JP2013045897A - ソレノイドの電流制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】目標電流が階段状に変更されたときの過渡応答性を向上しつつ、定常状態におけるロバスト性の確保と両立できるソレノイドの電流制御装置を提供する。
【解決手段】直流電源電圧Ｖｄｃが変化し得る直流電源部２と、直流電源電圧Ｖｄｃにパルス幅変調を施しデューティ比Ｄを変更した出力電圧Ｖｏｕｔをソレノイド９２に印加する出力電圧調整部３と、直流電源電圧Ｖｄｃを検出する電圧検出部４と、実電流Ｉを検出する電流検出部５と、目標電流Ｉｒから実電流Ｉを減算した電流偏差が減少するようにデューティ比Ｄを制御するフィードバック制御部６とを備え、フィードバック制御部６は、目標電流が変更された後の遷移期間Ｔｔに電流偏差の正負に応じてデューティ比Ｄを１００％または０％に固定制御する固定モード手段６１と、遷移期間Ｔｔが経過した後の安定化期間にデューティ比Ｄを可変に制御する追従モード手段６２と、モード切り替え手段６３とを有する。
【選択図】図２

Description

本発明はソレノイドの電流制御装置に関し、より詳細には、パルス幅変調による電圧実効値の調整と実電流のフィードバック制御とを組み合わせた方式のソレノイドの電流制御装置に関する。

車両のパワートレーンの途中に動力伝達を継断する摩擦クラッチを設ける場合が多く、摩擦クラッチの油圧操作部の油路を開閉駆動する装置としてソレノイドが広く用いられる。ソレノイドの駆動電源には車載のバッテリが用いられ、蓄電状態に依存してバッテリ電圧が変動する。一方、ソレノイドは雰囲気温度の変化や自己発熱に依存して抵抗値が変動するので、印加電圧が一定であっても流れる電流および発生する駆動力が変化する。したがって、摩擦クラッチを安定動作させるために、ソレノイドに印加する電圧の実効値を調整して一定の電流を通電することが好ましい。この用途には、バッテリ電圧にパルス幅変調を施し電圧実効値を調整してソレノイドに印加し、流れる実電流を検出してフィードバックし目標電流との電流偏差に基づきパルス幅変調のデューティ比を制御する電流フィードバック制御方式の電流制御装置が用いられる。

この種のソレノイドの電流制御装置の一例が特許文献１に開示されている。特許文献１の請求項４に開示された誘導性負荷の電流制御装置は、電流検出手段と、電流値をＡ／Ｄ変換する手段と、パルス幅変調のデューティ比を制御する手段とを備えている。さらに、電流値を順次記憶する電流値記憶手段と、電流値を算術平均する平均電流値演算手段とを備え、平均電流値と目標電流値とに基づきデューティ比を制御するように構成されている。これにより、装置構成を複雑にすることなく、誘導性負荷の電流フィードバック制御の応答性を向上することが可能になる、とされている。

なお、ソレノイドの用途は摩擦クラッチの駆動に限定されず、電動アクチュエータとして各種用途に広く普及している。

特開平１１−３０８１０７号公報

ところで、特許文献１を始めとするソレノイドの電流フィードバック制御の技術では、一般的にＰＩ制御（比例積分制御）やＰＩＤ制御（比例積分微分制御）などを用い、ソレノイドの特性や用途に応じて比例ゲイン、積分ゲイン、および微分ゲインを設定する。ここで、各ゲインを小さめに設定すれば、定常状態における外乱に対する安定性（ロバスト性）は向上するが、目標電流が変更されたときの過渡応答性が低下する。過渡応答性を向上するためには各ゲインを大きめに設定するが、ソレノイドの抵抗値の変動などの影響を受けて応答のばらつきが大きくなり、期待した応答性向上の効果が得られないおそれがある。

本発明は、上記背景技術の問題点に鑑みてなされたもので、パルス幅変調により電圧実効値を調整してソレノイドに印加し、実電流をフィードバックして目標電流との電流偏差に基づいてパルス幅変調のデューティ比を制御する構成で、目標電流が階段状に変更されたときの過渡応答性を向上しつつ、定常状態におけるロバスト性の確保と両立できるソレノイドの電流制御装置を提供することを解決すべき課題とする。

上記課題を解決する請求項１に係るソレノイドの電流制御装置の発明は、直流電源電圧が変化し得る直流電源部と、前記直流電源電圧にパルス幅変調を施し、所定のパルス幅変調周期におけるデューティ比を変更して電圧実効値を調整した出力電圧をソレノイドに印加する出力電圧調整部と、前記直流電源部の前記直流電源電圧を検出する電圧検出部と、前記出力電圧を前記ソレノイドに印加したときに実際に流れる実電流を検出する電流検出部と、外部から目標電流の指令を受け取り、前記電圧検出部から前記直流電源電圧を取得し、前記電流検出部から前記実電流を取得し、前記目標電流から前記実電流を減算した電流偏差が減少するように前記出力電圧調整部の前記デューティ比を制御するフィードバック制御部とを備えるソレノイドの電流制御装置であって、前記フィードバック制御部は、前記目標電流が階段状に変更されてから前記電流偏差が所定値未満となるまでの遷移期間において、前記電流偏差の正負に応じて前記出力電圧調整部の前記デューティ比を１００％または０％に固定制御する固定モード手段と、前記遷移期間が経過した後の安定化期間において、前記電流偏差に応じて前記出力電圧調整部の前記デューティ比を可変に制御する追従モード手段と、前記固定モード手段と前記追従モード手段とを切り替えるモード切り替え手段とを有する。

請求項２に係る発明は、請求項１において、前記ソレノイドの抵抗値を推定する抵抗推定部をさらに備え、前記フィードバック制御部は遷移期間推定手段をさらに有し、前記遷移期間推定手段は、前記抵抗推定部から推定した前記抵抗値を取得し、前記目標電流が階段状に変更されたときに変更前の目標電流、変更後の目標電流、前記直流電源電圧、前記抵抗値、およびソレノイドのインダクタンス値に基づいて前記遷移期間を推定し、前記モード切り替え手段は、推定された遷移期間に基づいて前記固定モード手段から前記追従モード手段への切り替えを行う。

請求項３に係る発明は、請求項２において、前記抵抗推定部は、前記ソレノイドの温度または前記ソレノイドの周囲の雰囲気温度を検出する温度センサ、および検出した温度に基づいて前記抵抗値を推定する温度抵抗値推定手段を含んで構成され、あるいは、前記安定化期間において前記直流電源電圧に前記デューティ比を乗算して前記出力電圧の前記電圧実効値を求め、前記電圧実効値を前記実電流で除算して前記抵抗値を推定するオーム則演算手段を含んで構成される。

請求項４に係る発明は、請求項２または３において、前記フィードバック制御部の追従モード手段は、前記モード切り替え手段によって前記固定モード手段から切り替えられた直後の初回の制御時に、前記目標電流に前記抵抗値を乗算して目標電圧を求め、前記目標電圧を前記直流電源電圧で除算して前記デューティ比を求め、2回目以降の制御時に、前記電流偏差に基づいて前記デューティ比を求める。

請求項１に係るソレノイドの電流制御装置の発明では、パルス幅変調により電圧実効値を調整してソレノイドに印加し、実電流をフィードバックして目標電流との電流偏差に基づいてパルス幅変調のデューティ比を制御する構成で、目標電流が階段状に変更されてから電流偏差が所定値未満となるまでの遷移期間において、電流偏差の正負に応じて出力電圧調整部のデューティ比を１００％または０％に固定制御する。したがって、電流偏差は最速で減少し、過渡応答性を向上できる。また、遷移期間が経過した後の安定化期間において、電流偏差に応じて出力電圧調整部のデューティ比を可変に制御する。したがって、定常状態において外乱が生じたときなどのロバスト性の確保と両立できる。

請求項２に係る発明では、ソレノイドの抵抗値を推定する抵抗推定部をさらに備え、遷移期間推定手段は、目標電流が階段状に変更されたときに遷移期間を推定し、モード切り替え手段は、推定された遷移期間に基づいて固定モード手段から追従モード手段への切り替えを行う。このとき、遷移期間を大きく変動させる主要因である抵抗値を推定しているので、遷移期間の推定精度が高まり、適正な時期にモード切り替えを実施できる。これにより、遷移期間中の過渡応答性を向上する制御から、安定化期間中のロバスト性を確保する制御へとスムーズに移行でき、モード切り替え時に生じがちなオーバーシュートやアンダーシュートを抑制できる。

請求項３に係る発明では、抵抗推定部は、ソレノイドの温度から抵抗値を推定する温度抵抗値推定手段、あるいは、安定化期間における電圧実効値を実電流で除算するオーム則演算手段を含んで構成されている。いずれの構成の場合も、ソレノイドの抵抗値は高精度に推定され、遷移期間の推定精度が高められる。さらに、オーム則演算手段では、センサの追加新設が不要であり、コストが増加しない。

請求項４に係る発明では、追従モード手段は、切り替えられた直後の初回の制御時に、目標電流に抵抗値を乗算し直流電源電圧で除算したデューティ比を用い、2回目以降の制御時にデューティ比を可変に制御する。つまり、追従モード手段に切り替えられた初回の制御時に、定常状態に達したときのデューティ比を尤も確からしい値として用いるので、モード切り替え直後に動作が不安定にならない。

実施形態のソレノイドの電流制御装置が駆動するソレノイドを含んだソレノイドバルブの構成を模式的に説明する図である。 実施形態のソレノイドの電流制御装置の構成および機能を説明する図である。 追従モード手段の電流フィードバック制御機能を説明する機能ブロック図である。 フィードバック制御部のメイン処理フローを示す図である。 フィードバック制御部の固定モード手段の処理フローを示す図である。 フィードバック制御部の追従モード手段の処理フローを示す図である。 実施形態のソレノイドの電流制御装置の動作を模式的に例示説明する図である。

本発明の実施形態のソレノイドの電流制御装置について、図１〜図７を参考にして説明する。図１は、実施形態のソレノイドの電流制御装置１が駆動するソレノイド９２を含んだソレノイドバルブ９の構成を模式的に説明する図である。ソレノイドバルブ９は、車両のパワートレーンの途中に設けられた摩擦クラッチの油圧操作部を駆動するアクチュエータ装置である。ソレノイドバルブ９は、ケース９１、ソレノイド９２、プランジャ９３、出力シャフト９４などにより構成されている。

ケース９１は有底円筒状で、筒状部９１１の一部にソレノイド９２が組み込まれている。ソレノイド９２は、金属線が巻回されて形成された円筒状のコイルである。金属線の両端ＭＶ＋、ＭＶ−は、ケース９１の外部に引き出されて電流制御装置１に接続されている。ケース９１のソレノイド９２に近い側の一方の円板状の底部９１２の中心には、軸孔９１３が穿設されている。軸孔９１３には、軸線方向に移動可能に出力シャフト９４が貫設されている。ケース９１のソレノイド９２から離れた他方側は、円板状の底部９１４によって閉止されている。

ケース９１の内部に、軸線方向に移動可能にプランジャ９３が配設されている。プランジャ９３は、大径部９３１および小径部９３２が段差部９３３で一体に形成された段付き軸状の部材である。段差部９３３とケース９１の一方の底部９１２との間に螺旋状の付勢ばね９１５が配設され、付勢ばね９１５の内側に小径部９３２が配置されている。付勢ばね９１５は、プランジャ９３をケース９１の他方の底部９１４に向けて常時付勢している。プランジャ９３の小径部９３２はソレノイド９２の内周位置に延在し、ソレノイド９２が通電された時に発生する電磁力によって図中の右側に駆動されるようになっている。プランジャ９３が駆動されると、小径部９３２の先端９３４が出力シャフト９４を図中の右方に押動し、出力シャフト９４が摩擦クラッチの油圧操作部の油路を開閉駆動するように構成されている。ソレノイド９２が通電されなくなると、付勢ばね９１５の作用によってプランジャ９３は図示されるように左方に自動復帰し、大径部９３１が他方の底部９１４に当接する。

さらに、ケース９１の一方の底部９１２の外側面に、油温センサ７１が配設されている。油温センサ７１は、摩擦クラッチの付属品であり、油圧操作部の操作油の温度を測定し、低温時に操作油の粘性抵抗が増加することへ対処するためのものである。ソレノイド９２の温度は周囲の操作油の温度に概略一致するので、本実施形態では、ソレノイド９２の周囲の雰囲気温度を検出する温度センサとして油温センサ７１を兼用し、操作油の温度をソレノイド９２自体の温度と見なす。あるいは、操作油の温度に補正を施してソレノイド９２の温度を推定する。油温センサ７１は、検出した温度Ｔの情報を電流制御装置１に送出する。

本実施形態において、摩擦クラッチの継状態と断状態に対応して、ソレノイド９２に流れる実電流Ｉを０およびＩ１の２値のいずれかに制御する。したがって、摩擦クラッチを安定動作させるために、実電流Ｉを０またはＩ１で一定に保つことが好ましい。なお、これに限定されず、実電流Ｉを３段階以上に制御する装置構成に対しても、本発明を実施できる。

図２は、実施形態のソレノイドの電流制御装置１の構成および機能を説明する図である。電流制御装置１は、バッテリ２、出力電圧調整部３、電圧検出部４、電流検出部５、フィードバック制御部６、および抵抗推定部７により構成されている。バッテリ２以外の部位３〜７は、例えば、マイコンを内蔵しソフトウェアで動作する電子制御装置や、アナログ信号およびディジタル信号を処理する電子回路などにより構成できる。

バッテリ２は、車両に搭載されてエンジンにより充電され車内の各電気負荷に直流電力を供給するものであり、本発明の直流電源電圧Ｖｄｃが変化し得る直流電源部に相当する。バッテリ２には一般的なものを使用でき、例えば直流電源電圧Ｖｄｃの定格１２Ｖ仕様で、実際には１０〜１５Ｖ程度まで変化し得る。バッテリ２の正側出力端子２＋は出力電圧調整部３および電圧検出部４に接続され、負側出力端子２−は接地されている。

出力電圧調整部３は、直流電源電圧Ｖｄｃにパルス幅変調を施し、所定のパルス幅変調周期におけるデューティ比Ｄを変更して電圧実効値を調整した出力電圧Ｖｏｕｔをソレノイド９２の一端ＭＶ＋に印加する部位である。デューティ比Ｄは、フィードバック制御部６から指令される。出力電圧調整部３は、例えば、専用のドライブＩＣを用いて構成することができ、ドライブＩＣの動作状態ＳＴをフィードバック制御部６に通知するようにしてもよい。

電圧検出部４は、バッテリ２の直流電源電圧Ｖｄｃを検出する部位である。電圧検出部４は、例えば、複数の抵抗を直列接続した分圧器と、分圧された電圧を検出しディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器とを組み合わせて構成できる。電圧検出部４は、検出した直流電源電圧Ｖｄｃをフィードバック制御部６に送出する。

電流検出部５は、ソレノイド９２の他端ＭＶ−を接地するラインに設けられ、出力電圧Ｖｏｕｔを印加したときに実際に流れる実電流Ｉを検出する部位である。電流検出部５には、例えば、実電流Ｉが流れる抵抗の電圧降下を検出する回路を用いることができる。電流検出部５は、検出した実電流Ｉをディジタル信号に変換してフィードバック制御部６に送出する。

抵抗推定部７は、前述した油温センサ７１、および温度抵抗値推定手段７２を含んで構成されている。温度抵抗値推定手段７２は、油温センサ７１が検出した温度Ｔの情報を取得し、ソレノイド９２の抵抗値Ｒを推定する。ソレノイド９２は金属線により形成されており、周知のように金属線の抵抗値Ｒは、金属の種類によって定まる抵抗温度係数と温度Ｔから演算によって求めることができる。温度抵抗値推定手段７２は、推定した抵抗値Ｒのディジタル信号をフィードバック制御部６に送出する。

フィードバック制御部６は、外部から目標電流Ｉｒの指令を受け取り、電圧推定部４から直流電源電圧Ｖｄｃの情報を取得し、電流検出部５から実電流Ｉの情報を取得し、目標電流Ｉｒから実電流Ｉを減算した電流偏差Ｉｅが減少するように出力電圧調整部３のデューティ比Ｄを制御する部位である。本実施形態で、フィードバック制御部６が外部から受け取る指令は通電するか否かの２値信号であり、目標電流Ｉｒの電流値自体は前述の０またはＩ１を予め内部に保持して切り替え制御する。実電流Ｉを３段階以上に制御する場合は、目標電流Ｉｒの電流値自体の指令を受け取るようにする。

また、フィードバック制御部６は、ソレノイド９２のインダクタンス値Ｌを予め内部に保持している。インダクタンス値Ｌは、周知のようにソレノイド９２の内外径、軸方向長、および金属線の巻回数などの形状によって定まり、温度依存性が小さいので、概ね一定の定数情報として保持する。

図２に示されるように、フィードバック制御部６は、固定モード手段６１、追従モード手段６２、モード切り替え手段６３、および遷移期間推定手段６４を有しており、これら４手段はソフトウェアによって実現されている。

固定モード手段６１は、目標電流Ｉｒが階段状に変更されてから電流偏差Ｉｅが所定値ΔＩ１未満となるまでの遷移期間Ｔｔにおいて、電流偏差Ｉｅの正負に応じて出力電圧調整部３のデューティ比Ｄを１００％または０％に固定制御する手段である。所定値ΔＩ１としては、目標電流Ｉｒの変化量の５〜１０％程度を設定する。具体な例として、目標電流Ｉｒが０からＩ１に変更された直後を想定すると、実電流Ｉは当初０であるので電流偏差Ｉｅ（＝Ｉｒ−Ｉ＝Ｉ１−０）は正になり、デューティ比Ｄを１００％に固定制御する。また、目標電流ＩｒがＩ１から０に変更された直後を想定すると、実電流Ｉは当初Ｉ１に概ね等しいので電流偏差Ｉｅ（＝０−Ｉ１）は負になり、デューティ比Ｄを０％に固定制御する。このように制御することで、実電流Ｉは最速で変更後の目標電流Ｉｒに接近し、電流偏差Ｉｅは最速で減少する。

追従モード手段６２は、遷移期間Ｔｔが経過した後の安定化期間において、電流偏差Ｉｅに応じて出力電圧調整部３の前記デューティ比Ｄを可変に制御する手段である。追従モード手段には、従来行われている一般的なフィードバック制御方法を用いることができ、本実施形態では図３および下の式１〜式３に示されるようにＰＩ制御（比例積分制御）を用いる。図３は、追従モード手段６２の電流フィードバック制御機能を説明する機能ブロック図である。図示されるように、追従モード手段６２では、先ず電流偏差Ｉｅ（＝Ｉｒ−Ｉ）を求め、次いでＰＩ制御の演算を行って出力電圧Ｖｏｕｔの実効値を求め、最終的にデューティ比Ｄを演算する。

ＰＩ制御の演算方法を数式で表せば、次のとおりとなる。
Ｖｅ（ｉ）＝Ｋｐ×Ｉｅ（ｉ）＋Ｋｉ×ΣＩｅ …………………………式１
Ｖｏｕｔ（ｉ＋１）＝Ｖｏｕｔ（ｉ）＋Ｖｅ（ｉ）………………………式２
Ｄ（ｉ＋１）＝Ｖｏｕｔ（ｉ＋１）／Ｖｄｃ×１００（単位：％）……式３
上の式１〜式３で、カッコを付した添字（ｉ）は今回の制御サイクルを示し、添字（ｉ＋１）は次回の制御サイクルを示している。

式１は、ＰＩ制御により出力電圧Ｖｏｕｔ（ｉ）を変化させるべき電圧変化量Ｖｅを求める式である。式１の右辺第１項は比例ゲインＫｐに電流偏差Ｉｅ（ｉ）を乗算した比例項であり、右辺第２項は積分ゲインＫｉに電流偏差Ｉｅの積分量ΣＩｅを乗算した積分項である。比例ゲインＫｐおよび積分ゲインＫｉは、定常状態におけるロバスト性が良好になるように設定する。式２は、次回の制御サイクルで印加すべき出力電圧Ｖｏｕｔ（ｉ＋１）を求める式であり、電圧実効値が求められる。式３は、その出力電圧Ｖｏｕｔ（ｉ＋１）を発生するためのデューティ比Ｄ（ｉ＋１）を求める式である。式３で、デューティ比Ｄ（ｉ＋１）は、電流偏差Ｉｅの現在値および変化の履歴に依存して変化する。追従モード手段６２は、逐次求めたデューティ比Ｄを出力電圧調整部３に指令する。

モード切り替え手段６３は、固定モード手段６１と追従モード手段６２とを選択的に切り替える手段である。モード切り替え手段６３は、目標電流Ｉｒが階段状に変更された直後に、電流偏差Ｉｅの絶対値が一定値ΔＩ２以上であることを認識し、固定モード手段６１に切り替える。一定値ΔＩ２は、目標電流Ｉｒの変更を判定する指標であり、例えばΔＩ２＝（Ｉ１／２）に設定できる。その後、遷移期間推定手段６４により求められた遷移期間Ｔｔが経過すると、モード切り替え手段６３は追従モード手段６２に切り替える。この方法では、所定値ΔＩ１は遷移期間推定手段６４で間接的に用いられる。別法として、モード切り替え手段６３で各制御サイクルの電流偏差Ｉｅを毎回演算し、電流偏差Ｉｅが所定値ΔＩ１未満となった時点で追従モード手段６２に切り替えるようにしてもよい。

遷移期間推定手段６４は、目標電流Ｉｒが階段状に変更されたときに変更前の目標電流Ｉｒ１、変更後の目標電流Ｉｒ２、直流電源電圧Ｖｄｃ、ソレノイド９２の抵抗値Ｒおよびインダクタンス値Ｌに基づいて遷移期間Ｔｔを推定する手段である。ここで、目標電流が階段状に変更された直後に固定モード手段６１が動作するので、デューティ比Ｄは１００％または０％に固定制御され、ソレノイド９２に印加される出力電圧Ｖｏｕｔは直流電源電圧Ｖｄｃまたはゼロ電圧のいずれかとなる。したがって、実電流Ｉが変更後の目標電流Ｉｒ２に近づく時間的変化の様子は、過渡現象理論により求めることができる。すなわち、ソレノイド９２の抵抗値Ｒおよびインダクタンス値Ｌから求められる時定数を用いて、実電流Ｉの変化を時間の指数関数で演算できる。これに加えて所定値ΔＩ１を考慮すれば、遷移期間Ｔｔを推定することができる。

本実施形態においては、目標電流Ｉｒの変更前後における変化量は±Ｉ１に限定され、ソレノイド９２のインダクタンス値Ｌは定数情報とされている。したがって、遷移期間Ｔｔは、実質的に直流電源電圧Ｖｄｃとソレノイド９２の抵抗値Ｒに依存して定まる。このため、直流電源電圧Ｖｄｃおよび抵抗値Ｒをパラメータとして遷移期間Ｔｔを求める遷移期間テーブルを予め作成して保持し、推定に用いる。これにより、指数関数を用いた演算を毎回実施する煩わしさを省略できる。遷移期間推定手段６４は、推定した遷移期間Ｔｔをモード切り替え手段６３に送出する。

次に、フィードバック制御部６が行うソレノイド９２の電流フィードバック制御の処理フローについて説明する。図４は、フィードバック制御部６のメイン処理フローを示す図である。また、図５は、フィードバック制御部６の固定モード手段６１の処理フローを示す図であり、図６は、フィードバック制御部６の追従モード手段６２の処理フローを示す図である。
図４のメイン処理フローのステップＳ１〜Ｓ３でそれぞれ、フィードバック制御部６は目標電流Ｉｒ、実電流Ｉ、および直流電源電圧Ｖｄｃの情報を取得する。次にステップＳ４で、電流偏差Ｉｅを演算する。次にステップＳ５で現在のモードを調査し、固定モードになっていれば、ステップＳ６に進み、図５に示される固定モード手段６１の処理フローを実施する。また、ステップＳ５で追従モードになっていれば、ステップＳ７に進み、電流偏差Ｉｅの絶対値と所定値ΔＩ２とを大小比較する。前者が大きいときステップＳ６に合流し、後者が大きいときステップＳ８に進んで図６に示される追従モード手段６２の処理フローを実施する。

図５の固定モード手段６１の処理フローのステップＳ２１でまず、固定モードに切り替わった初回処理か否かを調査する。初回処理のときステップＳ２２以降に進んで遷移期間推定手段６４による遷移期間Ｔｔの推定を行い、２回目以降の処理のときステップＳ３０に進む。ステップＳ２２では、油温センサ７１による温度Ｔの検出、および温度抵抗値推定手段７２によるソレノイド９２の抵抗値Ｒの推定を行う。次のステップＳ２３で、遷移期間テーブルを用いて遷移期間Ｔｔを推定する。次にステップＳ２４で、遷移期間Ｔｔを電流フィードバック制御のサイクルタイムＴｃで除算して遷移サイクル数Ｎを演算する。遷移サイクル数Ｎは、固定モード手段が遷移期間Ｔｔ中に動作するサイクル数を示す指標である。次にステップＳ２５で、固定モード手段の実際の動作サイクル数Ｎｃｎｔに０をセットする。

次にステップＳ２６で、動作サイクル数Ｎｃｎｔと遷移サイクル数Ｎとを大小比較する。動作サイクル数Ｎｃｎｔのほうが小さいとき、遷移期間Ｔｔが終了しておらず、ステップＳ２７に進んで電流偏差Ｉｅの正負を調査する。電流偏差Ｉｅが正のときステップＳ２８でデューティ比Ｄ＝１００％を指令し、電流偏差Ｉｅが負のときステップＳ２９でデューティ比Ｄ＝０％を指示する。ステップＳ２６で動作サイクル数Ｎｃｎｔのほうが大きいときは稀であるが、目標電流Ｉｒが変更されたとき既に実電流Ｉが充分に接近していると生じ得る。この場合、遷移期間Ｔｔが終了しており、ステップＳ３３に進む。

ステップＳ２１で、２回目以降の処理のときはステップＳ３０に進み、動作サイクル数Ｎｃｎｔをカウントアップする。次にステップＳ３１で、動作サイクル数Ｎｃｎｔと遷移サイクル数Ｎとを大小比較する。動作サイクル数Ｎｃｎｔのほうが小さいとき、遷移期間Ｔｔが終了しておらず、ステップＳ３２に進み、デューティ比Ｄに前回値を指示する。動作サイクル数Ｎｃｎｔのほうが大きいとき、遷移期間Ｔｔが終了しており、ステップＳ３３に進んで追従モードに切り替え、図６に示される追従モード手段の処理フローを実施する。

図６の追従モード手段の処理フローのステップＳ５１で、式１および式２を用いたＰＩ制御演算により、次回の出力電圧Ｖｏｕｔ（ｉ＋１）を演算する。さらに、ステップＳ５２で、式３を用いて次回のデューティ比Ｄ（ｉ＋１）を演算し、出力電圧調整部３に指令する。

次に、実施形態のソレノイドの電流制御装置１の動作について説明する。図７は、実施形態のソレノイドの電流制御装置１の動作を模式的に例示説明する図である。図７の横軸は共通の時間であり、上から順番に、目標電流Ｉｒおよび実電流Ｉの波形、電流フィードバック制御の演算タイミングｔｍ１〜ｔｍ５、モードの切り替え状況、および出力電圧Ｖｏｕｔの波形が示されている。また、図７の例では、電流フィードバック制御のサイクルタイムＴｃが出力電圧調整部３のパルス幅変調のＰＷＭ周期Ｔｃに一致しており、５周期弱が図示されている。なお、この例のように電流フィードバック制御のサイクルタイムＴｃとパルス幅変調のＰＷＭ周期Ｔｃとを一致させる必要はない。

図７の時刻ｔ１で、目標電流Ｉｒが０からＩ１へと階段状に変更されている。すると、至近の電流フィードバック制御の演算タイミングｔｍ１で図４の処理フローが行われたときに、電流偏差Ｉｅ（＝Ｉｒ−Ｉ＝Ｉ１−０）が一定値ΔＩ２よりも大きいことから、時刻ｔ２で固定モード手段６１への切り替えが行われる。次いで、遷移時間Ｔｔが演算され、遷移サイクル数Ｎが演算される。図の例では、遷移時間ＴｔはサイクルタイムＴｃの１．６倍程度であり、遷移サイクル数Ｎ≒１．６となる。したがって、動作サイクル数Ｎｃｎｔが１以下で固定モード手段６１が動作し、動作サイクル数Ｎｃｎｔが２以上になった時点でモード切り替え手段６３により追従モード手段６２に切り替えられる。

次いで、電流偏差Ｉｅが正値であるのでデューティ比Ｄ＝１００％が指令される。したがって、時刻ｔ２〜ｔ３までのＰＷＭ周期Ｔｃを通して、出力電圧Ｖｏｕｔは直流電源電圧Ｖｄｃに維持される。これにより、実電流Ｉは最速で目標電流ＩｒであるＩ１に接近し、電流偏差Ｉｅは最速で減少する。

次の演算タイミングｔｍ２では、動作サイクル数Ｎｃｎｔをカウントアップして１とするが、未だ遷移サイクル数Ｎ（＝１．６）に達していない。したがって、改めて電流偏差Ｉｅを求めることなく前回値と同じデューティ比Ｄ＝１００％が指令され、時刻ｔ３〜ｔ４までのＰＷＭ周期Ｔｃを通して出力電圧Ｖｏｕｔは直流電源電圧Ｖｄｃに維持される。これにより、時刻ｔ４で実電流Ｉは概ね目標電流ＩｒであるＩ１に達し、電流偏差Ｉｅは概ね無くなる。

次の演算タイミングｔｍ３で、動作サイクル数Ｎｃｎｔをカウントアップして２とすると、遷移サイクル数Ｎ（＝１．６）を超過する。したがって、時刻ｔ４で、遷移期間Ｔｔは既に終了して安定化期間に入っていると判定され、モード切り替え手段６３により追従モード手段６２に切り替えられる。このとき、固定モード手段６１から切り替えられた直後の初回の制御時となり、適正な前回値が存在しないため式１〜式３で初回のデューティ比Ｄ１を求めることができない。

そこで、本実施形態では、実電流Ｉが安定してソレノイド９２のインダクタンス値Ｌを考慮する必要が無くなった定常状態を想定し、定常状態に達したときのデューティ比Ｄを尤も確からしい値として初回のデューティ比Ｄ１に採用する。これを数式で示せば次のとおりとなる。
目標電圧Ｖｒ＝（目標電流Ｉｒ）×（抵抗値Ｒ）……………………………式４
初回のデューティ比Ｄ１＝
（目標電圧Ｖｒ）／（直流電源電圧Ｖｄｃ）×１００（単位：％）……式５
したがって、この初回のデューティ比Ｄ１が指令され、時刻ｔ４〜ｔ５までのＰＷＭ周期Ｔｃ中の一部に直流電源電圧Ｖｄｃを印加する通電時間Ｔｄが設定される。これにより、実電流Ｉは目標電流ＩｒであるＩ１の上下に脈動し、電流偏差Ｉｅは概ね無くなる。

次の演算タイミングｔｍ４では、電流偏差Ｉｅに基づき、式１〜式３を用いた演算がなされて２回目のデューティ比Ｄ２が指令され、時刻ｔ５〜ｔ６のＰＷＭ周期Ｔｃに反映される。以降は、目標電流ＩｒがＩ１から変更されるときまで、追従モード手段６２によって同様の電流フィードバック制御が繰り返される。

また、図は省略するが、追従モード手段６２が動作している状態で目標電流ＩｒがＩ１から０に変更されると、固定モード手段６１への切り替えが行われ、電流偏差Ｉｅ（＝Ｉｒ−Ｉ＝０−Ｉ１）が負値であるのでデューティ比Ｄ＝０％が指令される。これにより、実電流Ｉは最速で目標電流Ｉｒである０に接近し、電流偏差Ｉｅは最速で減少する。そして、電流偏差Ｉｅが概ね無くなった時点で、再び追従モード手段６２に切り替えられる。なお、目標電流Ｉｒが０のときには、追従モード手段６２は電流フィードバック制御を行わずに、デューティ比Ｄ＝０％で固定制御する。

実施形態のソレノイドの電流制御装置１によれば、目標電流Ｉｒが０からＩ１に階段状に変更されてから電流偏差Ｉｅが所定値ΔＩ１未満となるまでの遷移期間Ｔｔにおいて、電流偏差Ｉｅが正値であるので出力電圧調整部３のデューティ比Ｄを１００％に固定制御する。したがって、電流偏差Ｉｅは最速で減少し、過渡応答性を向上できる。また、遷移期間Ｔｔが経過した後の安定化期間において、ＰＩ制御により電流偏差Ｉｅに応じて出力電圧調整部３のデューティ比Ｄ１、Ｄ２を可変に制御する。したがって、定常状態において外乱が生じたときなどのロバスト性の確保と両立できる。

また、遷移期間Ｔｔを大きく変動させる主要因であるソレノイド９２の抵抗値Ｒを推定しているので、遷移期間Ｔｔの推定精度が高まり、時刻ｔ４の適正な時期にモード切り替えを実施できる。これにより、遷移期間Ｔｔ中の過渡応答性を向上する制御から、安定化期間中のロバスト性を確保する制御へとスムーズに移行でき、モード切り替え時に生じがちなオーバーシュートやアンダーシュートを抑制できる。

また、抵抗推定部７は、ソレノイド９２自体の温度と見なせる周囲の操作油の温度Ｔを検出する油温センサ７１、および温度抵抗値推定手段７２を含んで構成されており、ソレノイド９２の抵抗値Ｒは高精度に推定され、遷移期間Ｔｔの推定精度が高められる。さらに、油温センサ７１は、元々摩擦クラッチに設けられている付属品であるため、センサの追加新設が不要であり、コストが増加しない。

また、追従モード手段６２に切り替えられた初回の制御時である演算タイミングｔｍ３で、定常状態に達したときのデューティ比Ｄ１を尤も確からしい値として用い、時刻ｔ４〜ｔ５までのＰＷＭ周期Ｔｃに反映するので、モード切り替え直後に動作が不安定にならない。

なお、抵抗推定部７は、実施形態に限定されず、オーム則演算手段を含んで構成するようにしてもよい。オーム則演算手段は、インダクタンス値Ｌの影響が殆ど無い安定化期間に、出力電圧Ｖｏｕｔの実効値を実電流Ｉで除算して抵抗値Ｒを演算する。なお出力電圧Ｖｏｕｔの実効値は、直流電源電圧Ｖｄｃとデューティ比Ｄの積で容易に求めることができる。そして、追従モード手段６２が動作している状態で一定時間間隔ごとにオーム則演算手段を実施し、固定モード手段６１に切り替えられたときに、その直前に演算された抵抗値Ｒをモード切り替え時の値とすることができる。この方法では、温度センサは不要であり、コストが増加しない。

また、電流フィードバック制御の方法も式１〜式３に示したＰＩ制御に限定されず、任意の制御方法を用いることができる。本発明は、その他さまざまな変形や応用が可能である。

１：ソレノイドの電流制御装置
２：バッテリ ３：出力電圧調整部 ４：電圧検出部 ５：電流検出部
６：フィードバック制御部
６１：固定モード手段 ６２：追従モード手段
６３：モード切り替え手段 ６４：遷移期間推定手段
７：抵抗推定部 ７１：油温センサ ７２：温度抵抗値推定手段
９：ソレノイドバルブ
９１：ケース ９２：ソレノイド ９３：プランジャ
９４：出力シャフト
Ｒ：抵抗値 Ｌ：インダクタンス値
Ｉ：実電流 Ｉｒ目標電流 Ｉｅ：電流偏差
ΔＩ１：所定値 ΔＩ２：一定値
Ｖｄｃ：直流電源電圧 Ｖｏｕｔ、Ｖｏｕｔ（ｉ）、Ｖｏｕｔ（ｉ＋１）：出力電圧
Ｄ、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ（ｉ＋１）：デューティ比
Ｔｔ：遷移期間 Ｔｃ：サイクルタイム（＝ＰＷＭ周期）
Ｎ：遷移サイクル数 Ｎｃｎｔ：動作サイクル数

Claims (4)

1. 直流電源電圧が変化し得る直流電源部と、
   前記直流電源電圧にパルス幅変調を施し、所定のパルス幅変調周期におけるデューティ比を変更して電圧実効値を調整した出力電圧をソレノイドに印加する出力電圧調整部と、
   前記直流電源部の前記直流電源電圧を検出する電圧検出部と、
   前記出力電圧を前記ソレノイドに印加したときに実際に流れる実電流を検出する電流検出部と、
   外部から目標電流の指令を受け取り、前記電圧検出部から前記直流電源電圧を取得し、前記電流検出部から前記実電流を取得し、前記目標電流から前記実電流を減算した電流偏差が減少するように前記出力電圧調整部の前記デューティ比を制御するフィードバック制御部とを備えるソレノイドの電流制御装置であって、
   前記フィードバック制御部は、
   前記目標電流が階段状に変更されてから前記電流偏差が所定値未満となるまでの遷移期間において、前記電流偏差の正負に応じて前記出力電圧調整部の前記デューティ比を１００％または０％に固定制御する固定モード手段と、
   前記遷移期間が経過した後の安定化期間において、前記電流偏差に応じて前記出力電圧調整部の前記デューティ比を可変に制御する追従モード手段と、
   前記固定モード手段と前記追従モード手段とを切り替えるモード切り替え手段とを有するソレノイドの電流制御装置。
2. 請求項１において、
   前記ソレノイドの抵抗値を推定する抵抗推定部をさらに備え、
   前記フィードバック制御部は遷移期間推定手段をさらに有し、
   前記遷移期間推定手段は、前記抵抗推定部から推定した前記抵抗値を取得し、前記目標電流が階段状に変更されたときに変更前の目標電流、変更後の目標電流、前記直流電源電圧、前記抵抗値、およびソレノイドのインダクタンス値に基づいて前記遷移期間を推定し、
   前記モード切り替え手段は、推定された遷移期間に基づいて前記固定モード手段から前記追従モード手段への切り替えを行うソレノイドの電流制御装置。
3. 請求項２において、前記抵抗推定部は、
   前記ソレノイドの温度または前記ソレノイドの周囲の雰囲気温度を検出する温度センサ、および検出した温度に基づいて前記抵抗値を推定する温度抵抗値推定手段を含んで構成され、
   あるいは、前記安定化期間において前記直流電源電圧に前記デューティ比を乗算して前記出力電圧の前記電圧実効値を求め、前記電圧実効値を前記実電流で除算して前記抵抗値を推定するオーム則演算手段を含んで構成されるソレノイドの電流制御装置。
4. 請求項２または３において、前記フィードバック制御部の追従モード手段は、
   前記モード切り替え手段によって前記固定モード手段から切り替えられた直後の初回の制御時に、前記目標電流に前記抵抗値を乗算して目標電圧を求め、前記目標電圧を前記直流電源電圧で除算して前記デューティ比を求め、
   ２回目以降の制御時に、前記電流偏差に基づいて前記デューティ比を求めるソレノイドの電流制御装置。

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