JP2012191521A - 可変フィルタ装置および通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
可変フィルタ装置の通過帯域の中心周波数と共に通過帯幅も可変にする。
【解決手段】
可変フィルタ装置は、接地導体を内蔵した誘電体基板に、入力端子、出力端子を配置し、伝送線路を含み、一端が前記入力端子に接続された第１共振器と、伝送線路を含み、一端が前記出力端子に接続された第２共振器と、第１共振器の他端と第２共振器の他端とに一端が接続され、他端が開放端である伝送線路、または第１共振器の他端と第２共振器の他端とに一端が接続され、伝送線路と可変キャパシタとの直列接続を含み、可変キャパシタの他端が接地導体に接続されている結合部と、第１及び第２の共振器、及び結合部において、電気伝播長を変更できる調整手段と、を有し、結合部と第１又は第２の共振器とを含む伝送線路の電気伝播長のうち、結合部が占める割合を代えることによって通過帯域幅を変えることができる。
【選択図】 図３

Description

本発明は、高周波信号の帯域通過に用いられる可変フィルタ装置、およびそれを用いた通信装置に関する。

近年、携帯電話をはじめとする移動体通信（モバイル通信）の市場が拡大するとともに、そのサービスの高機能化が進展している。移動体通信に利用される周波数帯は、次第にギガヘルツ（ＧＨｚ）以上の高い周波数帯にシフトし、しかも多チャンネル化される傾向がある。また、ソフトウェアによって、通信システムを変更するソフトウェア無線（ＳＤＲ：software-defined-radio）の将来的な導入の可能性も盛んに検討されている。ソフトウェア無線を実現するには、回路特性の大幅な調整可能範囲が望まれる。

図４は、従来の周波数可変フィルタ１００ｊを示す回路図である。周波数可変フィルタ１００ｊは、複数のチャンネルフィルタ１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃ…、およびスイッチ１０２ａ，１０２を有する。スイッチ１０２ａ，１０２ｂを切り換えることによってチャンネルフィルタ１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃ…のいずれかを選択し、周波数帯域を切り換える。入力端子１０３から入力される高周波信号は、選択されたチャンネルフィルタ１０１に応じたフィルタリングが行われ、出力端子１０４から出力される。

この周波数可変フィルタ１００ｊは、チャンネル数分のチャンネルフィルタを有する。多チャンネルとすると、チャネルフィルタ数が増加して、構成が複雑となり、サイズとコストも増加する。ソフトウエア無線の実現可能性も低い。

近年、ＭＥＭＳ（micro electro mechanical systems）を用いた小型の周波数可変フィルタが注目されている。ＭＥＭＳを利用したＭＥＭＳデバイス（マイクロマシンデバイス）は、高いＱ（クオリティファクタ）が得られ、高い周波数帯域の可変フィルタへの適用が可能である（特許文献１、２、非特許文献１、２、３）。また、ＭＥＭＳデバイスは、小型でありかつ低損失であるため、ＣＰＷ（coplanar waveguide）分布定数共振器にしばしば用いられる。
非特許文献３には、三段の分布定数線路をＭＥＭＳデバイスによる複数の可変キャパシタが跨ぐ構造のフィルタが開示されている。このフィルタにおいて、ＭＥＭＳデバイスの駆動電極に制御電圧Ｖｂを印加して可変キャパシタを変位させ、分布定数線路との間のギャップを変化させ、静電容量を変化させる。静電容量の変化によって、フィルタの通過帯域が変化する。

特開２００８−２７８１４７号公報 特開２０１０−２２０１３９号公報

D. Peroulis et al,"Tunable Lumped Components with Applications to Reconfigurable MEMS Filters", 2001 IEEE MTT-S Digest, p341-344 E. Fourn et al, "MEMS Switchable Interdigital Coplanar Filter", IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 51, NO.1 p320-324, January 2003 A. A. Tamijani et al, "Miniature and Tunable Filters Using MEMS Capacitors ", IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 51, NO.7, p1878-1885, July 2003

従来のフィルタは、通過帯域の中心周波数を可変することが可能であるが、通過帯域幅を可変することはできない。

本発明の1つの目的は、通過帯域の中心周波数とともに通過帯域幅を調整することのできるフィルタ、および通信装置を提供することである。

１実施形態によれば、
接地導体を内蔵した誘電体基板と、
前記誘電体基板に形成された入力端子と、
前記誘電体基板に形成された出力端子と、
伝送線路を含み、一端が前記入力端子に接続された第１共振器と、
伝送線路を含み、一端が前記出力端子に接続された第２共振器と、
前記第１共振器の他端と前記第２共振器の他端とに一端が接続され、他端が開放端である伝送線路、または前記第１共振器の他端と前記第２共振器の他端とに一端が接続され、伝送線路と可変キャパシタとの直列接続を含み、前記可変キャパシタの他端が前記接地導体に接続されている結合部と、
前記第１及び第２の共振器、及び前記結合部において電気伝播長を変更できる調整手段と、
を有し、前記結合部と前記第１又は第２の共振器とを含む伝送線路の電気伝播長のうち、前記結合部が占める割合を変えることによって通過帯域幅を変えることができる可変フィルタ装置
が提供される。

通過帯域の中心周波数とともに、通過帯域幅を調整することができる。

と、 図１Ａは、実施例1による可変フィルタの等価回路図、図１Ｂ，図１Ｃは、ＭＥＭＳ可変キャパシタを備えた可変分布定数型伝送線路の例の上面図および断面図、図１Ｄは伝送線路に直列接続される可変キャパシタの構造例の断面図、図１Ｅはバラクタを用いた可変キャパシタの等価回路図、図１ＦはＭＥＭＳ可変キャパシタを備えた可変分布定数型伝送線路の他の例の断面図である。 図２Ａは実施例1による可変フィルタの入力側および出力側の共振器のトータルの電気長を変化させた時の通過帯域の変化を示すグラフ、図２Ａ，２Ｂは結合部の電気長ｘのλ／４（λは波長）に対する比ｋを変化させた時の通過帯域の変化を示すグラフ、図２Ｃはｋの変化に対するー３ｄＢ帯域幅の変化を示すグラフである。 図３Ａは、実施例２による可変フィルタの等価回路図、図３Ｂは図３Ａの回路を実現する構造例の斜視上面図である。 従来技術による周波数可変フィルタの等価回路図である。

図１Ａは、実施例1による可変フィルタの等価回路図である。入力端子ＩＮに第１の可変キャパシタＣ１と分布定数型の第１の可変伝送線路Ｌ１が接続され、出力端子ＯＵＴに第２の可変キャパシタＣ２と分布定数型の第２の可変伝送線路Ｌ２が接続され、伝送線路Ｌ１，Ｌ２の他端に結合部として分布定数型の第３の可変伝送線路ＬＣ１が接続されている。伝送線路ＬＣ１の結合部から見ると、一端を分岐点として、伝送線路Ｌ１の第１分岐部、伝送線路Ｌ２の第２分岐部が接続されているとも言える。伝送線路ＬＣ１の他端は、開放端である。入力端子ＩＮ，出力端子ＯＵＴ間に、必須の構成要件ではないが、段間可変キャパシタＣｍが接続されている。伝送線路Ｌ１，Ｌ２，ＬＣ１は電気長が可変な共振器を構成する。可変フィルタは、接地層を内蔵するＬＴＣＣ（low temperature co-fired ceramics）等の誘電体基板上に形成される。

可変キャパシタＣ１，Ｃ２によって、外部とのインピーダンス整合を行うことができる。段間可変キャパシタＣｍは通過帯域の両側に減衰極を形成し、通過帯域の形状を急峻にすることができる。第１の可変伝送線路Ｌ１、第２の可変伝送線路Ｌ２，結合部可変伝送線路ＬＣ１は，それぞれの電気長が、（λ／４）＋ｘ、（λ／４）＋ｘ、（λ／４）−ｘである。この可変フィルタは、入力端子ＩＮから出力端子ＯＵＴに、波長λの高周波信号を通過させる。

入力端子ＩＮから入射した高周波信号は、インピーダンス調整用キャパシタＣ１を通過した後、分岐部の第１の伝送線路Ｌ１，結合部の伝送線路ＬＣ１へと進み、伝送線路ＬＣ１の開放端で反射する。反射した高周波信号は、伝送線路ＬＣ１を逆行し、分岐部から第１の伝送線路Ｌ１に再入射する。第１の伝送線路Ｌ１のＣ１側端で反射され、伝送線路Ｌ１を逆行する。つまり最初の状態と類似の状態になる。以後同様の動作を繰り返す。ここで、伝送線路ＬＣ１を逆行した高周波信号の少なくとも一部は、分岐部の第２の伝送線路Ｌ２に入射する。各伝送線路が上記の電気長を有する場合、波長λの高周波信号は、ほぼ全て第２の伝送線路に供給される。

図１Ｂ，１Ｃは、可変伝送線路の電気長を可変にする調整構造を示す上面図および断面図である。図１Ｂに示すように線路Ｌの上方に可動電極ＭＥが配置されている。可動電極ＭＥの数は、必要に応じて増減でき、１つでもよい。図１Ｃは、1つの可動電極ＭＥを横断するＩＣ−ＩＣ線に沿う断面図である。図に示すように、誘電体基板２０の上に例えば銅製の伝送線路Ｌが形成される。伝送線路Ｌは、底部が両側に張り出して上部より幅広くされ、張り出し部上方に可変キャパシタＶＣの可動電極ＭＥを収容する空間を確保している。このような構造は、例えば外郭を規定する開口を備えたレジストパターンを用いた２回のメッキ工程で作成することができる。伝送線路Ｌの張り出し部が、可変キャパシタＶＣの固定電極ＦＥを構成する。張り出し部上面には、絶縁層２１が形成され、短絡防止と実効誘電率向上の機能を果たす。絶縁層は、無機絶縁材料で形成しても有機絶縁材料で形成してもよい。場合によって、絶縁層はなくてもよい。

可動電極ＭＥは、誘電体基板２０上に形成された、例えば銅製の片持ち梁構造ＣＬに支持される。片持ち梁ＣＬの先端が可動電極ＭＥを構成すると考えることもできる。このような構造は、例えば立体形状を有する開口を備えたレジストパターンを用いたメッキ工程で作成することができる。外郭を規定する開口を備えたレジストパターンを用いた２回のメッキ工程で形成してもよい。誘電体基板２０上の、片持ち梁ＣＬの可動部下方に、駆動電極ＤＥが形成される。駆動電極は、例えば伝送線路の張り出し部と同時に作成することができる。伝送線路とは別の金属材料を別の工程で形成してもよい。この場合はスパッタリング等別のプロセスを用いてもよい。

誘電体基板２０は、セラミックス層２１の上にＡｇ等で形成され、接地層となる導電金属層２２を配置し、その上にさらにセラミックス層２３を形成した構成を有する。このような構造は、セラミックスグリーンシート層、導電層(配線層)、セラミックスグリーンシート層を位置合わせして積層し、焼結することにより形成することができる。セラミックス層には層間接続用の金属ビアや、高周波信号のＤＣ駆動パスへの漏れを防ぐための高インピダンス抵抗ビアが形成されている。セラミックスの誘電率は約３から約１００の範囲で選択できる。片持ち梁ＣＬの支持部下方、駆動電極の下方には、ビア導電体が埋め込まれる。片持ち梁ＣＬは接地層２２に接続され、駆動電極ＤＥは貫通ビア導電体２５を介して、誘電体基板２０裏面に形成された端子２６に接続される。誘電体基板の裏面にＲＦ信号、ＤＣ駆動信号を入力、出力するためのパッドを形成してもよい。これらのパッドは基板内部の金属ビアと高インピダンス抵抗ビアを介して、基板表面にある構造体や基板内部の配線と接続する。

図１Ｃの構成においては可動電極ＭＥは接地層に接続されている。駆動電極ＤＥに１０Ｖ〜１００Ｖ程度の直流電圧を印加する。静電引力により、可動電極ＭＥは固定電極ＦＥに引き寄せられる。伝送線路Ｌの電気長は可変キャパシタＶＣの可変容量と伝送線路Ｌの回路定数によって決まる。可変容量を大きくすると電気長を長くすることができる。

図１Ｄは、信号通路中に接続される可変キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃｍの構成例を示す断面図である。誘電体基板２０上に、底部に張り出し電極を有する下電極線路Ｌ０１、頂部に張り出し電極を有する上電極線路Ｌ０２が張り出し電極部をオーバラップさせて、可変キャパシタを形成する。上電極線路Ｌ０２の張り出し電極下方には駆動電極ＤＥが形成される。下電極線路Ｌ０１の張り出し電極上面には絶縁膜２８が形成されている。駆動電極ＤＥは貫通ビア導電体２５を介して、誘電体基板２０裏面の端子２６に接続されている。上電極線路Ｌ０１の張り出し電極は片持ち梁構造であり、駆動電極に直流電圧を印加して静電引力を発生させることにより下方に変位する。可変キャパシタの例として、図１Ｂ−１Ｃ，１ＤにＭＥＭＳキャパシタを示したが、可変キャパシタはＭＥＭＳキャパシタに限らない。

図１Ｅはバラクタを用いた可変キャパシタを示す。バラクタダイオードＢＤは逆バイアス下で容量を変化させる。逆バイアスを印加するためのインダクタＬ１１，Ｌ１２がバラクタＢＤの正極、負極に接続される。バラクタを通過して高周波信号を流し、直流バイアス電圧は遮断するためのキャパシタＣ１１，Ｃ１２がバラクタＢＤの正極、負極に接続される。

ＭＥＭＳ可変キャパシタは、片持ち梁構造に限らない。種々の形態が可能である。

図１Ｆは（両持ち）梁構造の可変キャパシタの構成例を示す。誘電体基板２０上に一対の柱状導電支持部ＰＬが形成され、その間に梁構造の可動電極ＭＥが形成される。可動電極ＭＥの下方の誘電体基板２０上に伝送線路Ｌが配置される。伝送線路Ｌの両側の誘電体基板２０上に駆動電極ＤＥが形成される。伝送線路Ｌ、および駆動電極ＤＥの上には誘電体層２７，２９が形成される。伝送線路Ｌ、および駆動電極ＤＥの上に誘電体層２７，２９が無くてもよい。誘電体基板２０内の構成は図１Ｃの構成と同様である。

図２Ａは、図１Ａの構成において、伝送線路Ｌ１，Ｌ２，ＬＣ１の可変キャパシタに直流電圧を印加して伝送線路の電気長を増大した時の、可変フィルタの通過特性の変化を示すグラフである。横軸が周波数をＧＨｚで示し、縦軸が通過率を単位ｄＢで示す。１例において、印加電圧を０Ｖから８０Ｖまで２０Ｖづつ増加した時のフィルタの通過特性を示す。通過帯域の中心周波数は、約４．４ＧＨｚから約２．０６ＧＨｚまで変化している。

図２Ｂは、図１Ａの構成において、結合係数ｋを変化させた時の可変フィルタの通過特性を示すグラフである。結合係数ｋは、結合路の電気長を（λ／４）＋ｘ、共振器Ｌ１，Ｌ２の電気長を（λ／４）−ｘとした時、４分の１波長（λ／４）に対するｘの比ｋ＝ｘ／（λ／４）である。結合係数ｘが、０．１から０．０２へと小さくなるにつれ、通過帯域幅は狭く変化している。

図２Ｃは、結合係数ｘの変化に対するー３ｄＢ帯域幅の変化を取り出して示すグラフである。−３ｄＢ帯域幅は、ピークからー３ｄＢの変化を示す帯域の幅である。結合係数の増加と共に、帯域幅がリニアに増加することが示されている。

これらのグラフから、図１Ａの回路が、伝送線路Ｌ１，Ｌ２，ＬＣ１の結合容量を変化させることにより、通過帯域の中心周波数と帯域幅の両者を制御できることが判る。例えば、通過帯域の中心周波数と帯域幅を伝送線路Ｌ１，Ｌ２，ＬＣ１の各結合容量の値、ないしその容量を得るための印加電圧の関数として、ルックアップテーブルとすれば、所望の中心周波数と帯域幅を得るのにどのような電圧を駆動電極に印加すればよいかを簡単に知ることができる。

実施例１においては、結合部の伝送線路ＬＣ１の電気長が（λ／４）＋ｘであり、伝送線路の物理的長さが長い。よりコンパクトにできる構造が可能であれば好ましい。

図３Ａは、実施例２による可変フィルタの等価回路である。実施例１と異なる点を主に説明する。実施例１の開放端を有する伝送線路ＬＣ１が、結合部の第３の伝送線路ＬＣ２と可変キャパシタＣｃとビア導電体が構成する線路ＶＩＡの直列接続に交換され、線路ＶＩＡの他端は接地される。結合部のトータルの電気長は、（λ／４）＋ｘである。分岐部分は、実施例１と同様であり、各共振器の電気長は（λ／４）−ｘである。可変キャパシタＣｃを導入することにより、伝送線路ＬＣ２の電気長を短くすることができる。

図３Ｂは、図３Ａの回路を実現する構成例の斜視上面図である。入力端子ＩＮに可変キャパシタＣ１と伝送線路Ｌ１の直列接続が接続され、出力端子ＯＵＴに可変キャパシタＣ２と伝送線路Ｌ２の直列接続が接続され、可変キャパシタＣ１，Ｃ２間を可変キャパシタＣｍの電極が接続した形状を有す。伝送線路Ｌ１とＬ２は結合部の伝送線路ＬＣ２に接続され、結合部の伝送線路の他端は可変キャパシタＣｃ、ビア導電体を介して接地される。伝送線路Ｌ１，Ｌ２，ＬＣ２の各々の上方５箇所に可変キャパシタが形成されている。Ａ−Ａ線に沿う断面は、例えば図１Ｄに示す構造を有する。Ｂ−Ｂ線に沿う断面は、例えば図１Ｃに示す構造を有する。可変キャパシタＣ１，Ｃ２の構造も、例えば図１Ｄに示す構造となる。

以上実施例に沿って説明したが、本発明はこれら実施例に限られるものではない。例えば、セラミックス基板に換え、ガラスエポキシ基板を用いることも可能である。その他、種々の変更、置換、改良、組み合わせ等が可能なことは、当業者に自明であろう。

ＩＮ 入力端子、
ＯＵＴ 出力端子、
Ｃ１，Ｃ２，Ｃｍ、Ｃｃ 可変キャパシタ、
Ｌ１，Ｌ２，ＬＣ１、Ｌ 伝送線路、
ＭＥ 可動電極、
ＦＥ 固定電極、
ＤＥ 駆動電極、
ＶＣ 可変キャパシタ、
ＣＬ 片持ち梁構造、
Ｌ１１，Ｌ１２ インダクタ、
２０ 誘電体基板、
２１、２３ セラミックス層、
２２ 接地層、
２５ 貫通ビア導電体、
２６ 端子、
２７，２８，２９ 絶縁膜、
ＰＬ 柱状導電支持部。

Claims (12)

1. 接地導体を内蔵した誘電体基板と、
   前記誘電体基板に形成された入力端子と、
   前記誘電体基板に形成された出力端子と、
   伝送線路を含み、一端が前記入力端子に接続された第１共振器と、
   伝送線路を含み、一端が前記出力端子に接続された第２共振器と、
   前記第１共振器の他端と前記第２共振器の他端とに一端が接続され、他端が開放端である伝送線路、または前記第１共振器の他端と前記第２共振器の他端とに一端が接続され、伝送線路と可変キャパシタとの直列接続を含み、前記可変キャパシタの他端が前記接地導体に接続されている結合部と、
   前記第１及び第２の共振器、及び前記結合部において電気伝播長を変更できる調整手段と、
   を有し、前記結合部と前記第１又は第２の共振器とを含む伝送線路の電気伝播長のうち、前記結合部が占める割合を変えることによって通過帯域幅を変えることができる可変フィルタ装置。
2. 前記調整手段が、前記第１及び第２の共振器の伝送線路、及び前記結合部の伝送線路の少なくとも１つを一方の電極とし、前記接地導体に接続された対向電極を他方の電極とする可変キャパシタを含む請求項１に記載の可変フィルタ装置。
3. 前記調整手段が、前記第１共振器の伝送線路を一方の電極とし、前記接地導体に接続された対向電極を他方の電極とする第１可変キャパシタと、前記第２共振器の伝送線路を一方の電極とし、前記接地導体に接続された対向電極を他方の電極とする第２可変キャパシタと、前記結合部の伝送線路を一方の電極とし、前記接地導体に接続された対向電極を他方の電極とする第３可変キャパシタとを含む請求項2に記載の可変フィルタ装置。
4. 前記第1の共振器が、第1のインピーダンスマッチング用可変キャパシタと第1の伝送線路の直列接続を含み、前記第２の共振器が、第２のインピーダンスマッチング用可変キャパシタと第２の伝送線路の直列接続を含む請求項1または2に記載の可変フィルタ装置。
5. 前記入力端子と前記出力端子とを結合する飛び越しキャパシタをさらに有する請求項１〜４のいずれか１項に記載の可変フィルタ装置。
6. 前記飛び越しキャパシタが、可変キャパシタである請求項５記載の可変フィルタ装置。
7. 前記可変キャパシタの少なくとも1つは、前記誘電体基板上に形成され、伝送線路に接続された固定電極と、前記誘電体基板上に形成された駆動電極と、前記固定電極及び前記駆動電極上方に延在し、前記接地導体に接続された可動電極とを含む請求項２〜４，６のいずれか1項に記載の可変フィルタ装置。
8. 前記可変キャパシタの少なくとも1つがバラクタを含む請求項２〜４，６のいずれか1項に記載の可変フィルタ装置。
9. 前記可変キャパシタは少なくとも１つが、複数の固定キャパシタとこれらの固定キャパシタを切り替えるスイッチから構成される、デジタル制御が可能なキャパシタバンクを含む請求項２〜４，６，８のいずれか１項に記載の可変フィルタ装置。
10. 前記結合部が分布定数型の伝送線路と可変キャパシタの第３キャパシタとの直列接続を含み、前記第３キャパシタの他端が前記誘電体基板に埋め込まれたビア導電体を介して前記接地導体に接続されている請求項１〜９のいずれか1項に記載の可変フィルタ装置。
11. 前記誘電体基板は、低温同時焼成セラミックスで形成されている請求項１〜１０のいずれか１項記載の可変フィルタ装置。
12. 請求項１〜１１のいずれか１項記載の可変フィルタ装置を含む通信装置。

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