JP2012233739A - Radar apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、目標情報（目標測距値、目標測角値、目標ラジアル速度）を推定するレーダ装置に関するものである。 The present invention relates to a radar apparatus that estimates target information (target distance measurement value, target angle measurement value, target radial velocity).
例えば、地上に設置されているレーダ装置、あるいは、艦船搭載型のレーダ装置は、一般的に、ＬＰＲＦ（Ｌｏｗ Ｐｕｌｓｅ Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）モードで運用されている。
ＬＰＲＦモードでは、距離アンビギュイティなしに目標の測距値を求めることができるが、目標のラジアル速度は、ＰＲＦに依存するドップラアンビギュイティのため、高精度な推定を行うことが困難である。
For example, a radar device installed on the ground or a ship-mounted radar device is generally operated in an LPRF (Low Pulse Repetition Frequency) mode.
In the LPRF mode, the target distance measurement value can be obtained without the distance ambiguity, but the target radial velocity is difficult to estimate with high accuracy because of the Doppler ambiguity that depends on the PRF. .
そこで、目標の追尾処理では、追尾レート毎に、複数の測距値を求めて、その測距値の変化率から目標の速度を推定することがある。
これに対して、より短時間での追尾安定化を達成するために、１回（＝１ＣＰＩ；ＣＰＩ：Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）の観測のみで、目標のラジアル速度を推定することが求められている。
Therefore, in the target tracking process, a plurality of distance values may be obtained for each tracking rate, and the target speed may be estimated from the rate of change of the distance values.
On the other hand, in order to achieve tracking stabilization in a shorter time, it is required to estimate the target radial velocity only by one observation (= 1 CPI; Coherent Processing Interval).
ＬＰＲＦモードにおいて、１回の観測のみで目標のラジアル速度を推定する方法として、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）法や、ダブルパルス法がある（例えば、特許文献１を参照）。
ＦＦＴ法は、一定ＰＲＦで送受信を実施し、ヒット方向で観測される目標のドップラ周波数をＦＦＴによって求め、そのドップラ周波数を目標のラジアル速度に換算する方法である。
しかし、目標が高速に移動するなどの場合には、実際の目標のドップラ周波数がＰＲＦより高くなり、ヒット方向では、アンダーサンプリングによる折り返しが発生する場合が多い。このため、ＦＦＴよって求める目標のドップラ周波数には、ドップラアンビギュイティが含まれることがある。
In the LPRF mode, there are an FFT (Fast Fourier Transform) method and a double pulse method as a method for estimating the target radial velocity only by one observation (see, for example, Patent Document 1).
The FFT method is a method in which transmission / reception is performed at a constant PRF, a target Doppler frequency observed in the hit direction is obtained by FFT, and the Doppler frequency is converted into a target radial velocity.
However, when the target moves at high speed, the actual Doppler frequency of the target becomes higher than the PRF, and aliasing due to undersampling often occurs in the hit direction. For this reason, the target Doppler frequency obtained by FFT may include Doppler ambiguity.
ダブルパルス法は、ＰＲＩ（Ｐｕｌｓｅ Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）内で、２つのパルスの送受信を実施し、それぞれの受信パルスの位相差から目標のラジアル速度を推定する方法である。
ダブルパルスの間隔は、最大対処ラジアル速度より決めるので、ドップラアンビギュイティなしに目標のラジアル速度を推定することができる。ただし、送信アンテナが１つであるため、互いのパルスがオーバーラップしないように、ダブルパルスの間隔を送信パルス幅と比べて長くする必要がある。
このため、ダブルパルス法は、ＲＣＳ（Ｒａｄａｒ Ｃｒｏｓｓ Ｓｅｃｔｉｏｎ）が大きく、かつ、航空機等と比べて移動速度が遅い降水や雲霧などのラジアル速度の推定を行う気象レーダで用いられる場合がある（例えば、特許文献１を参照）。
The double pulse method is a method of performing transmission / reception of two pulses within a PRI (Pulse Repetition Interval) and estimating a target radial velocity from a phase difference between the received pulses.
Since the double pulse interval is determined from the maximum coping radial speed, the target radial speed can be estimated without Doppler ambiguity. However, since there is one transmission antenna, it is necessary to make the double pulse interval longer than the transmission pulse width so that the pulses do not overlap each other.
For this reason, the double pulse method has a large RCS (Radar Cross Section) and may be used in a weather radar that estimates a radial velocity such as precipitation or cloud fog that has a slower moving speed than an aircraft or the like (for example, (See Patent Document 1).
上記のダブルパルス法を、低ＲＣＳ高速移動目標への対処が要求されるレーダ装置に適用するためには、高速移動目標対処のためダブルパルスの間隔を気象レーダの場合と比べて狭くすると同時に、低ＲＣＳ目標対処のため送信パルス幅をより長くする必要がある。
このため、ダブルパルスの間隔が送信パルス幅と比べて短くなる。その結果、２つのパルスをオーバーラップする必要が生じるため、そのまま適用することは困難である。
In order to apply the above-described double pulse method to a radar apparatus that is required to cope with a low RCS high speed moving target, the double pulse interval is narrowed compared with the case of a weather radar in order to deal with a high speed moving target, In order to cope with the low RCS target, the transmission pulse width needs to be longer.
For this reason, the double pulse interval is shorter than the transmission pulse width. As a result, since it is necessary to overlap two pulses, it is difficult to apply them as they are.
送信パルス幅より短いダブルパルスの間隔を設定する方法として、例えば、送信機で２つのパルスを生成して、所定のダブルパルスの間隔にしたがって送信信号の合成を行いながら、アンテナより送信する方法がある。
ところが、合成信号のエンベローブが、互いのパルスの干渉によって一定とならないため、送信系増幅器を飽和出力レベルで用いる場合には、その増幅器の出力波形が歪んでしまって、受信時のパルス圧縮性能が劣化する可能性がある。
As a method for setting a double pulse interval shorter than the transmission pulse width, for example, there is a method in which two pulses are generated by a transmitter and a transmission signal is synthesized according to a predetermined double pulse interval and transmitted from an antenna. is there.
However, since the envelope of the composite signal is not constant due to mutual interference of pulses, when the transmission system amplifier is used at a saturated output level, the output waveform of the amplifier is distorted, and the pulse compression performance at the time of reception is reduced. There is a possibility of deterioration.
従来のレーダ装置は以上のように構成されているので、ＦＦＴ法を用いて、目標のラジアル速度を推定する場合、ドップラアンビギュイティが含まれることがある。ダブルパルス法を用いて、目標のラジアル速度を推定する場合、送信パルス幅より短いダブルパルスの間隔を設定することで、低ＲＣＳ高速移動目標のラジアル速度を推定することができるが、送信系増幅器を飽和出力レベルで用いる場合、その増幅器の出力波形が歪んでしまって、受信時のパルス圧縮性能が劣化してしまうことがあるなどの課題があった。 Since the conventional radar apparatus is configured as described above, when the target radial velocity is estimated using the FFT method, Doppler ambiguity may be included. When estimating the target radial speed using the double pulse method, the radial speed of the low RCS high speed moving target can be estimated by setting the double pulse interval shorter than the transmission pulse width. Is used at a saturated output level, the output waveform of the amplifier is distorted, and the pulse compression performance at the time of reception may deteriorate.
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、距離アンビギュイティなしに目標の測距値を求めることができるとともに、ドップラアンビギュイティなしに低ＲＣＳ高速移動目標のラジアル速度を推定することができるレーダ装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and can obtain a target distance measurement value without a distance ambiguity, and a radial speed of a low RCS high-speed moving target without a Doppler ambiguity. An object of the present invention is to obtain a radar apparatus capable of estimating
この発明に係るレーダ装置は、搬送波を変調して第１の送信パルスを生成するとともに、第１の送信パルスに遅延が与えられている第２の送信パルスを生成する送信パルス生成手段と、送信パルス生成手段により生成された第１の送信パルスを第１のアンテナから空間に放射させるとともに、送信パルス生成手段により生成された第２の送信パルスを第２のアンテナから空間に放射させるパルス送信手段と、空間に存在する目標に反射されて第１及び第２のアンテナに戻ってくる第１及び第２の送信パルスの反射波を受信する反射波受信手段と、反射波受信手段により受信された反射波の和を求めるΣビーム合成を実施して、その合成結果を示すΣ系合成信号を出力するとともに、反射波受信手段により受信された反射波の差を求めるΔビーム合成を実施して、その合成結果を示すΔ系合成信号を出力するビーム合成手段と、ビーム合成手段から出力されたΣ系合成信号を復調するΣ系合成信号復調手段と、ビーム合成手段から出力されたΔ系合成信号を復調するΔ系合成信号復調手段と、Σ系合成信号復調手段により復調されたΣ系合成信号から目標を検出して、その目標の測距値を出力する目標検出手段とを設け、目標情報推定手段が、Σ系合成信号復調手段により復調されたΣ系合成信号とΔ系合成信号復調手段により復調されたΔ系合成信号から目標の測角値及びラジアル速度を推定するとともに、そのラジアル速度を用いて、目標検出手段から出力された目標の測距値を補正するようにしたものである。 A radar apparatus according to the present invention generates a first transmission pulse by modulating a carrier wave, a transmission pulse generating means for generating a second transmission pulse in which a delay is given to the first transmission pulse, and a transmission Pulse transmission means for radiating the first transmission pulse generated by the pulse generation means to the space from the first antenna and for radiating the second transmission pulse generated by the transmission pulse generation means to the space from the second antenna And reflected wave receiving means for receiving the reflected waves of the first and second transmission pulses reflected by the target existing in space and returning to the first and second antennas, and received by the reflected wave receiving means Performs Σ beam synthesis to obtain the sum of reflected waves, outputs a Σ system synthesized signal indicating the result of the synthesis, and Δ beam to obtain a difference between reflected waves received by the reflected wave receiving means A beam combining means for outputting a Δ system composite signal indicating the result of the synthesis, a Σ system composite signal demodulating means for demodulating the Σ system composite signal output from the beam combining means, and an output from the beam combining means Δ system composite signal demodulating means for demodulating the received Δ system composite signal, and target detecting means for detecting the target from the Σ system composite signal demodulated by the Σ system composite signal demodulating means and outputting the target distance measurement value The target information estimation means estimates the target angle measurement value and radial velocity from the Σ system composite signal demodulated by the Σ system composite signal demodulation means and the Δ system composite signal demodulated by the Δ system composite signal demodulation means. At the same time, the target range-finding value output from the target detecting means is corrected using the radial speed.
この発明によれば、搬送波を変調して第１の送信パルスを生成するとともに、第１の送信パルスに遅延が与えられている第２の送信パルスを生成する送信パルス生成手段と、送信パルス生成手段により生成された第１の送信パルスを第１のアンテナから空間に放射させるとともに、送信パルス生成手段により生成された第２の送信パルスを第２のアンテナから空間に放射させるパルス送信手段と、空間に存在する目標に反射されて第１及び第２のアンテナに戻ってくる第１及び第２の送信パルスの反射波を受信する反射波受信手段と、反射波受信手段により受信された反射波の和を求めるΣビーム合成を実施して、その合成結果を示すΣ系合成信号を出力するとともに、反射波受信手段により受信された反射波の差を求めるΔビーム合成を実施して、その合成結果を示すΔ系合成信号を出力するビーム合成手段と、ビーム合成手段から出力されたΣ系合成信号を復調するΣ系合成信号復調手段と、ビーム合成手段から出力されたΔ系合成信号を復調するΔ系合成信号復調手段と、Σ系合成信号復調手段により復調されたΣ系合成信号から目標を検出して、その目標の測距値を出力する目標検出手段とを設け、目標情報推定手段が、Σ系合成信号復調手段により復調されたΣ系合成信号とΔ系合成信号復調手段により復調されたΔ系合成信号から目標の測角値及びラジアル速度を推定するとともに、そのラジアル速度を用いて、目標検出手段から出力された目標の測距値を補正するように構成したので、距離アンビギュイティなしに目標の測距値を求めることができるとともに、ドップラアンビギュイティなしに低ＲＣＳ高速移動目標のラジアル速度を推定することができる効果がある。 According to the present invention, a transmission pulse generating means for generating a first transmission pulse by modulating a carrier wave and generating a second transmission pulse in which a delay is given to the first transmission pulse, and transmission pulse generation Pulse transmitting means for radiating the first transmission pulse generated by the means from the first antenna to the space, and for radiating the second transmission pulse generated by the transmission pulse generating means to the space from the second antenna; Reflected wave receiving means for receiving the reflected waves of the first and second transmission pulses reflected by the target existing in space and returning to the first and second antennas, and the reflected wave received by the reflected wave receiving means Σ beam synthesis is performed to obtain the sum of the signals, and a Σ system synthesized signal indicating the synthesis result is output, and Δ beam synthesis is performed to obtain the difference between the reflected waves received by the reflected wave receiving means. A beam synthesis means for outputting a Δ system synthesis signal indicating the synthesis result, a Σ system synthesis signal demodulation means for demodulating the Σ system synthesis signal outputted from the beam synthesis means, and a Δ system outputted from the beam synthesis means A Δ system composite signal demodulating means for demodulating the composite signal, and a target detection means for detecting a target from the Σ system composite signal demodulated by the Σ system composite signal demodulating means and outputting the target distance measurement value, The target information estimation means estimates the target angle measurement value and radial velocity from the Σ system composite signal demodulated by the Σ system composite signal demodulation means and the Δ system composite signal demodulated by the Δ system composite signal demodulation means, and Since the target distance measurement value output from the target detection means is corrected using the radial speed, the target distance measurement value can be obtained without the distance ambiguity, and the Doppler ambiguity can be obtained. There is an effect that it is possible to estimate the radial velocity of the low RCS fast moving targets without Yuiti.
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。
図１において、搬送波生成器１は所定の送信周波数信号（搬送波）を生成して、その送信周波数信号を変調器２に出力する処理を実施する。
変調器２は所定の変調方式で搬送波生成器１から出力された送信周波数信号を変調して第１の送信パルスを生成し、第１の送信パルスを遅延装置３及びデュプレクサ４に出力する処理を実施する。
遅延装置３は変調器２から出力された第１の送信パルスに遅延を与え、遅延後の第１の送信パルスを第２の送信パルスとしてデュプレクサ６に出力する処理を実施する。
なお、搬送波生成器１、変調器２及び遅延装置３から送信パルス生成手段が構成されている。
Embodiment 1 FIG.
1 is a block diagram showing a radar apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
In FIG. 1, a carrier wave generator 1 generates a predetermined transmission frequency signal (carrier wave) and performs a process of outputting the transmission frequency signal to the
The
The delay device 3 performs a process of giving a delay to the first transmission pulse output from the
The carrier wave generator 1, the
デュプレクサ４は変調器２から出力された第１の送信パルスをアンテナ５に出力することで、第１の送信パルスを空間に放射させる一方、空間に存在する目標に反射されてアンテナ５に戻ってくる第１及び第２の送信パルスの反射波をモノパルスビーム形成器８に出力する信号経路切換器である。
第１のアンテナであるアンテナ５はデュプレクサ４から出力された第１の送信パルスを空間に放射する一方、空間に存在する目標に反射されて戻ってくる第１及び第２の送信パルスの反射波を受信する。
The duplexer 4 outputs the first transmission pulse output from the
The antenna 5 serving as the first antenna radiates the first transmission pulse output from the duplexer 4 to the space, and reflects the reflected waves of the first and second transmission pulses that are reflected back to the target existing in the space and returned. Receive.
デュプレクサ６は遅延装置３から出力された第２の送信パルスをアンテナ７に出力することで、第２の送信パルスを空間に放射させる一方、空間に存在する目標に反射されてアンテナ７に戻ってくる第１及び第２の送信パルスの反射波をモノパルスビーム形成器８に出力する信号経路切換器である。
第２のアンテナであるアンテナ７はデュプレクサ６から出力された第２の送信パルスを空間に放射する一方、空間に存在する目標に反射されて戻ってくる第１及び第２の送信パルスの反射波を受信する。
なお、デュプレクサ４，６及びアンテナ５，７からパルス送信手段及び反射波受信手段が構成されている。
The
The antenna 7 as the second antenna radiates the second transmission pulse output from the
The
モノパルスビーム形成器８はデュプレクサ４，６から出力された送信パルスの反射波に対するΣビーム合成を実施して、その合成結果を示すΣ系合成信号をΣ受信機９に出力するとともに、送信パルスの反射波に対するΔビーム合成を実施して、その合成結果を示すΔ系合成信号をΔ受信機１１に出力する処理を実施する。なお、モノパルスビーム形成器８はビーム合成手段を構成している。
The
Σ受信機９はモノパルスビーム形成器８から出力されたΣ系合成信号に対する周波数変換処理とＡ／Ｄ変換処理を実施し、変換処理後のΣ系合成信号を復調前Σ系受信信号としてΣ復調器１０に出力する処理を実施する。
Σ復調器１０は変調器２における送信周波数信号の変調方式に対応する復調方式で、Σ受信機９から出力された復調前Σ系受信信号に対する復調処理を実施して、Σ系受信信号を復調する。
なお、Σ受信機９及びΣ復調器１０からΣ系合成信号復調手段が構成されている。
The
The
The
Δ受信機１１はモノパルスビーム形成器８から出力されたΔ系合成信号に対する周波数変換処理とＡ／Ｄ変換処理を実施し、変換処理後のΔ系合成信号を復調前Δ系受信信号としてΔ復調器１２に出力する処理を実施する。
Δ復調器１２は変調器２における送信周波数信号の変調方式に対応する復調方式で、Δ受信機１１から出力された復調前Δ系受信信号に対する復調処理を実施して、Δ系受信信号を復調する。
なお、Δ受信機１１及びΔ復調器１２からΔ系合成信号復調手段が構成されている。
The
The
The
振幅検波器１３はΣ復調器１０により復調されたΣ系受信信号の振幅を検波し、その検波結果を示す振幅検波後信号を目標検出器１４に出力する処理を実施する。
目標検出器１４は振幅検波器１３から出力された振幅検波後信号に対する目標検出処理（例えば、ＣＦＡＲ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｆａｌｓｅ Ａｌａｒｍ Ｒａｔｅ）に基づくスレッショルド検定などの処理）を実施することで目標を検出し、その目標の測距値（以下、「補正前目標測距値」と称する）を目標情報推定器１５に出力する。
なお、振幅検波器１３及び目標検出器１４から目標検出手段が構成されている。
The
The
The
目標情報推定器１５はΣ復調器１０により復調されたΣ系受信信号とΔ復調器１２により復調されたΔ系受信信号から目標の測角値及びラジアル速度を推定するとともに、そのラジアル速度を用いて、目標検出器１４から出力された補正前目標測距値を補正する処理を実施する。なお、目標情報推定器１５は目標情報推定手段を構成している。
The
図２はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置の目標情報推定器１５を示す構成図である。
図２において、受信信号ベクトル形成部２１はΣ復調器１０により復調されたΣ系受信信号とΔ復調器１２により復調されたΔ系受信信号とを並べて、受信信号ベクトルを形成する処理を実施する。なお、受信信号ベクトル形成部２１は受信信号ベクトル形成手段を構成している。
FIG. 2 is a block diagram showing the
In FIG. 2, the received signal
マニフォルドデータ記憶部２２は目標の角度及び速度のマニフォルドデータを記憶しているメモリである。
目標ラジアル速度推定部２３は受信信号ベクトル形成部２１により形成された受信信号ベクトルとマニフォルドデータ記憶部２２に記憶されているマニフォルドデータから、目標の測角値及びラジアル速度を推定する処理を実施する。
なお、マニフォルドデータ記憶部２２及び目標ラジアル速度推定部２３から測角値・ラジアル速度推定手段が構成されている。
The manifold
The target radial
The manifold
測距値補正部２４は目標ラジアル速度推定部２３により推定されたラジアル速度から、目標検出器１４から出力された補正前目標測距値に含まれているバイアス誤差を特定し、その補正前目標測距値から上記バイアス誤差を除く補正処理を実施する。なお、測距値補正部２４は測距値補正手段を構成している。
The ranging
次に動作について説明する。
この実施の形態１では、アンテナ５とアンテナ７の間のベースライン上の中点を原点とし、アンテナ５が原点から＋Ｄだけ離れて設置され、アンテナ７が原点から−Ｄだけ離れて設置されているものとする。
Next, the operation will be described.
In the first embodiment, the midpoint on the baseline between the antenna 5 and the antenna 7 is the origin, the antenna 5 is installed by + D from the origin, and the antenna 7 is installed by −D from the origin. It shall be.
まず、搬送波生成器１は、所定の送信周波数信号を生成して、その送信周波数信号を変調器２に出力する。
変調器２は、搬送波生成器１から送信周波数信号を受けると、所定の変調方式（例えば、線形周波数変調を行う方式）で、その送信周波数信号を変調して第１の送信パルスを生成し、第１の送信パルスを遅延装置３及びデュプレクサ４に出力する。
遅延装置３は、変調器２から第１の送信パルスを受けると、その第１の送信パルスに遅延を与え、遅延後の第１の送信パルスを第２の送信パルスとしてデュプレクサ６に出力する。
First, the carrier wave generator 1 generates a predetermined transmission frequency signal and outputs the transmission frequency signal to the
Upon receiving the transmission frequency signal from the carrier wave generator 1, the
When receiving the first transmission pulse from the
デュプレクサ４は、変調器２から第１の送信パルスを受けると、第１の送信パルスをアンテナ５に出力することで、第１の送信パルスを空間に放射させる。
デュプレクサ６は、遅延装置３から第２の送信パルスを受けると、第２の送信パルスをアンテナ７に出力することで、第２の送信パルスを空間に放射させる。
また、デュプレクサ４は、空間に存在する目標に反射されてアンテナ５に戻ってくる第１及び第２の送信パルスの反射波をモノパルスビーム形成器８に出力する。
また、デュプレクサ６は、空間に存在する目標に反射されてアンテナ７に戻ってくる第１及び第２の送信パルスの反射波をモノパルスビーム形成器８に出力する。
When receiving the first transmission pulse from the
When receiving the second transmission pulse from the delay device 3, the
Further, the duplexer 4 outputs the reflected waves of the first and second transmission pulses that are reflected by the target existing in the space and returned to the antenna 5 to the monopulse beam former 8.
Further, the
モノパルスビーム形成器８は、デュプレクサ４から第１及び第２の送信パルスの反射波を受け、デュプレクサ６から第１及び第２の送信パルスの反射波を受けると、第１及び第２の送信パルスの反射波に対するΣビーム合成を実施して、その合成結果を示すΣ系合成信号をΣ受信機９に出力する。
また、第１及び第２の送信パルスの反射波に対するΔビーム合成を実施して、その合成結果を示すΔ系合成信号をΔ受信機１１に出力する。
When the
Also, Δ beam synthesis is performed on the reflected waves of the first and second transmission pulses, and a Δ system synthesis signal indicating the synthesis result is output to the
Σ受信機９は、モノパルスビーム形成器８からΣ系合成信号を受けると、そのΣ系合成信号に対する周波数変換処理とＡ／Ｄ変換処理を実施し、変換処理後のΣ系合成信号を復調前Σ系受信信号としてΣ復調器１０に出力する。
Σ復調器１０は、変調器２における送信周波数信号の変調方式に対応する復調方式で、Σ受信機９から出力された復調前Σ系受信信号に対する復調処理を実施して、Σ系受信信号を復調する。
When the
The
Δ受信機１１は、モノパルスビーム形成器８からΔ系合成信号を受けると、そのΔ系合成信号に対する周波数変換処理とＡ／Ｄ変換処理を実施し、変換処理後のΔ系合成信号を復調前Δ系受信信号としてΔ復調器１２に出力する。
Δ復調器１２は、変調器２における送信周波数信号の変調方式に対応する復調方式で、Δ受信機１１から出力された復調前Δ系受信信号に対する復調処理を実施して、Δ系受信信号を復調する。
Upon receiving the Δ system composite signal from the
The
ここまでの処理で、Σ系受信信号とΔ系受信信号が得られるが、以降の説明の準備として、Σ系受信信号とΔ系受信信号の導出について詳述する。ただし、説明の簡単化のため、全てベースバンドとして表わし、復調処理は省略する。
まず、モノパルスビーム形成器８の入力段において、アンテナ５の受信信号ｘ１ （ｍ）（ｔ）と、アンテナ７の受信信号ｘ２ （ｍ）（ｔ）は、下記の式（１）〜（４）のように与えられる。
ただし、ｍはアンテナ５，７に対応する番号であり、ｍ＝１，２である（ｍ＝１はアンテナ５を示し、ｍ＝２はアンテナ７を示している）。また、下付添え字が第１及び第２のパルスの番号に対応している。
The Σ system reception signal and the Δ system reception signal are obtained by the processing so far. Derivation of the Σ system reception signal and the Δ system reception signal will be described in detail as preparation for the following description. However, for simplification of description, all are represented as baseband, and demodulation processing is omitted.
First, in the input stage of the monopulse beamformer 8, the received signals x 1 antenna 5 and (m) (t), the received signal x 2 antenna 7 (m) (t) has the formula (1) to the following ( It is given as 4).
Here, m is a number corresponding to the antennas 5 and 7, and m = 1 and 2 (m = 1 indicates the antenna 5 and m = 2 indicates the antenna 7). The subscripts correspond to the first and second pulse numbers.
式（１）〜（４）において、τ１Ｔ（ｈ）は第ｈヒットにおいて、アンテナ５から目標に至るまでの第１の送信パルスの伝搬時間、τＴ１（ｈ）は第ｈヒットにおいて、目標からアンテナ５に至るまでの第１の送信パルスの伝搬時間、τＴ２（ｈ）は第ｈヒットにおいて、目標からアンテナ７に至るまでの第１の送信パルスの伝搬時間である。
また、τ２Ｔ（ｈ）は第ｈヒットにおいて、アンテナ７から目標に至るまでの第２の送信パルスの伝搬時間、τ’Ｔ１（ｈ）は第ｈヒットにおいて、目標からアンテナ５に至るまでの第２の送信パルスの伝搬時間、τ’Ｔ２（ｈ）は第ｈヒットにおいて、目標からアンテナ７に至るまでの第２の送信パルスの伝搬時間である。
In Expressions (1) to (4), τ 1T (h) is the propagation time of the first transmission pulse from the antenna 5 to the target at the h-th hit, and τ T1 (h) is the target at the h-th hit. Τ T2 (h) is the propagation time of the first transmission pulse from the target to the antenna 7 at the h-th hit.
Also, τ 2T (h) is the propagation time of the second transmission pulse from the antenna 7 to the target at the h-th hit, and τ ′ T1 (h) is from the target to the antenna 5 at the h-th hit. The propagation time of the second transmission pulse, τ ′ T2 (h), is the propagation time of the second transmission pulse from the target to the antenna 7 at the h-th hit.
Δｔは遅延装置３により与えられる遅延時間であって、第１の送信パルスに対する第２の送信パルスの遅延時間である。
遅延時間Δｔにおける目標移動を考慮すれば、τＴ１（ｈ）≠τ’Ｔ１（ｈ）、τＴ２（ｈ）≠τ’Ｔ２（ｈ）となる。
ｇＴｘ１（θｓ）はアンテナ５の送信ゲイン、ｇＴｘ２（θｓ）はアンテナ７の送信ゲイン、ｇＲｘ１（θｓ）はアンテナ５の受信ゲイン、ｇＲｘ２（θｓ）はアンテナ７の受信ゲインである。
ｓ（ｔ）はパルスエンベローブ、ｆは送信周波数、ｎ１ （ｍ）（ｔ）はΣ受信機９における受信機雑音、ｎ２ （ｍ）（ｔ）はΔ受信機１１における受信機雑音、ＰＲＩはパルス繰返し周期、φ０は初期位相値である。
Δt is a delay time given by the delay device 3 and is a delay time of the second transmission pulse with respect to the first transmission pulse.
Considering the target movement in the delay time Δt, τ T1 (h) ≠ τ ′ T1 (h) and τ T2 (h) ≠ τ ′ T2 (h).
g Tx1 (θ s) is transmitting antenna gain 5, g Tx2 (θ s) is transmitting antenna gain 7, g Rx1 (θ s) is receiving the gain of the antenna 5, g Rx2 (θ s) is receiving antennas 7 It is gain.
s (t) is a pulse envelope, f is a transmission frequency, n 1 (m) (t) is a receiver noise in the
遅延時間Δｔは、下記の式（５）に示すように、対処すべき最大目標ラジアル速度より与えられる。
ここで、時刻ｔにおける原点と目標との距離Ｒ（ｔ）が下記の式（６）で与えられるものとする。
よって、式（１）〜（４）は、下記の式（１１）〜（１４）のように書き直すことができる。
以降の議論では、後述する補正前目標測距値により限定できる目標信号を含むサンプルのみを扱う。
したがって、受信信号ｘ１ （ｍ）（ｔ），ｘ２ （ｍ）（ｔ）については、それぞれ時刻ｈ・ＰＲＩ＋２Ｒ（０）／ｃ，ｈ・ＰＲＩ＋Δｔ＋２Ｒ（０）／ｃでサンプルされた目標信号を含む受信信号（ヒット方向にて観測された受信信号）を考える。
Therefore, for the received signals x 1 (m) (t) and x 2 (m) (t), the target signals sampled at times h · PRI + 2R (0) / c and h · PRI + Δt + 2R (0) / c, respectively. Consider the received signal (received signal observed in the hit direction).
次に、式（１５）〜（１８）で表わされる受信信号を要素とする受信信号ベクトルｘ（ｈ）＝［ｘ１ （１）（ｔｈ） ｘ１ （２）（ｔｈ） ｘ２ （１）（ｔｈ＋Δｔ） ｘ２ （２）（ｔｈ＋Δｔ）］Ｔを下記の式（１９）のように定義する。
ただし、式（１９）の展開では、パルスエンベローブに関する下記の関係を用いている。
ａｓ（ｖｓ，θｓ）は、下記の式（２２）のような目標到来角及び目標ラジアル速度により規定される下記の式（２３）のようなステアリングベクトルである。
ｓ０（ｈ）は複素振幅、ｎ（ｈ）は受信機雑音ベクトルである。
s 0 (h) is the complex amplitude and n (h) is the receiver noise vector.
次に、モノパルスビーム形成器８、Σ受信機９及びΣ復調器１０を通過して得られる第１の送信パルスに対応するΣ系受信信号ｘ１ （１）（ｔｈ）＋ｘ１ （２）（ｔｈ）、モノパルスビーム形成器８、Δ受信機１１及びΔ復調器１２を通過して得られる第１の送信パルスに対応するΔ系受信信号ｘ１ （１）（ｔｈ）−ｘ１ （２）（ｔｈ）、モノパルスビーム形成器８、Σ受信機９及びΣ復調器１０を通過して得られる第２の送信パルスに対応するΣ系受信信号ｘ１ （１）（ｔｈ＋Δｔ）＋ｘ１ （２）（ｔｈ＋Δｔ）、モノパルスビーム形成器８、Δ受信機１１及びΔ復調器１２を通過して得られる第２の送信パルスに対応するΔ系受信信号ｘ１ （１）（ｔｈ＋Δｔ）−ｘ１ （２）（ｔｈ＋Δｔ）は、下記の式（２４）〜（２７）のように表わせる。
Next, the Σ-system received signal x 1 (1) (t h ) + x 1 (2) corresponding to the first transmission pulse obtained by passing through the
振幅検波器１３は、Σ復調器１０が第１の送信パルスに対応するΣ系受信信号ｘ１ （１）（ｔｈ）＋ｘ１ （２）（ｔｈ）と、第２の送信パルスに対応するΣ系受信信号ｘ１ （１）（ｔｈ＋Δｔ）＋ｘ１ （２）（ｔｈ＋Δｔ）とを復調すると、それらのΣ系受信信号についてパルス間コヒーレント積分を行った後に振幅検波を実施し、その検波結果を示す振幅検波後信号を目標検出器１４に出力する。
なお、振幅検波器１３に入力されるΣ系受信信号は、式（２４）及び式（２６）で表されている目標信号が存在するΣ系受信信号のみならず、目標信号が存在していないΣ系受信信号も含む。
The
Note that the Σ-system received signal input to the
目標検出器１４は、振幅検波器１３から振幅検波後信号を受けると、その振幅検波後信号に対する目標検出処理（例えば、ＣＦＡＲに基づくスレッショルド検定などの処理）を実施することで目標を検出する。
目標検出器１４は、目標を検出できた場合、従来と同様の測距処理を実施することで、その目標の測距値を求める。
ただし、その測距値には、目標のラジアル速度に依存するバイアス誤差が含まれていることがあるので、目標検出器１４は、その測距値を補正前目標測距値として、目標情報推定器１５に出力する。
When the
When the
However, since the distance measurement value may include a bias error depending on the target radial speed, the
目標情報推定器１５は、目標検出器１４から補正前目標測距値を受けると、Σ復調器１０により復調されたΣ系受信信号とΔ復調器１２により復調されたΔ系受信信号から目標の測角値及びラジアル速度を推定するとともに、そのラジアル速度を用いて、その補正前目標測距値を補正する。
以下、目標情報推定器１５の処理内容を具体的に説明する。
When the
The processing contents of the
目標情報推定器１５の受信信号ベクトル形成部２１は、Σ復調器１０により復調されたΣ系受信信号とΔ復調器１２により復調されたΔ系受信信号とを並べることで、下記の式（２８）に示すような受信信号ベクトルｘΣΔ（ｈ）を形成する。
式（２８）では、ｘΣΔ（ｈ）の要素番号順に、式（２４）〜（２７）で表わされる第１の送信パルスに対応するΣ系受信信号、第１の送信パルスに対応するΔ系受信信号、第２の送信パルスに対応するΣ系受信信号、第２の送信パルスに対応するΔ系受信信号が並べられている。
In Expression (28), in the order of element numbers of x ΣΔ (h), the Σ-system received signal corresponding to the first transmission pulse represented by Expressions (24) to (27), and the Δ system corresponding to the first transmission pulse A reception signal, a Σ-system reception signal corresponding to the second transmission pulse, and a Δ-system reception signal corresponding to the second transmission pulse are arranged.
ここで、アンテナ５，７について、ｇｈａｌｆ（θ）≡ｇＴｘ１（θ）＝ｇＴｘ２（θ）＝ｇＲｘ１（θ）＝ｇＲｘ２（θ）が成り立ち、さらに、到来方向をボアサイト方向近傍に限定すると、式（２８）の受信信号ベクトルｘΣΔ（ｈ）は、下記の式（３１）のように与えられる。
目標ラジアル速度推定部２３は、受信信号ベクトル形成部２１が受信信号ベクトルｘΣΔ（ｈ）を形成すると、その受信信号ベクトルｘΣΔ（ｈ）とマニフォルドデータ記憶部２２に記憶されているマニフォルドデータから、式（３１）に含まれている未知パラメータである目標の測角値θｓ及びラジアル速度ｖｓを推定する。
例えば、目標の測角値θｓ及びラジアル速度ｖｓの推定法として、最尤推定法を用いる場合には、下記の式（３４）に示すような２次元サーチに基づき、目標ラジアル速度の推定値ｖｓハット及び目標測角値の推定値θｓハットを求めることができる。
式（３４）において、ｖｓ，θｓの上部に表記している「＾」の記号は、電子出願の関係上、明細書の文章中には表記できないので、ｖｓハット，θｓハットのように表記している。
For example, when the maximum likelihood estimation method is used as the estimation method of the target angle measurement value θ s and the radial velocity v s , the target radial velocity is estimated based on a two-dimensional search as shown in the following equation (34). The value v s hat and the estimated value θ s hat of the target angle measurement value can be obtained.
In Expression (34), the symbol “^” written above v s , θ s cannot be written in the text of the description because of the electronic application, so that v s hat, θ s hat It is written as follows.
測距値補正部２４は、目標ラジアル速度推定部２３がラジアル速度ｖｓを推定すると、そのラジアル速度ｖｓから、目標検出器１４から出力された補正前目標測距値に含まれているバイアス誤差を特定する。
このバイアス誤差は、目標ラジアル速度に依存する誤差であり、一般にレンジドップラカップリング誤差と呼ばれるものである。
例えば、変調方式として線形周波数変調を用いている場合、このバイアス誤差と目標ラジアル速度が１次関数の関係にあるので、目標ラジアル速度推定部２３により推定されたラジアル速度ｖｓからバイアス誤差を容易に求めることができる。
測距値補正部２４は、補正前目標測距値に含まれているバイアス誤差を特定すると、その補正前目標測距値からバイアス誤差を除く補正処理を実施し、補正後の測距値を出力する。
Distance
This bias error is an error depending on the target radial speed, and is generally called a range Doppler coupling error.
For example, when using a linear frequency modulation, since the bias error and the target radial velocity in a relation of a linear function, the bias error from the radial velocity v s estimated by the target radial
When the distance measurement
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、Σ復調器１０により復調されたΣ系受信信号から目標を検出して、その目標の測距値を出力する目標検出器１４を設け、目標情報推定器１５が、Σ復調器１０により復調されたΣ系受信信号とΔ復調器１２により復調されたΔ系受信信号から目標の測角値θｓ及びラジアル速度ｖｓを推定するとともに、そのラジアル速度ｖｓを用いて、目標検出器１４から出力された目標の測距値を補正するように構成したので、距離アンビギュイティなしに目標の測距値を求めることができるとともに、ドップラアンビギュイティなしに低ＲＣＳ高速移動目標のラジアル速度ｖｓを推定することができる効果を奏する。
As apparent from the above, according to the first embodiment, the
即ち、この実施の形態１によれば、送信アンテナを２分割し、それぞれのアンテナ分割面から２つのパルスの送受信を行うことにより、ＬＰＲＦモードで運用するレーダにおいて、ドップラアンビギュイティなしに低ＲＣＳ高速移動目標のラジアル速度を推定することができる効果を奏する。
また、目標ラジアル速度の推定と同時に目標測角値も得られるので、従来の測角処理が不要になる効果がある。
さらに、目標ラジアル速度の推定値を用いて、従来の測距値に対するバイアス誤差補正が可能となり、目標測距精度が向上する効果がある。
That is, according to the first embodiment, the transmission antenna is divided into two parts, and two pulses are transmitted / received from the respective antenna division planes, so that the radar operating in the LPRF mode has low RCS without Doppler ambiguity. The radial speed of the high-speed moving target can be estimated.
In addition, since the target angle measurement value can be obtained simultaneously with the estimation of the target radial speed, there is an effect that conventional angle measurement processing becomes unnecessary.
In addition, bias error correction with respect to the conventional distance measurement value can be performed using the estimated value of the target radial speed, and there is an effect that target distance measurement accuracy is improved.
実施の形態２．
上記実施の形態１では、目標情報推定器１５の目標ラジアル速度推定部２３が、目標の測角値θｓとラジアル速度ｖｓを同時に推定するものを示したが、例えば、推定法として最尤推定法を用いる場合には、式（３４）に示すように、２次元サーチが必要になり、その演算負荷が問題になるレーダもある。また、目標の測角値θｓの推定については、目標情報推定器１５を搭載していないが、目標の測角処理が可能なレーダもある。
そこで、この実施の形態２では、目標の測角値θｓの推定はモノパルス測角を用いて行うことで、ラジアル速度ｖｓを推定する際の演算負荷を低減するようにしている。
In the first embodiment, the target radial
Accordingly, in the second embodiment, the estimation of the target of the measured angle values theta s than be performed using the monopulse angle measurement, so as to reduce the calculation load in estimating the radial velocity v s.
図３はこの発明の実施の形態２によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
目標情報推定器１６は、図１の目標情報推定器１５と同様に、目標の測角値θｓ及びラジアル速度ｖｓを推定するとともに、目標検出器１４から出力された補正前目標測距値を補正する処理を実施するが、測角値θｓ及びラジアル速度ｖｓの推定処理が、図１の目標情報推定器１５と異なっている。なお、目標情報推定器１６は目標情報推定手段を構成している。
3 is a block diagram showing a radar apparatus according to
Similar to the
図４はこの発明の実施の形態２によるレーダ装置の目標情報推定器１６を示す構成図である。
図４において、受信信号ベクトル形成部３１は図２の受信信号ベクトル形成部２１と同様に、Σ復調器１０により復調されたΣ系受信信号とΔ復調器１２により復調されたΔ系受信信号とを並べて、受信信号ベクトルを形成する処理を実施する。なお、受信信号ベクトル形成部３１は受信信号ベクトル形成手段を構成している。
モノパルス測角部３２はΣ復調器１０により復調されたΣ系受信信号とΔ復調器１２により復調されたΔ系受信信号から、目標の測角値θｓとしてモノパルス測角値を算出する処理を実施する。なお、モノパルス測角部３２はモノパルス測角手段を構成している。
4 is a block diagram showing a
In FIG. 4, the received signal
The monopulse
マニフォルドデータ記憶部３３は目標の角度及び速度のマニフォルドデータを記憶しているメモリである。
目標ラジアル速度推定部３４は受信信号ベクトル形成部３１により形成された受信信号ベクトルとマニフォルドデータ記憶部３３に記憶されているマニフォルドデータから、目標のラジアル速度ｖｓを推定する処理を実施する。
なお、マニフォルドデータ記憶部３３及び目標ラジアル速度推定部３４からラジアル速度推定手段が構成されている。
測距値補正部３５は目標ラジアル速度推定部３４により推定されたラジアル速度ｖｓから、目標検出器１４から出力された補正前目標測距値に含まれているバイアス誤差を特定し、その補正前目標測距値から上記バイアス誤差を除く補正処理を実施する。なお、測距値補正部３５は測距値補正手段を構成している。
The manifold
Target radial
The manifold
Distance
次に動作について説明する。
目標情報推定器１６以外は、上記実施の形態１と同様であるため、目標情報推定器１６の処理内容だけを説明する。
目標情報推定器１６の受信信号ベクトル形成部３１は、図２の受信信号ベクトル形成部２１と同様に、Σ復調器１０により復調されたΣ系受信信号とΔ復調器１２により復調されたΔ系受信信号とを並べることで、受信信号ベクトルｘΣΔ（ｈ）を形成する。
Next, the operation will be described.
Since the components other than the
The received signal
モノパルス測角部３２は、Σ復調器１０により復調されたΣ系受信信号とΔ復調器１２により復調されたΔ系受信信号から、目標の測角値θｓとしてモノパルス測角値を算出する。
即ち、モノパルス測角部３２は、式（２４）で表わされる第１の送信パルスに対応するΣ系受信信号と、式（２５）で表わされる第１の送信パルスに対応するΔ系受信信号とからモノパルス比を計算し、そのモノパルス比と予め準備しているモノパルスディスクリ特性を用いて、モノパルス測角値を求める。
また、モノパルス測角部３２は、同時に、式（２６）で表わされる第２の送信パルスに対応するΣ系受信信号と、式（２７）で表わされる第２の送信パルスに対応するΔ系受信信号とからモノパルス比を計算し、そのモノパルス比と予め準備しているモノパルスディスクリ特性を用いて、モノパルス測角値を求める。
モノパルス測角部３２は、２つのモノパルス測角値を求めると、２つのモノパルス測角値の平均値、あるいは、いずれか一方のモノパルス測角値を目標の測角値θｓとして出力する。
The monopulse
That is, the monopulse
The monopulse
When the monopulse
目標ラジアル速度推定部３４は、受信信号ベクトル形成部３１が受信信号ベクトルｘΣΔ（ｈ）を形成すると、その受信信号ベクトルｘΣΔ（ｈ）とマニフォルドデータ記憶部３３に記憶されているマニフォルドデータから、式（３１）に含まれている未知パラメータである目標のラジアル速度ｖｓを推定する。
例えば、目標のラジアル速度ｖｓの推定法として、最尤推定法を用いる場合には、下記の式（３５）に示すような１次元サーチに基づき、目標ラジアル速度の推定値ｖｓハットを求めることができる。
For example, the estimation of target radial velocity v s, in the case of using a maximum likelihood estimation method is based on one-dimensional search, as shown in the following equation (35), determine an estimated value v s hat target radial velocity be able to.
以上で明らかなように、この実施の形態２によれば、Σ復調器１０により復調されたΣ系受信信号とΔ復調器１２により復調されたΔ系受信信号から、目標の測角値θｓとしてモノパルス測角値を算出するモノパルス測角部３２と、受信信号ベクトル形成部３１により形成された受信信号ベクトルとマニフォルドデータ記憶部３３に記憶されているマニフォルドデータから、目標のラジアル速度ｖｓを推定する目標ラジアル速度推定部３４とを設け、測距値補正部３５が、目標ラジアル速度推定部３４により推定されたラジアル速度ｖｓから、目標検出器１４から出力された補正前目標測距値に含まれているバイアス誤差を特定し、その補正前目標測距値から上記バイアス誤差を除く補正処理を実施するように構成したので、上記実施の形態１と同様に、距離アンビギュイティなしに目標の測距値を求めることができるとともに、ドップラアンビギュイティなしに低ＲＣＳ高速移動目標のラジアル速度ｖｓを推定することができるほか、ラジアル速度ｖｓを推定する際の演算負荷を軽減することができる効果を奏する。
As is apparent from the above, according to the second embodiment, the target angle measurement value θ s is obtained from the Σ system received signal demodulated by the
実施の形態３．
上記実施の形態１では、第１の送信パルスと第２の送信パルスが同じ変調方式で変調されて生成されている。このため、振幅検波器１３でΔ系受信信号の振幅検波を行うと、１つの目標に対して、遅延時間相当だけ離れている２つのピークが現れる。その結果、目標検出器１４が、ＣＦＡＲに基づくスレショルドを設定する際に、ＣＦＡＲ損失が増加する場合がある。
そこで、この実施の形態３では、異なる変調方式で送信周波数信号を変調して第１の送信パルスと第２の送信パルスを生成することで、目標検出器がＣＦＡＲに基づくスレショルドを設定する際のＣＦＡＲ損失を軽減するようにしている。
Embodiment 3 FIG.
In the first embodiment, the first transmission pulse and the second transmission pulse are generated by being modulated by the same modulation method. For this reason, when the
Therefore, in the third embodiment, when the target detector sets the threshold based on the CFAR by modulating the transmission frequency signal with different modulation schemes to generate the first transmission pulse and the second transmission pulse. CFAR loss is reduced.
図５はこの発明の実施の形態３によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
変調器４１は第１の変調方式で搬送波生成器１から出力された送信周波数信号を変調して第１の送信パルスを生成するとともに、第１の変調方式と異なる第２の変調方式で上記送信周波数信号を変調して第２の送信パルスを生成する処理を実施する。
遅延装置４２は変調器４１により生成された第２の送信パルスに遅延を与え、遅延後の第２の送信パルスをデュプレクサ６に出力する処理を実施する。
なお、搬送波生成器１、変調器４１及び遅延装置４２から送信パルス生成手段が構成されている。
FIG. 5 is a block diagram showing a radar apparatus according to Embodiment 3 of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG.
The
The
The carrier wave generator 1, the
Σ復調器４３はΣ受信機９から出力された復調前Σ系受信信号のうち、第１の送信パルスに対応する復調前Σ系受信信号については第１の変調方式に対応する復調方式で復調処理を実施して、その復調処理結果である第１のΣ系受信信号を振幅検波器４５及び目標情報推定器１５に出力し、第２の送信パルスに対応する復調前Σ系受信信号については第２の変調方式に対応する復調方式で復調処理を実施して、その復調処理結果である第２のΣ系受信信号を振幅検波器４５及び目標情報推定器１５に出力する処理を実施する。
なお、Σ受信機９及びΣ復調器４３からΣ系合成信号復調手段が構成されている。
The
The
Δ復調器４４はΔ受信機１１から出力された復調前Δ系受信信号のうち、第１の送信パルスに対応する復調前Δ系受信信号については第１の変調方式に対応する復調方式で復調処理を実施して、その復調処理結果である第１のΔ系受信信号を目標情報推定器１５に出力し、第２の送信パルスに対応する復調前Δ系受信信号については第２の変調方式に対応する復調方式で復調処理を実施して、その復調処理結果である第２のΔ系受信信号を目標情報推定器１５に出力する処理を実施する。
なお、Δ受信機１１及びΔ復調器４４からΔ系合成信号復調手段が構成されている。
The
The
振幅検波器４５はΣ復調器４３から出力された第１及び第２のΣ系受信信号の振幅を検波し、それぞれの検波結果を示す振幅検波後信号を目標検出器４６に出力する処理を実施する。
目標検出器４６は振幅検波器４５から振幅検波後信号を受ける毎に、その振幅検波後信号に対する目標検出処理（例えば、ＣＦＡＲに基づくスレッショルド検定などの処理）を実施することで目標を検出し、その目標の測距値である補正前目標測距値を目標情報推定器１５に出力する。
なお、振幅検波器４５及び目標検出器４６から目標検出手段が構成されている。
The
Each time the
The
次に動作について説明する。
変調器４１は、搬送波生成器１から送信周波数信号を受けると、第１の変調方式で送信周波数信号を変調して第１の送信パルスを生成し、第１の送信パルスをデュプレクサ４に出力する。
また、変調器４１は、第１の変調方式と異なる第２の変調方式で、その送信周波数信号を変調して第２の送信パルスを生成し、第２の送信パルスを遅延装置４２に出力する。
Next, the operation will be described.
Upon receiving the transmission frequency signal from the carrier wave generator 1, the
Further, the
遅延装置４２は、変調器４１から第２の送信パルスを受けると、その第２の送信パルスに遅延を与え、遅延後の第２の送信パルスをデュプレクサ６に出力する。
デュプレクサ４，６、モノパルスビーム形成器８、Σ受信機９及びΔ受信機１１の処理内容は、上記実施の形態１と同様であるため説明を省略する。
When the
The processing contents of the
Σ復調器４３は、Σ受信機９から出力された復調前Σ系受信信号のうち、第１の送信パルスに対応する復調前Σ系受信信号については第１の変調方式に対応する復調方式で復調処理を実施して、その復調処理結果である第１のΣ系受信信号ｘ１ （１）（ｔｈ）＋ｘ１ （２）（ｔｈ）を振幅検波器４５及び目標情報推定器１５に出力する（上記の式（２４）を参照）。
第２の送信パルスに対応する復調前Σ系受信信号については第２の変調方式に対応する復調方式で復調処理を実施して、その復調処理結果である第２のΣ系受信信号ｘ１ （１）（ｔｈ＋Δｔ）＋ｘ１ （２）（ｔｈ＋Δｔ）を振幅検波器４５及び目標情報推定器１５に出力する（上記の式（２６）を参照）。
なお、第１のΣ系受信信号ｘ１ （１）（ｔｈ）＋ｘ１ （２）（ｔｈ）は、例えば、図示せぬチャンネルＡを介して振幅検波器４５に出力し、第２のΣ系受信信号ｘ１ （１）（ｔｈ＋Δｔ）＋ｘ１ （２）（ｔｈ＋Δｔ）は、図示せぬチャンネルＢを介して振幅検波器４５に出力する。
The
The pre-demodulation Σ received signal corresponding to the second transmission pulse is demodulated by the demodulation method corresponding to the second modulation method, and the second Σ received signal x 1 ( 1) Referring to (t h + Δt) + x 1 (2) (t h + Δt) is output to the
The first Σ-system received signal x 1 (1) (th h ) + x 1 (2) (th h ) is output to the
Δ復調器４４は、Δ受信機１１から出力された復調前Δ系受信信号のうち、第１の送信パルスに対応する復調前Δ系受信信号については第１の変調方式に対応する復調方式で復調処理を実施して、その復調処理結果である第１のΔ系受信信号ｘ１ （１）（ｔｈ）−ｘ１ （２）（ｔｈ）を目標情報推定器１５に出力する（上記の式（２５）を参照）。
第２の送信パルスに対応する復調前Δ系受信信号については第２の変調方式に対応する復調方式で復調処理を実施して、その復調処理結果である第２のΔ系受信信号ｘ１ （１）（ｔｈ＋Δｔ）−ｘ１ （２）（ｔｈ＋Δｔ）を目標情報推定器１５に出力する（上記の式（２７）を参照）。
The Δ demodulator 44 uses the demodulation method corresponding to the first modulation method for the Δ system reception signal before demodulation corresponding to the first transmission pulse among the Δ system reception signals before demodulation output from the
The Δ-system received signal before demodulation corresponding to the second transmission pulse is demodulated by a demodulation system corresponding to the second modulation system, and a second Δ-system received signal x 1 ( demodulation processing result) is obtained. 1) (t h + Δt) −x 1 (2) (t h + Δt) is output to the target information estimator 15 (see the above equation (27)).
振幅検波器４５は、Σ復調器４３から第１のΣ系受信信号ｘ１ （１）（ｔｈ）＋ｘ１ （２）（ｔｈ）を受けると、第１のΣ系受信信号ｘ１ （１）（ｔｈ）＋ｘ１ （２）（ｔｈ）の振幅検波を実施し、その検波結果を示す振幅検波後信号を目標検出器４６に出力する。
また、Σ復調器４３から第２のΣ系受信信号ｘ１ （１）（ｔｈ＋Δｔ）＋ｘ１ （２）（ｔｈ＋Δｔ）を受けると、第２のΣ系受信信号ｘ１ （１）（ｔｈ＋Δｔ）＋ｘ１ （２）（ｔｈ＋Δｔ）の振幅検波を実施し、その検波結果を示す振幅検波後信号を目標検出器４６に出力する。
When the
Furthermore, sigma demodulator 43 from the second sigma-system receiving signals x 1 (1) (t h + Δt) + x 1 (2) (t h + Δt) receives a second sigma-system receiving signals x 1 (1) (t h + Δt) + x 1 (2) the amplitude detection was performed for (t h + Δt), and outputs the amplitude detection after signal indicating the detection result to the
目標検出器４６は、振幅検波器４５から振幅検波後信号を受ける毎に、その振幅検波後信号に対する目標検出処理（例えば、ＣＦＡＲに基づくスレッショルド検定などの処理）を実施することで目標を検出し、その目標の測距値である補正前目標測距値を目標情報推定器１５に出力する。
目標検出器４６は、目標を検出できた場合、従来と同様の測距処理を実施することで、その目標の測距値を求める。
ただし、その測距値には、目標のラジアル速度に依存するバイアス誤差が含まれていることがあるので、目標検出器４６は、その測距値を補正前目標測距値として、目標情報推定器１５に出力する。
Each time the
When the
However, since the distance measurement value may include a bias error depending on the target radial speed, the
目標情報推定器１５は、目標検出器４６から補正前目標測距値を受けると、上記実施の形態１と同様に、Σ復調器４３により復調されたΣ系受信信号とΔ復調器４４により復調されたΔ系受信信号から目標の測角値θｓ及びラジアル速度ｖｓを推定するとともに、そのラジアル速度ｖｓを用いて、その補正前目標測距値を補正する。
When the
以上で明らかなように、この実施の形態３によれば、Σ復調器４３により復調されたΣ系受信信号から目標を検出して、その目標の測距値を出力する目標検出器４６を設け、目標情報推定器１５が、Σ復調器４３により復調されたΣ系受信信号とΔ復調器４４により復調されたΔ系受信信号から目標の測角値θｓ及びラジアル速度ｖｓを推定するとともに、そのラジアル速度ｖｓを用いて、目標検出器４６から出力された目標の測距値を補正するように構成したので、上記実施の形態１と同様に、距離アンビギュイティなしに目標の測距値を求めることができるとともに、ドップラアンビギュイティなしに低ＲＣＳ高速移動目標のラジアル速度ｖｓを推定することができる効果を奏する。
As is apparent from the above, according to the third embodiment, a
また、この実施の形態３によれば、変調器４１が第１の変調方式で送信周波数信号を変調して第１の送信パルスを生成するとともに、第１の変調方式と異なる第２の変調方式で送信周波数信号を変調して第２の送信パルスを生成し、受信側では、第１及び第２の変調方式に対応する２系統を具備するように構成したので、ＣＦＡＲに基づくスレショルドを設定する際のＣＦＡＲ損失増加を軽減することができる効果を奏する。
Further, according to the third embodiment, the
実施の形態４．
上記実施の形態３では、目標情報推定器１５の目標ラジアル速度推定部２３が、目標の測角値θｓとラジアル速度ｖｓを同時に推定するものを示したが、例えば、推定法として最尤推定法を用いる場合には、式（３４）に示すように、２次元サーチが必要になり、その演算負荷が問題になるレーダもある。また、目標の測角値θｓの推定については、目標情報推定器１５を搭載していないが、目標の測角処理が可能なレーダもある。
Embodiment 4 FIG.
In the third embodiment, the target radial
そこで、この実施の形態４では、上記実施の形態２と同様に、目標情報推定器１６を実装し（図６を参照）、目標情報推定器１６のモノパルス測角部３２が、目標の測角値θｓの推定をモノパルス測角を用いて行うことで、ラジアル速度ｖｓを推定する際の演算負荷を低減するようにしている。
目標情報推定器１５の代わりに、目標情報推定器１６を実装している点以外は、上記実施の形態３と同様である。
Therefore, in the fourth embodiment, similarly to the second embodiment, the
The third embodiment is the same as the third embodiment except that a
以上で明らかなように、この実施の形態４によれば、Σ復調器４３により復調されたΣ系受信信号とΔ復調器４４により復調されたΔ系受信信号から、目標の測角値θｓとしてモノパルス測角値を算出するモノパルス測角部３２と、受信信号ベクトル形成部３１により形成された受信信号ベクトルとマニフォルドデータ記憶部３３に記憶されているマニフォルドデータから、目標のラジアル速度ｖｓを推定する目標ラジアル速度推定部３４とを設け、測距値補正部３５が、目標ラジアル速度推定部３４により推定されたラジアル速度ｖｓから、目標検出器４６から出力された補正前目標測距値に含まれているバイアス誤差を特定し、その補正前目標測距値から上記バイアス誤差を除く補正処理を実施するように構成したので、上記実施の形態３と同様に、距離アンビギュイティなしに目標の測距値を求めることができるとともに、ドップラアンビギュイティなしに低ＲＣＳ高速移動目標のラジアル速度ｖｓを推定することができるほか、目標の測角値θｓとラジアル速度ｖｓを推定する際の演算負荷を軽減することができる効果を奏する。
As is apparent from the above, according to the fourth embodiment, the target angle measurement value θ s is obtained from the Σ system received signal demodulated by the
また、この実施の形態４によれば、変調器４１が第１の変調方式で送信周波数信号を変調して第１の送信パルスを生成するとともに、第１の変調方式と異なる第２の変調方式で送信周波数信号を変調して第２の送信パルスを生成し、受信側では、第１及び第２の変調方式に対応する２系統を具備するように構成したので、ＣＦＡＲに基づくスレショルドを設定する際のＣＦＡＲ損失増加を軽減することができる効果を奏する。
Further, according to the fourth embodiment, the
実施の形態５．
上記実施の形態１〜４では、第１の送信パルスと第２の送信パルスの間に遅延時間を設定しているものを示したが、異なる変調方式で送信周波数信号を変調することで、第１及び第２の送信パルスを生成している場合、第１の送信パルスと第２の送信パルスの間に遅延時間を設定していなくても、第１の送信パルスと第２の送信パルスが目標に反射して、アンテナ５，７に戻ってくる時間に相違が生じる。
したがって、第１の送信パルスと第２の送信パルスの間に遅延時間を設定する遅延装置３，４２を実装せずに、目標の測距値、測角値及びラジアル速度を推定することが可能である。
この実施の形態５では、遅延装置３，４２を実装していないレーダ装置について説明する。
Embodiment 5 FIG.
In the first to fourth embodiments, the delay time is set between the first transmission pulse and the second transmission pulse. However, by modulating the transmission frequency signal with a different modulation method, In the case where the first and second transmission pulses are generated, the first transmission pulse and the second transmission pulse are generated even if a delay time is not set between the first transmission pulse and the second transmission pulse. There is a difference in the time of reflection back to the target and returning to the antennas 5 and 7.
Therefore, it is possible to estimate the target distance measurement value, angle measurement value, and radial speed without mounting
In the fifth embodiment, a radar apparatus in which the
図７はこの発明の実施の形態５によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図５と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
目標情報推定器１７はΣ復調器４３により復調された第１及び第２のΣ系受信信号とΔ復調器４４により復調された第１及び第２のΔ系受信信号から目標の測角値を推定するとともに、目標検出器４６から出力された補正前目標測距値から目標のラジアル速度を推定し、そのラジアル速度を用いて、その補正前目標測距値を補正する処理を実施する。なお、目標情報推定器１７は目標情報推定手段を構成している。
FIG. 7 is a block diagram showing a radar apparatus according to Embodiment 5 of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG.
The
図８はこの発明の実施の形態５によるレーダ装置の目標情報推定器１７を示す構成図であり、図において、図４と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
目標ラジアル速度推定部５１は目標検出器４６から出力された第１の補正前目標測距値（第１のΣ系受信信号ｘ１ （１）（ｔｈ）＋ｘ１ （２）（ｔｈ）の振幅検波後信号から検出された目標の測距値である補正前目標測距値）と、第２の補正前目標測距値（第２のΣ系受信信号ｘ１ （１）（ｔｈ＋Δｔ）＋ｘ１ （２）（ｔｈ＋Δｔ）の振幅検波後信号から検出された目標の測距値である補正前目標測距値）との差分ΔＲから、目標のラジアル速度を推定する処理を実施する。なお、目標ラジアル速度推定部５１はラジアル速度推定手段を構成している。
FIG. 8 is a block diagram showing the
The target radial
測距値補正部５２は目標ラジアル速度推定部５１により推定されたラジアル速度から、目標検出器４６から出力された補正前目標測距値に含まれているバイアス誤差を特定し、その補正前目標測距値から上記バイアス誤差を除く補正処理を実施する。なお、測距値補正部５２は測距値補正手段を構成している。
The ranging
次に動作について説明する。
目標情報推定器１７以外は、上記実施の形態３，４と同様であるため、目標情報推定器１７の処理内容だけを説明する。
ただし、遅延装置４２は実装されていないため、第１の送信パルスと第２の送信パルスは、アンテナ５，７から同時に空間に放射される。
しかし、変調器４１において、異なる変調方式で送信周波数信号を変調することで、第１及び第２の送信パルスが生成されているので、第１の送信パルスと第２の送信パルスが目標に反射して、アンテナ５，７に戻ってくる時間はずれている。
Next, the operation will be described.
Other than the
However, since the
However, since the
目標情報推定器１７の目標ラジアル速度推定部５１は、目標検出器４６から出力された第１の補正前目標測距値と、第２の補正前目標測距値との差分ΔＲから、目標のラジアル速度ｖｓを推定する。
第１の補正前目標測距値は、第１のΣ系受信信号ｘ１ （１）（ｔｈ）＋ｘ１ （２）（ｔｈ）の振幅検波後信号から検出された目標の補正前目標測距値である。
第２の補正前目標測距値は、第２のΣ系受信信号ｘ１ （１）（ｔｈ＋Δｔ）＋ｘ１ （２）（ｔｈ＋Δｔ）の振幅検波後信号から検出された目標の補正前目標測距値である。
The target
The first pre-correction target distance measurement value is the target before correction of the target detected from the signal after amplitude detection of the first Σ-system received signal x 1 (1) (t h ) + x 1 (2) (t h ). Distance measurement value.
The second pre-correction target distance value, the second Σ-system receiving signals x 1 (1) (t h + Δt) + x 1 (2) (t h + Δt) target correction of detected from an amplitude detection signal after the This is the previous target distance measurement value.
例えば、送信周波数信号が「アップチャープ」と呼ばれる線形周波数変調が施されて第１の送信パルスが生成され、その送信周波数信号が「ダウンチャープ」と呼ばれる線形周波数変調が施されて第２の送信パルスが生成されている場合、目標のラジアル速度の推定値ｖｓハットは、レンジドップラカップリング誤差の関係式を利用して、以下の式（３６）に示すように求めることができる。
他の変調を施す場合でも、目標のラジアル速度ｖｓとレンジドップラカップリング誤差の関係を求めておけば、同様に目標のラジアル速度ｖｓを推定することができる。
For example, the transmission frequency signal is subjected to linear frequency modulation called “up chirp” to generate a first transmission pulse, and the transmission frequency signal is subjected to linear frequency modulation called “down chirp” to generate a second transmission. When the pulse is generated, the target radial speed estimate value v s hat can be obtained as shown in the following Expression (36) using the relational expression of the range Doppler coupling error.
Even when performing other modulation, if obtained relation radial velocity v s and range Doppler coupling error of the target, as well it is possible to estimate the radial velocity v s of the target.
測距値補正部５２は、目標ラジアル速度推定部５１がラジアル速度ｖｓを推定すると、そのラジアル速度ｖｓから、目標検出器４６から出力された補正前目標測距値に含まれているバイアス誤差を特定する。
このバイアス誤差は、目標ラジアル速度に依存する誤差であり、一般にレンジドップラカップリング誤差と呼ばれるものである。
例えば、変調方式として線形周波数変調を用いている場合、このバイアス誤差と目標ラジアル速度が１次関数の関係にあるので、目標ラジアル速度推定部５１により推定されたラジアル速度ｖｓからバイアス誤差を容易に求めることができる。
測距値補正部５２は、補正前目標測距値に含まれているバイアス誤差を特定すると、その補正前目標測距値からバイアス誤差を除く補正処理を実施し、補正後の測距値を出力する。
Distance
This bias error is an error depending on the target radial speed, and is generally called a range Doppler coupling error.
For example, when using a linear frequency modulation, since the bias error and the target radial velocity in a relation of a linear function, the bias error from the radial velocity v s estimated by the target radial
When the distance measurement
以上で明らかなように、この実施の形態５によれば、目標情報推定器１７の目標ラジアル速度推定部５１が、目標検出器４６から出力された第１の補正前目標測距値と、第２の補正前目標測距値との差分ΔＲから、目標のラジアル速度ｖｓを推定するように構成したので、遅延装置４２を実装することなく、上記実施の形態３，４と同様の効果を奏することができる。
As is apparent from the above, according to the fifth embodiment, the target radial
実施の形態６．
上記実施の形態１〜４のレーダ装置における目標情報（目標の測距値、測角値、ラジアル速度）の推定精度が、条件によっては、上記実施の形態５のレーダ装置における目標情報（目標の測距値、測角値、ラジアル速度）の推定精度より高くなることがある一方、条件によっては、上記実施の形態５のレーダ装置における目標情報の推定精度より低くなることがある。
そこで、この実施の形態６では、上記実施の形態１〜４のいずれかのレーダ装置の構成と、上記実施の形態５のレーダ装置の構成とを備え、推定精度が高い方のレーダ装置を選択して、そのレーダ装置により推定された目標情報を出力するようにしている。
Depending on the conditions, the estimation accuracy of target information (target ranging value, angle measurement value, radial speed) in the radar apparatus of the first to fourth embodiments may be different depending on conditions. While it may be higher than the estimation accuracy of the distance measurement value, the angle measurement value, and the radial speed, it may be lower than the estimation accuracy of the target information in the radar device of the fifth embodiment depending on conditions.
Therefore, in the sixth embodiment, the radar device having the configuration of any one of the first to fourth embodiments and the configuration of the radar device of the fifth embodiment is selected, and the radar device having the higher estimation accuracy is selected. Thus, the target information estimated by the radar apparatus is output.
図９はこの発明の実施の形態６によるレーダ装置の目標情報選択部６１を示す構成図である。
図９において、目標情報選択部６１は上記実施の形態１〜４のいずれかのレーダ装置の目標情報推定器１５（または１６）による目標ラジアル速度ｖｓの推定理論精度σ１と、上記実施の形態５のレーダ装置の目標情報推定器１７による目標ラジアル速度ｖｓの推定理論精度σ２とから選択基準値γを算出し、その選択基準値γが１以上であれば、上記実施の形態１〜４のいずれかのレーダ装置の目標情報推定器１５（または１６）により推定された目標情報を選択して出力し、その選択基準値γが１未満であれば、上記実施の形態５のレーダ装置の目標情報推定器１７により推定された目標情報を選択して出力する処理を実施する。なお、目標情報選択部６１は選択手段を構成している。
FIG. 9 is a block diagram showing a target
9, the target
次に動作について説明する。
まず、目標情報選択部６１は、下記の式（３７）に示すように、上記実施の形態１〜４のいずれかのレーダ装置の目標情報推定器１５（または１６）による目標ラジアル速度ｖｓの推定理論精度σ１と、上記実施の形態５のレーダ装置の目標情報推定器１７による目標ラジアル速度ｖｓの推定理論精度σ２とから選択基準値γを算出する。
なお、推定理論精度σ１，σ２は、精度が高い程、小さな値になる。
Next, the operation will be described.
First, as shown in the following equation (37), the target
The estimated theoretical accuracy σ 1 and σ 2 are smaller as the accuracy is higher.
目標情報選択部６１は、選択基準値γを算出すると、その選択基準値γが１以上であれば（γ≧１）、上記実施の形態１〜４のいずれかのレーダ装置の目標情報推定器１５（または１６）により推定された目標情報を選択して出力する。
一方、その選択基準値γが１未満であれば（γ＜１）、上記実施の形態５のレーダ装置の目標情報推定器１７により推定された目標情報を選択して出力する。
When the target
On the other hand, if the selection reference value γ is less than 1 (γ <1), the target information estimated by the
以上で明らかなように、この実施の形態６によれば、目標情報選択部６１が、上記実施の形態１〜４のいずれかのレーダ装置の目標情報推定器１５（または１６）による目標ラジアル速度ｖｓの推定理論精度σ１と、上記実施の形態５のレーダ装置の目標情報推定器１７による目標ラジアル速度ｖｓの推定理論精度σ２とを比較して、推定理論精度が高い方の目標情報推定器により推定された目標情報を選択するように構成したので、推定精度が安定的に高い目標情報が得られる効果を奏する。
As is apparent from the above, according to the sixth embodiment, the target
なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。 In the present invention, within the scope of the invention, any combination of the embodiments, or any modification of any component in each embodiment, or omission of any component in each embodiment is possible. .
１ 搬送波生成器（送信パルス生成手段）、２ 変調器（送信パルス生成手段）、３ 遅延装置（送信パルス生成手段）、４，６ デュプレクサ（パルス送信手段、反射波受信手段）、５，７ アンテナ（パルス送信手段、反射波受信手段）、８ モノパルスビーム形成器（ビーム合成手段）、９ Σ受信機（Σ系合成信号復調手段）、１０ Σ復調器（Σ系合成信号復調手段）、１１ Δ受信機（Δ系合成信号復調手段）、１２ Δ復調器（Δ系合成信号復調手段）、１３ 振幅検波器（目標検出手段）、１４ 目標検出器（目標検出手段）、１５，１６，１７ 目標情報推定器（目標情報推定手段）、２１ 受信信号ベクトル形成部（受信信号ベクトル形成手段）、２２ マニフォルドデータ記憶部（測角値・ラジアル速度推定手段）、２３ 目標ラジアル速度推定部（測角値・ラジアル速度推定手段）、２４ 測距値補正部（測距値補正手段）、３１ 受信信号ベクトル形成部（受信信号ベクトル形成手段）、３２ モノパルス測角部（モノパルス測角手段）、３３ マニフォルドデータ記憶部（ラジアル速度推定手段）、３４ 目標ラジアル速度推定部（ラジアル速度推定手段）、３５ 測距値補正部（測距値補正手段）、４１ 変調器（送信パルス生成手段）、４２ 遅延装置（送信パルス生成手段）、４３ Σ復調器（Σ系合成信号復調手段）、４４ Δ復調器（Δ系合成信号復調手段）、４５ 振幅検波器（目標検出手段）、４６ 目標検出器（目標検出手段）、５１ 目標ラジアル速度推定部（ラジアル速度推定手段）、５２ 測距値補正部（測距値補正手段）、６１ 目標情報選択部（選択手段）。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Carrier wave generator (transmission pulse generation means), 2 Modulator (Transmission pulse generation means), 3 Delay apparatus (Transmission pulse generation means), 4, 6 Duplexer (Pulse transmission means, reflected wave reception means), 5, 7 Antenna (Pulse transmitting means, reflected wave receiving means), 8 monopulse beamformer (beam combining means), 9 Σ receiver (Σ system synthesized signal demodulating means), 10 Σ demodulator (Σ system synthesized signal demodulating means), 11 Δ Receiver (Δ system synthesized signal demodulating means), 12 Δ demodulator (Δ system synthesized signal demodulating means), 13 Amplitude detector (target detecting means), 14 Target detector (target detecting means), 15, 16, 17 Target Information estimator (target information estimating means), 21 received signal vector forming section (received signal vector forming means), 22 manifold data storage section (angle measurement value / radial speed estimating means), 23 target radius Speed estimation unit (angle measurement value / radial speed estimation unit), 24 distance measurement value correction unit (range measurement value correction unit), 31 reception signal vector formation unit (reception signal vector formation unit), 32 monopulse angle measurement unit (monopulse measurement) Angle means), 33 Manifold data storage section (radial speed estimation means), 34 Target radial speed estimation section (radial speed estimation means), 35 Ranging value correction section (ranging value correction means), 41 Modulator (transmission pulse generation) Means), 42 delay device (transmission pulse generating means), 43 Σ demodulator (Σ system synthesized signal demodulating means), 44 Δ demodulator (Δ system synthesized signal demodulating means), 45 amplitude detector (target detecting means), 46 Target detector (target detection means), 51 target radial speed estimation section (radial speed estimation means), 52 distance measurement value correction section (range measurement value correction means), 61 target information selection section (selection means) ).
Claims (7)
請求項１または請求項２記載のレーダ装置における目標情報推定手段によるラジアル速度の推定理論精度と、請求項５記載のレーダ装置における目標情報推定手段によるラジアル速度の推定理論精度とを比較して、推定理論精度が高い方の目標情報推定手段の処理結果を選択する選択手段を設けたことを特徴とするレーダ装置。 It is comprised from the radar apparatus of Claim 1 or Claim 2, and the radar apparatus of Claim 5.
Comparing the estimation theoretical accuracy of the radial velocity by the target information estimation means in the radar device according to claim 1 and the estimation theoretical accuracy of the radial velocity by the target information estimation means in the radar device according to claim 5, A radar apparatus comprising a selection means for selecting a processing result of a target information estimation means having a higher estimation theoretical accuracy.
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Cited By (3)
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|---|---|---|---|---|
| CN105116393A (en) * | 2015-06-12 | 2015-12-02 | 中国电子科技集团公司第四十一研究所 | Method for estimating flight height of high-altitude object and radar sectional area based on position fingerprint |
| KR20180012222A (en) * | 2016-07-26 | 2018-02-05 | 세미컨덕터 콤포넨츠 인더스트리즈 엘엘씨 | Obstacle monitoring using motion-compensated distance |
| RU2799002C1 (en) * | 2022-05-30 | 2023-06-30 | федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Донской государственный технический университет", (ДГТУ) | Method for monopulse measurement of the radial velocity of objects |
-
2011
- 2011-04-28 JP JP2011101014A patent/JP2012233739A/en not_active Withdrawn
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