JP2016151424A - Radar system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、車両を含む移動装置に搭載されたレーダ装置に関する。 The present invention relates to a radar device mounted on a mobile device including a vehicle.
周囲に存在する物体（物標、ターゲット）により反射された反射波信号をアレーアンテナにて受信し、各受信アンテナが受信した受信信号の位相差を測定することで、ターゲットの反射波信号の到来方向を推定するレーダ装置が知られている。 The reflected wave signal reflected by surrounding objects (targets, targets) is received by the array antenna, and the phase difference of the received signals received by each receiving antenna is measured, so that the reflected wave signal of the target arrives. A radar device that estimates a direction is known.
特に、移動装置、例えば車両等において、ターゲットとの接触を防止し安全性を向上させるために、車両の周囲の物体、例えば他の車両や障害物、歩行者等をターゲットとして、それらからの反射波の到来方向を推定するレーダ装置がある。 In particular, in order to prevent contact with the target and improve safety in a mobile device such as a vehicle, reflection from the object around the vehicle such as another vehicle, an obstacle, a pedestrian, etc. There are radar devices that estimate the direction of arrival of waves.
このように複数の受信アンテナにおける反射波の位相差により反射波の到来方向を推定するレーダ装置において、ターゲットからの反射波の、車両を基準とした到来方向は、一般にアレーアンテナで得られた到来方向とアレーアンテナの取り付け軸となす角度の形式で得られる。このため、アレーアンテナの取り付け軸が傾き、軸ずれを起こしていた場合、車両を基準とした反射波の到来方向を正確に推定することができない。このため、受信アレーアンテナの取り付け軸の軸ずれを検出することができるレーダ装置が要望されていた。 In the radar apparatus that estimates the arrival direction of the reflected wave based on the phase difference of the reflected waves at the plurality of receiving antennas as described above, the arrival direction of the reflected wave from the target with respect to the vehicle is generally the arrival obtained by the array antenna. It is obtained in the form of the angle between the direction and the mounting axis of the array antenna. For this reason, when the mounting axis of the array antenna is inclined and the axis is displaced, the arrival direction of the reflected wave with reference to the vehicle cannot be accurately estimated. For this reason, there has been a demand for a radar apparatus that can detect a deviation of the mounting axis of the receiving array antenna.
受信アレーアンテナの取り付け軸の軸ずれを検出する技術として、例えば特許文献１に開示されたレーダ装置がある。特許文献１に開示されたレーダ装置は、軸ずれがなく、レーダの走査角の中心方向と車両の進行方向とが一致している場合には、各ターゲットは個々に自在な方向へ移動しつつもターゲット全体の横方向の速度の平均が０に近くなるという前提の下、全ターゲットの横方向の速度の平均の大きさに基づいて軸ずれを検出している。
For example, there is a radar device disclosed in
しかしながら、特許文献１に開示されたレーダ装置では、レーダの走査角の中心方向と車両の進行方向とのずれを検出する仕様上、受信アレーアンテナが車両前部（あるいは後部）に取り付けられる必要がある。このため、受信アレーアンテナが車両の前側方、側面部、後側方等に取り付けられることはできず、受信アレーアンテナの取り付け位置の自由度が低いという問題があった。
However, in the radar apparatus disclosed in
また、特許文献１に開示されたレーダ装置では、レーダ装置の走査角は車両の進行方向と一致している必要があるため、受信アレーアンテナを車両進行方向に対して斜めに向けることができず、受信アレーアンテナの取り付け方向の自由度も低いという問題があった。
Further, in the radar apparatus disclosed in
本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、移動装置に対して受信アレーアンテナを自由な方向や角度で取り付けることできるとともに、受信アレーアンテナの取り付け軸の軸ずれを正確に検出することができるレーダ装置を提供する。 The present invention has been made to solve such a problem. The receiving array antenna can be attached to the mobile device in any direction and angle, and the axis deviation of the receiving array antenna can be accurately adjusted. Provided is a radar apparatus capable of detecting the above.
本発明のレーダ装置は、移動装置に搭載され、レーダ送信信号の静止物体または移動物体による反射波である反射波信号を複数の受信アンテナにより受信するレーダ装置であって、前記複数の受信アンテナにより受信した反射波信号の到来方向を、複数の送信周期に亘って、推定した複数の推定値を算出する方向推定部と、前記算出された複数の推定値のうち、ドップラー周波数成分がゼロである推定値を抽出する抽出部と、前記抽出された複数の推定値の数が最も多い範囲に対応する反射波信号の推定到来方向、に基づいて前記受信アンテナの取り付け角度を検出する軸検出部と、を有する。 A radar apparatus of the present invention is a radar apparatus that is mounted on a mobile device and receives reflected wave signals, which are reflected waves of a stationary object or a moving object of a radar transmission signal, by a plurality of receiving antennas. A direction estimation unit that calculates a plurality of estimated values obtained by estimating the arrival direction of the received reflected wave signal over a plurality of transmission periods, and a Doppler frequency component is zero among the calculated plurality of estimated values An extraction unit that extracts an estimated value; and an axis detection unit that detects an attachment angle of the reception antenna based on an estimated arrival direction of a reflected wave signal corresponding to a range where the number of the extracted plurality of estimated values is the largest. Have.
本発明によれば、移動装置に対して受信アレーアンテナを自由な方向や角度で取り付けることができるとともに、受信アレーアンテナの取り付け軸の軸ずれを正確に検出することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, while being able to attach a receiving array antenna with a free direction and angle with respect to a moving apparatus, the axial shift of the attachment axis | shaft of a receiving array antenna can be detected correctly.
以下に、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。 Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings.
まず、各実施の形態におけるレーダ装置と車両の位置関係について説明する。以下の各実施の形態では、図１に示すように、例えば車両ＶＥの前方右側方にレーダ装置１が設置される。（なお、図１は車両の天頂図を示している。）ただし、本発明では車両においてレーダ装置が設置される位置は限定されない。車両におけるレーダ装置の位置は、例えば、車両の前方左側方や後方の側方、側面中央部等でもよい。
First, the positional relationship between the radar apparatus and the vehicle in each embodiment will be described. In each of the following embodiments, as shown in FIG. 1, for example, the
レーダ装置１は、複数、例えばＮａ個（Ｎａは自然数）の受信アンテナを有する。複数の受信アンテナはアレーアンテナを構成する。複数の受信アンテナが向いている方向を、レーダ軸方向ＲＡと称する。レーダ軸方向ＲＡは、アレーアンテナのアレー開口面、すなわち、例えばアレーアンテナが配設されている基板に対して垂直な方向である。
The
以下の各実施の形態において、レーダ軸方向ＲＡと、車両ＶＥの真横方向Ｓとのなす角を、レーダ装置１の設置角度φ０と称する。車両ＶＥの真横方向Ｓは、車両ＶＥの前方向ＦＲに対して垂直な方向である。レーダ装置１の設置角度φ０は、求められるレーダの検出範囲及び設置容易性に応じて設定されることが好ましい。なお、以下の実施の形態では、レーダ装置１が車両ＶＥの前方右側方にあることが想定されている。このため、φ０は０から９０度までの値を取りうる。
In each of the following embodiments, an angle formed by the radar axis direction RA and the lateral direction S of the vehicle VE is referred to as an installation angle φ 0 of the
［本発明の実施の形態に至る経緯］
次に、下記説明する本発明の実施の形態に至る経緯について説明する。
[Background to the embodiment of the present invention]
Next, the background to the embodiment of the present invention described below will be described.
車両ＶＥが直進する場合、ある静止したターゲットＳＴから得られるレーダ送信信号と受信信号（反射波）との周波数偏移、すなわちドップラー周波数ｆｄは、次の式（１）のように表される。
ただし、式（１）において、Ｖｃは車両ＶＥの速度、θ０は車両ＶＥの真横方向Ｓと静止物体（静止ターゲット）ＳＴとのなす角、λはレーダ送信信号のキャリア周波数の波長である。ここで、静止ターゲットＳＴが車両ＶＥのレーダ装置が取り付けられている側に存在することが想定されている。このため、θ０は−９０度から９０度までの値である。 However, in the formula (1), the V c the speed of the vehicle VE, theta 0 is the angle between just beside direction S of the vehicle VE between the stationary object (stationary target) ST, lambda is the wavelength of the carrier frequency of the radar transmission signal . Here, it is assumed that the stationary target ST exists on the side where the radar device of the vehicle VE is attached. Therefore, θ 0 is a value from −90 degrees to 90 degrees.
この式（１）から、車両ＶＥが直進している場合において、ドップラー周波数ｆｄは、車両速度Ｖｃによらず、θ０＞０で正、θ０＜０で負となり、θ０＝０で０となる。ここで、車両ＶＥの真横方向Ｓから進行方向へなす角度が正、反対方向へなす角度が負と仮定される。θ０＝０は、静止ターゲットＳＴが車両ＶＥの真横方向Ｓに存在することを意味する。 From this equation (1), when the vehicle VE goes straight, the Doppler frequency f d, regardless of the vehicle speed V c, in theta 0> 0 positive, theta 0 <0 with a negative, theta 0 = 0 0. Here, it is assumed that the angle formed from the lateral direction S of the vehicle VE in the traveling direction is positive and the angle formed in the opposite direction is negative. θ 0 = 0 means that the stationary target ST exists in the lateral direction S of the vehicle VE.
車両ＶＥが所定の速度で直進しており、車両ＶＥの真横方向Ｓに静止物体（群）、すなわち例えば道路の側壁やガードレール等が存在する場合について考える。上述したように、直進状態の車両ＶＥの真横方向Ｓに静止ターゲットＳＴが存在する場合、当該静止ターゲットＳＴからの反射波のドップラー周波数ｆｄはゼロであり、かつ、車両を基準とした反射波の到来方向は、車両ＶＥの真横方向Ｓである。この場合、図２に示すように、レーダ軸方向ＲＡから見た反射波の到来方向は、レーダ装置の設置角度と一致し、角度φ０である。 Consider a case where the vehicle VE is traveling straight at a predetermined speed and there is a stationary object (group), that is, for example, a road side wall or a guardrail in the lateral direction S of the vehicle VE. As described above, when the stationary target ST exists in the right lateral direction S of the vehicle VE in the straight traveling state, the Doppler frequency f d of the reflected wave from the stationary target ST is zero and the reflected wave with reference to the vehicle The arrival direction of the vehicle VE is the lateral direction S of the vehicle VE. In this case, as shown in FIG. 2, the arrival direction of the reflected wave as seen from the radar axis RA coincides with the installation angle of the radar system, the angle phi 0.
一方、レーダ装置１のアレーアンテナの取り付け軸が軸ずれを起こしている状態について、図２を用いて説明する。
On the other hand, the state in which the mounting axis of the array antenna of the
図２は車両の天頂図を示している。図２において、レーダ装置１のアレーアンテナの取り付け軸は軸ずれを起こし、正規のレーダ軸方向ＲＡから水平方向の軸ずれ角度Δずれた（傾いた）レーダ軸方向ＲＡ’を向いている。この場合、静止ターゲットＳＴからの反射波のドップラー周波数ｆｄは、軸ずれが生じていない場合と同様にゼロである。しかしながら、レーダ装置１による静止ターゲットＳＴからの反射波の推定到来方向は、レーダ軸方向ＲＡから見て、軸ずれ角度Δが加味され、角度φ０＋Δとなる。
FIG. 2 shows a zenith view of the vehicle. In FIG. 2, the mounting axis of the array antenna of the
すなわち、レーダ装置１のアレーアンテナの取り付け軸が正規の方向からずれていない場合には、車両ＶＥの真横方向Ｓに存在する静止ターゲットからの反射波の水平方向の到来方向は、レーダ軸方向ＲＡから見て角度φ０となる。一方、レーダ装置１のアレーアンテナの取り付け軸が正規の方向からずれて（傾いて）いる場合には、車両ＶＥの真横方向Ｓに存在する静止ターゲットＳＴからの反射波の到来方向は、レーダ軸方向ＲＡから見て角度φ０＋Δとなる。
That is, when the mounting axis of the array antenna of the
したがって、車両ＶＥの真横方向Ｓに存在する静止ターゲットＳＴからの反射波到来方向を推定し、既知のレーダ装置の設置角度と比較することで、レーダ装置１のアレーアンテナ取り付け軸の軸ずれが検出される。
Therefore, by estimating the arrival direction of the reflected wave from the stationary target ST present in the lateral direction S of the vehicle VE and comparing it with the installation angle of the known radar device, the axis deviation of the array antenna mounting axis of the
なお、レーダ装置１による反射波の到来方向推定処理の方法については、詳しくは後述する本発明の実施の形態において説明する。
The method of estimating the arrival direction of the reflected wave by the
以上説明した軸ずれ角度算出方法では、車両ＶＥの真横方向Ｓにある静止ターゲットＳＴからの反射波を、そのドップラー周波数ｆｄがゼロであることにより特定できることが前提であった。しかしながら、実際には、車両ＶＥの真横方向Ｓにある静止ターゲットＳＴ以外のターゲットからも、ドップラー周波数ｆｄがゼロとなる反射波が返ってくる場合があることがわかっている。 The axis deviation angle calculation method described above is based on the premise that the reflected wave from the stationary target ST in the lateral direction S of the vehicle VE can be identified by its Doppler frequency fd being zero. However, in practice, it has been found that a reflected wave with a Doppler frequency fd of zero may be returned from targets other than the stationary target ST in the lateral direction S of the vehicle VE.
図３は、ドップラー周波数成分がゼロとなる移動ターゲットについて説明するための図である。図３は車両の天頂図を示している。ここでは、レーダ装置１のアレーアンテナの取り付け軸は、真横方向Ｓとなるように取り付けた場合を一例として示す。車両ＶＥの側面方向において、真横方向Ｓとθ１の角度をなす方向ＲＴに移動する移動ターゲットＭＴが想定されている。ここで、移動ターゲットＭＴが、車両速度Ｖｃで発生するＲＴ方向の速度成分−Ｖｃｓｉｎθ１を打ち消す速度Ｖｔ＝Ｖｃｓｉｎθ１でＲＴ方向に移動している場合（あるいは移動ターゲットＭＴが、移動速度のＲＴ方向の速度成分がＶｔ＝Ｖｃｓｉｎθ１となる場合）、すなわち、移動ターゲットＭＴが車両ＶＥの速度Ｖｃにより生じるドップラー効果を打ち消す方向および速度で移動している場合、レーダ装置１で検出されるドップラー周波数はゼロとなる。
FIG. 3 is a diagram for explaining a moving target in which the Doppler frequency component is zero. FIG. 3 shows a zenith view of the vehicle. Here, a case where the mounting axis of the array antenna of the
このように、直進する車両ＶＥの周囲に、方向と速度が所定の値をとる移動ターゲットが存在した場合には、レーダ装置１が軸ずれ検出のためにドップラー周波数がゼロである反射波を抽出しようとしても、車両ＶＥの真横方向Ｓに存在する静止ターゲットからの反射波以外にも、当該移動ターゲットからの反射波も同時に抽出してしまう。移動ターゲットからの反射波は、軸ずれ検出の際には誤差要因となるため、移動ターゲットからの反射波を同時に抽出すると軸ずれの検出精度が落ちてしまう事態が生じる。
As described above, when there is a moving target having a predetermined direction and speed around the vehicle VE that travels straight, the
上述した事態は、例えば、車両ＶＥが同一方向へ移動するための複数の走行車線を有する道路を走行しており、車両ＶＥとは他の車線に車両速度Ｖｃと近い速度で走行する他の車両が存在する場合に生じることが考えられる。 Situation described above, for example, a vehicle VE is traveling on a road having a plurality of traveling lanes for moving in the same direction, other traveling at the vehicle speed V c and the speed near to the other lanes the vehicle VE This may occur when a vehicle is present.
ただし、ドップラー周波数がゼロである反射波のうち、移動ターゲットによる反射波はターゲットが常に移動しているために観測時間を長くすることで、相対的に数が少なくなり、静止ターゲットからの反射波が多くを占めるようになると考えられる。 However, among the reflected waves with a Doppler frequency of zero, the number of reflected waves from the moving target is relatively small because the target is constantly moving. Will probably dominate.
そこで、各実施の形態では、このような事態を回避するために、例えば、十分に長い時間反射波の到来方向の推定を行い、ドップラー周波数がゼロとなる複数の反射波の推定到来方向のうち、最も多い到来方向を車両ＶＥの真横方向Ｓにある静止ターゲットからの反射波であるとして、軸ずれの検出を行う。 Therefore, in each embodiment, in order to avoid such a situation, for example, the arrival direction of the reflected wave is estimated for a sufficiently long time, and among the estimated arrival directions of the reflected waves with the Doppler frequency being zero, Assuming that the most arrival directions are reflected waves from the stationary target in the lateral direction S of the vehicle VE, the axis deviation is detected.
以下、上記説明した経緯により導出した各実施の形態の詳細を説明する。 Details of each embodiment derived from the above-described process will be described below.
＜実施の形態＞
本発明の実施の形態１のレーダ装置１の構成および動作について図面と関連づけて説明する。図４は、実施の形態１のレーダ装置１の構成の一例を示す図である。図４に示すように、レーダ装置１は、レーダ送信部２と、レーダ受信部３と、基準信号生成部４と、ＥＣＵ（Electronic Control Unit）５と、車速センサ６と、ハンドル角度センサ７と、を有する。
<Embodiment>
The configuration and operation of the
レーダ送信部２は、レーダ送信信号を生成し送信する。レーダ受信部３は、レーダ送信信号がターゲットによって反射された反射波を受信し、当該反射波に基づいて受信アンテナの取り付け軸の軸ずれを検出する。基準信号生成部４は、送信周期の基準となるリファレンス信号をレーダ送信部２およびレーダ受信部３に出力する。ＥＣＵ５は、車速センサ６およびハンドル角度センサ７から自車両の車速やハンドル操作角度等の情報を取得し、レーダ受信部３に出力する。
The
［レーダ送信部２］
レーダ送信部２は、レーダ送信信号生成部２１、送信ＲＦ部２２、送信アンテナ２３を有する。
[Radar transmitter 2]
The
レーダ送信信号生成部２１は、基準信号生成部４からのリファレンス信号を所定倍に逓倍したタイミングクロックを生成し、それを基にベースバンドのレーダ送信信号を所定のレーダ送信周期Ｔｒにて繰り返し出力する。
The radar transmission
図５は、レーダ送信信号生成部２１が生成するレーダ送信信号の一例を示す図である。実施の形態１のレーダ装置では、レーダ送信信号生成部２１が符号化パルスを生成することが想定されている。
FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a radar transmission signal generated by the radar transmission
例えばレーダ送信周期Ｔｒの符号送信区間Ｔｗ［秒］において、符号長Ｌの符号系列Ｃｎは、１つの符号あたり送信基準クロック信号のＮｏ［個］のサンプルを用いて変調される。ここで、ｎは１からＬである。Ｌ（０より大きい整数）は符号系列Ｃｎの符号長を表す。 For example, in the code transmission section T w [seconds] of the radar transmission cycle T r , the code sequence Cn having a code length L is modulated using N o [number] samples of transmission reference clock signals per code. Here, n is 1 to L. L (0 integer greater than) represents the code length of the code sequence C n.
レーダ送信信号生成部２１におけるサンプリングレートは（Ｎｏ×Ｌ）／Ｔｗとする。レーダ送信信号生成部２１は、レーダ送信周期Ｔｒの符号送信区間Ｔｗ［秒］ではＮｒ（＝Ｎｏ×Ｌ）［個］のサンプルを用いて変調する。レーダ送信信号生成部２１は、レーダ送信周期Ｔｒの無信号区間（Ｔｒ−Ｔｗ）［秒］ではＮｕ［個］のサンプルを用いて変調する。
The sampling rate in the radar
レーダ送信信号生成部２１は、符号長Ｌの符号系列Ｃｎの変調によって、下記式（２）に示すベースバンドの送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）を周期的に生成する。
なお、式（２）において、ｋはレーダ送信周期Ｔｒの開始タイミングを基準（ｋ＝１）とした時刻であり、送信信号の生成タイミング（サンプルタイミング）を表す離散時刻である。ｋは１から（Ｎｒ＋Ｎｕ）までの離散値をとる。ｊは虚数単位である。Ｍはレーダ送信信号のレーダ送信周期Ｔｒの序数を表す。 In Equation (2), k is a time based on the start timing of the radar transmission cycle Tr (k = 1), and is a discrete time representing the generation timing (sample timing) of the transmission signal. k takes a discrete value from 1 to (N r + N u ). j is an imaginary unit. M represents the ordinal number of the radar transmission period Tr of the radar transmission signal.
すなわち、送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）は、第Ｍ番目のレーダ送信周期Ｔｒの離散時刻ｋにおける送信信号を表し、同相信号成分Ｉ（ｋ，Ｍ）と、虚数単位ｊが乗算された直交信号成分Ｑ（ｋ，Ｍ）を用いて示される。 That is, the transmission signal r (k, M) represents a transmission signal at a discrete time k in the Mth radar transmission cycle Tr , and is multiplied by the in-phase signal component I (k, M) and the imaginary unit j. It is shown using the quadrature signal component Q (k, M).
送信ＲＦ（Radio Frequency）部２２は、レーダ送信信号生成部２１から出力されるベースバンドのレーダ送信信号を、周波数変換によりキャリア周波数帯でのレーダ送信信号とし、送信増幅器により所定の送信電力Ｐ［ｄｂ］に増幅して出力する。
A transmission RF (Radio Frequency)
送信アンテナ２３は、送信ＲＦ部２２の出力を空間に放射する。
The
［レーダ送信信号生成部２１の内部構成］
レーダ送信信号生成部２１は、符号生成部２１１と、変調部２１２と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）２１３と、を有する。
[Internal configuration of radar transmission signal generator 21]
The radar transmission
符号生成部２１１は、レーダ送信周期Ｔｒ毎に、符号長Ｌの符号系列Ｃｎの送信符号を生成する。符号系列Ｃｎの要素は、例えば、［−１，１］の２値、若しくは［１，−１，ｊ，−ｊ］の４値を用いて構成される。送信符号は、レーダ受信部３が受信する反射波信号の低サイドローブ特性を得るために、例えば相補符号のペアを構成する符号系列、Ｂａｒｋｅｒ符号系列、ＰＮ（Pseudorandom Noise）符号、Ｇｏｌａｙ符号系列、Ｍ系列符号、及びスパノ（Spano）符号を構成する符号系列のうち少なくとも１つを含む符号であることが好ましい。符号生成部２１１は、生成された符号系列Ｃｎの送信符号を変調部２１２に出力する。以下、符号系列Ｃｎの送信符号を、便宜的に送信符号Ｃｎと記載する。
The
符号生成部２１１において、送信符号Ｃｎとして相補符号（例えば、Ｇｏｌａｙ符号系列、スパノ符号系列）のペアを生成する場合は、２個のレーダ送信周期（２Ｔｒ）を用いて、レーダ送信周期毎に交互にペアとなる送信符号Ｐｎ，Ｑｎをそれぞれ生成する。すなわち、符号生成部２１１は、第Ｍ番目のレーダ送信周期では相補符号のペアを構成する一方の送信符号Ｐｎを生成して変調部２１２に出力し、続く第（Ｍ＋１）番目のレーダ送信周期では相補符号のペアを構成する他方の送信符号Ｑｎを生成して変調部２１２に出力する。同様に、符号生成部２１１は、第（Ｍ＋２）番目以降のレーダ送信周期では、第Ｍ番目及び第（Ｍ＋１）番目の２個のレーダ送信周期を一つの単位として、送信符号Ｐｎ，Ｑｎを繰り返し生成して変調部２１２に出力する。
When the
変調部２１２は、符号生成部２１１が生成した送信符号をパルス変調し、式（２）に示すベースバンドにおける送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）を生成する。パルス変調は、振幅変調（ＡＳＫ：Amplitude Shift Keying）または位相変調（ＰＳＫ：Phase Shift Keying）である。変調部２１２は、送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）をＬＰＦ２１３に出力する。
The
ＬＰＦ２１３は、変調部２１２から取得した送信信号ｒ（ｋ，ｍ）のうち、予め設定された制限帯域以下の信号を取り出して出力する。
The
なお、上述したレーダ送信信号生成部２１の例では、符号生成部２１１が基準信号生成部４の出力するリファレンス信号に基づきパルス圧縮符号を生成し、変調部２１２がパルス変調または位相変調を行いベースバンドのレーダ送信信号を生成していた。しかしながら、例えば図６に示すように、レーダ送信信号生成部２１は、符号生成部２１１で生成するような符号系列をあらかじめ記憶し、順次巡回的に符号系列を読み出して出力する符号記憶部２１４と、符号記憶部の出力をアナログのベースバンド信号に変換して出力するＤ／Ａ（Digital/Analog）変換部２１５と、を有する構成を有していてもよい。
In the example of the radar transmission
［レーダ受信部３］
次に、レーダ受信部３の各構成について説明する。レーダ受信部３は、複数（Ｎａ）個の受信アンテナそれぞれに対応する複数のアンテナ系統処理部３１＿１〜３１＿Ｎａと、方向推定部３２と、抽出部３３と、移動検出部３４と、レーダ軸ずれ検出部３５と、レーダ軸ずれ補正部３６と、異常通知部３７と、を有する。
[Radar receiver 3]
Next, each configuration of the radar receiver 3 will be described. The radar receiving unit 3 includes a plurality of antenna system processing units 31_1 to 31_N a corresponding to a plurality of (N a ) receiving antennas, a
［アンテナ系統処理部３１］
アンテナ系統処理部３１＿１〜３１＿Ｎａは、複数の受信アンテナ４０＿１〜４０＿Ｎａによって受信された受信信号に基づいてドップラー周波数解析を行う。アンテナ系統処理部３１＿１〜３１＿Ｎａは、それぞれ同一の構成を有するため、以下ではアンテナ系統処理部３１＿１の構成を例示して説明する。ただし、１番目のアンテナ系統処理部であることを示す符号＿１については必要がない限り省略して記載することとする。
[Antenna system processing unit 31]
The antenna system processing units 31_1 to 31_N a perform Doppler frequency analysis based on the reception signals received by the plurality of reception antennas 40_1 to 40_N a . Antenna system processor 31_1 to 31_n a, since each having the same configuration, the following description will illustrate the configuration of the antenna system processing unit 31_1. However, the symbol _1 indicating the first antenna system processing unit will be omitted unless necessary.
［アンテナ系統処理部３１の内部構成］
アンテナ系統処理部３１は、受信アンテナ４０、受信ＲＦ部５０、信号処理部６０を有する。
[Internal configuration of antenna system processing unit 31]
The antenna
受信アンテナ４０は、レーダ送信部２から送信されたレーダ送信信号がターゲット（物標）によって反射されて返ってきた反射波を受信する。受信アンテナ４０により受信された高周波のレーダ受信信号は、受信ＲＦ部５０に出力される。
The receiving
［受信ＲＦ部５０の内部構成］
受信ＲＦ部５０は、高周波のレーダ受信信号を、ベースバンドの受信信号に変換して信号処理部６０に出力する。
[Internal Configuration of Reception RF Unit 50]
The
受信ＲＦ部５０は、増幅器５１と、周波数変換部５２と、直交検波部５３と、を有する。
The
増幅器５１は、受信アンテナ４０が受信したレーダ受信信号の信号レベルを所定の信号レベルに増幅して周波数変換部５２に出力する。
The
周波数変換部５２は、増幅器５１が増幅したレーダ受信信号と、基準信号生成部からのリファレンス信号とを用いて、高周波数帯域におけるレーダ受信信号をベースバンドにダウンコンバートすることで、ベースバンドの受信信号を生成する。
The
直交検波部５３は、周波数変換部５２が生成したベースバンドの受信信号を直交検波することで、同相信号（Ｉ信号：In-phase signal）および直交信号（Ｑ信号：Quadrate signal）により構成される受信信号を生成する。直交検波部５３は、ベースバンドの受信信号のうち、Ｉ信号を後述するＡ／Ｄ変換部６１に、Ｑ信号を後述するＡ／Ｄ変換部６２に出力する。
The
［信号処理部６０の内部構成］
信号処理部６０は、Ａ／Ｄ変換部６１と、Ａ／Ｄ変換部６２と、相関演算部６３と、加算部６４と、ドップラー周波数解析部６５と、を有する。
[Internal Configuration of Signal Processing Unit 60]
The
Ａ／Ｄ変換部６１は、直交検波部５３が生成したベースバンドのＩ信号を離散時刻ｋ毎にサンプリングし、アナログのＩ信号をデジタルデータに変換する。そして、Ａ／Ｄ変換部６１は、デジタルデータのＩ信号成分を相関演算部６３に出力する。
The A /
具体的には、Ａ／Ｄ変換部６１は、レーダ送信部２が生成した送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）の１つのパルス幅（パルス時間）Ｔｐ（＝Ｔｗ／Ｌ）毎にＮｓ［個］のサンプルをサンプリングする。すなわち、Ａ／Ｄ変換部６１のサンプリングレートは（Ｎｓ×Ｌ）／Ｔｗ＝Ｎｓ／Ｔｐとなり、１パルス毎のオーバーサンプル数はＮｓである。
Specifically, the A /
Ａ／Ｄ変換部６２は、直交検波部５３が生成したベースバンドのＱ信号を離散時刻ｋ毎にサンプリングし、アナログのＩ信号をデジタルデータに変換して、相関演算部６３に出力する。ここで、Ａ／Ｄ変換部６２のサンプリングレートはＮｓ／Ｔｐとなり、１パルス毎のオーバーサンプル数はＮｓである。
The A /
以下の式（３）は、Ａ／Ｄ変換部６１および６２の出力信号である、第Ｍ番目のレーダ送信周期Ｔｒの離散時刻ｋにおけるベースバンドの受信信号を、Ｉ信号成分Ｉｒ（ｋ，Ｍ）及びＱ信号成分Ｑｒ（ｋ，Ｍ）を用いて、複素信号ｘ（ｋ，Ｍ）として示したものである。
図７は、レーダ装置１におけるレーダ送信信号タイミングと受信信号との関係を示す図である。図７（ａ）に示すタイミングチャートは、レーダ送信信号の送信タイミングを表している。アンテナ系統処理部３１は、図７（ａ）に示すタイミングチャートにおける離散時刻ｋ＝１、すなわち各レーダ送信周期Ｔｒの開始タイミングから、レーダ送信周期Ｔｒが終了する前までのサンプルタイミングであるｋ＝Ｎｓ（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏまでを信号処理区間として周期的に動作する。
FIG. 7 is a diagram illustrating a relationship between the radar transmission signal timing and the reception signal in the
図７（ｂ）に示すタイミングチャートは、遅延時間τ１のレーダ受信信号の受信タイミングを表している。図７（ｃ）に示すタイミングチャートは、遅延時間τ２のレーダ受信信号の受信タイミングを表している。離散時刻ｋ＝Ｎｒ×（Ｎｓ／Ｎｏ）は、各レーダ送信周期Ｔｒにおける符号送信区間Ｔｗの終了直前時点を示す。以下、Ａ／Ｄ変換部６１および６２の出力信号であるデジタルの受信信号ｘ（ｋ，Ｍ）を離散サンプル値ｘ（ｋ，Ｍ）と称する。
The timing chart shown in FIG. 7B represents the reception timing of the radar reception signal with the delay time τ 1 . The timing chart shown in FIG. 7 (c) represents the reception timing of the delay time tau 2 of the radar received signals. The discrete time k = N r × (N s / N o ) indicates the time immediately before the end of the code transmission section T w in each radar transmission cycle T r . Hereinafter, the digital received signal x (k, M) that is an output signal of the A /
相関演算部６３は、基準信号生成部４が生成したリファレンス信号を所定倍に逓倍したリファレンス信号に基づいて、離散時刻ｋ毎に、符号長Ｌの送信符号を周期的に生成する。ｎは１からＬまでの整数であり、Ｌは符号系列Ｃｎの符号長を表す。
The
相関演算部６３は、Ａ／Ｄ変換部６１および６２の出力としての各離散サンプル値Ｉｒ（ｋ，Ｍ）およびＱｒ（ｋ，Ｍ）により表される、受信信号としての離散サンプル値ｘ（ｋ，Ｍ）と、送信符号Ｃｎとのスライディング相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）とを演算し、レーダ送信信号の送信開始時からの遅延時間τを測定する。ＡＣ（ｋ，Ｍ）は、第Ｍ番目の送信周期の離散時刻ｋにおけるスライディング相関値を表す。
The
具体的には、相関演算部６３は、図７（ｂ）のタイミングチャートに示す各レーダ送信周期Ｔｒ、すなわち、各離散時刻ｋ（ｋは１からＮｓ（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏまで）に対して、以下の式（４）を用いてスライディング相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を演算する。そして、相関演算部６３は演算した離散時刻ｋ毎のスライディング相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を加算部６４に出力する。式（４）における＊（アスタリスク）は、複素共役演算子である。
図７（ｂ）のタイミングチャートは、レーダ送信信号の送信開始時から遅延時間τ１の経過後にレーダ受信信号を受信したレーダ受信部３における測定期間の範囲を示している。図７（ｃ）のタイミングチャートは、レーダ送信信号の送信開始時から遅延時間τ２の経過後にレーダ受信信号を受信したレーダ受信部３における測定期間の範囲を示している。 The timing chart of FIG. 7B shows the range of the measurement period in the radar receiver 3 that has received the radar reception signal after the delay time τ 1 has elapsed since the start of transmission of the radar transmission signal. The timing chart of FIG. 7C shows the range of the measurement period in the radar receiver 3 that has received the radar reception signal after the delay time τ 2 has elapsed since the start of transmission of the radar transmission signal.
遅延時間τ１及びτ２は、それぞれ以下の式（５）および式（６）により示される。
なお、相関演算部６３は、レーダ装置１の測定対象となる物体の存在範囲に応じて、測定レンジ、即ちスライディング相関値ＡＣ（ｋ，ｍ）の演算範囲を示す離散時刻ｋの範囲をさらに限定してもよい。これにより、レーダ装置１は、相関演算部６３の演算量を低減できるので、レーダ受信部３の消費電力量を低減できる。
The
この場合、相関演算部６３がレーダ送信信号のレーダ送信周期Ｔｒのうち符号送信区間Ｔｗを測定期間から除外することになる。したがって、レーダ送信信号がターゲットからの反射ではなく直接回り込んで受信されるような場合でも、その影響を排除した測定を行うことができる。このような離散時刻ｋの範囲限定を行う場合には、以下説明する各処理においても同様に離散時刻ｋの範囲を限定して処理を行う。
In this case, the
加算部６４は、複数Ｎｐ（Ｎｐは１以上の整数値）回に亘るレーダ送信周期Ｔｒの期間（Ｔｒ×Ｎｐ）において、離散時刻ｋ毎の相関演算部６３の出力である相関演算値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を加算する。すなわち、加算部６４は、下記式（７）に示すように、第｛Ｎｐ（ｍ−１）＋１｝番目のレーダ送信周期Ｔｒにおける相関値であるＡＣ（ｋ，Ｎｐ（ｍ−１）＋１）から、第（Ｎｐ×ｍ）番目のレーダ送信周期Ｔｒにおける相関値ＡＣ（ｋ，Ｎｐ×ｍ）を単位として、離散時刻ｋのタイミングをそろえて各相関値を加算する。ここで、ｍは自然数である。
加算部６４は、加算結果ＣＩ（ｋ，ｍ）をドップラー周波数解析部６５に出力する。
The adding
このように、加算部６４は、Ｎｐ回にわたる加算を行う時間範囲において、ターゲットからの反射波の受信信号が高い相関を有する範囲において加算を行う。これにより、反射波の受信品質（ＳＮＲ）を高めることができるので、ターゲットの到来距離の推定に関する測定性能が向上する。
Thus, the
なお、理想的な加算利得が得られるためには、加算区間に亘り位相成分がある程度の範囲で揃うという条件が必要である。このため、本実施の形態１では、測定対象となるターゲットの想定最大移動速度に基付いて加算回数Ｎｐを設定する。これは、ターゲットの想定最大速度が大きいほどターゲットからの反射波に含まれるドップラー周波数の変動の影響で時間相関の高い時間の期間が短くなり、Ｎｐが小さい値となるため、加算による利得向上効果が小さくなるからである。 In order to obtain an ideal addition gain, it is necessary to satisfy the condition that the phase components are aligned within a certain range over the addition section. Therefore, in the first embodiment, it sets the number of additions N p with groups on the speculative maximum moving speed of the measurement targets. This is because the shorter the time duration of high temporal correlation with the influence of fluctuations in the Doppler frequency contained in the reflected wave from the target as anticipated maximum speed of the target is large, N p is a small value, the gain improvement by adding This is because the effect is reduced.
ドップラー周波数解析部６５は、予め用意しておいた、２Ｎｆ個の異なるドップラー周波数ｆｓΔφに応じた位相変動φ（ｆｓ）＝2πｆｓ（Tr×Np）ΔΦを補正係数として用いて、離散時刻ｋ毎に得られた加算部６４のＮｃ個の出力としての加算結果ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１）からＣＩ（ｋ，Ｎｃ×ｗ）までを単位としてコヒーレント積分する（式（８）参照）。
式（８）において、Δφは、検出されるドップラー周波数成分の範囲を調整するパラメータであり、想定する静止物体又は移動物体のドップラー周波数成分の範囲に応じて予め設定された値であり、位相回転単位（所定値）である。 In the equation (8), Δφ is a parameter for adjusting the range of the detected Doppler frequency component, and is a value set in advance according to the range of the Doppler frequency component of the assumed stationary object or moving object. Unit (predetermined value).
すなわち、ドップラー周波数解析部６５は、予め用意した補正係数を、位相変動が未知である受信信号に乗算し、乗算結果の値が高い値となる補正係数を受信信号の位相変動として判断する。
That is, the Doppler
なお、式（８）に示す演算は、サンプリング間隔Ｔｍ＝（Ｔｒ×Ｎｐ）、サンプリング周波数ｆｍ＝１／Ｔｍとして、加算部６４の出力を離散フーリエ変換する処理に相当する。ｗは１以上の整数であり、レーダ送信周期ＴｒのＮｐ×Ｎｃ回毎の繰り返し回数を表す。例えばｗ＝１であれば、１回目のレーダ送信周期ＴｒからＮｐ×Ｎｃ回目のレーダ送信周期Ｔｒまでの合計Ｎｐ×Ｎｃ個のレーダ送信周期Ｔｒを表している。したがって、ドップラー周波数解析部６５は、レーダ送信周期ＴｒがＮｐ×Ｎｃ回繰り返す度に、式（８）に示すコヒーレント積分結果を出力する。
The calculation shown in Expression (8) corresponds to a process of performing discrete Fourier transform on the output of the
また、式（８）において、Ｎａｎｔは、アンテナ系統処理部の序数（番号）、即ち１からＮａまでの定数である。さらに、式（８）において、指数関数部分（ｅｘｐ成分）は、物体の移動に応じて反射波信号に含まれた位相変動Δφ（ｆｓ）を打ち消すための、２Ｎｆ個の異なるドップラー周波数ｆｓΔφに応じた位相変動のキャンセル量を表す。ｑは、１からＮｃまでの整数であり、ドップラー周波数解析部６５におけるコヒーレント積分の回数の範囲を表す。
Further, in the equation (8), N ant is a constant ordinal antenna system processing unit (ID), i.e. from 1 to N a. Furthermore, in the equation (8), the exponential function part (exp component) is 2N f different Doppler frequencies f for canceling the phase fluctuation Δφ (f s ) included in the reflected wave signal in accordance with the movement of the object. s represents the amount of phase variation cancellation according to Δφ. q is an integer from 1 to N c and represents the range of the number of times of coherent integration in the Doppler
ＦＴ＿ＣＩＮａｎｔ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ドップラー周波数解析部６５の第ｗ番目の出力を表し、第Ｎａｎｔ番目のアンテナ系統処理部３１＿Ｎａｎｔの離散時刻ｋにおけるドップラー周波数ｆｓΔφに応じたコヒーレント積分結果を表す。ｋは１から（（Ｎｒ＋Ｎｕ）×Ｎｓ／Ｎｏ）までである。ｆｓは、０を含み、−Ｎｆ＋１からＮｆまでである。ｊは虚数単位である。
FT_CI Nant (k, f s, w) represents the first w-th output of the Doppler
式（８）の演算により、各アンテナ系統処理部３１＿１〜３１＿Ｎａは、レーダ送信周期Ｔｒの（Ｎｐ×Ｎｃ）回分の期間（Ｔｒ×Ｎｐ×Ｎｃ）毎に、離散時刻ｋ毎の２Ｎｆ個のドップラー周波数ｆｓΔφに応じたコヒーレント加算結果としてＦＴ＿ＣＩＮａｎｔ（ｋ，−Ｎｆ＋１，ｗ）からＦＴ＿ＣＩＮａｎｔ（ｋ，Ｎｆ，ｗ）までを算出することができる。 By the calculation of Expression (8), each antenna system processing unit 31_1 to 31_N a is divided into discrete times for (N p × N c ) times (T r × N p × N c ) times of the radar transmission period Tr. From FT_CI Nant (k, −N f +1, w) to FT_CI Nant (k, N f , w) can be calculated as a coherent addition result corresponding to 2N f Doppler frequencies f s Δφ for each k.
また、Ｎｆ＞Ｎｃの場合、ｑ＞Ｎｃとなる領域では、ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋ｑ）＝０となるゼロ埋め処理により、Ｎｆを２のべき乗の数に設定することで、式（８）に示す演算に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を適用することができ、レーダ装置１の演算処理量を低減できる。
In the case where N f > N c, in a region where q> N c , N f is made a power of 2 by zero padding processing where CI (k, N c (w−1) + q) = 0. By setting, fast Fourier transform (FFT) can be applied to the calculation shown in Expression (8), and the calculation processing amount of the
なお、ドップラー周波数解析部６５は、高速フーリエ変換処理を用いず、式（８）に示す演算処理（例えば、離散時刻ｋ毎に得られた加算部６４のＮｃ個の出力であるＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋ｑ））を、係数ｅｘｐ［−ｊ２πｆｓＴｒＮｐｑΔφ］を生成してから逐次的に演算しても良い。なお、ｆｓは０を含み、−Ｎｆ＋１からＮｆまでであり、ｑは１からＮｃまでである。
Note that the Doppler
以上説明したように、複数のアンテナ系統処理部３１＿１〜３１＿Ｎａそれぞれのドップラー周波数解析部６５がそれぞれ演算結果ＦＴ＿ＣＩ１（ｋ，ｆｓ，ｗ）からＦＴ＿ＣＩＮａ（ｋ，ｆｓ，ｗ）までを出力する。アンテナ系統処理部３１＿１〜３１＿Ｎａは、これらの演算結果を式（９）に示すように相関ベクトルｈ（ｋ，ｆｓ，ｗ）として方向推定部３２に出力する。
なお、式（９）に示す相関ベクトルｈ（ｋ，ｆｓ，ｗ）ではなく、複数のアンテナ系統処理部３１＿１〜３１＿Ｎａのうちいずれかのアンテナ系統処理部を基準位相として相関ベクトルを算出してもよい（式（１０）参照）。式（１０）において、上付き添え字のアスタリスク（＊）は、複素共役演算子を示す。
［方向推定部３２］
方向推定部３２は、第１番目のアンテナ系統処理部３１＿１から第Ｎａ番目のアンテナ系統処理部３１＿Ｎａまでのうち、ｗ番目のドップラー周波数解析部６５からの相関ベクトルｈ（ｋ、ｆｓ，ｗ）に基づいて、下記式（１１）により、アレー補正値を用いて複数のアンテナ系統処理部３１＿１〜３１＿Ｎａ間の位相偏差及び振幅偏差を補正した相関ベクトルｈ＿ａｆｔｅｒ＿ｃａｌ（ｋ、ｆｓ，ｗ）を算出し、到来反射波の受信アンテナ間の位相差に基づいて方向推定処理を行う。
The
すなわち、方向推定部３２は、離散時間ｋ毎、ドップラー周波数ｆｓΔφ毎、あるいは、Ｈ＿ａｆｔｅｒ＿ｃａｌ（ｋ、ｆｓ，ｗ）のノルムまたはその二乗値が所定値以上となる離散時間ｋ、ドップラー周波数ｆｓΔφに対し、位相偏差及び振幅偏差を補正した相関ベクトルｈ＿ａｆｔｅｒ＿ｃａｌ（ｋ、ｆｓ，ｗ）を用いて、式（１２）に示す、方向推定評価関数値Ｐ（θ、ｋ、ｆｓ、ｗ）を算出する。なお、θは反射波の方位方向を示す可変パラメータであり、レーダ軸方向を基準（θ=0[rad]）とした方位方向を推定する。
る。
The
そして、方向推定評価関数値Ｐ（θ、ｋ、ｆｓ、ｗ）の最大値が得られる方位方向を到来方向推定値ＤＯＡ（ｋ，ｆｓ，ｗ）とする。なお、ａｒｇ ｍａｘ Ｐ（ｘ）は関数値Ｐ（ｘ）が最大となる定義域の値を出力値とする演算子である。 Then, an azimuth direction in which the maximum value of the direction estimation evaluation function value P (θ, k, f s , w) is obtained is defined as an arrival direction estimation value DOA (k, f s , w). Note that arg max P (x) is an operator whose output value is the value in the domain where the function value P (x) is maximum.
なお、方向ベクトルａ（θｕ）は、θｕ方向からレーダ反射波が到来した場合のアレーアンテナの複素応答を要素としたＮａ次の列ベクトルである。アレーアンテナの複素応答ａ（θｕ）は、アンテナ間の素子間隔で幾何光学的に算出される位相差を表す。例えばアレーアンテナの素子間隔が直線上に等間隔ｄで配置されている場合、方向ベクトルａ（θｕ）は以下の式（１３）のように表すことができる。
式（１３）において、θｕは到来方向推定を行う方位範囲内を所定の方位間隔βで変化させたものである。具体的には、以下のように設定すればよい。θｕ＝θｍｉｎ＋ｕβとし、ｕは０からＮＵまでの値であり、ＮＵ＝ｆｌｏｏｒ［（θｍａｘ−θｍｉｎ）／β］＋１である。ここでｆｌｏｏｒ（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。 In Expression (13), θ u is obtained by changing the azimuth range in which the arrival direction is estimated by a predetermined azimuth interval β. Specifically, the setting may be made as follows. θ u = θ min + uβ, u is a value from 0 to NU, and NU = floor [(θ max −θ min ) / β] +1. Here, floor (x) is a function that returns the maximum integer value not exceeding the real number x.
なお、方向推定評価関数値Ｐ（θ、ｋ、ｆｓ、ｗ）の算出方法は、種々の到来方向推定アルゴリズムによるものが知られている。本実施の形態を含む各実施の形態では、例えば非特許文献１において開示されているアレーアンテナを用いたビームフォーマ法の評価関数値を用いる。以下の式（１４）において、上付き添え字Ｈは、エルミート転置演算子である。他に、Ｃａｐｏｎ法又はＭＵＳＩＣ法を用いてもよい。その場合、演算処理量は増大するが、角度分解能を高めた推定値が得られる。
なお、Ｈ＿ａｆｔｅｒ＿ｃａｌ（ｋ、ｆｓ，ｗ）は相関行列であり、以下の式（１５）から（１８）のいずれかにより算出すればよい。
以下の式（１６）のように、時刻ｋに隣接する離散時刻を含めて相関行列を生成すると、雑音を抑圧することができる。その結果、レーダ装置１における方向推定処理の精度を高めることができる。
以下の式（１７）のように、ドップラー周波数ｆｓΔφに隣接するドップラー周波数成分を含めて相関行列を生成することでも雑音を抑圧することができ、レーダ装置１の方向推定処理の精度を高めることができる。
以下の式（１８）のように、ｗ番目の出力の前後の出力を含めて相関行列を生成することでも、雑音を抑圧することができ、レーダ装置１の方向推定処理の精度を高めることができる。
方向推定部３２は、以上のように算出された第ｗ番目の到来方向推定値ＤＯＡ（ｋ，ｆｓ，ｗ）に加え、その際の離散時刻ｋ、ドップラー周波数ｆｓΔφおよび評価関数値Ｐ（ＤＯＡ（ｋ，ｆｓ，ｗ），ｋ，ｆｓ，ｗ）を一つのレーダ測位結果として抽出部３３に出力する。
In addition to the w-th arrival direction estimation value DOA (k, f s , w) calculated as described above, the
なお、上述した方向推定部３２による方向推定処理において、時刻情報を距離情報に変換して出力してもよい。時刻情報ｋを距離情報Ｒ（ｋ）に変換するときには、以下の式（１９）を用いればよい。式（１９）において、Ｔｗは符号送信区間、Ｌはパルス符号長、Ｃ０は光速度を表している。
あるいは、上述した方向推定部３２による方向推定処理において、ドップラー周波数情報を相対速度成分に変換して出力してもよい。ドップラー周波数ｆｓΔφを相対速度成分ｖｄ（ｆｓ）に変換するときには、以下の式（２０）を用いればよい。式（２０）において、λは送信ＲＦ部２２から出力される高周波のレーダ送信信号のキャリア周波数の波長である。
［抽出部３３］
抽出部３３は、方向推定部３２から出力された到来方向推定値ＤＯＡ（ｋ，ｆｓ，ｗ）からドップラー周波数成分がゼロであるものを抽出する。
[Extractor 33]
The
反射波のドップラー周波数成分がゼロであることは、その反射波を返した静止ターゲットが車両ＶＥの真横方向に存在すること、あるいは、その反射波を返した移動ターゲットが車両ＶＥの速度Ｖｃによるドップラー効果を打ち消す速度で移動していることを意味する。したがって、抽出部３３は、ドップラー周波数成分ｆｓがゼロである到来方向推定値を抽出することにより、車両ＶＥの真横方向Ｓの静止物体からの反射波である到来方向推定値、あるいは、車両ＶＥの速度Ｖｃによるドップラー効果を打ち消す速度で移動するターゲットからの反射波である到来方向推定値を抽出している。
The fact that the Doppler frequency component of the reflected wave is zero means that the stationary target that returned the reflected wave exists in the lateral direction of the vehicle VE, or the moving target that returned the reflected wave depends on the velocity V c of the vehicle VE. It means moving at a speed that counteracts the Doppler effect. Therefore, the
具体的には、抽出部３３は、方向推定部３２から出力された第ｗ番目の到来方向推定値ＤＯＡ（ｋ，ｆｓ，ｗ）に基づいて、ドップラー周波数成分がゼロ、すなわちｆｓ＝０となる到来方向推定値ＤＯＡ（ｋ，０，ｗ）を抽出したのち、軸ずれ検出精度を向上させるため、さらに下記説明する所定条件を満たすものを抽出する。そして、所定条件を満たす到来方向推定値ＤＯＡ（ｋ，０，ｗ）、離散時刻ｋ、ドップラー周波数ｆｓΔφ及び角度θｕをレーダ軸ずれ検出部３５に出力する。
Specifically, the
上記所定条件は、例えば以下の条件である。なお、抽出部３３はこれらの条件を複数組み合わせて抽出を行ってもよく、これにより、条件に合致する確率は減少するが、より好適な抽出が可能となる。
The predetermined condition is, for example, the following condition. Note that the
（条件１）：レーダ反射波の受信信号品質（ＳＮＲ）が高いほど、到来方向推定の精度が高まる性質がある。そのため、抽出部３３は、到来方向推定値ＤＯＡ（ｋ，０，ｗ）の評価関数値Ｐ（ＤＯＡ（ｋ，０，ｗ）、ｋ、０、ｗ）が所定以上の値となるものを抽出する。これにより、レーダ反射波のＳＮＲが十分高いターゲットを用いた軸ずれの検出が可能となる。
(Condition 1): The higher the received signal quality (SNR) of the radar reflected wave, the higher the accuracy of direction of arrival estimation. Therefore, the
（条件２）：本発明の実施の形態に至る経緯の欄にて説明したように、道路上の複数走行車線内に自車両に並行して自車両とほぼ同じ速度で走行する他の車両等の移動物体が存在する場合、車両ＶＥの真横方向Ｓ以外のターゲットのドップラー周波数成分ｆｓがゼロとして検出される場合がある。このような移動ターゲットからの反射波を排除するために、抽出部３３は、所定の距離（あるいは所定の離散時間）以上の到来方向推定値ＤＯＡ（ｋ，０，ｗ）を用いて抽出する。所定の距離は、例えば隣接する車線を走行する他の車両を抽出しないようにするため、例えば複数車線分の距離である。このような条件により、軸ずれの検出精度を高めることができる。
(Condition 2): As described in the column of the process leading to the embodiment of the present invention, other vehicles or the like that travel at approximately the same speed as the host vehicle in parallel with the host vehicle in a plurality of lanes on the road When a moving object is present, the Doppler frequency component f s of the target other than the lateral direction S of the vehicle VE may be detected as zero. In order to eliminate such a reflected wave from the moving target, the
（条件３）：複数の反射波が混在したときの到来方向推定値ＤＯＡは、１つの反射波の到来方向推定値と比較して誤差が増大する性質がある。そのため、式（１２）に示す評価関数を用いる場合、以下の式（２１）のように相関ベクトルｈ（ｋ，０，ｗ）と方向ベクトルａ（θ）との相関係数を算出し、所定値以上のものを抽出する。これにより、１つのターゲットからの反射波を用いて軸ずれ検出を行うことができ、軸ずれの検出精度を高めることができる。
［移動検出部３４］
移動検出部３４は、車両ＶＥに搭載された車速センサ６やハンドル角度センサ（操舵角センサ）７、あるいは図示しないヨーレートセンサからの情報を、例えばＥＣＵ（Electronic Control Unit）５を介して取得し、車両ＶＥが直進しているか否かを判定する。
[Movement detection unit 34]
The
具体的には、移動検出部３４は、ＥＣＵ５を介して取得した情報に基づき、車速ベクトル検出値（Ｖｓ［ｍ／ｓ］，Ｖｂ［ｍ／ｓ］）を算出する。ここで、Ｖｓは車両前方向速度成分、Ｖｂは車両側面方向速度成分である。車両ＶＥに取り付けられた車速センサ、舵角センサ、あるいはヨーレートセンサ等の各種センサから車速ベクトル推定値を算出する方法は、例えば、特許文献２等に開示されている従来の技術を適用すればよい。そして、移動検出部３４は、車両側面方向速度成分Ｖｂがほぼゼロにみなせる場合、車両ＶＥが直進状態であると判定する。
Specifically, the
［レーダ軸ずれ検出部３５］
レーダ軸ずれ検出部３５は、車両ＶＥが直進状態、すなわち車両前方方向ＦＲに向かって移動していると移動検出部３４が判定した場合に、抽出部３３による複数回の到来方向推定値の抽出結果に基づいて最も多い到来方向を車両ＶＥの真横方向に存在する静止ターゲットＳＴであるとして軸ずれを検出する。
[Radar axis deviation detector 35]
The radar axis
具体的には、レーダ軸ずれ検出部３５は、十分長い観測時間に亘って方向推定部３２から出力された複数回のレーダ測位結果の中から抽出部３３により抽出された到来方向推定値を用いて、複数の到来方向推定値を所定の角度（例えば、１０°）で区切り、各範囲内にある到来方向推定値の数をカウントする。すなわち、レーダ軸ずれ検出部３５は、複数の到来方向推定値の度数分布を生成する。
Specifically, the radar axis
図８は、複数回のレーダ測位結果の中から抽出された到来方向推定値の度数分布について例示した図である。 FIG. 8 is a diagram illustrating the frequency distribution of the estimated arrival direction values extracted from a plurality of radar positioning results.
そして、レーダ軸ずれ検出部３５は、最も度数が多い範囲の到来方向推定値の例えば中央値を最大推定値φｍａｘとする。ドップラー周波数ｆｓがゼロとなる反射波の到来方向推定値の度数分布において、最大推定値φｍａｘは、静止ターゲットからの反射波である確率が高い。このため、レーダ軸ずれ検出部３５は、最大推定値φｍａｘを、車両ＶＥの真横方向Ｓに静止ターゲットが存在する場合の、当該静止ターゲットからの反射波の到来方向と認識する。
Then, the radar axis
本発明の実施の形態に至る経緯の欄にて説明したように、レーダ装置１のアレーアンテナ取り付け軸が正規のレーダ軸方向ＲＡからずれて方向ＲＡ’を向いている場合、車両ＶＥの真横方向Ｓにある静止ターゲットからの反射波の推定到来方向は、レーダ軸方向ＲＡ’から見て角度φ０＋Δとなる。したがって、レーダ軸ずれ検出部３５は、φｍａｘ＝φ０＋Δと、既知である正規のレーダ装置設置角度φ０との差分を算出することで、レーダ装置１の軸ずれ角度Δを得ることができる。そして、レーダ軸ずれ検出部３５は、差分Δをレーダ装置１の軸ずれ角度Δとしてレーダ軸ずれ補正部３６および異常通知部３７に出力する。
As described in the column of the background to the embodiment of the present invention, when the array antenna mounting axis of the
なお、レーダ軸ずれ検出部３５は、到来方向推定値の度数分布の分散も併せて算出し、分散値が所定値以上の場合には度数分布の信頼性が低いと判断して、軸ずれ角度Δの検出を行わないようにしてもよい。
The radar axis
なお、車両ＶＥの移動速度が速いほど、ターゲットの移動方向の違いがドップラー周波数の差異として検出されやすくなるという傾向がある。この傾向を利用して、レーダ軸ずれ検出部３５は、移動検出部３４における検出の結果、車両ＶＥが所定速度以上で直進している場合、到来方向推定値の度数分布を生成し、レーダ装置１の軸ずれ角度Δを検出するようにしてもよい。これにより、レーダ軸ずれ検出部３５は、ドップラー周波数成分がゼロ成分となるターゲットをより正しく抽出することができ、軸ずれ角度の検出精度を高めることができる。
In addition, there exists a tendency that the difference in the moving direction of a target becomes easy to be detected as a difference in Doppler frequency, so that the moving speed of the vehicle VE is high. Using this tendency, the radar axis
［レーダ軸ずれ補正部３６］
レーダ軸ずれ補正部３６は、レーダ軸ずれ検出部３５が出力した軸ずれ角度Δに基づいて、方向推定部３２が出力したレーダ測位結果を補正し、車両ＶＥの真横方向Ｓを基準とした、レーダ装置１の軸ずれがない場合に検出されるべき測位結果を出力する。
[Radar axis deviation correction unit 36]
The radar axis
［異常通知部３７］
異常通知部３７は、レーダ軸ずれ検出部３５で検出された軸ずれ角度Δが所定以上の場合、レーダ装置１に異常があると判断し、例えばＥＣＵ５を介して、車両ＶＥの運転者等の使用者に対し異常通知を行う。
[Abnormality notification unit 37]
The
以上説明したように、実施の形態１のレーダ装置１によれば、車両ＶＥの真横方向Ｓに存在する静止ターゲットＳＴからの反射波の到来方向と正規のレーダ軸方向ＲＡとの差分から軸ずれを検出するため、受信アレーアンテナを車両ＶＥの例えば前側方、側面部、後側方等、真横方向Ｓの静止ターゲットＳＴからの反射波を受信できる位置に配置すればよく、受信アレーアンテナの設置位置の自由度が向上する。さらに、受信アレーアンテナの取り付け角度は、あらかじめ決められた正規のレーダ軸方向ＲＡを向くように車両ＶＥに対して斜めの方向にも設置することが可能であり、受信アレーアンテナの取り付け方向の自由度も向上させることができる。
As described above, according to the
また、実施の形態１のレーダ装置１によれば、複数のアンテナ系統処理部３１＿１〜３１＿Ｎａのドップラー周波数解析部６５が出力した解析結果に基づいて方向推定部３２が反射波の到来方向の推定を行い、抽出部３３がドップラー周波数がゼロとなる反射波の推定到来方向を複数抽出して、レーダ軸ずれ検出部３５が最も多い到来方向を車両ＶＥの真横方向Ｓにある静止ターゲットからの反射波であるとして軸ずれの検出を行う。このため、直進する車両ＶＥの周囲に車両速度Ｖｃによるドップラー効果を打ち消す方向および速度を有する移動ターゲットが偶然存在する場合に、ドップラー周波数がゼロである反射波を用いてレーダ軸ずれ検出部３５が軸ずれ検出を行うとき、軸ずれ検出に寄与する車両ＶＥの真横方向Ｓに存在する静止ターゲットからの反射波以外にも、軸ずれ検出時の誤差要因となるとなる当該移動ターゲットからの反射波も用いてしまい、軸ずれ検出精度が低下する事態を回避することができる。
Further, according to the
なお、実施の形態１の別な形態として、以下のような構成としても、同様な効果が得られる。図９は、実施の形態１のレーダ装置１の変形例の構成の一例を示す図である。
As another form of the first embodiment, the same effect can be obtained even with the following configuration. FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a configuration of a modified example of the
図９に示すように、レーダ装置１の変形例は、レーダ軸ずれ検出部３５の代わりにレーダ軸検出部３８を有する。また、レーダ軸ずれ補正部３６を有しておらず、方向推定部３２の出力であるレーダ測位結果が直接ＥＣＵ５に入力される。
As shown in FIG. 9, the modified example of the
レーダ軸検出部３８は、上述したレーダ軸ずれ検出部３５と同様の動作を行うが、その出力として、既知である正規のレーダ装置設置角度φ０との差分を算出せず、軸ずれしたレーダ装置１のレーダ軸方向ＲＡ’を示す最大推定値φｍａｘ（＝φ０＋Δ）をＥＣＵに出力する。
The radar axis detection unit 38 performs the same operation as the radar axis
以上の構成により、レーダ軸検出部３８は、レーダ軸方向ＲＡ’で設置されたレーダ装置１で測定された際の車両ＶＥの真横方向Ｓの方位方向（すなわち、車両ＶＥの真横方向Ｓを基準としたレーダ軸方向）をＥＣＵに出力する。また、方向推定部３２は、レーダ軸方向ＲＡ’で設置されたレーダ装置１での測位結果をレーダ軸ずれ補正することなくそのままＥＣＵ５に出力する。ＥＣＵ５は、これらの出力に基づいて、車両ＶＥの真横方向Ｓを基準としたレーダ装置の測位結果に変換することにより、ターゲットとの接触を防止し安全性を向上させる予防安全などへのセンサ情報として利用可能とすることができる。
With the above configuration, the radar axis detection unit 38 has the azimuth direction of the vehicle VE as measured in the
＜実施の形態２＞
以下説明する実施の形態２では、レーダ送信部がレーダ送信信号を送信するときに、送信ビームの主ビーム送信方向を制御する構成を実施の形態１のレーダ装置１に追加したレーダ装置１Ａについて説明する。
<
In the second embodiment to be described below, a radar apparatus 1A in which a configuration for controlling the main beam transmission direction of a transmission beam when the radar transmission section transmits a radar transmission signal is added to the
図１０は、実施の形態２のレーダ装置１Ａの構成の一例を示す図である。図１０に示すように、実施の形態２のレーダ装置１Ａは、図４に示すレーダ装置１と比較して、レーダ送信部２Ａに、送信ビーム形成部２４、複数の送信ＲＦ部２２Ａ＿１〜２２Ａ＿ＮＴｘおよび複数の送信アンテナ２３Ａ＿１〜２３Ａ＿ＮＴｘが追加された構成となっている。以下では、実施の形態２と異なる動作をする構成について説明する。
FIG. 10 is a diagram illustrating an example of the configuration of the radar apparatus 1A according to the second embodiment. As illustrated in FIG. 10, the radar apparatus 1A according to the second embodiment includes a
レーダ送信部２Ａは、レーダ送信信号生成部２１が生成したレーダ送信信号と送信ビーム制御部８が生成する制御情報とに基づいて送信ビームの形成を行う送信ビーム形成部２４と、複数個（ＮＴｘ個）の送信ＲＦ部２２Ａ＿１〜２２Ａ＿ＮＴｘとこれに対応する複数の送信アンテナ２３Ａ＿１〜２２Ａ＿ＮＴｘを有する。
The
送信ビーム制御部８は、送信ビームの主ビーム方向θＴｘを制御する。具体的には、送信ビーム制御部８は、（Ｎｐ×Ｎｃ）回のレーダ送信周期Ｔｒ毎に、あるいは（Ｎｐ×Ｎｃ）回のレーダ送信周期Ｔｒの整数倍毎に、送信ビーム方向θＴｘを切り換える。θＴｘはθｍｉｎ以上θｍａｘ以下であり、送信ビーム制御部８は、この範囲内でΔθＴｘの間隔で主ビーム方向の制御を行う。ここで、θＴｘの可変範囲であるθｍｉｎ以上θｍａｘ以下の範囲に、車両ＶＥの真横方向Ｓが含まれるものとする。
The transmission
送信ビーム形成部２４は、送信ビーム制御部８からの制御信号に従ったビーム方向に送信するように、レーダ送信信号生成部２１から出力されたベースバンドのレーダ送信信号に重み付け係数ＷＴｘ（Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ，θＴｘ（ｍ））を乗算し、送信ＲＦ部２２Ａに出力する。ここで、θＴｘ（ｍ）は第ｍ番目の送信ビーム方向を意味する。
The transmission
例えば、ＮＴｘ個の送信アンテナ２３Ａ＿１〜２３Ａ＿ＮＴｘを一直線上に素子間隔ｄで配列した場合、重み付け係数ＷＴｘ（Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ，θＴｘ（ｍ））は以下の式（２２）のように表される。
式（２２）において、Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘは送信ＲＦ部２２Ａおよび送信アンテナ２３Ａの序数、すなわち１からＮＴｘまでの値であり、λは該当する送信ＲＦ部２２Ａが出力する高周波レーダ送信信号の波長、ｄは送信アンテナ２３Ａの設置間隔である。
In the formula (22), Index_T x is the value of the ordinal number of the transmission RF portion 22A and the
なお、送信ビーム制御部８および送信ビーム形成部２４は、上記処理において、θＴｘ（ｍ）方向に主ビームを向ける制御を行うとともに、さらにサイドローブレベルの低減化を行う場合、位相成分及び振幅成分からなる他の重み付け係数（ドルフ−チェビシェフビームウエイト、テイラービームウエイト等）をさらに付与するようにしてもよい。
The transmission
Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ番目の送信ＲＦ部２２Ａ＿Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘは、送信ビーム形成部からの重み付け係数ＷＴｘ（Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ，θＴｘ（ｍ））で重み付けされたベースバンドのレーダ送信信号を、周波数変換によりキャリア周波数帯のＲＦレーダ送信信号に変換し、図示しない送信増幅器により所定の送信電力Ｐ［ｄＢ］に増幅して出力する。 The Index_T x- th transmission RF unit 22A_Index_T x converts a baseband radar transmission signal weighted by a weighting coefficient W Tx (Index_T x , θ Tx (m)) from the transmission beam forming unit into a carrier frequency band by frequency conversion. The signal is converted into an RF radar transmission signal, amplified to a predetermined transmission power P [dB] by a transmission amplifier (not shown), and output.
Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ番目の送信アンテナ２３Ａ＿Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘは、Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ番目の送信ＲＦ部２２Ａ＿Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘの出力を空間に放射する。 Index_Tx th transmit antenna 23A_Index_T x is radiated into space the output of Index_T x-th transmission RF section 22A_Index_T x.
実施の形態２のレーダ受信部３Ａにおいては、方向推定部３２Ａおよび抽出部３３Ａが実施の形態１と異なる動作を行う。したがって、方向推定部３２Ａおよび抽出部３３Ａについて説明する。
In the radar receiver 3A of the second embodiment, the direction estimating unit 32A and the extracting
抽出部３３Ａは、送信ビーム制御部８から出力された、送信ビームの主ビーム方向θＴｘの制御情報に基づいて、主ビーム方向θＴｘの送信ビーム幅が車両ＶＥの真横方向Ｓを含む送信ビーム方向である場合に、方向推定部３２Ａの推定結果から、ドップラー周波数成分がゼロである反射波を抽出する。
Transmitting the
具体的には、抽出部３３Ａは、方向推定部３２Ａから出力された第ｗ番目の到来方向推定値ＤＯＡ（ｋ，ｆｓ，ｗ）に基づいて、ドップラー周波数成分がゼロとなる到来方向推定値ＤＯＡ（ｋ，０，ｗ）のうち、実施の形態１と同様の所定条件を満たすものを抽出する。
Specifically, the
方向推定部３２Ａは、送信ビーム制御部８から出力された送信ビームの主ビーム方向θＴｘの制御情報を基に、主ビーム方向θＴｘのビーム幅程度に方向推定処理を行う角度範囲を限定する処理を加えてもよい。これにより、主ビーム方向のビーム幅以上離れたターゲットの反射波の受信レベルを指向性ビームにより空間的に抑圧することが可能となるため、方向推定処理の精度向上を図ることができる。
The direction estimation unit 32A limits the angle range in which the direction estimation processing is performed to the beam width of the main beam direction θ Tx based on the control information of the main beam direction θ Tx of the transmission beam output from the transmission
以上説明したように、実施の形態２のレーダ装置１Ａによれば、送信ビーム制御部８の送信ビーム制御により、車両ＶＥ真横方向Ｓに向けて主ビームを送信している。このため、移動ターゲットの移動速度および方向が車両ＶＥの速度Ｖｃによるドップラー効果を打ち消す場合にも、指向性を絞った送信ビームによる空間的なフィルタリング効果により、そのような移動ターゲットの反射波を抑圧することができ、軸ずれ検出時に車両ＶＥの真横方向Ｓの静止ターゲットとして誤抽出される確率を低減することができる。
As described above, according to the radar apparatus 1A of the second embodiment, the main beam is transmitted in the lateral direction S of the vehicle VE by the transmission beam control of the transmission
＜実施の形態３＞
上述した実施の形態１では、レーダ送信信号としてパルス列を位相変調あるいは振幅変調して送信するパルス圧縮レーダを用いた。本実施の形態３では、チャープ（chirp）パルスレーダのように周波数変調したパルス波を用いたレーダ装置１Ｂについて説明する。
<Embodiment 3>
In the first embodiment described above, a pulse compression radar that transmits a pulse train with phase modulation or amplitude modulation as a radar transmission signal is used. In the third embodiment, a
図１１は、実施の形態３のレーダ装置１Ｂの構成の一例を示す図である。図１１に示すように、実施の形態３のレーダ装置１Ｂは、図４に示すレーダ装置１と比較して、レーダ送信部２Ｂに、変調信号発生部２１６およびＶＣＯ（Voltage-Controlled Oscillator）２１７を備えたレーダ送信信号生成部２１Ｂと、方向性結合部２５とを有する。
FIG. 11 is a diagram illustrating an example of the configuration of the
レーダ送信部２Ｂにおいて、変調信号発生部２１６は、下記の図１２（ａ）に示すような、のこぎり歯形状の変調信号を周期的に発生させる。ここで送信周期をＴｃｈｉｒｐとする。図１２（ｂ）は、送信チャープパルスと反射波の受信信号との関係を示す図である。ＶＣＯ２１７は、変調信号発生部２１６の出力により周波数変調された信号に基づき周波数変調信号を出力する。
In the
方向性結合部２５は、送信ＲＦ部２２から出力された高周波のレーダ送信信号の一部を後述するレーダ受信部３Ｂのミキサ部５４に出力し、残りを送信アンテナ２３から空間に放射する。
The
図１１に示すように、レーダ受信部３Ｂは、ミキサ部５４およびＬＰＦ（Low Pass Filter）５５を備えた受信ＲＦ部５０Ｂと、Ａ／Ｄ変換部６６、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部６７およびドップラー周波数解析部６５Ｂとを有する信号処理部６０Ｂと、を有する。
As shown in FIG. 11, the radar receiving unit 3B includes a receiving RF unit 50B including a
レーダ受信部３Ｂにおいて、ミキサ部５４は、反射波の受信信号を、方向性結合部２５から出力された一部のレーダ送信信号とミキシングしてＬＰＦ５５により制限帯域以下の信号を抽出する。これにより、反射波の遅延時間に応じた周波数となるビート信号を取り出すことができる。
In the radar receiving unit 3B, the
信号処理部６０Ｂにおいて、受信ＲＦ部５０Ｂの出力信号に対してＡ／Ｄ変換部６６によりＡ／Ｄ変換を行う。ＦＦＴ部６７は、レーダ送信周期Ｔｃｈｉｒｐ単位での複数のサンプルデータ（Ｎｄａｔａ個）に対して高速フーリエ変換することで、図１２(ｂ)に示すように、ビート周波数に応じたピークが現れた周波数スペクトラムを得る。
In the
ここで、第ｍ番目のチャープパルス送信によって得られるビート周波数スペクトラム応答をＣＩ＿ｃｈｉｒｐ（ｆｂ，ｍ）と表す。ここで、ｆｂはＦＦＴのビン番号であり、１からＮｄａｔａ／２までの値である。なお、ＦＦＴビンとは、ＦＦＴ演算処理における単位周波数区間を意味する。 Here, the beat frequency spectrum response obtained by the m-th chirp pulse transmission is represented as CI_chirp (f b , m). Here, f b is an FFT bin number and is a value from 1 to N data / 2. The FFT bin means a unit frequency section in the FFT calculation process.
ドップラー周波数解析部６５Ｂは、予め用意しておいた、２Ｎｆ個の異なるドップラー周波数ｆｓΔφに応じた位相変動φ（ｆｓ）＝２πｆｓ（Ｔｃｈｉｒｐ）Δφを補正係数として用いて、離散時刻ｋ毎に得られたＦＦＴ部６７のＮｃ個の出力であるＣＩ＿ｃｈｉｒｐ（ｆｂ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１）からＣＩ＿ｃｈｉｒｐ（ｆｂ，Ｎｃ×ｗ）までを一つの単位としてコヒーレント積分する（式（２３）参照）。
式（２３）において、ＦＴ＿ＣＩＮａｎｔ（ｆｂ，ｆｓ，ｗ）は、ドップラー周波数解析部６５Ｂの第ｗ番目の出力であり、第Ｎａｎｔのアンテナ系統処理部３１＿Ｎａｎｔにおける、ビート周波数ｆｂでのドップラー周波数成分ｆｓΔφのコヒーレント積分結果を示す。なお、Ｎａｎｔは受信アンテナ４０の序数であり、１からＮａまでの値である。ｆｓは、０を含み、−Ｎｆ＋１からＮｆまでである。ｗは自然数であり、Δφは、検出されるドップラー周波数成分の範囲を調整するパラメータであり、想定する静止物体又は移動物体のドップラー周波数成分の範囲に応じて予め設定された値であり、位相回転単位（所定値）である。ｊは虚数単位である。
In the formula (23), FT_CI Nant (f b, f s, w) is the first w-th output of the Doppler frequency analysis unit 65B, the antenna system processor 31_n ant of the N ant, the beat frequency fb The coherent integration result of the Doppler frequency component f s Δφ is shown. Incidentally, N ant is the ordinal number of the receiving
以上のような処理により、各アンテナ系統処理部３１Ｂ＿１〜３１Ｂ＿Ｎａにおいて、ビート周波数ｆｂ毎の２Ｎｆ個のドップラー周波数成分に応じたコヒーレント積分結果であるＦＴ＿ＣＩＮａｎｔ（ｆｂ，−Ｎｆ＋１，ｗ）からＦＴ＿ＣＩＮａｎｔ（ｆｂ，Ｎｆ−１，ｗ）が、レーダ送信周期ＴｃｈｉｒｐのＮｃ回分の期間（Ｔｃｈｉｒｐ×Ｎｃ）毎に得られる。 Through the above processing, in each of the antenna system processing units 31B_1 to 31B_N a FT_CI Nant (f b , −N f + 1 , w which is a coherent integration result corresponding to 2N f Doppler frequency components for each beat frequency f b ) from FT_CI Nant (f b, N f -1, w) is obtained for each N c times the duration of the radar transmission cycle T chirp (T chirp × N c ).
本実施の形態３では、このようにして得られたコヒーレント積分結果を相関ベクトルとして、実施の形態１と同様に方向推定部３２に出力することにより、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。
In the third embodiment, the coherent integration result obtained in this way is output as a correlation vector to the
なお、上記説明した実施の形態３のレーダ装置１Ｂにおける各処理は、実施の形態１のレーダ装置１で用いた離散時間ｋをビート周波数ｆｂで置き換えた処理である。
Each processing in the
上記説明した各実施の形態のレーダ装置は、それぞれ本発明の実施の形態の１つに過ぎず、本発明は上記実施の形態に限定されるものではない。 The radar apparatus of each embodiment described above is only one of the embodiments of the present invention, and the present invention is not limited to the above embodiment.
上記各実施の形態においては、車両ＶＥの前方右側方部にレーダ装置１を配置した場合について例示したが、本発明では、車両におけるレーダ装置の配置位置については限定されない。例えば、レーダ装置は車両の後輪軸上に配置されてもよく、この場合、車両が曲進する際にも車両の側面方向のドップラー周波数がゼロとなるため、レーダ装置を車両の後輪軸上に設置することにより、車両が曲進する際にも軸ずれの検出を行うことができる。
In each of the above-described embodiments, the case where the
本発明は、周囲に存在する物体からのレーダ反射波信号の到来方向を推定するレーダ装置に利用できる。 The present invention can be used in a radar apparatus that estimates the arrival direction of a radar reflected wave signal from an object existing around.
１，１Ａ，１Ｂ レーダ装置
２，２Ａ，２Ｂ レーダ送信部
３，３Ａ，３Ｂ レーダ受信部
４ 基準信号生成部
５ ＥＣＵ
６ 車速センサ
７ ハンドル角度センサ
８ 送信ビーム制御部
２１，２１Ｂ レーダ送信信号生成部
２２，２２Ａ 送信ＲＦ部
２３，２３Ａ 送信アンテナ
２４ 送信ビーム形成部
２５ 方向性結合部
２１１ 符号生成部
２１２ 変調部
２１３ ＬＰＦ
２１４ 符号記憶部
２１５ Ｄ／Ａ変換部
２１６ 変調信号発生部
２１７ ＶＣＯ
３１ アンテナ系統処理部
３２，３２Ａ 方向推定部
３３，３３Ａ 抽出部
３４ 移動検出部
３５ レーダ軸ずれ検出部
３６ レーダ軸ずれ補正部
３７ 異常通知部
３８ レーダ軸検出部
４０ 受信アンテナ
５０，５０Ｂ 受信ＲＦ部
５１ 増幅器
５２ 周波数変換部
５３ 直交検波部
５４ ミキサ部
５５ ＬＰＦ
６０，６０Ｂ 信号処理部
６１ Ａ／Ｄ変換部
６２ Ａ／Ｄ変換部
６３ 相関演算部
６４ 加算部
６５、６５Ｂ ドップラー周波数解析部
６５Ｂ ドップラー周波数解析部
６６ Ａ／Ｄ変換部
６７ ＦＦＴ部
ＶＥ 車両
1, 1A,
6
214 Code storage unit 215 D /
31 Antenna
60, 60B Signal processing unit 61 A / D conversion unit 62 A /
Claims (6)
前記複数の受信アンテナにより受信した反射波信号の到来方向を、複数の送信周期に亘って、推定した複数の推定値を算出する方向推定部と、
前記算出された複数の推定値のうち、ドップラー周波数成分がゼロである推定値を抽出する抽出部と、
前記抽出された複数の推定値の数が最も多い範囲に対応する反射波信号の推定到来方向、に基づいて前記受信アンテナの取り付け角度を検出する軸検出部と、
を有するレーダ装置。 A radar device that is mounted on a mobile device and receives a reflected wave signal that is a reflected wave of a stationary object or a moving object of a radar transmission signal by a plurality of receiving antennas,
A direction estimating unit that calculates a plurality of estimated values obtained by estimating the arrival directions of the reflected wave signals received by the plurality of receiving antennas over a plurality of transmission periods;
An extraction unit that extracts an estimated value having a Doppler frequency component of zero among the calculated estimated values;
An axis detection unit for detecting an attachment angle of the reception antenna based on an estimated arrival direction of a reflected wave signal corresponding to a range having the largest number of the plurality of extracted estimated values;
A radar apparatus.
請求項１に記載のレーダ装置。 The axis detection unit further detects a shift amount of the mounting angle of the receiving antenna based on a mounting angle of the plurality of receiving antennas set in advance.
The radar apparatus according to claim 1.
請求項１に記載のレーダ装置。 The axis detection unit divides the plurality of estimated values extracted in a predetermined range, counts the estimated values for each range to generate a frequency distribution, and a reflected wave corresponding to the median value of the range where the frequency is maximum Detecting the amount of deviation of the mounting angle of the receiving antenna using the estimated arrival direction of the signal;
The radar apparatus according to claim 1.
前記移動装置の移動状態に関する情報に基づいて、前記移動装置が所定の単一方向に移動しているか否かを判定する移動検出部と、
をさらに有し、
前記移動検出部が、前記移動装置が単一方向に移動していると判定した場合に、前記軸検出部は、前記受信アンテナの取り付け角度のずれ量を検出する、
請求項１に記載のレーダ装置。 A sensor unit for acquiring information on a moving state of the moving device including at least a moving speed and a moving direction of the moving device;
A movement detection unit that determines whether or not the moving device is moving in a predetermined single direction based on information on a moving state of the moving device;
Further comprising
When the movement detection unit determines that the moving device is moving in a single direction, the axis detection unit detects a shift amount of the mounting angle of the reception antenna.
The radar apparatus according to claim 1.
請求項１に記載のレーダ装置。 The extraction unit has a Doppler frequency component of the calculated plurality of estimated values of zero, and at least the received signal quality, the distance between the moving object and the moving device, and the number of reflected waves included in the received signal Extract an estimated value that satisfies a predetermined condition for either
The radar apparatus according to claim 1.
前記抽出部は、前記送信ビーム制御部により制御されたビーム方向が所定の方向であるレーダ送信信号、に対応する反射波信号のうち、ドップラー周波数成分がゼロである反射波信号を抽出する、
請求項１に記載のレーダ装置。
A transmission beam control unit for controlling the beam direction of a radar transmission signal transmitted from a plurality of transmission antennas within a predetermined angle range;
The extraction unit extracts a reflected wave signal having a Doppler frequency component of zero from a reflected wave signal corresponding to a radar transmission signal whose beam direction is controlled by the transmission beam control unit;
The radar apparatus according to claim 1.
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