JP2012147421A

JP2012147421A - Finline type ortho-mode transducer

Info

Publication number: JP2012147421A
Application number: JP2011263604A
Authority: JP
Inventors: Atsushi Takeuchi; 淳竹内; Akihiko Hirata; 明彦枚田; Hiroyuki Takahashi; 宏行高橋; Naoya Kukutsu; 直哉久々津
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2010-12-20
Filing date: 2011-12-01
Publication date: 2012-08-02
Anticipated expiration: 2031-12-01
Also published as: JP5806098B2

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To realize a high level of isolation.SOLUTION: The finline type OMT has: a finline 15; and a resonance frequency adjustment plate 16. The length a of the finline 15 is adjusted so that the frequency interval of resonance taking place on the finline is larger than the width of a used band. The length b of the resonance frequency adjustment plate 16 is adjusted so that no resonance arises within the width of the used band. In the finline OMT, the used band is limited in width to a narrow band such that a fractional bandwidth is no more than 10-15%; the frequency interval f with which resonance takes place is widened by shortening the length a of the finline 15, which is usually under a severalfold wavelength (e.g. a quadruple wavelength or larger), to a size of no larger than one wavelength (e.g. 0.5-fold to 0.6-fold wavelength); and the resonance phenomenon is shifted outside the used band by changing the length b of the resonance frequency adjustment plate 16.

Description

本発明は、フィンライン型偏波分離器の構造及びフィンライン型偏波分離器の技術に関する。 The present invention relates to a structure of a fin line type polarization separator and a technology of the fin line type polarization separator.

無線伝送の単方向伝送容量を倍増する用途や、宇宙から飛来する電磁波を解析する用途等において、垂直偏波（以下、Ｖ偏波）と水平偏波（以下、Ｈ偏波）を分離結合する偏波分離器（以下、ＯＭＴ）が必要となる。ＯＭＴには各種あり、その一つにフィンライン型ＯＭＴ（非特許文献１、２参照）がある。 Separately couple vertically polarized waves (hereinafter referred to as V polarized waves) and horizontally polarized waves (hereinafter referred to as H polarized waves) in applications such as doubling the unidirectional transmission capacity of wireless transmission or analyzing electromagnetic waves flying from space. A polarization separator (hereinafter referred to as OMT) is required. There are various types of OMT, one of which is a fin line type OMT (see Non-Patent Documents 1 and 2).

フィンライン型ＯＭＴは、図５に示すような丁字型構造の導波管１００を有し、図６に示すように、図５に示した導波管内部の丁字の交点において挟まれた薄い２枚の金属板によるテーパー状の平面導波路（以下、フィンライン）１５によって構成されている。なお、図６（ａ）はフィンライン型ＯＭＴの斜視図であり、図６（ｂ）は同図（ａ）のＸ−Ｘ’断面を上から見た平面図である。 The fin-line type OMT has a waveguide 100 having a letter-shaped structure as shown in FIG. 5, and as shown in FIG. 6, the thin line 2 is sandwiched between the intersections of the letters in the waveguide shown in FIG. 5. It is composed of a tapered planar waveguide (hereinafter referred to as fin line) 15 made of a single metal plate. 6A is a perspective view of the fin line type OMT, and FIG. 6B is a plan view of the X-X ′ cross section of FIG.

以下の説明では、導波管１００を構成する複数のうち正方形導波管１１’の電波出入口をＶ偏波・Ｈ偏波共通ポート（以下、Ｖ・Ｈポート）、正方形導波管１１’に導波管変換部１３を介して接続された長方形導波管１４’の電波出入口をＶ偏波ポート（以下、Ｖポート）、正方形導波管１１’に垂直に接続された長方形導波管１２’の電波出入口をＨ偏波ポート（以下、Ｈポート）と定義する。 In the following description, the radio wave entrance / exit of the square waveguide 11 ′ among the plurality of the waveguides 100 is connected to the V polarization / H polarization common port (hereinafter referred to as V / H port) and the square waveguide 11 ′. A rectangular waveguide 12 connected perpendicularly to a V-polarization port (hereinafter referred to as a V port) and a square waveguide 11 ′ at a radio wave entrance / exit of a rectangular waveguide 14 ′ connected via a waveguide converter 13. 'Is defined as the H polarization port (hereinafter referred to as H port).

Ｖポートにより入射したＶ偏波はフィンライン１５を通過してＶ・Ｈポートへ伝播され、Ｈポートにより入射したＨ偏波はフィンライン金属間の隙間（スリット）に閉じ込められてＶ・Ｈポートへ伝播される構造により、また、Ｖ・Ｈポートにより入射したＶ偏波はフィンライン１５を通過してＶポートへ伝播され、Ｖ・Ｈポートにより入射したＨ偏波はフィンライン金属間の隙間に閉じ込められてＨポートへ伝播される構造により、Ｖ偏波とＨ偏波は分離・多重される。 The V polarized wave incident by the V port passes through the fin line 15 and propagates to the V / H port, and the H polarized wave incident by the H port is confined in a gap (slit) between the fin line metals. V-polarized light incident on the V • H port passes through the fin line 15 and propagates to the V-port, and the H-polarized light incident on the V • H port is a gap between the fin line metals. V polarization and H polarization are separated and multiplexed by the structure that is confined in and propagated to the H port.

ここで、ＯＭＴの偏波分離特性については２つの評価項目が存在する。１つは、Ｖポート・Ｈポート間のアイソレーション特性である。これは、ＶポートからＯＭＴ内へ伝播したＶ偏波のうち、ＯＭＴ内部でＨ偏波へと回り込んでＨポートへと出力される成分をいかに抑制出来るかを示す項目である（ＶをＨに、ＨをＶに置き換えても同様である）。 Here, there are two evaluation items for the polarization separation characteristics of the OMT. One is an isolation characteristic between the V port and the H port. This is an item indicating how the component of the V polarization propagating from the V port into the OMT can be suppressed (ie, V is H). It is the same even if H is replaced with V).

もう一つは、交叉偏波識別度（以下、ＸＰＤ）特性である。これは、Ｖ・ＨポートからＯＭＴ内部へ伝播したＶ偏波のうち、ＯＭＴ内部でＨ偏波へと回り込んでＨポートへと出力される成分をいかに抑制出来るかを示す項目である（ＶをＨに、ＨをＶに置き換えても同様である）。 The other is cross polarization discrimination (hereinafter referred to as XPD) characteristics. This is an item indicating how the component of the V polarization propagating from the V · H port to the inside of the OMT can be suppressed (ie, the component that wraps around the H polarization inside the OMT and is output to the H port) (V It is the same if H is replaced with H and H is replaced with V).

偏波多重による無線伝送の単方向伝送容量を増倍する用途や、宇宙から飛来する電磁波を解析する用途等においては、ＸＰＤが最も重要な値となる。一方、偏波多重による双方向無線伝送を実現する用途等においては、アイソレーションが最も重要な値となる。 XPD is the most important value in applications such as multiplying the unidirectional transmission capacity of radio transmission by polarization multiplexing or analyzing electromagnetic waves flying from space. On the other hand, isolation is the most important value in applications that implement bidirectional wireless transmission using polarization multiplexing.

このような従来のフィンライン型ＯＭＴでは、ある特定の複数の周波数でフィンライン上に共振が発生するため、導波管内部で電波伝播の形態変化や多重反射が発生する。例えば、ＶポートとＨポート間での信号回り込みが大きくなりアイソレーション特性が大幅に劣化し、ＯＭＴのＸＰＤ特性、通過特性、反射特性も同様に大幅に劣化することになる。 In such a conventional fin-line type OMT, resonance occurs on the fin line at a specific frequency, and therefore, a change in the form of radio wave propagation and multiple reflection occur inside the waveguide. For example, the signal wraparound between the V port and the H port is increased, and the isolation characteristics are greatly deteriorated, and the XPT characteristics, transmission characteristics, and reflection characteristics of the OMT are also greatly deteriorated.

一方、フィンライン型ＯＭＴは電波天文等の広帯域特性（例えば、比帯域２０％以上）が重視されるような場面で用いられ、フィンライン型ＯＭＴの設計も広帯域に対応すべく、フィンライン１５の長さａを例えば４波長以上と長くしてマッチング特性の良い構造とすることが一般的である。しかしながら、フィンライン１５を長くする程、使用帯域中でフィンライン上に共振が多発するというトレードオフの関係にある。 On the other hand, the fin line type OMT is used in a situation where a wide band characteristic (for example, a specific band of 20% or more) such as radio astronomy is important, and the design of the fin line type OMT also supports the wide band. In general, the length “a” is increased to, for example, four wavelengths or more to obtain a structure with good matching characteristics. However, there is a trade-off relationship that the longer the fin line 15 is, the more frequent resonance occurs on the fin line in the use band.

そこで、広帯域特性を確保しつつ共振を抑制するには、フィンライン金属板のＶポート側終端に共振減衰用の抵抗体１６を形成することが必要不可欠であった。 Therefore, in order to suppress the resonance while ensuring the broadband characteristics, it is indispensable to form the resonance attenuating resistor 16 at the V port end of the fin line metal plate.

参考までに、フィンライン型ＯＭＴに抵抗体１６を形成しなかった場合の電磁界シミュレーション結果について説明する。１１６〜１３４ＧＨｚを使用周波数としたフィンライン型ＯＭＴにおいて、図６（ｂ）のフィンライン１５の長さａを８．６ｍｍ（３．６波長）、フィンライン１５の長さｃを８．６ｍｍ（３．６波長）とし、直径１．５ｍｍ×１．５ｍｍ（０．６２５波長）の正方形導波管１１’を用いている。 For reference, an electromagnetic field simulation result when the resistor 16 is not formed in the fin line type OMT will be described. In the fin line type OMT having a working frequency of 116 to 134 GHz, the length a of the fin line 15 in FIG. 6B is 8.6 mm (3.6 wavelengths), and the length c of the fin line 15 is 8.6 mm ( 3.6 wavelength) and a square waveguide 11 ′ having a diameter of 1.5 mm × 1.5 mm (0.625 wavelength) is used.

図７は、共振減衰用の抵抗体１６を形成しなかった場合におけるＶポートとＨポート間のアイソレーション特性を示す図である。同図より、１１７ＧＨｚ、１２３ＧＨｚ、１３４ＧＨｚ付近に大きなピークが見られ、アイソレーションが１０ｄＢ以上劣化していることが確認できる。このピークはフィンライン１５の共振により生じたものである。 FIG. 7 is a diagram showing isolation characteristics between the V port and the H port when the resonance attenuating resistor 16 is not formed. From the figure, it can be confirmed that large peaks are observed in the vicinity of 117 GHz, 123 GHz, and 134 GHz, and that the isolation is degraded by 10 dB or more. This peak is caused by resonance of the fin line 15.

このように、従来構造では抵抗体１６を形成しない状態で使用することが事実上不可能であった。換言すれば、従来構造では共振を十分に減衰するべく抵抗体１６を用いているため、共振周波数の影響を考慮して設計する必要性は全くないということができる。 As described above, it is practically impossible to use the resistor 16 without forming the resistor 16 in the conventional structure. In other words, since the resistor 16 is used to sufficiently attenuate the resonance in the conventional structure, it can be said that there is no need to design in consideration of the influence of the resonance frequency.

なお、図７に示したようなアイソレーション特性を有する構造の場合であっても、所望の使用帯域が狭ければ共振ピークが使用帯域に入らないため使用することは可能である。しかし、それだけ狭い帯域（例えば比帯域が数％）での使用は特殊用途であり汎用性は低い。 Even in the case of the structure having the isolation characteristic as shown in FIG. 7, if the desired use band is narrow, the resonance peak does not enter the use band and can be used. However, the use in such a narrow band (for example, the specific band is several percent) is a special purpose and its versatility is low.

一方、ミリ波帯向け等の寸法が小さく且つ高精度な作製が要求される場合には、その共振減衰用の抵抗体１６を形成することが技術的に難しい。また、抵抗体１６の形成バラツキにより共振抑制効果にもバラツキが生じてしまう。更に、抵抗体１６の作製誤差により十分な共振抑制効果が得られなくなることを考慮して安全のためにマージンを与えて抵抗値を大きめに設定すると、本来減衰させずにフィンライン上を通過させたいＶ偏波まで減衰されてしまう。 On the other hand, when the millimeter-wave band or the like is small and high-precision fabrication is required, it is technically difficult to form the resonance attenuating resistor 16. Moreover, the resonance suppression effect also varies due to variations in the formation of the resistor 16. Furthermore, considering that a sufficient resonance suppression effect cannot be obtained due to a manufacturing error of the resistor 16, if a margin is provided for safety and the resistance value is set to a large value, the resistor 16 is allowed to pass through the fin line without being attenuated. Attenuated to the desired V polarization.

Goutam CHattopadHyay et al.、「Finline OrtHo-Mode Transducer for Millimeter Waves」、IEEE Microwave and Guided wave Letters、1999年9月、vol.9、No.9、p.339-341Goutam CHattopadHyay et al., `` Finline OrtHo-Mode Transducer for Millimeter Waves '', IEEE Microwave and Guided wave Letters, September 1999, vol.9, No.9, p.339-341 Sloan D. Robertson、「Recent advances in finline circuits」、IRE Transactions on Microwave Theory and Techniques、1956年10月、p.263-267Sloan D. Robertson, `` Recent advances in finline circuits '', IRE Transactions on Microwave Theory and Techniques, October 1956, p.263-267

以上より、ミリ波帯向けのフィンライン型ＯＭＴでは抵抗体を小さくすることが困難であり、共振によるアイソレーション特性の大幅な劣化を回避できないという問題があった。 As described above, it is difficult for the fin line type OMT for the millimeter wave band to make the resistor small, and there is a problem that it is impossible to avoid a significant deterioration of the isolation characteristics due to resonance.

本発明は、上記を鑑みてなされたものであり、フィンライン型ＯＭＴの使用周波数中における共振によるアイソレーション劣化を抑止することを第１の課題とし、高次モード伝播によるアイソレーション劣化も併せて抑止することを第２の課題とする。 The present invention has been made in view of the above, and a first problem is to suppress isolation degradation due to resonance in the operating frequency of the fin-line OMT, and also includes isolation degradation due to higher-order mode propagation. Deterring is the second issue.

請求項１に記載のフィンライン型偏波分離器は、Ｖ・Ｈポート導波管を伝播する電波のうち水平方向に偏波した電波を前記Ｖ・Ｈポート導波管に垂直接続されたＨポート導波管に導くテーパー状のフィンラインと、前記Ｖ・Ｈポート導波管上のフィンラインのＶポート側端で前記フィンラインに一体形成された共振周波数調整手段と、を有し、前記フィンライン上で発生した共振の周波数間隔が使用帯域幅よりも大きくなるように、前記Ｖ・Ｈポート導波管上のフィンラインのＶ・Ｈポート側端から前記Ｈポート導波管までのフィンラインの長さが調整され、前記使用帯域幅内に前記共振が存在しないように、前記共振周波数調整手段のＶポート側端から前記Ｈポート導波管までの共振周波数調整手段の長さが調整されていることを特徴とする。 The fin line type polarization separator according to claim 1, wherein radio waves polarized in the horizontal direction among radio waves propagating through the V · H port waveguide are vertically connected to the V · H port waveguide. A tapered fin line leading to the port waveguide, and a resonance frequency adjusting means integrally formed with the fin line at the V port side end of the fin line on the V · H port waveguide, The fin from the V / H port side end of the fin line on the V / H port waveguide to the H port waveguide so that the frequency interval of resonance generated on the fin line is larger than the use bandwidth. The length of the resonance frequency adjusting means from the V port side end of the resonance frequency adjusting means to the H port waveguide is adjusted so that the length of the line is adjusted and the resonance does not exist within the use bandwidth. It is characterized by being .

本発明によれば、フィンライン上で発生した共振の周波数間隔が使用帯域幅よりも大きくなるようにＶ・Ｈポート導波管上のフィンラインのＶ・Ｈポート側端からＨポート導波管までのフィンラインの長さが調整され、使用帯域幅内に共振が存在しないように共振周波数調整手段のＶポート側端からＨポート導波管までの共振周波数調整手段の長さが調整されているため、フィンライン型偏波分離器の使用周波数中における共振によるアイソレーション劣化を抑止することができる。 According to the present invention, from the V / H port side end of the fin line on the V · H port waveguide so that the frequency interval of the resonance generated on the fin line is larger than the use bandwidth, the H port waveguide. The length of the fin line is adjusted, and the length of the resonance frequency adjusting means from the V port side end of the resonance frequency adjusting means to the H port waveguide is adjusted so that there is no resonance within the use bandwidth. Therefore, it is possible to suppress isolation deterioration due to resonance in the use frequency of the fin line type polarization separator.

請求項２に記載のフィンライン型偏波分離器は、請求項１に記載のフィンライン型偏波分離器において、前記Ｖ・Ｈポート導波管は正方形導波管であって、使用帯域の下限周波数がＴＥ１０，ＴＥ０１の基本モードのカットオフ周波数以上となり、使用帯域の上限周波数がＴＥ１１，ＴＭ１１の高次モードのカットオフ周波数以下となるように、前記正方形の辺の長さが調整されていることを特徴とする。 The fin line type polarization separator according to claim 2 is the fin line type polarization separator according to claim 1, wherein the VH port waveguide is a square waveguide, The length of the side of the square is adjusted so that the lower limit frequency is equal to or higher than the cutoff frequency of the basic mode of TE10 and TE01 and the upper limit frequency of the use band is equal to or lower than the cutoff frequency of the higher order mode of TE11 and TM11. It is characterized by being.

本発明によれば、Ｖ・Ｈポート導波管は正方形導波管であって、使用帯域の下限周波数がＴＥ１０，ＴＥ０１の基本モードのカットオフ周波数以上となり、使用帯域の上限周波数がＴＥ１１，ＴＭ１１の高次モードのカットオフ周波数以下となるように、上記正方形の辺の長さが調整されているため、高次モード伝播によるアイソレーション劣化及びＸＰＤ劣化も併せて抑止することができる。 According to the present invention, the V · H port waveguide is a square waveguide, and the lower limit frequency of the use band is equal to or higher than the cutoff frequency of the fundamental mode of TE10 and TE01, and the upper limit frequencies of the use band are TE11 and TM11. Since the length of the side of the square is adjusted to be equal to or lower than the cut-off frequency of the higher-order mode, isolation degradation and XPD degradation due to higher-order mode propagation can be suppressed together.

請求項３に記載のフィンライン型偏波分離器は、請求項１又は２に記載のフィンライン型偏波分離器において、前記共振周波数調整手段の長さは、使用周波数の高周波側に前記共振が存在する場合には伸張され、使用周波数の低周波側に前記共振が存在する場合には短縮されることを特徴とする。 The fin line type polarization separator according to claim 3 is the fin line type polarization separator according to claim 1 or 2, wherein a length of the resonance frequency adjusting means is set to a higher frequency side of a use frequency. If the resonance is present on the low frequency side of the operating frequency, it is shortened.

請求項４に記載のフィンライン型偏波分離器は、請求項１乃至３のいずれかに記載のフィンライン型偏波分離器において、前記フィンラインの長さは、比帯域１０〜１５％の使用帯域幅において、０．５〜１波長に調整されていることを特徴とする。 The fin line type polarization separator according to claim 4 is the fin line type polarization separator according to any one of claims 1 to 3, wherein the length of the fin line has a relative bandwidth of 10 to 15%. The use bandwidth is adjusted to 0.5 to 1 wavelength.

請求項５に記載のフィンライン型偏波分離器は、請求項１乃至４のいずれかに記載のフィンライン型偏波分離器において、前記共振周波数調整手段は、前記フィンラインと同一の材質及び厚みで形成された金属板であることを特徴とする。 The fin line type polarization separator according to claim 5 is the fin line type polarization separator according to any one of claims 1 to 4, wherein the resonance frequency adjusting means is made of the same material as the fin line. It is a metal plate formed with a thickness.

本発明によれば、使用帯域幅を狭帯域に限定しつつ使用帯域幅の共振を排除することが可能となり、フィンライン型ＯＭＴの使用周波数中における共振によるアイソレーション劣化を抑止するとともに、高次モード伝播によるアイソレーション劣化も併せて抑止することで、高アイソレーションを実現することが可能となる。 According to the present invention, it is possible to eliminate the resonance of the use bandwidth while limiting the use bandwidth to a narrow band, and to suppress isolation degradation due to resonance in the use frequency of the finline type OMT, It is possible to achieve high isolation by suppressing isolation degradation due to mode propagation.

フィンライン型ＯＭＴの構造を示す図である。It is a figure which shows the structure of a fin line type | mold OMT. フィンライン型ＯＭＴの導波管の長さを示す図である。It is a figure which shows the length of the waveguide of a fin line type | mold OMT. ＶポートとＨポート間のアイソレーション特性を示す図である。It is a figure which shows the isolation characteristic between V port and H port. Ｈポート反射特性と周波数の関係性を示す図である。It is a figure which shows the relationship between a H port reflection characteristic and a frequency. フィンライン型ＯＭＴの導波管構造を示す図である。It is a figure which shows the waveguide structure of a fin line type | mold OMT. 従来のフィンライン型ＯＭＴの内部構造を示す図である。It is a figure which shows the internal structure of the conventional fin line type | mold OMT. 共振減衰用の抵抗体を形成しなかった場合におけるＶポートとＨポート間のアイソレーション特性を示す図である。It is a figure which shows the isolation characteristic between V port and H port when not forming the resistor for resonance attenuation | damping. ＡＳＫ変調スペクトルを示す図である。It is a figure which shows an ASK modulation spectrum. 第２の実施の形態に係るフィンライン型ＯＭＴの構造を示す図である。It is a figure which shows the structure of the fin line type | mold OMT which concerns on 2nd Embodiment. ＶポートとＨポート間のアイソレーション特性を示す図である。It is a figure which shows the isolation characteristic between V port and H port. 共振周波数調整板の長さを変化させた場合におけるＶポートとＨポート間のアイソレーション特性を示す図である。It is a figure which shows the isolation characteristic between V port and H port at the time of changing the length of a resonant frequency adjustment board.

通常、フィンライン型ＯＭＴの設計においてフィンラインの寸法と共振の関係性について注意を払われることは全くない。フィンライン上で発生する共振は背景技術で説明した共振減衰用の抵抗体によって実用上影響の無いレベルにまで十分に減衰され、更に通常のフィンライン型ＯＭＴは広帯域の偏波分離の用途でしか使用されないため、その関係性を考慮する必要性が全くないためである。 Normally, no attention is paid to the relationship between fin line dimensions and resonance in the design of a fin line type OMT. The resonance generated on the fin line is sufficiently attenuated to a level that has no practical effect by the resonance damping resistor described in the background art, and the normal fin line type OMT is used only for wideband polarization separation applications. This is because there is no need to consider the relationship because it is not used.

一方、ミリ波を用いた通信では、電波天文ほどの広帯域特性が必要無い場合（例えば比帯域１０〜１５％等）があり、その際にはフィンラインの長さを短縮することが可能である。 On the other hand, in communication using millimeter waves, there are cases where broadband characteristics as high as radio astronomy are not necessary (for example, a specific bandwidth of 10 to 15%, etc.), and in that case, the length of the fin line can be shortened. .

そこで、本発明では、そのように従来全く考慮されていなかったフィンラインの寸法と共振の関係性に着目し、使用帯域に合わせて共振の発生仕方をフィンライン設計により変化させるという思想を導入している。また、共振が発生する周波数間隔に着目し、その間隔の内側ならば共振による特性変化が無いことにも着目している。 Therefore, in the present invention, focusing on the relationship between the fin line dimensions and the resonance, which has not been considered at all in the past, the concept of changing the generation of resonance by the fin line design in accordance with the operating band is introduced. ing. Further, attention is paid to the frequency interval at which resonance occurs, and attention is paid to the fact that there is no characteristic change due to resonance within the interval.

すなわち、フィンラインを短くする程、使用帯域中でフィンライン上の共振が発生しづらくなるため、それに伴ってフィンラインを適切な長さに調整すれば、フィンライン上で発生する共振を使用帯域幅外とすることができる。また合わせて共振周波数を調整する機構を導入し、使用帯域中で共振を発生させなければ、共振減衰用の抵抗体は不要となる。 That is, as the fin line is shortened, resonance on the fin line is less likely to occur in the use band. Accordingly, if the fin line is adjusted to an appropriate length, resonance generated on the fin line is reduced to the use band. Can be out of width. In addition, if a mechanism for adjusting the resonance frequency is introduced and resonance does not occur in the use band, the resonance damping resistor is not necessary.

このような事実に基づき、従来までの設計指針とは真逆である狭帯域に特化した設計としたことにより、ミリ波通信において本発明のフィンライン型ＯＭＴを実用的に使用可能となる。 Based on such facts, the fin line type OMT of the present invention can be practically used in millimeter wave communication by adopting a design specialized for a narrow band which is the opposite of the conventional design guidelines.

以下、本発明を実施するフィンライン型ＯＭＴの一実施の形態について説明する。但し、本発明は多くの異なる様態で実施することが可能であり、本実施の形態の記載内容に限定して解釈すべきではない。 Hereinafter, an embodiment of a fin line type OMT embodying the present invention will be described. However, the present invention can be implemented in many different modes and should not be construed as being limited to the description of the present embodiment.

〔第１の実施の形態〕
図１は、フィンライン型ＯＭＴの構造を示す図である。同図（ａ）はフィンライン型ＯＭＴの内部構造をも示した斜視図であり、同図（ｂ）は同図（ａ）のＸ−Ｘ’断面を上から見た平面図である。 [First Embodiment]
FIG. 1 is a diagram showing a structure of a fin line type OMT. FIG. 4A is a perspective view showing the internal structure of the fin line type OMT, and FIG. 2B is a plan view of the XX ′ cross section of FIG.

このフィンライン型ＯＭＴは、Ｖ偏波とＨ偏波を分離・多重するために用いる受動素子であり、垂直方向及び水平方向に偏波した電波を伝播するＶ・Ｈポート導波管１１と、Ｖ・Ｈポート導波管１１に対して直交する方向に設けられ（垂直に接続され）、Ｖ・Ｈポート導波管１１を伝播する電波のうち水平方向に偏波した電波を伝播するＨポート導波管１２と、Ｖ・Ｈポート導波管１１に導波管変換部１３を介して接続され、Ｖ・Ｈポート導波管１１を伝播する電波のうち垂直方向に偏波した電波を伝播するＶポート導波管１４と、上記水平方向に偏波した電波をＨポート導波管１２に導くテーパー状のフィンライン１５と、Ｖ・Ｈポート導波管上のフィンライン１５のＶポート側端でフィンライン１５に一体的に形成された共振周波数調整板１６とで構成されている。 The finline type OMT is a passive element used to separate and multiplex V polarization and H polarization, and a V · H port waveguide 11 that propagates radio waves polarized in the vertical and horizontal directions, An H port that is provided in a direction orthogonal to the V · H port waveguide 11 (connected vertically) and that propagates a horizontally polarized radio wave among the radio waves propagating through the V · H port waveguide 11. The waveguide 12 is connected to the V · H port waveguide 11 via the waveguide converter 13 and propagates the vertically polarized radio wave among the radio waves propagating through the V · H port waveguide 11. A V-port waveguide 14 that tapers, a tapered fin line 15 that guides the horizontally polarized radio wave to the H-port waveguide 12, and the V-port side of the fin line 15 on the V · H-port waveguide. Resonance frequency adjustment formed integrally with fin line 15 at the end It is composed of a 16.

なお、Ｖ・Ｈポート導波管１１とＨポート導波管１２とＶポート導波管１４とからなるフィンライン型ＯＭＴの導波管構造、Ｖ偏波とＨ偏波を分離・多重する機能、フィンライン１５が導波管内部で挟まれる位置等については、背景技術で説明した従来の丁字型構造の導波管と基本的に同様である。 A fin-line OMT waveguide structure comprising a V / H port waveguide 11, an H port waveguide 12, and a V port waveguide 14, and a function for separating and multiplexing V polarization and H polarization. The position at which the fin line 15 is sandwiched inside the waveguide is basically the same as that of the waveguide having the conventional letter-shaped structure described in the background art.

また、それら各導波管の形状等についても従来の導波管の形状等と基本的に同様であり、具体的には、Ｖ・Ｈポート導波管１１については正方形導波管、Ｈポート導波管１２とＶポート導波管１４については長方形導波管が使用される。 The shape of each of the waveguides is basically the same as the shape of the conventional waveguide. Specifically, for the V · H port waveguide 11, a square waveguide and an H port are used. Rectangular waveguides are used for the waveguide 12 and the V-port waveguide 14.

導波管自体の構造等については基本的に従来と同様であるが、本フィンライン型ＯＭＴは、フィンライン１５と共振周波数調整板１６の寸法を調整することや、Ｖ・Ｈポート導波管１１とＨポート導波管１２とＶポート導波管１４とにおける電波の出入口端の形状等の寸法を調整することを特徴としている。 The structure of the waveguide itself is basically the same as the conventional structure, but this fin line type OMT is capable of adjusting the dimensions of the fin line 15 and the resonance frequency adjusting plate 16 and the V / H port waveguide. 11, the shape of the entrance / exit end of the radio wave in the H port waveguide 12 and the V port waveguide 14 is adjusted.

最初に、フィンライン１５と共振周波数調整板１６の寸法調整について説明する。なお、以下の説明では、図１（ｂ）に示すように、Ｖ・Ｈポート導波管上のフィンライン１５のＶ・Ｈポート側端からＨポート導波管１２までのフィンライン１５の長さをａとし、Ｖポート側端からＨポート導波管１２（フィンライン１５との接続端）までの共振周波数調整板１６の長さをｂとし、Ｈポート導波管上のフィンライン１５のＨポート側端からＶ・Ｈポート導波管１１までのフィンライン１５の長さをｃと定義する。 First, the dimension adjustment of the fin line 15 and the resonance frequency adjusting plate 16 will be described. In the following description, as shown in FIG. 1B, the length of the fin line 15 from the V / H port side end of the fin line 15 on the V · H port waveguide to the H port waveguide 12. The length of the resonance frequency adjusting plate 16 from the V port side end to the H port waveguide 12 (connecting end to the fin line 15) is b, and the length of the fin line 15 on the H port waveguide is The length of the fin line 15 from the H port side end to the V · H port waveguide 11 is defined as c.

本フィンライン型ＯＭＴは、使用帯域幅を比帯域１０〜１５％以下の狭帯域に限定し、通常数波長以下（例えば４波長以上）となるフィンライン１５の長さａを１波長以下の寸法（例えば０．５〜０．６波長）に短縮することにより共振の発生する周波数間隔ｆを拡大するとともに、共振周波数調整板１６の長さｂを変化させることにより共振現象を使用帯域外とする設計を行っている。 This fin line type OMT limits the use bandwidth to a narrow band having a specific bandwidth of 10 to 15% or less, and the length a of the fin line 15 that is usually several wavelengths or less (for example, four wavelengths or more) is a dimension of one wavelength or less. The frequency interval f at which resonance occurs is expanded by shortening to (for example, 0.5 to 0.6 wavelength), and the resonance phenomenon is out of the use band by changing the length b of the resonance frequency adjusting plate 16. I am designing.

フィンライン１５の長さａを短縮することにより共振の発生する周波数間隔ｆは拡大するが、フィンライン型ＯＭＴの対応可能な周波数幅（比帯域）が減少し、フィンライン１５に閉じ込められて伝播するＨ編波の通過特性が劣化するため、本設計においてはトレードオフの関係となる。 By reducing the length a of the fin line 15, the frequency interval f at which resonance occurs is expanded, but the frequency width (ratio band) that can be supported by the fin line type OMT is reduced, and the fin line 15 is confined in the fin line 15 and propagates. In this design, there is a trade-off relationship because the passing characteristics of the H knitting wave to be deteriorated.

すなわち、フィンライン１５の長さａが短くなると、フィンライン１５のテーパー形状が急峻に変化し、テーパー導波路によるインピーダンス変化が急峻となるため、元々の導波路とのインピーダンスの整合性が低下する。インピーダンスの整合性が低くなるほど、徐々にＨ偏波の周波数のうち、フィンライン１５を伝播しようとしても反射される周波数成分が増え、共振のＱ値が高くなる一方、共振間の平坦な通過特性が劣化し、所望の通過特性を満たす周波数帯が減少することになる。 That is, when the length a of the fin line 15 is shortened, the taper shape of the fin line 15 changes steeply, and the impedance change due to the tapered waveguide becomes steep, so that the impedance matching with the original waveguide decreases. . The lower the impedance matching, the higher the frequency component of the H-polarized wave that is reflected even if it tries to propagate through the fin line 15, and the resonance Q value increases, while the flat pass characteristic between resonances increases. Will deteriorate, and the frequency band that satisfies the desired pass characteristics will decrease.

例えば、１１０〜１４０ＧＨｚ帯におけるフィンライン１５の長さａ（ｍｍ）と共振の発生する周波数間隔ｆ（ＧＨｚ）とは、およそｆ＝２０／ａ＋５の反比例関係にある。使用帯域幅からフィンライン１５の長さａを見積もり、実際のフィンライン構造に適用した結果において偶然にも使用周波数内で共振が発生しない場合は、そこで設計が終了となる。しかしながら、フィンライン型ＯＭＴの使用帯域幅は設計通りとなっても、使用周波数内に共振がかかる場合がほとんどである。 For example, the length a (mm) of the fin line 15 in the 110 to 140 GHz band and the frequency interval f (GHz) at which resonance occurs are in an inversely proportional relationship of approximately f = 20 / a + 5. If the length a of the fin line 15 is estimated from the use bandwidth and applied to the actual fin line structure, if resonance does not occur within the use frequency by chance, the design ends there. However, even if the use bandwidth of the fin line type OMT is as designed, resonance often occurs within the use frequency.

そこで、本フィンライン型ＯＭＴは、従来設計では抵抗体が形成されていた位置に、抵抗体に代えて、新たに共振周波数調整板１６を形成している。共振周波数調整板１６は、図１に示したように、フィンライン１５のＶポート側末端に一体形成された長方形又は正方形の金属板である。材質および厚みについては、フィンライン金属板と同一である。具体例としては、５０μｍ厚のステンレスやリン青銅の板に金メッキを施したものである。使用周波数内に共振が存在しなくなるまで、共振周波数調整板１６の長さｂを延伸又は短縮することで調節する。 Therefore, the present fin line type OMT is newly formed with a resonance frequency adjusting plate 16 in place of the resistor at a position where the resistor is formed in the conventional design. As shown in FIG. 1, the resonance frequency adjusting plate 16 is a rectangular or square metal plate integrally formed at the V port side end of the fin line 15. The material and thickness are the same as those of the fin line metal plate. As a specific example, a 50 μm thick stainless steel or phosphor bronze plate is plated with gold. Adjustment is performed by extending or shortening the length b of the resonance frequency adjusting plate 16 until resonance does not exist within the operating frequency.

なお、このような共振周波数調整板１６は、フィンライン１５と同材質・同厚みであって一体形成されるため、共振周波数調整板１６を含めた一つのフィンラインとして同視可能であり、フィンライン作製時に共振周波数調整板１６を同時に作製することができる。 Since the resonance frequency adjusting plate 16 has the same material and thickness as the fin line 15 and is integrally formed, it can be regarded as one fin line including the resonance frequency adjusting plate 16. The resonance frequency adjusting plate 16 can be manufactured at the same time.

すなわち、共振周波数調整板１６の長さｂを変化させることにより、フィンライン上に発生する全ての共振周波数を任意の周波数幅Δｆでシフトすることができる。シフトする共振は、フィンライン１５の長さａ方向と共振周波数調整板１６の長さｂ方向との間において発生する多重反射による共振現象に帰属する。具体的には、長さｂを伸長することにより共振ピークは高周波側にシフトし、短縮することにより低周波側にシフトすることになる。例えば、１１０〜１４０ＧＨｚ帯における長さｂの変化量Δｂ（ｍｍ）は、共振周波数のシフト量Δｆ（ＧＨｚ）とは、およそΔｆ＝１０×Δｂの比例関係にある。 That is, by changing the length b of the resonance frequency adjusting plate 16, all the resonance frequencies generated on the fin line can be shifted by an arbitrary frequency width Δf. The resonance that shifts is attributed to a resonance phenomenon caused by multiple reflection that occurs between the length a direction of the fin line 15 and the length b direction of the resonance frequency adjusting plate 16. Specifically, the resonance peak shifts to the high frequency side by extending the length b, and shifts to the low frequency side by shortening. For example, the change amount Δb (mm) of the length b in the 110 to 140 GHz band is in a proportional relationship of approximately Δf = 10 × Δb with the shift amount Δf (GHz) of the resonance frequency.

なお、長さｂの変化量Δｂによって、周波数間隔ｆと同程度かそれ以上に周波数シフトすることは可能である。ただし、周波数間隔ｆ以上にシフトさせても、同じ周波数間隔ｆでまた次の共振点が現れるため、シフト量Δｆは最大でも周波数間隔ｆあればよい。 Note that it is possible to shift the frequency to the same degree or more than the frequency interval f by the change amount Δb of the length b. However, since the next resonance point appears again at the same frequency interval f even if it is shifted beyond the frequency interval f, the shift amount Δf may be at most the frequency interval f.

本フィンライン型ＯＭＴでは、長さｂを任意の長さに設定することが可能である。ただし、フィンライン型ＯＭＴの長さｂを制限するような導波管内部構造を作り込まれた場合には、長さｂの変化量Δｂの可変範囲によっても、使用帯域幅が制限される。 In the present fin line type OMT, the length b can be set to an arbitrary length. However, when a waveguide internal structure that limits the length b of the fin-line OMT is incorporated, the use bandwidth is also limited by the variable range of the change amount Δb of the length b.

以上より、フィンライン１５の長さａを設計した後、使用周波数内に共振が発生する際には、使用周波数の高周波側に共振ピークが入っている場合は長さｂを伸長し、使用周波数の低周波側に共振ピークが入っている場合は長さｂを短縮することにより、共振を使用帯域外とすることが可能となる。 As described above, after the length a of the fin line 15 is designed, when resonance occurs within the use frequency, the length b is extended if a resonance peak is present on the high frequency side of the use frequency. When a resonance peak is present on the low frequency side, the resonance can be out of the use band by shortening the length b.

ちなみに、フィンライン１５の長さｃについては共振周波数と無関係のため、Ｈ偏波の反射通過特性を悪化させない任意の長さとすればよい。単純には、長さａと同じ寸法とすれば良い。 Incidentally, since the length c of the fin line 15 is irrelevant to the resonance frequency, it may be set to an arbitrary length that does not deteriorate the reflection pass characteristic of the H polarization. Simply, the dimensions may be the same as the length a.

なお、フィンライン１５は単純な直線のテーパー形状となっているが、例えば、フィンライン１５を曲線のテーパーで形成した場合は、フィンライン上の共振発生位置が変化するので、周波数軸での特性評価結果における共振位置や間隔も変化する。また、Ｈポートに向けたフィンライン導波路の曲げ方でも、共振点は変化する。しかし、これらのフィンラインに対しても共振周波数調整板１６を適用可能であって同様の作用効果が得られるため、フィンライン１５の形状には何ら制限されない。 The fin line 15 has a simple linear taper shape. However, for example, when the fin line 15 is formed with a curved taper, the resonance occurrence position on the fin line changes. The resonance position and interval in the evaluation result also change. The resonance point also changes depending on how the fin line waveguide is bent toward the H port. However, since the resonance frequency adjusting plate 16 can be applied to these fin lines and the same operation and effect can be obtained, the shape of the fin lines 15 is not limited at all.

また、テーパーの全体形状によっても、共振位置や共振の周波数間隔は変化する。多数の変数があり、一意に周波数特性を式で表すことは困難であるため、前述の数式ｆ＝２０／ａ＋５やΔｆ＝１０×Δｂは数値解析結果から導いたものであり、解析的によって導いたものではない。現実的には、電磁界シミュレーターを用いた解析と形状修正の繰り返しにより、任意の使用周波数範囲に対応した形状へと落とし込んでいくことになる。従って、本実施の形態に係る共振周波数調整板１６の適用範囲は前述の数式に何ら制限されない。 Also, the resonance position and the frequency interval of resonance change depending on the overall shape of the taper. Since there are a large number of variables and it is difficult to uniquely express the frequency characteristic by an equation, the above-described mathematical formulas f = 20 / a + 5 and Δf = 10 × Δb are derived from numerical analysis results and are derived analytically. Not a thing. Practically, by repeating analysis and shape correction using an electromagnetic field simulator, the shape is reduced to a shape corresponding to an arbitrary use frequency range. Therefore, the application range of the resonance frequency adjusting plate 16 according to the present embodiment is not limited to the above-described mathematical expressions.

次に、各導波管の電波出入口端の形状等の寸法調整について説明する。なお、以下の説明では、図２に示すように、Ｖ・Ｈポート導波管１１の正方形の電波出入口端の辺の長さをＡとし、Ｖ・Ｈポート導波管１１の電波出入口端からＨポート導波管１２までのＶ・Ｈポート導波管１１の長さをＢとし、Ｖ・Ｈポート導波管１１の導波管変換部１３との接続端からＨポート導波管１２までのＶ・Ｈポート導波管１１の長さをＣとし、Ｖ・Ｈポート導波管１１との垂直接続端からＨポート導波管１２の電波出入口端までのＨポート導波管１２の長さをＤと定義する。 Next, adjustment of dimensions such as the shape of the radio wave entrance / exit end of each waveguide will be described. In the following description, as shown in FIG. 2, the length of the side of the square radio wave entrance / exit end of the V · H port waveguide 11 is A, and the radio wave entrance / exit end of the V · H port waveguide 11 is The length of the V · H port waveguide 11 up to the H port waveguide 12 is B, and the connection end of the V · H port waveguide 11 with the waveguide converter 13 to the H port waveguide 12. The length of the V / H port waveguide 11 is C, and the length of the H port waveguide 12 from the vertical connection end to the V · H port waveguide 11 to the radio wave entrance / exit end of the H port waveguide 12 is This is defined as D.

また、Ｈポート導波管１２及びＶポート導波管１４の長方形の電波出入口端の一方の辺の長さをＡとし、他方の辺の長さをＡ／２と定義する。なお、理解を容易にするため、各導波管の名称を単に導波管と以下略記する場合がある。 Further, the length of one side of the rectangular radio wave entrance / exit end of the H port waveguide 12 and the V port waveguide 14 is defined as A, and the length of the other side is defined as A / 2. For easy understanding, the name of each waveguide may be simply abbreviated as “waveguide” in the following.

本フィンライン型ＯＭＴは、Ｖ・Ｈポート導波管１１の長さＡに対して、使用帯域の下限周波数がＴＥ１０，ＴＥ０１の基本モードのカットオフ周波数以上となり、使用帯域の上限周波数がＴＥ１１，ＴＭ１１の高次モードのカットオフ周波数以下とする設計を行う。これにより、使用帯域中において高次モードの伝播を抑制することができる。 In this fin line type OMT, the lower limit frequency of the use band is equal to or higher than the cutoff frequency of the basic mode of TE10 and TE01 with respect to the length A of the V · H port waveguide 11, and the upper limit frequency of the use band is TE11, The design is made to be below the cut-off frequency of the higher order mode of TM11. Thereby, propagation of a higher mode can be suppressed in the use band.

なお、ＴＥ１０，ＴＥ０１の基本モードをカットオフ周波数に近い周波数で伝播させると群遅延特性が劣化するため広帯域データの伝送を行うことができないという問題が生じる。そこで、群遅延の周波数偏差を抑制するためには各導波管の長さＢ，Ｃ，Ｄを短縮する必要がある。しかし、導波管の長さＢ，Ｃ，Ｄを短縮すると、導波管の長さＡからカットオフ周波数以下となるはずのＴＥ１１，ＴＭ１１の高次モードが減衰されつつも導波管内を伝播するようになるため、トレードオフの関係があることを付言しておく。 If the basic modes of TE10 and TE01 are propagated at a frequency close to the cut-off frequency, the group delay characteristic deteriorates, so that there is a problem that broadband data cannot be transmitted. Therefore, in order to suppress the frequency deviation of the group delay, it is necessary to shorten the lengths B, C, and D of each waveguide. However, when the waveguide lengths B, C, and D are shortened, the higher-order modes of TE11 and TM11 that should be lower than the cutoff frequency from the waveguide length A are attenuated and propagated through the waveguide. I will add that there is a trade-off relationship.

最後に、１１６〜１３４ＧＨｚの比帯域１０〜１５％をカバーするフィンライン型ＯＭＴの設計例を示す。導波管の長さＡを１．５ｍｍ（０．６２５波長），Ｂ〜Ｄを１０ｍｍ（４〜５波長）とし、フィンライン１５の長さａを１．２８ｍｍ（０．５３波長），ｃを１．６８ｍｍ（０．７波長）とし、共振周波数調整板１６の長さｂを１．２５ｍｍ（０．５２波長）とした。 Finally, a design example of a fin line type OMT that covers a specific band of 10 to 15% of 116 to 134 GHz is shown. The length A of the waveguide is 1.5 mm (0.625 wavelength), B to D are 10 mm (4 to 5 wavelengths), the length a of the fin line 15 is 1.28 mm (0.53 wavelengths), c Was 1.68 mm (0.7 wavelength), and the length b of the resonance frequency adjusting plate 16 was 1.25 mm (0.52 wavelength).

その場合におけるフィンライン型ＯＭＴのＶポートとＨポート間のアイソレーション特性を図３に示す。共振の影響は１１４ＧＨｚと１３６ＧＨｚにおいて見られ、使用周波数である１１６〜１３４ＧＨｚの間には見られない。これより、図７に示した従来のアイソレーション特性と比べて、共振の発生頻度を低減し、且つ使用帯域外への共振シフトが実現されていることを把握できる。 FIG. 3 shows the isolation characteristics between the V port and H port of the fin line type OMT in that case. The effect of resonance is seen at 114 GHz and 136 GHz, and not between 116 and 134 GHz, which is the operating frequency. As a result, it is possible to grasp that the frequency of occurrence of resonance is reduced and the resonance shift out of the use band is realized as compared with the conventional isolation characteristic shown in FIG.

特に、長さＡを１．５ｍｍとすることにより、ＴＥ１０，ＴＥ０１の基本モードはカットオフ周波数１１０ＧＨｚとなり、ＴＥ１１，ＴＭ１１の高次モードはカットオフ周波数１４０ＧＨｚとなる。これにより、１１６〜１３４ＧＨｚにおいては高次モードの伝播が抑制されることになる。また、長さＢ〜Ｄを１０ｍｍとすることにより、Ｖ・Ｈポートから高次モードが入射された場合に、Ｖポート及びＨポートに伝播された後６０ｄＢ以上減衰されることになる。 In particular, by setting the length A to 1.5 mm, the fundamental mode of TE10 and TE01 becomes a cutoff frequency of 110 GHz, and the higher order mode of TE11 and TM11 becomes a cutoff frequency of 140 GHz. As a result, the propagation of higher-order modes is suppressed at 116 to 134 GHz. In addition, by setting the lengths B to D to 10 mm, when a higher-order mode is incident from the V / H port, it is attenuated by 60 dB or more after being propagated to the V port and the H port.

また、上記設計においては群遅延の大きさは３０ｐｓｅｃとなる。例えば、フィンライン型ＯＭＴを経由して１０Ｇｂｐｓの無線信号を扱う場合について考えてみると、信号のシンボル間隔が１００ｐｓｅｃであることから、群遅延はそれ以下の値であることが望ましい。フィンライン型ＯＭＴを送受信用に２つ用いることを考慮すると、合計６０ｐｓｅｃの群遅延となるため実用上問題にならないことが分かる。なお、Ｖ偏波ポート側については、正方形・方形変換の手前までの群遅延となる。正方形・方形変換からＶ偏波ポートまでの群遅延を２０ｐｓｅｃ以下となるように設計することで、送受信全て合わせて１００ｐｓｅｃ以内に収まることになる。 In the above design, the group delay is 30 psec. For example, when considering a case where a 10 Gbps wireless signal is handled via a fin-line type OMT, the symbol interval of the signal is 100 psec. Therefore, the group delay is preferably a value smaller than that. Considering the use of two finline OMTs for transmission and reception, it can be seen that there is no practical problem because the total group delay is 60 psec. On the V polarization port side, the group delay is before the square / square conversion. By designing the group delay from the square / rectangular conversion to the V polarization port to be 20 psec or less, the total transmission and reception are within 100 psec.

参考までに、共振周波数調整板１６の長さｂを決定する過程について具体的に説明する。図４にＨポートでの反射特性と周波数の関係性を示す。ｂの長さが０．８５ｍｍの特性を実線で示し、１．２５ｍｍの特性を破線で示している。 For reference, the process of determining the length b of the resonance frequency adjusting plate 16 will be specifically described. FIG. 4 shows the relationship between the reflection characteristics at the H port and the frequency. The characteristic where the length of b is 0.85 mm is shown by a solid line, and the characteristic of 1.25 mm is shown by a broken line.

同図より、ｂの長さが０．８５ｍｍでは１３２ＧＨｚに共振があるため、使用帯域を１１６〜１３４ＧＨｚとした場合には問題となる。そこで、ｂの長さを１．２５ｍｍとすることにより、共振を１３６ＧＨｚの高周波側へとシフトすることができる。同時に、ｂの長さが０．８５ｍｍでは１１０．５ＧＨｚにも存在していた共振が１１４．５ＧＨｚまでシフトするが、使用帯域を１１６〜１３４ＧＨｚとした場合には問題とならない。よってこの場合は、１．２５ｍｍがほぼ最適な寸法となる。 From the figure, when the length of b is 0.85 mm, there is a resonance at 132 GHz. Therefore, there is a problem when the use band is 116 to 134 GHz. Therefore, by setting the length of b to 1.25 mm, the resonance can be shifted to the high frequency side of 136 GHz. At the same time, when the length of b is 0.85 mm, the resonance that was also present at 110.5 GHz is shifted to 114.5 GHz. However, there is no problem when the use band is 116 to 134 GHz. Therefore, in this case, 1.25 mm is a substantially optimal dimension.

本実施の形態によれば、フィンライン上で発生した共振の周波数間隔が使用帯域幅よりも大きくなるようにフィンライン１５の長さａが調整され、使用帯域幅内に共振が存在しないように共振周波数調整板１６の長さｂが調整されているので、フィンライン型ＯＭＴの使用周波数中における共振によるアイソレーション劣化を抑止できる。 According to the present embodiment, the length a of the fin line 15 is adjusted so that the frequency interval of the resonance generated on the fin line is larger than the use bandwidth so that no resonance exists in the use bandwidth. Since the length b of the resonance frequency adjusting plate 16 is adjusted, it is possible to suppress isolation deterioration due to resonance in the operating frequency of the fin line type OMT.

本実施の形態によれば、使用帯域の下限周波数がＴＥ１０，ＴＥ０１の基本モードのカットオフ周波数以上となり、使用帯域の上限周波数がＴＥ１１，ＴＭ１１の高次モードのカットオフ周波数以下となるように、正方形導波管であるＶ・Ｈポート導波管１１の正方形の辺の長さが調整されているため、高次モード伝播によるアイソレーション劣化も併せて抑止できる。 According to the present embodiment, the lower limit frequency of the use band is equal to or higher than the cutoff frequency of the basic mode of TE10 and TE01, and the upper limit frequency of the use band is equal to or lower than the cutoff frequency of the higher order mode of TE11 and TM11. Since the length of the square side of the V · H port waveguide 11 which is a square waveguide is adjusted, it is possible to suppress isolation degradation due to higher-order mode propagation.

以上より、フィンライン型ＯＭＴに必要不可欠であった抵抗体を不要とすることができ、抵抗体の特性に起因するフィンライン型ＯＭＴの品質バラツキを低減するとともに、従来必要であった抵抗体を作り込む作製工程を省略できることによりコストを低減できる。また、高次モードの伝播によるアイソレーションやＸＰＤ等の劣化を抑制できる。 As described above, it is possible to eliminate the resistor that is indispensable for the fin line type OMT, to reduce the quality variation of the fin line type OMT due to the characteristics of the resistor, and to provide the resistor that has been conventionally required. Costs can be reduced by eliminating the manufacturing process. In addition, it is possible to suppress deterioration of isolation, XPD, and the like due to propagation of higher-order modes.

〔第２の実施の形態〕
第２の実施の形態において、「共振周波数調整手段のＶポート側端からＨポート導波管までの共振周波数調整手段の長さが調整されている」こと関する実施例を追加する。 [Second Embodiment]
In the second embodiment, an example relating to “the length of the resonance frequency adjusting means from the V port side end of the resonance frequency adjusting means to the H port waveguide is adjusted” will be added.

具体的には、本実施の形態に係るフィンライン型ＯＭＴは、キャリア周波数に応じてアイソレーション比が最小となるように、Ｖポート側端からＨポート導波管１２までの共振周波数調整板１６の長さが調整されていることを特徴とする。以下、詳述する。 Specifically, the fin line type OMT according to the present embodiment has a resonance frequency adjusting plate 16 from the V port side end to the H port waveguide 12 so that the isolation ratio is minimized according to the carrier frequency. The length of is adjusted. Details will be described below.

例えば、無線によるデータ伝送を実施する場合、信号変調により固有のスペクトルが生ずることが知られている。例えば、図８に示すように、１２５ＧＨｚをキャリア周波数としてＡＳＫ変調を行うと、原理的にキャリア周波数に鋭いピークを有するスペクトルとなる。 For example, when wireless data transmission is performed, it is known that a unique spectrum is generated by signal modulation. For example, as shown in FIG. 8, when ASK modulation is performed with 125 GHz as the carrier frequency, a spectrum having a sharp peak in principle in the carrier frequency is obtained.

このように、スペクトラムに鋭いピークを有する無線信号を偏波多重で双方向伝送する場合、送信信号のピーク周波数において要求されるアイソレーション特性は、他の周波数に比べて格段に高まることになる。 As described above, when a radio signal having a sharp peak in the spectrum is bidirectionally transmitted by polarization multiplexing, the isolation characteristic required at the peak frequency of the transmission signal is remarkably enhanced as compared with other frequencies.

また、送信ピーク信号が受信側へ回りこんだ場合には、受信側に対してノイズ（受信信号に重畳するノイズ源）として作用するだけでなく、受信信号との間でミキシングを起こすため、受信信号の特性劣化を招く要因となる。 In addition, when the transmission peak signal goes around to the reception side, it not only acts as noise (noise source superimposed on the reception signal) on the reception side, but also mixes with the reception signal. This is a factor that causes deterioration of signal characteristics.

そこで、本実施の形態では、上述したように、Ｖポート側端からＨポート導波管１２までの共振周波数調整板１６の長さを変化させることで、フィンライン型ＯＭＴ内部でのアイソレーション周波数特性（信号伝播特性、反射特性など）を変化させ、アイソレーションの極大点を信号スペクトラムのピーク周波数にシフトさせる（すなわち、伝送信号の変調方式に応じて送信電力が最大となる周波数に合わせる）ことにより、受信側への回り込みを抑制し、実効的なアイソレーション特性を向上させる。 Therefore, in the present embodiment, as described above, by changing the length of the resonance frequency adjusting plate 16 from the V port side end to the H port waveguide 12, the isolation frequency within the fin line type OMT is changed. Changing the characteristics (signal propagation characteristics, reflection characteristics, etc.) and shifting the maximum point of isolation to the peak frequency of the signal spectrum (that is, adjusting the transmission power to the maximum frequency according to the modulation method of the transmission signal) As a result, wraparound to the receiving side is suppressed and effective isolation characteristics are improved.

図９は、第２の実施の形態に係るフィンライン型ＯＭＴの構造を示す図である。同図（ａ）はフィンライン型ＯＭＴの内部構造をも示した斜視図であり、同図（ｂ）は同図（ａ）のＸ−Ｘ’断面を上から見た平面図である。本実施の形態に係るフィンライン型ＯＭＴの構造や構成は、第１の実施の形態で説明したフィンライン型ＯＭＴと同様である。 FIG. 9 is a diagram illustrating a structure of a fin line type OMT according to the second embodiment. FIG. 4A is a perspective view showing the internal structure of the fin line type OMT, and FIG. 4B is a plan view of the X-X ′ section of FIG. The structure and configuration of the fin line type OMT according to the present embodiment are the same as those of the fin line type OMT described in the first embodiment.

ここで、図９（ｂ）に示すフィンライン１５の長さａを１．２８ｍｍ（０．５３波長）、共振周波数調整板１６の長さｂを１．２５ｍｍ（０．５２波長）、フィンラインの長さｃを１．６８ｍｍ（０．７波長）とした場合における、フィンライン型ＯＭＴのＶポートとＨポート間のアイソレーション特性を図１０に示す。 Here, the length a of the fin line 15 shown in FIG. 9B is 1.28 mm (0.53 wavelength), the length b of the resonance frequency adjusting plate 16 is 1.25 mm (0.52 wavelength), and the fin line 15 FIG. 10 shows the isolation characteristics between the V port and the H port of the fin line type OMT in the case where the length c is 1.68 mm (0.7 wavelength).

図１０に示すアイソレーション特性を有するフィンライン型ＯＭＴを用いて、１２５ＧＨｚをキャリア周波数としてＡＳＫ変調した信号を偏波多重による双方向伝送する場合、実効的なアイソレーションは、１２５ＧＨｚでのアイソレーション値である６６ｄＢ相当となる。 When using a fin-line type OMT having the isolation characteristics shown in FIG. 10 and performing bi-directional transmission using ASK-modulated signals with 125 GHz as the carrier frequency, the effective isolation is the isolation value at 125 GHz. Is equivalent to 66 dB.

一方、図１０から、１２０ＧＨｚにアイソレーション特性が局所的に良好なポイントが存在し、そのアイソレーションは９０ｄＢであることが把握できる。 On the other hand, it can be seen from FIG. 10 that there is a locally good point at 120 GHz and the isolation is 90 dB.

そこで、共振周波数調整板１６の長さｂを変化させることにより、フィンライン型ＯＭＴ内部での信号伝播特性や反射特性を変化させ、アイソレーションの周波数特性が良好な極大点を信号スペクトラムのピーク周波数にシフトさせる。 Therefore, by changing the length b of the resonance frequency adjusting plate 16, the signal propagation characteristics and reflection characteristics inside the fin line type OMT are changed, and the maximum point where the frequency characteristic of the isolation is good is the peak frequency of the signal spectrum. Shift to.

具体的には、フィンライン１５の長さａ及び長さｃは変化させることなく、共振周波数調整板１６の長さｂを１．３２ｍｍに変化させる。これにより、図１１の実線で示すように、アイソレーションの周波数特性が良好な極大点を１２５ＧＨｚのキャリア周波数にシフトでき、従来と同等の作製精度でありながら、実効的なアイソレーションを９０ｄＢ相当まで向上できる。 Specifically, the length b of the resonance frequency adjusting plate 16 is changed to 1.32 mm without changing the length a and the length c of the fin line 15. As a result, as shown by the solid line in FIG. 11, the maximum point with good isolation frequency characteristics can be shifted to a carrier frequency of 125 GHz, and the effective isolation can be up to 90 dB while maintaining the same manufacturing accuracy as before. It can be improved.

以上より、本実施の形態によれば、キャリア周波数に応じてアイソレーション比が最小となるように、Ｖポート側端からＨポート導波管１２までの共振周波数調整板１６の長さが調整されているので、フィンライン型ＯＭＴのアイソレーション特性の局所的に良好なポイントを変調方式に合わせてシフトして用いることが可能となり、キャリア周波数におけるフィンライン型ＯＭＴのＶＨ偏波間の高アイソレーション化を実現できる。 As described above, according to the present embodiment, the length of the resonance frequency adjusting plate 16 from the V port side end to the H port waveguide 12 is adjusted so that the isolation ratio is minimized according to the carrier frequency. Therefore, it becomes possible to use a locally good point of the isolation characteristic of the fin line type OMT by shifting it according to the modulation method, and to achieve high isolation between the VH polarizations of the fin line type OMT at the carrier frequency. Can be realized.

１１…Ｖ・Ｈポート導波管
１２…Ｈポート導波管
１３…導波管変換部
１４…Ｖポート導波管
１５…フィンライン
１６…共振周波数調整板（共振周波数調整手段）
１００…導波管
１１’…正方形導波管
１２’、１４’…長方形導波管 DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 ... V * H port waveguide 12 ... H port waveguide 13 ... Waveguide conversion part 14 ... V port waveguide 15 ... Fin line 16 ... Resonance frequency adjustment board (resonance frequency adjustment means)
DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 ... Waveguide 11 '... Square waveguide 12', 14 '... Rectangular waveguide

Claims

Ｖ・Ｈポート導波管を伝播する電波のうち水平方向に偏波した電波を前記Ｖ・Ｈポート導波管に垂直接続されたＨポート導波管に導くテーパー状のフィンラインと、
前記Ｖ・Ｈポート導波管上のフィンラインのＶポート側端で前記フィンラインに一体形成された共振周波数調整手段と、を有し、
前記フィンライン上で発生した共振の周波数間隔が使用帯域幅よりも大きくなるように、前記Ｖ・Ｈポート導波管上のフィンラインのＶ・Ｈポート側端から前記Ｈポート導波管までのフィンラインの長さが調整され、
前記使用帯域幅内に前記共振が存在しないように、前記共振周波数調整手段のＶポート側端から前記Ｈポート導波管までの共振周波数調整手段の長さが調整されていることを特徴とするフィンライン型偏波分離器。 A tapered fin line for guiding a horizontally polarized radio wave among radio waves propagating through the V · H port waveguide to an H port waveguide vertically connected to the V · H port waveguide;
Resonance frequency adjusting means integrally formed with the fin line at the V port side end of the fin line on the VH port waveguide,
From the V / H port side end of the fin line on the V / H port waveguide to the H port waveguide so that the frequency interval of resonance generated on the fin line is larger than the usable bandwidth. The length of the fin line has been adjusted,
The length of the resonance frequency adjusting means from the V port side end of the resonance frequency adjusting means to the H port waveguide is adjusted so that the resonance does not exist within the use bandwidth. Fin line type polarization separator.

前記Ｖ・Ｈポート導波管は正方形導波管であって、
使用帯域の下限周波数がＴＥ１０，ＴＥ０１の基本モードのカットオフ周波数以上となり、使用帯域の上限周波数がＴＥ１１，ＴＭ１１の高次モードのカットオフ周波数以下となるように、前記正方形の辺の長さが調整されていることを特徴とする請求項１記載のフィンライン型偏波分離器。 The VH port waveguide is a square waveguide,
The length of the side of the square is set so that the lower limit frequency of the use band is equal to or higher than the cutoff frequency of the basic mode of TE10 and TE01, and the upper limit frequency of the use band is equal to or lower than the cutoff frequency of the higher order mode of TE11 and TM11. The fin line type polarization separator according to claim 1, wherein the fin line type polarization separator is adjusted.

前記共振周波数調整手段の長さは、
使用周波数の高周波側に前記共振が存在する場合には伸張され、使用周波数の低周波側に前記共振が存在する場合には短縮されることを特徴とする請求項１又は２記載のフィンライン型偏波分離器。 The length of the resonance frequency adjusting means is
3. The fin line type according to claim 1, wherein when the resonance exists on a high frequency side of a use frequency, the resonance is expanded, and when the resonance exists on a low frequency side of the use frequency, the fin line type is shortened. Polarization separator.

前記フィンラインの長さは、
比帯域１０〜１５％の使用帯域幅において、０．５〜１波長に調整されていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のフィンライン型偏波分離器。 The length of the fin line is
4. The fin-line polarization separator according to claim 1, wherein the fin-line polarization separator is adjusted to 0.5 to 1 wavelength in a use bandwidth of a specific bandwidth of 10 to 15%.

前記共振周波数調整手段は、
前記フィンラインと同一の材質及び厚みで形成された金属板であることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のフィンライン型偏波分離器。 The resonance frequency adjusting means includes
5. The fin line type polarization separator according to claim 1, wherein the fin line type polarization separator is a metal plate formed of the same material and thickness as the fin line.