JP2013002476A - Solenoid valve driving apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電磁弁を駆動する装置に関し、特に、電源電圧よりも高電圧の電気エネルギーを電磁弁のコイルに放電して、その電磁弁の作動応答性を向上させるようにした装置に関する。 The present invention relates to a device for driving a solenoid valve, and more particularly, to a device for discharging electrical energy having a voltage higher than a power supply voltage to a coil of the solenoid valve to improve the operation responsiveness of the solenoid valve.
従来、例えば車両に搭載された内燃機関の各気筒にそれぞれ燃料を噴射供給するインジェクタ(燃料噴射弁)としては、コイル(電磁ソレノイド)への通電により開弁する電磁弁が使用されている。そして、このようなインジェクタを駆動して燃料噴射を制御する燃料噴射制御装置は、コイルへの通電(通電開始タイミング及び通電時間)を制御することにより、内燃機関への燃料噴射時期及び燃料噴射量を制御している。 2. Description of the Related Art Conventionally, as an injector (fuel injection valve) that injects fuel into each cylinder of an internal combustion engine mounted on a vehicle, for example, an electromagnetic valve that is opened by energization of a coil (electromagnetic solenoid) is used. A fuel injection control device that controls fuel injection by driving such an injector controls the energization of the coil (the energization start timing and the energization time) to thereby control the fuel injection timing and the fuel injection amount to the internal combustion engine. Is controlling.
また、こうした燃料噴射制御装置としては、インジェクタの開弁応答を早めるために、DC−DCコンバータ等の昇圧回路により直流電源電圧を昇圧して放電用コンデンサを充電すると共に、コイルに通電すべき駆動期間の開始時には、その放電用コンデンサに蓄積しておいた高電圧のエネルギー(電気エネルギー)をインジェクタのコイルに放電して規定の大電流(いわゆるピーク電流)を流すことにより、そのインジェクタを速やかに開弁状態へ移行させ、その後は、駆動期間が終了するまで、コイルに一定電流(いわゆる保持電流)を流して、インジェクタを開弁状態に保持するようにしたものが知られている(例えば、特許文献1参照。)。 Further, in such a fuel injection control device, in order to accelerate the valve opening response of the injector, the DC power supply voltage is boosted by a booster circuit such as a DC-DC converter to charge the discharging capacitor and the coil should be energized. At the start of the period, the high voltage energy (electrical energy) stored in the discharge capacitor is discharged to the coil of the injector and a specified large current (so-called peak current) is allowed to flow, so that the injector is quickly It is known that the injector is moved to the valve open state, and then the injector is held in the valve open state by supplying a constant current (so-called holding current) to the coil until the driving period ends (for example, (See Patent Document 1).
駆動期間の開始時にインジェクタを開弁させるためには、放電用コンデンサから所定のエネルギーをコイルへ放電する必要があるが、特許文献1に記載されている技術では、放電開始後のコイルに流れる電流(以下「駆動電流」とも言う)が所定の閾値Ioに達したことをもって所定のエネルギーを放電できたものと判断するようにしている。 In order to open the injector at the start of the driving period, it is necessary to discharge a predetermined energy from the discharge capacitor to the coil. However, in the technique described in Patent Document 1, the current flowing in the coil after the discharge is started It is determined that the predetermined energy can be discharged when the predetermined threshold value Io (hereinafter also referred to as “driving current”) reaches a predetermined threshold value Io.
より具体的には、放電用コンデンサからコイルへの通電経路に、この通電経路を導通・遮断するためのスイッチとしてのトランジスタを設けると共に、この通電経路を流れる電流を検出するための電流検出抵抗を設ける。そして、トランジスタのオンにより放電用コンデンサからの放電を開始し、その後、電流検出抵抗による駆動電流の検出値が閾値Ioに達したら、トランジスタを再びオフする。 More specifically, a transistor as a switch for conducting / cutting off the energization path is provided in the energization path from the discharge capacitor to the coil, and a current detection resistor for detecting the current flowing through the energization path is provided. Provide. Then, the transistor is turned on to start discharging from the discharging capacitor. After that, when the detection value of the drive current by the current detection resistor reaches the threshold value Io, the transistor is turned off again.
そして、トランジスタのオフ後(放電終了後)は、昇圧回路を動作させて放電用コンデンサを所望の電圧まで充電させることにより、次の駆動(放電)に備える。 Then, after the transistor is turned off (after completion of the discharge), the booster circuit is operated to charge the discharging capacitor to a desired voltage to prepare for the next drive (discharge).
しかし、インジェクタのコイルのインダクタンスには、コイルの温度や個体差等に起因してばらつきが生じる。周知の通り、コイルに流れる電流は印加電圧やインダクタンスに依存する。そのため、インダクタンスが温度や個体差等によってばらつくと、放電用コンデンサからの放電開始から閾値Ioに到達するまでの駆動電流の増加率(傾き)もばらつきが生じる。駆動電流の増加率がばらつくということは、即ち、放電用コンデンサからコイルへ供給(放出)されるエネルギーが開弁に必要な値に到達するまでの時間がばらつくことを意味するため、結果としてインジェクタの開弁タイミングにばらつきが生じてしまう。 However, the inductance of the injector coil varies due to the coil temperature, individual differences, and the like. As is well known, the current flowing through the coil depends on the applied voltage and inductance. For this reason, if the inductance varies due to temperature, individual differences, etc., the increase rate (slope) of the drive current from the start of discharge from the discharge capacitor to the threshold value Io also varies. The variation in the increase rate of the drive current means that the time taken for the energy supplied (discharged) from the discharge capacitor to the coil to reach the value required for valve opening varies, and as a result, the injector The valve opening timing will vary.
この開弁タイミングのばらつきについて、図5を用いてより具体的に説明する。図5(a)は、インジェクタ駆動時にコイルに流れる電流の一例を示すものであって、ケースA〜ケースCの三種類のケースを示している。いずれのケースにおいても、時刻t0の駆動開始時に放電用コンデンサからコイルへの放電が開始され、これによりコイルに流れる駆動電流は急上昇していく。そして、その駆動電流が所定の放電電流検出閾値Ioに到達したら、放電用コンデンサからの放電は停止され、その後駆動期間が終了するまでは保持電流が流れる。 The variation in the valve opening timing will be described more specifically with reference to FIG. FIG. 5A shows an example of the current flowing through the coil when the injector is driven, and shows three types of cases A to C. FIG. In either case, discharge from the discharge capacitor to the coil is started at the start of driving at time t0, and thereby the drive current flowing through the coil increases rapidly. When the drive current reaches a predetermined discharge current detection threshold Io, the discharge from the discharge capacitor is stopped, and then a holding current flows until the drive period ends.
例えばケースBの場合、時刻t3にて駆動電流が放電電流検出閾値Ioに達するため、時刻t0〜t3の間に放電用コンデンサからの放電が行われることになる。そして、図5(b)に示すように、放電電流検出閾値Ioに到達するよりも所定時間前の時刻t2で、放電用コンデンサから放出されたエネルギーがちょうどインジェクタの開弁に最低限必要なエネルギーEoとなり、よって、図5(c)に示すようにこの時刻t2にてインジェクタが開弁する。 For example, in case B, since the drive current reaches the discharge current detection threshold Io at time t3, the discharge capacitor is discharged between times t0 and t3. Then, as shown in FIG. 5 (b), the energy released from the discharge capacitor at the time t2 that is a predetermined time before reaching the discharge current detection threshold Io is the minimum energy required for opening the injector. Therefore, the injector opens at time t2 as shown in FIG. 5 (c).
一方、コイルのインダクタンスには、上述したように温度ばらつきや個体ばらつきなどがあり、例えばコイルの温度が高いほどそのインダクタンスも大きくなる。そのため、インダクタンスが大きくなればなるほど、駆動電流の増加率が小さくなって、放電用コンデンサからコイルへ放出されるエネルギーが開弁に最低限必要なエネルギーEoに達するまでの時間も長くなる。 On the other hand, the inductance of the coil has temperature variations and individual variations as described above. For example, the higher the coil temperature, the larger the inductance. Therefore, as the inductance increases, the increase rate of the drive current decreases, and the time until the energy released from the discharge capacitor to the coil reaches the minimum energy Eo required for valve opening also increases.
図5において、ケースCは、ケースBよりも高温であること等によってコイルのインダクタンスが大きく、駆動電流の増加率がケースBよりも小さくなって、放出エネルギーがEoに到達するタイミング(即ち開弁タイミング)がケースBの時刻t2よりも遅い時刻t3となる場合を示している。逆に、ケースAは、ケースBよりもコイルのインダクタンスが小さく、よって、駆動電流の増加率がケースBよりも大きくなって、放出エネルギーがEoに到達するタイミング(開弁タイミング)がケースBの時刻t2よりも早い時刻t1となる場合を示している。 In FIG. 5, the case C has a higher coil inductance due to the higher temperature than the case B, and the increase rate of the drive current becomes smaller than the case B, and the timing at which the released energy reaches Eo (that is, valve opening). The timing is a time t3 later than the time t2 of case B. Conversely, in case A, the inductance of the coil is smaller than in case B. Therefore, the increase rate of the drive current is larger than in case B, and the timing at which the released energy reaches Eo (valve opening timing) is that of case B. The case where it becomes time t1 earlier than time t2 is shown.
このように、コイルのインダクタンスが温度ばらつきや個体ばらつき等によってばらつくと、放電開始から放電電流検出閾値Ioに到達するまでの駆動電流の増加率がばらつき、これにより放出エネルギーがEoに到達するタイミングもばらついて、よってインジェクタの開弁タイミングもばらついてしまうのである。そして、インダクタンスのばらつきが大きいほど、開弁タイミングのばらつきも大きくなってしまう。 Thus, when the inductance of the coil varies due to temperature variation, individual variation, etc., the rate of increase in drive current from the start of discharge until it reaches the discharge current detection threshold Io varies, and the timing at which the released energy reaches Eo also varies. Therefore, the valve opening timing of the injector also varies. As the inductance variation increases, the valve opening timing variation also increases.
本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、電磁弁駆動装置において、電磁弁のコイルのインダクタンスに温度ばらつきや個体ばらつきなどがあっても、そのばらつきの影響を受けることなく一定の開弁タイミングで開弁できるようにすることを目的とする。 The present invention has been made in view of the above problems, and in a solenoid valve driving device, even if there is a temperature variation or individual variation in the inductance of the coil of the solenoid valve, a constant valve opening timing is not affected by the variation. The purpose is to be able to open the valve.
上記課題を解決するためになされた請求項1に記載の発明は、電磁弁のコイルに供給する電気エネルギーが蓄積されるコンデンサと、直流電源の直流電圧をその直流電圧よりも高い高電圧に昇圧し、その昇圧した高電圧によってコンデンサを充電する充電手段と、コンデンサからコイルへの通電経路を導通・遮断するためにその通電経路に設けられたスイッチ手段と、コンデンサからコイルへの放電開始タイミングを設定する放電開始タイミング設定手段と、コンデンサからコイルへ放電される放電電流を検出する電流検出手段と、放電開始タイミング設定手段により設定された放電開始タイミングが到来した時に、スイッチ手段をオンさせて通電経路を導通させることによりコンデンサからコイルへの放電を開始させ、その放電開始後、電流検出手段により検出された放電電流が予め設定された放電電流検出閾値以上となった場合に、スイッチ手段をオフさせて通電経路を遮断させることにより放電を停止させるスイッチ制御手段と、を備え、記コンデンサからコイルへの放電によって電磁弁を作動させるように構成された電磁弁駆動装置であり、更に、実放出エネルギー算出手段と、物理量設定手段とを備えている。 In order to solve the above-mentioned problems, the invention according to claim 1 is characterized in that a capacitor for storing electrical energy supplied to a coil of a solenoid valve and a DC voltage of a DC power source are boosted to a higher voltage than the DC voltage. The charging means for charging the capacitor with the boosted high voltage, the switch means provided in the energizing path to cut off the energizing path from the capacitor to the coil, and the discharge start timing from the capacitor to the coil When the discharge start timing set by the discharge start timing setting means to be set, the current detection means for detecting the discharge current discharged from the capacitor to the coil, and the discharge start timing set means has arrived, the switch means is turned on to energize Conducting the path starts discharging from the capacitor to the coil, and after starting the discharge, Switch control means for stopping discharge by turning off the switch means and cutting off the energization path when the discharge current detected by the detection means exceeds a preset discharge current detection threshold. The electromagnetic valve driving device is configured to operate the electromagnetic valve by discharging from the capacitor to the coil, and further includes actual emission energy calculating means and physical quantity setting means.
実放出エネルギー算出手段は、放電開始タイミングでスイッチ制御手段によりコンデンサからコイルへの放電が開始されてから該スイッチ制御手段によりその放電が停止されるまでの放電期間にコンデンサからコイルへ放出されたエネルギーである実放出エネルギーを、その放電期間終了後に算出する。 The actual emission energy calculation means is the energy released from the capacitor to the coil during the discharge period from the start of discharge from the capacitor to the coil by the switch control means at the discharge start timing until the discharge is stopped by the switch control means. Is calculated after the end of the discharge period.
そして、物理量設定手段は、実放出エネルギー算出手段により算出された実放出エネルギーと、予め設定された基準エネルギーとの差に基づき、次回以降の前記放電の際に実放出エネルギーが基準エネルギーに一致するように、当該電磁弁駆動装置において実放出エネルギーを決定付ける物理量を設定する。 Then, the physical quantity setting means matches the actual emission energy with the reference energy in the next and subsequent discharges based on the difference between the actual emission energy calculated by the actual emission energy calculation means and the preset reference energy. As described above, the physical quantity that determines the actual emission energy in the electromagnetic valve driving device is set.
実放出エネルギーを決定づける物理量とは、当該電磁弁駆動装置において、その物理量が変動すると実放出エネルギーも変動するようなものであり、例えば、コンデンサからコイルへの通電を行うためのこれらコンデンサ及びコイルを含む放電回路における各種物理量(放電開始前のコンデンサの充電電圧や、コンデンサからみたコイル側(負荷側)のインピーダンスなど)が挙げられる。 The physical quantity that determines the actual emission energy is such that the actual emission energy also fluctuates when the physical quantity fluctuates in the solenoid valve drive device. For example, the capacitor and coil for energizing the coil from the capacitor Various physical quantities (including the charging voltage of the capacitor before the start of discharge and the impedance on the coil side (load side) as seen from the capacitor) in the discharge circuit that is included.
このように構成された本発明の電磁弁駆動装置では、コンデンサからコイルへ放出すべきエネルギーを一定にすべく、そのエネルギーの基準となる基準エネルギーが設定されている。そして、放電期間中に実際に放出された実放出エネルギーがその基準エネルギーと一致しなければ、次回以降の放電では実放出エネルギーが基準エネルギーに一致するように、上記物理量を設定する。 In the electromagnetic valve driving device of the present invention configured as described above, a reference energy serving as a reference for the energy is set in order to make the energy to be released from the capacitor to the coil constant. If the actual emission energy actually released during the discharge period does not coincide with the reference energy, the physical quantity is set so that the actual emission energy coincides with the reference energy in the next and subsequent discharges.
そのため、コイルのインダクタンスに温度や個体差等によるばらつきが生じたとしても、実放出エネルギーと基準エネルギーとの差に基づいて上記物理量が設定されることで、そのインダクタンスのばらつきにかかわらず実放出エネルギーを基準エネルギーに一致させることができるため、そのばらつきの影響を受けることなく一定の開弁タイミングで開弁させることができる。 For this reason, even if the coil inductance varies due to temperature, individual differences, etc., the actual emission energy can be set regardless of the inductance variation by setting the physical quantity based on the difference between the actual emission energy and the reference energy. Can be made to coincide with the reference energy, so that the valve can be opened at a constant valve opening timing without being affected by the variation.
物理量設定手段による設定対象の物理量としては、上述したように種々考えられるが、例えば請求項2に記載のように、充電手段における目標電圧とするとよい。即ち、物理量設定手段は、物理量として充電手段における目標電圧を設定するよう構成されている。より具体的には、実放出エネルギーと基準エネルギーとが一致するよう、実放出エネルギーに応じて目標電圧を設定するのである。そして、充電手段は、物理量設定手段により設定された目標電圧に基づき、コンデンサの充電電圧がその目標電圧となるように充電を行う。 Various physical quantities to be set by the physical quantity setting unit are conceivable as described above. For example, the target voltage in the charging unit may be set as described in claim 2. That is, the physical quantity setting means is configured to set the target voltage in the charging means as the physical quantity. More specifically, the target voltage is set according to the actual emission energy so that the actual emission energy matches the reference energy. The charging unit performs charging so that the charging voltage of the capacitor becomes the target voltage based on the target voltage set by the physical quantity setting unit.
充電すべき目標電圧の設定は、例えばインピーダンス変換回路等を設けること等によってコンデンサからみたインピーダンスを設定変更すること等に比べて、比較的簡素な構成或いは簡素な処理によって実現することができる。 The setting of the target voltage to be charged can be realized by a relatively simple configuration or a simple process as compared with, for example, changing the setting of the impedance viewed from the capacitor by providing an impedance conversion circuit or the like.
また、実放出エネルギー算出手段による実放出エネルギーの具体的算出方法も種々考えられ、例えば請求項3に記載の構成により実現することができる。即ち、放電期間の開始前の所定の検出タイミングにてコンデンサの充電電圧を検出する充電電圧検出手段と、放電期間中にコンデンサからコイルへ放出された電荷を検出する放出電荷検出手段と、を備えるようにし、実放出エネルギー算出手段は、充電電圧検出手段により検出された充電電圧と放出電荷検出手段により検出された電荷に基づいて実放出エネルギーを算出する。放出電荷検出手段は、例えば、放電電流を検出してそれを積分すること等によって容易に実現することができる。そのため、実放出エネルギーの算出を容易且つ確実に行うことができる。 Various specific methods for calculating the actual emission energy by the actual emission energy calculation means are also conceivable. For example, the actual emission energy can be realized by the configuration according to claim 3. That is, a charging voltage detecting means for detecting the charging voltage of the capacitor at a predetermined detection timing before the start of the discharging period, and an emitted charge detecting means for detecting the charge discharged from the capacitor to the coil during the discharging period are provided. In this way, the actual emission energy calculation means calculates the actual emission energy based on the charging voltage detected by the charging voltage detection means and the charge detected by the emission charge detection means. The emitted charge detection means can be easily realized by, for example, detecting the discharge current and integrating it. Therefore, the actual emission energy can be calculated easily and reliably.
また、上記のように放出電荷検出手段を備えている場合には、それを利用して更に請求項4に記載のように異常判定機能を持たせることができる。即ち、請求項4に記載の電磁弁駆動装置は、スイッチ手段のオン後、所定の判定タイミングにて、放出電荷検出手段により検出された電荷を取得する電荷取得手段と、この電荷取得手段により取得された電荷が予め設定された異常判定電荷閾値以上であるか否か判断し、異常判定電荷閾値以上ではない場合に当該電磁弁駆動装置が異常である旨の判定を行う第1の異常判定手段と、を備えたものである。 Further, in the case where the emission charge detecting means is provided as described above, it is possible to provide an abnormality determination function as described in claim 4 by using the means. That is, the electromagnetic valve driving device according to claim 4 is a charge acquisition unit that acquires the charge detected by the emitted charge detection unit at a predetermined determination timing after the switch unit is turned on, and the charge acquisition unit acquires the charge. First abnormality determination means for determining whether or not the charged charge is equal to or greater than a preset abnormality determination charge threshold and determining that the electromagnetic valve driving device is abnormal when the charge is not equal to or greater than the abnormality determination charge threshold And.
コンデンサからコイルへの通電経路が正常であれば、スイッチ手段のオン後は、放出電荷検出手段によって電荷が検出されるはずであるが、仮にその通電経路に断線やショート等の何らかの異常が生じてコンデンサからコイルへ正常に電流が流れない状態になっていたとすると、スイッチ手段のオン後も放出電荷検出手段によって電荷が正常に検出されなくなる。 If the energization path from the capacitor to the coil is normal, after the switch means is turned on, the charge should be detected by the emitted charge detection means, but if any abnormality such as disconnection or short circuit occurs in the energization path. Assuming that the current does not normally flow from the capacitor to the coil, the charge is not normally detected by the emitted charge detection means even after the switch means is turned on.
そこで、スイッチ手段のオン後、所定の判定タイミングで、放出電荷検出手段による検出電荷が異常判定電荷閾値以上であるか否かを判断することで、通電経路が正常か否かの判定を行うことができる。つまり、実放出エネルギーを算出するために設けられた放出電荷検出手段による検出結果を、スイッチ手段のオフタイミングの設定のためだけでなく、通電経路の異常診断にも併用することができる。 Therefore, it is determined whether the energization path is normal by determining whether the charge detected by the emitted charge detection means is equal to or higher than the abnormality determination charge threshold at a predetermined determination timing after the switch means is turned on. Can do. That is, the detection result by the emission charge detection means provided for calculating the actual emission energy can be used not only for setting the off timing of the switch means, but also for diagnosing abnormality of the energization path.
また、上記各構成の電磁弁駆動装置は、更に、請求項5に記載のような異常判定機能を持たせるようにしてもよい。即ち、請求項5に記載の電磁弁駆動装置は、放電期間の開始前の所定の第1検出タイミングにてコンデンサの充電電圧を検出する第1検出手段と、放電期間の終了後の所定の第2検出タイミングにてコンデンサの充電電圧を検出する第2検出手段と、第1検出手段により検出された充電電圧と第2検出手段により検出された充電電圧との差が予め設定された異常判定電圧閾値以上であるか否か判断し、異常判定電圧閾値以上ではない場合に当該電磁弁駆動装置が異常である旨の判定を行う第2の異常判定手段と、を備えたものである。 Further, the electromagnetic valve driving device having the above-described configurations may further have an abnormality determination function as described in claim 5. That is, the electromagnetic valve driving device according to claim 5 includes a first detection unit that detects a charging voltage of the capacitor at a predetermined first detection timing before the start of the discharge period, and a predetermined first after the end of the discharge period. A second detection unit that detects a charging voltage of the capacitor at two detection timings, and an abnormality determination voltage in which a difference between the charging voltage detected by the first detection unit and the charging voltage detected by the second detection unit is set in advance; And a second abnormality determining means for determining whether or not the electromagnetic valve driving device is abnormal when it is determined whether or not the threshold value is equal to or greater than a threshold value.
コンデンサからコイルへの通電経路が正常であれば、放電期間の前後で多少なりとも充電電圧に差が生じているはずであるが、仮にその通電経路に断線やショート等の何らかの異常が生じてコンデンサからコイルへ正常に電流が流れない状態になっていたとすると、放電期間の前後で充電電圧に差が生じないか或いはその差が正常時よりも小さくなる。 If the current-carrying path from the capacitor to the coil is normal, there should be some difference in the charging voltage before and after the discharge period. However, if there is some abnormality such as disconnection or short-circuit in the current-carrying path, the capacitor If the current does not normally flow from the coil to the coil, there is no difference in the charging voltage before and after the discharging period, or the difference is smaller than in the normal state.
そこで、放電期間前後の充電電圧の差が異常判定電圧閾値以上であるか否かを判断することで、通電経路が正常か否かの判定を行うことができ、より付加価値の高い電磁弁駆動装置を提供することができる。 Therefore, it is possible to determine whether the energization path is normal by determining whether the difference between the charging voltages before and after the discharging period is equal to or greater than the abnormality determination voltage threshold, and drive the solenoid valve with higher added value. An apparatus can be provided.
以下に、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
まず図1は、本実施形態の燃料噴射制御装置(以下、ECUという)の構成を表す構成図である。
Preferred embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
First, FIG. 1 is a configuration diagram showing a configuration of a fuel injection control device (hereinafter referred to as ECU) of the present embodiment.
図1に示すように、本実施形態のECU100は、車両に搭載された多気筒(この例では4気筒)エンジンの各気筒♯1〜♯4に燃料を噴射供給する4個のインジェクタ(電磁弁)101,102,103,104を駆動するものであり、詳しくは、その各インジェクタ101〜104のコイル101a,102a,103a,104aへの通電開始タイミング及び通電時間を制御することにより、各気筒♯1〜♯4への燃料噴射時期及び燃料噴射量を制御する。 As shown in FIG. 1, the ECU 100 according to the present embodiment includes four injectors (solenoid valves) that inject fuel into each cylinder # 1 to # 4 of a multi-cylinder (4 cylinders in this example) engine mounted on a vehicle. ) 101, 102, 103, 104 are driven. Specifically, by controlling the energization start timing and energization time of the coils 101 a, 102 a, 103 a, 104 a of the injectors 101 to 104, each cylinder # The fuel injection timing and fuel injection amount to 1 to # 4 are controlled.
尚、本実施形態のエンジンはディーゼルエンジンであって、高圧燃料をコモンレール(蓄圧室)に蓄圧してこれを各インジェクタから各気筒に噴射するよう構成された、いわゆるコモンレールシステムが構築されており、このコモンレールシステムがECU100によって制御される。コモンレールシステムはよく知られているため、ここではその詳細についての説明及び図示は省略する。 The engine of the present embodiment is a diesel engine, and a so-called common rail system is constructed in which high pressure fuel is accumulated in a common rail (accumulation chamber) and is injected from each injector into each cylinder. This common rail system is controlled by the ECU 100. Since the common rail system is well known, detailed description and illustration thereof are omitted here.
また、各インジェクタ101〜104は、常閉式の電磁弁により構成されており、コイル101a〜104aに通電されると開弁して燃料噴射を行う。また、コイル101a〜104aへの通電が遮断されると閉弁して燃料噴射を停止する。 In addition, each of the injectors 101 to 104 is constituted by a normally closed electromagnetic valve, and when the coils 101a to 104a are energized, the injectors 101 are opened to perform fuel injection. Further, when the energization to the coils 101a to 104a is interrupted, the valve is closed and fuel injection is stopped.
ここで、本実施形態では、全4気筒分のインジェクタ101〜104を2気筒ずつ2つのグループに分け、気筒♯1,♯3の各インジェクタ101,103を第1グループとして、それらのコイル101a,103aの上流側の一端をECU100の第1コモン端子COM1に接続し、気筒♯2,♯4の各インジェクタ102,104を第2グループとして、それらのコイル102a,104aの上流側の一端をECU100の第2コモン端子COM2に接続している。尚、各グループは、同時に駆動されることがないインジェクタ同士で構成している。 Here, in this embodiment, the injectors 101 to 104 for all four cylinders are divided into two groups of two cylinders, and the injectors 101 and 103 of the cylinders # 1 and # 3 are set as the first group, and their coils 101a, One end on the upstream side of 103a is connected to the first common terminal COM1 of ECU 100, and each of the injectors 102 and 104 of cylinders # 2 and # 4 is made into a second group, and one end on the upstream side of those coils 102a and 104a is connected to ECU 100. It is connected to the second common terminal COM2. Each group is composed of injectors that are not driven simultaneously.
各コイル101a〜104aの下流側の端部は、ECU100の端子INJ1,INJ2,INJ3,INJ4を介して気筒選択用のトランジスタ(以下「気筒選択トランジスタ」という)T10,T20,T30,T40の一方の出力端子にそれぞれ接続されている。そして、それら各気筒選択トランジスタT10〜T40の他方の出力端子は、インジェクタの各グループ毎に電流検出抵抗R10,R20を介してグランドラインに接続(接地)されている。 The downstream ends of the coils 101a to 104a are connected to one of the cylinder selection transistors (hereinafter referred to as “cylinder selection transistors”) T10, T20, T30, and T40 via terminals INJ1, INJ2, INJ3, and INJ4 of the ECU 100. It is connected to each output terminal. The other output terminals of the cylinder selection transistors T10 to T40 are connected (grounded) to the ground line via current detection resistors R10 and R20 for each group of injectors.
このため、気筒♯1,♯3に対応した各気筒選択トランジスタT10,T30を介してインジェクタ101,103のコイル101a,103aに流れる電流が、電流検出抵抗R10に生じる電圧として検出され、気筒♯2,♯4に対応した各気筒選択トランジスタT20,T40を介してインジェクタ102,104のコイル102a,104aに流れる電流が、電流検出抵抗R20に生じる電圧として検出される。尚、この例において、ECU100内にスイッチング素子として設けられているトランジスタは、全てMOSFETである。 Therefore, the current flowing through the coils 101a and 103a of the injectors 101 and 103 via the cylinder selection transistors T10 and T30 corresponding to the cylinders # 1 and # 3 is detected as a voltage generated in the current detection resistor R10, and the cylinder # 2 , # 4, the currents flowing through the coils 102a and 104a of the injectors 102 and 104 through the cylinder selection transistors T20 and T40 corresponding to # 4 are detected as voltages generated in the current detection resistor R20. In this example, all transistors provided as switching elements in the ECU 100 are MOSFETs.
また、ECU100には、上記各気筒選択トランジスタT10〜T40及び各電流検出抵抗R10,R20に加えて、定電流制御用のトランジスタ(以下「定電流トランジスタ」という)T11,T21と、放電用のトランジスタ(以下「放電用トランジスタ」という)T12,T22と、4つのダイオードD11,D12,D21,D22と、2つのコンデンサ(放電用コンデンサ)C10,C20と、直流電源としての車載バッテリ10の直流電圧(バッテリ電圧)VB(本例では例えば12V)を昇圧して、そのバッテリ電圧VBよりも高い電圧を生成して各コンデンサC10,C20を充電する昇圧回路(DC−DCコンバータ)50と、各コンデンサC10,C20の充電電圧を検出する電圧検出回路70と、上記各トランジスタ及び昇圧回路50を制御する制御回路が搭載された駆動用IC120と、CPU、ROM、RAMなどからなる周知のマイコン(マイクロコンピュータ)130とが備えられている。尚、マイコン130は、その内部にAD変換器(アナログ−デジタル変換器)20を備えている。 In addition to the cylinder selection transistors T10 to T40 and the current detection resistors R10 and R20, the ECU 100 includes constant current control transistors (hereinafter referred to as “constant current transistors”) T11 and T21, and discharge transistors. T12, T22 (hereinafter referred to as “discharge transistor”), four diodes D11, D12, D21, D22, two capacitors (discharge capacitors) C10, C20, and a DC voltage of the in-vehicle battery 10 as a DC power source ( A booster circuit (DC-DC converter) 50 that boosts the battery voltage) VB (for example, 12V in this example), generates a voltage higher than the battery voltage VB, and charges the capacitors C10 and C20, and each capacitor C10 , C20 charging voltage detecting circuit 70, and each of the transistors A drive IC120 which a control circuit is mounted for controlling the fine boosting circuit 50, CPU, ROM, RAM and the well-known microcomputer 130 made of are provided. The microcomputer 130 includes an AD converter (analog-digital converter) 20 therein.
マイコン130は、エンジン回転数Ne、アクセル開度ACC、エンジン水温THW、コモンレール内の燃料の圧力であるレール圧Prなど、各種センサにて検出されるエンジンの運転情報に基づいて、各気筒♯1〜♯4毎の駆動信号IJT1〜IJT4を生成して駆動用IC120に出力する。この駆動信号IJT1〜IJT4は、その信号のレベルがハイレベル(Hレベル)の間だけインジェクタ101〜104のコイル101a〜104aに通電する(つまり、インジェクタ101〜104を開弁させる)、という意味を持っている。 The microcomputer 130 determines each cylinder # 1 based on engine operation information detected by various sensors such as the engine speed Ne, the accelerator opening ACC, the engine water temperature THW, and the rail pressure Pr that is the pressure of fuel in the common rail. Drive signals IJT1 to IJT4 for each of # 4 are generated and output to the drive IC 120. The drive signals IJT1 to IJT4 mean that the coils 101a to 104a of the injectors 101 to 104 are energized (that is, the injectors 101 to 104 are opened) only while the level of the signals is high (H level). have.
そして、駆動用IC120は、マイコン130からの各駆動信号IJT1〜IJT4に基づき、各気筒選択トランジスタT10〜T40のゲートへ、対応する駆動信号と同じ論理レベルの気筒選択信号TQ1〜TQ4を出力する。例えば、気筒♯1に対応した駆動信号IJT1がローレベル(Lレベル)の間は、駆動用IC120は対応する気筒選択トランジスタT10へLレベルの気筒選択信号TQ1を出力してこの気筒選択トランジスタT10をオフさせ、逆にその駆動信号IJT1がHレベルの間は、駆動用IC120は対応する気筒選択トランジスタT10へHレベルの気筒選択信号TQ1を出力してこの気筒選択トランジスタT10をオンさせる。 Then, based on the drive signals IJT1 to IJT4 from the microcomputer 130, the driving IC 120 outputs cylinder selection signals TQ1 to TQ4 having the same logic level as the corresponding drive signals to the gates of the cylinder selection transistors T10 to T40. For example, while the drive signal IJT1 corresponding to the cylinder # 1 is at the low level (L level), the driving IC 120 outputs the cylinder selection signal TQ1 of the L level to the corresponding cylinder selection transistor T10, and the cylinder selection transistor T10 is output. Conversely, while the drive signal IJT1 is at the H level, the driving IC 120 outputs the cylinder selection signal TQ1 at the H level to the corresponding cylinder selection transistor T10 to turn on the cylinder selection transistor T10.
また、駆動用IC120は、マイコン130へ、各グループ毎に個別に、放出電荷モニタ電圧Vm(アナログ値)及び放電停止タイミング信号Psを出力するが、これら放出電荷モニタ電圧Vm及び放電停止タイミング信号Psの詳細については後で詳述する。 Further, the driving IC 120 outputs the emission charge monitor voltage Vm (analog value) and the discharge stop timing signal Ps to the microcomputer 130 individually for each group, and these emission charge monitor voltage Vm and the discharge stop timing signal Ps. Details will be described later.
尚、図1では、マイコン130と駆動用IC120との間で入出力される各種信号等について、第1グループに対応した4種類の信号等(IJT1,IJT3,Vm,Ps)のみ図示しているが、第2グループについても、具体的な図示は省略したものの、第1グループと同様に上記4種類の信号等が入出力される。 In FIG. 1, only four types of signals (IJT1, IJT3, Vm, Ps) corresponding to the first group are shown for various signals input and output between the microcomputer 130 and the driving IC 120. However, for the second group, although the specific illustration is omitted, the above four types of signals and the like are input / output as in the first group.
一方、昇圧回路50は、インダクタL00と、充電用のトランジスタ(以下「充電用トランジスタ」という)T00と、この充電用トランジスタT00を駆動する充電制御回路110とを備えている。インダクタL00は、一端がバッテリ電圧VBの供給される電源ラインLpに接続され、他端が充電用トランジスタT00の一方の出力端子(ドレイン)に接続されている。また、充電用トランジスタT00の他方の出力端子(ソース)とグランドラインとの間には、電流検出用の抵抗R00が接続されている。そして、充電用トランジスタT00のゲート端子には充電制御回路110が接続され、この充電制御回路110の出力に応じて充電用トランジスタT00がオン/オフされる。 On the other hand, the booster circuit 50 includes an inductor L00, a charging transistor (hereinafter referred to as “charging transistor”) T00, and a charging control circuit 110 that drives the charging transistor T00. The inductor L00 has one end connected to the power supply line Lp to which the battery voltage VB is supplied, and the other end connected to one output terminal (drain) of the charging transistor T00. Further, a current detection resistor R00 is connected between the other output terminal (source) of the charging transistor T00 and the ground line. The charging control circuit 110 is connected to the gate terminal of the charging transistor T00, and the charging transistor T00 is turned on / off according to the output of the charging control circuit 110.
更に、インダクタL00と充電用トランジスタT00との接続点に、逆流防止用の第1のダイオードD13を介して第1のコンデンサC10の一端(正極側端子)が接続され、同じくその接続点に、逆流防止用の第2のダイオードD23を介して第2のコンデンサC20の一端(正極側端子)が接続されている。そして、各コンデンサC10,C20の他端(負極側端子)は、充電用トランジスタT00のソースと抵抗R00との接続点に接続されている。 Furthermore, one end (positive terminal) of the first capacitor C10 is connected to a connection point between the inductor L00 and the charging transistor T00 via a first diode D13 for backflow prevention. One end (positive terminal) of the second capacitor C20 is connected via a second diode D23 for prevention. The other ends (negative electrode side terminals) of the capacitors C10 and C20 are connected to a connection point between the source of the charging transistor T00 and the resistor R00.
この昇圧回路50においては、充電用トランジスタT00がオン/オフされると、インダクタL00と充電用トランジスタT00との接続点に、バッテリ電圧VBよりも高いフライバック電圧(逆起電圧)が発生し、そのフライバック電圧により、各ダイオードD13,D23を通じて各コンデンサC10,C20が充電される。 In the booster circuit 50, when the charging transistor T00 is turned on / off, a flyback voltage (back electromotive voltage) higher than the battery voltage VB is generated at the connection point between the inductor L00 and the charging transistor T00. The capacitors C10 and C20 are charged through the diodes D13 and D23 by the flyback voltage.
これにより、各コンデンサC10,C20がバッテリ電圧VBよりも高い電圧に充電される。そして、充電制御回路110は、駆動用IC120からの充電許可信号がアクティブレベル(例えばハイレベル)になると、充電用トランジスタT00をオン/オフさせるが、その際に、各コンデンサC10,C20の正極側端子の電圧(各コンデンサC10,C20の充電電圧;以下「DC−DC電圧」ともいう)をモニタして、そのDC−DC電圧が予め設定された目標DC−DC電圧Vt(充電目標電圧)になるか、上記充電許可信号が非アクティブレベルになると、充電用トランジスタT00をオフのままにして、各コンデンサC10,C20の充電を止める。 As a result, the capacitors C10 and C20 are charged to a voltage higher than the battery voltage VB. The charging control circuit 110 turns on / off the charging transistor T00 when the charging permission signal from the driving IC 120 becomes active level (for example, high level). At this time, the positive side of each of the capacitors C10, C20 The terminal voltage (charge voltage of each capacitor C10, C20; hereinafter also referred to as “DC-DC voltage”) is monitored, and the DC-DC voltage is set to a preset target DC-DC voltage Vt (charge target voltage). If the charge permission signal becomes an inactive level, the charging transistor T00 is kept off and charging of the capacitors C10 and C20 is stopped.
目標DC−DC電圧Vtは、固定値ではなく、後述するように、マイコン130により各コイル101a〜104a毎に個別に演算されてそれぞれマイコン130から入力される。このことは、本実施形態のECU100の最も特徴的構成の1つである。また、充電制御回路110には、図示は省略したものの、マイコン130又は駆動用IC120から、駆動信号IJT1〜IJT4又はこれらを間接的に示す信号が入力されており、これにより充電制御回路110は、充電動作を行う毎に次にどのインジェクタのコイルへの放電が行われるのかがわかるように構成されている。 The target DC-DC voltage Vt is not a fixed value, but is individually calculated by the microcomputer 130 for each of the coils 101a to 104a and input from the microcomputer 130, as will be described later. This is one of the most characteristic configurations of the ECU 100 of the present embodiment. Although not shown, the charging control circuit 110 receives driving signals IJT1 to IJT4 or signals indirectly indicating them from the microcomputer 130 or the driving IC 120, whereby the charging control circuit 110 Each time the charging operation is performed, it is configured to know which injector coil is to be discharged next.
そのため、充電制御回路110は、マイコン130から入力されたコイル毎の各目標DC−DC電圧Vtに従い、各コンデンサC10,C20の充電電圧(DC−DC電圧)が、それぞれ次に放電すべきインジェクタのコイルに対応した目標DC−DC電圧Vtに一致するように、充電を行う。例えば、第1グループにおける次の放電対象が気筒♯1のコイル101aであるならば、充電制御回路110は、第1のコンデンサC10を、その充電電圧がそのコイル101aに対応した目標DC−DC電圧Vtとなるように充電する。 Therefore, according to each target DC-DC voltage Vt for each coil input from the microcomputer 130, the charge control circuit 110 causes the charging voltage (DC-DC voltage) of each capacitor C10, C20 to be the next of the injector to be discharged. Charging is performed so as to match the target DC-DC voltage Vt corresponding to the coil. For example, if the next discharge target in the first group is the coil 101a of the cylinder # 1, the charging control circuit 110 uses the first capacitor C10 and the target DC-DC voltage whose charging voltage corresponds to the coil 101a. Charge to Vt.
充電時における充電用トランジスタT00のオン/オフの回数(以下「充電動作回数」ともいう)は、充電対象の各コンデンサC10,C20を上記目標DC−DC電圧に充電するために必要な充電エネルギーに依存し、必要な充電エネルギーが大きいほど充電動作回数も多くなる。そして、充電動作回数が多いほど、充電用トランジスタT00の発熱も大きくなり、延いては昇圧回路50全体の発熱も大きくなる。 The number of times the charging transistor T00 is turned on / off at the time of charging (hereinafter also referred to as “the number of charging operations”) is the charging energy required to charge the capacitors C10 and C20 to be charged to the target DC-DC voltage. The number of charging operations increases as the required charging energy increases. As the number of charging operations increases, the heat generation of the charging transistor T00 increases, and the heat generation of the entire booster circuit 50 also increases.
また、ECU100において、第1の放電用トランジスタT12は、第1のコンデンサC10から第1コモン端子COM1に接続されている第1グループのコイル101a,103aへ放電させるために設けられており、その第1の放電用トランジスタT12がオンされると、第1のコンデンサC10の正極側端子(高電圧側の端子)が第1コモン端子COM1に接続される。 Further, in the ECU 100, the first discharging transistor T12 is provided for discharging from the first capacitor C10 to the first group of coils 101a and 103a connected to the first common terminal COM1, and the first discharging transistor T12 is provided. When one discharge transistor T12 is turned on, the positive electrode side terminal (high voltage side terminal) of the first capacitor C10 is connected to the first common terminal COM1.
同様に、第2の放電用トランジスタT22は、第2のコンデンサC20から第2コモン端子COM2に接続されている第2グループのコイル102a,104aへ放電させるために設けられており、その第2のトランジスタT22がオンされると、第2のコンデンサC20の正極側端子が第2コモン端子COM2に接続される。 Similarly, the second discharge transistor T22 is provided for discharging from the second capacitor C20 to the second group of coils 102a and 104a connected to the second common terminal COM2. When the transistor T22 is turned on, the positive terminal of the second capacitor C20 is connected to the second common terminal COM2.
また、ECU100において、第1の定電流トランジスタT11は、第1コモン端子COM1に接続された第1グループのコイル101a,103aに一定の電流(保持電流)を流すために設けられており、気筒♯1に対応した気筒選択トランジスタT10又は気筒♯3に対応した気筒選択トランジスタT30の何れかがオンされている状態で、その第1の定電流トランジスタT11がオンされると、各気筒選択トランジスタT10,T30のうちでオンされている方に接続されているコイル(101a又は103a)に、電源ラインLpから逆流防止用のダイオードD11を介して電流が流れる。尚、ダイオードD12は、コイル101a、103aに対する定電流制御のための帰還ダイオードであり、各気筒選択トランジスタT10,T30の何れかがオンされている状態で第1の定電流トランジスタT11がオンからオフされた時に、コイル101a,103aに電流を還流させるものである。 In the ECU 100, the first constant current transistor T11 is provided to allow a constant current (holding current) to flow through the first group of coils 101a and 103a connected to the first common terminal COM1, and the cylinder # When the first constant current transistor T11 is turned on while either the cylinder selection transistor T10 corresponding to 1 or the cylinder selection transistor T30 corresponding to cylinder # 3 is turned on, each cylinder selection transistor T10, A current flows through the coil (101a or 103a) connected to the ON state of T30 from the power supply line Lp via the backflow prevention diode D11. The diode D12 is a feedback diode for constant current control with respect to the coils 101a and 103a, and the first constant current transistor T11 is turned off from the on state when any of the cylinder selection transistors T10 and T30 is turned on. When this is done, current is returned to the coils 101a and 103a.
同様に、第2の定電流トランジスタT21は、第2コモン端子COM2に接続された第2グループのコイル102a,104aに一定の電流(保持電流)を流すために設けられており、気筒♯2に対応した気筒選択トランジスタT20又は気筒♯4に対応した気筒選択トランジスタT40の何れかがオンされている状態で、その第2の定電流トランジスタT21がオンされると、各気筒選択トランジスタT20,T40のうちでオンされている方に接続されているコイル(102a又は104a)に、電源ラインLpから逆流防止用のダイオードD21を介して電流が流れる。尚、ダイオードD22は、コイル102a、104aに対する定電流制御のための帰還ダイオードであり、各気筒選択トランジスタT20,T40の何れかがオンされている状態で第2の定電流トランジスタT21がオンからオフされた時に、コイル102a,104aに電流を還流させるものである。 Similarly, the second constant current transistor T21 is provided to allow a constant current (holding current) to flow through the second group of coils 102a and 104a connected to the second common terminal COM2, and is supplied to the cylinder # 2. When the second constant current transistor T21 is turned on while either the corresponding cylinder selection transistor T20 or the cylinder selection transistor T40 corresponding to the cylinder # 4 is turned on, each cylinder selection transistor T20, T40 is turned on. A current flows from the power supply line Lp through the backflow prevention diode D21 to the coil (102a or 104a) connected to the one that is turned on. The diode D22 is a feedback diode for constant current control with respect to the coils 102a and 104a, and the second constant current transistor T21 is turned from on to off in a state where any one of the cylinder selection transistors T20 and T40 is turned on. When this is done, current is returned to the coils 102a and 104a.
尚、各定電流トランジスタT11,T21は、それぞれ駆動用IC120に備えられた定電流制御回路によってオン/オフ制御され、このオン/オフ制御により上記保持電流が流れる。 Each constant current transistor T11, T21 is on / off controlled by a constant current control circuit provided in the driving IC 120, and the holding current flows by this on / off control.
更に、ECU110において、電圧検出回路70は、第1のコンデンサC10の充電電圧(DC−DC電圧)Vdcが入力され、このDC−DC電圧Vdcを2つの分圧抵抗R41,R42にて分圧して、その分圧値を、第1のコンデンサC10のDC−DC電圧Vdcを示す値としてマイコン130へ入力する。また、電圧検出回路70は、第2のコンデンサC20のDC−DC電圧Vdcについても同様に、このDC−DC電圧Vdcを2つの分圧抵抗R51,R52にて分圧して、その分圧値を、第2のコンデンサC20のDC−DC電圧Vdcを示す値としてマイコン130へ入力する。 Further, in the ECU 110, the voltage detection circuit 70 receives the charging voltage (DC-DC voltage) Vdc of the first capacitor C10, and divides the DC-DC voltage Vdc by the two voltage dividing resistors R41 and R42. The divided voltage value is input to the microcomputer 130 as a value indicating the DC-DC voltage Vdc of the first capacitor C10. Similarly, the voltage detection circuit 70 divides the DC-DC voltage Vdc by the two voltage dividing resistors R51 and R52 with respect to the DC-DC voltage Vdc of the second capacitor C20. Then, it is input to the microcomputer 130 as a value indicating the DC-DC voltage Vdc of the second capacitor C20.
尚、電圧検出回路70からマイコン130に入力される分圧値は、厳密にはDC−DC電圧Vdcと同値ではないが、DC−DC電圧Vdcを示す値であるため、以下の説明では、説明の便宜上、電圧検出回路70からマイコン130にはDC−DC電圧Vdcが入力されるものとして説明する。 Note that the divided voltage value input from the voltage detection circuit 70 to the microcomputer 130 is not strictly the same value as the DC-DC voltage Vdc, but is a value indicating the DC-DC voltage Vdc. For the sake of convenience, it is assumed that the DC-DC voltage Vdc is input from the voltage detection circuit 70 to the microcomputer 130.
そして、駆動用IC120は、第1グループに対応した回路構成要素として、マイコン130からの、気筒♯1及び気筒♯3に対応した各駆動信号IJT1,IJT3がそれぞれ入力されてその両者の論理和が出力されるOR回路31と、第1のコンデンサC10から第1グループの各コイル101a,103aの何れかに放電されて電流が流れている間にその電流を積分することにより、その間に第1のコンデンサC10から放出された放出電荷Qmを示す放出電荷モニタ電圧Vmを演算する積分器33と、電流検出抵抗R10に流れる電流値(実際にはその電流値を示す電圧値)が入力されると共にOR回路31の出力信号が入力され、両入力信号に応じてHレベル又はLレベルの二値出力を行う放電制御回路35と、この放電制御回路35の出力及びOR回路31の出力が入力されて両者の論理積が出力されるAND回路39と、第1グループに対応した第1の定電流トランジスタT11を制御する定電流制御回路41と、OR回路31の出力信号がHレベルからLレベルに立ち下がる立ち下がりタイミングを検出してその検出時に所定期間だけHレベルの信号(積分クリア信号)を出力するワンショット回路43と、を備えている。 Then, the driving IC 120 receives the driving signals IJT1 and IJT3 corresponding to the cylinder # 1 and the cylinder # 3 from the microcomputer 130 as circuit components corresponding to the first group, and the logical sum of the two is input. The OR circuit 31 to be output and the current are integrated while the current flows while being discharged from the first capacitor C10 to each of the coils 101a and 103a of the first group. An integrator 33 for calculating a discharge charge monitor voltage Vm indicating the discharge charge Qm discharged from the capacitor C10 and a current value (actually a voltage value indicating the current value) flowing through the current detection resistor R10 are input and ORed. A discharge control circuit 35 that receives the output signal of the circuit 31 and outputs a binary output of H level or L level according to both input signals, and this discharge control circuit 5 and the output of the OR circuit 31 and the logical product of both are output, a constant current control circuit 41 for controlling the first constant current transistor T11 corresponding to the first group, an OR circuit, And a one-shot circuit 43 that detects a falling timing at which the output signal of the circuit 31 falls from the H level to the L level and outputs an H level signal (integral clear signal) for a predetermined period at the time of detection.
尚、これら第1グループに対応した各種回路等は、第2グループに対しても全く同様に設けられているが、その動作は第1グループに対応したものと基本的に同じである。そのため、駆動用IC120が有する第2グループに対応した各種回路等は図1では図示を省略する。そして、以下の説明では、駆動用IC120については、特に断りのない限り、第1グループに対応した各種回路等について説明する。 Various circuits and the like corresponding to the first group are provided in the same manner for the second group, but the operation is basically the same as that corresponding to the first group. Therefore, various circuits corresponding to the second group of the driving IC 120 are not shown in FIG. In the following description, for the driving IC 120, various circuits corresponding to the first group will be described unless otherwise specified.
駆動用IC120が備える積分器33は、オペアンプ53と、入力抵抗R30と、コンデンサC30とを備えた周知の回路構成となっている。即ち、オペアンプ53の反転入力端子(−入力端子)に入力抵抗R30の一端が接続され、オペアンプ53の反転入力端子と出力端子の間にコンデンサC30が接続されている。また、オペアンプ53の非反転入力端子(+入力端子)には所定の正の積分用基準電圧が入力されている。そして、入力抵抗R30の他端に、積分対象の信号である、電流検出抵抗R10に流れる電流値が、積分入力スイッチ51を介して入力される。尚、積分入力スイッチ51は、AND回路39からの出力信号によってオン・オフされる。具体的には、AND回路出力信号がLレベルの間はオフされ、AND回路出力信号がHレベルの間にオンする。 The integrator 33 provided in the driving IC 120 has a known circuit configuration including an operational amplifier 53, an input resistor R30, and a capacitor C30. That is, one end of the input resistor R30 is connected to the inverting input terminal (−input terminal) of the operational amplifier 53, and the capacitor C30 is connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 53. A predetermined positive integration reference voltage is input to the non-inverting input terminal (+ input terminal) of the operational amplifier 53. Then, the current value flowing through the current detection resistor R10, which is a signal to be integrated, is input to the other end of the input resistor R30 via the integration input switch 51. The integration input switch 51 is turned on / off by an output signal from the AND circuit 39. Specifically, it is turned off while the AND circuit output signal is at the L level, and turned on while the AND circuit output signal is at the H level.
また、コンデンサC30の両端には、積分値をクリア(リセット)するための積分クリアスイッチ55が接続されている。この積分クリアスイッチ55は、ワンショット回路43から入力される積分クリア信号によってオン・オフされる。具体的には、積分クリア信号がLレベルの間はオフされ、積分クリア信号がHレベルの間にオンする。 An integration clear switch 55 for clearing (resetting) the integral value is connected to both ends of the capacitor C30. The integral clear switch 55 is turned on / off by an integral clear signal input from the one-shot circuit 43. Specifically, it is turned off while the integral clear signal is at the L level, and is turned on while the integral clear signal is at the H level.
このような構成により、積分入力がない(積分値がクリアされている)初期状態においては、積分器33からの出力である放出電荷モニタ電圧Vmは、オペアンプ53の非反転入力端子に入力されている積分用基準電圧に対応した初期値Vaとなる。これは即ち、第1のコンデンサC10からの放出電荷Qmがゼロであることを意味する。 With such a configuration, in an initial state where there is no integral input (the integral value is cleared), the emission charge monitor voltage Vm output from the integrator 33 is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 53. The initial value Va corresponds to the integration reference voltage. This means that the charge Qm emitted from the first capacitor C10 is zero.
そして、第1グループの各気筒選択トランジスタT10,T30の何れかがオンされると共に第1の放電用トランジスタT12がオンされることにより第1のコンデンサC10から第1グループの何れかのコイルへの放電(電荷放出)が開始され、これと同時に積分入力スイッチ51がオンされると、電流検出抵抗R10によってその放電電流が検出され、その検出値が積分器33に入力されて積分が開始される。 Then, any one of the cylinder selection transistors T10 and T30 in the first group is turned on and the first discharge transistor T12 is turned on, whereby the first capacitor C10 to any coil in the first group. When discharge (charge release) is started and the integration input switch 51 is turned on at the same time, the discharge current is detected by the current detection resistor R10, and the detected value is input to the integrator 33 to start integration. .
尚、この積分器33による積分が行われるのは、第1グループのコイル101a,103aの通電期間中における、第1の放電用トランジスタT12がオンされて第1のコンデンサC10から第1グループのコイル101a,103aに電流が流れている間、即ち、第1のコンデンサC10から第1グループのコイルへ電気エネルギーが放出(電荷が放出)されている間である。そのため、この積分器33は、実質的には第1のコンデンサC10から放出された放出電荷Qmを演算するものであり、その放出電荷Qmを示す放出電荷モニタ電圧Vmを出力するように構成されている。 The integration by the integrator 33 is performed when the first discharge transistor T12 is turned on during the energization period of the first group of coils 101a and 103a and the first capacitor C10 to the first group of coils. 101a, 103a, during which electric current flows, that is, while electric energy is discharged (charge is discharged) from the first capacitor C10 to the first group of coils. Therefore, the integrator 33 substantially calculates the emission charge Qm emitted from the first capacitor C10, and is configured to output an emission charge monitor voltage Vm indicating the emission charge Qm. Yes.
また、本実施形態の積分器33は、オペアンプ53の−入力端子に積分対象の信号が入力されて+入力端子に所定の正の積分用基準電圧が入力される構成であることから、その積分出力(放出電荷モニタ電圧Vm)は、積分開始前の初期状態では上記の通り初期値Va(正の値)であり、積分が開始されるとその初期値Vaから徐々に低下していくこととなる。つまり、積分が進むほど積分値が減少していくような構成の積分器である。 Further, the integrator 33 of the present embodiment has a configuration in which a signal to be integrated is input to the negative input terminal of the operational amplifier 53 and a predetermined positive integration reference voltage is input to the positive input terminal. The output (discharged charge monitor voltage Vm) is the initial value Va (positive value) as described above in the initial state before the start of integration, and gradually decreases from the initial value Va when the integration is started. Become. That is, the integrator is configured such that the integral value decreases as the integration proceeds.
勿論、このような構成の積分器を用いるのはあくまでも一例であり、これとは逆に、積分が進むほどその出力値が増加していくような積分器を用いて、同様の機能を発揮する駆動用IC120を構成するようにしても良い。 Of course, the use of an integrator having such a configuration is merely an example, and conversely, using an integrator whose output value increases as the integration proceeds, the same function is exhibited. The driving IC 120 may be configured.
放電制御回路35は、第1のコンデンサC10から第1グループの何れかのコイルへの放電が開始された後にその放電の停止タイミングを決めるためのものである。この放電制御回路35は、第1のコンデンサC10からの放電が開始された後、電流検出抵抗R10から入力される放電電流の検出値が予め設定された放電電流検出閾値Ioに到達したときに、AND回路39への出力信号をLレベルにする。そして、そのLレベルへの変化後、OR回路31から入力される信号(OR回路31の出力信号)がLレベルとなったときに、AND回路39への出力信号をLレベルからHレベルに切り替える。 The discharge control circuit 35 is for determining the stop timing of the discharge after the discharge from the first capacitor C10 to any one of the coils of the first group is started. The discharge control circuit 35, when the discharge from the first capacitor C10 is started, when the detection value of the discharge current input from the current detection resistor R10 reaches a preset discharge current detection threshold Io, The output signal to the AND circuit 39 is set to L level. After the change to the L level, when the signal input from the OR circuit 31 (the output signal of the OR circuit 31) becomes the L level, the output signal to the AND circuit 39 is switched from the L level to the H level. .
また、放電制御回路35からAND回路39への出力信号は、第1のコンデンサC10からの放電が停止されたことをマイコン130に伝えるための、放電停止タイミング信号Psとして、マイコン130にも出力される。 An output signal from the discharge control circuit 35 to the AND circuit 39 is also output to the microcomputer 130 as a discharge stop timing signal Ps for informing the microcomputer 130 that the discharge from the first capacitor C10 has been stopped. The
次に、駆動用IC120の動作について、図2を用いてより具体的に説明する。図2は、一例として、第1グループの気筒♯1への燃料噴射が行われる際の動作例を示すものである。 Next, the operation of the driving IC 120 will be described more specifically with reference to FIG. FIG. 2 shows an example of operation when fuel is injected into the first group of cylinders # 1 as an example.
マイコン130は、各気筒♯1〜♯4の各コイルへの通電開始タイミング(放電開始タイミング)及び通電時間を制御することにより、各インジェクタ101〜104を所定の順序でそれぞれ所定期間(上記通電時間)開弁させる。そのため、気筒♯1のインジェクタを開弁させるタイミングが到来すると、マイコン130は、その気筒♯1に対応した駆動信号IJT1をHレベルにする。 The microcomputer 130 controls the energization start timing (discharge start timing) and the energization time for the coils of the cylinders # 1 to # 4 so that each of the injectors 101 to 104 is in a predetermined order (the above energization time). ) Open the valve. Therefore, when it is time to open the injector of cylinder # 1, microcomputer 130 sets drive signal IJT1 corresponding to cylinder # 1 to the H level.
気筒♯1,♯3に対応した駆動信号IJT1,IJT3がいずれもLレベルのとき、即ち気筒♯1,♯3への燃料噴射が行われていない間は(図2の時刻t2よりも前)、OR回路31の出力はLレベルであり、よってAND回路39の出力はLレベル、ワンショット回路43の出力はLレベル、積分入力スイッチ51及び積分クリアスイッチ55はオフである。また、積分器33への入力(即ち電流検出抵抗R10の検出値)は0であるため、積分器33の出力(放出電荷モニタ電圧Vm)は初期値Vaであり、放電制御回路35の出力はHレベルである。また、AND回路39の出力がLレベルであるため、第1の放電用トランジスタT12はオフされている。 When drive signals IJT1 and IJT3 corresponding to cylinders # 1 and # 3 are both at L level, that is, while fuel is not being injected into cylinders # 1 and # 3 (before time t2 in FIG. 2). The output of the OR circuit 31 is L level, the output of the AND circuit 39 is L level, the output of the one-shot circuit 43 is L level, and the integration input switch 51 and the integration clear switch 55 are off. Further, since the input to the integrator 33 (that is, the detected value of the current detection resistor R10) is 0, the output of the integrator 33 (discharged charge monitor voltage Vm) is the initial value Va, and the output of the discharge control circuit 35 is H level. Further, since the output of the AND circuit 39 is at the L level, the first discharging transistor T12 is turned off.
また、駆動用IC120は、第1コンデンサC10又は第2コンデンサC20の何れかからの放電が行われる毎に、その放電停止後、次の放電が開始されるまでの間に、昇圧回路50への充電許可信号をアクティブレベルとして、昇圧回路50による各コンデンサC10,C20の充電を行わせ、各コンデンサC10,C20を、それぞれ次の放電対象のコイルに対応した目標DC−DC電圧Vtとなるように充電する。 Further, each time the discharge from either the first capacitor C10 or the second capacitor C20 is performed, the driving IC 120 supplies the voltage to the booster circuit 50 after the discharge is stopped until the next discharge is started. The charge permission signal is set to an active level, and the capacitors C10 and C20 are charged by the booster circuit 50 so that each capacitor C10 and C20 has a target DC-DC voltage Vt corresponding to the next coil to be discharged. Charge.
そのため、気筒♯1への通電が開始される前の、各コンデンサC10,C20が目標DC−DC電圧Vtに充電された状態では、図2の最下段に示すように、充電用トランジスタT00のオン/オフ動作(充電動作)は停止されている。 Therefore, in a state where the capacitors C10 and C20 are charged to the target DC-DC voltage Vt before the energization to the cylinder # 1 is started, as shown in the lowermost stage of FIG. 2, the charging transistor T00 is turned on. / Off operation (charging operation) is stopped.
その他、図2には、動作波形として、マイコン130から昇圧回路50へ入力される目標DC−DC電圧Vt(気筒♯1に対応した目標値)、も図示されているが、これについては後で説明する。 In addition, FIG. 2 also shows a target DC-DC voltage Vt (target value corresponding to the cylinder # 1) input from the microcomputer 130 to the booster circuit 50 as an operation waveform. explain.
そして、マイコン130からの、気筒♯1に対応した駆動信号IJT1がHレベルになると(時刻t2)、駆動用IC120は、上述したように気筒♯1に対応した気筒選択信号TQ1をHレベルにすることで、対応する気筒選択トランジスタT10をオンさせる。 When drive signal IJT1 corresponding to cylinder # 1 from microcomputer 130 becomes H level (time t2), drive IC 120 sets cylinder selection signal TQ1 corresponding to cylinder # 1 to H level as described above. Thus, the corresponding cylinder selection transistor T10 is turned on.
また、駆動信号IJT1がHレベルになったことで、OR回路31の出力もLレベルからHレベルに立ち上がり、そのHレベル信号がAND回路39の一方の入力端子に入力される。このとき、AND回路39の他方の入力端子には放電制御回路35からのHレベル信号が入力されているため、AND回路39の出力はHレベルとなり、第1の放電用トランジスタT12がオンすると共に、積分入力スイッチ51もオンする。 Further, as the drive signal IJT 1 becomes H level, the output of the OR circuit 31 also rises from L level to H level, and the H level signal is input to one input terminal of the AND circuit 39. At this time, since the H level signal from the discharge control circuit 35 is inputted to the other input terminal of the AND circuit 39, the output of the AND circuit 39 becomes the H level, and the first discharge transistor T12 is turned on. The integration input switch 51 is also turned on.
これにより、第1のコンデンサC10から気筒♯1のインジェクタ101のコイル101aへの放電が開始される。そして、その放電開始によってコイル101aに流れる電流が電流検出抵抗R10により検出され、その検出値が、放電制御回路35に入力されると共に積分器33において積分される。 As a result, discharge from the first capacitor C10 to the coil 101a of the injector 101 of the cylinder # 1 is started. Then, the current flowing through the coil 101a when the discharge starts is detected by the current detection resistor R10, and the detected value is input to the discharge control circuit 35 and integrated by the integrator 33.
第1のコンデンサC10からの放電が開始されると、その放電電流、即ちコイル101aに流れる電流(インジェクタ駆動電流)は図2の最上段に示すように上昇していく(ピーク電流)。これに伴い、積分器33への入力値も上昇していき、よって積分器33の出力である放出電荷モニタ電圧Vm(放出電荷Qm)は、積分が進むにつれて減少していく。 When the discharge from the first capacitor C10 is started, the discharge current, that is, the current flowing through the coil 101a (injector drive current) increases as shown in the uppermost stage of FIG. 2 (peak current). Along with this, the input value to the integrator 33 also rises, so that the emission charge monitor voltage Vm (discharge charge Qm), which is the output of the integrator 33, decreases as the integration proceeds.
時刻t2における放電開始後、放電電流が放電電流検出閾値Ioに到達すると(時刻t3)、放電制御回路35の出力がLレベルとなり、これによりAND回路39の出力もLレベルとなる。 After the discharge starts at time t2, when the discharge current reaches the discharge current detection threshold Io (time t3), the output of the discharge control circuit 35 becomes L level, and the output of the AND circuit 39 also becomes L level.
そのため、第1の放電用トランジスタT12がオフされて第1のコンデンサC10からの放電が停止されると共に、積分入力スイッチ51がオフされる。
時刻t3の時点、即ち放電電流が放電電流検出閾値Ioに到達した時点で、気筒♯1のインジェクタ101のコイル101aには、開弁のために必要なエネルギーが供給されている。そのため、気筒♯1のインジェクタ101は、この時刻t3までには確実に開弁されることとなる。
Therefore, the first discharge transistor T12 is turned off to stop the discharge from the first capacitor C10, and the integration input switch 51 is turned off.
At time t3, that is, when the discharge current reaches the discharge current detection threshold Io, the energy necessary for opening the valve is supplied to the coil 101a of the injector 101 of the cylinder # 1. Therefore, the injector 101 of the cylinder # 1 is surely opened by this time t3.
第1のコンデンサC10からの放電が停止された後は、定電流制御回路41が定電流トランジスタT11をオン/オフ制御することで、コイル101aへ保持電流を通電させて開弁状態を保持させる。 After the discharge from the first capacitor C10 is stopped, the constant current control circuit 41 performs on / off control of the constant current transistor T11, thereby energizing the coil 101a with a holding current and holding the valve open state.
また、第1のコンデンサC10からの放電が停止された後は、駆動用IC120から充電制御回路110への充電許可信号がアクティブレベルとなることで、図2の最下段に示すように、昇圧回路50による昇圧動作(充電動作)、即ち充電用トランジスタT00のオン/オフ動作が開始され、第1のコンデンサC10が目標DC−DC電圧Vtに充電されるまでその充電動作が継続される。尚、充電許可信号は、少なくとも、放電用の各コンデンサC10,C20の何れかから放電されている放電期間は非アクティブレベルとなって充電が禁止される。 Further, after the discharge from the first capacitor C10 is stopped, the charge permission signal from the driving IC 120 to the charge control circuit 110 becomes an active level, so that the booster circuit as shown in the lowermost stage of FIG. The voltage boosting operation (charging operation) by 50, that is, the on / off operation of the charging transistor T00 is started, and the charging operation is continued until the first capacitor C10 is charged to the target DC-DC voltage Vt. Note that the charge permission signal is at an inactive level and charging is prohibited at least during the discharge period in which the capacitor C10 or C20 for discharging is discharged.
そして、時刻t4にて、所定の燃料噴射時間(コイル101aへの通電期間)が経過したことによってマイコン130からの駆動信号IJT1がLレベルになると、駆動用IC120は、定電流制御回路41の動作を停止させると共に気筒♯1に対応した気筒選択信号TQ1をLレベルにすることで、対応する気筒選択トランジスタT10をオフさせ、コイル101aへの通電を停止させる。 At time t4, when the predetermined fuel injection time (the energization period to the coil 101a) has elapsed and the drive signal IJT1 from the microcomputer 130 becomes L level, the drive IC 120 operates the constant current control circuit 41. And the cylinder selection signal TQ1 corresponding to the cylinder # 1 is set to L level to turn off the corresponding cylinder selection transistor T10 and stop energization of the coil 101a.
またこの時刻t4では、駆動信号IJT1がLレベルになることで、OR回路31の出力がHレベルからLレベルに転じるため、ワンショット回路43の出力が一定期間Hレベルとなる。そのため、そのワンショット回路43の出力がHレベルとなる一定期間、積分クリアスイッチ55がオンされて、積分器33の積分値(放出電荷モニタ電圧Vm)が初期値Vaにクリアされる。また、この時刻t4にて、OR回路31の出力がHレベルからLレベルになることで放電制御回路35の出力もHレベルに戻る。 At time t4, the drive signal IJT1 becomes L level, so that the output of the OR circuit 31 changes from H level to L level. Therefore, the output of the one-shot circuit 43 becomes H level for a certain period. Therefore, the integration clear switch 55 is turned on for a certain period when the output of the one-shot circuit 43 is at the H level, and the integration value (discharged charge monitor voltage Vm) of the integrator 33 is cleared to the initial value Va. Further, at time t4, the output of the OR circuit 31 changes from the H level to the L level, so that the output of the discharge control circuit 35 also returns to the H level.
このようにして、気筒♯1のインジェクタ101による一回の燃料噴射が行われるのである。他の各気筒♯2〜♯4の各インジェクタ101の動作についても同様である。また、本実施形態においても、特許文献1に記載されている技術と同様、多段噴射や多重噴射が行われるが、いずれにおいても、個々の噴射(一回の噴射)の動作内容は、図2に示したものと同様である。 In this way, one fuel injection is performed by the injector 101 of the cylinder # 1. The same applies to the operations of the injectors 101 of the other cylinders # 2 to # 4. Also in the present embodiment, multistage injection and multiple injection are performed as in the technique described in Patent Document 1. In either case, the operation content of each injection (single injection) is shown in FIG. It is the same as that shown in.
ところで、上記のように構成された本実施形態のECU100においては、図5を用いて説明したように、コイルのインダクタンスにばらつきが生じるとコンデンサからの放電時の放電電流の傾きにもばらつきが生じ、結果として開弁タイミングにばらつきが生じてしまう。そこで本実施形態では、コイルのインダクタンスにばらつきがあっても常に一定の傾きで電流が上昇していくようにし、これによりインダクタンスのばらつきにかかわらず開弁タイミングを常に一定となるようにしている。 By the way, in the ECU 100 of the present embodiment configured as described above, as described with reference to FIG. 5, when the inductance of the coil varies, the gradient of the discharge current at the time of discharging from the capacitor also varies. As a result, the valve opening timing varies. Therefore, in the present embodiment, even if there is a variation in the inductance of the coil, the current always rises with a constant slope, so that the valve opening timing is always constant regardless of the variation in inductance.
尚、本実施形態において、コンデンサからの放電電流の傾きについて「一定」とは、ある一定の傾きで直線的に電流が上昇することを意味するものではなく、放電開始から放電停止までの電流の上昇傾向(放電開始後の過渡的な電流の上昇過程)が、全体として、インダクタンスの値が異なっても同等である、という意味である。つまり、例えば図5(a)を用いて説明すると、インダクタンスのばらつきにかかわらず常に同じ傾向(例えばケースBの上昇傾向)で電流が上昇する、ということである。 In this embodiment, “constant” with respect to the slope of the discharge current from the capacitor does not mean that the current rises linearly with a certain slope, but the current from the start of discharge to the stop of discharge. This means that the rising tendency (transient current rising process after the start of discharge) is the same even if the inductance value is different as a whole. In other words, for example, referring to FIG. 5A, the current always increases with the same tendency (for example, the upward tendency of case B) regardless of the variation in inductance.
インダクタンスのばらつきに関わらず傾きを一定に制御できれば、放電開始からその放電エネルギーが開弁に最低限必要なエネルギーEoに到達するまでの時間も一定にすることができる。図5(a)を用いて説明すれば、インダクタンスのばらつきにかかわらず電流の傾きを例えばケースBの傾きに一定制御できれば、インダクタンスのばらつきにかかわらず常に同じ開弁タイミング(時刻t2)で開弁させることができる。 If the slope can be controlled to be constant regardless of the variation in inductance, the time from the start of discharge until the discharge energy reaches the minimum energy Eo required for valve opening can be made constant. If it demonstrates using Fig.5 (a), if the inclination of an electric current can be uniformly controlled to the inclination of case B, for example regardless of the dispersion | variation in an inductance, it will always open at the same valve opening timing (time t2) irrespective of the dispersion | variation in an inductance. Can be made.
では具体的にどのようにして電流の傾きを一定に制御するのか、本発明者は次のように考えた。一般に、コイルのインダクタンスをL、コイルに印加される電圧をVdc一定とすると、通電開始からT秒後にコイルに流れる電流Iは次式(1)で表される。
I=(Vdc/L)*T ・・・(1)
上記式(1)から明らかなように、電流Iの傾きはVdc/Lである。そのため、インダクタンスLのばらつきにかかわらずこの電流Iの傾きを一定にするためには、インダクタンスLのばらつきに応じて電圧Vdcを変化させればよいということになる。例えばインダクタンスLがある基準値(設計値)の1.1倍に増加したら、電圧Vdcも1.1倍に増加させれば、結果として電流Iの傾きVdc/Lには変化は生じないことになる。
Then, the present inventor considered as follows how to specifically control the current gradient to be constant. In general, assuming that the inductance of the coil is L and the voltage applied to the coil is constant Vdc, the current I flowing through the coil T seconds after the start of energization is expressed by the following equation (1).
I = (Vdc / L) * T (1)
As apparent from the above formula (1), the slope of the current I is Vdc / L. Therefore, in order to make the slope of the current I constant regardless of the variation in the inductance L, the voltage Vdc may be changed according to the variation in the inductance L. For example, if the inductance L increases 1.1 times a certain reference value (design value), if the voltage Vdc is also increased 1.1 times, as a result, the slope Vdc / L of the current I does not change. Become.
そこで、コイルのインダクタンスのばらつきにかかわらず電流の傾きを一定に制御するために、コイル毎にDC−DC電圧Vdcを制御、即ち昇圧回路の目標DC−DC電圧Vtをコイル毎に制御するようにした。つまり、インダクタンスのばらつきによって生じる電流傾きの変動を、DC−DC電圧Vdcでキャンセルするのである。 Therefore, in order to control the current gradient constant regardless of the inductance variation of the coil, the DC-DC voltage Vdc is controlled for each coil, that is, the target DC-DC voltage Vt of the booster circuit is controlled for each coil. did. That is, the fluctuation of the current gradient caused by the inductance variation is canceled by the DC-DC voltage Vdc.
即ち、本実施形態では、放出電荷Qmとその電荷放出時のDC−DC電圧Vdc(本例では放出開始前の値)をモニタすることで実際に放出されたエネルギーである実放出エネルギーEn(コイルへの投入エネルギー)を算出し、その算出した実放出エネルギーEnと開弁に必要な所定の基準エネルギーErとの差分に基づいて昇圧回路の目標DC−DC電圧Vtをフィードバック補正することで、電流の傾き、延いては放出エネルギーの量と傾きを一定にするようにしている。 That is, in the present embodiment, the actual emission energy En (coil which is actually released energy) is monitored by monitoring the emission charge Qm and the DC-DC voltage Vdc (in this example, the value before the emission start) at the time of the charge emission. And the target DC-DC voltage Vt of the booster circuit is feedback-corrected based on the difference between the calculated actual emission energy En and the predetermined reference energy Er required for opening the valve. In other words, the amount and slope of the released energy are made constant.
次に、その目標DC−DC電圧Vtのフィードバック補正の具体的方法について、図3のフローチャートを用いて説明する。図3に示す目標DC−DC電圧設定処理は、マイコン130が実行するものであり、より具体的には、各コイル101a〜104aのそれぞれの通電期間中における、コンデンサからの放電開始タイミングよりも所定期間前のタイミングにて実行開始される。 Next, a specific method for feedback correction of the target DC-DC voltage Vt will be described with reference to the flowchart of FIG. The target DC-DC voltage setting process shown in FIG. 3 is executed by the microcomputer 130. More specifically, the target DC-DC voltage setting process is more predetermined than the discharge start timing from the capacitor during each energization period of each of the coils 101a to 104a. Execution starts at the timing before the period.
例えば第1グループの気筒♯1のコイル101aへの通電が行われる際には、図2に示すように、その通電開始(放電開始)タイミングである時刻t2よりも所定時間前の時刻t1にて、図3の目標DC−DC電圧設定処理が開始される。 For example, when the coil 101a of the cylinder # 1 of the first group is energized, as shown in FIG. 2, at a time t1 that is a predetermined time before the time t2 that is the energization start (discharge start) timing. Then, the target DC-DC voltage setting process of FIG. 3 is started.
尚、この目標DC−DC電圧設定処理では、後述するようにまず放電開始直前のDC−DC電圧Vdcを取得する必要があるため、この目標DC−DC電圧設定処理の実行開始タイミング(時刻t1)は、少なくとも昇圧回路50によるコンデンサへの充電が完了した後であって、且つ放電開始タイミングにできるだけ近いタイミング(放電開始タイミングと同時でも可)に設定するのが好ましい。以下、図3の目標DC−DC電圧設定処理について、気筒♯1のコイル101aへの通電の際に実行される場合を想定して、図2を用いつつ説明する。 In this target DC-DC voltage setting process, since it is necessary to first acquire the DC-DC voltage Vdc immediately before the start of discharge as will be described later, the execution start timing (time t1) of this target DC-DC voltage setting process Is preferably set at a timing as close as possible to the discharge start timing (or at the same time as the discharge start timing) at least after the charging of the capacitor by the booster circuit 50 is completed. Hereinafter, the target DC-DC voltage setting process of FIG. 3 will be described with reference to FIG. 2 on the assumption that the target DC-DC voltage setting process is executed when the coil 101a of the cylinder # 1 is energized.
気筒♯1のコイル101aへの通電開始前の時刻t1にて、マイコン130がこの目標DC−DC電圧設定処理を開始すると、まずS110にて、電圧検出回路70から、第1のコンデンサC10に充電されている実際のDC−DC電圧Vdcを読み込む。つまり、まずは放電開始直前のDC−DC電圧Vdcを読み込むのである。既述の通り、第1のコンデンサC10は、放電開始までには昇圧回路50によって目標DC−DC電圧Vtに充電されているはずである。そのため、このS110で読み込まれるDC−DC電圧Vdcは、目標DC−DC電圧Vtと同値となっているはずである。図2では、一例として、気筒♯1のコイル101aに対応した目標DC−DC電圧VtがVt1に設定されている例が示されている。 When the microcomputer 130 starts the target DC-DC voltage setting process at time t1 before the start of energization of the coil 101a of the cylinder # 1, first, in S110, the first capacitor C10 is charged from the voltage detection circuit 70. The actual DC-DC voltage Vdc being read is read. That is, first, the DC-DC voltage Vdc immediately before the start of discharge is read. As described above, the first capacitor C10 should be charged to the target DC-DC voltage Vt by the booster circuit 50 before the start of discharging. Therefore, the DC-DC voltage Vdc read in S110 should be the same value as the target DC-DC voltage Vt. FIG. 2 shows an example in which the target DC-DC voltage Vt corresponding to the coil 101a of the cylinder # 1 is set to Vt1 as an example.
その後、時刻t2にて第1のコンデンサC30からの放電が開始されるため、続くS120では、その放電が停止したか否かを判断する。この放電停止の判断は、駆動用IC120から入力される放電停止タイミング信号Psに基づいて行う。 Thereafter, since the discharge from the first capacitor C30 is started at time t2, in the subsequent S120, it is determined whether or not the discharge has stopped. This discharge stop determination is made based on the discharge stop timing signal Ps input from the driving IC 120.
そして、放電が停止すると(S120:YES。時刻t3。)、S130にて、放電開始からの放出電荷Qmを読み込む。この放出電荷Qm読み込みは、具体的には、駆動用IC120からの放出電荷モニタ電圧Vmを読み込むことにより行う。 When the discharge is stopped (S120: YES, time t3), the discharge charge Qm from the start of the discharge is read in S130. Specifically, the reading of the discharge charge Qm is performed by reading the discharge charge monitor voltage Vm from the driving IC 120.
そして、S140にて、S110で読み込んだ放電開始直前の実際のDC−DC電圧Vdcと、S130で読み込んだ実際の放出電荷Qmを用いて、次式(2)により、第1のコンデンサC10から実際に放出された実放出エネルギーEnを演算する。
En=Qm*Vdc/2 ・・・(2)
尚、第1のコンデンサC10の充電電圧(DC−DC電圧Vdc)は、放電開始後、放電が進むにつれて減少していくのであるが、本実施形態では放電用の各コンデンサC10,C20はいずれも大容量のアルミ電解コンデンサを用いており、1回の放電によるDC−DC電圧Vdcの減少量は小さい。そのため、本実施形態における実放出エネルギーEnの算出は、上記式(2)のように、放電開始から終了までDC−DC電圧Vdcが一定であるものと仮定(放電による充電電圧降下分を無視)して算出している。但し、放電前後のDC−DC電圧Vdcの減少量が小さくはなくても、本実施形態における、実放出エネルギーEnを基準エネルギーErに一致させる(延いては開弁タイミングを一定に制御する)という目的達成のためには、放電開始時のDC−DC電圧Vdcの値が放電期間中も維持されるものと仮定して上記式(1)、(2)を用いるようにしても何ら問題ない。
In S140, the actual DC-DC voltage Vdc just before the start of discharge read in S110 and the actual discharge charge Qm read in S130 are used to calculate the actual value from the first capacitor C10 by the following equation (2). The actual emission energy En released to the is calculated.
En = Qm * Vdc / 2 (2)
The charge voltage (DC-DC voltage Vdc) of the first capacitor C10 decreases as the discharge proceeds after the start of discharge. In the present embodiment, each of the capacitors C10 and C20 for discharge is all. A large-capacity aluminum electrolytic capacitor is used, and the reduction amount of the DC-DC voltage Vdc by one discharge is small. Therefore, in the calculation of the actual emission energy En in the present embodiment, it is assumed that the DC-DC voltage Vdc is constant from the start to the end of the discharge as in the above formula (2) (ignoring the charge voltage drop due to discharge) It is calculated. However, even if the decrease amount of the DC-DC voltage Vdc before and after the discharge is not small, the actual release energy En in the present embodiment is made to coincide with the reference energy Er (and the valve opening timing is controlled to be constant). In order to achieve the object, there is no problem even if the above formulas (1) and (2) are used on the assumption that the value of the DC-DC voltage Vdc at the start of discharge is maintained even during the discharge period.
そして、S150にて、S140で演算された実放出エネルギーEnが基準エネルギーErより大きいか否か判断する。そして、En>Erでない場合、即ち実放出エネルギーEnが基準エネルギーEr以下ならば(S150:NO)、更にS180にて、実放出エネルギーEnが基準エネルギーErより小さいか否かを判断する。 Then, in S150, it is determined whether or not the actual emission energy En calculated in S140 is larger than the reference energy Er. If En> Er is not satisfied, that is, if the actual emission energy En is equal to or less than the reference energy Er (S150: NO), it is further determined in S180 whether the actual emission energy En is smaller than the reference energy Er.
尚、基準エネルギーErは、本実施形態では、図5(b)に例示しているように、開弁に最低限必要なエネルギーEoよりも所定量大きい値、具体的にはケースBにおいて放電電流が放電電流検出閾値Ioに到達したとき(時刻t3)の放出エネルギーに設定されている。 In this embodiment, the reference energy Er is a value larger by a predetermined amount than the minimum energy Eo necessary for opening the valve, specifically, in the case B, as illustrated in FIG. Is set to the emission energy when the discharge current detection threshold Io is reached (time t3).
ここで、En>Erならば、過剰にエネルギーが供給されたということ、即ち、放電電流の傾きが、設計上の基準傾き(放電電流検出閾値Ioに到達したときに放出エネルギーが基準エネルギーErに到達するような理想の傾き。例えば図5のケースBの傾き。)よりも小さく、よって放電電流が放電電流検出閾値Ioに到達するまでの時間が長くなったということである。そして、放電電流の傾きが基準傾きよりも小さいということは、その分、第1のコンデンサC10からの放出エネルギーが開弁のために最低限必要なエネルギーEoに到達するまでの時間も上記基準傾きの場合よりも長くなってその分開弁タイミングが遅くなったということである。 Here, if En> Er, it means that excessive energy has been supplied, that is, the discharge current becomes the reference energy Er when the slope of the discharge current reaches the design reference slope (the discharge current detection threshold Io is reached). The ideal inclination to reach (for example, the inclination of case B in FIG. 5) is smaller, and thus the time until the discharge current reaches the discharge current detection threshold Io is longer. The fact that the slope of the discharge current is smaller than the reference slope means that the time required for the energy released from the first capacitor C10 to reach the minimum energy Eo required for valve opening is also the above-mentioned reference slope. This means that the valve opening timing has been delayed by an amount longer than in the case of.
図5を用いて説明すれば、En>Erということは、ケースBよりも電流の傾きが小さくなってケースCのような放電特性となり、よって、放出エネルギーが開弁に最低限必要なエネルギーEoに到達するタイミング(開弁タイミング)がケースBの時刻t2よりも遅くなったということである。 Referring to FIG. 5, when En> Er, the slope of the current is smaller than that in case B, and the discharge characteristic is as in case C. Therefore, the energy Eo that is the minimum energy required for opening the valve is the discharge energy. This means that the timing (opening timing) to reach is later than the time t2 of case B.
そのため、この場合は、次回以降の開弁動作では実放出エネルギーEnが基準エネルギーErとなるよう、電流傾きをより大きくする必要がある。
そこで本実施形態では、En>Erの場合は(S150:YES)、S160〜S170にて、目標DC−DC電圧Vtを現在の設定値よりも増加量Vtuだけ増加させるようにしている。目標DC−DC電圧Vtを増加させれば、放電開始前の第1のコンデンサC10の充電電圧(DC−DC電圧Vdc)も増加するため、これにより放電電流の傾きを大きくすることができる。
Therefore, in this case, it is necessary to increase the current gradient so that the actual release energy En becomes the reference energy Er in the valve opening operation after the next time.
Therefore, in this embodiment, when En> Er (S150: YES), the target DC-DC voltage Vt is increased by the increase amount Vtu from the current set value in S160 to S170. If the target DC-DC voltage Vt is increased, the charging voltage (DC-DC voltage Vdc) of the first capacitor C10 before the start of discharge also increases, so that the slope of the discharge current can be increased.
逆に、En<Erならば、エネルギーの供給量が設計上の値よりも少なかったということ、即ち、放電電流の傾きが、設計上の基準傾き(本例では図5のケースBの傾き)よりも大きく、よって放電電流が放電電流検出閾値Ioに到達するまでの時間が短くなったということである。そして、放電電流の傾きが基準傾きよりも大きいということは、その分、第1のコンデンサC10からの放出エネルギーが開弁のために最低限必要なエネルギーEoに到達するまでの時間も上記基準傾きの場合よりも短くなってその分開弁タイミングが早くなったということである。 Conversely, if En <Er, the energy supply amount was less than the design value, that is, the slope of the discharge current is the design reference slope (in this example, the slope of case B in FIG. 5). Therefore, the time until the discharge current reaches the discharge current detection threshold Io is shortened. The fact that the slope of the discharge current is larger than the reference slope means that the time until the energy released from the first capacitor C10 reaches the minimum energy Eo required for valve opening is also the reference slope. This means that the valve opening timing is shortened and the valve opening timing is earlier.
図5を用いて説明すれば、En<Erということは、ケースBよりも電流の傾きが大きくなってケースAのような放電特性となり、よって、放出エネルギーが開弁に最低限必要なエネルギーEoに到達するタイミング(開弁タイミング)がケースBの時刻t2よりも早くなったということである。 Referring to FIG. 5, En <Er means that the current gradient is larger than that in case B and discharge characteristics are as in case A. Therefore, the energy Eo that is the minimum energy required for opening the valve is the discharge energy. This means that the timing (opening timing) at which the timing reaches is earlier than the time t2 of case B.
そのため、この場合は、次回以降の開弁動作では実放出エネルギーEnが基準エネルギーErとなるよう、電流傾きをより小さくする必要がある。
そこで本実施形態では、En<Erの場合は(S180:YES)、S190〜S200にて、目標DC−DC電圧Vtを現在の設定値よりも減少量Vtdだけ減少させるようにしている。目標DC−DC電圧Vtを減少させれば、放電開始前の第1のコンデンサC10の充電電圧(DC−DC電圧Vdc)も減少するため、これにより放電電流の傾きを小さくすることができる。
Therefore, in this case, it is necessary to make the current gradient smaller so that the actual release energy En becomes the reference energy Er in the valve opening operation after the next time.
Therefore, in this embodiment, when En <Er (S180: YES), the target DC-DC voltage Vt is decreased by the decrease amount Vtd from the current set value in S190 to S200. If the target DC-DC voltage Vt is decreased, the charging voltage (DC-DC voltage Vdc) of the first capacitor C10 before the start of discharging also decreases, so that the slope of the discharge current can be reduced.
尚、En=Erであったならば(S150,S180いずれもNO)、エネルギーの供給量が設計上の量と同じになったということ、即ち放電電流の傾きが設計上の基準傾き(本例では図5のケースBの傾き)と同じであったということである。そのため、この場合は目標DC−DC電圧Vtを設定変更する必要はないため、この目標DC−DC電圧設定処理を終了する。 If En = Er (NO in both S150 and S180), it means that the energy supply amount is the same as the design amount, that is, the slope of the discharge current is the design reference slope (this example). Then, it is the same as the inclination of case B in FIG. Therefore, in this case, since it is not necessary to change the setting of the target DC-DC voltage Vt, this target DC-DC voltage setting process is terminated.
次に、S150で実放出エネルギーEnが基準エネルギーErよりも大きいと判断された場合に実行される、目標DC−DC電圧Vtを増加させるためのS160〜S170の処理について説明する。 Next, the processing of S160 to S170 for increasing the target DC-DC voltage Vt executed when it is determined in S150 that the actual emission energy En is larger than the reference energy Er will be described.
S160では、まず、S140で演算した実放出エネルギーEnと、放電停止直前に実際に流れていた電流の値である放電電流検出閾値Ioから、実際のインダクタンスの値を推定する。具体的には、推定すべきインダクタンスを実推定インダクタンスLnとして、この実推定インダクタンスLnを、コイルのエネルギーに関する周知の公式「E=LI2/2」を利用して、次式(3)により求める。
Ln=2*En/Io2 ・・・(3)
次に、この実推定インダクタンスLnと、設計上の理想のインダクタンスである理想インダクタンスLrと、設計上の理想のDC−DC電圧である理想DC−DC電圧Vdcoと、S110で読み取った実際のDC−DC電圧Vdcとに基づいて、次式(4)により、現在の目標DC−DC電圧Vtから増加させるべき増加量Vtuを演算する。
Vtu=|Vdco*Ln/Lr−Vdc| ・・・(4)
尚、理想DC−DC電圧Vdcoは、インダクタンスが理想インダクタンスLrである場合にDC−DC電圧をその理想DC−DC電圧Vdcoとすれば放電電流の傾きが設計上の基準傾きとなる、設計上の基準となる(理想の)DC−DC電圧である。
In S160, first, the actual inductance value is estimated from the actual emission energy En calculated in S140 and the discharge current detection threshold value Io that is the value of the current actually flowing immediately before stopping the discharge. Specifically, the inductance to be estimated as an actual estimation inductance Ln, the actual estimated inductance Ln, using official known about the coil energy "E = LI 2/2", calculated by the following equation (3) .
Ln = 2 * En / Io 2 (3)
Next, the actual estimated inductance Ln, the ideal inductance Lr that is an ideal inductance in design, the ideal DC-DC voltage Vdco that is an ideal DC-DC voltage in design, and the actual DC− read in S110. Based on the DC voltage Vdc, an increase amount Vtu to be increased from the current target DC-DC voltage Vt is calculated by the following equation (4).
Vtu = | Vdco * Ln / Lr−Vdc | (4)
The ideal DC-DC voltage Vdco is designed so that the slope of the discharge current becomes the design reference slope if the DC-DC voltage is the ideal DC-DC voltage Vdco when the inductance is the ideal inductance Lr. Reference (ideal) DC-DC voltage.
上記式(4)は、本来はDC−DC電圧が理想DC−DC電圧Vdcoで且つインダクタンスが理想インダクタンスLrであるべきところ、実際には温度ばらつきや個体ばらつき等によってインダクタンスが理想インダクタンスLrとは異なる値Lnになっているという推定のもと、その実推定インダクタンスLnに対してDC−DC電圧をどのような値に設定すればよいか、という考えに基づくものである。 In the above equation (4), the DC-DC voltage should be the ideal DC-DC voltage Vdco and the inductance should be the ideal inductance Lr. This is based on the idea of what value should be set for the DC-DC voltage with respect to the actual estimated inductance Ln under the assumption that the value is Ln.
そして、S170にて、目標DC−DC電圧Vtを、現在設定されている値よりも上記Vtuだけ増加した値に再設定し、その再設定後の新たな目標DC−DC電圧Vtを昇圧回路50へ(詳しくは充電制御回路110へ)出力する。これにより、充電制御回路110は、以後、気筒♯1のコイル101aへの放電開始前に行う第1のコンデンサC10の充電動作においては、第1のコンデンサC10を、その新たな目標DC−DC電圧Vtとなるように充電する。 In S170, the target DC-DC voltage Vt is reset to a value increased by the above Vtu from the currently set value, and the new target DC-DC voltage Vt after the reset is set to the booster circuit 50. (In detail, to the charge control circuit 110). Thereby, the charging control circuit 110 thereafter uses the first capacitor C10 for the new target DC-DC voltage in the charging operation of the first capacitor C10 performed before the discharge to the coil 101a of the cylinder # 1 is started. Charge to Vt.
次に、S180で実放出エネルギーEnが基準エネルギーErよりも小さいと判断された場合に実行される、目標DC−DC電圧Vtを減少させるためのS190〜S200の処理について説明する。 Next, the processing of S190 to S200 for reducing the target DC-DC voltage Vt, which is executed when it is determined in S180 that the actual emission energy En is smaller than the reference energy Er, will be described.
S190の処理は、基本的にはS160の処理と同じであり、まず、上記式(3)にて、実放出エネルギーEn及び放電電流検出閾値Ioから推定される実推定インダクタンスLnを求める。そして、上記式(4)と同様の演算、即ち次式(5)にて、現在の目標DC−DC電圧Vtから減少させるべき減少量Vtdを演算する。
Vtd=|Vdco*Ln/Lr−Vdc| ・・・(5)
そして、S200にて、現在設定されている目標DC−DC電圧Vtからその減少量Vtdを減算することで、目標DC−DC電圧Vtを、現在設定されている値よりもVtdだけ減少した値に再設定する。そして、その再設定後の新たな目標DC−DC電圧Vtを昇圧回路50へ(詳しくは充電制御回路110へ)出力する。
The process of S190 is basically the same as the process of S160. First, the actual estimated inductance Ln estimated from the actual emission energy En and the discharge current detection threshold Io is obtained by the above equation (3). Then, a decrease amount Vtd to be decreased from the current target DC-DC voltage Vt is calculated by the same calculation as the above expression (4), that is, the following expression (5).
Vtd = | Vdco * Ln / Lr−Vdc | (5)
In S200, the target DC-DC voltage Vt is reduced by Vtd from the currently set value by subtracting the decrease amount Vtd from the currently set target DC-DC voltage Vt. Reset it. Then, the new target DC-DC voltage Vt after the resetting is output to the booster circuit 50 (specifically, to the charge control circuit 110).
図2では、一例として、En>Erであった(即ち電流傾きが小さかった)ことによって目標DC−DC電圧VtがVt1からそれよりも高い(Vtuだけ高い)Vt2に再設定された例が示されている。 FIG. 2 shows an example in which the target DC-DC voltage Vt is reset from Vt1 to Vt2 higher than Vt1 (higher by Vtu) because En> Er (that is, the current slope is small). Has been.
尚、他の気筒♯2〜♯4についても同様であり、例えば気筒♯2のコイル102aへの通電が行われる際にも、その気筒♯2のコイル102aに対応した目標DC−DC電圧Vtについて、図3の目標DC−DC電圧設定処理を実行して、その目標DC−DC電圧Vtの再設定(増加、減少、又は現状維持)を行う。これにより、次にまた気筒♯2のコイル102aへの放電が行われる際には、充電制御回路110は、その放電開始前までに第2のコンデンサC20をその再設定後の目標DC−DC電圧Vtとなるように充電する。 The same applies to the other cylinders # 2 to # 4. For example, when the coil 102a of the cylinder # 2 is energized, the target DC-DC voltage Vt corresponding to the coil 102a of the cylinder # 2 is used. Then, the target DC-DC voltage setting process of FIG. 3 is executed, and the target DC-DC voltage Vt is reset (increased, decreased, or maintained as it is). Thereby, when the discharge to the coil 102a of the cylinder # 2 is performed again next time, the charge control circuit 110 sets the target DC-DC voltage after resetting the second capacitor C20 before the start of the discharge. Charge to Vt.
更に、本実施形態のマイコン130は、電圧検出回路70から各コンデンサC10,C20の実際のDC−DC電圧Vdcを取得すると共に、駆動用IC120から放出電荷モニタ電圧Vmを取得し、これらに基づいて、各コイル101a〜104aの通電経路の異常判定を行う。 Further, the microcomputer 130 of the present embodiment acquires the actual DC-DC voltage Vdc of each of the capacitors C10 and C20 from the voltage detection circuit 70, and acquires the emission charge monitor voltage Vm from the driving IC 120, and based on these. The abnormality determination of the energization path of each coil 101a-104a is performed.
具体的には、図3の目標DC−DC電圧設定処理と同様、各コイル101a〜104aのそれぞれの通電期間中における、コンデンサからの放電開始タイミングよりも所定期間前のタイミング(例えば気筒♯1のコイル101aへの通電の際には図2に示す時刻t1)にて、図4に示す異常判定処理の実行を開始する。そこで、図4の異常判定処理について、以下、気筒♯1のコイル101aへの通電の際に実行される場合を想定して、図2を適宜用いつつ説明する。 Specifically, as in the target DC-DC voltage setting process of FIG. 3, the timing before the discharge start timing from the capacitor during the energization period of each of the coils 101a to 104a (for example, the cylinder # 1) When the coil 101a is energized, the abnormality determination process shown in FIG. 4 is started at time t1) shown in FIG. Therefore, the abnormality determination process of FIG. 4 will be described below using FIG. 2 as appropriate, assuming that the abnormality determination process is executed when the coil 101a of the cylinder # 1 is energized.
気筒♯1のコイル101aへの通電開始前の時刻t1にて、マイコン130がこの異常判定処理を開始すると、まずS310にて、電圧検出回路70から、第1のコンデンサC10に充電されている実際のDC−DC電圧Vdcを読み込み、その読み込んだ値をVdcaとする。 When the microcomputer 130 starts this abnormality determination process at time t1 before the start of energization of the coil 101a of the cylinder # 1, first, in S310, the actual voltage charged from the voltage detection circuit 70 to the first capacitor C10. The DC-DC voltage Vdc is read, and the read value is defined as Vdca.
その後、時刻t2にて放電が開始されるが(S320)、その放電開始後、所定時間が経過したか否かを判断する(S330)。ここで判断する所定時間は、通電経路が正常であるならば第1のコンデンサC10からの放電が完了して保持電流の通電期間に入っているはずの時間であり、本例では、図2に示すように、放電が停止される時刻t3よりも後の時刻t31である。尚、この所定時間は、放電停止からの経過時間ができる限り短くなるように設定するのが好ましい。 Thereafter, discharge is started at time t2 (S320), and it is determined whether or not a predetermined time has elapsed after the start of discharge (S330). The predetermined time determined here is a time when the discharge from the first capacitor C10 should be completed and the holding current energization period should be entered if the energization path is normal. As shown, it is time t31 after time t3 when the discharge is stopped. The predetermined time is preferably set so that the elapsed time from the discharge stop is as short as possible.
放電開始後、所定時間が経過すると(即ち時刻t31になると)(S330:YES)、S340にて、再び電圧検出回路70から第1のコンデンサC10に充電されている実際のDC−DC電圧Vdcを読み込み、その読み込んだ値をVdcbとする。 When a predetermined time has elapsed after the start of discharge (that is, when time t31 is reached) (S330: YES), in S340, the actual DC-DC voltage Vdc charged from the voltage detection circuit 70 to the first capacitor C10 is again obtained. The read value is set as Vdcb.
更に、S350にて、放電開始からの放出電荷Qmをモニタする。この放出電荷Qmのモニタは、具体的には、駆動用IC120からの放出電荷モニタ電圧Vmを読み込むことにより行う。 Further, in S350, the discharge charge Qm from the start of discharge is monitored. Specifically, the emission charge Qm is monitored by reading the emission charge monitor voltage Vm from the driving IC 120.
そして、S360にて、放電開始前(時刻t1)に読み込んだDC−DC電圧Vdcaと放電停止後(時刻t31)に読み込んだDC−DC電圧Vdcbとの差である放電前後電圧差が所定の電圧差分閾値Vrより大きいか否かを判断する。この電圧差分閾値Vrは、通電経路が正常であって第1のコンデンサC10からの放電が正常に行われたならば放電前後電圧差が少なくともこの電圧差分閾値Vrよりは大きくなるような値であり、マイコン130内に予め設定されているものである。 In S360, the voltage difference before and after discharge, which is the difference between the DC-DC voltage Vdca read before the start of discharge (time t1) and the DC-DC voltage Vdcb read after the discharge stop (time t31), is a predetermined voltage. It is determined whether or not the difference threshold value Vr is greater. This voltage difference threshold value Vr is a value such that the voltage difference before and after the discharge is at least larger than the voltage difference threshold value Vr if the energization path is normal and the discharge from the first capacitor C10 is normally performed. Are preset in the microcomputer 130.
そのため、S360にて放電前後電圧差(Vdca−Vdcb)が電圧差分閾値Vrより大きい場合は、通電経路が正常であるものと仮判断して、さらにS370に進む。一方、S360にて放電前後電圧差が電圧差分閾値Vrより大きいと判断されなかった場合は、通電経路に何らかの異常が生じているものと判断し、S380に進んで例えば警報出力やダイアグ記録などの所定の第1異常時処理を行って、S370に移行する。 Therefore, if the voltage difference before and after discharge (Vdca−Vdcb) is larger than the voltage difference threshold value Vr in S360, it is temporarily determined that the energization path is normal, and the process further proceeds to S370. On the other hand, if it is not determined in S360 that the voltage difference before and after discharge is larger than the voltage difference threshold Vr, it is determined that some abnormality has occurred in the energization path, and the process proceeds to S380, for example, alarm output or diagnostic recording. A predetermined first abnormality process is performed, and the process proceeds to S370.
S370では、S350で読み込んだ放出電荷モニタ電圧Vmが予め設定した異常判定閾値Vx以下であるか否か、即ち、放出電荷Qmが所定の閾値Qx以上であるか否かを判断する。この異常判定閾値Vxは、図2に示すように、積分器33の初期値Vaよりは小さく、且つ正常に放電が行われた場合の放電停止時における放出電荷モニタ電圧Vmよりは大きい値である。 In S370, it is determined whether or not the emission charge monitor voltage Vm read in S350 is equal to or less than a preset abnormality determination threshold value Vx, that is, whether or not the emission charge Qm is equal to or more than a predetermined threshold value Qx. As shown in FIG. 2, the abnormality determination threshold value Vx is smaller than the initial value Va of the integrator 33 and larger than the emission charge monitor voltage Vm when the discharge is stopped when the discharge is normally performed. .
気筒♯1のコイル101aにおいて、その通電経路が正常であれば、通電開始後(即ち第1のコンデンサC10からの放電開始後)、電流検出抵抗R10に電流が流れて、その電流が積分器33によって積分されるため、その出力値である放出電荷モニタ電圧Vmは図2に示すように徐々に低下していって異常判定閾値Vxよりもさらに低くなるはずである。しかし、通電経路に断線やショート等の異常が生じていて、第1の放電用トランジスタT12及び気筒選択トランジスタT10が共にオンしても電流検出抵抗R10で正常な電流が検出されない状態になっていると、放出電荷モニタ電圧Vmは、初期値Vaから変化しないか或いは低下するとしても正常な傾きでは低下しないおそれがある。 In the coil 101a of the cylinder # 1, if the energization path is normal, after the energization is started (that is, after the discharge from the first capacitor C10 is started), a current flows through the current detection resistor R10, and the current is integrated in the integrator 33. Therefore, the emission charge monitor voltage Vm, which is the output value, should gradually decrease as shown in FIG. 2 and be lower than the abnormality determination threshold value Vx. However, an abnormality such as a disconnection or a short circuit has occurred in the energization path, and even if both the first discharge transistor T12 and the cylinder selection transistor T10 are turned on, a normal current is not detected by the current detection resistor R10. Then, even if the emitted charge monitor voltage Vm does not change from the initial value Va or decreases, there is a possibility that it does not decrease with a normal inclination.
そこでマイコン130は、通電経路が正常であれば判定タイミング(時刻t31)までには必ず到達するような異常判定閾値Vxを適宜設定し、放出電荷モニタ電圧Vmがこの異常判定閾値Vx以下になるか否かをもって、通電経路の異常の有無を判定する。つまり、本実施形態では、上述した放電前後電圧差に基づく通電経路の異常診断(S360)と、放出電荷モニタ電圧Vmに基づく通電経路の異常診断(S370)との2種類の異常診断を行うようにしている。 Therefore, the microcomputer 130 appropriately sets an abnormality determination threshold value Vx that must be reached by the determination timing (time t31) if the energization path is normal, and whether the emission charge monitor voltage Vm is equal to or lower than the abnormality determination threshold value Vx. Whether or not there is an abnormality in the energization path is determined based on whether or not it is present. In other words, in the present embodiment, two types of abnormality diagnosis are performed, that is, the conduction path abnormality diagnosis based on the voltage difference before and after discharge (S360) and the conduction path abnormality diagnosis based on the emission charge monitor voltage Vm (S370). I have to.
S370の処理において、放出電荷モニタ電圧Vmが異常判定閾値Vx以下ならば(即ち、放出電荷Qmが所定の閾値Qx以上ならば)(S370:YES)、通電経路は正常であるものとして、この異常判定処理を終了する。一方、放出電荷モニタ電圧Vmが異常判定閾値Vxより大きい状態ならば(即ち、放出電荷Qmが所定の閾値Qxに到達していないならば)(S370:NO)、通電経路に何らかの異常が生じているものと判断して、S390に進み、例えば警報出力やダイアグ記録などの所定の第2異常時処理を行う。 In the process of S370, if the emission charge monitor voltage Vm is equal to or lower than the abnormality determination threshold value Vx (that is, if the emission charge Qm is equal to or higher than the predetermined threshold value Qx) (S370: YES), it is assumed that the energization path is normal. The determination process ends. On the other hand, if the emission charge monitor voltage Vm is greater than the abnormality determination threshold value Vx (that is, if the emission charge Qm has not reached the predetermined threshold value Qx) (S370: NO), some abnormality has occurred in the energization path. The process proceeds to S390, and predetermined second abnormality processing such as alarm output and diagnosis recording is performed.
以上説明したように、本実施形態のECU100では、放電用の各コンデンサC10,C11の充電電圧の目標値、即ち目標DC−DC電圧Vtを、放電対象の各コイル101a〜104a毎に個別に、実放出エネルギーEnに基づいて可変設定するようにしている。具体的には、放出電荷QmとDC−DC電圧Vdcをモニタし、これらをもとに実際に放出された実放出エネルギーEn(電磁弁コイルへの投入エネルギー)を算出し、基準となる基準エネルギーErとの差分に基づき、この差分が0となるように(即ち、次回以降の放電では実放出エネルギーEnが基準エネルギーErに一致するように)、目標DC−DC電圧Vtをフィードバック補正する。 As described above, in the ECU 100 of the present embodiment, the target value of the charging voltage of each of the capacitors C10 and C11 for discharging, that is, the target DC-DC voltage Vt, is individually determined for each of the coils 101a to 104a to be discharged. A variable setting is made based on the actual emission energy En. Specifically, the emission charge Qm and the DC-DC voltage Vdc are monitored, and the actual emission energy En (the input energy to the solenoid valve coil) actually released is calculated based on these, and the reference energy as a reference Based on the difference from Er, the target DC-DC voltage Vt is feedback-corrected so that the difference becomes 0 (that is, the actual emission energy En coincides with the reference energy Er in the next and subsequent discharges).
このような構成により、コイルのインダクタンスに温度や個体差等によるばらつきが生じたとしても、そのインダクタンスのばらつきにかかわらず実放出エネルギーEnを基準エネルギーErに一致させることができ、これにより放出エネルギーの量と傾きを一定にすることができるため、そのばらつきの影響を受けることなく一定の開弁タイミングでインジェクタを開弁させることができる。 With such a configuration, even if the inductance of the coil varies due to temperature, individual differences, etc., the actual emission energy En can be made to coincide with the reference energy Er regardless of the variation of the inductance. Since the amount and the inclination can be made constant, the injector can be opened at a constant valve opening timing without being affected by the variation.
尚、インダクタンスがばらつくことによって放出エネルギーがばらつくと、放出エネルギーが過剰になるおそれがある。そして、放出エネルギーが過剰になると、昇圧回路50の充電動作(充電用トランジスタT00のオン/オフ回数)が増大して発熱量が増大し、燃料噴射頻度に制約を受けるなど、発熱量増大に起因する各種問題が生じるおそれがある。 If the emission energy varies due to variations in inductance, the emission energy may become excessive. When the released energy becomes excessive, the charging operation of the booster circuit 50 (the number of times the charging transistor T00 is turned on / off) increases, the heat generation amount increases, and the fuel injection frequency is restricted, resulting in an increase in the heat generation amount. May cause various problems.
これに対し、本実施形態では、実放出エネルギーEnが基準エネルギーErに一致するように制御しているため、基準エネルギーErを適宜設定することで、過剰なエネルギーの放出の抑制をも実現している。そのため、発熱量が大きいことにより生じる各種の制約の発生を抑えることができ、インジェクタの作動頻度を向上することが可能となる。 On the other hand, in the present embodiment, since the actual emission energy En is controlled so as to match the reference energy Er, by appropriately setting the reference energy Er, it is possible to suppress the release of excessive energy. Yes. Therefore, it is possible to suppress the occurrence of various restrictions caused by the large amount of heat generation, and to improve the operation frequency of the injector.
更に、本実施形態では、放電期間前後のDC−DC電圧Vdcの差や放出電荷モニタ電圧Vmを利用して図4に示した異常判定処理を実行することにより、通電経路の異常の有無を判断するようにしている。そのため、回路規模の増大を抑えつつより高性能なECU100の実現が可能となる。 Further, in the present embodiment, the abnormality determination process shown in FIG. 4 is performed using the difference between the DC-DC voltage Vdc before and after the discharge period and the emission charge monitor voltage Vm, thereby determining whether there is an abnormality in the energization path. Like to do. Therefore, higher performance ECU 100 can be realized while suppressing an increase in circuit scale.
尚、本実施形態において、昇圧回路50は本発明の充電手段に相当し、各放電用トランジスタT12,T22は本発明のスイッチ手段に相当し、マイコン130は本発明の放電開始タイミング設定手段及び物理量設定手段に相当し、駆動用IC120は本発明のスイッチ制御手段に相当し、各電流検出抵抗R10,R20は本発明の電流検出手段に相当し、図2における時刻t1は本発明の検出タイミング及び第1検出タイミングに相当し、図2における時刻t31は本発明の判定タイミング及び第2検出タイミングに相当する。 In the present embodiment, the booster circuit 50 corresponds to the charging means of the present invention, the discharge transistors T12 and T22 correspond to the switch means of the present invention, and the microcomputer 130 includes the discharge start timing setting means and physical quantity of the present invention. The driving IC 120 corresponds to the setting control means, the switch control means of the present invention, the current detection resistors R10 and R20 correspond to the current detection means of the present invention, and the time t1 in FIG. This corresponds to the first detection timing, and the time t31 in FIG. 2 corresponds to the determination timing and the second detection timing of the present invention.
また、図3の目標DC−DC電圧設定処理において、S110の処理は本発明の充電電圧検出が実行する処理に相当し、S130の処理は本発明の放出電荷検出手段が実行する処理に相当し、S140の処理は本発明の実放出エネルギー算出手段が実行する処理に相当し、S150〜S200の処理は本発明の物理量設定手段が実行する処理に相当する。 In the target DC-DC voltage setting process of FIG. 3, the process of S110 corresponds to the process executed by the charge voltage detection of the present invention, and the process of S130 corresponds to the process executed by the emitted charge detection means of the present invention. The processing of S140 corresponds to the processing executed by the actual emission energy calculation means of the present invention, and the processing of S150 to S200 corresponds to the processing executed by the physical quantity setting means of the present invention.
また、図4の異常判定処理において、S310の処理は本発明の充電電圧検出手段及び第1検出手段が実行する処理に相当し、S340の処理は本発明の第2検出手段が実行する処理に相当し、S350の処理は本発明の電荷取得手段が実行する処理に相当し、S380の処理は本発明の第2の異常判定手段が実行する処理に相当し、S390の処理は本発明の第1の異常判定手段が実行する処理に相当し、S360で用いる電圧差分閾値Vrは本発明の異常判定電圧閾値に相当し、S370で用いる異常判定閾値Vxが示す電荷閾値Qxは本発明の異常判定電荷閾値に相当する。 In the abnormality determination process of FIG. 4, the process of S310 corresponds to the process executed by the charging voltage detection means and the first detection means of the present invention, and the process of S340 is the process executed by the second detection means of the present invention. The process of S350 corresponds to the process executed by the charge acquisition unit of the present invention, the process of S380 corresponds to the process of the second abnormality determination unit of the present invention, and the process of S390 corresponds to the process of the present invention. The voltage difference threshold Vr used in S360 corresponds to the abnormality determination voltage threshold of the present invention, and the charge threshold Qx indicated by the abnormality determination threshold Vx used in S370 is the abnormality determination of the present invention. This corresponds to the charge threshold.
[変形例]
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の実施の形態は、上記実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態を採り得ることはいうまでもない。
[Modification]
Although the embodiments of the present invention have been described above, the embodiments of the present invention are not limited to the above-described embodiments, and can take various forms as long as they belong to the technical scope of the present invention. Needless to say.
例えば、上記実施形態では、実放出エネルギーEnが基準エネルギーErとなるように目標DC−DC電圧Vtを設定したが、実放出エネルギーEnがどのような値になるように制御するか、即ち基準エネルギーErをどのような値に設定するかについては、少なくとも開弁に最低限必要なエネルギーEo以上の範囲において、適宜決めることができる。そのため、例えばEr=Eoと設定してもよい。 For example, in the above embodiment, the target DC-DC voltage Vt is set so that the actual emission energy En becomes the reference energy Er, but what value the actual emission energy En is controlled to be, that is, the reference energy What value Er should be set to can be determined as appropriate at least in a range equal to or higher than the minimum energy Eo required for valve opening. Therefore, for example, Er = Eo may be set.
また、上記実施形態では、目標DC−DC電圧Vtを可変設定する具体的方法として、実放出エネルギーEn及び放電電流検出閾値Ioから実推定インダクタンスLnを推定し(式(3))、その推定した実推定インダクタンスLnを用いて目標DC−DC電圧Vtの増加量Vtu又は減少量Vtdを求める方法(式(4)又は式(5))を示したが、このような方法はあくまでも一例であり、実放出エネルギーEnを基準エネルギーErに一致させるために必要な目標DC−DC電圧Vtの増加量或いは減少量を適切に得ることができる限り、その具体的方法は特に限定されるものではない。 In the above embodiment, as a specific method for variably setting the target DC-DC voltage Vt, the actual estimated inductance Ln is estimated from the actual emission energy En and the discharge current detection threshold Io (Equation (3)), and the estimation is performed. Although the method (formula (4) or formula (5)) for obtaining the increase amount Vtu or the decrease amount Vtd of the target DC-DC voltage Vt using the actual estimated inductance Ln has been shown, such a method is merely an example, The specific method is not particularly limited as long as the amount of increase or decrease of the target DC-DC voltage Vt necessary for making the actual emission energy En coincide with the reference energy Er can be appropriately obtained.
また、上記実施形態では、実放出エネルギーEnを基準エネルギーErに一致させるための具体的手法として、目標DC−DC電圧Vtを可変設定するようにしたが、このように目標DC−DC電圧Vtを可変設定することは必須ではなく、実放出エネルギーEnを決定づける他の物理量(例えばコンデンサからコイル側を見た回路全体のインピーダンス)を可変設定する方法を採用することもできる。 In the above embodiment, the target DC-DC voltage Vt is variably set as a specific method for making the actual emission energy En coincide with the reference energy Er. It is not essential to variably set, and a method of variably setting another physical quantity that determines the actual emission energy En (for example, the impedance of the entire circuit when the coil side is viewed from the capacitor) may be employed.
また、上記実施形態では、常閉式の電磁弁に対して本発明を適用した例を挙げたが、本発明は、常開式であってコイルへの通電によって閉弁するような構成の電磁弁に対しても適用できる。 In the above embodiment, the present invention is applied to a normally closed solenoid valve. However, the present invention is a normally open solenoid valve configured to be closed by energizing a coil. It can also be applied to.
10…車載バッテリ、20…AD変換器、31…OR回路、33…積分器、35…放電制御回路、39…AND回路、41…定電流制御回路、43…ワンショット回路、50…昇圧回路、51…積分入力スイッチ、53…オペアンプ、55…積分クリアスイッチ、70…電圧検出回路、101〜104…インジェクタ、101a〜104a…コイル、110…充電制御回路、120…駆動用IC、130…マイコン、C10…第1のコンデンサ、C20…第2のコンデンサ、C30…コンデンサ、COM1…第1コモン端子、COM2…第2コモン端子、D11,D12,D13,D21,D22,D23…ダイオード、L00…インダクタ、Lp…電源ライン、R00…抵抗、R10,R20…電流検出抵抗、R30…入力抵抗、R41,R42,R51,R52…分圧抵抗、T00…充電用トランジスタ、T10,T20,T30,T40…気筒選択トランジスタ、T11,T21…定電流トランジスタ、T12,T22…放電用トランジスタ DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Vehicle-mounted battery, 20 ... AD converter, 31 ... OR circuit, 33 ... Integrator, 35 ... Discharge control circuit, 39 ... AND circuit, 41 ... Constant current control circuit, 43 ... One shot circuit, 50 ... Booster circuit, DESCRIPTION OF SYMBOLS 51 ... Integration input switch, 53 ... Operational amplifier, 55 ... Integration clear switch, 70 ... Voltage detection circuit, 101-104 ... Injector, 101a-104a ... Coil, 110 ... Charge control circuit, 120 ... Driving IC, 130 ... Microcomputer, C10: first capacitor, C20: second capacitor, C30: capacitor, COM1: first common terminal, COM2: second common terminal, D11, D12, D13, D21, D22, D23: diode, L00: inductor, Lp: power supply line, R00: resistor, R10, R20: current detection resistor, R30: input resistor, R41, 42, R51, R52 ... dividing resistors, T00 ... charging transistor, T10, T20, T30, T40 ... cylinder selection transistors, T11, T21 ... constant current transistors, T12, T22 ... discharge transistor
Claims (5)
直流電源の直流電圧をその直流電圧よりも高い高電圧に昇圧し、その昇圧した高電圧によって前記コンデンサを充電する充電手段と、
前記コンデンサから前記コイルへの通電経路を導通・遮断するためにその通電経路に設けられたスイッチ手段と、
前記コンデンサから前記コイルへの放電開始タイミングを設定する放電開始タイミング設定手段と、
前記コンデンサから前記コイルへ放電される放電電流を検出する電流検出手段と、
前記放電開始タイミング設定手段により設定された前記放電開始タイミングが到来した時に、前記スイッチ手段をオンさせて前記通電経路を導通させることにより前記コンデンサから前記コイルへの放電を開始させ、その放電開始後、前記電流検出手段により検出された放電電流が予め設定された放電電流検出閾値以上となった場合に、前記スイッチ手段をオフさせて前記通電経路を遮断させることにより前記放電を停止させるスイッチ制御手段と、
を備え、前記コンデンサから前記コイルへの放電によって前記電磁弁を作動させるように構成された電磁弁駆動装置において、
前記放電開始タイミングで前記スイッチ制御手段により前記コンデンサから前記コイルへの放電が開始されてから該スイッチ制御手段によりその放電が停止されるまでの放電期間に前記コンデンサから前記コイルへ放出されたエネルギーである実放出エネルギーを、その放電期間終了後に算出する実放出エネルギー算出手段と、
前記実放出エネルギー算出手段により算出された前記実放出エネルギーと、予め設定された基準エネルギーとの差に基づき、次回以降の前記放電の際に前記実放出エネルギーが前記基準エネルギーに一致するように、当該電磁弁駆動装置において前記実放出エネルギーを決定付ける物理量を設定する物理量設定手段と、
を備えていることを特徴とする電磁弁駆動装置。 A capacitor for storing electrical energy to be supplied to the coil of the solenoid valve;
Charging means for boosting the DC voltage of the DC power source to a high voltage higher than the DC voltage, and charging the capacitor with the boosted high voltage;
Switch means provided in the energization path for conducting / interrupting the energization path from the capacitor to the coil;
A discharge start timing setting means for setting a discharge start timing from the capacitor to the coil;
Current detection means for detecting a discharge current discharged from the capacitor to the coil;
When the discharge start timing set by the discharge start timing setting means arrives, the switch means is turned on to conduct the energization path, thereby starting discharge from the capacitor to the coil. And a switch control means for stopping the discharge by turning off the switch means and cutting off the energization path when the discharge current detected by the current detection means exceeds a preset discharge current detection threshold value. When,
An electromagnetic valve driving device configured to operate the electromagnetic valve by discharging from the capacitor to the coil,
The energy released from the capacitor to the coil during the discharge period from the start of discharge from the capacitor to the coil by the switch control means at the discharge start timing until the discharge is stopped by the switch control means. An actual emission energy calculating means for calculating an actual emission energy after the end of the discharge period;
Based on the difference between the actual emission energy calculated by the actual emission energy calculation means and a preset reference energy, so that the actual emission energy matches the reference energy at the time of the next and subsequent discharges. Physical quantity setting means for setting a physical quantity that determines the actual emission energy in the electromagnetic valve driving device;
An electromagnetic valve driving device comprising:
前記物理量設定手段は、前記物理量として前記充電手段における目標電圧を設定するよう構成されており、
前記充電手段は、前記物理量設定手段により設定された前記目標電圧に基づき、前記コンデンサの充電電圧がその目標電圧となるように充電を行う
ことを特徴とする電磁弁駆動装置。 The electromagnetic valve driving device according to claim 1,
The physical quantity setting means is configured to set a target voltage in the charging means as the physical quantity,
The electromagnetic valve driving device, wherein the charging unit performs charging so that a charging voltage of the capacitor becomes the target voltage based on the target voltage set by the physical quantity setting unit.
前記放電期間の開始前の所定の検出タイミングにて前記コンデンサの充電電圧を検出する充電電圧検出手段と、
前記放電期間中に前記コンデンサから前記コイルへ放出された電荷を検出する放出電荷検出手段と、
を備え、
前記実放出エネルギー算出手段は、前記充電電圧検出手段により検出された充電電圧と前記放出電荷検出手段により検出された電荷に基づいて前記実放出エネルギーを算出する
ことを特徴とする電磁弁駆動装置。 The electromagnetic valve driving device according to claim 1 or 2,
Charging voltage detecting means for detecting a charging voltage of the capacitor at a predetermined detection timing before the start of the discharging period;
Discharged charge detection means for detecting charge discharged from the capacitor to the coil during the discharge period;
With
The solenoid valve driving device characterized in that the actual emission energy calculation means calculates the actual emission energy based on the charge voltage detected by the charge voltage detection means and the charge detected by the emission charge detection means.
前記スイッチ手段のオン後、所定の判定タイミングにて、前記放出電荷検出手段により検出された電荷を取得する電荷取得手段と、
前記電荷取得手段により取得された電荷が予め設定された異常判定電荷閾値以上であるか否か判断し、前記異常判定電荷閾値以上ではない場合に当該電磁弁駆動装置が異常である旨の判定を行う第1の異常判定手段と、
を備えていることを特徴とする電磁弁駆動装置。 The electromagnetic valve driving device according to claim 3,
Charge acquisition means for acquiring the charge detected by the emitted charge detection means at a predetermined determination timing after the switch means is turned on;
It is determined whether or not the charge acquired by the charge acquisition means is greater than or equal to a preset abnormality determination charge threshold, and if it is not greater than or equal to the abnormality determination charge threshold, it is determined that the electromagnetic valve drive device is abnormal. First abnormality determination means to perform;
An electromagnetic valve driving device comprising:
前記放電期間の開始前の所定の第1検出タイミングにて前記コンデンサの充電電圧を検出する第1検出手段と、
前記放電期間の終了後の所定の第2検出タイミングにて前記コンデンサの充電電圧を検出する第2検出手段と、
前記第1検出手段により検出された充電電圧と前記第2検出手段により検出された充電電圧との差が予め設定された異常判定電圧閾値以上であるか否か判断し、前記異常判定電圧閾値以上ではない場合に当該電磁弁駆動装置が異常である旨の判定を行う第2の異常判定手段と、
を備えていることを特徴とする電磁弁駆動装置。 It is an electromagnetic valve drive device given in any 1 paragraph of Claims 1-4,
First detection means for detecting a charging voltage of the capacitor at a predetermined first detection timing before the start of the discharge period;
Second detection means for detecting a charging voltage of the capacitor at a predetermined second detection timing after the end of the discharge period;
It is determined whether or not a difference between the charging voltage detected by the first detecting means and the charging voltage detected by the second detecting means is equal to or greater than a preset abnormality determination voltage threshold, and is equal to or greater than the abnormality determination voltage threshold. A second abnormality determination means for determining that the electromagnetic valve driving device is abnormal when
An electromagnetic valve driving device comprising:
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Cited By (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2014163278A (en) * | 2013-02-25 | 2014-09-08 | Denso Corp | Fuel injection control device and fuel injection system |
JP2014214686A (en) * | 2013-04-26 | 2014-11-17 | 株式会社デンソー | Injector-driving electronic control device |
KR101542832B1 (en) * | 2015-01-13 | 2015-08-12 | (주)세화하이테크 | Energy Saving Typed Solenoid Valve Structure, and Gas Meter Installed with Energy Saving Typed Solenoid Valve Structure |
JP2016048069A (en) * | 2015-12-03 | 2016-04-07 | 株式会社デンソー | Fuel injection control device and fuel injection system |
WO2016051755A1 (en) * | 2014-10-03 | 2016-04-07 | 株式会社デンソー | Control device for internal combustion engine |
JP2016133090A (en) * | 2015-01-21 | 2016-07-25 | 株式会社デンソー | Fuel injection control device |
WO2017094430A1 (en) * | 2015-11-30 | 2017-06-08 | 株式会社デンソー | Fuel injection control device for internal combustion engine |
JP2017106436A (en) * | 2015-11-30 | 2017-06-15 | 株式会社デンソー | Fuel injection control device of internal combustion engine |
JP2019106831A (en) * | 2017-12-14 | 2019-06-27 | 株式会社デンソー | Piezo injector drive device |
JP2020008012A (en) * | 2018-07-12 | 2020-01-16 | 株式会社デンソー | Fuel injection control device |
Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH06177449A (en) * | 1992-12-04 | 1994-06-24 | Toyota Motor Corp | Piezoelectric-element driving circuit |
JPH11344146A (en) * | 1998-05-28 | 1999-12-14 | Toto Ltd | Controller of solenoid valve |
JP2001014046A (en) * | 1999-06-30 | 2001-01-19 | Denso Corp | Controller for electromagnetic load |
JP2005039990A (en) * | 2003-06-24 | 2005-02-10 | Nippon Soken Inc | Piezoactuator drive circuit |
JP2005171928A (en) * | 2003-12-12 | 2005-06-30 | Denso Corp | Actuator drive device and fuel injection device |
JP2008089119A (en) * | 2006-10-03 | 2008-04-17 | Ntn Corp | Auto tensioner |
JP2010274175A (en) * | 2009-05-27 | 2010-12-09 | Denso Corp | Electronic controller |
-
2011
- 2011-06-13 JP JP2011131431A patent/JP5605313B2/en active Active
Patent Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH06177449A (en) * | 1992-12-04 | 1994-06-24 | Toyota Motor Corp | Piezoelectric-element driving circuit |
JPH11344146A (en) * | 1998-05-28 | 1999-12-14 | Toto Ltd | Controller of solenoid valve |
JP2001014046A (en) * | 1999-06-30 | 2001-01-19 | Denso Corp | Controller for electromagnetic load |
JP2005039990A (en) * | 2003-06-24 | 2005-02-10 | Nippon Soken Inc | Piezoactuator drive circuit |
JP2005171928A (en) * | 2003-12-12 | 2005-06-30 | Denso Corp | Actuator drive device and fuel injection device |
JP2008089119A (en) * | 2006-10-03 | 2008-04-17 | Ntn Corp | Auto tensioner |
JP2010274175A (en) * | 2009-05-27 | 2010-12-09 | Denso Corp | Electronic controller |
Cited By (16)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9982616B2 (en) | 2013-02-25 | 2018-05-29 | Denso Corporation | Fuel injection controller and fuel injection system |
US10598114B2 (en) | 2013-02-25 | 2020-03-24 | Denso Corporation | Fuel injection controller and fuel injection system |
US9476376B2 (en) | 2013-02-25 | 2016-10-25 | Denso Corporation | Fuel injection controller and fuel injection system |
JP2014163278A (en) * | 2013-02-25 | 2014-09-08 | Denso Corp | Fuel injection control device and fuel injection system |
JP2014214686A (en) * | 2013-04-26 | 2014-11-17 | 株式会社デンソー | Injector-driving electronic control device |
WO2016051755A1 (en) * | 2014-10-03 | 2016-04-07 | 株式会社デンソー | Control device for internal combustion engine |
JP2016075171A (en) * | 2014-10-03 | 2016-05-12 | 株式会社デンソー | Control device of internal combustion engine |
KR101542832B1 (en) * | 2015-01-13 | 2015-08-12 | (주)세화하이테크 | Energy Saving Typed Solenoid Valve Structure, and Gas Meter Installed with Energy Saving Typed Solenoid Valve Structure |
JP2016133090A (en) * | 2015-01-21 | 2016-07-25 | 株式会社デンソー | Fuel injection control device |
WO2017094430A1 (en) * | 2015-11-30 | 2017-06-08 | 株式会社デンソー | Fuel injection control device for internal combustion engine |
JP2017106436A (en) * | 2015-11-30 | 2017-06-15 | 株式会社デンソー | Fuel injection control device of internal combustion engine |
US11346311B2 (en) | 2015-11-30 | 2022-05-31 | Denso Corporation | Fuel injection control device for internal combustion engine |
JP2016048069A (en) * | 2015-12-03 | 2016-04-07 | 株式会社デンソー | Fuel injection control device and fuel injection system |
JP2019106831A (en) * | 2017-12-14 | 2019-06-27 | 株式会社デンソー | Piezo injector drive device |
JP2020008012A (en) * | 2018-07-12 | 2020-01-16 | 株式会社デンソー | Fuel injection control device |
JP7155688B2 (en) | 2018-07-12 | 2022-10-19 | 株式会社デンソー | fuel injection controller |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
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