JP2012105039A

JP2012105039A - Radio receiver and radio reception method

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Publication number: JP2012105039A
Application number: JP2010251503A
Authority: JP
Inventors: Takaaki Suezawa; 隆明末沢
Original assignee: Renesas Electronics Corp
Current assignee: Renesas Electronics Corp
Priority date: 2010-11-10
Filing date: 2010-11-10
Publication date: 2012-05-31

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a radio receiver and a radio reception method, capable of appropriately detecting and removing interference noise due to an interference state accompanied by sudden level variation.SOLUTION: A radio receiver 1 related to this invention includes a phase change amount detection part 40, a noise detection part 50, a noise analysis part 60 and a multiplexer 70. The phase change amount detection part 40 detects the phase change amount of IF signals generated from received AM signals. The noise detection part 50 determines whether or not noise is superimposed on the IF signals on the basis of the phase number change amount detected by the phase change amount detection part 40. When it is determined by the noise detection part 50 that the noise is superimposed, the noise analysis part 60 and the multiplexer 70 determine whether or not it is pulse noise on the basis of the superimposition period of the noise, and select a processing method corresponding to the determination result.

Description

本発明はラジオ受信機及びラジオ受信方法に関し、特にＡＭ（Amplitude Modulation）放送を受信するラジオ受信機及びラジオ受信方法に関する。 The present invention relates to a radio receiver and a radio reception method, and more particularly to a radio receiver and a radio reception method for receiving AM (Amplitude Modulation) broadcasting.

ラジオ放送波には伝送過程で様々な外来ノイズが重畳され、ラジオ受信機での音声復調の際に音質の劣化を招く。特に、車載向けラジオ受信機では、移動に伴う電波状況の変化や車輌に搭載されるイグニション・モータ等多くのノイズ要因が存在する。 Various external noises are superimposed on the radio broadcast wave during the transmission process, and the sound quality is deteriorated when the sound is demodulated by the radio receiver. In particular, in-vehicle radio receivers have many noise factors such as changes in radio wave conditions accompanying movement and ignition motors mounted on vehicles.

そのため、ラジオ受信機は、外来ノイズによる音質劣化を抑える目的で受信信号に含まれるノイズを検出・除去する機構を備えることが一般的である。 Therefore, a radio receiver generally includes a mechanism for detecting and removing noise included in a received signal for the purpose of suppressing deterioration in sound quality due to external noise.

ここで、一般的なパルス性ノイズの除去方法について図１０を参照して説明する。まず、音声信号からノイズ成分を検出し、ノイズ検出信号Ｓ１を取得する。次に、ノイズ検出信号Ｓ１が予め設定された期間ｂとなるようにノイズ検出信号を拡張する。これにより、ノイズを処理する期間を意味するノイズ処理信号Ｓ２が生成される。そして、元の音声信号Ｓ３の期間ｂ（始点ｂ１〜終点ｂ２の期間）に対して補間処理を行う。その結果、ノイズが除去されたノイズ処理後信号Ｓ４が得られる。ノイズ処理後音声信号Ｓ４の破線部が補間処理を行った部分である。 Here, a general method for removing pulse noise will be described with reference to FIG. First, a noise component is detected from the audio signal, and a noise detection signal S1 is acquired. Next, the noise detection signal is expanded so that the noise detection signal S1 has a preset period b. Thereby, the noise processing signal S2 which means the period which processes noise is produced | generated. Then, interpolation processing is performed for the period b (the period from the start point b1 to the end point b2) of the original audio signal S3. As a result, a noise-processed signal S4 from which noise has been removed is obtained. A broken line part of the noise signal S4 after the noise process is a part subjected to the interpolation process.

次に、特許文献１に記載された受信機について説明する。特許文献１には、混信状態においてもパルス性ノイズを検出可能なノイズ検出機構を備えたＡＭ受信機が開示されている。図１１に特許文献１に記載のＡＭ受信機の一部のブロック図を示す。アンテナで受信されたＡＭ信号は、ＩＦ（Intermediate Frequency）信号に変換される（図示省略）。ＡＤ変換器（ＡＤＣ（Analog to Digital Converter））１０５は、ＩＦ信号をデジタル信号に変換する。ＤＤＣ（Digital Down Converter）回路１０６は、当該デジタル信号の周波数変換及び複素変換を行い、Ｉ（In-phase）信号とＱ（Quadrature-phase）信号を生成する。生成されたＩ信号とＱ信号は、ＡＭ検波回路１１０及びノイズ検出回路２００に供給される。オーディオ処理回路１１１は、ノイズ検出回路２００から送られるノイズ検出信号ＤＥＴに基づいて、ＡＭ検波回路１１０の検波結果からノイズを除去する。 Next, the receiver described in Patent Document 1 will be described. Patent Document 1 discloses an AM receiver including a noise detection mechanism that can detect pulse noise even in an interference state. FIG. 11 shows a block diagram of a part of the AM receiver described in Patent Document 1. In FIG. The AM signal received by the antenna is converted into an IF (Intermediate Frequency) signal (not shown). An AD converter (ADC (Analog to Digital Converter)) 105 converts the IF signal into a digital signal. A DDC (Digital Down Converter) circuit 106 performs frequency conversion and complex conversion of the digital signal to generate an I (In-phase) signal and a Q (Quadrature-phase) signal. The generated I signal and Q signal are supplied to the AM detection circuit 110 and the noise detection circuit 200. The audio processing circuit 111 removes noise from the detection result of the AM detection circuit 110 based on the noise detection signal DET sent from the noise detection circuit 200.

図１１を参照してノイズ検出回路２００の構成について説明する。ノイズ検出回路２００は、Δθ演算回路２１０、Ａｂｓ回路２３０、ピーク検出回路２４０、混信検出回路４１０、選択回路４２０を有する。Δθ演算回路２１０は、ＤＤＣ回路１０６において得られたＩ信号、Ｑ信号の複素平面上における位相θの単位時間辺りの変化量（以下、「位相変化量Δθ」という。）と｜Ｚ｜^２を算出し、出力する。Ａｂｓ回路２３０は、Δθ演算回路２１０から供給された信号の絶対値を出力する。選択回路４２０は、弱電界環境下では、複素ベクトルの大きさ｜Ｚ｜^２を選択し、強電界環境下では、位相変化量の絶対値｜Δθ｜を選択する。混信検出回路４１０は、｜Δθ｜に基づいて、混信状態であるか否かを判定する。ピーク検出回路２４０は、｜Δθ｜または｜Ｚ｜^２が、閾値を超えているか否かを識別する。そして、閾値を超えている場合には、ピーク検出回路２４０は、パルス性ノイズを検出した旨を示すノイズ検出信号ＤＥＴを出力する。 The configuration of the noise detection circuit 200 will be described with reference to FIG. The noise detection circuit 200 includes a Δθ operation circuit 210, an Abs circuit 230, a peak detection circuit 240, an interference detection circuit 410, and a selection circuit 420. The Δθ arithmetic circuit 210 calculates a change amount per unit time of the phase θ (hereinafter referred to as “phase change amount Δθ”) and | Z | ² obtained on the complex plane of the I signal and the Q signal obtained by the DDC circuit 106. Calculate and output. The Abs circuit 230 outputs the absolute value of the signal supplied from the Δθ arithmetic circuit 210. The selection circuit 420 selects the magnitude | Z | ² of the complex vector under a weak electric field environment, and selects the absolute value | Δθ | of the phase change amount under a strong electric field environment. The interference detection circuit 410 determines whether or not it is in an interference state based on | Δθ |. The peak detection circuit 240 identifies whether | Δθ | or | Z | ² exceeds a threshold value. When the threshold value is exceeded, the peak detection circuit 240 outputs a noise detection signal DET indicating that pulse noise has been detected.

特許文献１に記載のＡＭ受信機は、混信状態を判断したとき、｜Δθ｜を検出する位相検出方式から｜Ｚ｜^２を検出する波高値検出方式に切り替えるか若しくはパルス性ノイズの検出感度を調整する。これにより、特許文献１のＡＭ受信機は、混信状態におけるパルス性ノイズの誤検出を防止している。図１３、図１４は、急激なレベル変動を伴う混信状態による妨害ノイズが重畳した場合のＡＭ受信機の動作である。図１３は、弱電界環境下において混信検出回路４１０が混信状態と判断し、ノイズ検出回路２００が位相検出方式から波高検出方式へと切り替えた場合の動作を示す波形である。図１３（ａ）（ｂ）に示すように、ＩＦ信号Ｓ１（Ｉ信号及びＱ信号）には、区間ａ４においてノイズが重畳している。区間ａ４のノイズは混信状態により生じたノイズであるため、特許文献１に記載のＡＭ受信機に設けられた混信検出回路４１０は混信状態であると判断する。さらに、弱電界環境下であるため、区間ａ４のノイズ検出方式としては波高検出方式が選択される。言い換えると、選択回路４２０は、｜Ｚ｜^２を選択する。 When the AM receiver described in Patent Document 1 determines the interference state, the AM receiver switches from the phase detection method for detecting | Δθ | to the peak value detection method for detecting | Z | ² or increases the detection sensitivity of pulse noise. adjust. Thereby, the AM receiver of Patent Document 1 prevents erroneous detection of pulse noise in an interference state. FIG. 13 and FIG. 14 show the operation of the AM receiver when interference noise due to interference caused by rapid level fluctuations is superimposed. FIG. 13 is a waveform showing an operation when the interference detection circuit 410 determines that an interference state exists in a weak electric field environment and the noise detection circuit 200 switches from the phase detection method to the pulse height detection method. As shown in FIGS. 13A and 13B, noise is superimposed on the IF signal S1 (I signal and Q signal) in the section a4. Since the noise in the section a4 is noise caused by the interference state, the interference detection circuit 410 provided in the AM receiver described in Patent Document 1 determines that the interference state is present. Furthermore, since it is in a weak electric field environment, the wave height detection method is selected as the noise detection method in the section a4. In other words, the selection circuit 420 selects | Z | ² .

図１２に示したΔθ演算回路２１０は、Ｉ信号及びＱ信号が入力されると、区間ａ４において重畳された妨害ノイズの大きさ（｜Ｚ｜^２）を算出する（図１３（ｃ）に示す波高検出方式によるノイズ検出信号Ｓ２）。混信状態におけるノイズ検出の閾値が図１３（ｃ）の破線で示すように制御される場合、図１３（ｄ）に示すノイズ検出信号Ｓ３の検出結果が得られる。ノイズ検出信号Ｓ３は、オーディオ処理回路１１１に送られ、音声信号に対してパルス性ノイズ除去の処理が行われる。具体的には、オーディオ処理回路１１１は、ノイズ検出信号Ｓ３に基づいて、図１３（ｅ）に示すノイズ処理信号Ｓ４のように予め設定された期間ｂにおいてノイズ処理を行う。 When the I signal and the Q signal are input, the Δθ arithmetic circuit 210 shown in FIG. 12 calculates the magnitude (| Z | ² ) of the interference noise superimposed in the section a4 (shown in FIG. 13C). Noise detection signal S2) by the wave height detection method. When the noise detection threshold in the interference state is controlled as indicated by the broken line in FIG. 13C, the detection result of the noise detection signal S3 shown in FIG. 13D is obtained. The noise detection signal S3 is sent to the audio processing circuit 111, and a pulse noise removal process is performed on the audio signal. Specifically, the audio processing circuit 111 performs noise processing based on the noise detection signal S3 in a preset period b like a noise processing signal S4 shown in FIG.

このとき、混信状態により生じる妨害ノイズは、一般的にパルス性ノイズよりもノイズ重畳期間が長い。そのため、妨害ノイズはパルス性ノイズの除去処理のために定義された期間ｂでは除去しきれない。その結果、ノイズの状態によっては、図１３（ｆ）に示したノイズ処理後音声信号Ｓ５のように、誤った補間処理（破線部）によってノイズを助長するような処理となる場合がある。 At this time, the interference noise generated by the interference state generally has a longer noise superposition period than the pulse noise. Therefore, the interference noise cannot be completely removed in the period b defined for the process of removing the pulse noise. As a result, depending on the state of noise, there may be a process that promotes noise by an erroneous interpolation process (broken line portion) as in the noise-processed audio signal S5 shown in FIG.

図１４は、強電界環境下において、混信検出回路４１０が混信状態と判断し、ノイズ検出回路２００がパルス性ノイズの検出感度を調整する場合の動作を示す波形である。図１４（ａ）に示すＩＦ信号Ｓ１には区間ａ４において混信状態による妨害ノイズが重畳している。さらに、強電界環境下であるため、区間ａ４のノイズ検出方式としては位相出方式が選択される。言い換えると、選択回路４２０は、｜Δθ｜を選択する。加えて、ピーク検出回路２４０は、パルス性ノイズの検出感度を下げる、つまり、ノイズ閾値を上げる処理を行う。 FIG. 14 is a waveform showing an operation when the interference detection circuit 410 determines that there is an interference state and the noise detection circuit 200 adjusts the detection sensitivity of the pulse noise in a strong electric field environment. In the IF signal S1 shown in FIG. 14A, interference noise due to the interference state is superimposed in the section a4. Furthermore, since it is under a strong electric field environment, the phase out method is selected as the noise detection method in the section a4. In other words, the selection circuit 420 selects | Δθ |. In addition, the peak detection circuit 240 performs processing for lowering the detection sensitivity of pulse noise, that is, raising the noise threshold.

図１２に示したΔθ演算回路２１０は、Ｉ信号及びＱ信号が入力されると、区間ａ４において重畳された妨害ノイズにより生じた位相変化量Δθを算出する（図１４（ｃ）に示す位相検出方式によるノイズ検出信号Ｓ２）。閾値設定部が調整した閾値（図１４（ｃ）において破線で示す）とノイズ検出信号Ｓ２からノイズ検出信号Ｓ３に示す検出結果が得られる。ノイズ検出信号Ｓ３は、オーディオ処理回路１１１に送られる。オーディオ処理回路１１１は、予め設定された期間ｂ（図１４（ｅ）のノイズ処理信号Ｓ４に示す）においてノイズ処理を行う。そのため、ノイズの状態によっては、図１４（ｆ）に示したノイズ処理後音声信号Ｓ５のように、誤った補間処理（破線部）によってノイズを助長するような処理となる場合がある。 When the I signal and the Q signal are input, the Δθ calculation circuit 210 illustrated in FIG. 12 calculates the phase change amount Δθ caused by the interference noise superimposed in the section a4 (phase detection illustrated in FIG. 14C). Noise detection signal S2) according to the method. The detection result shown in the noise detection signal S3 is obtained from the threshold value (indicated by a broken line in FIG. 14C) adjusted by the threshold setting unit and the noise detection signal S2. The noise detection signal S3 is sent to the audio processing circuit 111. The audio processing circuit 111 performs noise processing in a preset period b (shown in the noise processing signal S4 in FIG. 14E). For this reason, depending on the state of noise, there may be a case where noise is promoted by an erroneous interpolation process (broken line portion) as in the noise-processed audio signal S5 shown in FIG.

特開２００７−２５１９０７号公報JP 2007-251907 A 特開２００７−２８１６６２号公報JP 2007-281862 A

特許文献１に記載の技術は、混信状態におけるパルス性ノイズの誤検出を防止するため、波高検出方式に切り替える方法や、パルス性ノイズの検出感度を調整する方法を用いている。しかしながら、これらの方法では、上述したように、急激なレベル変動を伴う混信状態による妨害ノイズに対しては効果が得られず、妨害ノイズをパルス性ノイズとして誤検出する可能性がある。さらに、誤検出が原因となって適切なノイズ処理ができないという問題も生じる。 The technique described in Patent Document 1 uses a method of switching to a pulse height detection method and a method of adjusting the detection sensitivity of pulse noise in order to prevent erroneous detection of pulse noise in an interference state. However, in these methods, as described above, an effect cannot be obtained for interference noise due to an interference state with abrupt level fluctuation, and there is a possibility that the interference noise is erroneously detected as pulse noise. Furthermore, there is a problem that appropriate noise processing cannot be performed due to erroneous detection.

本発明にかかるラジオ受信機は、受信したＡＭ信号から生成されたＩＦ信号の位相変化量を検出する位相変化量検出手段と、前記位相変化量検出手段が検出した位相数変化量に基づいて、前記ＩＦ信号にノイズが重畳しているか否かを判定するノイズ検出手段と、前記ノイズ検出手段により前記ノイズが重畳していると判定された場合、前記ノイズの重畳期間に基づいてパルス性ノイズか否かを判定し、当該判定結果に応じた処理方法を選択するノイズ処理選択手段と、を備えるものである。このような構成により、ノイズを適切に検出し、除去することができる。 A radio receiver according to the present invention is based on phase change amount detection means for detecting a phase change amount of an IF signal generated from a received AM signal, and based on the phase number change amount detected by the phase change amount detection means, A noise detection unit that determines whether noise is superimposed on the IF signal, and if the noise detection unit determines that the noise is superimposed, whether the noise is pulsed noise based on the noise superposition period. Noise processing selection means for determining whether or not and selecting a processing method according to the determination result. With such a configuration, noise can be detected and removed appropriately.

本発明にかかるラジオ受信方法は、受信したＡＭ信号から生成されたＩＦ信号の位相変化量を検出し、検出した位相数変化量に基づいて、前記ＩＦ信号にノイズが重畳しているか否かを判定し、前記ノイズが重畳していると判定した場合、前記ノイズの重畳期間に基づいて当該ノイズがパルス性ノイズであるか否かを判定し、当該判定結果に応じた処理方法を選択するものである。これにより、ノイズに対して適切な除去方法を選択することができる。 The radio reception method according to the present invention detects a phase change amount of an IF signal generated from a received AM signal, and determines whether noise is superimposed on the IF signal based on the detected phase number change amount. If it is determined that the noise is superimposed, it is determined whether the noise is pulse noise based on the noise superposition period, and a processing method corresponding to the determination result is selected. It is. Thereby, it is possible to select an appropriate removal method for noise.

本発明により、急激なレベル変動を伴う混信状態による妨害ノイズを適切に検出し、除去することができるラジオ受信機及びラジオ受信方法を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a radio receiver and a radio reception method capable of appropriately detecting and removing interference noise due to an interference state accompanied by a rapid level fluctuation.

実施の形態１にかかるラジオ受信機のブロック図である。1 is a block diagram of a radio receiver according to a first exemplary embodiment. 実施の形態１にかかる位相変化量検出部のブロック図である。3 is a block diagram of a phase change amount detection unit according to the first embodiment; FIG. 実施の形態１にかかるノイズ解析部のブロック図である。FIG. 3 is a block diagram of a noise analysis unit according to the first exemplary embodiment. 実施の形態１にかかるノイズ解析部の動作を示す波形図である。FIG. 6 is a waveform diagram showing an operation of the noise analysis unit according to the first exemplary embodiment. 実施の形態１にかかるラジオ受信機の動作を示す波形図である。FIG. 3 is a waveform diagram showing an operation of the radio receiver according to the first exemplary embodiment. 実施の形態１にかかるラジオ受信機の動作を示す波形図である。FIG. 3 is a waveform diagram showing an operation of the radio receiver according to the first exemplary embodiment. 実施の形態２にかかるラジオ受信機のブロック図である。FIG. 3 is a block diagram of a radio receiver according to a second exemplary embodiment. 実施の形態２にかかるノイズ解析部のブロック図である。FIG. 6 is a block diagram of a noise analysis unit according to the second exemplary embodiment. 実施の形態２にかかるノイズ解析部の動作を示す波形図である。FIG. 6 is a waveform diagram showing an operation of a noise analysis unit according to the second exemplary embodiment. 関連するノイズ処理の動作を示す波形図である。It is a wave form diagram showing operation of related noise processing. 関連するＡＭ受信機のブロック図である。It is a block diagram of a related AM receiver. 関連するノイズ検出回路のブロック図である。It is a block diagram of a related noise detection circuit. 関連するＡＭ受信機の動作を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows operation | movement of a related AM receiver. 関連するＡＭ受信機の動作を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows operation | movement of a related AM receiver.

実施の形態１
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。本実施の形態にかかるラジオ受信機１の構成例を図１に示す。ラジオ受信機１は、周波数変換部００、遅延部１０、８０、ＩＦ補間処理部２０、Ｍｕｔｅ処理部３０、位相変化量検出部４０、ノイズ検出部５０、ノイズ解析部６０、ＭＵＸ（マルチプレクサ）７０、ＡＭ帯域制限フィルタ９０、検波部１００を備える。 Embodiment 1
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. A configuration example of a radio receiver 1 according to the present embodiment is shown in FIG. The radio receiver 1 includes a frequency conversion unit 00, delay units 10 and 80, an IF interpolation processing unit 20, a mute processing unit 30, a phase change amount detection unit 40, a noise detection unit 50, a noise analysis unit 60, and a MUX (multiplexer) 70. , An AM band limiting filter 90 and a detector 100 are provided.

なお、アンテナで受信した受信信号をＩＦ信号（Ｉ信号及びＱ信号）へ周波数変換する構成については周知の構成であるため説明を省略する。加えて、以下の説明では、ＡＭラジオ放送を受信する場合について説明する。そのため、上流側（アンテナ側）に設けられたフロントエンド（図示省略）において、ＡＭ信号が選択されているものとする。つまり、図１のＩＦ信号Ｓ１（Ｉ信号及びＱ信号）は、ＡＭ信号のみを含むものとする。 Note that a configuration for frequency-converting a received signal received by an antenna into an IF signal (I signal and Q signal) is a well-known configuration and will not be described. In addition, the following description demonstrates the case where AM radio broadcast is received. Therefore, it is assumed that the AM signal is selected in the front end (not shown) provided on the upstream side (antenna side). That is, the IF signal S1 (I signal and Q signal) in FIG. 1 includes only the AM signal.

周波数変換部００は、ＩＦ信号Ｓ１の中心周波数を一定の周波数に合わせて出力する。例えば、周波数変換部００は、様々な周波数帯域のＩＦ信号に対して中心周波数が０となるように、周波数帯域をシフトさせる。遅延部１０は、周波数変換部００により周波数が変換されたＩＦ信号Ｓ００（Ｉ）、Ｓ００（Ｑ）を遅延させて出力する。具体的には、遅延部１０は、後述するノイズ検出及びノイズ解析に要する時間に相当する時間だけＩＦ信号Ｓ００を遅延させる。遅延部８０は、ノイズ解析に要する時間に相当する時間だけノイズ検出信号Ｓ５０を遅延させる。これにより、遅延部１０からＩＦ補間処理部２０及びＭｕｔｅ処理部３０に入力されるＩＦ信号Ｓ１０の遅延時間と、遅延部８０からＩＦ補間処理部２０及びＭｕｔｅ処理部３０に入力されるノイズ検出信号の遅延時間とが一致する。 The frequency conversion unit 00 outputs the IF signal S1 with the center frequency adjusted to a constant frequency. For example, the frequency conversion unit 00 shifts the frequency band so that the center frequency becomes 0 for IF signals in various frequency bands. The delay unit 10 delays and outputs the IF signals S00 (I) and S00 (Q) whose frequencies have been converted by the frequency conversion unit 00. Specifically, the delay unit 10 delays the IF signal S00 by a time corresponding to a time required for noise detection and noise analysis described later. The delay unit 80 delays the noise detection signal S50 by a time corresponding to the time required for noise analysis. Accordingly, the delay time of the IF signal S10 input from the delay unit 10 to the IF interpolation processing unit 20 and the mute processing unit 30, and the noise detection signal input from the delay unit 80 to the IF interpolation processing unit 20 and the mute processing unit 30. The delay time of

ＩＦ補間処理部２０には、遅延したＩＦ信号Ｓ１０が入力される。ＩＦ補間処理部２０は、ノイズ検出信号Ｓ５０を遅延させた信号に基づいて入力されたＩＦ信号Ｓ１０を補間処理し、ＩＦ補間処理出力信号Ｓ２０をＭＵＸ７０に対して出力する。なお、ＩＦ補間処理部２０は、図１０に示した処理を実装してもよいし、特許文献２において提案されている構成で実装してもよい。Ｍｕｔｅ処理部３０は、遅延したＩＦ信号Ｓ１０が入力され、ノイズ検出信号Ｓ５０を遅延させた信号に基づいて、ＩＦ信号Ｓ１０の振幅を抑えるＭｕｔｅ処理を実行する。そして、Ｍｕｔｅ処理部３０は、Ｍｕｔｅ処理出力信号Ｓ３０をＭＵＸ７０に対して出力する。 The IF interpolation processor 20 receives the delayed IF signal S10. The IF interpolation processing unit 20 performs interpolation processing on the input IF signal S10 based on the signal obtained by delaying the noise detection signal S50, and outputs an IF interpolation processing output signal S20 to the MUX 70. Note that the IF interpolation processing unit 20 may be implemented with the processing shown in FIG. 10 or with the configuration proposed in Patent Document 2. The mute processing unit 30 receives the delayed IF signal S10 and executes a mute process for suppressing the amplitude of the IF signal S10 based on a signal obtained by delaying the noise detection signal S50. Then, the mute processing unit 30 outputs a mute processing output signal S30 to the MUX 70.

位相変化量検出部４０は、ＩＦ信号Ｓ００（Ｉ）とＩＦ信号Ｓ００（Ｑ）から位相変化量Δθを算出し、位相変化量検出信号Ｓ４０を出力する。ノイズ検出部５０は、位相変化量検出信号Ｓ４０に基づいて、ＩＦ信号Ｓ１に重畳したノイズを検出し、ノイズ検出信号Ｓ５０を出力する。ノイズ解析部６０は、ノイズ検出信号Ｓ５０を解析して、ノイズ処理選択信号Ｓ６０を出力する。具体的には、ノイズ重畳期間が予め設定した所定期間Ｔ１（第１の所定期間）よりも短い場合、当該ノイズはパルス性ノイズであると判定する。一方、ノイズ重畳期間が所定期間Ｔ１よりも長い場合、当該ノイズは混信状態により生じた妨害ノイズであると判定する。このとき、所定期間Ｔ１は、パルス性ノイズの重畳期間以上、妨害ノイズの重畳期間以下とすることが好ましい。例えば、所定期間Ｔ１をパルス性ノイズがＩＦ信号に重畳する期間として想定される最長期間とする。 The phase change amount detection unit 40 calculates a phase change amount Δθ from the IF signal S00 (I) and the IF signal S00 (Q), and outputs a phase change amount detection signal S40. Based on the phase change detection signal S40, the noise detection unit 50 detects noise superimposed on the IF signal S1, and outputs a noise detection signal S50. The noise analysis unit 60 analyzes the noise detection signal S50 and outputs a noise processing selection signal S60. Specifically, when the noise superposition period is shorter than a predetermined period T1 (first predetermined period), the noise is determined to be pulse noise. On the other hand, when the noise superposition period is longer than the predetermined period T1, it is determined that the noise is interference noise caused by the interference state. At this time, it is preferable that the predetermined period T1 is not less than the pulse noise superimposition period and not more than the interference noise superposition period. For example, the predetermined period T1 is the longest period assumed as a period in which the pulse noise is superimposed on the IF signal.

ＭＵＸ７０は、ノイズ解析部６０が出力したノイズ処理選択信号Ｓ６０に基づいて、ＩＦ補間処理出力信号Ｓ２０とＭｕｔｅ処理出力信号Ｓ３０のいずれか一方を選択し、出力する。ＡＭ帯域制限フィルタ９０は、ＭＵＸ７０が選択したＩＦ信号Ｓ７０から所望の周波数帯域のＩＦ信号を通過させる。検波部１００は、ＡＭ帯域制限フィルタ９０を通過したＩＦ信号を音声信号Ｓ１００に変換して出力する。 The MUX 70 selects and outputs either the IF interpolation processing output signal S20 or the mute processing output signal S30 based on the noise processing selection signal S60 output by the noise analysis unit 60. The AM band limiting filter 90 passes an IF signal in a desired frequency band from the IF signal S70 selected by the MUX 70. The detection unit 100 converts the IF signal that has passed through the AM band limiting filter 90 into an audio signal S100 and outputs it.

図２に位相変化量検出部４０の詳細な構成を示す。位相変化量検出部４０は、除算部４０１、Ｔａｎ^−１処理部４０２、位相角偏移抽出部４０３を有する。除算部４０１は、ＩＦ信号Ｓ００（Ｉ）でＩＦ信号Ｓ００（Ｑ）を除算する。言い換えると、除算部４０１は、入力されたＱ信号をＩ信号で除算する。Ｔａｎ^−１処理部４０２は、除算部４０１の除算結果を用いてＴａｎ^−１（Ｑ／Ｉ）の演算を行う。これによって、Ｔａｎ^−１処理部４０２は、Ｉ信号とＱ信号の位相角θを算出する。位相角偏移抽出部４０３は、位相角θから位相角変化量Δθを算出し、位相変化量検出信号Ｓ４０を出力する。 FIG. 2 shows a detailed configuration of the phase change amount detection unit 40. The phase change amount detection unit 40 includes a division unit 401, a Tan- ¹ processing unit 402, and a phase angle shift extraction unit 403. Division unit 401 divides IF signal S00 (Q) by IF signal S00 (I). In other words, the division unit 401 divides the input Q signal by the I signal. The Tan ⁻¹ processing unit 402 calculates Tan ⁻¹ (Q / I) using the division result of the division unit 401. As a result, the Tan- ¹ processing unit 402 calculates the phase angle θ between the I signal and the Q signal. The phase angle shift extraction unit 403 calculates a phase angle change amount Δθ from the phase angle θ and outputs a phase change amount detection signal S40.

図３及び図４を用いてノイズ解析部６０の詳細な構成及び動作を説明する。図３はノイズ解析部６０の構成を示す図である。ノイズ解析部６０は、エッジ検出部６００、時間カウンタ６０１、ＭＵＸ（マルチプレクサ）６０２、Ｄフリップフロップ６０３を有する。 A detailed configuration and operation of the noise analysis unit 60 will be described with reference to FIGS. 3 and 4. FIG. 3 is a diagram illustrating the configuration of the noise analysis unit 60. The noise analysis unit 60 includes an edge detection unit 600, a time counter 601, a MUX (multiplexer) 602, and a D flip-flop 603.

図４はノイズ検出信号Ｓ５０が所定期間Ｔ１よりも長い場合におけるノイズ解析部６０の動作を示す波形である。エッジ検出部６００は、図４（ａ）に示すノイズ検出信号Ｓ５０の立ち上がりエッジを検出する。そして、エッジ検出部６００は、図４（ｂ）に示すようにエッジ検出信号Ｓ６００を出力する。時間カウンタ６０１は、エッジ検出信号Ｓ６００のアクティブレベルをトリガとして、カウントを開始する。カウント値が予め設定された時間（例えば所定期間Ｔ１）に到達すると、図４（ｄ）に示すように時間カウンタ６０１は一致信号Ｓ６０１を出力する。 FIG. 4 is a waveform showing the operation of the noise analysis unit 60 when the noise detection signal S50 is longer than the predetermined period T1. The edge detection unit 600 detects the rising edge of the noise detection signal S50 shown in FIG. Then, the edge detection unit 600 outputs an edge detection signal S600 as shown in FIG. The time counter 601 starts counting using the active level of the edge detection signal S600 as a trigger. When the count value reaches a preset time (for example, a predetermined period T1), the time counter 601 outputs a coincidence signal S601 as shown in FIG.

ＭＵＸ６０２は、時間一致信号Ｓ６０１がアクティブレベルの場合、ノイズ検出信号Ｓ５０を選択する。図４（ａ）（ｄ）に示すように、時間一致信号Ｓ６０１がアクティブレベルとなっているとき、ノイズ検出信号Ｓ５０はＨｉｇｈレベルである。そのため、Ｄフリップフロップ６０３は、ノイズ処理選択信号Ｓ６０をＨｉｇｈレベルの信号に更新する。具体的には、Ｄフリップフロップ６０３は、ノイズ処理選択信号Ｓ６０がＨｉｇｈレベルである場合は、そのままのレベルを維持し、ノイズ処理選択信号Ｓ６０がＬｏｗレベルである場合は、ノイズ処理選択信号Ｓ６０をＨｉｇｈレベルに変化させる。 The MUX 602 selects the noise detection signal S50 when the time coincidence signal S601 is at the active level. As shown in FIGS. 4A and 4D, when the time coincidence signal S601 is at the active level, the noise detection signal S50 is at the high level. For this reason, the D flip-flop 603 updates the noise processing selection signal S60 to a high level signal. Specifically, the D flip-flop 603 maintains the level as it is when the noise processing selection signal S60 is at the high level, and the noise processing selection signal S60 when the noise processing selection signal S60 is at the low level. Change to High level.

一方、図４（ｄ）に示す時間一致信号Ｓ６０１がインアクティブレベルの場合、ＭＵＸ６０２はＤフリップフロップ６０３の出力信号Ｓ６０を選択する。Ｄフリップフロップ６０３は、入力されたＭＵＸ６０２からの出力信号をクロック毎に更新し、出力する。 On the other hand, when the time coincidence signal S601 shown in FIG. 4D is at the inactive level, the MUX 602 selects the output signal S60 of the D flip-flop 603. The D flip-flop 603 updates and outputs the input output signal from the MUX 602 for each clock.

なお、図示は省略するが、ノイズ検出信号Ｓ５０が所定期間Ｔ１よりも短い場合であって、時間一致信号Ｓ６０１がアクティブレベルとなると、信号一致信号Ｓ６０１がアクティブレベルのときのノイズ検出信号Ｓ５０はＬｏｗレベルである。そのため、Ｄフリップフロップ６０３は、ノイズ処理選択信号Ｓ６０としてＬｏｗレベルの信号を出力する。 Although illustration is omitted, when the noise detection signal S50 is shorter than the predetermined period T1 and the time coincidence signal S601 becomes active level, the noise detection signal S50 when the signal coincidence signal S601 is active level is low. Is a level. Therefore, the D flip-flop 603 outputs a low level signal as the noise processing selection signal S60.

続いて、本実施の形態にかかるラジオ受信機１の動作例について図５及び図６を参照して説明する。まず、ラジオ受信機１がＩＦ信号に重畳したパルス性ノイズを処理する動作について図５を用いて説明する。図５（ａ）（ｂ）に示すように、ＩＦ信号Ｓ００（Ｉ）、Ｓ００（Ｑ）には、区間ａ１においてパルス性ノイズが重畳している。なお、図５及び図６の波形は、縦軸が信号の振幅またはレベルを意味しており、横軸は時間を意味している。 Subsequently, an operation example of the radio receiver 1 according to the present embodiment will be described with reference to FIGS. 5 and 6. First, the operation in which the radio receiver 1 processes the pulse noise superimposed on the IF signal will be described with reference to FIG. As shown in FIGS. 5 (a) and 5 (b), pulse noise is superimposed on the IF signals S00 (I) and S00 (Q) in the section a1. 5 and 6, the vertical axis represents the signal amplitude or level, and the horizontal axis represents time.

ＡＭ信号のＩＦ信号は、通常の受信状態では周波数方向の変化はない。つまり、ＩＦ信号の位相は変化しない。そのため、位相変化量検出部４０による位相変化量の検出結果は実質的に０である。しかし、図５（ａ）（ｂ）に示すように区間ａ１にパルス性ノイズが重畳した場合、ノイズの重畳期間ではＩ信号及びＱ信号の位相が一定でなくなる。そのため、図５（ｃ）の位相変化量検出部４０の出力信号Ｓ４０は変化する。このとき、予め閾値を設定しておくことにより、位相変化量検出信号Ｓ４０が閾値を超えた区間をノイズ重畳区間とみなすことができる。したがって、ノイズ検出部５０は、図５（ｄ）に示すように、位相変化量検出信号Ｓ４０が閾値を超えた区間をアクティブレベルとするノイズ検出信号Ｓ５０を出力する。なお、当該閾値は要求するノイズ感度に応じて適宜設定される。 The IF signal of the AM signal does not change in the frequency direction in a normal reception state. That is, the phase of the IF signal does not change. Therefore, the detection result of the phase change amount by the phase change amount detection unit 40 is substantially zero. However, as shown in FIGS. 5A and 5B, when pulse noise is superimposed on the section a1, the phases of the I signal and the Q signal are not constant during the noise superposition period. Therefore, the output signal S40 of the phase change amount detection unit 40 in FIG. 5C changes. At this time, by setting a threshold value in advance, a section in which the phase change amount detection signal S40 exceeds the threshold value can be regarded as a noise superimposed section. Therefore, as shown in FIG. 5D, the noise detection unit 50 outputs a noise detection signal S50 having an active level in a section where the phase change amount detection signal S40 exceeds the threshold value. The threshold value is appropriately set according to the required noise sensitivity.

ＩＦ補間処理部２０及びＭｕｔｅ処理部３０は、ノイズ解析に要する時間、つまり所定時間Ｔ１と同じ時間だけノイズ検出信号Ｓ５０を遅延させた信号に基づいてノイズ除去処理を実行する。すなわち、ＩＦ補間処理部２０及びＭｕｔｅ処理部３０は、該ノイズ検出信号を遅延させた信号がアクティブになっている期間に、遅延部１０から送られた遅延されたＩ信号及びＱ信号に対してノイズ除去処理を実行する。 The IF interpolation processing unit 20 and the mute processing unit 30 perform noise removal processing based on a signal required for noise analysis, that is, a signal obtained by delaying the noise detection signal S50 by the same time as the predetermined time T1. That is, the IF interpolation processing unit 20 and the mute processing unit 30 perform the processing for the delayed I signal and Q signal sent from the delay unit 10 during the period when the signal obtained by delaying the noise detection signal is active. Perform noise removal processing.

一方、ノイズ解析部６０は、ノイズ検出信号Ｓ５０のアクティブレベル期間が所定期間Ｔ１よりも短いため、当該ノイズはパルス性ノイズであると判定する。そして、ノイズ解析部６０は、Ｌｏｗレベルのノイズ処理選択信号Ｓ６０を出力する（図５（ｅ）参照）。 On the other hand, the noise analysis unit 60 determines that the noise is pulse noise because the active level period of the noise detection signal S50 is shorter than the predetermined period T1. Then, the noise analysis unit 60 outputs a low-level noise processing selection signal S60 (see FIG. 5E).

ＭＵＸ７０は、ノイズ解析部６０から供給されたノイズ解析信号Ｓ６０がＬｏｗレベルであるため、ノイズ処理方法としてＩＦ補間処理を選択する。つまり、ＭＵＸ７０は、ＩＦ補間処理部２０によってノイズ除去処理が行われたＩＦ信号Ｓ２０を選択する（図５（ｆ）参照）。当該ＩＦ信号は、ＡＭ帯域制限フィルタ９０を通過する。これにより、高周波成分が除去される。ＡＭ検波部１００は、ＡＭ周波数帯域のＩＦ信号を検波し、図５（ｇ）に示すＡＭ検波信号Ｓ１００を出力する。 Since the noise analysis signal S60 supplied from the noise analysis unit 60 is at the low level, the MUX 70 selects IF interpolation processing as the noise processing method. That is, the MUX 70 selects the IF signal S20 that has been subjected to noise removal processing by the IF interpolation processing unit 20 (see FIG. 5F). The IF signal passes through the AM band limiting filter 90. Thereby, a high frequency component is removed. The AM detection unit 100 detects the IF signal in the AM frequency band and outputs an AM detection signal S100 shown in FIG. 5 (g).

なお、上述したように、ＩＦ信号に重畳したパルス性ノイズは、ＡＭ帯域制限フィルタ９０を通過する前に、ノイズ解析部６０によって処理される。そのため、パルス性ノイズが時間的に（図４の横軸方向に）拡張される前に、ノイズ解析部６０が処理可能である。その結果、パルス性ノイズを短い時間（例えば数十〜数百μｓ程度）で定義できるため、ノイズ解析部６０はパルス性ノイズであると容易に判定することができる。さらに、パルス性ノイズの影響が広がる前にノイズを除去するため、より歪みの少ないＡＭ検波信号を得ることができる。 As described above, the pulse noise superimposed on the IF signal is processed by the noise analysis unit 60 before passing through the AM band limiting filter 90. Therefore, the noise analysis unit 60 can process before the pulse noise is expanded in time (in the horizontal axis direction in FIG. 4). As a result, since the pulse noise can be defined in a short time (for example, about several tens to several hundred μs), the noise analysis unit 60 can easily determine that the noise is pulse noise. Furthermore, since noise is removed before the influence of pulse noise is widened, an AM detection signal with less distortion can be obtained.

次に、ラジオ受信機１がＩＦ信号に重畳した妨害ノイズを処理する動作について図６を用いて説明する。図６（ａ）（ｂ）に示すＩＦ信号Ｓ００（Ｉ）、Ｓ００（Ｑ）には、区間ａ２において混信状態により生じた妨害ノイズが重畳している。 Next, an operation in which the radio receiver 1 processes the interference noise superimposed on the IF signal will be described with reference to FIG. Interference noise generated due to interference in the interval a2 is superimposed on the IF signals S00 (I) and S00 (Q) shown in FIGS. 6 (a) and 6 (b).

妨害ノイズが重畳することにより、ＩＦ信号の位相は一定でなくなる。そのため、位相変化量検出部４０は、ＩＦ信号Ｓ００（Ｉ）、Ｓ００（Ｑ）の位相変化量を検出し、図６（ｃ）に示す位相変化量検出信号Ｓ４０を出力する。図６（ｃ）において、位相変化量検出信号Ｓ４０は、区間ａ２において常に閾値（破線）を超えている。そのため、ノイズ検出部５０は、図６（ｄ）に示すように、区間ａ２がアクティブレベルとなるノイズ検出信号Ｓ５０を出力する。 When the interference noise is superimposed, the phase of the IF signal is not constant. Therefore, the phase change amount detection unit 40 detects the phase change amounts of the IF signals S00 (I) and S00 (Q), and outputs a phase change amount detection signal S40 shown in FIG. In FIG. 6C, the phase change amount detection signal S40 always exceeds the threshold value (broken line) in the section a2. Therefore, as illustrated in FIG. 6D, the noise detection unit 50 outputs a noise detection signal S50 in which the section a2 is at the active level.

ノイズ解析部６０は、ノイズ検出信号Ｓ５０のアクティブレベルの期間が所定期間Ｔ１よりも長いため、当該ノイズは妨害ノイズであると判定する。そして、図６（ｅ）に示すように、ノイズ解析部６０は、Ｈｉｇｈレベルのノイズ処理選択信号Ｓ６０を出力する。 Since the period of the active level of the noise detection signal S50 is longer than the predetermined period T1, the noise analysis unit 60 determines that the noise is interference noise. Then, as shown in FIG. 6E, the noise analysis unit 60 outputs a high-level noise processing selection signal S60.

ＭＵＸ７０は、ノイズ解析部６０から供給されたノイズ解析信号Ｓ６０がＨｉｇｈレベルであるため、ノイズ処理方法としてＭｕｔｅ処理を選択する。つまり、マルチプレクサ７０は、図６（ｆ）に示すＭｕｔｅ処理部３０によって、ノイズ除去処理が行われたＩＦ信号Ｓ３０を選択する。当該ＩＦ信号は、ＡＭ帯域制限フィルタ９０を通過する。ＡＭ検波部１００は、ＡＭ周波数帯域のＩＦ信号を検波し、図６（ｇ）のＡＭ検波信号Ｓ１００を出力する。 Since the noise analysis signal S60 supplied from the noise analysis unit 60 is at a high level, the MUX 70 selects the Mute process as the noise processing method. That is, the multiplexer 70 selects the IF signal S30 on which the noise removal processing has been performed by the mute processing unit 30 illustrated in FIG. The IF signal passes through the AM band limiting filter 90. The AM detection unit 100 detects the IF signal in the AM frequency band and outputs the AM detection signal S100 in FIG. 6 (g).

このように、本実施の形態にかかるラジオ受信機１によれば、位相変化量検出部４０がノイズが重畳したＩＦ信号（Ｉ信号及びＱ信号）の位相変化量を検出し、ノイズ検出部５０が位相変化量に基づいてノイズの重畳期間を検出している。そのため、ノイズ検出部５０はノイズの重畳期間を正確に検出することができる。その結果、急激なレベル変動を伴う妨害ノイズであっても、ノイズ解析部６０がノイズの重畳期間に基づいてパルス性ノイズであるか妨害ノイズであるかを正確に判定できる。そして、ノイズ処理は、遅延部１０によって遅延したＩＦ信号に対して行われるため、ノイズの状態に応じて適切なノイズ処理が施されたＩＦ信号が出力される。したがって、ラジオ受信機１は、ノイズの状態に応じて適切なノイズ処理方法を選択し、ノイズ除去を行うことができる。 Thus, according to the radio receiver 1 according to the present embodiment, the phase change amount detection unit 40 detects the phase change amount of the IF signal (I signal and Q signal) on which noise is superimposed, and the noise detection unit 50. Detects the noise superposition period based on the phase change amount. Therefore, the noise detection unit 50 can accurately detect the noise superposition period. As a result, even if the interference noise is accompanied by a sudden level fluctuation, the noise analysis unit 60 can accurately determine whether it is pulse noise or interference noise based on the noise superposition period. Since the noise processing is performed on the IF signal delayed by the delay unit 10, an IF signal subjected to appropriate noise processing according to the noise state is output. Therefore, the radio receiver 1 can perform noise removal by selecting an appropriate noise processing method according to the noise state.

実施の形態２
本発明にかかる実施の形態２について説明する。本実施の形態にかかるラジオ受信機２の構成例を図７に示す。ラジオ受信機２は、位相変化量検出部４０が出力する位相変化量検出信号Ｓ４０が、ノイズ検出部５０に加えてノイズ解析部６０にも供給される構成となっている。なお、その他の構成についてはラジオ受信機１と同様であるため、説明を省略する。 Embodiment 2
A second embodiment according to the present invention will be described. A configuration example of the radio receiver 2 according to the present embodiment is shown in FIG. The radio receiver 2 is configured such that the phase change detection signal S40 output from the phase change detection unit 40 is supplied to the noise analysis unit 60 in addition to the noise detection unit 50. Since the other configuration is the same as that of the radio receiver 1, the description thereof is omitted.

次に、図８を用いてノイズ解析部６０の詳細な構成について説明する。ノイズ解析部６０は、エッジ検出部６００、時間カウンタ６０１、ＭＵＸ６０２、Ｄフリップフロップ６０３に加えて、周波数判定部６０４を有する。なお、エッジ検出部６００、時間カウンタ６０１、ＭＵＸ６０２、Ｄフリップフロップ６０３の動作は、図３及び図４において説明した動作と同様であるため、説明を省略する。 Next, a detailed configuration of the noise analysis unit 60 will be described with reference to FIG. The noise analysis unit 60 includes a frequency determination unit 604 in addition to the edge detection unit 600, the time counter 601, the MUX 602, and the D flip-flop 603. The operations of the edge detection unit 600, the time counter 601, the MUX 602, and the D flip-flop 603 are the same as the operations described with reference to FIGS.

周波数判定部６０４には、位相変化量検出信号Ｓ４０が入力される。周波数判定部６０４は、所定期間Ｔ２（第２の所定期間）における位相変化量をサンプリングする。そして、サンプリングされた位相変化量が所定の値付近に分布している場合、周波数判定部６０４は、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力する。つまり、周波数判定部６０４は、重畳したノイズが妨害ノイズであると判定する。なお、所定期間Ｔ２は、サンプリングするための期間であるため、少なくとも所定期間Ｔ１と同程度であるか所定期間Ｔ１よりも長い期間であることが好ましい。 The frequency determination unit 604 receives the phase change amount detection signal S40. The frequency determination unit 604 samples the phase change amount in the predetermined period T2 (second predetermined period). When the sampled phase change amounts are distributed around a predetermined value, the frequency determination unit 604 outputs a high level signal. That is, the frequency determination unit 604 determines that the superimposed noise is interference noise. Note that the predetermined period T2 is a period for sampling, and is preferably at least as long as the predetermined period T1 or longer than the predetermined period T1.

ここで、周波数判定部６０４の判定原理について説明する。位相変化量検出部４０が出力する位相変化量検出信号Ｓ４０の出力レベルの大きさは、位相変化量の大きさと比例関係となる。一方、日本ではＡＭ放送局に割り当てられる周波数が９ｋＨｚステップとなっている。そのため、例えば、ＩＦ信号に＋９ｋＨｚ側の隣接妨害ノイズが重畳した場合、隣接妨害ノイズ重畳区間において位相変化量は＋９ｋＨｚに相当する値を出力する。このとき、ＩＦ信号と離調周波数（＋９ｋＨｚ）における信号との混信によって検出される位相変化量検出信号Ｓ４０の大きさをＨとすると、＋１８ｋＨｚ離調での位相変化量検出信号Ｓ４０の大きさはＨ×２となる。この特徴を利用することによって、サンプリングされたノイズ重畳区間の位相変化量検出信号Ｓ４０の大きさがＨのＮ（整数）倍付近に分布している場合、周波数判定部６０４は、重畳したノイズが隣接妨害波であると判別できる。 Here, the determination principle of the frequency determination unit 604 will be described. The magnitude of the output level of the phase change detection signal S40 output from the phase change detection unit 40 is proportional to the magnitude of the phase change. On the other hand, in Japan, the frequency allocated to AM broadcast stations is 9 kHz steps. Therefore, for example, when adjacent interference noise on the +9 kHz side is superimposed on the IF signal, the phase change amount outputs a value corresponding to +9 kHz in the adjacent interference noise overlapping section. At this time, if the magnitude of the phase change detection signal S40 detected by interference between the IF signal and the signal at the detuning frequency (+9 kHz) is H, the magnitude of the phase change detection signal S40 at +18 kHz detuning is H × 2. By utilizing this feature, when the magnitude of the phase change amount detection signal S40 in the sampled noise superimposition section is distributed near N (integer) times H, the frequency determination unit 604 causes the superimposed noise to be detected. It can be determined that it is an adjacent interference wave.

したがって、周波数判定部６０４は、ノイズ検出から所定期間Ｔ２、位相変化量をサンプリングし９ｋＨｚ×Ｎに相当する値（所定の値）の分布によってＩＦ信号に重畳したノイズがパルス性ノイズか隣接妨害ノイズかを判断することが可能となる。 Accordingly, the frequency determination unit 604 samples the phase change amount for a predetermined period T2 from the noise detection, and the noise superimposed on the IF signal by the distribution of the value corresponding to 9 kHz × N (predetermined value) is pulse noise or adjacent interference noise. It becomes possible to judge whether.

なお、サンプリングされた位相変化量が所定の値付近に分布しているか否かの判定は、全サンプル点のうちどの程度の割合のサンプル点が位相変化量がＨ×Ｎとなる値付近に分布しているか否かにより判断する。例えば、全サンプル点の９割以上のサンプル点が、位相変化量Ｈの±５％以内（０．９５×Ｈ〜１．０５×Ｈ）の範囲に入っている場合に、周波数判定部６０４は、所定の値付近にサンプリングされた位相変化量が分布していると判定する。 Whether or not the sampled phase change amount is distributed in the vicinity of a predetermined value is determined by determining what percentage of the sample points out of all the sample points are distributed in the vicinity of the value at which the phase change amount is H × N. Judgment based on whether or not For example, when 90% or more of the sample points of all the sample points are within a range of ± 5% of the phase change amount H (0.95 × H to 1.05 × H), the frequency determination unit 604 Then, it is determined that the sampled phase change amount is distributed in the vicinity of the predetermined value.

図９を用いて、周波数判定部６０４の動作について詳細に説明する。図９は（ｃ）に示す区間ａ３に隣接妨害波が重畳した時のノイズ解析部６０の動作を示す。ノイズ検出部５０がノイズを検出し、図９（ａ）に示すノイズ検出信号Ｓ５０を出力する。エッジ検出部６００は、ノイズ検出信号Ｓ５０の立ち上がりエッジを検出し、図９（ｂ）に示すエッジ検出信号Ｓ６００をアクティブレベルにする。 The operation of the frequency determination unit 604 will be described in detail with reference to FIG. FIG. 9 shows the operation of the noise analysis unit 60 when the adjacent interference wave is superimposed on the section a3 shown in (c). The noise detection unit 50 detects noise and outputs a noise detection signal S50 shown in FIG. The edge detection unit 600 detects the rising edge of the noise detection signal S50 and sets the edge detection signal S600 shown in FIG. 9B to an active level.

周波数判定部６０４は、エッジ検出信号Ｓ６００がアクティブレベルとなると、所定期間Ｔ２サンプリングを行う。例えば、図９（ｃ）の位相変化量検出信号Ｓ４０の破線の範囲を位相変化量Ｈの±５％以内とすると、所定期間Ｔ２においてサンプリングされた位相変化量検出信号Ｓ４０の大きさがＨ付近に分布している。そのため、周波数判定部６０４は、図９（ｄ）に示す周波数判定信号Ｓ６０４をＨｉｇｈレベルにする。 When the edge detection signal S600 becomes an active level, the frequency determination unit 604 performs T2 sampling for a predetermined period. For example, if the range of the broken line of the phase change amount detection signal S40 in FIG. 9C is within ± 5% of the phase change amount H, the magnitude of the phase change amount detection signal S40 sampled in the predetermined period T2 is near H. Is distributed. Therefore, the frequency determination unit 604 sets the frequency determination signal S604 illustrated in FIG. 9D to a high level.

時間カウンタ６０１は、周波数判定部６０４によるサンプリングの開始から、周波数判定信号Ｓ６０４を出力するまでの期間をカウントするように予め設定されている。図９（ｅ）に示す時間カウンタ６０１のカウント値が最大値になると、アクティブレベルの時間一致信号Ｓ６０１（図９（ｆ）参照）がＭＵＸ６０２に入力される。ＭＵＸ６０２は、周波数判定部６０４が出力する周波数判定信号Ｓ６０４（図９（ｄ）参照）を選択する。一方、時間一致信号Ｓ６０１がインアクティブレベルの場合、ＭＵＸ６０２は、Ｄフリップフロップ６０３が出力するノイズ処理選択信号Ｓ６０（図９（ｇ）参照）を選択する。Ｄフリップフロップ６０３は、ＭＵＸ６０２が選択した信号が入力され、クロック毎にノイズ処理選択信号Ｓ６０を更新する。 The time counter 601 is set in advance so as to count a period from the start of sampling by the frequency determination unit 604 to the output of the frequency determination signal S604. When the count value of the time counter 601 shown in FIG. 9E reaches the maximum value, an active level time coincidence signal S601 (see FIG. 9F) is input to the MUX 602. The MUX 602 selects the frequency determination signal S604 (see FIG. 9D) output from the frequency determination unit 604. On the other hand, when the time coincidence signal S601 is at the inactive level, the MUX 602 selects the noise processing selection signal S60 (see FIG. 9G) output from the D flip-flop 603. The D flip-flop 603 receives the signal selected by the MUX 602 and updates the noise processing selection signal S60 every clock.

このように、本実施の形態にかかるラジオ受信機２によれば、ノイズ解析部６０が周波数判定部６０４を有している。そのため、ノイズ解析部６０は、ＩＦ信号に重畳したノイズの重畳期間だけでなく、ノイズが重畳している期間の位相変化量の分布に基づいてノイズの状態を判定することができる。つまり、ノイズの重畳期間が所定期間Ｔ２以上であり、かつ、所定期間Ｔ２における位相変化量がＨ×Ｎ付近に分布している場合に、ノイズ解析部６０は、当該ノイズが隣接妨害ノイズであると判定する。したがって、重畳したノイズがパルス性ノイズであるか隣接妨害ノイズであるかを精度良く判定することができる。 Thus, according to the radio receiver 2 according to the present embodiment, the noise analysis unit 60 has the frequency determination unit 604. Therefore, the noise analysis unit 60 can determine the noise state based not only on the noise superimposition period superimposed on the IF signal but also on the phase change amount distribution during the period in which the noise is superimposed. That is, when the noise superposition period is equal to or longer than the predetermined period T2 and the phase change amount in the predetermined period T2 is distributed in the vicinity of H × N, the noise analysis unit 60 indicates that the noise is adjacent interference noise. Is determined. Therefore, it can be accurately determined whether the superimposed noise is pulse noise or adjacent interference noise.

なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更及び組み合わせをすることが可能である。例えば、所定期間Ｔ１及びＴ２は、上述の期間に限られたものではない。実施の形態２においては、ノイズの重畳期間が所定期間Ｔ１以上であり、かつ、所定時間Ｔ１とは異なる所定期間Ｔ２における位相変化量がＨ×Ｎ付近に分布している場合に、ノイズ解析部６０は、重畳したノイズが隣接妨害ノイズであると判定してもよい。さらに、各処理部の信号レベル（Ｈｉｇｈ若しくはＬｏｗ、またはアクティブ若しくはインアクティブ）は、上記の実施の形態に限られたものではない。対応する信号レベルを反転させても、本発明を実施することができる。加えて、ノイズ処理方法は、実施の形態で用いた線形補間やＭｕｔｅ処理に限られるものではない。 The present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be appropriately changed and combined without departing from the spirit of the present invention. For example, the predetermined periods T1 and T2 are not limited to the above-described period. In the second embodiment, when the noise superposition period is equal to or longer than the predetermined period T1 and the phase change amount in the predetermined period T2 different from the predetermined time T1 is distributed in the vicinity of H × N, the noise analysis unit 60 may determine that the superimposed noise is adjacent interference noise. Furthermore, the signal level (High or Low, or active or inactive) of each processing unit is not limited to the above embodiment. The present invention can also be implemented by inverting the corresponding signal level. In addition, the noise processing method is not limited to the linear interpolation and mute processing used in the embodiment.

１、２ラジオ受信機
００周波数変換部
１０、８０遅延部
２０ＩＦ補間処理部
３０Ｍｕｔｅ処理部
４０位相変化量検出部
５０ノイズ検出部
６０ノイズ解析部
７０ＭＵＸ（マルチプレクサ）
９０ＡＭ帯域制限フィルタ
１００検波部
１０５ＡＤＣ回路
１０６ＤＤＣ回路
１１０ＡＭ検波回路
１１１オーディオ処理回路
２００ノイズ検出回路
２１０ Δθ演算回路
２３０Ａｂｓ回路
２４０ピーク検出回路
４０１除算部
４０２Ｔａｎ^−１処理部
４０３位相角偏移抽出部
４１０混信検出回路
４２０選択回路
６００エッジ検出部
６０１時間カウンタ
６０２ＭＵＸ（マルチプレクサ）
６０３Ｄフリップフロップ
６０４周波数判定部 1, 2 Radio receiver 00 Frequency conversion unit 10, 80 Delay unit 20 IF interpolation processing unit 30 Mute processing unit 40 Phase change amount detection unit 50 Noise detection unit 60 Noise analysis unit 70 MUX (multiplexer)
90 AM band limiting filter 100 Detection unit 105 ADC circuit 106 DDC circuit 110 AM detection circuit 111 Audio processing circuit 200 Noise detection circuit 210 Δθ operation circuit 230 Abs circuit 240 Peak detection circuit 401 Division unit 402 Tan ⁻¹ processing unit 403 Phase angle deviation Transfer / extraction unit 410 Interference detection circuit 420 Selection circuit 600 Edge detection unit 601 Time counter 602 MUX (multiplexer)
603 D flip-flop 604 frequency determination unit

Claims

受信したＡＭ信号から生成されたＩＦ信号の位相変化量を検出する位相変化量検出手段と、
前記位相変化量検出手段が検出した位相数変化量に基づいて、前記ＩＦ信号にノイズが重畳しているか否かを判定するノイズ検出手段と、
前記ノイズ検出手段により前記ノイズが重畳していると判定された場合、前記ノイズの重畳期間に基づいてパルス性ノイズか否かを判定し、当該判定結果に応じた処理方法を選択するノイズ処理選択手段と、
を備えるラジオ受信機。 Phase change amount detection means for detecting the phase change amount of the IF signal generated from the received AM signal;
Noise detection means for determining whether noise is superimposed on the IF signal based on the phase number change amount detected by the phase change amount detection means;
When it is determined by the noise detection means that the noise is superimposed, it is determined whether or not the noise is pulsed noise based on the noise superposition period, and a noise processing selection is performed that selects a processing method according to the determination result Means,
With radio receiver.

前記ノイズ処理選択手段は、前記ノイズの重畳期間が予め設定した第１の所定期間よりも長い場合、当該ノイズはパルス性ノイズでないと判定し、当該ノイズの処理方法としてＭｕｔｅ処理を選択する請求項１に記載のラジオ受信機。 The noise processing selection means determines that the noise is not pulse noise when the noise superposition period is longer than a first predetermined period, and selects mute processing as the noise processing method. The radio receiver according to 1.

前記ノイズ処理選択手段は、前記ノイズの重畳期間が前記第１の所定期間よりも短い場合、当該ノイズはパルス性ノイズであると判定し、当該ノイズの処理方法として補間処理を選択する請求項２に記載のラジオ受信機。 The noise processing selection unit determines that the noise is pulse noise when the noise superposition period is shorter than the first predetermined period, and selects interpolation processing as the noise processing method. Radio receiver as described in.

前記ノイズ処理選択手段は、前記ノイズの重畳期間に加えて、前記位相変化量検出手段が検出した位相変化量の第２の所定期間内の分布に基づいてパルス性ノイズか否かを判定し、当該判定結果に応じた処理方法を選択する請求項１〜３のいずれか一項に記載のラジオ受信機。 The noise processing selection means determines whether or not it is pulse noise based on a distribution within a second predetermined period of the phase change amount detected by the phase change amount detection means in addition to the noise superposition period, The radio receiver as described in any one of Claims 1-3 which selects the processing method according to the said determination result.

前記ノイズ処理選択手段は、前記ノイズの重畳期間が前記第１の所定期間よりも長い場合であって、前記第２の所定期間内の位相変化量が所定の値に分布している場合、当該ノイズはパルス性ノイズでないと判定し、当該ノイズ処理方法としてＭｕｔｅ処理を選択する請求項４に記載のラジオ受信機。 The noise processing selection means is when the noise superposition period is longer than the first predetermined period, and when the phase change amount in the second predetermined period is distributed to a predetermined value, The radio receiver according to claim 4, wherein the noise is determined not to be pulse noise and mute processing is selected as the noise processing method.

前記所定の値は、前記ＩＦ信号と離調周波数信号とが混信した場合に、前記位相変化量検出手段が検出する位相変化量の整数倍の値である請求項５に記載のラジオ受信機。 The radio receiver according to claim 5, wherein the predetermined value is a value that is an integral multiple of a phase change amount detected by the phase change amount detection means when the IF signal and the detuned frequency signal interfere with each other.

前記位相変化量検出手段は、前記ＩＦ信号のＩ信号とＱ信号の位相角を算出し、前記位相角の変化量に応じて、前記位相変化量を検出する請求項１〜６のいずれか一項に記載のラジオ受信機。 The phase change amount detection unit calculates a phase angle of the I signal and the Q signal of the IF signal, and detects the phase change amount according to the change amount of the phase angle. The radio receiver according to item.

前記ＩＦ信号を遅延させる遅延手段をさらに備え、
前記遅延手段は、前記ノイズ検出手段による前記ノイズが重畳しているか否かの判定処理及び前記ノイズ処理選択手段による前記ノイズがパルス性ノイズか否かの判定処理に要する時間に相当する時間だけ前記ＩＦ信号を遅延させ、
前記ノイズ処理選択手段により選択された処理方法によって、当該遅延させた前記ＩＦ信号を処理する請求項１〜７のいずれか一項に記載のラジオ受信機。 Delay means for delaying the IF signal;
The delay means is the time corresponding to the time required for the determination process of whether the noise is superimposed by the noise detection means and the determination process of whether the noise is pulse noise or not by the noise processing selection means. Delay the IF signal,
The radio receiver according to claim 1, wherein the delayed IF signal is processed by a processing method selected by the noise processing selection unit.

受信したＡＭ信号から生成されたＩＦ信号の位相変化量を検出し、
検出した位相数変化量に基づいて、前記ＩＦ信号にノイズが重畳しているか否かを判定し、
前記ノイズが重畳していると判定した場合、前記ノイズの重畳期間に基づいて当該ノイズがパルス性ノイズであるか否かを判定し、
当該判定結果に応じた処理方法を選択するラジオ受信方法。 Detect the phase change amount of the IF signal generated from the received AM signal,
Based on the detected phase number change amount, determine whether noise is superimposed on the IF signal,
When it is determined that the noise is superimposed, it is determined whether the noise is pulse noise based on the noise superposition period,
A radio reception method for selecting a processing method according to the determination result.

前記ノイズの重畳期間が予め設定した第１の所定期間よりも長い場合、当該ノイズはパルス性ノイズでないと判定し、
当該ノイズの処理方法としてＭｕｔｅ処理を選択する請求項９に記載のラジオ受信方法。 When the noise superposition period is longer than the first predetermined period set in advance, it is determined that the noise is not pulse noise,
The radio reception method according to claim 9, wherein mute processing is selected as the noise processing method.

前記ノイズの重畳期間が前記第１の所定期間よりも短い場合、当該ノイズはパルス性ノイズであると判定し、
当該ノイズの処理方法として補間処理を選択する請求項１０に記載のラジオ受信方法。 When the noise superposition period is shorter than the first predetermined period, it is determined that the noise is pulse noise,
The radio reception method according to claim 10, wherein interpolation processing is selected as the noise processing method.

前記ノイズの重畳期間に加えて、検出した位相変化量の第２の所定期間内の分布に基づいて当該ノイズがパルス性ノイズか否かを判定し、
当該判定結果に応じた処理方法を選択する請求項９〜１１のいずれか一項に記載のラジオ受信方法。 In addition to the noise superimposition period, it is determined whether or not the noise is pulse noise based on the distribution within the second predetermined period of the detected phase change amount,
The radio reception method according to any one of claims 9 to 11, wherein a processing method according to the determination result is selected.

前記ノイズの重畳期間が前記第１の所定期間よりも長い場合であって、前記第２の所定期間内の位相変化量が所定の値に分布している場合、当該ノイズはパルス性ノイズでないと判定し、
当該ノイズの処理方法としてＭｕｔｅ処理を選択する請求項１２に記載のラジオ受信方法。 When the noise superposition period is longer than the first predetermined period, and the phase change amount in the second predetermined period is distributed in a predetermined value, the noise is not pulse noise. Judgment,
The radio reception method according to claim 12, wherein mute processing is selected as the noise processing method.

前記所定の値は、前記ＩＦ信号と離調周波数信号とが混信した場合に、前記位相変化量検出手段が検出する位相変化量の整数倍の値である請求項１３に記載のラジオ受信方法。 The radio reception method according to claim 13, wherein the predetermined value is a value that is an integral multiple of the phase change amount detected by the phase change amount detection means when the IF signal and the detuned frequency signal interfere with each other.

前記ＩＦ信号のＩ信号とＱ信号の位相角を算出し、前記位相角の変化量に応じて、前記位相変化量を検出する請求項９〜１４のいずれか一項に記載のラジオ受信方法。 The radio reception method according to claim 9, wherein a phase angle between the I signal and the Q signal of the IF signal is calculated, and the phase change amount is detected according to the change amount of the phase angle.

前記ノイズが重畳しているか否かの判定処理及び前記ノイズがパルス性ノイズか否かの判定処理に要する時間に相当する時間だけ前記ＩＦ信号を遅延させ、
選択した処理方法によって、当該遅延させた前記ＩＦ信号を処理する請求項９〜１５のいずれか一項に記載のラジオ受信方法。 The IF signal is delayed by a time corresponding to the time required for the determination processing whether the noise is superimposed and the determination processing whether the noise is pulse noise,
The radio reception method according to claim 9, wherein the delayed IF signal is processed by a selected processing method.