel selection unit 502-r is the best of the T frequency response estimation values H ′ i, n, r, t (t = 1,..., T) input from the CFR estimation unit 501-r. Choose one. Specifically, for example, the power having the largest total value P i, r, t is selected. Note that the noise power is obtained by subtracting the pilot symbol power from the power average value calculated at this time, and this noise power is used in the MIMO detection section 407.

Figure 2013074435
Figure 2013074435

ただし、ｎａはａ番目のパイロットサブキャリアを表し、ＮＰはパイロットサブキャリアの数である。ａ＝０、・・・、Ｎｐ−１である。
また、これらのチャネル選択およびパス抽出の処理は一定間隔で更新すればよく、例えば、図３において１４個のＯＦＤＭシンボルが描かれているが、１つ目のＯＦＤＭシンボルで行い、残りの１３個のＯＦＤＭシンボルでは１つ目のＯＦＤＭシンボルにおけるパス抽出結果を用いるようにしてもよい。続いて受信される次の１４個のＯＦＤＭシンボルにおいても同様の動作を行うようにすればよい。なお、1つ目のＯＦＤＭシンボルではｔ＝３、４のパイロットサブキャリアが存在しないが、２つ目のＯＦＤＭシンボルのものを代用するようにしてもよいし、１４個のＯＦＤＭシンボルの間は伝搬路変動はないとして、全てのパイロットサブキャリアを用いてもよい。 However, n a represents the a-th pilot subcarriers, N P is the number of pilot subcarriers. a = 0,..., Np-1.
These channel selection and path extraction processes may be updated at regular intervals. For example, 14 OFDM symbols are drawn in FIG. 3, but the first OFDM symbol is used, and the remaining 13 In the OFDM symbol, the path extraction result in the first OFDM symbol may be used. The same operation may be performed for the next 14 OFDM symbols received subsequently. Note that t = 3 and 4 pilot subcarriers do not exist in the first OFDM symbol, but the second OFDM symbol may be used instead, and propagation may occur between the 14 OFDM symbols. All pilot subcarriers may be used on the assumption that there is no path variation.

パス抽出部５０３−ｒでは、チャネル選択部５０２−ｒから１つの周波数応答推定値が入力される。この周波数応答推定値は、複数のパスを含む。パス抽出部５０３−ｒは、この複数のパスから一つ又は若干のパスを抽出する。   In the path extraction unit 503-r, one frequency response estimation value is input from the channel selection unit 502-r. This frequency response estimation value includes a plurality of paths. The path extraction unit 503-r extracts one or some paths from the plurality of paths.

図７は、パス抽出部５０３−ｒの構成を示す概略的ブロック図である。
パス抽出部５０３−ｒは、伝搬路適合度算出部７０１、不要候補パス除去部７０２、判断部７０３およびパス決定部７０４を備える。なお、図７には、チャネル選択部５０２−ｒおよびＣＩＲ推定部５０４−ｒを併せて示す。また、パス抽出部５０３−ｒは、一次記憶場所(図面を見やすくするために図示せず)として、「選択したパス（selected_path）」、「候補パス（candidate_path）」、「１つ前の伝搬路適合度（channel_match_prev）」、「伝搬路適合度（channel_match）」および「伝搬路（channel）」を備える。 FIG. 7 is a schematic block diagram illustrating the configuration of the path extraction unit 503-r.
The path extraction unit 503-r includes a propagation path fitness calculation unit 701, an unnecessary candidate path removal unit 702, a determination unit 703, and a path determination unit 704. In FIG. 7, a channel selection unit 502-r and a CIR estimation unit 504-r are shown together. In addition, the path extraction unit 503-r uses “selected path (selected_path)”, “candidate path (candidate_path)”, “previous propagation path” as primary storage locations (not shown for easy viewing). “Compatibility (channel_match_prev)”, “propagation channel match (channel_match)”, and “propagation channel (channel)”.

伝搬路適合度算出部７０１、不要候補パス除去部７０２および判断部７０３は、縦続に接続される。
伝搬路適合度算出部７０１には、既述のように、チャネル選択部５０２−ｒから、選択された１つのストリームにおける周波数応答推定値が入力される。この周波数応答推定値は、既述のように、複数のパスを含む。 The propagation path adaptability calculation unit 701, the unnecessary candidate path removal unit 702, and the determination unit 703 are connected in cascade.
As described above, the channel response calculation unit 701 receives the frequency response estimation value in one selected stream from the channel selection unit 502-r. This frequency response estimation value includes a plurality of paths as described above.

伝搬路適合度算出部７０１は、「候補パス（candidate_path）」の要素と、パス決定部７０４から入力された「選択したパス（selected_path）」の要素と、に基づいて、チャネルインパルス応答を推定し、次いで、各場合の伝搬路適合度を計算して、「伝搬路適合度（channel_match）」に保存する。伝搬路適合度の算出の詳細は、後述する。   The propagation path fitness calculation unit 701 estimates the channel impulse response based on the element of “candidate_path” and the element of “selected path (selected_path)” input from the path determination unit 704. Next, the channel matching degree in each case is calculated and stored in “channel matching (channel_match)”. Details of the calculation of the propagation path suitability will be described later.

伝搬路適合度算出部７０１は、算出した伝搬路適合度を不要候補パス除去部７０２に出力する。
不要候補パス除去部７０２は、入力された伝搬路適合度を「１つ前の伝搬路適合度（channel_match_prev）」の要素と比較して、前者が後者より小さい場合は、その小さな伝搬路適合度を「伝搬路適合度（channel_match_prev）」の内容から削除する。また、不要候補パス除去部７０２は、その小さな伝播路適合度に対応する「候補パス（candidate_path）」の要素も削除する。 The propagation path fitness calculation unit 701 outputs the calculated propagation path fitness to the unnecessary candidate path removal unit 702.
The unnecessary candidate path removal unit 702 compares the input channel matching degree with the element of the “preceding channel matching level (channel_match_prev)”, and if the former is smaller than the latter, the small channel matching degree Are deleted from the content of “propagation channel match (channel_match_prev)”. Further, the unnecessary candidate path removal unit 702 also deletes the element of “candidate path (candidate_path)” corresponding to the small propagation path fitness.

不要候補パス除去部７０２は、「選択したパス（selected_path）」に保存されている選択パスのパス番号を抽出して、判断部７０３に出力する。また、不要候補パス除去部７０２は、「候補パス（candidate_path）」に保存されている候補パスを抽出して、判断部７０３に出力する。
判断部７０３は、不要候補パス除去部７０２の出力に候補パスが存在しない場合、すなわち「候補パス（candidate_path）」の内容が空である場合、選択パスのパス番号をＣＩＲ推定部５０４−ｒに出力する。判断部７０３は、不要候補パス除去部７０２の出力に候補パスが存在する場合、「伝搬路適合度（channel_match）」に保存されている伝播路適合度を抽出して、パス決定部７０４へ出力する。
パス決定部７０４は、判断部７０３から入力された伝播路適合度のうち一番大きなものを選択して、「１つ前の伝搬路適合度（channel_match_prev）」に重ね書きする。したがって、「１つ前の伝搬路適合度（channel_match_prev）」に保存されている内容は、この一番大きな伝播路適合度になる。 The unnecessary candidate path removal unit 702 extracts the path number of the selected path stored in the “selected path (selected_path)” and outputs the extracted path number to the determination unit 703. The unnecessary candidate path removal unit 702 extracts candidate paths stored in the “candidate path (candidate_path)” and outputs the candidate paths to the determination unit 703.
When there is no candidate path in the output of the unnecessary candidate path removal unit 702, that is, when the content of the “candidate path (candidate_path)” is empty, the determination unit 703 sends the path number of the selected path to the CIR estimation unit 504-r. Output. When there is a candidate path in the output of the unnecessary candidate path removal unit 702, the determination unit 703 extracts the propagation path fitness stored in the “propagation channel matching (channel_match)” and outputs it to the path determination unit 704. To do.
The path determination unit 704 selects the largest one of the propagation path matching degrees input from the determination unit 703 and overwrites it on the “preceding channel matching degree (channel_match_prev)”. Therefore, the content stored in the “preceding channel matching level (channel_match_prev)” is the largest channel matching level.

パス決定部７０４は、この一番大きな伝播路適合度に対応する「伝搬路適合度（channel_match）」の要素を「選択したパス（selected_path）」に移動する。したがって、この要素は、「伝搬路適合度（channel_match）」の内容から削除される。
パス決定部７０４は、「選択したパス（selected_path）」の要素を抽出して、伝搬路適合度算出部７０１へ出力する。 The path determination unit 704 moves the element of “propagation channel match (channel_match)” corresponding to the largest propagation channel match to “selected path (selected_path)”. Therefore, this element is deleted from the content of “propagation channel match (channel_match)”.
The path determination unit 704 extracts the element of “selected path (selected_path)” and outputs the extracted element to the propagation path fitness calculation unit 701.

図８は、パス抽出部５０３−ｒにおけるパス抽出の処理を示すフローチャートである。Ｌは、パス抽出部５０３−ｒが想定する最大遅延度である。
（ステップＳ８０１）
初期値として、一次記憶場所の「選択したパス（selected_path）」を空とし、一次記憶場所の「候補パス（candidate_path）」を０〜Ｌとし、一次記憶場所の「１つ前の伝搬路適合度（channel_match_prev）」を小さい値（例えば、負の無限大）とする。また、一次記憶場所の「伝搬路適合度（channel_match）」と「伝搬路（channel）」の初期値として、任意の値（例えばゼロ）を設定する。その後、ステップＳ８０２に進む。
（ステップＳ８０２）
「選択したパス（selected_path）」に保存されているパスに、「候補パス（candidate_path）」の１つのパスを加えた場合の、チャネルインパルス応答ｈｑを推定する。この操作を複数回だけ行う。具体的には、チャネルインパルス応答ｈｑは、次式により算出する。 FIG. 8 is a flowchart showing a path extraction process in the path extraction unit 503-r. L is the maximum delay assumed by the path extraction unit 503-r.
(Step S801)
As an initial value, the “selected path (selected_path)” of the primary storage location is emptied, the “candidate_path” of the primary storage location is set to 0-L, and the “previous propagation path suitability” of the primary storage location Let (channel_match_prev) "be a small value (eg, negative infinity). Also, an arbitrary value (for example, zero) is set as an initial value of “propagation channel match (channel_match)” and “propagation channel (channel)” in the primary storage location. Thereafter, the process proceeds to step S802.
(Step S802)
The channel impulse response hq is estimated when one path of “candidate_path” is added to the path stored in “selected path (selected_path)”. This operation is performed only several times. Specifically, the channel impulse response h q is calculated by the following equation.

Figure 2013074435
Figure 2013074435

ただし、ｑは、「選択したパス（selected_path）」のパスに、「候補パス（candidate_path）」に保存されている（Ｌ＋１）個の候補パスの中で削除されていないうちの１個を、追加したパスの集合である。
ＨＰは、ＣＦＲ推定部５０１−ｒで得られる周波数応答推定値を縦に並べたベクトルであって、次式で与えられる。 However, q adds one of the (L + 1) candidate paths stored in the “candidate_path” that has not been deleted to the “selected path (selected_path)”. A set of paths.
H P is a vector obtained by arranging frequency response estimates obtained by the CFR estimator 501-r on the vertical, is given by the following equation.

Figure 2013074435
Figure 2013074435

Ｆｑは、次式で与えられるフーリエ変換行列である。 F q is a Fourier transform matrix given by the following equation.

Figure 2013074435
Figure 2013074435

ただし、ｎａは、ａ番目のパイロットサブキャリアを表す。また、ｌｂは、ｑのｂ番目の要素を表す。
次に、パス抽出部５０３−ｒは、スカラー量として表される伝搬路適合度Ｂｑを次式のように算出する。 However, n a represents an a-th pilot subcarrier. Further, l b denotes the b-th element of q.
Next, the path extraction unit 503-r calculates the propagation path fitness B q expressed as a scalar quantity as in the following equation.

Figure 2013074435
Figure 2013074435

ただし、｜ｑ｜はｑの要素数、すなわちその時点で抽出されているパス数である。ＮＰはパイロットサブキャリアの数である。
伝搬路適合度Ｂｑは、式（１３）のチャネルインパルス応答ｈｑが式（１４）の周波数応答推定値のベクトルＨＰにどれだけ適合しているかを表す量である。
なお、上式は、ベイズ情報量規準を伝搬路適合度として用いた場合の式である。
パス抽出部５０３−ｒは、このチャネルインパルス応答推定値の算出と伝搬路適合度の算出とを、候補パスの数だけ行い、この伝播路適合度を一次記憶場所の「伝搬路適合度（channel_match）」に保存する。その後、ステップＳ８０３に進む。なお、チャネルインパルス応答の推定に、ステップＳ８０５で得られるchannelの値を用いて計算量を削減してもよい。 However, | q | is the number of elements of q, that is, the number of paths extracted at that time. N P is the number of pilot sub-carriers.
Channel match value B q is an amount representing how channel impulse response h q of formula (13) is adapted much the vector H P frequency response estimate of Formula (14).
Note that the above expression is an expression when the Bayes information criterion is used as the propagation path adaptability.
The path extraction unit 503-r performs the calculation of the channel impulse response estimation value and the calculation of the channel matching degree as many as the number of candidate paths, and calculates the channel matching degree as “channel matching (channel_match) of the primary storage location. ) ". Thereafter, the process proceeds to step S803. Note that the amount of calculation may be reduced by using the channel value obtained in step S805 to estimate the channel impulse response.

（ステップＳ８０３）
ステップＳ８０３では「伝搬路適合度（channel_match）」に保存された伝搬路適合度が、「１つ前の伝搬路適合度（channel_match_prev）」に保存されているパスのみによる伝搬路適合度より小さい場合は、その小さなパスは、候補パスから除去する。すなわち、対応するパス番号を、一次記憶場所の「候補パス（candidate_path）から削除する。また、「伝搬路適合度（channel_match）」からも対応するものを削除する。その後、ステップＳ８０４に進む。
（ステップＳ８０４）
ステップＳ８０３によって候補パスが無くなった場合、すなわち一次記憶場所の「候補パス（candidate_path）」が空になった場合、処理を終了する。候補パスが残っている場合はステップＳ８０５に進む。 (Step S803)
In step S803, when the channel match stored in “channel match (channel_match)” is smaller than the channel match based only on the path stored in “previous channel match (channel_match_prev)” The small path is removed from the candidate path. That is, the corresponding path number is deleted from “candidate_path” of the primary storage location. Also, the corresponding path number is deleted from “propagation channel match (channel_match)”. Thereafter, the process proceeds to step S804.
(Step S804)
If there is no candidate path in step S803, that is, if the “candidate_path” of the primary storage location is empty, the process ends. If a candidate path remains, the process proceeds to step S805.

（ステップＳ８０５）
得られた伝搬路適合度（channel_match）のうち、最大のものに対応する「候補パス（candidate_path）」の要素を、新たな選択パスとして「選択したパス（selected_path）」に移動して保存する。したがって、その要素は、「候補パス（candidate_path）」から削除される。また、このときのチャネルインパルス応答を一次記憶場所の「チャネル（channel）」に保存する。また、このときの伝搬路適合度を、一次記憶場所の「１つ前の伝搬路適合度（channel_match_prev）」に保存する。その後、ステップＳ８０６に進む。
（ステップＳ８０６）
ステップＳ８０５によって候補パスが無くなった場合、すなわち、一時記憶場所の「候補パス（candidate_path）」が空になった場合、処理を終了する。候補パスが残っている場合はステップＳ８０２に戻る。 (Step S805)
The element of the “candidate_path” corresponding to the largest one of the obtained channel match (channel_match) is moved to the “selected path (selected_path)” as a new selected path and stored. Therefore, the element is deleted from the “candidate_path”. Further, the channel impulse response at this time is stored in the “channel” of the primary storage location. Further, the channel matching degree at this time is stored in “previous channel matching degree (channel_match_prev)” in the primary storage location. Thereafter, the process proceeds to step S806.
(Step S806)
If there is no candidate path in step S805, that is, if the “candidate_path” in the temporary storage location becomes empty, the process ends. If a candidate path remains, the process returns to step S802.

最終的に一次記憶場所の「選択したパス（selected_path）」に保存されているパス番号が選択パスであるので、これをＣＩＲ推定部５０４−ｒに出力する。
また、パス抽出を行ったチャネルに関しては、チャネルインパルス応答推定値も得られているので、これをそのままＣＩＲ推定部５０４−ｒに出力し、ＣＩＲ推定部５０４−ｒにおけるチャネルインパルス応答推定処理を１つ省略してもよい。
ＣＩＲ推定部５０４−ｒでは、チャネル選択部５０２−ｒから入力されるＴ個の周波数応答推定値とパス抽出部５０３−ｒから入力されるパス情報を用いてＴ個のチャネルインパルス応答を推定して、このＴ個のチャネルインパルス応答をＦＦＴ部５０５−ｔ−ｒに出力する。 Since the path number finally stored in the “selected path (selected_path)” of the primary storage location is the selected path, this is output to the CIR estimation unit 504-r.
Further, since the channel impulse response estimation value is also obtained for the channel from which the path has been extracted, this is output to the CIR estimation unit 504 -r as it is, and the channel impulse response estimation process in the CIR estimation unit 504 -r is 1 May be omitted.
CIR estimation section 504-r estimates T channel impulse responses using T frequency response estimation values input from channel selection section 502-r and path information input from path extraction section 503-r. The T channel impulse responses are output to the FFT unit 505-tr.

図９は、ＣＩＲ推定部５０４−ｒの構成を示す概略的ブロック図である。
ＣＩＲ推定部５０４−ｒは、重み生成部９０１−ｒ−ｔ、分配部９０２−ｒ、重み乗算部９０３−ｒ−ｔから構成される。図９では、チャネル選択部５０２−ｒ、パス抽出部５０３−ｒおよびＦＦＴ部５０５−ｔ−ｒをも併せて示す。ここでｔ＝１、２、・・・、Ｔである。図９では、ｔ＝１、ｔ＝２、ｔ＝Ｔの３つの場合を簡略化して示す。 FIG. 9 is a schematic block diagram illustrating a configuration of the CIR estimation unit 504-r.
The CIR estimation unit 504-r includes a weight generation unit 901-rt, a distribution unit 902-r, and a weight multiplication unit 903-rt. In FIG. 9, a channel selection unit 502-r, a path extraction unit 503-r, and an FFT unit 505-tr are also shown. Here, t = 1, 2,..., T. In FIG. 9, three cases of t = 1, t = 2, and t = T are shown in a simplified manner.

重み生成部９０１−ｒ−ｔは、パス抽出部５０３−ｒから入力されるパス情報ｑに基づいて、ＣＩＲ（チャネルインパルス応答）を推定するための重み行列を生成する。
具体的には、第ｔストリームの重み行列Ｗ（ｔ）は、次式（１７）で表される。 The weight generation unit 901-rt generates a weight matrix for estimating the CIR (channel impulse response) based on the path information q input from the path extraction unit 503-r.
Specifically, the weight matrix W (t) of the t-th stream is expressed by the following equation (17).

Figure 2013074435
Figure 2013074435

ここで、Ｆｑ（ｔ）は、式（１５）で表されるフーリエ変換行列Ｆｑを構成するパイロットサブキャリアｎ０、ｎ１、・・・ｎＮＰ−１を、第ｔストリームのものに置き換えた行列である。
以上の点を図３を参照して説明をする。図３のマッピング図は、送信アンテナが４個存在する例である。図３の先頭の時間の処理を考える。すなわち、４個のマッピング図の時間軸上で一番左端のシンボルについて考える。式（１７）の右辺で用いられているＦｑ（ｔ）では、ｔ＝１〜４となる。ｔ＝１の送信アンテナ１では、周波数軸上で下から０、６、１２、・・・番目のリソースエレメントにパイロットシンボルが配置される。したがって、式（１７）のＦｑ（１）というものは、式（１５）の右辺のｎ０、ｎ１、・・・、を０、６、１２、・・・にしたものである。同様にして、ｔ＝２の送信アンテナ２では、周波数軸上で下から３、９、１５、・・・番目のリソースエレメントにパイロットシンボルが配置されているから、式（１７）のＦｑ（２）というものは、式（１５）の右辺のｎ０、ｎ１、・・・、を３、９、１５、・・・にしたものである。 Here, F q (t) is the pilot subcarriers n 0 , n 1 ,..., N NP-1 constituting the Fourier transform matrix F q represented by the equation (15), and the one of the t-th stream. This is the replaced matrix.
The above points will be described with reference to FIG. The mapping diagram of FIG. 3 is an example in which there are four transmission antennas. Consider processing at the beginning of FIG. That is, consider the leftmost symbol on the time axis of the four mapping diagrams. In F q (t) used on the right side of Expression (17), t = 1 to 4. In the transmission antenna 1 at t = 1, pilot symbols are arranged in the 0th, 6th, 12th,... resource elements from the bottom on the frequency axis. Therefore, F q (1) in Expression (17) is obtained by changing n 0 , n 1 ,... On the right side of Expression (15) to 0 , 6, 12,. Similarly, in the transmission antenna 2 at t = 2, since pilot symbols are arranged in the third, ninth, fifteenth,... Resource elements from the bottom on the frequency axis, F q ( 2) is obtained by changing n 0 , n 1 ,... On the right side of the formula (15) to 3, 9, 15,.

なお、ｔ＝３、４の送信アンテナ３、４では、時間軸上で一番左端のシンボルについてはパイロットシンボルが存在せず、左端から２番目のシンボルにパイロットシンボルが存在する。この場合は、例えば、先頭のシンボルとその次のシンボルの２つの時間を同時に処理をしてもよい。この場合、先頭のシンボルとその次のシンボルでは伝搬路変動はないものと仮定し、最終的に算出される復調用周波数応答推定値もこの２つのシンボルで共有することができる。
なお、パス抽出部５０３−ｒから入力されるパス番号は、重み生成部９０１−ｒ−１〜９０１−ｒ−Ｔに共通に入力される。すなち、このパス番号の集合は、式（１７）の右辺で「ｑ」として示されている。 Note that in the transmission antennas 3 and 4 at t = 3 and 4, no pilot symbol exists for the leftmost symbol on the time axis, and a pilot symbol exists for the second symbol from the leftmost. In this case, for example, two times of the first symbol and the next symbol may be processed simultaneously. In this case, it is assumed that there is no propagation path fluctuation in the first symbol and the next symbol, and the finally calculated frequency response estimation value for demodulation can be shared by these two symbols.
The path number input from the path extraction unit 503-r is input in common to the weight generation units 901-r-1 to 901-r-T. That is, the set of pass numbers is indicated as “q” on the right side of the equation (17).

分配部９０２−ｒは、チャネル選択部５０２−ｒから入力される選択しなかった（Ｔ−１）個の周波数応答推定値を受け取る。分配部９０２−ｒは、パス抽出部５０３−ｒから入力される選択した１個の周波数応答推定値を受け取る。分配器９０２−ｒは、この全体でＴ個の周波数応答推定値を、対応する重み乗算部９０３−ｒ−ｔに分配する。
なお、チャネル選択部５０２−ｒは、選択したチャネルについても、その周波数応答推定値を出力するようにしてもよい。 The distribution unit 902-r receives (T−1) frequency response estimation values that are not selected and are input from the channel selection unit 502-r. The distribution unit 902-r receives one selected frequency response estimation value input from the path extraction unit 503-r. The distributor 902-r distributes the T frequency response estimation values in total to the corresponding weight multipliers 903-rt.
Note that the channel selection unit 502-r may output the frequency response estimation value for the selected channel.

重み乗算部９０３−ｒ−ｔは、重み生成部９０１−ｒ−ｔから入力される重み行列と、分配部９０２−ｒから入力される第ｔストリームの周波数応答推定値をベクトルとしたものを乗算し、第ｔストリームのチャネルインパルス応答推定値とする。これをＦＦＴ部５０５−ｔ−ｒに出力する。   The weight multiplier 903-rt multiplies the weight matrix input from the weight generator 901-rt and the frequency response estimation value of the t-th stream input from the distributor 902-r as a vector. And the channel impulse response estimation value of the t-th stream. This is output to the FFT unit 505-tr.

図１０は、ＣＩＲ推定部５０４−ｒの処理を示すフローチャートである。
なお、図１０が示す動作は、図９のパス抽出部５０３−ｒがパス情報をＣＩＲ推定部５０４−ｒに出力した後の処理である。
（ステップＳ１００１）
重み生成部９０１−ｒ−ｔは、パス抽出部５０３−ｒから入力されるパス情報を用いて、第ｔストリーム用の重み行列を生成する。その後、ステップＳ１００２に進む。 FIG. 10 is a flowchart showing the processing of the CIR estimation unit 504-r.
The operation illustrated in FIG. 10 is a process after the path extraction unit 503-r in FIG. 9 outputs the path information to the CIR estimation unit 504-r.
(Step S1001)
The weight generation unit 901-rt uses the path information input from the path extraction unit 503-r to generate a weight matrix for the t-th stream. Thereafter, the process proceeds to step S1002.

（ステップＳ１００２）
分配部９０２−ｒは、チャネル選択部５０２−ｒから入力される選択されなかった（Ｔ−１）個の周波数応答推定値およびパス抽出部５０３−ｒからの１個の周波数応答推定値を、対応する重み乗算部９０３−ｒ−ｔに出力して、分配する。その後、ステップＳ１００３に進む。
（ステップＳ１００３）
重み乗算部９０３−ｒ−ｔは、ステップＳ１００１で得られる重み行列とステップＳ１００２で得られる周波数応答推定値とを乗算し、ＣＩＲ推定値を算出する。この推定値は、ＦＦＴ部５０５−ｔ−ｒに出力される。その後、ＣＩＲ推定部５０４−ｒは動作を終了する。 (Step S1002)
The distribution unit 902-r receives (T−1) frequency response estimation values not selected from the channel selection unit 502-r and one frequency response estimation value from the path extraction unit 503-r, It outputs to corresponding weight multiplication part 903-rt, and distributes. Thereafter, the process proceeds to step S1003.
(Step S1003)
The weight multiplication unit 903-rt multiplies the weight matrix obtained in step S1001 and the frequency response estimated value obtained in step S1002 to calculate a CIR estimated value. This estimated value is output to FFT section 505-tr. Thereafter, the CIR estimation unit 504-r ends the operation.

ＦＦＴ部５０５−ｔ−ｒは、ＣＩＲ推定部５０４−ｒから入力されたＴ個のチャネルインパルス応答に対して時間−周波数変換を施すことでチャネルインパルス応答を復調用周波数応答推定値に変換し、次いでこの復調用周波数応答推定値をＭＩＭＯ検出部４０７に出力する。   The FFT unit 505-tr converts the channel impulse response into a demodulation frequency response estimation value by performing time-frequency conversion on the T channel impulse responses input from the CIR estimation unit 504-r, Next, this demodulation frequency response estimation value is output to MIMO detection section 407.

図１１は、本実施形態に係る受信装置１ｂの動作を示すフローチャートである。
なお、図１１が示す動作は、図４の受信部４０２−ｒが受信信号をＧＩ除去部４０３−ｒに出力した後の処理である。 FIG. 11 is a flowchart showing the operation of the receiving device 1b according to this embodiment.
The operation illustrated in FIG. 11 is processing after the reception unit 402-r in FIG. 4 outputs the reception signal to the GI removal unit 403-r.

（ステップＳ１１０１）
ＧＩ除去部４０３−ｒは、受信信号からガードインターバルを除去する。その後、ステップＳ１１０２に進む。
（ステップＳ１１０２）
ＦＦＴ部４０４−ｒは、ステップＳ１１０１で得られる信号に対して時間-周波数変換を行う。デマッピング部４０５−ｒは、得られた周波数領域の信号からデータとパイロットを分離する。デマッピング部４０５−ｒは、パイロットサブキャリアの受信信号を伝搬路推定部４０６に出力した後、ステップＳ１１０３に進む。
（ステップＳ１１０３） (Step S1101)
The GI removal unit 403-r removes the guard interval from the received signal. Thereafter, the process proceeds to step S1102.
(Step S1102)
The FFT unit 404-r performs time-frequency conversion on the signal obtained in step S1101. The demapping unit 405-r separates data and pilot from the obtained frequency domain signal. The demapping section 405-r outputs the pilot subcarrier received signal to the propagation path estimation section 406, and then proceeds to step S1103.
(Step S1103)

伝搬路推定部４０６のＣＦＲ推定部５０１−ｒは、パイロットサブキャリアの受信信号から、送信アンテナそれぞれについての周波数応答推定値を算出する。次に、チャネル選択部５０２−ｒは、その中から電力の総和が最大のものを選択する。その後、ステップＳ１１０４に進む。
（ステップＳ１１０４）
パス抽出部５０３−ｒは、ステップＳ１１０３で得られるチャネルにおける周波数応答推定値を用いてパス抽出を行う。その後、ステップＳ１１０５に進む。 The CFR estimator 501-r of the propagation path estimator 406 calculates a frequency response estimated value for each transmission antenna from the received signal of the pilot subcarrier. Next, channel selection section 502-r selects the one with the maximum total power from among them. Thereafter, the process proceeds to step S1104.
(Step S1104)
The path extraction unit 503-r performs path extraction using the frequency response estimation value in the channel obtained in step S1103. Thereafter, the process proceeds to step S1105.

（ステップＳ１１０５）
ＣＩＲ推定部５０４−ｒは、ステップＳ１１０４で得られるパス情報を用いて、送信アンテナそれぞれについてのチャネルインパルス応答推定値を算出する。その後、ステップＳ１１０６に進む。
（ステップＳ１１０６）
ステップＳ１１０５で得られるチャネルインパルス応答推定値を、ＦＦＴ部５０５−ｔ−ｒにおいて復調用周波数応答推定値に変換した後、ＭＩＭＯ検出部４０７でＭＩＭＯ分離を行う。その後、ステップＳ１１０７に進む。
（ステップＳ１１０７）
ステップＳ１１０６で得られるＭＩＭＯ分離結果を用いて、復号を行う。その後、受信装置１ｂは動作を終了する。 (Step S1105)
The CIR estimation unit 504-r calculates a channel impulse response estimation value for each transmission antenna using the path information obtained in step S 1104. Thereafter, the process proceeds to step S1106.
(Step S1106)
The channel impulse response estimation value obtained in step S1105 is converted into a demodulation frequency response estimation value in the FFT section 505-tr, and then the MIMO detection section 407 performs MIMO separation. Thereafter, the process proceeds to step S1107.
(Step S1107)
Decoding is performed using the MIMO separation result obtained in step S1106. Thereafter, the receiving device 1b ends the operation.

このように、本実施形態によれば、受信装置１ｂは、ＴＲ個必要なパス抽出部をＲ個に抑えているため、計算量を大きく削減することができ、回路規模を大きく削減することができ、しかも受信装置の消費電力を大きく低減することができる。   As described above, according to the present embodiment, the receiving apparatus 1b reduces the number of TR required path extraction units to R, so that the amount of calculation can be greatly reduced and the circuit scale can be greatly reduced. In addition, the power consumption of the receiving apparatus can be greatly reduced.

＜第２の実施形態＞
第１の実施形態では、受信アンテナｒにおける、Ｔ通りのチャネルのうち、１つのチャネルを用いてパス抽出を行い、その結果を用いて残りのＴ−１個のチャネルについてのチャネルインパルス応答を推定する方法について説明した。
第２の実施形態では、受信アンテナ毎の処理ではなく、送信アンテナ毎の処理を行う。 <Second Embodiment>
In the first embodiment, path extraction is performed using one channel among T channels in the receiving antenna r, and the channel impulse response for the remaining T-1 channels is estimated using the result. Explained how to do.
In the second embodiment, processing for each transmission antenna is performed instead of processing for each reception antenna.

第２の実施形態の通信システムは、送信装置２ａおよび受信装置２ｂを備える。
第２の実施形態の送信装置２ａの構成は、図２に示す第１の実施形態の送信装置１ａの構成と同じである。したがって、その説明を省略する。 The communication system according to the second embodiment includes a transmission device 2a and a reception device 2b.
The configuration of the transmission device 2a of the second embodiment is the same as the configuration of the transmission device 1a of the first embodiment shown in FIG. Therefore, the description is omitted.

図１２は、第２の実施形態の受信装置２ｂの構成を示す概略図である。
受信装置２ｂは、受信部４０２−ｒ、ＧＩ除去部４０３−ｒ、ＦＦＴ部４０４−ｒ、デマッピング部４０５−ｒ、伝搬路推定部１２０６、ＭＩＭＯ検出部４０７および復号部４０８−ｔを備える。ここで、ｒ＝１、２、・・・、Ｒであり、そしてｔ＝１、２、・・・、Ｔである。図１２には、受信アンテナ１ｂ−ｒを併せて示す。図１２では、ｒ＝１、ｒ＝２、ｒ＝Ｒの３つの場合、そしてｔ＝１、ｔ＝２、ｔ＝Ｔの３つの場合のみを簡略化して示す。
受信装置２ｂの構成を第１の実施形態の受信装置１ｂの構成と対比すると、後者の伝搬路推定部４０６が前者では伝搬路推定部１２０６となっていて相違する。しかし、他の構成（受信部４０２−ｒ、ＧＩ除去部４０３−ｒ、ＦＦＴ部４０４−ｒ、デマッピング部４０５−ｒ、ＭＩＭＯ検出部４０７および復号部４０８−ｔの構成）は同一であるので、その説明を省略する。 FIG. 12 is a schematic diagram illustrating a configuration of the receiving device 2b according to the second embodiment.
The reception device 2b includes a reception unit 402-r, a GI removal unit 403-r, an FFT unit 404-r, a demapping unit 405-r, a propagation path estimation unit 1206, a MIMO detection unit 407, and a decoding unit 408-t. Here, r = 1, 2,..., R, and t = 1, 2,. FIG. 12 also shows the receiving antenna 1b-r. In FIG. 12, only three cases of r = 1, r = 2, and r = R, and three cases of t = 1, t = 2, and t = T are shown in a simplified manner.
When the configuration of the receiving device 2b is compared with the configuration of the receiving device 1b of the first embodiment, the latter channel estimation unit 406 is different from the former in that it is a channel estimation unit 1206. However, other configurations (configurations of the reception unit 402-r, the GI removal unit 403-r, the FFT unit 404-r, the demapping unit 405-r, the MIMO detection unit 407, and the decoding unit 408-t) are the same. The description is omitted.

図１３は、伝搬路推定部１２０６の構成を示す概略ブロック図である。
伝搬路推定部１２０６は、ＣＦＲ推定部１３０１−ｒ、チャネル選択部１３０２−ｔ、パス抽出部１３０３−ｔ、ＣＩＲ推定部１３０４−ｔ、ＦＦＴ部１３０５−ｔ−ｒを備える。図１３には、デマッピング部４０５−ｒおよびＭＩＭＯ検出部４０７を併せて示す。 FIG. 13 is a schematic block diagram showing the configuration of the propagation path estimation unit 1206.
The propagation path estimation unit 1206 includes a CFR estimation unit 1301-r, a channel selection unit 1302-t, a path extraction unit 1303-t, a CIR estimation unit 1304-t, and an FFT unit 1305-tr. FIG. 13 shows the demapping unit 405-r and the MIMO detection unit 407 together.

ＣＦＲ推定部１３０１−ｒは、デマッピング部４０５−ｒが出力するパイロットサブキャリアの受信信号を用いて、パイロットサブキャリアの周波数応答を推定する。ＣＦＲ推定部１３０１−ｒは、ｒ番目の受信アンテナにおける受信信号に含まれるＴ個のストリームすべてに対して、周波数応答推定値を算出する。
ＣＦＲ推定部１３０１−ｒは、Ｔ個の周波数応答推定値をチャネル選択部１３０２−ｔに出力する。 CFR estimation section 1301-r estimates the pilot subcarrier frequency response using the received pilot subcarrier signal output from demapping section 405-r. The CFR estimator 1301-r calculates frequency response estimation values for all T streams included in the received signal at the r-th receiving antenna.
CFR estimation section 1301-r outputs T frequency response estimation values to channel selection section 1302-t.

例えば、チャネル選択部１３０２−１には、ＣＦＲ推定部１３０１−１〜１３０１−Ｒから第１送信アンテナにおけるチャネルの周波数応答推定値が入力される。チャネル選択部１３０２−２には、ＣＦＲ推定部１３０１−１〜１３０１−Ｒから第２送信アンテナにおけるチャネルの周波数応答推定値が入力される。チャネル選択部１３０２−Ｔには、ＣＦＲ推定部１３０１−１〜１３０１−Ｒから第Ｔ送信アンテナにおけるチャネルの周波数応答推定値が入力される。すなわち、チャネル選択部１３０２−ｔには、ＣＦＲ推定部１３０１−１〜１３０１−Ｒから合計でＲ個の周波数応答推定値が入力される。   For example, the channel response estimation value of the channel in the first transmission antenna is input to the channel selection unit 1302-1 from the CFR estimation units 1301-1 to 1301-R. Channel selection section 1302-2 receives the frequency response estimation value of the channel in the second transmission antenna from CFR estimation sections 1301-1 to 1301-R. Channel selection section 1302-T receives channel frequency response estimation values for the T-th transmitting antenna from CFR estimation sections 1301-1 to 1301-R. That is, a total of R frequency response estimation values are input to channel selection section 1302-t from CFR estimation sections 1301-1 to 1301-R.

チャネル選択部１３０２−ｔは、第１の実施形態と同様に、この入力の中からパイロットサブキャリアの伝搬路推定値の電力の総和が最大になるチャネルを選択し、その周波数応答推定値を、パス抽出部１３０３−ｔに出力する。
パス抽出部１３０３−ｔは、第１の実施形態と同様に、パス抽出を行う。パス抽出部１３０３−ｔは、抽出したパス情報をＣＩＲ推定部１３０４−ｔに出力する。 Similarly to the first embodiment, the channel selection unit 1302-t selects a channel in which the sum of the power of the propagation path estimation values of the pilot subcarriers is maximized from this input, and the frequency response estimation value is The data is output to the path extraction unit 1303-t.
The path extraction unit 1303-t performs path extraction as in the first embodiment. The path extraction unit 1303-t outputs the extracted path information to the CIR estimation unit 1304-t.

また、チャネル選択部１３０２−ｔは、Ｒ個の周波数応答推定値をＣＩＲ推定部１３０４−ｔに出力する。
ＣＩＲ推定部１３０４−ｔは、チャネル選択部１３０２−ｔが出力するＲ個の周波数応答推定値と、パス抽出部１３０３−ｔが出力するパス情報とを用いて、チャネルインパルス応答推定値を算出する。 Channel selection section 1302-t outputs R frequency response estimation values to CIR estimation section 1304-t.
CIR estimation section 1304-t calculates a channel impulse response estimation value using R frequency response estimation values output from channel selection section 1302-t and path information output from path extraction section 1303-t. .

ＣＩＲ推定部１３０４−ｔは、算出したチャネルインパルス応答推定値を、対応するＦＦＴ部１３０５−ｔ−ｒに出力する。
例えば、ＣＩＲ推定部１３０４−２は、受信アンテナｒ＝１に関するチャネルインパルス応答推定値をＦＦＴ部１３０５−２−１に出力する。ＣＩＲ推定部１３０４−２は、受信アンテナｒ＝Ｒに関するチャネルインパルス応答推定値をＦＦＴ部１３０５−２−Ｒに出力する。
ＦＦＴ部１３０５−ｔ−ｒでは、第ｔ送信アンテナから第ｒ受信アンテナへのチャネルにおけるチャネルインパルス応答を復調用周波数応答推定値に変換する。ＦＦＴ部１３０５−ｔ−ｒは、復調用周波数応答推定値をＭＩＭＯ検出部４０７に出力する。 The CIR estimation unit 1304-t outputs the calculated channel impulse response estimation value to the corresponding FFT unit 1305-tr.
For example, the CIR estimation unit 1304-2 outputs a channel impulse response estimation value related to the reception antenna r = 1 to the FFT unit 1305-2-1. CIR estimation section 1304-2 outputs a channel impulse response estimation value for reception antenna r = R to FFT section 1305-2-R.
The FFT unit 1305-tr converts the channel impulse response in the channel from the t-th transmitting antenna to the r-th receiving antenna into a frequency response estimation value for demodulation. The FFT unit 1305 -tr outputs the demodulation frequency response estimation value to the MIMO detection unit 407.

第１の実施形態では、受信アンテナｒで観測されるＴ通りのチャネルのうち、１つのチャネルを用いてパス抽出を行い、その結果を用いて残りのＴ−１個のチャネルについてチャネルインパルス応答を推定する方法について説明した。第２の実施形態では、１つの受信アンテナで観測されるチャネルではなく、１つの送信アンテナからＲ個の受信アンテナへのＲ個のチャネルの中から１つのチャネルを用いてパス抽出を行い、これにより残りのＲ−１個のチャネルについてチャネルインパルス応答を推定する。   In the first embodiment, path extraction is performed using one channel among T channels observed by the receiving antenna r, and the channel impulse response is obtained for the remaining T-1 channels using the result. The estimation method was explained. In the second embodiment, path extraction is performed using one channel out of R channels from one transmission antenna to R reception antennas instead of a channel observed by one reception antenna. To estimate the channel impulse response for the remaining R-1 channels.

図１４は、受信装置２ｂの動作を説明するフローチャートである。
図１４が示す動作は、図１２の受信部４０２−ｒが受信信号をＧＩ除去部４０３−ｒに出力した後の処理である。
（ステップＳ１４０１）
ＧＩ除去部４０３−ｒは、受信信号からガードインターバルを除去する。その後、ステップＳ１４０２に進む。
（ステップＳ１４０２）
ＦＦＴ部４０４−ｒは、ステップＳ１４０１で得られる信号に対して時間−周波数変換を行う。デマッピング部４０５−ｒは、得られた周波数領域の信号からデータとパイロットを分離する。デマッピング部４０５−ｒがパイロットサブキャリアの受信信号を伝搬路推定部１２０６に出力した後、ステップＳ１４０３に進む。
（ステップＳ１４０３）
ＣＦＲ推定部１３０１−ｒは、得られたパイロットサブキャリアの受信信号から、送信アンテナそれぞれについての周波数応答推定値を算出する。そのうち、第ｔ送信アンテナからのＲ個のチャネルにおける周波数応答推定値を、チャネル選択部１３０２−ｔに出力する。チャネル選択部１３０２−ｔは、その中から電力の総和が最大のものを選択する。その後、ステップＳ１４０４に進む。
（ステップＳ１４０４）
パス抽出部１３０３−ｔは、ステップＳ１４０３で得られるチャネルにおける周波数応答推定値を用いて、パス抽出を行う。その後、ステップＳ１４０５に進む。
（ステップＳ１４０５）
ＣＩＲ推定部１３０４−ｔは、ステップＳ１４０４で得られるパス情報およびチャネル選択部１３０２−ｔからのＲ個の周波数応答推定値を用いて、受信アンテナそれぞれについてのチャネルインパルス応答推定値を算出する。その後、ステップＳ１４０６に進む。
（ステップＳ１４０６）
ステップＳ１４０５で得られるチャネルインパルス応答推定値を、ＦＦＴ部１３０５−ｔ−ｒにおいて復調用周波数応答推定値に変換した後、ＭＩＭＯ検出部４０７でＭＩＭＯ分離を行う。その後、ステップＳ１４０７に進む。
（ステップＳ１４０７）
ステップＳ１４０６で得られるＭＩＭＯ分離結果を用いて、復号を行う。その後、受信装置２ｂは動作を終了する。
このように、本実施形態によれば、図１３に示した通り、ＴＲ個必要なパス抽出部をＴ個に抑えているため、計算量を大きく削減することができ、回路規模を大きく削減することができ、しかも消費電力を大きく低減することができる。 FIG. 14 is a flowchart for explaining the operation of the receiving device 2b.
The operation illustrated in FIG. 14 is processing after the reception unit 402-r in FIG. 12 outputs the reception signal to the GI removal unit 403-r.
(Step S1401)
The GI removal unit 403-r removes the guard interval from the received signal. Thereafter, the process proceeds to step S1402.
(Step S1402)
The FFT unit 404-r performs time-frequency conversion on the signal obtained in step S1401. The demapping unit 405-r separates data and pilot from the obtained frequency domain signal. The demapping unit 405-r outputs the pilot subcarrier reception signal to the propagation path estimation unit 1206, and then proceeds to step S1403.
(Step S1403)
The CFR estimator 1301-r calculates a frequency response estimation value for each of the transmission antennas from the obtained pilot subcarrier received signal. Among them, the frequency response estimation values in the R channels from the t-th transmission antenna are output to the channel selection unit 1302-t. The channel selection unit 1302-t selects the one having the maximum total power from among them. Thereafter, the process proceeds to step S1404.
(Step S1404)
The path extraction unit 1303-t performs path extraction using the frequency response estimation value in the channel obtained in step S1403. Thereafter, the process proceeds to step S1405.
(Step S1405)
CIR estimation section 1304-t calculates a channel impulse response estimation value for each receiving antenna, using the path information obtained in step S1404 and the R frequency response estimation values from channel selection section 1302-t. Thereafter, the process proceeds to step S1406.
(Step S1406)
The channel impulse response estimation value obtained in step S1405 is converted into a demodulation frequency response estimation value in the FFT section 1305-tr, and then the MIMO detection section 407 performs MIMO separation. Thereafter, the process proceeds to step S1407.
(Step S1407)
Decoding is performed using the MIMO separation result obtained in step S1406. Thereafter, the receiving device 2b ends the operation.
Thus, according to the present embodiment, as shown in FIG. 13, the number of TR path extraction units required is limited to T, so that the amount of calculation can be greatly reduced and the circuit scale can be greatly reduced. In addition, power consumption can be greatly reduced.

＜第３の実施形態＞
第１の実施形態では、受信アンテナ毎に１つのパス抽出を行う場合について説明し、第２の実施形態では、送信アンテナ毎に１つのパス抽出を行う場合について説明をした。
本実施形態では、送信装置の送信アンテナの個数をＴとし、受信装置の受信アンテナの個数をＲ個とした場合の、ＴＲ個のチャネルから、パス情報を共有するチャネルをＰ個に分ける方法について説明する。 <Third Embodiment>
In the first embodiment, the case where one path is extracted for each reception antenna has been described, and in the second embodiment, the case where one path is extracted for each transmission antenna has been described.
In the present embodiment, a method of dividing a channel sharing path information into P channels from TR channels when the number of transmission antennas of the transmission device is T and the number of reception antennas of the reception device is R. explain.

図１５は、第３の実施形態に係る無線通信システム３の概要を示す図である。
無線通信システム３は、送信装置３ａ−１〜３ａ−Ｐおよび受信装置３ｂを備える。送信装置３ａ−１〜３ａ−Ｐは、例えば、移動通信システムの基地局であり、受信装置３ｂは、当該システムの端末である。その代わりに、送信装置３ａ−１〜３ａ−Pは、移動通信システム３の端末であり、受信装置３ｂは、当該システムの基地局であってもよい。 FIG. 15 is a diagram illustrating an overview of the wireless communication system 3 according to the third embodiment.
The wireless communication system 3 includes transmission devices 3a-1 to 3a-P and a reception device 3b. The transmission devices 3a-1 to 3a-P are, for example, base stations of the mobile communication system, and the reception device 3b is a terminal of the system. Instead, the transmission devices 3a-1 to 3a-P may be terminals of the mobile communication system 3, and the reception device 3b may be a base station of the system.

送信装置３ａ−１〜送信装置３ａ−Ｐは、全体でＴ個の送信アンテナを有する。したがって、送信装置３ａ−ｐは、１個の送信アンテナを備える場合もあれば、複数個の送信アンテナを備える場合もあるが、図１５では、図面を見やすくするために、１個の送信アンテナを備えるものとして示す。送信装置がそれぞれ２個の送信アンテナを備える場合は、送信装置の台数Ｐは、Ｐ＝Ｔ／２である。送信装置がそれぞれ１個の送信アンテナを備える場合は、送信装置の台数Ｐは、Ｐ＝Ｔである。
無線通信システム３は、Ｔ×Ｒ ＭＩＭＯ，特に、Ｔ×Ｒのマルチユーザー ＭＩＭＯを構成する。 The transmission devices 3a-1 to 3a-P have T transmission antennas in total. Therefore, although the transmission apparatus 3a-p may include one transmission antenna or a plurality of transmission antennas, in FIG. 15, in order to make the drawing easy to see, one transmission antenna is provided. Shown as provided. When each transmission device includes two transmission antennas, the number P of transmission devices is P = T / 2. When each transmission apparatus is provided with one transmission antenna, the number P of transmission apparatuses is P = T.
The radio communication system 3 constitutes T × R MIMO, in particular, T × R multi-user MIMO.

送信装置３ａ―ｐ（ｐ＝１、・・・、Ｐ）の構成は、アンテナの個数および送信装置の内部の経路の個数を除いて、図２に示す第１の実施形態の送信装置１ａの構成と同じである。したがって、その説明を省略する。   The configuration of the transmitter 3a-p (p = 1,..., P) is the same as that of the transmitter 1a of the first embodiment shown in FIG. 2 except for the number of antennas and the number of paths inside the transmitter. Same as the configuration. Therefore, the description is omitted.

図１６は、受信装置３ｂの構成を示す概略図である。
受信装置３ｂは、受信部４０２−ｒ、ＧＩ除去部４０３−ｒ、ＦＦＴ部４０４−ｒ、デマッピング部４０５−ｒ、伝搬路推定部１６０６、ＭＩＭＯ検出部４０７および復号部４０８−ｔを備える。ここで、ｒ＝１、２、・・・、Ｒであり、そしてｔ＝１、２、・・・、Ｔである。図１６には、受信アンテナ３ｂ−ｒを併せて示す。図１６では、ｒ＝１、ｒ＝２、ｒ＝Ｒの３つの場合、そしてｔ＝１、ｔ＝２、ｔ＝Ｔの３つの場合のみを簡略化して示す。
受信装置３ｂの構成を第１の実施形態の受信装置１ｂ（図４）の構成と対比すると、後者の伝搬路推定部４０６が前者では伝搬路推定部１６０６となっていて相違する。しかし、他の構成（受信部４０２−ｒ、ＧＩ除去部４０３−ｒ、ＦＦＴ部４０４−ｒ、デマッピング部４０５−ｒ、ＭＩＭＯ検出部４０７および復号部４０８−ｔの構成）は同一であるので、その説明を省略する。 FIG. 16 is a schematic diagram illustrating a configuration of the reception device 3b.
The reception device 3b includes a reception unit 402-r, a GI removal unit 403-r, an FFT unit 404-r, a demapping unit 405-r, a propagation path estimation unit 1606, a MIMO detection unit 407, and a decoding unit 408-t. Here, r = 1, 2,..., R, and t = 1, 2,. FIG. 16 also shows the receiving antenna 3b-r. In FIG. 16, only the three cases of r = 1, r = 2, and r = R, and the three cases of t = 1, t = 2, and t = T are shown in a simplified manner.
When the configuration of the receiving device 3b is compared with the configuration of the receiving device 1b (FIG. 4) of the first embodiment, the latter channel estimation unit 406 is different from the former in that it is a channel estimation unit 1606. However, other configurations (configurations of the reception unit 402-r, the GI removal unit 403-r, the FFT unit 404-r, the demapping unit 405-r, the MIMO detection unit 407, and the decoding unit 408-t) are the same. The description is omitted.

図１７は、受信装置３ｂにおける伝搬路推定部１６０６の構成を示す概略ブロック図である。
伝搬路推定部１６０６は、ＣＦＲ推定部１７０１−ｒ、チャネル選択部１７０２−ｐ、パス抽出部１７０３−ｐ、ＣＩＲ推定部１７０４−ｒ、ＦＦＴ部１７０５−ｔ−ｒ、グルーピング部１７０６および逆グルーピング部１７０−７を備える。ここで、ｒ＝１、２、・・・、Ｒであり、そしてｔ＝１、２、・・・、Ｔであり、そしてｐ＝１、２、・・・、Ｐである。図１７には、デマッピング部４０５−ｒおよびＭＩＭＯ検出部４０７を併せて示す。
図１７では、ＣＦＲ推定部１７０１−ｒ、ＣＩＲ推定部１７０４−ｒおよびＦＦＴ部１７０５−ｔ−ｒについては、ｒ＝１、ｒ＝２、ｒ＝Ｒの３つの場合を簡略化して示す。チャネル選択部１７０２−ｐおよびパス抽出部１７０３−ｐについては、ｐ＝１、ｐ＝２、ｐ＝Ｐの３つの場合を簡略化して示す。
なお、図１７には、デマッピング部４０５−ｒおよびＭＩＭＯ検出部４０７も併せて示す。 FIG. 17 is a schematic block diagram illustrating a configuration of the propagation path estimation unit 1606 in the reception device 3b.
The propagation path estimation unit 1606 includes a CFR estimation unit 1701-r, a channel selection unit 1702-p, a path extraction unit 1703-p, a CIR estimation unit 1704-r, an FFT unit 1705-tr, a grouping unit 1706, and an inverse grouping unit. 170-7. Here, r = 1, 2,..., R, t = 1, 2,..., T, and p = 1, 2,. FIG. 17 shows the demapping unit 405-r and the MIMO detection unit 407 together.
In FIG. 17, the CFR estimator 1701-r, the CIR estimator 1704-r, and the FFT unit 1705-tr are shown in a simplified manner in three cases of r = 1, r = 2, and r = R. For the channel selector 1702-p and path extractor 1703-p, three cases of p = 1, p = 2, and p = P are shown in a simplified manner.
FIG. 17 also shows the demapping unit 405-r and the MIMO detection unit 407.

ＣＦＲ推定部１７０１−ｒは、デマッピング部４０５−ｒが出力するパイロットサブキャリアの受信信号を用いて、パイロットサブキャリアの周波数応答を推定する。ＣＦＲ推定部１７０１−ｒは、ｒ番目の受信アンテナにおける受信信号に含まれるＴ個のストリームすべてに対して、周波数応答推定値を算出する。ＣＦＲ推定部１７０１−ｒは、Ｔ個の周波数応答推定値をグルーピング部１７０６へ出力する。   CFR estimation section 1701-r estimates the pilot subcarrier frequency response using the received pilot subcarrier signal output from demapping section 405-r. The CFR estimator 1701-r calculates frequency response estimation values for all T streams included in the received signal at the r-th receiving antenna. The CFR estimation unit 1701-r outputs T frequency response estimation values to the grouping unit 1706.

グルーピング部１７０６は、ＴＲ個の周波数応答推定値をＰ組の群にグループ分けして、チャネル選択部１７０２−ｐへ出力する。例えば、Ｐ＝Ｔ／２の場合は、グルーピング部１７０６は、２Ｒ個の周波数応答推定値をチャネル選択部１７０２−ｐへ出力する。Ｐ＝Ｔの場合は、グルーピング部１７０６は、Ｒ個の周波数応答推定値をチャネル選択部１７０２−ｐへ出力する。
したがって、チャネル選択部１７０２−１〜１７０２−Ｐには、全体で、ＴＲ個の周波数応答推定値が入力する。
また、グルーピング部１７０６は、ＴＲ個の周波数応答推定値を逆グルーピング部１７０７へ出力する。 The grouping unit 1706 divides the TR frequency response estimation values into groups of P sets, and outputs them to the channel selection unit 1702-p. For example, when P = T / 2, the grouping unit 1706 outputs 2R frequency response estimation values to the channel selection unit 1702-p. When P = T, grouping section 1706 outputs R frequency response estimation values to channel selection section 1702-p.
Therefore, TR frequency response estimation values are input to channel selection sections 1702-1 to 1702-P as a whole.
Further, grouping section 1706 outputs TR frequency response estimation values to inverse grouping section 1707.

チャネル選択部１７０２−ｐの動作は，以下のとおりである。
まず、Ｐ＝Ｔの場合、つまり送信装置３ａ−ｔがＴ台あって各送信装置が１個の送信アンテナを備える場合について、説明をする。
チャネル選択部１７０２−１は、送信アンテナ３ａ−１−１に関するＲ個の周波数応答推定値から、最も良いと判断した、すなわち、電力の総和が最大となると判断した１つの周波数応答推定値を選択してパス抽出部１７０３−１に出力する。また、チャネル選択部１７０２−２は、送信アンテナ３ａ−２−１に関するＲ個の周波数応答推定値から、最も良いと判断した１つの周波数応答推定値を選択してパス抽出部１７０３−２に出力する。また、チャネル選択部１７０２−Ｐは、送信アンテナ３ａ−Ｐ−１に関するＲ個の周波数応答推定値から、最も良いと判断した１つの周波数応答推定値を選択してパス抽出部１７０３−Ｐに出力する。 The operation of the channel selector 1702-p is as follows.
First, a case where P = T, that is, a case where there are T transmission apparatuses 3a-t and each transmission apparatus includes one transmission antenna will be described.
The channel selection unit 1702-1 selects one frequency response estimation value determined to be the best from the R frequency response estimation values related to the transmission antenna 3a-1-1, that is, the power sum is determined to be maximum. And output to the path extraction unit 1703-1. Further, the channel selection unit 1702-2 selects one frequency response estimation value determined to be the best from the R frequency response estimation values for the transmission antenna 3a-2-1 and outputs the selected frequency response estimation value to the path extraction unit 1703-2. To do. Further, channel selection section 1702-P selects one frequency response estimated value determined to be the best from R frequency response estimated values related to transmission antennas 3a-P-1, and outputs the selected frequency response estimated value to path extraction section 1703-P. To do.

つぎに、Ｐ＝Ｔ／２の場合、つまり送信装置３ａ−ｔがＴ／２台あって各送信装置３ａ−ｐが２個の送信アンテナを備える場合について、説明をする。
チャネル選択部１７０２−１は、送信アンテナ３ａ−１−１および送信アンテナ３ａ−１−２に関する２Ｒ個の周波数応答推定値から、最も良いと判断した一つの周波数応答推定値を選択してパス抽出部１７０３−１に出力する。また、チャネル選択部１７０２は、送信アンテナ３ａ−２−１および３ａ−２−２に関する２Ｒ個の周波数応答推定値から、最も良いと判断した一つの周波数応答推定値を選択してパス抽出部１７０３−２に出力する。また、チャネル選択部１７０２−Ｐは、送信アンテナ３ａ−Ｐ−１および３ａ−Ｐ−２に関する２Ｒ個の周波数応答推定値から、最も良いと判断した一つの周波数応答推定値を選択してパス抽出部１４０３−Ｐに出力する。 Next, a case where P = T / 2, that is, a case where there are T / 2 transmission apparatuses 3a-t and each transmission apparatus 3a-p includes two transmission antennas will be described.
Channel selection section 1702-1 selects one frequency response estimated value determined to be the best from 2R frequency response estimated values related to transmitting antenna 3a-1-1 and transmitting antenna 3a-1-2, and performs path extraction. Output to the unit 1703-1. Also, the channel selection unit 1702 selects one frequency response estimation value determined to be the best from the 2R frequency response estimation values for the transmission antennas 3a-2-1 and 3a-2-2, and selects the path extraction unit 1703. Output to -2. Further, channel selection section 1702-P selects one frequency response estimated value determined to be the best from 2R frequency response estimated values for transmitting antennas 3a-P-1 and 3a-P-2, and performs path extraction. Part 1403-P.

以上説明をしたようにして、チャネル選択部１７０２−ｐは、ＴＲ個の周波数応答推定値を送信装置に関して任意のＰ組の群にグループ分けして、この群をパス抽出部１７０３−ｐに出力する。ただし、Ｐ≦Ｔである。このようなグループ分けは、マルチユーザＭＩＭＯの場合に有効であり、また、複数の基地局が連携してデータを送信している場合に有効である。   As described above, channel selection section 1702-p groups TR frequency response estimation values into arbitrary P sets of groups for the transmission apparatus, and outputs this group to path extraction section 1703-p. To do. However, P ≦ T. Such grouping is effective in the case of multiuser MIMO, and is effective in the case where a plurality of base stations transmit data in cooperation.

パス抽出部１７０３−ｐでは、第１の実施形態および第２の実施形態と同様にパス抽出を行い、パス抽出の結果を逆グルーピング部１７０７に出力する。
逆グルーピング部１７０７は、ＴＲ個の周波数応答推定値と、パス抽出部１７０３−ｐで得られるパス抽出の結果と、を対応するＣＩＲ推定部１７０４−ｒに出力する。 The path extraction unit 1703-p performs path extraction as in the first and second embodiments, and outputs the path extraction result to the reverse grouping unit 1707.
The inverse grouping unit 1707 outputs the TR frequency response estimation values and the path extraction result obtained by the path extraction unit 1703-p to the corresponding CIR estimation unit 1704-r.

ＣＩＲ推定部１７０４−ｒは、ＴＲ個の周波数応答推定値と、パス抽出部１７０３−ｐで得られるパス抽出の結果と、を用いてチャネルインパルス応答を推定する。ＣＩＲ推定部１７０４−ｒは、推定されたチャネルインパルス応答をＦＦＴ部１７０５−ｔ−ｒに出力する。
ＦＦＴ部１７０５−ｔ−ｒは、第ｔ送信アンテナから第ｒ受信アンテナへのチャネルにおけるチャネルインパルス応答を復調用周波数応答推定値に変換する。ＦＦＴ部１７０５−ｔ−ｒは、復調用周波数応答推定値をＭＩＭＯ検出部４０７に出力する。 The CIR estimation unit 1704-r estimates the channel impulse response using the TR frequency response estimation values and the path extraction result obtained by the path extraction unit 1703-p. The CIR estimation unit 1704-r outputs the estimated channel impulse response to the FFT unit 1705-tr.
FFT section 1705-tr converts the channel impulse response in the channel from the t-th transmitting antenna to the r-th receiving antenna into a frequency response estimation value for demodulation. The FFT unit 1705-tr outputs the demodulation frequency response estimation value to the MIMO detection unit 407.

図１８は、本実施形態に係る受信装置３ｂの動作を示すフローチャート図である。
なお、この図が示す動作は、図１６の受信部４０２−ｒが受信信号をＧＩ除去部４０３−ｒに出力した後の処理である。 FIG. 18 is a flowchart showing the operation of the receiving device 3b according to this embodiment.
The operation shown in this figure is processing after the reception unit 402-r in FIG. 16 outputs the reception signal to the GI removal unit 403-r.

（ステップＳ１８０１）
ＧＩ除去部４０３−ｒは、受信信号からガードインターバルを除去する。その後、ステップＳ１８０２に進む。
（ステップＳ１８０２）
ＦＦＴ部４０４−ｒは、ステップＳ１８０１で得られる信号に対して時間−周波数変換を行う。デマッピング部４０５−ｒは、得られた周波数領域の信号からデータとパイロットを分離する。デマッピング部４０５−ｒは、データがマッピングされたサブキャリアの受信信号をＭＩＭＯ検出部４０７へ出力するとともに、パイロットサブキャリアの受信信号を伝搬路推定部１６０６に出力した後、ステップＳ１８０３に進む。 (Step S1801)
The GI removal unit 403-r removes the guard interval from the received signal. Thereafter, the process proceeds to step S1802.
(Step S1802)
The FFT unit 404-r performs time-frequency conversion on the signal obtained in step S1801. The demapping unit 405-r separates data and pilot from the obtained frequency domain signal. The demapping section 405-r outputs the subcarrier reception signal to which the data is mapped to the MIMO detection section 407 and outputs the pilot subcarrier reception signal to the propagation path estimation section 1606, and then proceeds to step S1803.

（ステップＳ１８０３）
ステップＳ１８０３では、ＣＦＲ推定部１７０１−ｒは、得られたパイロットサブキャリアの受信信号から、送信アンテナそれぞれについての周波数応答推定値を算出し、次にこの周波数応答推定値をグルーピング部１７０６へ出力する。グルーピング部１７０６では、ＴＲ個の周波数応答推定値の中からパス情報を共有するチャネルを選択し、これをＰ組の群にグループ分けして、チャネル選択部１７０２−ｐへ出力する。
（ステップＳ１８０４）
チャネル選択部１７０２−ｐは、グルーピング部１７０６から入力されたものの中から、最も良いと判断した１つまたは若干の周波数応答推定値を選択するチャネル選択を行って、これをパス抽出部１７０３−ｐに出力する。 (Step S1803)
In step S1803, CFR estimation section 1701-r calculates a frequency response estimated value for each of the transmission antennas from the obtained pilot subcarrier received signal, and then outputs this frequency response estimated value to grouping section 1706. . The grouping unit 1706 selects channels sharing path information from the TR frequency response estimation values, groups them into P groups, and outputs them to the channel selection unit 1702-p.
(Step S1804)
The channel selection unit 1702-p performs channel selection for selecting one or some frequency response estimation values determined to be the best from those input from the grouping unit 1706, and uses this to select the path extraction unit 1703-p. Output to.

（ステップＳ１８０５）
パス抽出部１７０３−ｐは、ステップＳ１８０４で得られるチャネルにおける周波数応答推定値を用いてパス抽出を行い、次に抽出されたパスを逆グルーピング部１７０７へ出力する。その後、ステップＳ１８０６に進む。 (Step S1805)
The path extraction unit 1703-p performs path extraction using the frequency response estimation value in the channel obtained in step S1804, and outputs the extracted path to the inverse grouping unit 1707. Thereafter, the process proceeds to step S1806.

（ステップＳ１８０６）
逆グルーピング部１７０７では、ステップＳ１８０５で得られるパス情報を、グループ分けしたチャネルに割り当てる。該当する各グループに対して、周波数応答推定値とパス情報を組み合わせ、ステップＳ１８０７に進む。 (Step S1806)
The reverse grouping unit 1707 assigns the path information obtained in step S1805 to the grouped channels. For each corresponding group, the frequency response estimation value and the path information are combined, and the process proceeds to step S1807.

（ステップＳ１８０７）
ＣＩＲ推定部１７０４−ｒは、ステップＳ１８０６で得られるパス情報とステップＳ１８０３で得られる周波数応答推定値とを用いて、チャネルインパルス応答推定値を算出する。その後、ステップＳ１８０８に進む。 (Step S1807)
The CIR estimation unit 1704-r calculates a channel impulse response estimated value using the path information obtained in step S1806 and the frequency response estimated value obtained in step S1803. Thereafter, the process proceeds to step S1808.

（ステップＳ１８０８）
ステップＳ１８０７で得られるチャネルインパルス応答推定値を、ＦＦＴ部１７０５−ｔ−ｒにおいて復調用周波数応答推定値に変換した後、ＭＩＭＯ検出部４０７でＭＩＭＯ分離を行う。その後、ステップＳ１８０９に進む。
（ステップＳ１８０９）
ステップＳ１８０８で得られるＭＩＭＯ分離結果を用いて、復号部４０８−ｔで復号を行う。その後、受信装置３ｂは動作を終了する。 (Step S1808)
The channel impulse response estimation value obtained in step S1807 is converted into a demodulation frequency response estimation value in the FFT section 1705-tr, and then the MIMO detection section 407 performs MIMO separation. Thereafter, the process proceeds to step S1809.
(Step S1809)
The decoding unit 408-t performs decoding using the MIMO separation result obtained in step S1808. Thereafter, the receiving device 3b ends the operation.

このように、本実施形態によれば、図９で示したように、パス抽出部の数をＰ個にすることができるため、計算量を大きく削減することができ、回路規模を大きく削減することができ、しかも消費電力を大きく低減することができる。また、第１の実施形態および第２の実施形態とは異なり、複数の基地局が協調しているような場合にも効果を発揮できる。     Thus, according to the present embodiment, as shown in FIG. 9, since the number of path extraction units can be P, the amount of calculation can be greatly reduced, and the circuit scale can be greatly reduced. In addition, power consumption can be greatly reduced. Also, unlike the first embodiment and the second embodiment, the effect can be exhibited even when a plurality of base stations cooperate.

＜変形例＞
第３の実施形態では、Ｐ組にグルーピングしたチャネルの中で、周波数応答推定値の電力の総和が最大のものをパス抽出に用いるチャネルとして選択した。
本変形例では、グルーピングしたチャネルを全て用いてパス抽出を行う場合について説明する。 <Modification>
In the third embodiment, among the channels grouped into P sets, the channel with the largest sum of power of the frequency response estimation values is selected as the channel used for path extraction.
In this modification, a case where path extraction is performed using all grouped channels will be described.

本変形例の無線通信システムの概略の構成は、図１５に示す第３の実施形態の構成と同じであるので、これを援用する。すなわち、本変形例の無線通信システムは、複数台の送信装置および１台の受信装置を備える。
本変形例の各送信装置の構成は、アンテナの個数および送信装置の内部の経路の個数を除いて、図２に示す第１の実施形態の送信装置１ａの構成と同じである。したがって、その説明を省略する。 The schematic configuration of the wireless communication system according to the present modification is the same as the configuration of the third embodiment shown in FIG. That is, the wireless communication system according to this modification includes a plurality of transmission apparatuses and one reception apparatus.
The configuration of each transmission apparatus of the present modification is the same as that of the transmission apparatus 1a of the first embodiment shown in FIG. 2 except for the number of antennas and the number of paths inside the transmission apparatus. Therefore, the description is omitted.

また、受信装置の構成も、図１６の受信装置における伝搬路推定部１６０６が本変形例の伝搬路推定部と異なるだけで、その余の構成は同じである。したがって、本変形例の伝搬路推定部を以下で詳細に説明することとし、受信装置の他の構成の説明を省略する。   Also, the configuration of the receiving apparatus is the same as that of the receiving apparatus of FIG. 16 except that the propagation path estimation unit 1606 is different from the propagation path estimation unit of this modification. Therefore, the propagation path estimation unit of this modification will be described in detail below, and the description of the other configuration of the receiving apparatus will be omitted.

図１９は、本変形例における伝搬路推定部の構成を示す概略ブロック図である。
この伝搬路推定部は、ＣＦＲ推定部１７０１−ｒ、パス抽出部１９０３−ｐ、ＣＩＲ推定部１７０４−ｒ、ＦＦＴ部１７０５−ｔ−ｒ、グルーピング部１７０６および逆グルーピング部１９０７を備える。図１９には、デマッピング部４０５−ｒおよびＭＩＭＯ検出部４０７も併せて示す。 FIG. 19 is a schematic block diagram showing the configuration of the propagation path estimation unit in this modification.
The propagation path estimation unit includes a CFR estimation unit 1701-r, a path extraction unit 1903-p, a CIR estimation unit 1704-r, an FFT unit 1705-tr, a grouping unit 1706, and an inverse grouping unit 1907. FIG. 19 also shows a demapping unit 405-r and a MIMO detection unit 407.

図１９の伝搬路推定部と図１７の伝搬路推定部１６０６を対比すると、前者のＣＦＲ推定部１７０１−ｒ、グルーピング部１７０６、ＣＩＲ推定部１７０４−ｒおよびＦＦＴ部１７０５−ｔ−ｒは、後者のＣＦＲ推定部１７０１−ｒ、グルーピング部１７０６、ＣＩＲ推定部１７０４−ｒおよびＦＦＴ部１７０５−ｔ−ｒと同じである。しかし、前者のパス抽出部１９０３−ｐおよび逆グルーピング部１９０７は、後者のパス抽出部１７０３−ｐおよび逆グルーピング部１７０７と相違する。また、前者では、後者のチャネル選択部１７０２−ｒに相当するものが存在しない。したがって、同じ構成要素のＣＦＲ推定部１７０１−ｒ、グルーピング部１７０６、ＣＩＲ推定部１７０４−ｔ−ｒおよびＦＦＴ部１７０５−ｔ−ｒの説明を省略する。   19 is compared with the propagation path estimation unit 1606 in FIG. 17, the former CFR estimation unit 1701-r, grouping unit 1706, CIR estimation unit 1704-r, and FFT unit 1705-tr are the latter. This is the same as the CFR estimator 1701-r, grouping unit 1706, CIR estimator 1704-r, and FFT unit 1705-tr. However, the former path extraction unit 1903-p and reverse grouping unit 1907 are different from the latter path extraction unit 1703-p and reverse grouping unit 1707. In the former, there is no equivalent to the latter channel selector 1702-r. Therefore, the description of the CFR estimator 1701-r, grouping unit 1706, CIR estimator 1704-tr, and FFT unit 1705-tr, which are the same components, is omitted.

グルーピング部１７０６は、グループ分けしたチャネルの周波数応答推定値を全てパス抽出部１９０３−ｐに出力する。
パス抽出部１９０３−ｐでは、グループ分けしたチャネル全てを用いてパス抽出を行う。
第ｐグループ内におけるチャネルの番号を、ここではｇ＝１、２、・・・、Ｇとする。また、チャネルｇにおける周波数応答推定ベクトルをＨＰ（ｇ）とし、ＨＰ（ｇ）とパス集合ｑを用いて推定されるチャネルインパルス応答推定ベクトルをｈｑ（ｇ）とする。ｈｑ（ｇ）は次式で表される。 The grouping unit 1706 outputs all the frequency response estimation values of the grouped channels to the path extraction unit 1903-p.
The path extraction unit 1903-p performs path extraction using all the grouped channels.
Here, g = 1, 2,..., G are channel numbers in the p-th group. Further, the frequency response estimation vector in channel g is denoted by H P (g), and the channel impulse response estimation vector estimated using H P (g) and path set q is denoted by h q (g). h q (g) is expressed by the following equation.

Figure 2013074435
Figure 2013074435

また、このときの伝搬路適合度を次式で表す。   Further, the propagation path adaptability at this time is expressed by the following equation.

Figure 2013074435
Figure 2013074435

上式（１８）、（１９）を、第１の実施形態における図７の説明中の式（１５）、（１６）の代わりに用いることで、既述のようにしてパス抽出を行うことができる。   By using the above equations (18) and (19) instead of the equations (15) and (16) in the description of FIG. 7 in the first embodiment, path extraction can be performed as described above. it can.

図２０は、パス抽出部１９０３−ｐの構成を示す概略的ブロック図である。
パス抽出部１９０３−ｒは、伝搬路適合度算出合計部２００１、不要候補パス除去部１７０２、判断部１７０３およびパス決定部１７０４を備える。なお、図２０には、グルーピング部１７０６および逆グルーピング部１９０７を併せて示す。 FIG. 20 is a schematic block diagram showing the configuration of the path extraction unit 1903-p.
The path extraction unit 1903-r includes a propagation path fitness calculation total unit 2001, an unnecessary candidate path removal unit 1702, a determination unit 1703, and a path determination unit 1704. In FIG. 20, the grouping unit 1706 and the reverse grouping unit 1907 are shown together.

図２０のパス抽出部１９０３−ｐと図７のパス抽出部５０３−ｒとを対しすると、後者の伝搬路適合度算出部７０１が前者では伝搬路適合度算出合計部２００１となっている点が相違するだけで、他の構成（不要候補パス除去部１７０２、判断部１７０３およびパス決定部１７０４の構成）は同じである。したがって、伝搬路適合度算出合計部２００１の説明を以下において行い、他の構成についての説明は、省略する。   When the path extraction unit 1903-p in FIG. 20 and the path extraction unit 503-r in FIG. 7 are paired, the latter propagation path suitability calculation unit 701 is the propagation path suitability calculation summation part 2001 in the former. The other configurations (the configurations of the unnecessary candidate path removal unit 1702, the determination unit 1703, and the path determination unit 1704) are the same except for the differences. Therefore, the propagation path fitness calculation totaling unit 2001 will be described below, and the description of other configurations will be omitted.

伝搬路適合度算出合計部２００１は、「候補パス（candidate_path）」の要素のうち少なくとも１つと、グルーピング部１７０６から入力された「選択したパス（selected_path）」の要素全てと、に基づいて、チャネルインパルス応答を推定し、次いで、各場合の伝搬路適合度を計算して、「伝搬路適合度（channel_match）」に保存する。
伝搬路適合度算出合計部２００１は、算出した伝搬路適合度を不要候補パス除去部７０２に出力する。 Based on at least one of the elements of “candidate_path” and all the elements of “selected path (selected_path)” input from the grouping unit 1706, the propagation path fitness calculation totaling unit 2001 The impulse response is estimated, and then the channel matching degree in each case is calculated and stored in “channel matching” (channel_match).
The propagation path fitness calculation totaling unit 2001 outputs the calculated propagation path fitness to the unnecessary candidate path removal unit 702.

図２１は、本変形例に係る受信装置の動作を示すフローチャート図である。なお、この図が示す動作は、図１９のグルーピング部１７０６、パス抽出部１９０３―ｐ、逆グルーピング部１９０７およびＣＩＲ推定部１７０４−ｒまでの動作である。   FIG. 21 is a flowchart showing the operation of the receiving apparatus according to this modification. The operations shown in this figure are operations up to the grouping unit 1706, the path extraction unit 1903-p, the reverse grouping unit 1907, and the CIR estimation unit 1704-r in FIG.

（ステップＳ２１０１）
ステップＳ２１０１では、ＣＦＲ推定部１７０１−１〜１７−１−Ｒで得られるパイロットサブキャリアの周波数応答推定値のＴＲ個を、Ｐ組の群にグループ分けして、パス抽出部１９０３−ｐに出力する。その後、ステップＳ２１０２へ進む。
（ステップＳ２１０２）
パス抽出部１９０３−ｐは、ステップＳ２１０１で得られる周波数応答推定値を全て用いてパス抽出を行い、次に抽出されたパスを逆グルーピング部１９０７へ出力する。その後、ステップＳ２１０３に進む。 (Step S2101)
In step S2101, TR frequency response estimation values of pilot subcarriers obtained by CFR estimation sections 1701-1 to 17-1-R are grouped into P groups and output to path extraction section 1903-p. To do. Then, it progresses to step S2102.
(Step S2102)
The path extraction unit 1903-p performs path extraction using all the frequency response estimation values obtained in step S2101 and outputs the extracted path to the inverse grouping unit 1907. Thereafter, the process proceeds to step S2103.

（ステップＳ２１０３）
ステップＳ２１０３では、ステップＳ２１０２で得られるパス情報を、グループ分けしたチャネルに割り当てる。該当する各グループに対して、周波数応答推定値とパス情報を組み合わせ、ステップＳ２１０４に進む。
（ステップＳ２１０４）
ＣＩＲ推定部１７０４−ｒは、ステップＳ２１０２で得られるパス情報とステップＳ２１０１で得られる周波数応答推定値とを用いて、チャネルインパルス応答推定値を算出する。 (Step S2103)
In step S2103, the path information obtained in step S2102 is assigned to the grouped channels. For each corresponding group, the frequency response estimation value and the path information are combined, and the process proceeds to step S2104.
(Step S2104)
The CIR estimating unit 1704-r calculates a channel impulse response estimated value using the path information obtained in step S2102 and the frequency response estimated value obtained in step S2101.

このように、本変形例によれば、図１９に示した通り、ＴＲ個必要なパス抽出部をＰ個に抑えているため、計算量を大きく削減することができ、回路規模を大きく削減することができ、しかも消費電力を大きく低減することができる。
また、第１〜第３の実施形態と異なるところの、グルーピングされたチャネル全てを用いてパス抽出を行うため、パス構造が実チャネルと合致しやすく、推定精度が向上する。 Thus, according to the present modification, as shown in FIG. 19, since the TR required path extraction units are limited to P, the amount of calculation can be greatly reduced, and the circuit scale can be greatly reduced. In addition, power consumption can be greatly reduced.
Further, since the path extraction is performed using all the grouped channels, which is different from the first to third embodiments, the path structure easily matches the actual channel, and the estimation accuracy is improved.

なお、第１〜第３の実施形態および変形例の説明では、ＴＲ個のチャネルより少ないパス抽出を行うことで、計算量を抑えつつ、伝搬路推定精度を向上させ、しかも消費電力を低減することができる処理について説明した。しかしながら、実際には、伝搬路推定精度を向上させるために、パス抽出のような計算量を必要とする処理を行う必要のない場合が存在する。   In the description of the first to third embodiments and the modified examples, by performing path extraction with fewer than TR channels, it is possible to improve propagation path estimation accuracy and reduce power consumption while suppressing the amount of calculation. A process that can be described. However, in practice, there is a case where it is not necessary to perform processing that requires a calculation amount such as path extraction in order to improve the propagation path estimation accuracy.

具体的には、受信装置が待機モードに入っていて、伝搬路推定精度がそれほど必要のない通信を行っている場合や、受信ＳＮ比が極端に大きいような場合である。このような場合は、パス抽出処理を省略し、遅延時間０〜Ｌのパスを全て推定することで、パス抽出処理にかかる処理を省略でき、消費電力を抑えることができる。   Specifically, this is the case where the receiving apparatus is in standby mode and performing communication that does not require so much propagation path estimation accuracy, or when the reception SN ratio is extremely large. In such a case, by omitting the path extraction process and estimating all paths having a delay time of 0 to L, the process related to the path extraction process can be omitted, and the power consumption can be suppressed.

また、受信装置の移動速度が速い場合には、グルーピング処理を省略して、ＴＲ個のチャネル全てでパス抽出を行うようにしてもよい。このようにすることで、高速移動時の伝搬路推定精度低下を抑えることができる。   Further, when the moving speed of the receiving apparatus is fast, the grouping process may be omitted and the path extraction may be performed on all TR channels. By doing so, it is possible to suppress a decrease in propagation path estimation accuracy during high-speed movement.

本発明は、マイモの移動通信および固定通信において利用することができる。   The present invention can be used in mimo mobile communication and fixed communication.

１ａ・・・第１の実施形態の送信装置、１ａ−１〜１ａＴ・・・送信アンテナ、１ｂ・・・第１の実施の受信装置、１ｂ−１〜１ｂ−Ｒ・・・受信アンテナ、４０６・・・伝搬路推定部、５０３−ｒ・・・パス抽出部、５０４−ｒ・・・ＣＩＲ推定部、２ｂ・・・第２の実施形態の受信装置、１２０６・・・伝搬路推定部、３ａ−１〜３ａ−Ｐ・・・第３の実施形態の送信装置、３ａ−１−１〜３ａ−Ｔ−１・・・送信アンテナ、３ｂ・・・第３の実施形態の受信装置、３ｂ−１〜３ｂ−Ｒ・・・受信アンテナ、１６０６・・・伝搬路推定部、１９０３−ｐ・・・変形例のパス抽出部、２２０１・・・基地局、２２０２・・・移動端末、２２０３〜２２０６・・・障害物
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1a ... Transmission apparatus of 1st Embodiment, 1a-1 to 1aT ... Transmission antenna, 1b ... Reception apparatus of 1st Embodiment, 1b-1 to 1b-R ... Reception antenna, 406 ... propagation path estimation unit, 503-r ... path extraction unit, 504-r ... CIR estimation unit, 2b ... receiving device of the second embodiment, 1206 ... propagation path estimation unit, 3a-1 to 3a-P ... transmission device of the third embodiment, 3a-1-1 to 3a-T-1 ... transmission antenna, 3b ... reception device of the third embodiment, 3b -1 to 3b-R: receiving antenna, 1606 ... propagation path estimation unit, 1903-p ... modified path extracting unit, 2201 ... base station, 2202 ... mobile terminal, 2203 2206 ... Obstacle

Claims (11)

パス抽出部とパス抽出部が抽出したパス情報を基にチャネルインパルス応答を推定するチャネルインパルス応答推定部を備えるＭＩＭＯ受信装置であって、チャネルインパルス応答推定部よりパス抽出部の数が少ないことを特徴とする受信装置。 A MIMO receiver including a channel impulse response estimation unit that estimates a channel impulse response based on path information extracted by the path extraction unit and the path extraction unit, and that the number of path extraction units is smaller than the channel impulse response estimation unit. A receiving device. １つの受信アンテナの受信信号に含まれる送信ストリームの内の１つを用いてパス抽出を行い、他のストリームはそのパス情報を用いてチャネルインパルス応答を推定することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。 The path extraction is performed using one of transmission streams included in a reception signal of one reception antenna, and the channel impulse response is estimated using the path information for the other streams. The receiving device described. 全ての受信アンテナの受信信号に含まれる１つの送信ストリームのうち、１つの受信アンテナを用いてパス抽出を行い、他のアンテナの該当ストリームについては、そのパス情報を用いてチャネルインパルス応答を推定することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。 Of one transmission stream included in the reception signals of all reception antennas, path extraction is performed using one reception antenna, and channel impulse responses are estimated using the path information for the corresponding streams of other antennas. The receiving apparatus according to claim 1. 全チャネルのうち、１つのチャネルを用いてパス抽出を行い、他のチャネルはそのパス情報を用いてチャネルインパルス応答を推定することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。 The receiving apparatus according to claim 1, wherein path extraction is performed using one channel among all channels, and channel impulse responses are estimated using path information for the other channels. 全チャネルを、パス情報を共有するグループに分け、グループ内の１つのチャネルを用いてパス抽出を行い、そのパス情報を用いて他のチャネルのチャネルインパルス応答を推定することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。 6. All channels are divided into groups sharing path information, path extraction is performed using one channel in the group, and channel impulse responses of other channels are estimated using the path information. The receiving device according to 1. 複数のチャネルを用いて１つのパス抽出を行うことを特徴とする請求項５に記載の受信装置。 6. The receiving apparatus according to claim 5, wherein one path is extracted using a plurality of channels. 受信装置の移動速度が所定の閾値を上回る場合は、パス抽出部の数を増加させることを特徴とする請求項１〜６の受信装置。 The receiving apparatus according to claim 1, wherein when the moving speed of the receiving apparatus exceeds a predetermined threshold, the number of path extraction units is increased. 信号対雑音電力比が閾値を上回る場合は、パス抽出部を動作させないことを特徴とする請求項１〜６に記載の受信装置。 The receiving apparatus according to claim 1, wherein the path extraction unit is not operated when the signal-to-noise power ratio exceeds a threshold value. 受信装置が待機モードの場合は、パス抽出部を動作させないことを特徴とする請求項１〜６に記載の受信装置。 The receiving apparatus according to claim 1, wherein the path extracting unit is not operated when the receiving apparatus is in a standby mode. パス抽出過程とパス抽出過程が抽出したパス情報を基にチャネルインパルス応答を推定するチャネルインパルス応答推定過程を備えるＭＩＭＯ受信方法であって、チャネルインパルス応答推定過程よりパス抽出過程の数が少ないことを特徴とする受信方法。 A MIMO reception method having a channel impulse response estimation process for estimating a channel impulse response based on path information extracted by the path extraction process and the path extraction process, and having a smaller number of path extraction processes than the channel impulse response estimation process. A characteristic reception method. 請求項１０に記載の受信方法をコンピュータに実行させることを特徴とする受信プログラム。 A reception program for causing a computer to execute the reception method according to claim 10.
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