JP2012211805A - 電流検出回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】パワーMOSFETQ1と、並列接続されたセンスMOSFETQ2とセンス抵抗Rsの直列体と、センス抵抗Rsの電流を検出して増幅する電流増幅器OTA1と、電流増幅器OTA1の出力電流信号を電圧信号に変換する抵抗Rsnsとを備え、外部端子に接続された外部抵抗Rsetに流れる電流を電圧変換して基準電圧とし、抵抗Rsnsの電圧降下と外部抵抗Rsetにより設定された基準電圧とを比較することで過電流検知を行うことができる。
【選択図】図1
Description
センス抵抗Rsの両端は、電流検出回路OTA1(Operational Transconductance Amplifier:トランスコンダクタンスアンプ(電圧を電流に変換するアンプ))の反転端子(−)と非反転端子(+)に接続されている。電流検出回路OTAは、センス抵抗Rsの電圧降下を検出してN倍の電流信号として出力する。この電流信号は抵抗Rcに流して電流電圧変換され、電圧比較器COMP1の非反転端子に入力される。電圧比較器COMP1の反転端子には基準電圧Vcが接続され、電流信号電圧が基準電圧Vcを超えると電圧比較器COMP1の出力からHレベルの過電流検出信号(OCP信号)が出力され、図示しないDC−DCコンバータの制御回路に、ドライブ信号Sg1のパルス幅を狭めるようにフィードバックさせる。
また、ドライブ信号Sg1がバッファ回路Bfを介してパワーMOSFETQ1、センスMOSFETQ2のゲートに入力され、パワーMOSFETQ1、センスMOSFETQ2はオン・オフ制御される。
すなわち、接続される負荷の定格電力によっては、固定された過電流値では必要以上に過電流値が伸び、プリント基板のパターン幅を補強、部品の定格を1ランクアップするなどの対策が必要とされ、安価で小型化を行う妨げとなっていた。
また、外付け抵抗が接続される外部端子を有する集積回路に組み込まれた過電流検出回路であって、負荷に電力を供給するパワーMOSFETと、パワーMOSFETに並列接続されたセンスMOSFETとセンス抵抗の直列体とを備え、センス抵抗に流れる電流を検出して増幅する電流増幅器と、電流増幅器の出力電流信号を電圧信号に変換するセンス電流電圧変換回路と、外部端子に接続された外付け抵抗の抵抗値に応じた基準電流を生成する基準電流生成回路と、定電流源を備え、定電流源の定電流値から外付け抵抗の抵抗値に応じた基準電流を減算し、減算された電流を基準電圧に変換する電流電圧変換回路と、センス電流電圧変換回路の電圧信号を電流電圧変換回路によって変換された基準電圧と比較することで、過電流検知信号を生成することを特徴とする。
また、外部抵抗が解放状態になっても、過電流保護開始ポイントを最小設定値にすることで負荷及びDC−DCコンバータを保護することができる。
図1に、本発明による電流検出回路を降圧型DC−DCコンバータのパワーMOSFETの電流検出回路に適用した場合の実施形態1を示す。
基準電圧Vcに相当する電圧は、図示しない内部電源REGに接続された定電流源CC1と抵抗Rocpとの直列回路による抵抗Rocpの両端の電圧となる。
従って、抵抗Rocpの両端の電圧Vocp_refは下式であらわされる。
Vocp_ref=(I1−I2)×Rocp
=(I1−(VREF/Rset))×Rocp・・・式1
但し、VREF/Rsetは、定電流源CC1からの電流I1を超える値にはならない。
パワーMOSFETQ1の電流Ipを検知するためのセンスMOSFETQ2を流れる電流Isは電流検出回路OTA1でN倍された電流Isnsとして出力され、抵抗Rsnsに流れる。抵抗Rsnsは比較器COMP1の非反転端子に接続されているので、抵抗Rsnsの電圧Vsnsは、過電流検出回路の基準電圧Vocp_refと比較される。
従って、電圧Vsnsが基準電圧Vocp_refを超えると、過電流と判断し、比較器COMP1の出力端子から過電流保護信号OCP(Hレベル信号)が図示しないDC−DCコンバータの制御回路へ出力されてドライブ信号Sg1のパルス幅を減縮し、過電流保護動作が行われる。
式1から、外部抵抗Rsetの値が高抵抗になるにつれて,Vocp_ref=I1×Rocpとなる最大の過電流検知ポイントに近づき,逆に外部抵抗Rsetの値が低抵抗になるにつれて最小の過電流ポイントに近づく過電流検知の設定ができる。
図2は図1における外部抵抗Rsetの値による過電流検知の設定を逆となる構成例を示した図である。
具体的には、実施形態1の図1における外部抵抗Rsetに流れる電流I2の電流インバータに相当する回路を追加している。
図2に示すように、電流インバータ回路C−INVの定電流源CC2は内部電源REGに接続され、定電流源CC2の出力はバッファアンプB−AMPのトランジスタのコレクタとMOSFETQ3のドレインに接続されている。MOSFETQ3のドレインは、MOSFETQ3のゲート及びMOSFETQ4のゲートと接続されている。MOSFETQ4のドレインは、定電流源CC1と抵抗Rocpとの接続点に接続されている。また、MOSFETQ3,Q4の各ソースはGNDに接続されている。なお、MOSFETQ3,Q4からなるカレントミラー回路の電流比は1:1に設定されている。
I5=I4−I2・・・式2
カレントミラー回路のMOSFETQ4に流れる電流はMOSFETQ3に流れる電流と同じ電流値I5が流れ、定電流源CC1の電流I1を分流する。定電流源CC1の電流I1はMOSFETQ4に流れる電流I5と抵抗Rocpに流れる電流I3とに分流されているので、抵抗Rocpに流れる電流I3は下式となる。
I3=I1−I5・・・式3
但し、電流I5は定電流源CC1からの電流I1を超える値にはならない。
定電流源CC1の電流I1と定電流源CC2の電流I4を同じ電流値に設定して、式2と3を整理すると、
I3=I1−(I4−I2)=I1−(I1−I2)=I2・・・式5
従って、抵抗Rocpの両端の電圧Vocp_refは下式であらわされる。
Vocp_ref=I2×Rocp
=(VREF/Rset)×Rocp・・・式6
すなわち、外部抵抗が何らかの要因により解放状態になっても、過電流検出ポイントは最小値に設定されるので、負荷の損傷又はDC−DCコンバータの破損を防止することができる。
Q1 パワーMOSFET
Q2 センスMOSFET
Q3,Q4 MOSFET
Qb トランジスタ
Rs センス抵抗
SBD フライホイールダイオード
C 平滑コンデンサ
L リアクトル
OTA1 電流検出回路
OP1 オペアンプ
Bf バッファ回路
CC1,CC2 定電流源
VREF,Vc 基準電圧
REG 内部電源
Rsns,Rocp,Rset 抵抗
Claims (2)
- 外付け抵抗が接続される外部端子を有する集積回路に組み込まれた過電流検出回路であって、
負荷に電力を供給するパワーMOSFETと、
前記パワーMOSFETに並列接続されたセンスMOSFETとセンス抵抗の直列体とを備え、
前記センス抵抗に流れる電流を検出して増幅する電流増幅器と、
前記電流増幅器の出力電流信号を電圧信号に変換するセンス電流電圧変換回路と、
前記外部端子に接続された前記外付け抵抗の抵抗値に応じた基準電流を生成する基準電流生成回路と、
該基準電流生成回路によって生成された前記基準電流を基準電圧に変換する電流電圧変換回路と、
前記センス電流電圧変換回路の電圧信号を該電流電圧変換回路によって変換された前記基準電圧と比較することで、過電流検知信号を生成することを特徴とする過電流検出回路。 - 外付け抵抗が接続される外部端子を有する集積回路に組み込まれた過電流検出回路であって、
負荷に電力を供給するパワーMOSFETと、
前記パワーMOSFETに並列接続されたセンスMOSFETとセンス抵抗の直列体とを備え、
前記センス抵抗に流れる電流を検出して増幅する電流増幅器と、
前記電流増幅器の出力電流信号を電圧信号に変換するセンス電流電圧変換回路と、
前記外部端子に接続された前記外付け抵抗の抵抗値に応じた基準電流を生成する基準電流生成回路と、
定電流源を備え、
前記定電流源の定電流値から前記外付け抵抗の抵抗値に応じた基準電流を減算し、減算された電流を基準電圧に変換する電流電圧変換回路と、
前記センス電流電圧変換回路の電圧信号を該電流電圧変換回路によって変換された前記基準電圧と比較することで、過電流検知信号を生成することを特徴とする過電流検出回路。
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2011
- 2011-03-31 JP JP2011077192A patent/JP2012211805A/ja active Pending
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