JP2012127800A - Signal processing method and device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ドップラー耐性の高い信号処理方式および装置に関する。 The present invention relates to a signal processing method and apparatus having high Doppler resistance.
相関処理による信号検出は、最適処理であることから最高の信号対雑音比を達成し、時間分解能も帯域幅の逆数により与えられ、多方面に利用される。これらについては、非特許文献１において詳しい解説がなされている。特に、時間差なしの状態以外において、自己相関関数が完全にゼロとなる性質は、符号に強く求められる特性である。 Signal detection by correlation processing achieves the highest signal-to-noise ratio because it is an optimal processing, and the time resolution is also given by the reciprocal of the bandwidth, and is used in many ways. These are described in detail in Non-Patent Document 1. In particular, the property that the autocorrelation function is completely zero in a state other than a state without a time difference is a characteristic strongly required for the code.
従来から、このような符号の例として、相補系列が広く知られ、信号の伝搬経路が一定している場合には、時間差なしの状態以外において自己相関関数が打ち消しあい、不要な自己相関関数成分は完全にゼロとなる特長を有している。これらについては、非特許文献２において詳しい解説がなされている。 Conventionally, as an example of such a code, when the complementary sequence is widely known and the signal propagation path is constant, the autocorrelation function cancels out except in the case of no time difference, and unnecessary autocorrelation function components Has a completely zero feature. These are described in detail in Non-Patent Document 2.
また、同種の符号としてフランク符号も知られていて、非特許文献３、４において詳しい解説がなされている。 Further, a Frank code is also known as the same type of code, and detailed explanations are given in Non-Patent Documents 3 and 4.
しかし、これらの系列あるいは信号は、対象物の運動あるいは送受波器の位置変動等による、音波の伝搬経路長の微小な変化により、不要な自己相関結果が強力に出現する短所を有する。 However, these sequences or signals have a disadvantage that an unnecessary autocorrelation result appears strongly due to a minute change in the propagation path length of the sound wave due to the movement of the object or the position variation of the transducer.
また、開口合成による撮像は一括口径による撮像に対して２倍の高解像を実現できる。このため、高解像度撮像の分野において、実用化が強く期待されている。これらについては、特許文献１，２，３，４および非特許文献５において詳しい解説がなされている。 In addition, imaging by aperture synthesis can realize double resolution as compared with imaging by a collective aperture. For this reason, practical application is strongly expected in the field of high-resolution imaging. These are described in detail in Patent Documents 1, 2, 3, 4 and Non-Patent Document 5.
しかし、複数回の送受信が必要となるため、その間の対象運動等による空間状況変化により、偽像が出現し、急速に解像度が低下する欠点を有している。 However, since a plurality of transmissions / receptions are required, a false image appears due to a change in the spatial situation due to the target motion or the like, and the resolution is rapidly reduced.
解決しようとする課題は、対象物の運動あるいは送受波器の位置変動等により、音波伝搬時間が時間的に変化する場合においても、不要な信号成分を抑圧、あるいは、解像度低下を防止する点にある。 The problem to be solved is to suppress unnecessary signal components or prevent resolution degradation even when the sound wave propagation time changes with time due to the movement of the object or the position of the transducer. is there.
本発明は、極性反転状況信号と呼ぶ、処理過程において不要成分の極性が交互に反転する状況を形成可能な信号を利用し、二項係数加重による３回以上の加算を行うことを、最も主要な特徴とする。 The most important of the present invention is to use a signal called a polarity inversion status signal, which can form a situation in which the polarity of an unnecessary component is alternately inverted in the processing process, and to perform addition three or more times by binomial coefficient weighting. Features.
本発明は、極性反転状況信号と呼ぶ、処理過程において不要成分の極性が交互に反転する状況を形成可能な信号を利用し、二項係数加重を行い多数回の加算を行うことにより、音波伝搬時間が経時変化する場合においても、音波伝搬時間が変化しない状態と同等の性能を達成可能とする利点を有す。 The present invention uses a signal called a polarity reversal status signal that can form a situation in which the polarity of an unnecessary component is alternately reversed in the processing process. Even when the time changes with time, there is an advantage that it is possible to achieve the same performance as the state where the sound wave propagation time does not change.
信号を複数回送信し、該信号による受信信号を得る構成において、該受信信号が、目的成分位相に対し不要成分位相が交互に反転する状態を形成可能とする構成とし、３回以上の受信信号を、二項係数により加重し加算する構成とすることを特徴とする信号処理形態。 In a configuration in which a signal is transmitted a plurality of times to obtain a received signal based on the signal, the received signal is configured to be capable of forming a state in which an unnecessary component phase is alternately inverted with respect to a target component phase. A signal processing form characterized in that a weight is added by a binomial coefficient and added.
図１は、本発明における極性反転状況信号として、相補系列を利用する構成に関する１実施例である。ここでは、構成例として、+1,+1,+1,-1と+1,+1,-1,+1との組み合わせよりなる、４次相補系列を対象として処理内容を説明する。 FIG. 1 shows an embodiment relating to a configuration using a complementary series as a polarity inversion status signal in the present invention. Here, as a configuration example, processing contents will be described for a quaternary complementary sequence composed of a combination of + 1, + 1, + 1, -1 and + 1, + 1, -1, + 1.
図１の位置Ｔに存在する送波器１から、送信信号Snを送信する。この送信信号Snは、図２に示す、４次相補系列により変調された相補系列信号SA、SBを、交互に使用する。位置Ｒに存在する受波器２により、対象位置Ｑからの信号Rnを受信する。この受信信号Rnと、当該時刻の送信に使用した相補系列信号よりなる参照信号Knとの相関処理を行い、相関信号Cnを得る。 From transmitters 1 at the position T in FIG. 1, it transmits the transmission signal S n. The transmission signal S n is 2, 4-order complementary sequences by modulated complementary sequence signal S A, the S B, used alternately. The wave receiver 2 at the position R, to receive the signal R n from the object position Q. Performed and the reception signal R n, the correlation between the reference signal K n consisting complementary sequence signal used for the transmission of the time to obtain a correlation signal C n.
相関信号Cnの極性と振幅は、送信相補系列信号SA、SBの極性に対応し、それぞれ、図３に示すように、LA:-1,0,+1,+4,+1,0,-1、あるいは、LB:+1,0,-1,+4,-1,0,+1となる。このように、相関信号Cnの中央に出力される目的成分は、相補系列信号の性質から、送信時刻に関係なく同位相の+4となる。一方、周辺に出力される不要成分は、送信時刻に対応し、交互に逆位相となる。このため、隣接する相関信号の和である、加算信号Dn(=Cn+Cn-1)は、図４に示すように、中央の目的成分は加算により常に増大し、周辺の不要成分は常に消滅する。 The polarity and amplitude of the correlation signal C n correspond to the polarities of the transmission complementary sequence signals S A and S B , respectively, and as shown in FIG. 3, L A : −1,0, + 1, + 4, + 1 , 0, -1 or L B : + 1,0, -1, + 4, -1,0, + 1. Thus, the target component to be output to the center of the correlation signal C n is the nature of the complementary sequence signal, a +4 same phase regardless of the transmission time. On the other hand, unnecessary components output to the periphery correspond to the transmission time and have opposite phases alternately. For this reason, the sum signal D n (= C n + C n−1 ), which is the sum of adjacent correlation signals, is always increased by the addition of the central target component as shown in FIG. Always disappears.
しかし、対象位置Ｑが変化する場合には、ドップラー効果の影響により、異なる状況を示す。ドップラー効果は時間軸の変化であり、受信波形の伸縮と受信時刻の変化となる。ドップラー効果による時間軸の変化率をDとすると、時間変数tをDtと置き換えることにより表される。ここで、パルス反射法とすると、対象の離隔速度をｖ、波動の伝搬速度をcとすると、時間軸の変化率Dは、速度の比v/cにより定まり、|v|<<cとして次式となる。 However, when the target position Q changes, a different situation is shown due to the influence of the Doppler effect. The Doppler effect is a change in the time axis, which is the expansion and contraction of the received waveform and the change in the reception time. When the rate of change of the time axis due to the Doppler effect is D, the time variable t is expressed by replacing Dt. Here, if the pulse reflection method is used, and the separation speed of the target is v and the propagation speed of the wave is c, the rate of change D of the time axis is determined by the speed ratio v / c. It becomes an expression.
（数１）
D=(c-v)/(c+v)={1-(v/c)}/{1+(v/c)}≒1-2v/c
(Equation 1)
D = (cv) / (c + v) = {1- (v / c)} / {1+ (v / c)} ≒ 1-2v / c
ここで、電波あるいは光波の伝搬速度に対して音波の伝搬速度は１０万分の１であり、大幅に遅いことから、音波の分野において対象の運動速度の影響が特に顕著となる。 Here, since the propagation speed of the sound wave is 1 / 100,000 with respect to the propagation speed of the radio wave or the light wave and is significantly slow, the influence of the motion speed of the object is particularly remarkable in the field of sound waves.
この時間軸の圧伸による、受信信号出現時刻の変化を図５に示。対象位置が変動する場合には、このような受信信号出現時刻の変動により、受信信号Rnの位相が変動し、相関信号Cnにおける不要成分間の逆位相関係が保持されなくなり、図６に示すように、加算信号Dnの周辺部分に、相殺されない不要成分が出現する。 FIG. 5 shows changes in the reception signal appearance time due to the time axis companding. If the object position fluctuates, the fluctuation of such received signal occurrence time, phase and variation of the received signal R n, no longer held opposite phase relationship between unnecessary components in the correlation signal C n, 6 as shown, the peripheral portion of the additional signal D n, unnecessary components appears not offset.
この、ドップラー効果による位相変動量θは、ドップラー効果による時間軸の変化率をDとすると、伝搬時間の変化量ΔはΔ=(1-D)tであり、信号の角周波数をωとすることにより、θ=ωΔとなる。 The phase variation amount θ due to the Doppler effect is such that when the rate of change in the time axis due to the Doppler effect is D, the variation Δ in the propagation time is Δ = (1-D) t, and the angular frequency of the signal is ω. Thus, θ = ωΔ.
この位相変動量θと、加算信号Dnにおける目的成分強度との関係を以下に示す。隣接する相関信号Cn,Cn-1における目的成分をそれぞれベクトルA,Bとすると、これらは、同位相からのドップラー効果による位相変化θであり、図７に示す位相関係になる。従って、加算信号Dnにおける目的成分振幅は、ベクトル和A+Bであり、位相変動量θが小さい場合には、一回の相関出力における目的成分振幅をS0として次式となる。 The relationship between this phase fluctuation amount θ and the target component intensity in the addition signal D n is shown below. Assuming that target components in adjacent correlation signals C n and C n−1 are vectors A and B, respectively, these are phase changes θ due to the Doppler effect from the same phase, and the phase relationship shown in FIG. 7 is obtained. Therefore, the target component amplitude in the addition signal D n is the vector sum A + B, and when the phase fluctuation amount θ is small, the target component amplitude in one correlation output is S 0 and the following equation is obtained.
（数2）
|A+B|=S0|1+ejθ|=2S0cos(θ/2)≒2S0
(Equation 2)
| A + B | = S 0 | 1 + e jθ | = 2S 0 cos (θ / 2) ≒ 2S 0
一方、隣接する相関信号Cn,Cn-1における不要成分をそれぞれベクトルA’,B’とすると、これらは、逆位相からのドップラー効果による位相変化であり、図８に示す位相関係になる。従って、加算信号Dnの不要成分振幅は、ベクトル和A’+B’であり、位相変動量θが小さい場合には、一回の相関出力における不要成分振幅をN0とし、次式となる。 On the other hand, assuming that the unnecessary components in the adjacent correlation signals C n and C n−1 are the vectors A ′ and B ′, respectively, these are phase changes due to the Doppler effect from the antiphase, and the phase relationship shown in FIG. 8 is obtained. . Therefore, the unnecessary component amplitude of the addition signal D n is the vector sum A ′ + B ′, and when the phase fluctuation amount θ is small, the unnecessary component amplitude in one correlation output is N 0 , and the following equation is obtained. .
（数３）
|A’+B’|=N0|1-ejθ|=2N0sin(θ/2)≒N0θ
(Equation 3)
| A '+ B' | = N 0 | 1-e jθ | = 2N 0 sin (θ / 2) ≒ N 0 θ
以上から、不要成分抑圧度は、目的成分振幅/不要成分振幅により与えられ、次式となる。 From the above, the degree of unnecessary component suppression is given by the target component amplitude / unnecessary component amplitude and is given by the following equation.
（数４）
|A+B|/|A’+B’|=(S0/N0)/tan(θ/2)≒(S0/N0)2/θ
(Equation 4)
| A + B | / | A '+ B' | = (S 0 / N 0 ) / tan (θ / 2) ≒ (S 0 / N 0 ) 2 / θ
従って、仮に、ドップラー効果による位相変化量θを0.1ラジアンとすると、相補系列相関値の加算結果Dnにおける不要成分抑圧度は、一回の相関出力における不要成分抑圧度に対して20倍(26dB)程度の向上となる。高諧調性撮像等の分野において、この改善効果は不十分な性能である。 Therefore, if the phase change amount θ due to the Doppler effect is 0.1 radians, the unwanted component suppression degree in the complementary sequence correlation value addition result D n is 20 times (26 dB compared to the unwanted component suppression degree in one correlation output. ) Improvement. In the field of high gradation imaging and the like, this improvement effect is insufficient performance.
そこで、本発明においては、相補系列信号の相関信号Cnを多数回取得し、これらを加重して加算することにより不要成分を抑圧する。この構成においては、図１における加算信号Dnを、加算回数をN回とし、Wnを加算における重み係数として、隣接するN個の相関信号Cnにより次式とする。 Therefore, in the present invention, the correlation signal C n of the complementary sequence signal is acquired many times, and these are weighted and added to suppress unnecessary components. In this configuration, the addition signal D n in FIG. 1 is expressed by the following equation using N correlation signals C n adjacent to each other, with the number of additions being N, and W n being a weighting factor in the addition.
（数５）
Dn=W1Cn-N+1+W2Cn-N+2+W3Cn-N+3+W4Cn-N+4+-----+WNCn
(Equation 5)
D n = W 1 C n-N + 1 + W 2 C n-N + 2 + W 3 C n-N + 3 + W 4 C n-N + 4 + ----- + W N C n
これらN個の相関信号Cnにおける不要成分ベクトルは、位相が交互に反転しているため、ドップラー効果による位相変動量をθとし、一個の相関出力における不要成分振幅をN0とすると、それぞれ図９に示すN0,-N0ejθ,+N0ej2θ,-N0ej3θ,-----N0ej(N-1)θとなる。 Since the phase of the unnecessary component vectors in these N correlation signals C n are alternately inverted, assuming that the phase fluctuation amount due to the Doppler effect is θ and the unnecessary component amplitude in one correlation output is N 0 , respectively. N 0 , -N 0 e jθ , + N 0 e j2θ , -N 0 e j3θ , ----- N 0 e j (N-1) θ shown in FIG.
このような、N個の相関信号Cnを、Wnなる加重係数により加算する構成における、不要成分強度Eは、加重加算結果として次式となる。 In such a configuration in which N correlation signals C n are added using a weighting coefficient W n , the unnecessary component intensity E is expressed by the following equation as a weighted addition result.
（数６）
E=N0{W1-W2ejθ+W3ej2θ-W4ej4θ+-----WNej(N-1)θ}
(Equation 6)
E = N 0 {W 1 -W 2 e jθ + W 3 e j2θ -W 4 e j4θ + ----- W N e j (N-1) θ }
ここで、仮に加重係数Wｎを二項係数とすると、二項係数加重加算による不要成分強度EBは、、二項係数の性質から次式となる。 Here, if the weighting coefficient W n the binomial coefficients, unnecessary components strength E B by binomial coefficients weighted addition is expressed by the following equation from the nature of ,, binomial coefficients.
（数７）
EB=N0{W1-W2ejθ+W3ej2θ-W4ej4θ+-----WNej(N-1)θ}=N0(1-ejθ)N-1
(Equation 7)
E B = N 0 (W 1 -W 2 e jθ + W 3 e j2θ -W 4 e j4θ + ----- W N e j (N-1) θ } = N 0 (1-e jθ ) N -1
ここで、ドップラー効果による位相変化量を小さいとし、θ<<１とすると次式となる。 Here, assuming that the amount of phase change due to the Doppler effect is small and θ << 1, the following equation is obtained.
（数８）
EB=N0{W1-W2ejθ+W3ej2θ-W4ej4θ+-----WNej(N-1)θ}
=N0(1-ejθ)N-1=N0ejφ{2sin(θ/2)}N-1
=N0ejφ2N-1{(θ/2)-(θ/2)3/3!+(θ/2)5/5!---}N-1
=N0ejφ{θN-1-(1/2)N-1(θ/2)3(N-1)/3!+(1/2)N-1(θ/2)5(N-1)/5!---}
≒N0ejφθN-1
(Equation 8)
E B = N 0 {W 1 -W 2 e jθ + W 3 e j2θ -W 4 e j4θ + ----- W N e j (N-1) θ }
= N 0 (1-e jθ ) N-1 = N 0 e jφ {2sin (θ / 2)} N-1
= N 0 e jφ 2 N- 1 {(θ / 2) -!! (Θ / 2) 3/3 + (θ / 2) 5/5 ---} N-1
= N 0 e jφ (θ N-1- (1/2) N-1 (θ / 2) 3 (N-1) / 3! + (1/2) N-1 (θ / 2) 5 (N -1) / 5! ---}
≒ N 0 e jφ θ N-1
従って、二項係数加重加算によるN回加算結果の不要成分強度EBの振幅|EB|は次式となり、θ<<１なる条件下においては、θのN-1乗により大幅に抑圧される。 Therefore, the amplitude | E B | of the unnecessary component intensity E B obtained as a result of adding N times by binomial coefficient weighted addition is expressed by the following equation, and is greatly suppressed by the N-1 power of θ under the condition of θ << 1. The
（数９）
|EB|≒N0θN-1
(Equation 9)
| E B | ≒ N 0 θ N-1
一例として、加算回数を３回とすると、二項係数W1,W2,W3はそれぞれ１，２，１であり、二項係数加重における不要成分の加算状況は図１０となり、点線の合成ベクトルはほぼ相殺される。 As an example, if the number of additions is 3, the binomial coefficients W 1 , W 2 , and W 3 are 1 , 2 , and 1 , respectively, and the addition status of unnecessary components in binomial coefficient weighting is as shown in FIG. The vector is almost offset.
一方、N回の相関信号Cnにおける目的成分は、全て同相であることから、ドップラー効果による位相変動量をθとし、一回の相関出力における目的成分振幅をS0とすると、図１１に示すようにそれぞれS0,S0ejθ,S0ej2θ,S0ej3θ,---S0ej(N-1)θとなる。 On the other hand, since the target components in the N correlation signals C n are all in phase, FIG. 11 shows that the amount of phase fluctuation due to the Doppler effect is θ and the target component amplitude in one correlation output is S 0 . Thus, S 0 , S 0 e jθ , S 0 e j2θ , S 0 e j3θ , and --- S 0 e j (N−1) θ , respectively.
これら全てのCnにおける目的成分を、Wnの加重係数にて加算すると、加算結果Dnにおける目的成分強度Vは次式となる。 When all the target components in C n are added with the weighting factor of W n , the target component intensity V in the addition result D n is expressed by the following equation.
（数１０）
V=S0{W0+W1ejθ+W2ej2θ+W3ej3θ+-----+WNej(N-1)θ}
(Equation 10)
V = S 0 {W 0 + W 1 e jθ + W 2 e j2θ + W 3 e j3θ + ----- + W N e j (N-1) θ }
ここで、同様に、加重係数Wｎを二項係数とすると、二項係数加重加算による目的成分強度VBは、二項係数の性質から次式となる。 Here, likewise, when the weighting coefficient W n and binomial coefficients, the target component intensity V B according to the binomial coefficients weighted addition is represented by the following formulas nature of binomial coefficients.
（数１１）
VB=S0{W0+W1ejθ+W2ej2θ+W3ej3θ+-----+WNej(N-1)θ}=S0(1+ejθ)N-1
(Equation 11)
V B = S 0 (W 0 + W 1 e jθ + W 2 e j2θ + W 3 e j3θ + ----- + W N e j (N-1) θ } = S 0 (1 + e jθ ) N-1
ここで、ドップラー効果による位相変化量を小さいとし、θ<<１とすると、VBは次式となる。 Here, assuming that the amount of phase change due to the Doppler effect is small and θ << 1, V B is given by the following equation.
（数１２）
VB=S0{W0+W1ejθ+W2ej2θ+W3ej3θ+-----+WNej(N-1)θ}=S0(1+ejθ)N-1
=S0ejφ{2cos(θ/2)}N-1=S0ejφ2N-1{1-(θ/2)2/2!+(θ/2)4/4!---}N-1
≒S0ejφ2N-1{1-(θ/2)2/2!}N-1≒S0ejφ2N-1{1-(N-1)(θ/2)2/2!}
=S0ejφ2N-1{1-θ2(N-1)/8}
≒S0ejφ2N-1
(Equation 12)
V B = S 0 (W 0 + W 1 e jθ + W 2 e j2θ + W 3 e j3θ + ----- + W N e j (N-1) θ } = S 0 (1 + e jθ ) N-1
= S 0 e jφ {2cos ( θ / 2)} N-1 = S 0 e jφ 2 N-1 {1- (θ / 2) 2/2! + (Θ / 2) 4/4! --- } N-1
≒ S 0 e jφ 2 N- 1 {1- (θ / 2) 2/2!} N-1 ≒ S 0 e jφ 2 N-1 {1- (N-1) (θ / 2) 2/2 !}
= S 0 e jφ 2 N-1 {1-θ 2 (N-1) / 8}
≒ S 0 e jφ 2 N-1
従って、二項係数加重加算によるN回加算結果Dnにおける目的成分振幅|VB|は次式となり、加算回数Ｎと共に増大する。 Therefore, the target component amplitude | V B | in the N-time addition result D n by binomial coefficient weighted addition is expressed by the following equation, and increases with the number N of additions.
（数１３）
|VB|≒S02N-1{1-θ2(N-1)/8}≒S02N-1
(Equation 13)
| V B | ≒ S 0 2 N-1 {1-θ 2 (N-1) / 8} ≒ S 0 2 N-1
以上から、二項係数加算出力Dnにおける不要成分抑圧度αは次式となる。 From the above, the unnecessary component suppression degree α in the binomial coefficient addition output D n is expressed by the following equation.
（数１４）
α=|VB/EB|≒(S0/N0)2N-1{1-θ2(N-1)/8}/θN-1
=(N0/S0)(2/θ)N-1{1-θ2(N-1)/8}
(Equation 14)
α = | V B / E B | ≒ (S 0 / N 0 ) 2 N-1 {1-θ 2 (N-1) / 8} / θ N-1
= (N 0 / S 0 ) (2 / θ) N-1 {1-θ 2 (N-1) / 8}
この関係から、二項係数加算による不要成分抑圧度における、一回の相関出力からの改善度α’は次式となり、θ<<１なる条件下においては、θのN-1乗により大幅に改善される。 From this relationship, the degree of improvement α ′ from a single correlation output in the degree of suppression of unnecessary components by binomial coefficient addition is given by the following equation. Under the condition of θ << 1, it is greatly increased by the N−1 power of θ. Improved.
（数１５）
α’=α/(S0/N0)=(2/θ)N-1{1-θ2(N-1)/8}
(Equation 15)
α '= α / (S 0 / N 0 ) = (2 / θ) N-1 {1-θ 2 (N-1) / 8}
加算回数Nに対応し、二項係数による加重係数Wnを例示すると、以下となる。
N=3：W1=1,W2=2,W3=1
N=4：W1=1,W2=3,W3=3,W4=1
N=5：W1=1,W2=4,W3=5,W4=4,W5=1
N=6：W1=1,W2=5,W3=10,W4=10,W5=5,W6=1
N=7：W1=1,W2=6,W3=15,W4=20,W5=15,W6=6,W7=1
Corresponding to the number of additions N, To illustrate weighting coefficient W n by the binomial coefficients, it is as follows.
N = 3: W 1 = 1, W 2 = 2, W 3 = 1
N = 4: W 1 = 1, W 2 = 3, W 3 = 3, W 4 = 1
N = 5: W 1 = 1, W 2 = 4, W 3 = 5, W 4 = 4, W 5 = 1
N = 6: W 1 = 1, W 2 = 5, W 3 = 10, W 4 = 10, W 5 = 5, W 6 = 1
N = 7: W 1 = 1, W 2 = 6, W 3 = 15, W 4 = 20, W 5 = 15, W 6 = 6, W 7 = 1
相補系列信号の相関信号を多数回取得し、これらを加重して加算することにより不要成分を抑圧する方式の動作を、数値計算により確認する。ここで、数値計算の条件を以下とする。
（１）ドップラー効果による時間軸の変化率D：1.000001
（２）相補系列の次数：２０
（３）送信繰り返し周期：1s
（４）送信波形要素の時間長：0.1 ms
（５）送信波形要素内の搬送波：8周期（搬送波周波数80kHzに相当）
（６）送信波形要素包絡線の形状：ハニング
The operation of the method of suppressing the unnecessary component by acquiring the correlation signal of the complementary sequence signal many times, weighting and adding them is confirmed by numerical calculation. Here, the numerical calculation conditions are as follows.
(1) Time axis change rate due to the Doppler effect D: 1.000001
(2) Order of complementary series: 20
(3) Transmission repetition period: 1s
(4) Transmission waveform element time length: 0.1 ms
(5) Carrier wave in transmission waveform element: 8 cycles (corresponding to carrier frequency 80kHz)
(6) Shape of transmission waveform element envelope: Hanning
この設定状況は、パルス反射法において、対象を水中物体とし、離隔速度をｖ、音速をcとすると、D=(c-v)/(c+v)≒1-2v/cから、v≒-0.0000005 c となり、約0.75 mm/sの速度にて接近してくる反射体に対応する。また、ドップラー効果による位相差θは、伝搬時間の変化量変化量はΔ=(1-D)t=0.000001x1.0=10-6であり、搬送波角周波数はω=2πx 8x104≒5x105であることから、θ=ωΔ≒0.5(rad)となり、約３０°の位相差である。 This setting is based on the pulse reflection method, where the target is an underwater object, the separation speed is v, and the sound speed is c. From D = (cv) / (c + v) ≒ 1-2v / c, v ≒ -0.0000005 c, corresponding to a reflector approaching at a speed of approximately 0.75 mm / s. The phase difference θ due to the Doppler effect is Δ = (1-D) t = 0.000001x1.0 = 10 −6 and the carrier angular frequency is ω = 2πx 8x10 4 ≒ 5x10 5 Therefore, θ = ωΔ≈0.5 (rad), which is a phase difference of about 30 °.
相補系列相関処理の加算なし構成である、片側に関する相関出力の数値計算結果を、図１２に示す。−１５ｄＢ程度の不要成分抑圧度である。 FIG. 12 shows the numerical calculation result of the correlation output for one side, which is a configuration without addition of complementary series correlation processing. The unnecessary component suppression degree is about −15 dB.
相補系列相関処理の基本構成である、２次加算における相関出力の数値計算結果を図１３に示す。−３０ｄＢ程度の不要成分抑圧度である。 FIG. 13 shows the numerical calculation result of the correlation output in the secondary addition, which is the basic configuration of the complementary sequence correlation processing. The unnecessary component suppression degree is about −30 dB.
相補系列相関信号多数回加重加算の構成における基本構成である、３次加算における相関出力の数値計算結果を図１４に示す。−４０ｄＢ程度の不要成分抑圧度である。 FIG. 14 shows a numerical calculation result of the correlation output in the third-order addition, which is the basic configuration in the configuration of the complementary sequence correlation signal multiple-time weighted addition. The unnecessary component suppression degree is about −40 dB.
相補系列相関信号多数回加重加算の構成における、４次加算における相関出力の数値計算結果を図１５に示す。４次加算において−５５ｄＢ程度の不要成分抑圧度である。 FIG. 15 shows the numerical calculation result of the correlation output in the fourth-order addition in the configuration of the complementary sequence correlation signal multiple-time weighted addition. In the fourth-order addition, the unnecessary component suppression degree is about −55 dB.
相補系列相関信号多数回加重加算の構成における、５、６次加算における相関出力の数値計算結果を図１６、図１７に示す。５次加算において−６５ｄＢ、６次加算において−７０ｄＢ程度の不要成分抑圧度である。 FIG. 16 and FIG. 17 show the numerical calculation results of the correlation output in the fifth and sixth order additions in the configuration of the complementary series correlation signal multiple-time weighted addition. The unwanted component suppression degree is about -65 dB in the fifth order addition and about -70 dB in the sixth order addition.
相補系列相関信号多数回加重加算の構成における、７次加算における相関出力の数値計算結果を図１８に示す。７次加算において−８０ｄＢ程度の不要成分抑圧度であり、大幅な抑圧効果を示している。 FIG. 18 shows the numerical calculation result of the correlation output in the seventh-order addition in the configuration of the complementary sequence correlation signal multiple-time weighted addition. In the seventh-order addition, the unnecessary component suppression degree is about −80 dB, which shows a significant suppression effect.
数値計算による７次加算における不要成分抑圧度は、加算無しの状態における不要成分抑圧度１５ｄＢを除去すると、６５ｄＢである。一方、解析による抑圧効果はα’=(2/θ)N-1{1-θ2(N-1)/8}から、６８ｄＢと計算され、両者は良く一致する。 The unnecessary component suppression degree in the seventh-order addition by numerical calculation is 65 dB when the unnecessary component suppression degree 15 dB in the state without addition is removed. On the other hand, the suppression effect by analysis is calculated as 68 dB from α ′ = (2 / θ) N−1 {1-θ 2 (N−1) / 8}, and the two agree well.
本実施例により、極性反転状況信号として極性反転系列を使用する構成につき、その動作を詳細に説明する。本実施例に使用する極性反転系列は、一方が常に正位相である系列（+1,+1,+1,+1,+1,+1,---）と、他方が正負交互に反転する系列（+1,-1,+1,-1,+1,-1,---）とによる一対の系列である。この系列は、目的成分である、自分自身との乗算結果は常に正位相の系列（+1,+1,+1,+1,+1,+1,---）となる。一方、不要成分である、他方との乗算結果は位相が正負交互に反転する系列（+1,-1,+1,-1,+1,-1,---）となる。 According to the present embodiment, the operation of the configuration using the polarity inversion series as the polarity inversion status signal will be described in detail. The polarity inversion series used in this embodiment is a series in which one is always in positive phase (+ 1, + 1, + 1, + 1, + 1, + 1, ---) and the other is inverted in positive and negative alternately. A pair of sequences (+ 1, -1, + 1, -1, + 1, -1, ---) to be performed. This sequence is the target component, and the multiplication result with itself is always a positive phase sequence (+ 1, + 1, + 1, + 1, + 1, + 1, ---). On the other hand, the multiplication result of the other component, which is an unnecessary component, is a sequence (+ 1, -1, + 1, -1, + 1, -1, ---) whose phase is alternately inverted.
図１９に、従来例として、開口合成の基本構成を示す。この構成においては、異なる位置A,Bに存在する送受波器３，４から、時分割にて信号SA,SBを送波する。通常は同一波形を使用し、SA=SBである。 FIG. 19 shows a basic configuration of aperture synthesis as a conventional example. In this configuration, signals S A and S B are transmitted in a time-sharing manner from the transducers 3 and 4 existing at different positions A and B. Usually, the same waveform is used, and S A = S B.
配列送受波器５上における、位置Rに存在する受波素子６にり受信信号Rnを得る。Rn中における受信信号RA,RBを、図２０に示す、それぞれの送受信点A-R,B-Rを２個の焦点とする楕円状に配置する。各送受信の組み合わせに対し、受信信号を楕円上に加算配置することにより、物***置Qにおける加算最終振幅が成長し、物***置の状況が撮像される。 On the array transducer 5, the reception signal R n is obtained by the wave receiving element 6 existing at the position R. The received signals R A and R B in R n are arranged in an ellipse shape having two transmission / reception points AR and BR as shown in FIG. By adding and arranging received signals on an ellipse for each transmission / reception combination, the final addition amplitude at the object position Q grows and the situation of the object position is imaged.
しかし、このような時分割送波によると、二回の送信時刻に時間差Ｔが生じることから、その間の対象移動により受信信号Rnの位相に変化が生じる。この運動による位相差が９０°となると、加算効果が無くなり、主ビームの解像度が半減する。 However, according to the division transmitting such a case, since the second time the time difference T to the transmission time of the results, caused a change in the phase of the received signal R n by the target movement therebetween. When the phase difference due to this movement is 90 °, the addition effect is lost, and the resolution of the main beam is halved.
そこで、図２１に示すように、複数位置A,Bの送受波器３，４から信号SA,SBを同時に送信し、送信時刻を同一とする同時送波開口合成法により、主ビーム解像度の低下を避けることができる。しかし、このように同時送波を行うと、受信信号Rnに、複数位置A,Bの送受波器３，４からの信号RA,RBが同時に受信されるため、この受信信号を楕円上に加算配置すると、図２2に示すように、A-Rを２個の焦点とする楕円状に不要成分信号RBを配置することによる偽像Q’と、B-Rを２個の焦点とする楕円状に不要成分信号RAを配置することによる偽像Q”とが、物***置Q以外の位置に出現する。ここで、SA=SBとした場合の物***置Qにおける加算最終振幅をS0、偽像Q’、Q”の位置における加算最終振幅をN0とする。 Therefore, as shown in FIG. 21, the signals S A and S B are simultaneously transmitted from the transmitters and receivers 3 and 4 at a plurality of positions A and B, and the main beam resolution is obtained by the simultaneous transmission aperture synthesis method in which the transmission times are the same. Can be avoided. However, when simultaneous transmission is performed in this way, the signals R A and R B from the transducers 3 and 4 at a plurality of positions A and B are simultaneously received by the received signal R n , and therefore this received signal is elliptical. When the addition is arranged above, as shown in FIG. 22, AR and false image Q 'by placing two focal unnecessary component signal into an elliptical shape which R B and elliptic to two focal points BR The false image Q ”resulting from the arrangement of the unnecessary component signal R A appears at a position other than the object position Q. Here, the final added amplitude at the object position Q when S A = S B is S 0. The final added amplitude at the positions of the false images Q ′ and Q ″ is N 0 .
本発明においては、このような偽像の発生を防止するために、同時送波開口合成法に極性反転系列を利用する。このような、極性反転系列による同時送波開口合成法の基本構成を、図２３に示す。図２３の位置Ａに存在する送受波器３から信号SAを同一極性にて順次送信し、位置Ｂの送受波器４から信号SBを交互に極性を反転させて順次送信する。 In the present invention, in order to prevent the occurrence of such false images, a polarity inversion sequence is used for the simultaneous transmission aperture synthesis method. FIG. 23 shows a basic configuration of such a simultaneous transmission aperture synthesis method using a polarity inversion sequence. The signal S A is sequentially transmitted from the transducer 3 existing at the position A in FIG. 23 with the same polarity, and the signal S B is sequentially transmitted from the transducer 4 at the position B with the polarity inverted alternately.
配列上における任意の位置Ｒに存在する受波素子６により、位置Ｑの物体からの受信信号Rnを得る。この受信信号Rnと、送信信号SAの極性である極性信号PAnとの乗算、および、送信信号SBの極性である極性信号PBnとの乗算を行い、それぞれ乗算信号RPAn、RPBnとする。 A reception signal R n from an object at a position Q is obtained by the wave receiving element 6 present at an arbitrary position R on the array. And the received signal R n, multiplying the polarity signal P An a polarity of the transmitted signal S A, and performs multiplication of the polarity signal P Bn is a polarity of the transmission signal S B, respectively multiplied signal R PAn, R Let PBn .
これら乗算信号RPAn、RPBnの、隣り合う成分を加算することにより、加算信号RAn=RPAn+RPAn+1および、加算信号RBn=RPBn+RPBn+1とする。これら、加算信号RAnおよびRBnは、それぞれ単独の信号RAおよびRBのみとなり、複数位置A,Bの送受波器３，４から送信した信号SA,SBによる受信信号RA,RBが、それぞれ独立に受信される。 By adding adjacent components of the multiplication signals R PAn and R PBn , an addition signal R An = R PAn + R PAn + 1 and an addition signal R Bn = R PBn + R PBn + 1 are obtained. These sum signals R An and R Bn are each becomes only a single signal R A and R B, a plurality of positions A, signal transmitted from the transducer 3 and 4 of B S A, the received signal by S B R A, R B is received independently.
従って、この加算信号RAnおよびRBnを、図２４に示すように、それぞれの送受信点A-R,B-Rを、２個の焦点とする楕円状に配置することにより、物***置Qのみの偽像の無い撮像となる。 Therefore, the addition signals R An and R Bn are arranged in an ellipse shape having two focal points AR and BR as shown in FIG. There is no imaging.
しかし、対象位置が変動する場合には、ドップラー効果の影響により、極性反転系列による同時送波開口合成法においても、偽像が発生する。ここで、ドップラー効果は、前記の通り、時間軸の変化であり、受信信号Rnに順次θの位相変動を生じる。 However, when the target position fluctuates, a false image is generated even in the simultaneous transmission aperture synthesis method using the polarity inversion series due to the influence of the Doppler effect. Here, as described above, the Doppler effect is a change in the time axis, and the phase variation of θ occurs sequentially in the received signal R n .
乗算信号RPAnおよびRPBnにより形成されたＱ点の目的成分ベクトルをAとし、隣接する送波による乗算信号RPAn+1およびRPBn+1により形成されたＱ点の目的成分ベクトルをBとすると、これらは目的成分であることから基本的には同位相であり、図２５に示すように、ドップラー効果による微小な位相差θを示す。極性反転系列による同時送波開口合成法の目的成分振幅は、ベクトル和A+Bにより与えられ、位相差θが小さい場合には次式となる。ここで、目的成分ベクトルA,Bの振幅S0は、同時送波開口合成法における一回の受信出力における目的成分振幅（図２２におけるＱ点の加算最終振幅）である。 The target component vector at the Q point formed by the multiplication signals R PAn and R PBn is A, and the target component vector at the Q point formed by the multiplication signals R PAn + 1 and R PBn + 1 by adjacent transmissions is B. Then, since these are target components, they basically have the same phase and, as shown in FIG. 25, show a minute phase difference θ due to the Doppler effect. The target component amplitude of the simultaneous transmission aperture synthesis method using the polarity inversion sequence is given by the vector sum A + B, and when the phase difference θ is small, the following equation is obtained. Here, the amplitude S 0 of the target component vectors A and B is the target component amplitude (added final amplitude at the point Q in FIG. 22) in one reception output in the simultaneous transmission aperture synthesis method.
（数１６）
|A+B|=S0|1+ejθ|=2S0cos(θ/2)≒2S0
(Equation 16)
| A + B | = S 0 | 1 + e jθ | = 2S 0 cos (θ / 2) ≒ 2S 0
一方、乗算信号RPAnおよびRPBnにより形成されたＱ’あるいはＱ”点の不要成分ベクトルをA’とし、隣接する送波による乗算信号RPAn+1およびRPBn+1により形成されたＱ’あるいはＱ”点の不要成分ベクトルをB’とすると、これらは不要成分であることから基本的には逆位相であり、図２６に示すように、逆位相からのドップラー効果による位相差θを示す。極性反転系列による同時送波開口合成法の不要成分振幅は、ベクトル和A’+B’により与えられ、位相差θが小さい場合には、次式となる。ここで、目的成分ベクトルA’,B’の振幅N0は、同時送波開口合成法における一回の受信出力における不要成分振幅（図２２におけるＱ’あるいはＱ”点の加算最終振幅）である。 On the other hand, an unnecessary component vector at the point Q ′ or Q ″ formed by the multiplication signals R PAn and R PBn is A ′, and Q ′ formed by the multiplication signals R PAn + 1 and R PBn + 1 by adjacent transmissions. Alternatively, if the unnecessary component vector at the point Q ″ is B ′, these are unnecessary components, so that they are basically in antiphase and, as shown in FIG. 26, indicate the phase difference θ due to the Doppler effect from the antiphase. . The unnecessary component amplitude of the simultaneous transmission aperture synthesis method using the polarity inversion sequence is given by the vector sum A ′ + B ′, and when the phase difference θ is small, the following equation is obtained. Here, the amplitude N 0 of the target component vectors A ′ and B ′ is an unnecessary component amplitude (added final amplitude at the point Q ′ or Q ″ in FIG. 22) in one reception output in the simultaneous transmission aperture synthesis method. .
（数１７）
|A’+B’|=N0|1-ejθ|=2N0sin(θ/2)≒N0θ
(Equation 17)
| A '+ B' | = N 0 | 1-e jθ | = 2N 0 sin (θ / 2) ≒ N 0 θ
この結果から、極性反転系列を用いる同時送波開口合成法により得られる不要成分抑圧度（目的成分振幅/不要成分振幅）は概略 (S0/N0)2/θとなる。仮に、ドップラー効果による位相変化量θを0.1ラジアンとすると、両加算信号の和における不要成分抑圧度は、同時送波開口合成法における一回の受信出力における不要成分抑圧度に対して20(26dB)程度の向上となる。高諧調性撮像等の分野においては、不要成分の抑圧が不十分となる。 From this result, the unnecessary component suppression degree (target component amplitude / unnecessary component amplitude) obtained by the simultaneous transmission aperture synthesis method using the polarity inversion sequence is approximately (S 0 / N 0 ) 2 / θ. If the phase change amount θ due to the Doppler effect is 0.1 radians, the unwanted component suppression degree in the sum of both addition signals is 20 (26 dB relative to the unwanted component suppression degree in one reception output in the simultaneous transmission aperture synthesis method. ) Improvement. In the field of high gradation imaging and the like, suppression of unnecessary components becomes insufficient.
以上述べた、基本構成開口合成法、同時送波開口合成法と、極性反転系列同時送波開口合成法の動作を数値計算結果により確認する。計算においては、ドップラー効果の程度を、送波パルス間隔につき対象位置が1/８波長（後方反射における位相回転量θ=９０°に相当）移動する運動速度とした。 The operations of the basic configuration aperture synthesis method, the simultaneous transmission aperture synthesis method, and the polarity inversion series simultaneous transmission aperture synthesis method described above are confirmed by numerical calculation results. In the calculation, the degree of the Doppler effect is defined as the movement speed at which the target position moves by 1/8 wavelength (corresponding to the phase rotation amount θ = 90 ° in the back reflection) per transmission pulse interval.
基本構成開口合成法の動作を図２７に示す。図２７−１が二次元再生像であり、図２７−２が振幅分布の投影値である。それぞれ、(a)が静止状態の結果であり、(b)が運動状態の結果である。このように、ドップラー効果により主ビームが広くなり、主ビームの分解能が低下する。 The operation of the basic configuration aperture synthesis method is shown in FIG. FIG. 27A is a two-dimensional reproduction image, and FIG. 27B is a projection value of an amplitude distribution. In each case, (a) is the result of the stationary state, and (b) is the result of the motion state. As described above, the main beam is widened by the Doppler effect, and the resolution of the main beam is lowered.
同時送波開口合成法の動作を図２８に示す。図２８−１が二次元再生像であり、図２８−２が振幅分布の投影値である。それぞれ、(a)が静止状態の結果であり、(b)が運動状態の結果である。このように、ドップラー効果の有無に関係なく、Ｑ点の前後に偽像が出現し、３点と表示される。 The operation of the simultaneous transmission aperture synthesis method is shown in FIG. FIG. 28-1 is a two-dimensional reproduced image, and FIG. 28-2 is a projection value of an amplitude distribution. In each case, (a) is the result of the stationary state, and (b) is the result of the motion state. Thus, regardless of the presence or absence of the Doppler effect, a false image appears before and after the Q point and is displayed as three points.
極性反転系列同時送波開口合成法の動作を図２９に示す。図２９−１が二次元再生像であり、図２９−２が振幅分布の投影値である。それぞれ、(a)が静止状態の結果であり、(b)が運動状態の結果である。このように、(a)の静止状態においては正常動作である。しかし、(b)においては、ドップラー効果の影響により偽像が出現し、極性反転系列同時送波開口合成法においても３点と表示される。 The operation of the polarity inversion series simultaneous transmission aperture synthesis method is shown in FIG. FIG. 29A is a two-dimensional reproduced image, and FIG. 29B is a projection value of an amplitude distribution. In each case, (a) is the result of the stationary state, and (b) is the result of the motion state. Thus, the normal operation is performed in the stationary state (a). However, in (b), a false image appears due to the influence of the Doppler effect, and is displayed as three points in the polarity inversion series simultaneous transmission aperture synthesis method.
そこで、本発明においては、極性反転系列同時送波開口合成法において、多数回の加重加算を行うことにより、ドップラー効果により発生する不要成分を抑圧する。 Therefore, in the present invention, unnecessary components generated by the Doppler effect are suppressed by performing weighted addition many times in the polarity inversion series simultaneous transmission aperture synthesis method.
極性反転系列同時送波開口合成法においては、乗算信号RPAnおよびRPBnにより形成されるＱ’あるいはＱ”点の不要成分ベクトルは、交互に位相が反転しているため、ドップラー効果による位相差をθとして、図３０に示すように、それぞれN0,-N0ejθ,+N0ej2θ,-N0ej3θ,---N0ej(N-1)θとなる。ここで、N0は、同時送波開口合成法による一回の受信出力における不要成分振幅である。 In the polarity inversion series simultaneous transmission aperture synthesis method, the unnecessary component vector at the point Q ′ or Q ″ formed by the multiplication signals R PAn and R PBn is alternately inverted in phase, so that the phase difference due to the Doppler effect , Θ, and N 0 , −N 0 e jθ , + N 0 e j2θ , −N 0 e j3θ , and −−− N 0 e j (N−1) θ , respectively, as shown in FIG. N 0 is an unnecessary component amplitude in one reception output by the simultaneous transmission aperture synthesis method.
加算回数をN回とする極性反転系列同時送波開口合成法において、図２３における加算信号RAnおよび、RBnを、隣接するN個の乗算信号RPAnおよびRPBnによりそれぞれ次式とする。ここで、Wnが加算における重み係数である。 In the polarity inversion series simultaneous transmission aperture synthesis method in which the number of additions is N, the addition signals R An and R Bn in FIG. 23 are expressed by the following equations based on N adjacent multiplication signals R PAn and R PBn , respectively. Here, W n is a weighting coefficient in addition.
（数１８）
RAn=W1RPAn-N+1+W2RPAn-N+2+W3RPAn-N+3+W4RPAn-N+4+-----+WNRPAn
RBn=W1RPBn-N+1+W2RPBn-N+2+W3RPBn-N+3+W4RPBn-N+4+-----+WNRPBn
(Equation 18)
R An = W 1 R PAn-N + 1 + W 2 R PAn-N + 2 + W 3 R PAn-N + 3 + W 4 R PAn-N + 4 + ----- + W N R PAn
R Bn = W 1 R PBn-N + 1 + W 2 R PBn-N + 2 + W 3 R PBn-N + 3 + W 4 R PBn-N + 4 + ----- + W N R PBn
このような、加重係数Wnによる加重加算構成とすると、Ｑ’あるいはＱ”点における不要成分強度Eは、各送波による不要成分ベクトルの加重係数Wnによる加重加算として与えられ、次式となる。 Such, when weighted addition arrangement according weighting coefficient W n, unnecessary component intensity E in Q 'or Q "point is given as a weighted sum by the weighting coefficient W n of the unnecessary component vector by each transmit, the following equation Become.
（数１９）
E=N0{W1-W2ejθ+W3ej2θ-W4ej4θ+-----WNej(N-1)θ}
(Equation 19)
E = N 0 {W 1 -W 2 e jθ + W 3 e j2θ -W 4 e j4θ + ----- W N e j (N-1) θ }
ここで、仮に加重係数Wｎを二項係数とすると、二項係数加重加算による不要成分EBは、二項係数の性質から次式となる。 Here, if the weighting coefficient W n the binomial coefficients, the unnecessary components E B by binomial coefficients weighted addition, the following equation from the nature of the binomial coefficients.
（数２０）
EB=N0{W1-W2ejθ+W3ej2θ-W4ej4θ+-----WNej(N-1)θ}=N0(1-ejθ)N-1
(Equation 20)
E B = N 0 (W 1 -W 2 e jθ + W 3 e j2θ -W 4 e j4θ + ----- W N e j (N-1) θ } = N 0 (1-e jθ ) N -1
ここで、ドップラー効果による位相変化量を小さいとし、θ<<１とするとEBは次式となる。 Here, a small amount of phase change due to the Doppler effect, E B becomes the following equation when the theta << 1.
（数２１）
EB=N0{W1-W2ejθ+W3ej2θ-W4ej4θ+-----WNej(N-1)θ}=N0(1-ejθ)N-1
=N0ejφ{2sin(θ/2)}N-1
=N0ejφ2N-1{(θ/2)-(θ/2)3/3!+(θ/2)5/5!---}N-1
=N0ejφ{θN-1-(1/2)N-1(θ/2)3(N-1)/3!+(1/2)N-1(θ/2)5(N-1)/5!---}
≒N0ejφθN-1
(Equation 21)
E B = N 0 (W 1 -W 2 e jθ + W 3 e j2θ -W 4 e j4θ + ----- W N e j (N-1) θ } = N 0 (1-e jθ ) N -1
= N 0 e jφ {2sin (θ / 2)} N-1
= N 0 e jφ 2 N- 1 {(θ / 2) -!! (Θ / 2) 3/3 + (θ / 2) 5/5 ---} N-1
= N 0 e jφ (θ N-1- (1/2) N-1 (θ / 2) 3 (N-1) / 3! + (1/2) N-1 (θ / 2) 5 (N -1) / 5! ---}
≒ N 0 e jφ θ N-1
従って、絶対値振幅はN0θN-1となる。以上から、二項係数加重加算によるN回加算結果の不要成分強度|EB|は次式となり、θ<<１なる条件下においては、θのN-1乗により大幅に抑圧される。 Therefore, the absolute value amplitude is N 0 θ N−1 . From the above, the unnecessary component intensity | E B | of the N-time addition result obtained by binomial coefficient weighted addition is expressed by the following equation, and is greatly suppressed by the N-1th power of θ under the condition of θ << 1.
（数２２）
|EB|≒N0θN-1
(Equation 22)
| E B | ≒ N 0 θ N-1
３回の信号加算を例とすると、二項係数W1,W2,W3は１，２，１であることから、二項係数加重加算における、不要成分の加算状況は図３１となり、点線の合成ベクトルはほぼ相殺される。 Taking three signal additions as an example, since binomial coefficients W 1 , W 2 , W 3 are 1 , 2 and 1 , the addition of unnecessary components in binomial coefficient weighted addition is shown in FIG. Are substantially offset.
一方、乗算信号RPAnおよびRPBnにより形成されたＱ点の目的成分ベクトルは、全て同相であることから、ドップラー効果による位相差をθとして、図３２に示すようにそれぞれS0,S0ejθ,S0ej2θ,S0ej3θ,----S0ej(N-1)θとなる。ここで、S0は同様に、同時送波開口合成法による一回の受信出力における目的成分振幅である。 On the other hand, since the target component vectors at the point Q formed by the multiplication signals R PAn and R PBn are all in phase, the phase difference due to the Doppler effect is θ, and S 0 and S 0 e are respectively shown in FIG. jθ, S 0 e j2θ, the S 0 e j3θ, ---- S 0 e j (N-1) θ. Here, S 0 is similarly the target component amplitude in one reception output by the simultaneous transmission aperture synthesis method.
これら全ての目的成分を、Wnの加重係数にて加算すると、Ｑ点における目的成分強度Vは、各送波による目的成分ベクトルの加重係数Wnによる加重加算として与えられ、次式となる。 All target component thereof, adding at weighting coefficients W n, the target component intensity V at the point Q, given as a weighted sum by the weighting coefficient W n of the target component vector by each transmitting, by the following equation.
（数２３）
V=S0{W0+W1ejθ+W2ej2θ+W3ej3θ+-----+WNej(N-1)θ}
(Equation 23)
V = S 0 {W 0 + W 1 e jθ + W 2 e j2θ + W 3 e j3θ + ----- + W N e j (N-1) θ }
ここで、加重係数Wｎを二項係数とすると、二項係数加重加算による目的成分強度VBは、二項係数の性質から次式となる。 Here, if the weighting coefficient W n the binomial coefficients, the target component intensity V B according to the binomial coefficients weighted addition is represented by the following formulas nature of binomial coefficients.
（数２４）
VB=S0{W0+W1ejθ+W2ej2θ+W3ej3θ+-----+WNej(N-1)θ}=S0(1+ejθ)N-1
(Equation 24)
V B = S 0 (W 0 + W 1 e jθ + W 2 e j2θ + W 3 e j3θ + ----- + W N e j (N-1) θ } = S 0 (1 + e jθ ) N-1
ここで、ドップラー効果による位相変化量を小さいとし、θ<<１とすると、VBは次式となる。 Here, assuming that the amount of phase change due to the Doppler effect is small and θ << 1, V B is given by the following equation.
（数２５）
VB=S0{W0+W1ejθ+W2ej2θ+W3ej3θ+-----+WNej(N-1)θ}=S0(1+ejθ)N-1
=S0ejφ{2cos(θ/2)}N-1=S0ejφ2N-1{1-(θ/2)2/2!+(θ/2)4/4!---}N-1
≒S0ejφ2N-1{1-(θ/2)2/2!}N-1≒S0ejφ2N-1{1-(N-1)(θ/2)2/2!}
=S0ejφ2N-1{1-θ2(N-1)/8}
≒S0ejφ2N-1
(Equation 25)
V B = S 0 (W 0 + W 1 e jθ + W 2 e j2θ + W 3 e j3θ + ----- + W N e j (N-1) θ } = S 0 (1 + e jθ ) N-1
= S 0 e jφ {2cos ( θ / 2)} N-1 = S 0 e jφ 2 N-1 {1- (θ / 2) 2/2! + (Θ / 2) 4/4! --- } N-1
≒ S 0 e jφ 2 N- 1 {1- (θ / 2) 2/2!} N-1 ≒ S 0 e jφ 2 N-1 {1- (N-1) (θ / 2) 2/2 !}
= S 0 e jφ 2 N-1 {1-θ 2 (N-1) / 8}
≒ S 0 e jφ 2 N-1
従って、二項係数加重によるN回加算結果の目的成分強度|VB|は次式となり、加算回数Ｎと共に増大する。 Therefore, the target component intensity | V B | of the N-time addition result by binomial coefficient weighting is expressed by the following equation, and increases with the number N of additions.
（数２６）
|VB|≒S02N-1{1-θ2(N-1)/8}≒S02N-1
(Equation 26)
| V B | ≒ S 0 2 N-1 {1-θ 2 (N-1) / 8} ≒ S 0 2 N-1
以上から、二項係数加算出力における不要成分抑圧度αは次式となる。 From the above, the unnecessary component suppression degree α in the binomial coefficient addition output is as follows.
（数２７）
α=VB/EB≒(S0/N0)2N-1{1-θ2(N-1)/8}/θN-1=(N0/S0)(2/θ)N-1{1-θ2(N-1)/8}
(Equation 27)
α = V B / E B ≒ (S 0 / N 0 ) 2 N-1 {1-θ 2 (N-1) / 8} / θ N-1 = (N 0 / S 0 ) (2 / θ) N-1 {1-θ 2 (N-1) / 8}
この関係から、二項係数加算による不要成分抑圧度における、同時送波開口合成法からの改善度α’は次式となり、θ<<１なる条件下においては、θのN-1乗により大幅に改善される。 From this relationship, the degree of improvement α ′ from the simultaneous transmission aperture synthesis method in the degree of suppression of unnecessary components by binomial coefficient addition is as follows. To be improved.
（数２８）
α’=α/(S0/N0)=(2/θ)N-1{1-θ2(N-1)/8}
(Equation 28)
α '= α / (S 0 / N 0 ) = (2 / θ) N-1 {1-θ 2 (N-1) / 8}
加重係数を例示すると、この実施例においても同様に、各加算回数に対応して以下となる。
N=3：W1=1,W2=2,W3=1
N=4：W1=1,W2=3,W3=3,W4=1
N=5：W1=1,W2=4,W3=5,W4=4,W5=1
N=6：W1=1,W2=5,W3=10,W4=10,W5=5,W6=1
N=7：W1=1,W2=6,W3=15,W4=20,W5=15,W6=6,W7=1
As an example of the weighting coefficient, in this embodiment as well, the following is performed corresponding to each number of additions.
N = 3: W 1 = 1, W 2 = 2, W 3 = 1
N = 4: W 1 = 1, W 2 = 3, W 3 = 3, W 4 = 1
N = 5: W 1 = 1, W 2 = 4, W 3 = 5, W 4 = 4, W 5 = 1
N = 6: W 1 = 1, W 2 = 5, W 3 = 10, W 4 = 10, W 5 = 5, W 6 = 1
N = 7: W 1 = 1, W 2 = 6, W 3 = 15, W 4 = 20, W 5 = 15, W 6 = 6, W 7 = 1
数値計算により動作を確認する。数値計算の条件を以下とする。また、短パルスであることから、ドップラー効果を位置変動として取り扱う。
（１）ドップラー効果：送波パルス間隔につき1/24波長（後方反射における位相回転量θ=３０°）
（２）開口幅：32ｍｍ
（３）素子総数：32
（４）表示中心位置：X=16;Y=50ｍｍ
（５）表示幅：X=16;Y=16ｍｍ
（６）要素包絡線形状：ハニング
（７）信号長：２ｍｍ
（８）波長：0.5ｍｍ
Check the operation by numerical calculation. The conditions for numerical calculation are as follows. Moreover, since it is a short pulse, the Doppler effect is treated as a position variation.
(1) Doppler effect: 1/24 wavelength per transmission pulse interval (phase rotation amount θ = 30 ° in back reflection)
(2) Opening width: 32mm
(3) Total number of elements: 32
(4) Display center position: X = 16; Y = 50mm
(5) Display width: X = 16; Y = 16mm
(6) Element envelope shape: Hanning (7) Signal length: 2 mm
(8) Wavelength: 0.5mm
同一極性同時一回送波による構成である、同時送波開口合成法による数値計算結果を図３３に示す。−６ｄＢ程度の不要成分抑圧度である。 FIG. 33 shows a numerical calculation result by the simultaneous transmission aperture synthesis method, which is a configuration by simultaneous transmission of the same polarity once. The unnecessary component suppression degree is about −6 dB.
極性反転系列同時送波開口合成法の基本構成である、２次等加重加算極性反転系列同時送波開口合成法による数値計算結果を図３４に示す。−１８ｄＢ程度の不要成分抑圧度である。 FIG. 34 shows the numerical calculation result by the secondary equal weighted addition polarity inversion sequence simultaneous transmission aperture synthesis method, which is the basic configuration of the polarity inversion sequence simultaneous transmission aperture synthesis method. The unnecessary component suppression degree is about -18 dB.
二項係数加重加算極性反転系列同時送波開口合成法の最小構成である、３次二項係数加重加算極性反転系列同時送波開口合成法による数値計算結果を図３５に示す。−３０ｄＢ程度の不要成分抑圧度である。 FIG. 35 shows the numerical calculation result by the third-order binomial coefficient weighted addition polarity inversion series simultaneous transmission aperture synthesis method, which is the minimum configuration of the binomial coefficient weighted addition polarity inversion sequence simultaneous transmission aperture synthesis method. The unnecessary component suppression degree is about −30 dB.
４次二項係数加重加算極性反転系列同時送波開口合成法による数値計算結果を図３６に示す。−４０ｄＢ程度の不要成分抑圧度である。 FIG. 36 shows the numerical calculation result by the fourth order binomial coefficient weighted addition polarity inversion series simultaneous transmission aperture synthesis method. The unnecessary component suppression degree is about −40 dB.
５次二項係数加重加算極性反転系列同時送波開口合成法による数値計算結果を図３７に示す。−５０ｄＢ程度の不要成分抑圧度である。 FIG. 37 shows the numerical calculation result by the fifth order binomial coefficient weighted addition polarity inversion series simultaneous transmission aperture synthesis method. It is an unnecessary component suppression degree of about −50 dB.
同時送波開口合成法による撮像結果の二次元像を図３８、二項係数加重加算５次加算極性反転系列同時送波開口合成法による撮像結果の二次元像を図３９に示す。このように、二項係数加重加算５次加算極性反転系列同時送波開口合成法は、偽像を視認できない程度に抑圧している。 A two-dimensional image of the imaging result by the simultaneous transmission aperture synthesis method is shown in FIG. 38, and a two-dimensional image of the imaging result by the binomial coefficient weighted addition fifth-order addition polarity inversion series simultaneous transmission aperture synthesis method is shown in FIG. Thus, the binomial coefficient weighted addition fifth-order addition polarity inversion series simultaneous transmission aperture synthesis method suppresses the false image to such an extent that it cannot be visually recognized.
解析によると、同時送波開口合成法における不要成分抑圧度からの改善度α’=(2/θ)N-1 {1-θ2(N-1)/8}は、位相誤差θ≒0.5(rad)であることから、５次加算において約１２ｘ４−１＝５３ｄBとなる。一方、５次加算における、数値計算による不要成分抑圧度は約−５０ｄB
となり、両者は良く一致している。
According to the analysis, the improvement degree α '= (2 / θ) N-1 {1-θ 2 (N-1) / 8} from the unnecessary component suppression degree in the simultaneous transmission aperture synthesis method is the phase error θ≈0.5 (rad), about 12 × 4−1 = 53 dB in the fifth-order addition. On the other hand, the unnecessary component suppression degree by numerical calculation in the fifth order addition is about -50 dB.
Both are in good agreement.
この実施例においては、本発明における極性反転状況信号として、フランク符号（別名ポリフェーズ符号）を使用する。このフランク符号は、基本位相角を2π/Nとする系であり、次数をNとすると次式により定義される。 In this embodiment, a Frank code (also called polyphase code) is used as the polarity inversion status signal in the present invention. This Frank code is a system in which the basic phase angle is 2π / N, and when the order is N, it is defined by the following equation.
（数２９）
ej0(2π/N),ej0(2π/N),ej0(2π/N),ej0(2π/N),------,ej0(N-1)(2π/N)
ej0(2π/N),ej1(2π/N),ej2(2π/N),ej3(2π/N),------,ej1(N-1)(2π/N)
ej0(2π/N),ej2(2π/N),ej4(2π/N),ej6(2π/N),------,ej2(N-1)(2π/N)
ej0(2π/N),ej3(2π/N),ej6(2π/N),ej9(2π/N),------,ej3(N-1)(2π/N)
-------------------------------------
ej0(2π/N),-----------------------------,ej(N-1)(N-1)(2π/N)
(Equation 29)
e j0 (2π / N) , e j0 (2π / N) , e j0 (2π / N) , e j0 (2π / N) , ------, e j0 (N-1) (2π / N )
e j0 (2π / N) , e j1 (2π / N) , e j2 (2π / N) , e j3 (2π / N) , ------, e j1 (N-1) (2π / N )
e j0 (2π / N) , e j2 (2π / N) , e j4 (2π / N) , e j6 (2π / N) , ------, e j2 (N-1) (2π / N )
e j0 (2π / N) , e j3 (2π / N) , e j6 (2π / N) , e j9 (2π / N) , ------, e j3 (N-1) (2π / N )
-------------------------------------
e j0 (2π / N) , ----------------------------, e j (N-1) (N-1) (2π / N)
この実施例においては、最も基本的なフランク符号である、N=2の符号を使用する。この符号は、基準の位相回転量がπであり、次式となる。 In this embodiment, the most basic flank code, N = 2, is used. This code has a reference phase rotation amount of π and is represented by the following equation.
（数３０）
1 1
1 -1
(Equation 30)
1 1
1 -1
このフランク符号全体である、+1,+1,+1,-1を基本周期と呼ぶことにすると、本実施例における極性反転状況信号は、この基本周期を繰り返すことにより形成する符号FAと、この基本周期を半周期ずらして繰り返す符号FBとによる一対の系列である。これらは次式となる。 When + 1, + 1, + 1, -1 that is the entire Frank code is called a basic period, the polarity inversion status signal in the present embodiment is a code F A formed by repeating this basic period. This is a pair of sequences with a code F B that repeats this basic period with a half-cycle shift. These are as follows:
（数３１）
FA：+1,+1,+1,-1,+1,+1,+1,-1,---
FB：+1,-1,+1,+1,+1,-1,+1,+1,---
(Equation 31)
F A : + 1, + 1, + 1, -1, + 1, + 1, + 1, -1, ---
F B : + 1, -1, + 1, + 1, + 1, -1, + 1, + 1, ---
これらの符号FA、FBは、基本周期+1,+1,+1,-1の繰り返し符号であるKAとの乗算を行うことにより、FAxKAは常に正位相の信号となり、FBxKAは位相が正負交互に反転する信号となる。これらは次式となる。 By multiplying these codes F A and F B with K A which is a repetition code of the basic period + 1, + 1, + 1, −1, F A xK A is always a positive phase signal, F B xK A is a signal whose phase is alternately inverted between positive and negative. These are as follows:
（数３２）
KA：+1,+1,+1,-1,+1,+1,+1,-1,---
FAxKA：+1,+1,+1,+1,+1,+1,+1,+1,---
FBxKA：+1,-1,+1,-1,+1,-1,+1,-1,---
(Expression 32)
K A : + 1, + 1, + 1, -1, + 1, + 1, + 1, -1, ---
F A xK A : + 1, + 1, + 1, + 1, + 1, + 1, + 1, + 1, ---
F B xK A : + 1, -1, + 1, -1, + 1, -1, + 1, -1, ---
一方、これらの符号FA、FBは、半周期ずらした基本周期+1,-1,+1,+1の繰り返し符号であるKBとの乗算を行うことにより、逆に、FAxKBは位相が正負交互に反転する信号となり、FBxKBが常に正位相の信号となる。これらは次式となる。 On the other hand, these codes F A and F B are multiplied by K B , which is a repetition code of basic periods + 1, -1, + 1, + 1 shifted by half a cycle, thereby conversely, F A xK B is a signal whose phase is alternately inverted, and F B xK B is always a positive phase signal. These are as follows:
（数３３）
KB：+1,-1,+1,+1,+1,-1,+1,+1,---
FAxKB：+1,-1,+1,-1,+1,-1,+1,-1,---
FBxKB：+1,+1,+1,+1,+1,+1,+1,+1,---
(Expression 33)
K B : + 1, -1, + 1, + 1, + 1, -1, + 1, + 1, ---
F A xK B : + 1, -1, + 1, -1, + 1, -1, + 1, -1, ---
F B xK B : + 1, + 1, + 1, + 1, + 1, + 1, + 1, + 1, ---
従って、フランク符号が繰り返す符号と、半周期ずれたフランク符号が繰り返す符号とは、極性反転状況信号を構成する。従って、このようなフランク符号系列により、二項係数加重加算極性反転系列同時送波開口合成法を構成することにより、対象運動による悪影響を抑圧可能となる。 Therefore, a code that repeats a flank code and a code that repeats a flank code shifted by a half cycle constitute a polarity inversion status signal. Therefore, by configuring the binomial coefficient weighted addition polarity inversion sequence simultaneous transmission aperture synthesis method using such a Frank code sequence, it is possible to suppress adverse effects due to the target motion.
本実施例は、本発明における極性反転状況信号と二項係数加重加算により、対象の運動速度を計測する構成であり。図４０によりその動作を詳細に説明する。 In this embodiment, the movement speed of the object is measured by the polarity reversal status signal and binomial coefficient weighted addition in the present invention. The operation will be described in detail with reference to FIG.
本実施例においては先ず、極性反転状況信号による受信信号を得る。ここでは、一例として、実施例１における相関信号Cnを受信信号とする。この相関信号Cnを、二項係数加重加算器７により二項係数加重加算し、加算信号Dnとする。ここでは、加算回数をN回とし、加重係数Wｎを二項係数とすることにより、加算信号Dnは次式となる。 In this embodiment, first, a received signal is obtained as a polarity inversion status signal. Here, as an example, the correlation signal C n in the first embodiment is used as a reception signal. This correlation signal C n is binomial coefficient weighted adder 7 by the binomial coefficient weighted adder 7 to obtain an added signal D n . Here, the number of additions is N times, by a binomial coefficient weighting factors W n, the addition signal D n becomes the following equation.
（数３４）
Dn=W1Cn-N+1+W2Cn-N+2+W3Cn-N+3+W4Cn-N+4+-----+WNCn
(Equation 34)
D n = W 1 C n-N + 1 + W 2 C n-N + 2 + W 3 C n-N + 3 + W 4 C n-N + 4 + ----- + W N C n
この加算信号Dnは、二項係数加重加算の結果により不要成分の影響を受けない目的成分のみであり、ドップラー効果の影響により順次位相がθだけ回転している。ここで、対象の運動速度をv、送信信号の中心周波数をω、送信時間間隔をt、音速をcとすると、θ=ωΔ、Δ=(1-D)t、 D≒1-2v/cから、θ=2ωt(v/c)である。 The sum signal D n is only the objective component which is not affected by the unnecessary components by the results of the binomial coefficients weighted addition, sequentially phase due to the influence of Doppler effect is rotated by theta. Here, θ = ωΔ, Δ = (1-D) t, D ≒ 1-2v / c, where v is the motion speed of the target, ω is the center frequency of the transmission signal, t is the transmission time interval, and c is the speed of sound. Therefore, θ = 2ωt (v / c).
この加算信号における隣接する値DnとDn+1を偏角演算器８に入力し、位相差信号θとする。ここで、偏角演算器の演算内容Argは、複素協約関係を*により表示して、次式により与えられる。 Adjacent values D n and D n + 1 in this addition signal are input to the declination calculator 8 to obtain a phase difference signal θ. Here, the calculation content Arg of the declination calculator is given by the following equation, where the complex agreement is indicated by *.
（数３５）
Arg(DnDn+1 *)=Arg(|DnDn+1|ejθ)=θ
(Equation 35)
Arg (D n D n + 1 * ) = Arg (| D n D n + 1 | e jθ ) = θ
偏角演算器の出力である位相差信号θを、速度演算器９に入力し、対象の運動速度をvとする。ここで、θ=2ωt(v/c)の関係から、速度演算器の演算内容は次式となる。 The phase difference signal θ, which is the output of the declination calculator, is input to the speed calculator 9, and the target motion speed is set to v. Here, from the relationship of θ = 2ωt (v / c), the calculation content of the speed calculator is as follows.
（数３６）
v=θc/(2ωt)
(Equation 36)
v = θc / (2ωt)
以上により、不要成分の影響を受けることなく、対象の運動速度vを計測可能となる。 As described above, the motion speed v of the target can be measured without being affected by unnecessary components.
本発明によると、音波伝搬時間が経時変化する状況においても、相関計測あるいは、開口合成撮像における最高性能を保持可能となる。また、対象の運動状況も、高精度にて計測可能となる。 According to the present invention, the highest performance in correlation measurement or aperture synthetic imaging can be maintained even in a situation where the sound wave propagation time changes with time. In addition, the subject's exercise situation can be measured with high accuracy.
１ 送波器
２ 受波器
３ 送受波器
４ 送受波器
５ 配列送受波器
６ 受波素子
７ 二項係数加重加算器
８ 偏角演算器
９ 速度演算器
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Transmitter 2 Receiver 3 Transmitter / receiver 4 Transmitter / receiver 5 Array transmitter / receiver 6 Receiver 7 Binomial coefficient weighted adder 8 Declination calculator 9 Speed calculator
この時間軸の圧伸による、受信信号出現時刻の変化を図５に示す。対象位置が変動する場合には、このような受信信号出現時刻の変動により、受信信号Rnの位相が変動し、相関信号Cnにおける不要成分間の逆位相関係が保持されなくなり、図６に示すように、加算信号Dnの周辺部分に、相殺されない不要成分が出現する。 By companding the time axis, Figure 5 shows the variation of the received signal appearance time. If the object position fluctuates, the fluctuation of such received signal occurrence time, phase and variation of the received signal R n, no longer held opposite phase relationship between unnecessary components in the correlation signal C n, 6 as shown, the peripheral portion of the additional signal D n, unnecessary components appears not offset.
解析によると、同時送波開口合成法における不要成分抑圧度からの改善度α’=(2/θ)N-1 {1-θ2(N-1)/8}は、位相誤差θ≒0.5(rad)であることから、５次加算において約１２ｘ４−１＝４７ｄBとなる。一方、５次加算における、数値計算による不要成分抑圧度は約５０−６＝４４ｄB
となり、両者は良く一致している。
According to the analysis, the improvement degree α '= (2 / θ) N-1 {1-θ 2 (N-1) / 8} from the unnecessary component suppression degree in the simultaneous transmission aperture synthesis method is the phase error θ≈0.5 (rad), about 12 × 4−1 = 47 dB in the fifth-order addition. On the other hand, the unnecessary component suppression degree by numerical calculation in the fifth order addition is about 50−6 = 44 dB.
Both are in good agreement.
（数８）
EB=N0{W1-W2ejθ+W3ej2θ-W4ej4θ+-----WNej(N-1)θ}
=N0(1-ejθ)N-1=N0ejφ{2sin(θ/2)}N-1
=N0ejφ2N-1{(θ/2)-(θ/2)3/3!+(θ/2)5/5!---}N-1
≒N 0 e jφ 2 N-1 {(θ/2)-(θ/2) 3 /3!} N-1
≒N 0 e jφ θ N-1 {1-(N-1)(θ/2) 2 /3!}
≒N0ejφθN-1
(Equation 8)
E B = N 0 {W 1 -W 2 e jθ + W 3 e j2θ -W 4 e j4θ + ----- W N e j (N-1) θ }
= N 0 (1-e jθ ) N-1 = N 0 e jφ {2sin (θ / 2)} N-1
= N 0 e jφ 2 N- 1 {(θ / 2) -!! (Θ / 2) 3/3 + (θ / 2) 5/5 ---} N-1
≒ N 0 e jφ 2 N- 1 {(θ / 2) -! (Θ / 2) 3/3} N-1
≒ N 0 e jφ θ N- 1 {1- (N-1) (θ / 2) 2/3!}
≒ N 0 e jφ θ N-1
（数２１）
EB=N0{W1-W2ejθ+W3ej2θ-W4ej4θ+-----WNej(N-1)θ}=N0(1-ejθ)N-1
=N0ejφ{2sin(θ/2)}N-1
=N0ejφ2N-1{(θ/2)-(θ/2)3/3!+(θ/2)5/5!---}N-1
≒N 0 e jφ 2 N-1 {(θ/2)-(θ/2) 3 /3!} N-1
≒N 0 e jφ θ N-1 {1-(N-1)(θ/2) 2 /3!}
≒N0ejφθN-1
(Equation 21)
E B = N 0 (W 1 -W 2 e jθ + W 3 e j2θ -W 4 e j4θ + ----- W N e j (N-1) θ } = N 0 (1-e jθ ) N -1
= N 0 e jφ {2sin (θ / 2)} N-1
= N 0 e jφ 2 N- 1 {(θ / 2) -!! (Θ / 2) 3/3 + (θ / 2) 5/5 ---} N-1
≒ N 0 e jφ 2 N- 1 {(θ / 2) -! (Θ / 2) 3/3} N-1
≒ N 0 e jφ θ N- 1 {1- (N-1) (θ / 2) 2/3!}
≒ N 0 e jφ θ N-1
ここで、仮に加重係数Wｎを二項係数とすると、二項係数加重加算による不要成分強度EBは、二項係数の性質から次式となる。この二項係数加重加算処理は、良く知られた二項係数低域濾波器の実現である。 Here, if the weighting coefficient W n the binomial coefficients, the unnecessary components strength E B by binomial coefficients weighted addition, the following equation from the nature of the binomial coefficients. This binomial coefficient weighted addition process is a well-known realization of a binomial coefficient low-pass filter.
ここで、仮に加重係数Wｎを二項係数とすると、二項係数加重加算による不要成分EBは、二項係数の性質から次式となる。この二項係数加重加算処理は、良く知られた二項係数低域濾波器の実現である。 Here, if the weighting coefficient W n the binomial coefficients, the unnecessary components E B by binomial coefficients weighted addition, the following equation from the nature of the binomial coefficients. This binomial coefficient weighted addition process is a well-known realization of a binomial coefficient low-pass filter.
本発明は、極性反転状況信号と呼ぶ、受信信号の処理過程において、目的成分の位相はほぼ一定となるのに対し、不要成分の位相が特定位相角にて順次回転し、これら目的成分と不要成分の位相に外乱による変動成分が重畳する状況を形成可能な信号を利用し、該信号の送信により受信信号を得る。同時に、該処理過程において、二項係数に代表される加重による３回以上の多数回加算を行うことを、最も主要な特徴とする。 In the present invention, the phase of the target component is substantially constant during the processing of the received signal, which is called the polarity inversion status signal , whereas the phase of the unnecessary component is sequentially rotated at a specific phase angle, and these target component and unnecessary Using a signal that can form a situation in which a fluctuation component due to disturbance is superimposed on the phase of the component, a received signal is obtained by transmitting the signal. At the same time, in the process, to make a number of times the addition of more than 3 times by weight represented by the binomial coefficient, and the most important features.
本発明は、極性反転状況信号と呼ぶ信号を利用し、受信信号の処理過程において、加重を行い多数回の加算を行うことにより、音波伝搬時間が経時変化する場合においても、音波伝搬時間が変化しない状態と同等の性能を達成可能とする利点を有す。 The present invention uses a signal called a polarity reversal status signal, and in the process of processing a received signal, weighting and adding many times makes it possible to change the sound wave propagation time even when the sound wave propagation time changes over time. It has the advantage of being able to achieve the same performance as when not.
極性反転状況信号を複数回送信し、該信号による受信信号を得る構成において、３回以上の受信信号を得る構成とし、処理過程において二項係数等の重みにより加重し加算する構成とすることを特徴とする信号処理形態。 In a configuration in which a polarity inversion status signal is transmitted a plurality of times to obtain a received signal based on the signal, a configuration in which a received signal is obtained three or more times, and a configuration in which weighted with a weight such as a binomial coefficient is added in the processing process. A feature of signal processing.
これらN個の相関信号Cnにおける不要成分ベクトルは、位相が順次πだけ回転しているため、ドップラー効果による位相変動量をθとし、一個の相関出力における不要成分振幅をN0とすると、それぞれ図９に示すN0,-N0ejθ,+N0ej2θ,-N0ej3θ,-----N0ej(N-1)θとなる。 Since the phase of the unnecessary component vectors in these N correlation signals C n is sequentially rotated by π , if the phase fluctuation amount due to the Doppler effect is θ and the unnecessary component amplitude in one correlation output is N 0 , N 0 , −N 0 e jθ , + N 0 e j2θ , −N 0 e j3θ , ----- N 0 e j (N−1) θ shown in FIG.
本実施例により、極性反転状況信号として極性反転系列を使用する構成につき、その動作を詳細に説明する。本実施例に使用する極性反転系列は、一方が常に正位相である系列（+1,+1,+1,+1,+1,+1,---）と、他方が順次πだけ位相回転する系列（+1,-1,+1,-1,+1,-1,---）とによる一対の系列である。この系列は、目的成分である、自分自身との乗算結果は常に正位相の系列（+1,+1,+1,+1,+1,+1,---）となる。一方、不要成分である、他方との乗算結果は位相が順次πだけ回転する系列（+1,-1,+1,-1,+1,-1,---）となる。 According to the present embodiment, the operation of the configuration using the polarity inversion series as the polarity inversion status signal will be described in detail. The polarity inversion series used in this embodiment is a series (+ 1, + 1, + 1, + 1, + 1, + 1, ---) in which one is always in positive phase, and the other is sequentially phased by π. It is a pair of sequences with rotating sequences (+ 1, -1, + 1, -1, + 1, -1, ---). This sequence is the target component, and the multiplication result with itself is always a positive phase sequence (+ 1, + 1, + 1, + 1, + 1, + 1, ---). On the other hand, the multiplication result with the other, which is an unnecessary component, is a sequence (+ 1, -1, + 1, -1, + 1, -1, ---) whose phase is sequentially rotated by π .
極性反転系列同時送波開口合成法においては、乗算信号RPAnおよびRPBnにより形成されるＱ’あるいはＱ”点の不要成分ベクトルは、位相が順次πだけ回転しているため、ドップラー効果による位相差をθとして、図３０に示すように、それぞれN0,-N0ejθ,+N0ej2θ,-N0ej3θ,---N0ej(N-1)θとなる。ここで、N0は、同時送波開口合成法による一回の受信出力における不要成分振幅である。 In the polarity inversion series simultaneous transmission aperture synthesis method, the unnecessary component vector at the point Q ′ or Q ″ formed by the multiplication signals R PAn and R PBn is sequentially rotated by π , so that the phase due to the Doppler effect Assuming that the phase difference is θ, as shown in FIG. 30, N 0 , −N 0 e jθ , + N 0 e j2θ , −N 0 e j3θ , and −−− N 0 e j (N−1) θ are obtained. Here, N 0 is an unnecessary component amplitude in one reception output by the simultaneous transmission aperture synthesis method.
この実施例においては、本発明における極性反転状況信号として、フランク符号（別名ポリフェーズ符号）を使用する。このフランク符号は、Nを整数として、基本位相角を2π/Nとする系であり、次数をNとすると次式により定義される。 In this embodiment, a Frank code (also called polyphase code) is used as the polarity inversion status signal in the present invention. This Frank code is a system in which N is an integer and the basic phase angle is 2π / N. If the order is N, it is defined by the following equation.
これらの符号FA、FBは、基本周期+1,+1,+1,-1の繰り返し符号であるKAとの乗算を行うことにより、FAxKAは常に正位相の信号となり、FBxKAは位相が順次πだけ回転する信号となる。これらは次式となる。 By multiplying these codes F A and F B with K A which is a repetition code of the basic period + 1, + 1, + 1, −1, F A xK A is always a positive phase signal, F B xK A is a signal whose phase sequentially rotates by π . These are as follows:
一方、これらの符号FA、FBは、半周期ずらした基本周期+1,-1,+1,+1の繰り返し符号であるKBとの乗算を行うことにより、逆に、FAxKBは位相が順次πだけ回転する信号となり、FBxKBが常に正位相の信号となる。これらは次式となる。 On the other hand, these codes F A and F B are multiplied by K B , which is a repetition code of basic periods + 1, -1, + 1, + 1 shifted by half a cycle, thereby conversely, F A xK B is a signal whose phase is sequentially rotated by π , and F B xK B is always a positive phase signal. These are as follows:
従って、フランク符号が繰り返す符号と、半周期ずれたフランク符号が繰り返す符号とは、極性反転状況信号を構成する。従って、このようなフランク符号系列により、二項係数加重加算極性反転系列同時送波開口合成法を構成することにより、対象運動による悪影響を抑圧可能となる。ここでは簡単のためにN=2としたが、この実施例構成に限定されるものではない。 Therefore, a code that repeats a flank code and a code that repeats a flank code shifted by a half cycle constitute a polarity inversion status signal. Therefore, by configuring the binomial coefficient weighted addition polarity inversion sequence simultaneous transmission aperture synthesis method using such a Frank code sequence, it is possible to suppress adverse effects due to the target motion. Here, N = 2 is set for simplicity, but the configuration is not limited to this embodiment.
（数１０）
V=S0{W 1 +W 2 ejθ+W 3 ej2θ+W 4 ej3θ+-----+WNej(N-1)θ}
(Equation 10)
V = S 0 {W 1 + W 2 e jθ + W 3 e j2θ + W 4 e j3θ + ----- + W N e j (N-1) θ }
（数１１）
VB=S0{W 1 +W 2 ejθ+W 3 ej2θ+W 4 ej3θ+-----+WNej(N-1)θ}=S0(1+ejθ)N-1
(Equation 11)
V B = S 0 (W 1 + W 2 e jθ + W 3 e j2θ + W 4 e j3θ + ----- + W N e j (N-1) θ } = S 0 (1 + e jθ ) N-1
（数１２）
VB=S0{W 1 +W 2 ejθ+W 3 ej2θ+W 4 ej3θ+-----+WNej(N-1)θ}=S0(1+ejθ)N-1
=S0ejφ{2cos(θ/2)}N-1=S0ejφ2N-1{1-(θ/2)2/2!+(θ/2)4/4!---}N-1
≒S0ejφ2N-1{1-(θ/2)2/2!}N-1≒S0ejφ2N-1{1-(N-1)(θ/2)2/2!}
=S0ejφ2N-1{1-θ2(N-1)/8}
≒S0ejφ2N-1
(Equation 12)
V B = S 0 (W 1 + W 2 e jθ + W 3 e j2θ + W 4 e j3θ + ----- + W N e j (N-1) θ } = S 0 (1 + e jθ ) N-1
= S 0 e jφ {2cos ( θ / 2)} N-1 = S 0 e jφ 2 N-1 {1- (θ / 2) 2/2! + (Θ / 2) 4/4! --- } N-1
≒ S 0 e jφ 2 N- 1 {1- (θ / 2) 2/2!} N-1 ≒ S 0 e jφ 2 N-1 {1- (N-1) (θ / 2) 2/2 !}
= S 0 e jφ 2 N-1 {1-θ 2 (N-1) / 8}
≒ S 0 e jφ 2 N-1
（数２３）
V=S0{W 1 +W 2 ejθ+W 3 ej2θ+W 4 ej3θ+-----+WNej(N-1)θ}
(Equation 23)
V = S 0 {W 1 + W 2 e jθ + W 3 e j2θ + W 4 e j3θ + ----- + W N e j (N-1) θ }
（数２４）
VB=S0{W 1 +W 2 ejθ+W 3 ej2θ+W 4 ej3θ+-----+WNej(N-1)θ}=S0(1+ejθ)N-1
(Equation 24)
V B = S 0 (W 1 + W 2 e jθ + W 3 e j2θ + W 4 e j3θ + ----- + W N e j (N-1) θ } = S 0 (1 + e jθ ) N-1
（数２５）
VB=S0{W 1 +W 2 ejθ+W 3 ej2θ+W 4 ej3θ+-----+WNej(N-1)θ}=S0(1+ejθ)N-1
=S0ejφ{2cos(θ/2)}N-1=S0ejφ2N-1{1-(θ/2)2/2!+(θ/2)4/4!---}N-1
≒S0ejφ2N-1{1-(θ/2)2/2!}N-1≒S0ejφ2N-1{1-(N-1)(θ/2)2/2!}
=S0ejφ2N-1{1-θ2(N-1)/8}
≒S0ejφ2N-1
(Equation 25)
V B = S 0 (W 1 + W 2 e jθ + W 3 e j2θ + W 4 e j3θ + ----- + W N e j (N-1) θ } = S 0 (1 + e jθ ) N-1
= S 0 e jφ {2cos ( θ / 2)} N-1 = S 0 e jφ 2 N-1 {1- (θ / 2) 2/2! + (Θ / 2) 4/4! --- } N-1
≒ S 0 e jφ 2 N- 1 {1- (θ / 2) 2/2!} N-1 ≒ S 0 e jφ 2 N-1 {1- (N-1) (θ / 2) 2/2 !}
= S 0 e jφ 2 N-1 {1-θ 2 (N-1) / 8}
≒ S 0 e jφ 2 N-1
（数１４）
α=|VB/EB|≒(S0/N0)2N-1{1-θ2(N-1)/8}/θN-1
=(S 0/N 0)(2/θ)N-1{1-θ2(N-1)/8}
(Equation 14)
α = | V B / E B | ≒ (S 0 / N 0 ) 2 N-1 {1-θ 2 (N-1) / 8} / θ N-1
= ( S 0 / N 0 ) (2 / θ) N-1 {1-θ 2 (N-1) / 8}
（数２７）
α=VB/EB≒(S0/N0)2N-1{1-θ2(N-1)/8}/θN-1=(S 0/N 0)(2/θ)N-1{1-θ2(N-1)/8}
(Equation 27)
α = V B / E B ≒ (S 0 / N 0 ) 2 N-1 {1-θ 2 (N-1) / 8} / θ N-1 = ( S 0 / N 0 ) (2 / θ) N-1 {1-θ 2 (N-1) / 8}
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|---|---|---|---|---|
| EP2967488A4 (en) * | 2013-03-13 | 2016-11-23 | Jinhyoung Park | System and methods for producing an image from a rotational intravascular ultrasound device |
| CN110709726A (en) * | 2017-03-22 | 2020-01-17 | Lg电子株式会社 | Method and apparatus for measuring distance in wireless communication system |
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