JP2012161143A

JP2012161143A - Control device for permanent magnet synchronous motor

Info

Publication number: JP2012161143A
Application number: JP2011018139A
Authority: JP
Inventors: Hiroki Arima; 裕樹有馬
Original assignee: Toshiba Schneider Inverter Corp
Current assignee: Toshiba Schneider Inverter Corp
Priority date: 2011-01-31
Filing date: 2011-01-31
Publication date: 2012-08-23
Anticipated expiration: 2031-01-31
Also published as: JP5543388B2

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a control device for a permanent magnet synchronous motor in which a magnetic pole position is estimated by applying a high-frequency voltage to flow a high-frequency current, the device being hardly affected by a detection error of the high-frequency current.SOLUTION: A control device for a permanent magnet synchronous motor, comprises: means for selecting a half period of a high-frequency voltage to be applied so as to be N times (N=1, 2, ...) of a current detection cycle, handling a phase of the high-frequency voltage as a discrete phase using (2π)÷(2N) as a unit, and superimposing a voltage component of a sine wave function having the discrete phase on a D axis voltage; means for multiplying a polarity inversion signal of a cosine wave function having the discrete phase by at least a Q axis current of the detected D axis current and Q axis current, adding the multiplication value to M cycles (M=1, 2, ...) of the high-frequency voltage to calculate a position error extraction amount including error information of an estimated magnetic pole position; and means for conducting a convergence operation of an output frequency so as to cancel an error of the estimated magnetic pole position based on the position error extraction amount.

Description

本発明の実施形態は、回転子位置の推定機能を有する永久磁石同期電動機の制御装置に関する。 Embodiments described herein relate generally to a permanent magnet synchronous motor control apparatus having a rotor position estimation function.

インバータによる可変速電動機制御装置は各分野に適用されており、今後はトルクや速度制御精度の向上、高効率、低騒音など更なる高性能化と信頼性の向上が期待されている。特に、速度センサや位置センサを用いない位置速度センサレス制御は、信頼性向上や設置環境の制約の改善などの点で有用である。 Variable speed motor control devices using inverters are applied in various fields, and further improvements in performance and reliability such as improved torque and speed control accuracy, high efficiency and low noise are expected in the future. In particular, position / speed sensorless control without using a speed sensor or position sensor is useful in terms of improving reliability and improving constraints on the installation environment.

１９８０年頃から、位置センサを用いることなく、永久磁石などにより回転子に磁束を有する電動機の回転子磁束方向を検出しようとする技術が開発されている。しかし、電動機の停止時または低速回転時には誘起電圧が０または非常に小さいため、デッドタイム補償誤差による出力電圧誤差や推定式に用いる一次抵抗の設定誤差などの影響を受け易く、誘起電圧に依存した回転子磁束方向の推定手段だけでは十分な制御特性が得られない。 Since about 1980, a technique for detecting the rotor magnetic flux direction of an electric motor having a magnetic flux in the rotor by a permanent magnet or the like without using a position sensor has been developed. However, since the induced voltage is 0 or very small when the motor is stopped or rotated at a low speed, it is easily affected by the output voltage error due to the dead time compensation error and the setting error of the primary resistance used in the estimation formula, and depends on the induced voltage. Sufficient control characteristics cannot be obtained only by means for estimating the rotor magnetic flux direction.

そこで、回転子磁束位置推定技術の１つとして、制御装置内で有する推定された回転子磁束方向に、高周波の交番電流あるいは交番電圧を重畳する手段がある。推定された回転子磁束の方向をＤ軸とし、トルクに寄与する電流ベクトルの方向をＱ軸と定め、それぞれの電流成分を各々制御する電流制御装置を備える。 Therefore, as one of the rotor magnetic flux position estimation techniques, there is means for superimposing a high-frequency alternating current or alternating voltage on the estimated rotor magnetic flux direction in the control device. The estimated direction of the rotor magnetic flux is defined as the D axis, the direction of the current vector contributing to the torque is defined as the Q axis, and a current control device that controls each current component is provided.

回転子磁束方向を推定するには、高周波の交番電流を重畳する場合には、高周波電流が流されない軸方向の電圧値を用いればよい。つまり、Ｄ軸に高周波電流を重畳し、高周波電流を重畳しないＱ軸の電圧値を用いて回転子磁束方向を推定することができる。またこれと等価な手段として、高周波の交番電圧を重畳する場合には、高周波電圧が重畳されない軸方向の電流値を用いればよい。すなわち、Ｄ軸に高周波電圧を重畳し、高周波電圧を重畳しないＱ軸の電流値を用いて回転子磁束位置を推定することもできる。 In order to estimate the rotor magnetic flux direction, when a high-frequency alternating current is superimposed, a voltage value in the axial direction in which no high-frequency current is passed may be used. That is, the rotor magnetic flux direction can be estimated using the voltage value of the Q axis that superimposes the high frequency current on the D axis and does not superimpose the high frequency current. Further, as an equivalent means, when a high-frequency alternating voltage is superimposed, an axial current value where the high-frequency voltage is not superimposed may be used. That is, it is possible to estimate the rotor magnetic flux position by superimposing a high frequency voltage on the D axis and using a Q axis current value without superimposing the high frequency voltage.

米国特許第４７６３０５８号明細書US Patent No. 4763058 特開昭６２−１３８０７４号公報JP-A-62-138074 特許第３４５４２１２号公報Japanese Patent No. 3454212

Schroedl,M.、「DETECTION OF THE ROTOR POSITION OF A PERMANENT MAGNET MACHINE AT STANDSTILL」、ICEM(International Conference on Electrical Machine) 1988 in Pisa(Italy)、p.195-197Schroedl, M., `` DETECTION OF THE ROTOR POSITION OF A PERMANENT MAGNET MACHINE AT STANDSTILL '', ICEM (International Conference on Electrical Machine) 1988 in Pisa (Italy), p.195-197

高周波電圧を重畳し、電機子電流に流れる高周波電流を用いて回転子磁束方向を推定するためには、Ｄ軸電流またはＱ軸電流に現れる高周波電流成分を抽出し、それに基づいて実際の回転子磁束方向と推定した回転子磁束方向との誤差Δθの情報を得る必要がある。高周波電流成分を抽出する方法として最も簡単な方法の１つは、重畳している高周波電圧に基づいて、高周波電流値が最大となる時と最小となる時の差分を抽出する方法である。 In order to estimate the rotor magnetic flux direction using the high-frequency current that is superimposed on the high-frequency voltage and that flows through the armature current, the high-frequency current component that appears in the D-axis current or the Q-axis current is extracted, and the actual rotor is based on that. It is necessary to obtain information on the error Δθ between the magnetic flux direction and the estimated rotor magnetic flux direction. One of the simplest methods for extracting a high-frequency current component is a method of extracting a difference between when the high-frequency current value is maximum and when it is minimum based on the superimposed high-frequency voltage.

しかし、この方法によれば高周波電圧周期に２回のみの電流検出値によって高周波成分を抽出することになるため、インバータ回路のスイッチングノイズ等の影響を受け易い。上記２回の何れかの電流検出値に誤差が生じた場合、高周波電流成分から算出される位置誤差情報は、当該高周波電圧周期において検出誤差を含んでいるため、回転子磁束方向の推定結果に影響を及ぼす虞がある。 However, according to this method, the high frequency component is extracted by the current detection value only twice in the high frequency voltage period, and therefore, it is easily affected by the switching noise of the inverter circuit. When an error occurs in one of the two current detection values, the position error information calculated from the high-frequency current component includes a detection error in the high-frequency voltage period, and therefore the estimation result of the rotor magnetic flux direction May have an effect.

特にインダクタンスが大きい場合には、重畳する高周波電圧の周波数を高くすると高周波電流成分が小さくなるので、重畳する高周波電圧の周波数を高く取れない。この場合には、次の高周波電流の最大値または最小値の検出値が得られるまでの時間が長くなる。その結果、回転子位置の推定誤差が大きくなった場合には、トルクを維持できず脱調に至る可能性もある。 In particular, when the inductance is large, if the frequency of the superimposed high-frequency voltage is increased, the high-frequency current component is reduced, so that the frequency of the superimposed high-frequency voltage cannot be increased. In this case, the time until the next maximum or minimum detection value of the high-frequency current is obtained is increased. As a result, when the estimation error of the rotor position becomes large, there is a possibility that the torque cannot be maintained and a step-out occurs.

本発明が解決しようとする課題は、高周波電圧を印加することにより高周波電流を流して磁極位置を推定する構成において、高周波電流の検出誤差の影響を受けにくい永久磁石同期電動機の制御装置を提供することである。 A problem to be solved by the present invention is to provide a controller for a permanent magnet synchronous motor that is less susceptible to the detection error of a high frequency current in a configuration in which a high frequency current is applied by applying a high frequency voltage to estimate a magnetic pole position. That is.

実施形態の永久磁石同期電動機の制御装置は、永久磁石同期電動機の回転子磁束の推定軸をＤ軸とし、Ｄ軸に対しπ／２進んだ位置にある軸をＱ軸とし、永久磁石同期電動機に高周波電圧を印加することにより高周波電流を流して回転子の磁極位置を推定し、この推定磁極位置に基づいて永久磁石同期電動機を制御する。電流検出手段は、永久磁石同期電動機に流れる電流を所定の電流検出周期で検出する。高周波電圧印加手段は、印加する高周波電圧の半周期を電流検出周期のＮ倍（Ｎ＝１、２、…）となるように選択し、その高周波電圧の位相を（２π）÷（２Ｎ）を単位とする離散的な位相として取り扱い、この離散的な位相の正弦波状関数の電圧成分をＤ軸電圧に重畳する。位置誤差情報抽出手段は、離散的な位相の余弦波状関数の極性反転信号を検出したＤ軸電流およびＱ軸電流のうち少なくともＱ軸電流に乗算し、その乗算値を高周波電圧のＭ周期（Ｍ＝１、２、…）にわたり加算して、推定磁極位置の誤差情報を含む位置誤差抽出量を演算する。収束演算手段は、位置誤差抽出量に基づいて推定磁極位置の誤差を打ち消すように出力周波数を収束演算する。 In the control device for a permanent magnet synchronous motor of the embodiment, the estimated axis of the rotor magnetic flux of the permanent magnet synchronous motor is the D axis, the axis at a position advanced by π / 2 with respect to the D axis is the Q axis, and the permanent magnet synchronous motor A high frequency voltage is applied to the rotor to cause a high frequency current to flow to estimate the magnetic pole position of the rotor, and the permanent magnet synchronous motor is controlled based on the estimated magnetic pole position. The current detection means detects the current flowing through the permanent magnet synchronous motor at a predetermined current detection cycle. The high frequency voltage application means selects a half cycle of the applied high frequency voltage to be N times the current detection cycle (N = 1, 2,...), And sets the phase of the high frequency voltage to (2π) ÷ (2N). Treated as a discrete phase as a unit, the voltage component of the sinusoidal function of this discrete phase is superimposed on the D-axis voltage. The position error information extraction unit multiplies at least the Q-axis current among the detected D-axis current and Q-axis current of the polarity-inverted signal of the cosine wave function having a discrete phase, and multiplies the multiplied value by the M period (M = 1, 2,...) To calculate a position error extraction amount including error information of the estimated magnetic pole position. The convergence calculation means performs a convergence calculation on the output frequency so as to cancel the error of the estimated magnetic pole position based on the position error extraction amount.

第１の実施形態を示す電動機制御装置のブロック構成図The block block diagram of the motor control apparatus which shows 1st Embodiment. 重畳する正弦波状関数を示す図Diagram showing superimposed sinusoidal function Ｍ−Ｔ軸座標とＤ−Ｑ軸座標との関係を示す図The figure which shows the relationship between MT axis coordinates and DQ axis coordinates パルス状の高周波電圧ｖd(ｋ)を重畳して高周波成分ΔＩqhを抽出する過程で用いる信号値および算出値を示す図The figure which shows the signal value and calculation value which are used in the process of extracting the high frequency component ΔIqh by superimposing the pulsed high frequency voltage vd (k) 第２の実施形態を示す図４相当図FIG. 4 equivalent view showing the second embodiment 第３の実施形態を示す図４相当図FIG. 4 equivalent view showing the third embodiment

（第１の実施形態）
図１ないし図４を参照しながら第１の実施形態を説明する。図１は、回転子磁極位置の推定機能を備えた電動機制御装置の構成を示している。電動機制御装置１は、速度センサと位置センサを用いることなく永久磁石同期電動機２を駆動するセンサレス制御装置である。インバータ３は、３相ブリッジ接続された６つのスイッチング素子から構成され、直流電源線４ｐ、４ｎ間の直流電圧を指令電圧ｖuref、ｖvref、ｖwrefに基づいて３相交流電圧に変換し、電動機２に供給する。Ｕ相およびＷ相に配された電流検出器５は、電動機２に流れる電流を検出する電流検出手段である。 (First embodiment)
The first embodiment will be described with reference to FIGS. 1 to 4. FIG. 1 shows a configuration of an electric motor control device having a function of estimating a rotor magnetic pole position. The motor control device 1 is a sensorless control device that drives the permanent magnet synchronous motor 2 without using a speed sensor and a position sensor. The inverter 3 is composed of six switching elements connected in a three-phase bridge. The inverter 3 converts a DC voltage between the DC power supply lines 4p and 4n into a three-phase AC voltage based on the command voltages uref, vvref, and vwref. Supply. The current detectors 5 arranged in the U phase and the W phase are current detection means for detecting the current flowing through the electric motor 2.

電動機制御装置１は、回転子磁束の推定軸（推定した回転子磁束方向）をＤ軸とし、Ｄ軸に対しπ／２進んだ位置にあるトルク電流方向の軸をＱ軸とする。そして、電動機２に高周波電圧ｖdhfを印加して固定子巻線に高周波電流を流すことにより、回転子磁束方向である回転子磁極位置θest（推定磁極位置）を推定し、この推定磁極位置に基づいて電動機２を制御する。 The motor control device 1 uses the estimated axis of the rotor magnetic flux (estimated rotor magnetic flux direction) as the D axis, and sets the axis in the torque current direction at a position advanced by π / 2 with respect to the D axis as the Q axis. Then, the rotor magnetic pole position θest (estimated magnetic pole position) that is the direction of the rotor magnetic flux is estimated by applying a high frequency voltage vdhf to the motor 2 and causing a high frequency current to flow through the stator winding, and based on this estimated magnetic pole position. To control the motor 2.

座標変換部６は、推定した回転子磁極位置θestを用いて、３相静止軸上の検出電流ｉｕ、ｉｗを同期ＤＱ軸上の検出電流ｉｄ、ｉｑに変換する。電流制御部７は、指令電流ｉdref、ｉqrefと検出電流ｉｄ、ｉｑとを一致させるように、例えば電流偏差に対するＰＩ演算により指令電圧ｖdref、ｖqrefを出力する。 The coordinate conversion unit 6 converts the detected currents iu and iw on the three-phase stationary axis into the detected currents id and iq on the synchronous DQ axis by using the estimated rotor magnetic pole position θest. The current control unit 7 outputs the command voltages vdref and vqref, for example, by PI calculation with respect to the current deviation so that the command currents idref and iqref and the detected currents id and iq match.

高周波電圧印加手段である加算器８は、回転子磁極位置θestを推定するために、Ｄ軸の電流制御結果である指令電圧ｖdrefに高周波電圧ｖdhfを加算する。重畳する高周波電圧ｖdhfは正弦波状関数である。正弦波状関数は、正弦波関数と同様に、高周波電圧ｖdhfの位相が０からπまでの期間で正の値を持ち、πから２πまでの期間で負の値を持つ関数である。正弦波状関数を例示すれば、図２に示すように（ａ）正弦波電圧（正弦波関数）、（ｂ）相異なる２つの電圧レベルを有する５０％デューティのパルス電圧（例えば正と負の向きに同じ電圧振幅を持つ方形波電圧（方形波関数））、（ｃ）三角波電圧（三角波関数）、（ｄ）鋸波電圧（鋸波関数）などである。本実施形態では、後述するように正弦波電圧と方形波電圧（パルス電圧）を例に説明する。 An adder 8 serving as a high-frequency voltage application means adds the high-frequency voltage vdhf to the command voltage vdref that is the current control result of the D axis in order to estimate the rotor magnetic pole position θest. The superposed high-frequency voltage vdhf is a sinusoidal function. Similar to the sine wave function, the sine wave function is a function having a positive value in the period from 0 to π and a negative value in the period from π to 2π, as in the case of the high frequency voltage vdhf. As an example of a sine wave function, as shown in FIG. 2, (a) a sine wave voltage (sine wave function), (b) a 50% duty pulse voltage having two different voltage levels (for example, positive and negative directions) Square wave voltage (square wave function)), (c) triangular wave voltage (triangular wave function), (d) sawtooth voltage (sawtooth wave function), and the like. In this embodiment, as will be described later, a sine wave voltage and a square wave voltage (pulse voltage) will be described as an example.

電流制御の応答は、重畳する高周波電圧ｖdhfの周波数より十分に遅い応答として調整されている。すなわち、ここで言う高周波とは、電動機２の運転周波数に対して十分に高い周波数であって、電流制御の周波数帯域に対しても十分に高い周波数である。 The response of the current control is adjusted as a response sufficiently slower than the frequency of the superimposed high frequency voltage vdhf. That is, the high frequency mentioned here is a sufficiently high frequency with respect to the operating frequency of the electric motor 2 and a sufficiently high frequency with respect to the frequency band of current control.

座標変換部９は、推定した回転子磁極位置θestを用いて、同期ＤＱ軸上の指令電圧ｖdref、ｖqrefを３相静止軸上の指令電圧ｖuref、ｖvref、ｖwrefに変換する。指令電圧ｖuref、ｖvref、ｖwrefは、三角波からなる搬送波と比較されてＰＷＭ変調され、そのＰＷＭ変調された駆動信号は、インバータ３のスイッチング素子に付与される。 The coordinate conversion unit 9 converts the command voltages vdref and vqref on the synchronous DQ axis into command voltages vuref, vvref and vwref on the three-phase stationary axis using the estimated rotor magnetic pole position θest. The command voltages vuref, vvref, and vwref are compared with a carrier wave formed of a triangular wave and subjected to PWM modulation, and the PWM-modulated drive signal is applied to the switching element of the inverter 3.

位置誤差情報抽出部１０（位置誤差情報抽出手段）は、詳しくは後述するように余弦波状関数の極性反転信号をＤ軸検出電流ｉｄおよびＱ軸検出電流ｉｑに乗算し、それぞれその乗算値を高周波電圧ｖdhfのＭ周期（Ｍ＝１、２、…）にわたり加算平均して、推定した回転子磁極位置θestの誤差Δθを含む位置誤差抽出量（後述する高周波成分ΔＩdh、ΔＩqhに相当）を演算する。 As will be described in detail later, the position error information extraction unit 10 (position error information extraction means) multiplies the polarity inversion signal of the cosine wave function by the D axis detection current id and the Q axis detection current iq, and respectively multiplies the multiplied values by high frequency. A position error extraction amount (corresponding to high-frequency components ΔIdh and ΔIqh described later) including the error Δθ of the estimated rotor magnetic pole position θest is calculated by averaging over M periods (M = 1, 2,...) Of the voltage vdhf. .

収束演算部１１（収束演算手段）は、位置誤差抽出量に基づいて回転子磁極位置θestの誤差Δθを求め、この誤差Δθを打ち消すように回転子速度ωstat（出力周波数）を収束演算する。積分器１２は、回転子速度ωstatを積分して回転子磁極位置θestを得る。なお、上述した座標変換、電流制御、高周波電圧の重畳、ＰＷＭ変調、位置誤差抽出量の演算、収束演算等の処理は、予め不揮発性メモリに記憶された制御プログラムに従ってマイクロコンピュータにより実行されるようになっている。 The convergence calculation unit 11 (convergence calculation means) obtains an error Δθ of the rotor magnetic pole position θest based on the position error extraction amount, and performs a convergence calculation on the rotor speed ωstat (output frequency) so as to cancel this error Δθ. The integrator 12 integrates the rotor speed ωstat to obtain the rotor magnetic pole position θest. The above-described processing such as coordinate conversion, current control, high-frequency voltage superposition, PWM modulation, position error extraction amount calculation, convergence calculation, and the like is executed by a microcomputer in accordance with a control program stored in advance in a nonvolatile memory. It has become.

以下、位置誤差情報抽出部１０および収束演算部１１による回転子磁極位置θestの推定演算について詳しく説明する。回転子に磁束を有する回転機の数学的モデルは、回転子の磁束方向をＭ軸とし、Ｍ軸からπ／２進んだ位置をＴ軸と定めると、一般的に（１）式のように示される。ｉＭ、ｉＴはＭ軸電流、Ｔ軸電流、Ｒは固定子巻線の抵抗、Ｌｄ、Ｌｑは固定子巻線のＤ軸、Ｑ軸インダクタンス、φは回転子の固定子鎖交磁束、ωmeは回転速度、ｐは微分演算子である。

Hereinafter, the estimation calculation of the rotor magnetic pole position θest by the position error information extraction unit 10 and the convergence calculation unit 11 will be described in detail. In a mathematical model of a rotating machine having a magnetic flux in the rotor, when the magnetic flux direction of the rotor is defined as the M axis and the position advanced by π / 2 from the M axis is defined as the T axis, generally, Indicated. iM and iT are M-axis current, T-axis current, R is the resistance of the stator winding, Ld and Lq are D-axis and Q-axis inductance of the stator winding, φ is the stator flux linkage of the rotor, and ωme is The rotational speed, p is a differential operator.

電動機２の実際の磁束方向であるＭ軸方向をθとし、Ｍ軸とＤ軸の誤差角Δθ（推定磁極位置の誤差Δθ）を（２）式のように定める。このＭ−Ｔ軸とＤ−Ｑ軸との関係は、図３に示す通りである。

The M-axis direction, which is the actual magnetic flux direction of the electric motor 2, is defined as θ, and the error angle Δθ between the M-axis and the D-axis (the estimated magnetic pole position error Δθ) is determined as shown in Equation (2). The relationship between the MT axis and the DQ axis is as shown in FIG.

制御上の推定軸であるＤ軸からπ／２進んだ位置をＱ軸と定義したので、（１）式に示されるＭ−Ｔ軸上の電圧方程式は、Ｄ−Ｑ軸上における数学的モデルとして（３）式のように表される。

Since the position advanced by π / 2 from the D axis, which is an estimated axis for control, is defined as the Q axis, the voltage equation on the MT axis shown in the equation (1) is a mathematical model on the DQ axis. (3) is expressed as follows.

微分項を左辺に整理すると（４）式のようになる。

When the differential term is arranged on the left side, the following equation (4) is obtained.

ここで、Ｌ０、Ｌ１は（５）式のように定義される。

Here, L0 and L1 are defined as in equation (5).

重畳する高周波電圧ｖdhfの周波数は電動機２の運転周波数に対して十分に高いため、巻線抵抗の電圧降下はインダクタンスに係る項に比べ十分に小さくなる。そこで、固定子巻線の抵抗Ｒに係る項を無視し、さらに停止時や低速域において小さな値となる回転速度ωmeを含む項を無視すると、（４）式は（６）式の近似式で表すことができる。

Since the frequency of the superimposed high-frequency voltage vdhf is sufficiently higher than the operating frequency of the electric motor 2, the voltage drop of the winding resistance is sufficiently smaller than the term related to the inductance. Therefore, ignoring the term related to the resistance R of the stator winding and further ignoring the term including the rotational speed ωme that becomes a small value at the time of stopping or in the low speed region, the equation (4) is an approximation of the equation (6). Can be represented.

高周波電圧信号をＤ軸方向にのみ重畳すると、ｖｄ＝ｖdhf、ｖｑ＝０となるので、（６）式は（７）式となる。

If the high-frequency voltage signal is superimposed only in the D-axis direction, vd = vdhf and vq = 0, so that equation (6) becomes equation (7).

これをＤ軸成分、Ｑ軸成分ごとに表すと（８）式、（９）式となる。

When this is expressed for each of the D-axis component and the Q-axis component, the following equations (8) and (9) are obtained.

これより、Ｄ軸電流ｉｄとＱ軸電流ｉｑに推定磁極位置誤差Δθの２倍に相当する位置誤差情報が含まれることが分かる。そこで、Ｄ軸に重畳する高周波電圧ｖdhfを正弦波関数である正弦波電圧とすると（１０）式のように表現できる。ただし、ΔＶｈは、振幅を表し正の値とする。

From this, it can be seen that the D-axis current id and the Q-axis current iq include position error information corresponding to twice the estimated magnetic pole position error Δθ. Therefore, when the high-frequency voltage vdhf superimposed on the D-axis is a sine wave voltage that is a sine wave function, it can be expressed as in equation (10). However, ΔVh represents an amplitude and is a positive value.

このとき、（６）式は（１１）式となる。

At this time, equation (6) becomes equation (11).

正弦波状関数である高周波電圧ｖdhfを重畳した際にどのような電流が流れるかを考察するため、（１１）式の両辺を積分すると（１２）式となる。ｉd0、ｉq0は、積分を開始し始めた時刻ｔ＝０における初期値である。（１２）式の高周波成分のみを書き出すと（１３）式となる。

In order to consider what kind of current flows when the high-frequency voltage vdhf, which is a sinusoidal function, is superimposed, equation (12) is obtained by integrating both sides of equation (11). id0 and iq0 are initial values at time t = 0 when the integration is started. If only the high-frequency component of equation (12) is written, equation (13) is obtained.

（１３）式によれば、高周波電流は、印加している正弦波高周波電圧ｖdhfに対してπ／２だけ位相が遅れた高周波電流、言い換えると余弦波の極性反転成分（余弦波状関数の極性反転信号）として観測される。（５）式によればＬ０−Ｌ１cos(２Δθ)≧０なので、推定磁極位置誤差Δθに応じて、Ｄ軸に関してはその振幅が変化し、Ｑ軸に関しては振幅のみならず極性も変化することが分かる。 According to the equation (13), the high-frequency current is a high-frequency current whose phase is delayed by π / 2 with respect to the applied sine wave high-frequency voltage vdhf, in other words, the polarity reversal component of the cosine wave (polarity reversal of the cosine wave function) Signal). According to the equation (5), L0−L1cos (2Δθ) ≧ 0, so that the amplitude of the D axis changes according to the estimated magnetic pole position error Δθ, and not only the amplitude but also the polarity of the Q axis changes. I understand.

推定磁極位置誤差Δθに応じて変化する高周波電流の振幅および極性を表す部分（位置誤差抽出量）をＤ軸、Ｑ軸それぞれ高周波成分ΔＩdh、ΔＩqhと表記すれば、(１３)式は（１４）式のようになる。

If the portion (position error extraction amount) representing the amplitude and polarity of the high-frequency current that changes in accordance with the estimated magnetic pole position error Δθ is expressed as high-frequency components ΔIdh and ΔIqh on the D axis and Q axis, equation (13) becomes (14) It becomes like the formula.

（１４）式は、高周波成分ΔＩdh、ΔＩqhが推定磁極位置誤差Δθに応じて一意に決定することを意味している。電動機２の検出電流値から高周波成分ΔＩdh、ΔＩqhを抽出できれば、（１５）式で示す関係式を得ることができる。

Equation (14) means that the high frequency components ΔIdh and ΔIqh are uniquely determined according to the estimated magnetic pole position error Δθ. If the high-frequency components ΔIdh and ΔIqh can be extracted from the detected current value of the electric motor 2, the relational expression represented by the equation (15) can be obtained.

（１５）式において、推定磁極位置誤差Δθの２倍角に対して正弦波状の情報となる分子部分に相当する高周波成分ΔＩqhのみを用いて位置推定を行ってもよい。さらに、cos２Δθ≒１、sinΔθ≒２Δθの近似を施せば、（１５）式は（１６）式のように変形できる。

In equation (15), position estimation may be performed using only the high-frequency component ΔIqh corresponding to the numerator portion that is sinusoidal information with respect to the double angle of the estimated magnetic pole position error Δθ. Further, if approximation of cos2Δθ≈1 and sinΔθ≈2Δθ is performed, Expression (15) can be transformed into Expression (16).

Ｑ軸の高周波成分ΔＩqhとともにＤ軸の高周波成分ΔＩdhも用いることで、推定磁極位置誤差Δθの情報は（１７）式のように表せる。

By using the high-frequency component ΔIdh of the D-axis together with the high-frequency component ΔIqh of the Q-axis, information on the estimated magnetic pole position error Δθ can be expressed as shown in Equation (17).

（１７）式によれば、高周波成分ΔＩdh、ΔＩqhの情報から推定磁極位置誤差Δθの情報を得る際、電動機２について得られたインダクタンス値Ｌｄ、Ｌｑを用いることにより、位置推定のための収束演算用のゲインを最適に保つことができることが分かる。すなわち、回転子速度ωstatのＰＩ収束演算において、比例項のゲインを１（最適値）に設定することができ、ゲイン調整を行う必要がないという効果が得られる。なお、（１７）式で分子部分に相当するＱ軸の高周波成分ΔＩqhのみを用いることとすれば、例えば高周波成分ΔＩdhにおけるΔθをゼロとして定数化することにより、（１７）式の除算演算に替えて乗算演算を用いることができる。 According to the equation (17), when obtaining information on the estimated magnetic pole position error Δθ from information on the high-frequency components ΔIdh and ΔIqh, the convergence calculation for position estimation is performed by using the inductance values Ld and Lq obtained for the motor 2. It can be seen that the gain can be kept optimal. That is, in the PI convergence calculation of the rotor speed ωstat, the gain of the proportional term can be set to 1 (optimum value), and there is an effect that it is not necessary to perform gain adjustment. If only the Q-axis high-frequency component ΔIqh corresponding to the numerator portion is used in equation (17), for example, Δθ in the high-frequency component ΔIdh is made constant to be zero, thereby replacing the division operation of equation (17). Multiplication operations can be used.

次に、推定磁極位置誤差Δθの式である（１７）式等に含まれる高周波成分ΔＩdh、ΔＩqhを抽出する手段について説明する。Ｄ軸に印加する高周波電圧ｖdhfによって流れる高周波電流は、（１４）式に示されるように、正弦波関数（sinωhｔ成分）で与えた高周波電圧信号に対してπ／２だけ位相の遅れた電流となる。言い換えると、余弦波関数の極性反転信号（−cosωhｔ成分）として表されていることが分かる。 Next, means for extracting the high-frequency components ΔIdh and ΔIqh included in equation (17), which is the equation of the estimated magnetic pole position error Δθ, will be described. The high-frequency current flowing by the high-frequency voltage vdhf applied to the D-axis is a current delayed in phase by π / 2 with respect to the high-frequency voltage signal given by the sine wave function (sinωht component), as shown in equation (14). Become. In other words, it can be seen that the cosine wave function is expressed as a polarity inversion signal (-cosωht component).

例えばＱ軸の高周波電流の振幅と極性を表す高周波成分ΔＩqhの値を抽出するためには、検出電流ｉｑに−cosωhｔを乗算して、高周波電圧ｖdhfの１周期（Ｍ＝１の場合）であるＴｈ間だけ積分することで（１８）式のように得ることができる。 For example, in order to extract the value of the high-frequency component ΔIqh representing the amplitude and polarity of the Q-axis high-frequency current, the detection current iq is multiplied by −cosωht, and is one cycle of the high-frequency voltage vdhf (when M = 1). By integrating only for Th, it can be obtained as in equation (18).

計算式は省略するが、Ｄ軸の高周波電流の振幅を表す高周波成分ΔＩdhについても、検出電流ｉｄに−cosωhｔを乗算してＴｈ間だけ積分することにより同様に計算できる。 Although the calculation formula is omitted, the high-frequency component ΔIdh representing the amplitude of the D-axis high-frequency current can be calculated in the same manner by multiplying the detection current id by −cosωht and integrating only for Th.

以上、（１０）式に示す正弦波関数である高周波電圧ｖdhfを重畳する場合について説明したが、以下では方形波関数であるパルス状の高周波電圧ｖdhfを重畳する場合でも同様にして高周波成分ΔＩdh、ΔＩqhを抽出できることを説明する。 The case of superimposing the high-frequency voltage vdhf that is a sine wave function shown in the equation (10) has been described above. However, in the following, the high-frequency component ΔIdh is similarly applied even when the pulsed high-frequency voltage vdhf that is a square wave function is superimposed. The fact that ΔIqh can be extracted will be described.

図２（ｂ）に示すように、重畳する正弦波状関数からなる高周波電圧ｖdhfを、正弦波状関数が正の期間（０〜π）では＋Δｖhとし、負の期間（π〜２π）は−Δｖh（ただし、Δｖh＞０）となるパルス電圧とする。すなわち、時刻ｔ＝０からｔ＝Ｔｈ／２の期間は（１９）式となり、時刻ｔ＝Ｔｈ／２からｔ＝Ｔｈの期間は（２０）式で表せる。時刻ｔ＝Ｔｈ以降は再び＋Δｖｈを出力する。このように、Ｔｈ／２の期間ごとに正負交互の電圧を切り替えて印加する場合を考える。

As shown in FIG. 2B, the high-frequency voltage vdhf composed of the superimposed sinusoidal function is set to + Δvh when the sinusoidal function is positive (0 to π), and −Δvh () during the negative period (π to 2π). However, the pulse voltage is such that Δvh> 0). That is, the period from time t = 0 to t = Th / 2 is expressed by equation (19), and the period from time t = Th / 2 to t = Th can be expressed by equation (20). After time t = Th, + Δvh is output again. In this way, a case is considered where positive and negative alternating voltages are switched and applied every Th / 2 period.

まず、流れる高周波電流がどのように表されるかについて考察する。時刻ｔ＝０からｔ＝Ｔｈ／２の期間における電流は（２１）式で記載される。

First, consider how the flowing high-frequency current is represented. The current in the period from time t = 0 to t = Th / 2 is described by equation (21).

（２１）式の両辺を積分すると、時刻ｔ＝０からｔ＝Ｔｈ／２までの期間における電流は（２２）式のように表せる。ｉd0、ｉq0は、積分を開始し始めた時刻ｔ＝０における初期値である。

When both sides of the equation (21) are integrated, the current in the period from time t = 0 to t = Th / 2 can be expressed as the equation (22). id0 and iq0 are initial values at time t = 0 when the integration is started.

（２２）式より、時刻ｔ＝Ｔｈ／２における電流値は（２３）式で表せる。

From equation (22), the current value at time t = Th / 2 can be expressed by equation (23).

続いて、時刻ｔ＝Ｔｈ／２からｔ＝Ｔｈまでの期間における電流は（２４）式で記載される。

Subsequently, the current in the period from time t = Th / 2 to t = Th is described by equation (24).

（２４）式の両辺を積分すると、時刻ｔ＝Ｔｈ／２からｔ＝Ｔｈまでの期間における電流は（２５）式のように表せる。

When both sides of the equation (24) are integrated, the current in the period from the time t = Th / 2 to t = Th can be expressed as the equation (25).

Ｑ軸の高周波電流の振幅と極性を表す高周波成分ΔＩqhの値を抽出するために、（２２）式と（２５）式で表されるＱ軸電流ｉｑに−cosωhｔを乗算して、高周波電圧ｖdhfの１周期（Ｍ＝１の場合）であるＴｈ間だけ積分すると（２６）式が得られる。 In order to extract the value of the high-frequency component ΔIqh representing the amplitude and polarity of the Q-axis high-frequency current, the Q-axis current iq represented by the equations (22) and (25) is multiplied by −cosωht to obtain the high-frequency voltage vdhf. (26) is obtained by integrating only during Th, which is one period (when M = 1).

ここで、

であるので、

となる。 here,

So

It becomes.

従って、（２６）式の各項について以下のように計算される。

Therefore, the calculation is performed as follows for each term of the equation (26).

その結果、（２６）式は（２６′）式となる。

As a result, Equation (26) becomes Equation (26 ′).

これにより、高周波電圧ｖdhfとして方形波関数であるパルス電圧を印加した場合においても、正弦波電圧と同様の演算手法で高周波成分ΔＩdh、ΔＩqhを得ることができることが分かる。また、パルス電圧の振幅を正弦波の振幅と等しくしたことから、同振幅の正弦波の実効値と比較して４／π倍の高周波電流成分が含まれることが分かる。 Thus, it can be seen that even when a pulse voltage that is a square wave function is applied as the high-frequency voltage vdhf, the high-frequency components ΔIdh and ΔIqh can be obtained by the same calculation method as the sine wave voltage. Further, since the amplitude of the pulse voltage is made equal to the amplitude of the sine wave, it can be seen that a high-frequency current component that is 4 / π times higher than the effective value of the sine wave of the same amplitude is included.

以上説明したように、正弦波状関数の高周波電圧ｖdhfとして正弦波電圧または方形波電圧を推定の磁束軸であるＤ軸に印加し、そのときに流れる高周波電流に基づいて回転子磁極位置θestを推定する。この場合、検出したＤ軸電流ｉｄ、Ｑ軸電流ｉｑに余弦波状関数の電圧（余弦波電圧）の極性反転信号−cosωhｔを乗算し、その乗算値の高周波電圧のＭ周期間における加算平均値を演算することで、位置誤差抽出量である高周波成分ΔＩdh、ΔＩqhを得ることができる。そして、これら高周波成分ΔＩdh、ΔＩqhから推定磁極位置誤差Δθ（推定磁極位置の誤差情報）を得ることができる。この誤差情報に基づいて、推定磁極位置誤差Δθを打ち消すように回転子速度ωstatに対するＰＩ補償などの収束演算を行うことで回転子速度ωstatを得ることができ、最終的に推定磁極位置誤差Δθがゼロとなるように収束させることができる。 As described above, a sine wave voltage or a square wave voltage is applied to the D axis as the estimated magnetic flux axis as the high frequency voltage vdhf of the sine wave function, and the rotor magnetic pole position θest is estimated based on the high frequency current flowing at that time. To do. In this case, the detected D-axis current id and Q-axis current iq are multiplied by the polarity inversion signal −cosωht of the voltage of the cosine wave function (cosine wave voltage), and the addition average value during the M cycles of the high frequency voltage of the multiplied value is obtained. By calculating, it is possible to obtain high frequency components ΔIdh and ΔIqh which are position error extraction amounts. Then, the estimated magnetic pole position error Δθ (the estimated magnetic pole position error information) can be obtained from the high frequency components ΔIdh and ΔIqh. Based on this error information, the rotor speed ωstat can be obtained by performing a convergence operation such as PI compensation on the rotor speed ωstat so as to cancel the estimated magnetic pole position error Δθ. It can be converged to be zero.

以上説明した回転子磁極位置の推定制御を実際に実装する場合には、マイクロコンピュータを備えたディジタル処理装置を用いるため、離散値系かつ離散時間系であるサンプル制御系に変換しておくほうが都合がよい。そこで、上述した制御方法をサンプル制御系に変換する。はじめに、正弦波関数である高周波電圧を重畳する場合を説明する。（１０）式で表される高周波電圧ｖdhfの位相を離散時間系の式として表すと、以下のようになる。

When the estimation control of the rotor magnetic pole position described above is actually implemented, it is more convenient to convert it to a sample control system that is a discrete value system and a discrete time system because a digital processor equipped with a microcomputer is used. Is good. Therefore, the control method described above is converted into a sample control system. First, a case where a high-frequency voltage that is a sine wave function is superimposed will be described. The phase of the high-frequency voltage vdhf expressed by the equation (10) is expressed as follows in the discrete time system.

重畳する高周波電圧ｖd(ｋ)は（２７）式のように表すことができる。

The superposed high-frequency voltage vd (k) can be expressed as in equation (27).

ｋは１からｎまでの整数値であり、ｎは高周波成分の１周期間のサンプル数（ただし偶数）を表す。ここでは一例としてｎ＝８の場合を考える。具体的には、キャリア周波数が４ｋＨｚで、毎キャリア周期の山ごとまたは谷ごとに電流を検出する。重畳する高周波電圧周波数に５００Ｈｚを選択すると、キャリア周期の８周期分が重畳する高周波電圧ｖd(ｋ)の１周期となる。 k is an integer value from 1 to n, and n represents the number of samples (however, even number) during one period of the high frequency component. Here, a case where n = 8 is considered as an example. Specifically, the carrier frequency is 4 kHz, and current is detected for each peak or valley of each carrier cycle. If 500 Hz is selected as the high frequency voltage frequency to be superimposed, one cycle of the high frequency voltage vd (k) to be superimposed is 8 carrier cycles.

検出されるＤ軸、Ｑ軸の高周波電流ｉd(ｋ)、ｉq(ｋ)は、（２８）式で示すサンプル制御系として表される。

The detected D-axis and Q-axis high-frequency currents id (k) and iq (k) are expressed as a sample control system represented by equation (28).

Ｑ軸の高周波電流ｉq(ｋ)の振幅と極性を表す高周波成分ΔＩqhの値を抽出するためには、（２９）式で示すように検出したＱ軸電流ｉq(ｋ)に−cos(ｋ(２π／ｎ))を乗算して高周波電圧ｖd(ｋ)の１周期（Ｍ＝１の場合）である１≦ｋ≦ｎの区間で加算平均を演算すればよい。

In order to extract the value of the high-frequency component ΔIqh representing the amplitude and polarity of the Q-axis high-frequency current iq (k), the detected Q-axis current iq (k) is expressed as −cos (k ( 2π / n)) is multiplied to calculate the addition average in a section of 1 ≦ k ≦ n, which is one cycle of the high-frequency voltage vd (k) (when M = 1).

上述した連続時間系として算出した（１８）式と同様に考えることで、Ｑ軸の高周波成分ΔＩqhを（３０）式として得ることができる。結果は省略するが、Ｄ軸の高周波電流ｉd(ｋ)の振幅を表す高周波成分ΔＩdhも同様にして得ることができる。 By considering in the same manner as the equation (18) calculated as the continuous time system described above, the high-frequency component ΔIqh of the Q axis can be obtained as the equation (30). Although the result is omitted, the high-frequency component ΔIdh representing the amplitude of the D-axis high-frequency current id (k) can be obtained in the same manner.

続いて、方形波関数であるパルス状の高周波電圧を重畳する場合について説明する。パルス電圧を重畳する場合、サンプル制御系では（３１）式のように表せる。

Next, a case where a pulsed high-frequency voltage that is a square wave function is superimposed will be described. When superimposing the pulse voltage, it can be expressed by the equation (31) in the sample control system.

１≦ｋ≦ｎ／２の範囲での電流検出値ｉd(ｋ)、ｉq(k)は（３２）式のように表せる。

The detected current values id (k) and iq (k) in the range of 1 ≦ k ≦ n / 2 can be expressed by the equation (32).

ｋ＝ｎ／２＋１すなわちｔ＝Ｔｈ／２の時における電流値は（２３）式と同様にして（３３）式となる。

The current value when k = n / 2 + 1, that is, t = Th / 2 is expressed by equation (33) in the same manner as equation (23).

ｎ／２＋１≦ｋ≦ｎの範囲での電流検出値ｉd(ｋ)、ｉq(k)は（３４）式のように表せる。

The detected current values id (k) and iq (k) in the range of n / 2 + 1 ≦ k ≦ n can be expressed by the equation (34).

Ｑ軸の高周波成分ΔＩqhを抽出するために、検出された電流値を示す（３２）式と（３４）式で表される電流値ｉd(ｋ)、ｉq(k)に−cos(ｋ(２π／ｎ))を乗算して高周波電圧ｖd(ｋ)の１周期である１≦ｋ≦ｎの区間で加算平均を演算すると、Ｑ軸について（３５）式が得られる。結果は省略するが、Ｄ軸の高周波成分ΔＩdhも同様にして得ることができる。 In order to extract the high-frequency component ΔIqh of the Q axis, the current values id (k) and iq (k) represented by the equations (32) and (34) indicating the detected current value are set to −cos (k (2π / N)) and calculating the addition average in the section of 1 ≦ k ≦ n, which is one cycle of the high-frequency voltage vd (k), the equation (35) is obtained for the Q axis. Although the result is omitted, the D-axis high-frequency component ΔIdh can be obtained in the same manner.

ここで、（３５）式中の加算演算に関して連続系の演算結果に対する誤差が小さいと仮定すると、

である。 Here, assuming that the error with respect to the continuous operation result is small with respect to the addition operation in equation (35),

It is.

よって、（３５）式は（３５′）式となる。

Therefore, equation (35) becomes equation (35 ').

すなわち、サンプル制御系においても連続系の演算と同様にして高周波成分ΔＩdh、ΔＩqhを抽出することができる。その後の収束演算は、（１５）式ないし（１７）式に基づいて推定磁極位置誤差Δθを算出し、その推定磁極位置誤差Δθを打ち消すように回転子速度ωstatに対するＰＩ補償などの収束演算を行えばよい。 That is, in the sample control system, the high frequency components ΔIdh and ΔIqh can be extracted in the same manner as in the continuous calculation. In the subsequent convergence calculation, an estimated magnetic pole position error Δθ is calculated based on the equations (15) to (17), and a convergence calculation such as PI compensation is performed on the rotor speed ωstat so as to cancel the estimated magnetic pole position error Δθ. Just do it.

図４は、サンプル制御系においてパルス状の高周波電圧ｖd(ｋ)を重畳しＱ軸の高周波成分ΔＩqhを抽出する過程で用いる各種信号値および算出値を示している。先に述べたように、重畳する高周波電圧が正弦波関数である場合と同様に扱うことができる。同図（ａ）は搬送波を表している。電流検出器５は、この搬送波に同期して電動機２の電流を検出する。ここでは、搬送波の谷のタイミングで電流の検出が行われる例を示している。 FIG. 4 shows various signal values and calculated values used in the process of extracting the high frequency component ΔIqh of the Q axis by superimposing the pulsed high frequency voltage vd (k) in the sample control system. As described above, the high-frequency voltage to be superimposed can be handled in the same manner as when it is a sine wave function. FIG. 4A shows a carrier wave. The current detector 5 detects the current of the electric motor 2 in synchronization with this carrier wave. Here, an example is shown in which current is detected at the timing of a carrier wave valley.

同図（ｂ）に示すように、印加する高周波電圧ｖd(ｋ)の周期を電流検出周期Ｔsampの２Ｎ倍（Ｎ＝１、２、…）となるように、すなわち高周波電圧ｖd(ｋ)の半周期を電流検出周期ＴsampのＮ倍となるように選択している。これは、高周波電圧ｖd(ｋ)の正の半周期と負の半周期とで、加算する乗算値を同数にするためである。これに伴い、同図（ｃ）に示す高周波電圧位相θh(ｋ)は、（２π）÷（２Ｎ）を単位とする離散的な位相として取り扱われる。なお、上述したサンプル数ｎとＮとはｎ＝２Ｎの関係がある。 As shown in FIG. 5B, the cycle of the applied high frequency voltage vd (k) is 2N times (N = 1, 2,...) The current detection cycle Tsamp, that is, the high frequency voltage vd (k) The half cycle is selected to be N times the current detection cycle Tsamp. This is for the same number of multiplication values to be added in the positive half cycle and the negative half cycle of the high-frequency voltage vd (k). Accordingly, the high-frequency voltage phase θh (k) shown in FIG. 5C is handled as a discrete phase with (2π) ÷ (2N) as a unit. Note that the number of samples n and N described above have a relationship of n = 2N.

このサンプル制御系において、座標変換部６は検出された電流値をＤ軸電流ｉd(ｋ)とＱ軸電流ｉq(ｋ)に変換する。位置誤差情報抽出部１０は、同図（ｄ）に示す離散的な位相を持つ余弦波の極性反転信号である−cos(θh(ｋ))＝−cos(ｋ(２π／ｎ))を生成し、それをＤ軸電流ｉd(ｋ)およびＱ軸電流ｉq(ｋ)とそれぞれ乗算する。そして、その乗算結果である同図（ｆ）で示す乗算値（Ｑ軸のみ示す）を高周波電圧ｖd(ｋ)の１周期（Ｍ＝１の場合）にわたり加算平均することで、回転子磁極位置θestの誤差Δθを含む高周波成分ΔＩdh、ΔＩqhを得ている（同図（ｇ）、（ｈ）；Ｑ軸のみ示す）。 In this sample control system, the coordinate conversion unit 6 converts the detected current value into a D-axis current id (k) and a Q-axis current iq (k). The position error information extraction unit 10 generates -cos (θh (k)) =-cos (k (2π / n)), which is a polarity inversion signal of a cosine wave having a discrete phase shown in FIG. Then, it is multiplied by the D-axis current id (k) and the Q-axis current iq (k), respectively. Then, the multiplication value (only the Q axis is shown) shown in FIG. 6 (f), which is the multiplication result, is added and averaged over one period (when M = 1) of the high-frequency voltage vd (k), so that the rotor magnetic pole position High-frequency components ΔIdh and ΔIqh including an error Δθ of θest are obtained ((g) and (h) in the figure; only the Q axis is shown).

この演算処理では、加算平均を行う際に、離散的な各位相θh(ｋ)（ｋ＝１、２、…）について、電流値ｉd(ｋ)、ｉq(ｋ)と余弦関数の極性反転信号−cos(θh(ｋ))との乗算値をそれぞれ異なるメモリに記憶せず、サンプル周期ごとに同一のメモリ領域に順次加算している。これにより、揮発性メモリ例えばＲＡＭの使用量を節約でき、ディジタル処理装置のコストダウンが可能となる。 In this arithmetic processing, when performing averaging, the current values id (k), iq (k) and the polarity inversion signal of the cosine function are obtained for each discrete phase θh (k) (k = 1, 2,...). The multiplication value with −cos (θh (k)) is not stored in different memories, but is sequentially added to the same memory area every sampling period. Thereby, the amount of volatile memory such as RAM can be saved, and the cost of the digital processing apparatus can be reduced.

以上述べたように、電動機制御装置１は、離散的な位相θh(ｋ)の正弦波状関数の高周波電圧ｖd(ｋ)をＤ軸電圧に重畳し、離散的な位相の余弦波状関数の極性反転信号−cos(θh(ｋ))を検出したＤ軸電流ｉd(ｋ)およびＱ軸電流ｉq(ｋ)に乗算し、その乗算値を高周波電圧ｖd(ｋ)のＭ周期（Ｍ＝１、２、…）にわたり加算平均することで、回転子磁極位置θestの誤差情報Δθを含む高周波成分ΔＩdh、ΔＩqhを算出する。そして、この高周波成分ΔＩdh、ΔＩqhに基づいて推定磁極位置誤差Δθを打ち消すように回転子速度ωstatを収束演算する。 As described above, the motor control apparatus 1 superimposes the high-frequency voltage vd (k) of the sine wave function having the discrete phase θh (k) on the D-axis voltage, and reverses the polarity of the cosine wave function having the discrete phase. The signal -cos (θh (k)) is multiplied by the detected D-axis current id (k) and Q-axis current iq (k), and the multiplied value is M cycles (M = 1, 2) of the high-frequency voltage vd (k). ,...), The high frequency components ΔIdh and ΔIqh including the error information Δθ of the rotor magnetic pole position θest are calculated. Based on the high frequency components ΔIdh and ΔIqh, the rotor speed ωstat is converged so as to cancel the estimated magnetic pole position error Δθ.

この構成によれば、重畳している高周波電圧ｖd(ｋ)のＭ周期間の電流検出結果に基づいて高周波成分ΔＩdh、ΔＩqhを抽出することにより、推定磁極位置誤差Δθの振幅（大きさ）と極性を同時に得ることができる。その結果、推定磁極位置誤差Δθをより確実に且つ安定して収束させることが可能となる。しかも、（１７）式に示した演算により推定磁極位置誤差Δθを求めれば、収束演算用のゲインを最適に保つことができ、収束演算のためのゲイン設計が不要となる。 According to this configuration, by extracting the high-frequency components ΔIdh and ΔIqh based on the current detection result for M periods of the superimposed high-frequency voltage vd (k), the amplitude (size) of the estimated magnetic pole position error Δθ and Polarity can be obtained simultaneously. As a result, the estimated magnetic pole position error Δθ can be more reliably and stably converged. Moreover, if the estimated magnetic pole position error Δθ is obtained by the calculation shown in the equation (17), the gain for convergence calculation can be kept optimal, and the gain design for the convergence calculation becomes unnecessary.

高周波電圧ｖd(ｋ)のＭ周期間で検出された複数の電流検出結果を用いて高周波成分ΔＩdh、ΔＩqhを抽出しているので、たとえノイズの影響で電流検出値の一部に検出誤差が含まれていたとしても、検出誤差の影響が平均化されてノイズの影響を低減する効果も得られる。上記説明では高周波電圧ｖd(ｋ)の１周期（Ｍ＝１）についての導出過程を示したが、一般に高周波電圧ｖd(ｋ)のＭ周期（Ｍ＝１、２、…）にわたる加算平均を演算してもよい。Ｍの値を増やすことにより、高周波成分ΔＩdh、ΔＩqhを抽出するのに用いる電流検出値のサンプル数が増え、インバータ３のスイッチングノイズなどの影響を一層低減することができる。 Since the high-frequency components ΔIdh and ΔIqh are extracted using a plurality of current detection results detected during M periods of the high-frequency voltage vd (k), a detection error is included in part of the current detection value due to the influence of noise. Even if this is the case, the influence of the detection error is averaged, and the effect of reducing the influence of noise can be obtained. In the above description, the derivation process for one cycle (M = 1) of the high-frequency voltage vd (k) is shown. In general, the arithmetic mean of the high-frequency voltage vd (k) over M cycles (M = 1, 2,...) Is calculated. May be. By increasing the value of M, the number of samples of the current detection value used for extracting the high frequency components ΔIdh and ΔIqh increases, and the influence of switching noise and the like of the inverter 3 can be further reduced.

推定磁極位置の誤差情報を含む位置誤差抽出量としてＤ軸、Ｑ軸の高周波成分ΔＩdh、ΔＩqhを抽出したが、推定磁極位置誤差Δθに応じて高周波電流の振幅と極性がともに変化するＱ軸の高周波成分ΔＩqhのみを抽出してもよい。この場合、Ｄ軸の高周波成分ΔＩdhを一定値として推定磁極位置誤差Δθを算出すれば、（１７）式の除算演算を省くことができる。 The D-axis and Q-axis high-frequency components ΔIdh and ΔIqh are extracted as position error extraction amounts including error information of the estimated magnetic pole position. The Q-axis of which both the amplitude and polarity of the high-frequency current change according to the estimated magnetic pole position error Δθ. Only the high frequency component ΔIqh may be extracted. In this case, if the estimated magnetic pole position error Δθ is calculated with the D-axis high-frequency component ΔIdh as a constant value, the division operation of equation (17) can be omitted.

（第２の実施形態）
図５は、第２の実施形態における図４相当図である。第１の実施形態に対し、位置誤差情報抽出部１０による加算平均の演算処理方法に変形を加えている。第１の実施形態の演算処理方法を用いると、位置誤差抽出量である高周波成分ΔＩdh、ΔＩqhは、高周波電圧ｖd(ｋ)の１周期ごとに更新される。このため、例えば電動機２のインダクタンスが大きく高周波に対するインピーダンスが大きいため、高周波電圧ｖd(ｋ)の周波数を上げられない場合などには、位置誤差抽出量の更新周期が長くなり、位置推定の応答を下げざるを得ない制約が生じることが懸念される。その結果、速度応答および位置制御系の応答にも制約を生じる虞がある。 (Second Embodiment)
FIG. 5 is a view corresponding to FIG. 4 in the second embodiment. With respect to the first embodiment, a modification is added to the arithmetic processing method of the addition average by the position error information extraction unit 10. When the arithmetic processing method of the first embodiment is used, the high frequency components ΔIdh and ΔIqh, which are position error extraction amounts, are updated every cycle of the high frequency voltage vd (k). For this reason, for example, when the frequency of the high-frequency voltage vd (k) cannot be increased because the inductance of the motor 2 is large and the impedance to the high frequency is large, the position error extraction amount update period becomes long, and the position estimation response is increased. There are concerns that there will be constraints that must be lowered. As a result, the speed response and the response of the position control system may be restricted.

そこで、本実施形態では図５（ｇ）、（ｈ）に示すように、高周波成分ΔＩqhを算出する区間として、高周波電圧位相θh(ｋ)の０〜２πの区間で加算平均を算出するとともに、０〜２πの区間からπだけずらした区間でも加算平均を算出する。高周波成分ΔＩdhの算出も同様である。これにより、高周波成分ΔＩdh、ΔＩqhの更新周期を高周波電圧ｖd(ｋ)の半周期とすることができる。 Therefore, in the present embodiment, as shown in FIGS. 5G and 5H, as an interval for calculating the high frequency component ΔIqh, an addition average is calculated in the interval of 0 to 2π of the high frequency voltage phase θh (k), and The addition average is calculated even in a section shifted by π from a section of 0 to 2π. The same applies to the calculation of the high frequency component ΔIdh. Thereby, the update cycle of the high frequency components ΔIdh and ΔIqh can be set to a half cycle of the high frequency voltage vd (k).

一般に、乗算値を高周波電圧ｖd(ｋ)のＭ周期（Ｍ＝１、２、…）にわたり加算平均する場合でも、高周波電圧ｖd(ｋ)の０から２Ｍπまでの位相区間および当該位相区間に対しＭπだけ位相が異なる位相区間について、それぞれ乗算値を加算して高周波成分ΔＩdh、ΔＩqhを演算すれば、更新周期を２ＭπからＭπに短縮できる。この演算処理方法によれば、加算平均値を保持する揮発性メモリの使用量が２倍に増加するものの、位置誤差抽出量の更新周期を２分の１にすることができるので、速度応答および位置制御応答を改善することができる。 In general, even when the multiplication values are averaged over M periods (M = 1, 2,...) Of the high-frequency voltage vd (k), the phase interval from 0 to 2Mπ of the high-frequency voltage vd (k) If the high frequency components ΔIdh and ΔIqh are calculated by adding multiplication values for the phase sections whose phases are different by Mπ, the update cycle can be shortened from 2Mπ to Mπ. According to this arithmetic processing method, although the amount of use of the volatile memory holding the addition average value is doubled, the position error extraction amount update cycle can be halved, so that the speed response and The position control response can be improved.

（第３の実施形態）
図６は、第３の実施形態における図４相当図である。第１、第２の実施形態に対し、位置誤差情報抽出部１０による加算平均の演算処理方法が異なる。すなわち、位置誤差情報抽出部１０は、図６（ｇ）に示すように、検出した電流値ｉd(ｋ)、ｉq(ｋ)と余弦関数の極性反転信号−cos(θh(ｋ))との各乗算値を、重畳する高周波電圧ｖd(ｋ)の１周期（Ｍ＝１の場合）にわたり揮発性メモリの別々の領域に記憶し、それらデータ群１の加算平均を算出する。 (Third embodiment)
FIG. 6 is a diagram corresponding to FIG. 4 in the third embodiment. Compared to the first and second embodiments, the arithmetic processing method of the addition average by the position error information extraction unit 10 is different. That is, as shown in FIG. 6G, the position error information extraction unit 10 calculates the detected current values id (k), iq (k) and the cosine function polarity inversion signal -cos (θh (k)). Each multiplication value is stored in a separate area of the volatile memory over one period (when M = 1) of the high-frequency voltage vd (k) to be superimposed, and an average of the data group 1 is calculated.

次の電流検出値が得られたときには、同図（ｈ）に示すように、高周波電圧ｖd(ｋ)の１周期前の乗算値（図中破線で示す）に替えて、新たに得られた電流値ｉd(ｋ)、ｉq(ｋ)と余弦関数の極性反転信号−cos(θh(ｋ))との乗算値（図中ハッチングで示す）を当該１周期前の乗算値が記憶されていたメモリ領域に記憶（上書き）し、それらデータ群２の加算平均を算出する。 When the next detected current value was obtained, it was newly obtained instead of the multiplication value (indicated by the broken line in the figure) one cycle before the high frequency voltage vd (k) as shown in FIG. The multiplication value (indicated by hatching in the figure) of the current values id (k), iq (k) and the polarity inversion signal −cos (θh (k)) of the cosine function was stored in the previous cycle. It is stored (overwritten) in the memory area, and the average of the data group 2 is calculated.

一般に、乗算値を高周波電圧ｖd(ｋ)のＭ周期（Ｍ＝１、２、…）にわたり加算平均する場合でも、高周波電圧ｖd(ｋ)の０から２Ｍπまでの位相区間に対し２ＭＮ個の乗算値を記憶するとともに加算して高周波成分ΔＩdh、ΔＩqhを演算し、以後、新たに乗算値を算出するごとに２Ｍπだけ前の乗算値に替えて当該新たに算出した乗算値を記憶するとともに加算して高周波成分ΔＩdh、ΔＩqhを演算すればよい。 In general, even when the multiplication values are averaged over M periods (M = 1, 2,...) Of the high-frequency voltage vd (k), 2MN multiplications are performed for the phase interval from 0 to 2Mπ of the high-frequency voltage vd (k). The value is memorized and added to calculate the high frequency components ΔIdh and ΔIqh. Thereafter, every time a new multiplication value is calculated, the newly calculated multiplication value is stored and added instead of the previous multiplication value by 2Mπ. Thus, the high frequency components ΔIdh and ΔIqh may be calculated.

この演算処理方法によれば、メモリの使用量は、加算平均を行うＭ周期分の乗算値データを保持するための領域が必要となるが、位置誤差抽出量の更新周期を電流検出周期Ｔsampと等しくできるので、速度制御応答および位置制御応答を高くとることができる。 According to this calculation processing method, the memory usage requires an area for holding the multiplication value data for M cycles for which the averaging is performed, but the update cycle of the position error extraction amount is defined as the current detection cycle Tsamp. Since they can be made equal, the speed control response and the position control response can be made high.

（その他の実施形態）
以上説明した実施形態に加えて以下のような構成を採用してもよい。
電動機２に高周波電流を重畳し、高周波電流を重畳しない軸の電圧値を用いて位置誤差抽出量を演算する方法においても同様の抽出方法を用いることができる。 (Other embodiments)
In addition to the embodiment described above, the following configuration may be adopted.
A similar extraction method can also be used in the method of calculating the position error extraction amount using the voltage value of the axis on which the high frequency current is not superimposed on the motor 2 and the high frequency current is not superimposed.

印加する高周波電圧の半周期を電流検出周期のＮ倍（Ｎ＝１、２、…）となるように選択したが、Ｎ＝１の場合には高周波電圧の１周期に２つの電流検出値のみを用いることになる。従って、Ｎは２以上の整数値に選択することが好ましい。 The half cycle of the high frequency voltage to be applied is selected to be N times the current detection cycle (N = 1, 2,...). When N = 1, only two current detection values are included in one cycle of the high frequency voltage. Will be used. Therefore, it is preferable to select N as an integer value of 2 or more.

以上説明した少なくとも一つの実施形態によれば、重畳している高周波電圧の少なくとも１周期間の電流検出結果に基づいて高周波成分を抽出することにより、推定磁極位置誤差の大きさと極性を同時に得ることができる。また、ノイズの影響で電流検出値の一部に検出誤差が含まれていたとしても、高周波電圧の少なくとも１周期間で行われた電流検出回数分の複数の電流検出結果を用いて高周波成分を抽出しているので、検出誤差の影響が平均化されてノイズの影響の低減効果が得られる。 According to at least one embodiment described above, the magnitude and polarity of the estimated magnetic pole position error can be obtained simultaneously by extracting a high frequency component based on a current detection result for at least one cycle of the superimposed high frequency voltage. Can do. Further, even if a detection error is included in a part of the current detection value due to the influence of noise, a high frequency component is obtained by using a plurality of current detection results corresponding to the number of times of current detection performed during at least one cycle of the high frequency voltage. Since the extraction is performed, the influence of the detection error is averaged, and the effect of reducing the influence of noise is obtained.

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。 Although several embodiments of the present invention have been described, these embodiments are presented by way of example and are not intended to limit the scope of the invention. These embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the spirit of the invention. These embodiments and their modifications are included in the scope and gist of the invention, and are also included in the invention described in the claims and the equivalents thereof.

図面中、１は電動機制御装置（永久磁石同期電動機の制御装置）、２は永久磁石同期電動機、５は電流検出器（電流検出手段）、８は加算器（高周波電圧印加手段）、１０は位置誤差情報抽出部（位置誤差情報抽出手段）、１１は収束演算部（収束演算手段）である。 In the drawings, 1 is a motor control device (control device for a permanent magnet synchronous motor), 2 is a permanent magnet synchronous motor, 5 is a current detector (current detection means), 8 is an adder (high frequency voltage application means), and 10 is a position. An error information extraction unit (position error information extraction unit) 11 is a convergence calculation unit (convergence calculation unit).

Claims

永久磁石同期電動機の回転子磁束の推定軸をＤ軸とし、Ｄ軸に対しπ／２進んだ位置にある軸をＱ軸とし、永久磁石同期電動機に高周波電圧を印加することにより高周波電流を流して回転子の磁極位置を推定し、この推定磁極位置に基づいて永久磁石同期電動機を制御する永久磁石同期電動機の制御装置において、
永久磁石同期電動機に流れる電流を所定の電流検出周期で検出する電流検出手段と、
印加する高周波電圧の半周期を前記電流検出周期のＮ倍（Ｎ＝１、２、…）となるように選択し、その高周波電圧の位相を（２π）÷（２Ｎ）を単位とする離散的な位相として取り扱い、この離散的な位相の正弦波状関数の電圧成分をＤ軸電圧に重畳する高周波電圧印加手段と、
前記離散的な位相の余弦波状関数の極性反転信号を前記検出したＤ軸電流およびＱ軸電流のうち少なくともＱ軸電流に乗算し、その乗算値を前記高周波電圧のＭ周期（Ｍ＝１、２、…）にわたり加算して、前記推定磁極位置の誤差情報を含む位置誤差抽出量を演算する位置誤差情報抽出手段と、
前記位置誤差抽出量に基づいて前記推定磁極位置の誤差を打ち消すように出力周波数を収束演算する収束演算手段とを備えたことを特徴とする永久磁石同期電動機の制御装置。 The estimated axis of the rotor magnetic flux of the permanent magnet synchronous motor is D axis, the axis that is π / 2 advanced from the D axis is Q axis, and a high frequency current is applied by applying a high frequency voltage to the permanent magnet synchronous motor. In the control device of the permanent magnet synchronous motor that estimates the magnetic pole position of the rotor and controls the permanent magnet synchronous motor based on the estimated magnetic pole position,
Current detection means for detecting the current flowing in the permanent magnet synchronous motor at a predetermined current detection period;
The half cycle of the high frequency voltage to be applied is selected to be N times the current detection cycle (N = 1, 2,...), And the phase of the high frequency voltage is discrete in units of (2π) ÷ (2N). High-frequency voltage applying means for treating the voltage component of the discrete phase sinusoidal function on the D-axis voltage,
The polarity-inverted signal of the discrete phase cosine wave function is multiplied by at least the Q-axis current of the detected D-axis current and Q-axis current, and the multiplied value is M periods (M = 1, 2) of the high-frequency voltage. ,...), And position error information extraction means for calculating a position error extraction amount including error information of the estimated magnetic pole position;
A control apparatus for a permanent magnet synchronous motor, comprising: convergence calculation means for performing a convergence calculation of an output frequency so as to cancel the error of the estimated magnetic pole position based on the position error extraction amount.

前記誤差抽出演算手段は、前記高周波電圧の０から２Ｍπまでの位相区間および当該位相区間に対しＭπだけ位相が異なる位相区間について、それぞれ２ＭＮ個の前記乗算値を加算して前記位置誤差抽出量を演算することを特徴とする請求項１記載の永久磁石同期電動機の制御装置。 The error extraction calculation means adds the 2MN multiplication values for the phase interval from 0 to 2Mπ of the high-frequency voltage and the phase interval that is different in phase by Mπ from the phase interval, thereby calculating the position error extraction amount. 2. The control device for a permanent magnet synchronous motor according to claim 1, wherein the control is performed.

前記誤差抽出演算手段は、前記高周波電圧の０から２Ｍπまでの位相区間に対し２ＭＮ個の前記乗算値を記憶するとともに加算して前記位置誤差抽出量を演算し、以後、新たに前記乗算値を算出するごとに２Ｍπだけ前の乗算値に替えて当該新たに算出した乗算値を記憶するとともに加算して前記位置誤差抽出量を演算することを特徴とする請求項１記載の永久磁石同期電動機の制御装置。 The error extraction calculation means stores and adds 2MN multiplication values for the phase interval from 0 to 2Mπ of the high-frequency voltage, calculates the position error extraction amount, and then newly calculates the multiplication value. 2. The permanent magnet synchronous motor according to claim 1, wherein the position error extraction amount is calculated by storing and adding the newly calculated multiplication value instead of the previous multiplication value by 2Mπ each time it is calculated. Control device.

前記正弦波状関数は、正弦波関数、方形波関数、三角波関数または鋸波関数であることを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載の永久磁石同期電動機の制御装置。 4. The control apparatus for a permanent magnet synchronous motor according to claim 1, wherein the sine wave function is a sine wave function, a square wave function, a triangular wave function, or a sawtooth function.