JP2012159334A - 正弦波信号の位相検出装置および方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＬＬのようなフィードバック系を不要にして、しかも系統電圧などの正弦波信号にノイズやサージ電圧が重畳した場合にも正弦波信号に同期した位相を瞬時に検出でき、さらに正確で応答性よく位相跳躍を判定できる。
【解決手段】正弦波信号からディジタルフィルタ２によって基本周波数近辺帯域以外をカットする。この電圧信号を変換した２相電圧信号から極座標復調器４により該電圧信号の位相θを検出する。サンプリング周期毎に検出する位相θの前回値と今回値から差分演算回路６によって位相変化分Δθを求める。比較器１２によって位相変化分Δθを基に位相跳躍の有無を判定する。
正弦波信号の周波数の移動平均演算によって揺動または変更された正弦波信号の周波数ｆ₀を求め、この揺動分または変更分を基準位相変化分Δθ₀として求め、この基準位相変化分Δθ₀と位相変化分Δθを比較する。
【選択図】図１

Description

本発明は、系統電圧などの正弦波信号の位相検出および位相跳躍を判定する位相検出装置および方法に係り、特に系統電圧の位相検出によるインバータの同期制御や系統電圧の位相跳躍判定による系統保護のための位相検出装置および方法に関する。

インバータで直流−交流電力変換する系統連系装置や無停電電源装置は、系統電圧の位相検出によってインバータの出力位相を系統電源に同期させる。また、高圧インバータや大容量インバータでは、複数台のインバータの出力を並列または直列接続した同期制御をするため、正弦波信号になる１つの周波数指令信号の位相検出によって各インバータの正弦波出力位相を互いに同期させる。また、電力系統の保護継電装置には、系統電圧の位相変化を検出して系統事故や系統異常を判定するものがある。

これら系統連系装置や高圧インバータ、系統の保護継電装置など、系統電圧の位相検出や正弦波周波数指令の位相検出によってインバータの運転や同期制御、系統電圧の位相跳躍検出によって系統保護を行う装置においては、正弦波信号の位相検出が重要となり、種々の位相検出装置が提案されている。

例えばＰＬＬ方式では、入力信号（系統電圧など）と同期出力信号の位相比較によって位相差を検出し、この位相差によって電圧制御発振器（ＶＣＯ）や回路のループを制御することで、系統電圧などに同期した周波数信号を得る。

このＰＬＬ方式における位相比較には、系統電圧（正弦波）の位相をそのゼロクロス点で変化するパルス信号として取り出すが、ゼロクロス近辺にノイズやサージ電圧が重畳すると位相検出遅れや同期遅れを起こすことがある。また、系統事故などによって系統電圧に位相跳躍が発生した場合、現状の方式ではゼロクロスエッジの間隔でしか計測ができないため、系統電圧位相に追従しきれないで同期外れとなり、系統連系装置に予期せぬ電流が発生することが考えられる。

また、系統事故で系統電圧の位相が大きく変化した場合にそれが位相跳躍によるものか周波数変動によるものか正確に判断ができない。

ノイズ対策をした位相同期方法として、系統電圧のゼロクロス点検出の代わりに系統電圧値のサンプリング値を使用し、このサンプリング周波数を高くすることでゼロクロス点の検出速度を上げ、速やかに同期引き込みを得ようとするものがある（例えば、特許文献１参照）。

また、系統電圧の位相跳躍を検出する方法として、系統電圧のゼロクロス点検出時点から半周期後の次のゼロクロス点検出までの時間を基準発振器が発振するパルス数としてカウントし、これと直前の半周期でのカウント値とを比較することで位相跳躍を検出するものがある（例えば、特許文献２参照）。

特開２００２−４４９５９号公報 特開平６−２８４５６０号公報

前記のように、系統電圧などの正弦波信号に位相同期させるＰＬＬ方式は、ゼロクロスエッジの間隔でしか位相差を計測できないため、系統電圧などにノイズやサージ電圧が重畳した場合や系統電圧などに位相跳躍が発生した場合、同期外れの発生やその後の同期引き込みに遅れが発生する。

この点、特許文献１の方法では、系統電圧に対するノイズ重畳時や系統事故による位相跳躍が発生した場合にも比較的短時間で位相同期を得ようとする。しかしながら、ＰＬＬ方式のような複雑なフィードバック系の構成を必要とする。また、系統事故で系統電圧などに位相の急変があった場合にそれが位相跳躍によるものか周波数変動によるものか正確に判断ができない。

また、特許文献２の方法では、フィードバック系を不要にして位相差を検出できるが、系統電圧と基準発振器のゼロクロス点の比較になるため、系統電圧にノイズやサージ電圧が重畳した場合に位相検出遅れや位相跳躍の誤判定を起こすおそれがある。

本発明の目的は、ＰＬＬのようなフィードバック系を不要にして、しかも系統電圧などの正弦波信号にノイズやサージ電圧が重畳した場合にも正弦波信号に同期した位相を瞬時に検出でき、さらに正確で応答性よく位相跳躍を判定できる正弦波信号の位相検出装置および方法を提供することにある。

本発明は、前記の課題を解決するため、３相系統電圧などの正弦波信号から基本周波数近辺帯域以外をカットした電圧信号を得、この電圧信号を３相−２相変換した２相電圧信号からＣＯＲＤＩＣアルゴリズムにより三角関数演算処理して電圧信号の位相θを検出する。さらに、サンプリング周期毎に検出する位相θの前回値と今回値からサンプリング周期毎の位相変化分Δθを求め、この位相変化分Δθを基に位相跳躍の有無を判定する。さらにまた、系統電圧などの正弦波電圧信号のゼロクロス点検出信号から周波数を求め、この周波数の移動平均演算によって揺動または変更された正弦波信号の周波数ｆ₀を求め、サンプリング周期毎に検出する周波数ｆ₀の揺動分または変更分を基準位相変化分Δθ₀として求め、この基準位相変化分Δθ₀と位相変化分Δθを比較する。

（装置の発明）
（１）３相系統電圧などの正弦波信号の位相検出および位相跳躍を判定する位相検出装置であって、
前記正弦波信号から基本周波数近辺帯域以外をカットした電圧信号を得るディジタルフィルタと、
前記電圧信号を３相−２相変換した２相電圧信号からＣＯＲＤＩＣアルゴリズムにより三角関数演算処理して該電圧信号の位相θを検出する極座標復調器と、
サンプリング周期毎に検出する前記位相θの前回値と今回値からサンプリング周期毎の位相変化分Δθを求める差分演算回路と、
前記位相変化分Δθを基に位相跳躍の有無を判定する比較器と、
を備えたことを特徴とする。

（２）前記正弦波信号のゼロクロス点検出信号から周波数を求める周波数演算回路と、
前記周波数の移動平均演算によって揺動または変更された正弦波信号の周波数ｆ₀を求める移動平均処理回路と、
サンプリング周期毎に検出する前記周波数ｆ₀の揺動分または変更分を基準位相変化分Δθ₀として求め、この基準位相変化分Δθ₀を前記位相変化分Δθの比較値とする基準位相検出部と、
を備えたことを特徴とする。

（方法の発明）
（３）３相系統電圧などの正弦波信号の位相検出および位相跳躍を判定する位相検出方法であって、
前記正弦波信号からディジタルフィルタによって基本周波数近辺帯域以外をカットした電圧信号を得、
前記電圧信号を３相−２相変換した２相電圧信号からＣＯＲＤＩＣアルゴリズムにより三角関数演算処理して該電圧信号の位相θを検出し、
サンプリング周期毎に検出する前記位相θの前回値と今回値から差分演算によってサンプリング周期毎の位相変化分Δθを求め、
比較器によって前記位相変化分Δθを基に位相跳躍の有無を判定することを特徴とする。

（４）前記正弦波信号のゼロクロス点検出信号から演算によって周波数を求め、
前記周波数の移動平均演算によって揺動または変更された正弦波信号の周波数ｆ₀を求め、
サンプリング周期毎に検出する前記周波数ｆ₀の揺動分または変更分を基準位相変化分Δθ₀として求め、この基準位相変化分Δθ₀と前記位相変化分Δθを比較することを特徴とする。

以上のとおり、本発明によれば、３相系統電圧などの正弦波信号から基本周波数近辺帯域以外をカットした電圧信号を得、この電圧信号を３相−２相変換した２相電圧信号からＣＯＲＤＩＣアルゴリズムにより三角関数演算処理して電圧信号の位相θを検出し、さらに、サンプリング周期毎に検出する位相θの前回値と今回値からサンプリング周期毎の位相変化分Δθを求め、この位相変化分Δθを基に位相跳躍の有無を判定するようにしたため、ＰＬＬのようなフィードバック系を不要にして、しかも系統電圧などの正弦波信号にノイズやサージ電圧が重畳した場合にも正弦波信号に同期した位相を瞬時に検出でき、さらに応答性よく位相跳躍を判定できる。

さらに、系統電圧などの正弦波電圧信号のゼロクロス点検出信号から周波数を求め、この周波数の移動平均演算によって揺動または変更された正弦波信号の周波数ｆ₀を求め、サンプリング周期毎に検出する周波数ｆ₀の揺動分または変更分を基準位相変化分Δθ₀として求め、この基準位相変化分Δθ₀と位相変化分Δθを比較するようにしたため、周波数ｆ₀の揺動または変更にも正確に位相跳躍を検出できる。

本発明の実施形態を示す位相検出装置のブロック構成図。 回転角度ｚ（位相θ）と位相変化分Δθを求める処理フロー。 位相変化分Δθを求めるための数値と表データ例。 位相跳躍判定時の各部波形例。

（１）装置の構成
図１は、本発明の実施形態を示す位相検出装置のブロック構成図であり、系統電圧に同期した位相検出と位相跳躍検出機能を実現する。これら機能は、ハードウェア構成またはコンピュータ資源とこれを利用するソフトウェアによって実現される。

同図において、３相電圧検出回路１とディジタルフィルタ２と３相−２相変換回路３と極座標復調器（ＣＯｏｒｄｉｎａｔｅ Ｒｏｔａｉｏｎ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｐｕｔｅｒ）４は系統電圧に同期した位相θの検出部を構成し、サンプリング回路５と差分演算回路６はサンプリング周期毎の位相変化分Δθの演算部を構成する。さらに、ゼロクロス検出回路７と周波数演算回路８および移動平均処理回路９は現在の平均化系統周波数ｆ₀の検出部を構成し、周波数−時間変換回路１０と時間−位相変換回路１１では平均化系統周波数ｆ₀の基準位相変化分Δθ₀を検出する基準位相検出部を構成する。そして、比較器１２はサンプリング周期毎に演算した系統電圧の位相変化分Δθを現在の平均化系統周波数ｆ₀の基準位相変化分Δθ₀を超えているか否かを判定し、超えている場合に位相跳躍ｆａｕｌｔの判定出力を得る判定部を構成する。

図１における主たるブロックの詳細を説明する。電圧検出回路１は、３相系統電圧Ｖ_rs・Ｖ_st・Ｖ_trから変成器などによって瞬時３相系統電圧信号ｖ_rs・ｖ_st・ｖ_trとして検出する。この３相系統電圧信号ｖ_rs・ｖ_st・ｖ_trからノイズやサージ電圧成分を除去するため、ディジタルフィルタ２により系統電圧の基本周波数近辺帯域以外をカットした電圧信号ｖ_rs’・ｖ_st’・ｖ_tr’を得る。この信号を３相−２相変換回路３によって系統電圧に同期した直交αβ軸の２相電圧信号ｖ_α・ｖ_βを得る。極座標復調器４は、電圧信号ｖ_α・ｖ_βをＣＯＲＤＩＣアルゴリズムにより三角関数演算処理して系統電圧に同期した位相{ EMBED Equation.3 , }を位相検出値として求める。

サンプリング回路５は１〜４によって系統電圧の瞬時値から求めた位相θを所定のサンプリング周期ΔＴで取り出し、差分演算回路６は各サンプル点の今回値と前回値の差分から、サンプリング周期毎の位相変化分Δθを求める。

ゼロクロス検出回路７は３相系統電圧Ｖ_rs・Ｖ_st・Ｖ_trから得る電圧信号のゼロクロス点をパルス信号の変化タイミングとして検出し、周波数演算回路８はパルス信号がもつ変化タイミングの周期から系統電圧の現在の周波数を演算し、移動平均処理回路９は系統電圧の現在の周波数の移動平均によって平均化系統周波数ｆ₀を検出する。このような構成の現在の平均化系統周波数ｆ₀の検出は、移動平均処理により、系統周波数のゆれによる周波数変動を含めて平均化系統周波数ｆ₀として求める。

周波数−時間変換回路１０は、平均化系統周波数ｆ₀にサンプリング周期ΔＴを乗じることでサンプリング時刻毎の平均化系統周波数ｆ₀の揺動分を時間変化分Δｔ₀として求める。時間−位相変換回路１１は、時間変化分Δｔ₀をそれに応じた位相に変換することでサンプリング時刻毎の基準位相変化分Δθ₀として求める。

（２）各ブロックの作用効果
（２ａ）ディジタルフィルタ２によって系統電圧信号からその基本周波数付近帯域をカットする作用効果を説明する。本実施形態では系統電圧の情報そのものを従来のＰＬＬのようにフィードバックを行なうことなく、直接位相情報に変換（演算）しているため、系統電圧の検出にノイズ（基本波成分以外の情報）が乗ると演算した位相にノイズが直接反映される。したがって、なるべく高精度のディジタルフィルタで電源の基本周波数帯域の情報のみ抽出することで、ノイズ成分を大幅に削減し、電圧ゼロクロスが不明瞭となる低い電圧範囲においてもノイズによる検出遅れや誤検出を防止する。また、系統電圧信号の周波数の低周波および高周波の両方の帯域をカットするためバンドパスフィルタで構成する。なお、高精度に検出するためには適応型ノッチフィルタによってカットオフ周波数を電源周波数に同期させるのが好ましい。

（２ｂ）３相−２相変換回路３は、その入力を系統電圧信号Ｖ_rs・Ｖ_st・Ｖ_tr、その角速度をωとすると、その３相−２相変換の演算は次式による。

例えば、Ｖ_rs＝Ｅｓｉｎθ、Ｖ_st＝Ｅｓｉｎ（θ−２π／３）、Ｖ_tr＝Ｅｓｉｎ（θ−４π／３）とすると、

となる。

（２ｃ）極座標復調器４はＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを用いて２相電圧Ｖ_αとＶ_βから系統電圧信号に同期した位相θを求める。ＣＯＲＤＩＣは、加減算、シフト演算、デーブル参照のみによる反復処理で三角関数などの値を得ることができる計算アルゴリズムであり、任意の二次元平面上の点（ｘ，ｙ）においてその回転角度ｚ（本実施形態における位相θ）とベクトルの大きさの解を得る式は以下のようになる。

極座標復調器４等により回転角度ｚ（位相θ）と位相変化分Δθを求める処理フロー例を図２に示し、図３に位相変化分Δθを求めるための数値と表データ例を示す。図２の処理フローは以下の手順Ｓ１〜Ｓ１４によって実現され、その点線内が位相θを求める部分となる。図２及び図３では角度データが１８個（基準の４５°を含める）の場合で説明する。

（Ｓ１，Ｓ２）回転ベクトルのＶ_α（Ｘ）とＶ_β（Ｙ）を読み込み、Ｖ_α＝１とするようにＶ_βを変換し、その値をＹＹとする。ここで、位相０〜３６０°を求めるため、Ｖ_α（Ｘ）は上記「数２」中の−Ｖ_βを使い、Ｖ_β（Ｙ）は「数２」中のＶ_αを使う。

（Ｓ３）演算に使用する各変数を初期化する。ｉは角度データ数、Ｘ（０）、Ｙ（０）は角度ｉ＝０でのＸ、Ｙ座標値であり、初期値を値１とする。ｄ（０）は角度ｉ＝０での回転ベクトルの回転方向（Ｙ軸の増減方向）を規定するフラグであり、初期値を増加方向値１とする。Ｗ（０）は回転ベクトルの正接（ｔａｎ）に対応するＸ，Ｙ軸の比（Ｙ／Ｘ）であり、初期値を１（４５°）とする。ψ（１）は回転ベクトルの角度の初期値であり、Ｘ軸に一致する０°とする。

（Ｓ４〜Ｓ７）上記の初期値を設定した後、ｉ番目のＷ（ｉ）が値ＹＹよりも大きいか否かを判定し、回転ベクトルの回転方向ｄ（ｉ）＝１，またはｄ（ｉ）＝−１に切り替え、ｉ＋１番目のＸ（ｉ＋１）、Ｙ（ｉ＋１）をシフト演算で求める。

（Ｓ８、Ｓ９）ｉ＋１番目のＸ（ｉ＋１）、Ｙ（ｉ＋１）からＷ（ｉ＋１）をテーブル参照で選択し、そのときの位相θ（ｉ）＝ａｔａｎ（１／２ⁱ）を読み出す。

（Ｓ１０）位相θ（ｉ）と回転方向ｄ（ｉ）に現在値ψ（１）を加えて現在の回転ベクトルの角度ψ（１）とする。

（Ｓ１１〜Ｓ１２）以上までの処理Ｓ４〜Ｓ１０について、ｉ＝０からｉ＝１７まで繰り返し、ｉ＝１７に達したとき、位相θが求まる。

以上までの計算例として、図３の例ではＸ＝５、Ｙ＝２．３３１５の位置がＸ軸からの角度を求めている。最初の基準は（１，１）から始まるため、処理Ｓ２では最初に与えられた位置をＸ＝１で規格化し、（１、０．４６６３）の位置での角度を求めることになる。１回目の演算は０．４６６３＜１のため、処理Ｓ４〜Ｓ７ではｄは−１でＸ（ｉ）、Ｙ（ｉ）を求める。このＸ（ｉ）は１となっていないので、Ｘ（ｉ）＝１とするようにＹ（ｉ）を調整する（図３のＷ（ｉ））。この値を基準の０．４６６３と比較して次のｄ（ｉ）を求め、以降上記の計算を繰り返す。角度データが１８番目ではＹ（ｉ）のＸ（ｉ）＝１で規格化された値はほぼ０．４６６３となっているので、精度よく角度が求められる。

位相は０から３６０度まであるので、Ｖ_α（Ｘ）、Ｖ_β（Ｙ）の値に負の値が生じる場合かある。第二象限のＶ_α（Ｘ）が負、Ｖ_β（Ｙ）正の場合はＶ_α（Ｘ）の絶対値をとり正として演算し、得られた値を１８０度から減算した値が位相θである。第三象限のＶ_α（Ｘ） Ｖ_β（Ｙ）共に負の場合は、共に絶対値をとり正として演算し、得られた値を１８０度に加算した値が位相θである。第四象限のＶ_α（Ｘ）正、Ｖ_β（Ｙ）が負の場合は、Ｖ_β（Ｙ）の絶対値をとり正として演算し、得られた値を３６０度から減算した値は位相θである。このアルゴリズムで得られた位相例が図４の（ａ）に示す位相θである。

（２ｄ）比較器１２は、位相変化分Δθと基準位相変化分Δθ₀を比較することで位相θの跳躍を正確で応答性よく判定する。

サンプリング回路５と差分演算回路６により求めるサンプリング周期毎の位相変化分Δθの大小でも位相の跳躍そのものは（前回値との比較で）測ることができるが、系統電源はその周波数は逐次変化（揺動）していてサンプリング周期を一定にしていると、位相変化分Δθが系統電源の周波数によって変わるため、現在の周波数における位相の跳躍度合いが不明確である。

そのために別途に設ける回路７〜１１により、系統電圧検出のゼロクロス信号から周波数を検出して現在の周波数に対する基準となる基準位相変化分Δθ₀を次式で求める。

Δｔ₀＝ｆ₀×ΔＴ＝ΔＴ／Ｔ₀，Δθ₀＝３６０×Δｔ₀［ｄｅｇ］
位相跳躍判定時の各部波形例を図４の（ｂ）に示す。この図は上記θ＝７．５ｍｓ（１３５°）時点で１ｍｓ（１８度）位相を進めたときの様子を示している。

（３）装置の適用例
実施形態では系統電圧の位相検出と位相跳躍の場合を示すが、系統の保護継電装置における系統電圧の位相検出および保護制御に適用して同等の作用効果を得ることができる。

１ ３相電圧検出回路
２ ディジタルフィルタ
３ ３相−２相変換回路
４ 極座標復調器
５ サンプリング回路
６ 差分演算回路
７ ゼロクロス検出回路
８ 周波数演算回路
９ 移動平均処理回路
１０ 周波数−時間変換回路
１１ 時間−位相変換回路
１２ 比較器

Claims (4)

1. ３相系統電圧などの正弦波信号の位相検出および位相跳躍を判定する位相検出装置であって、
   前記正弦波信号から基本周波数近辺帯域以外をカットした電圧信号を得るディジタルフィルタと、
   前記電圧信号を３相−２相変換した２相電圧信号からＣＯＲＤＩＣアルゴリズムにより三角関数演算処理して該電圧信号の位相θを検出する極座標復調器と、
   サンプリング周期毎に検出する前記位相θの前回値と今回値からサンプリング周期毎の位相変化分Δθを求める差分演算回路と、
   前記位相変化分Δθを基に位相跳躍の有無を判定する比較器と、
   を備えたことを特徴とする正弦波信号の位相検出装置。
2. 前記正弦波信号のゼロクロス点検出信号から周波数を求める周波数演算回路と、
   前記周波数の移動平均演算によって揺動または変更された正弦波信号の周波数ｆ₀を求める移動平均処理回路と、
   サンプリング周期毎に検出する前記周波数ｆ₀の揺動分または変更分を基準位相変化分Δθ₀として求め、この基準位相変化分Δθ₀を前記位相変化分Δθの比較値とする基準位相検出部と、
   を備えたことを特徴とする請求項１に記載の正弦波信号の位相検出装置。
3. ３相系統電圧などの正弦波信号の位相検出および位相跳躍を判定する位相検出方法であって、
   前記正弦波信号からディジタルフィルタによって基本周波数近辺帯域以外をカットした電圧信号を得、
   前記電圧信号を３相−２相変換した２相電圧信号からＣＯＲＤＩＣアルゴリズムにより三角関数演算処理して該電圧信号の位相θを検出し、
   サンプリング周期毎に検出する前記位相θの前回値と今回値から差分演算によってサンプリング周期毎の位相変化分Δθを求め、
   比較器によって前記位相変化分Δθを基に位相跳躍の有無を判定することを特徴とする正弦波信号の位相検出方法。
4. 前記正弦波信号のゼロクロス点検出信号から演算によって周波数を求め、
   前記周波数の移動平均演算によって揺動または変更された正弦波信号の周波数ｆ₀を求め、
   サンプリング周期毎に検出する前記周波数ｆ₀の揺動分または変更分を基準位相変化分Δθ₀として求め、この基準位相変化分Δθ₀と前記位相変化分Δθを比較することを特徴とする請求項３に記載の正弦波信号の位相検出方法。