JP2012095513A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】
負荷に応じて定電流又は定電圧出力となるＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】
パルス幅変調器によって出力電圧のフィードバック制御を行うスイッチング方式ＤＣ／ＤＣコンバータに、該ＤＣ／ＤＣコンバータから負荷に供給される出力電流に応じて、出力電流が規定値以上になると出力電圧を下げ、出力電流が規定値以下になると出力電圧を高くする手段を付加する。
【選択図】図１

Description

発明の詳細な説明

本発明は、入力直流電圧を変圧して出力するＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特にインダクタにエネルギーを蓄積して電圧変換を行うスイッチング方式非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

インダクタに誘導エネルギーを蓄えて電圧変換を行う非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータには昇圧型、降圧型、昇降圧型がある。

昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの従来の一般的構成を図５（ａ）に示す。図５において、５１は昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ、５２は直流電源、５３は負荷である。ＤＣ／ＤＣコンバータ５１は、パルス幅変調器５１１、（以下、ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）、トランジスタ５１２、インダクタ５１３、逆流防止ダイオード５１４、分圧用抵抗５１５と５１６、平滑用キャパシタ５１７から成る。

ＰＷＭ５１１はスイッチングコントローラ、あるいはＤＣ／ＤＣコントローラとも呼ばれる。その内部構成を図５（ｂ）に示す。図５（ｂ）において、５１ａは誤差増幅器、５１ｂは基準電圧源、５１ｃは三角波発生器、５１ｄはコンパレータ、５１ｅはＡＮＤゲートである。

図５（ａ）のＤＣ／ＤＣコンバータ５１は以下のように動作する。先ず、抵抗５１５と５１６によって分圧された出力電圧をＰＷＭ５１１内部の基準電圧源５１ｂの電圧（以下、基準電圧Ｖｒ）と比較する。もしＦＢ端子の電圧が基準電圧Ｖｒよりも低い場合にはトランジスタ５１２を駆動するパルス幅を広げ、より多くのエネルギーをインダクタ５１３に蓄える。次に、インダクタ５１３に蓄えられたエネルギーはトランジスタ５１２がオフの期間にダイオード５１４を介して出力に送られ、出力電圧を高くする。

逆に、ＰＷＭ５１１のＦＢ端子の電圧が基準電圧Ｖｒよりも高い場合は、トランジスタ５１２を駆動するパルス幅は狭くなり、インダクタ５１３に蓄えられるエネルギーは少なくなる。従って出力に送られるエネルギーも減り、出力電圧は低下する。

上述の動作説明から明らかなように、図５（ａ）のＤＣ／ＤＣコンバータ５１は入力直流電源５２の電圧や出力に接続される負荷５３には関係なく、出力電圧Ｖｏが、［数１］：

となるように出力をフィードバック制御する。ここで、Ｒ（５１５）とＲ（５１６）それぞれ抵抗５１５と５１６の抵抗値、ＶｒはＰＷＭ５１１内部の基準電圧である。

フィードバック制御されたＤＣ／ＤＣコンバータは入力電圧電源や負荷の値如何に拘わらず出力電圧を一定に保つ動作をするので、スイッチングレギュレータとも呼ばれる。このレギュレータはシリーズレギュレータよりもはるかに変換効率が高いので、直流電圧を変圧するのに広く用いられている。

ＤＣ／ＤＣコンバータは電力変換効率が高いため、直流電源の電圧を二次電池を充電するのにふさわしい電圧に変換する手段として好適である。しかしながら、従来の定電圧出力ＤＣ／ＤＣコンバータでは、充電される二次電池の電圧が低い場合には極めて大きな充電電流が流れ、二次電池の寿命を損ね、場合によっては発熱による破損を惹き起こす。又、ＤＣ／ＤＣコンバータも発熱し、焼損する場合もある。

上記問題を避けるため、二次電池の充電方式として、充電初期は定電流（ＣＣ：Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）で、充電が進行した後は定電圧（ＣＶ：Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｖｏｌｔａｇｅ）で充電するＣＣ／ＣＶ方式が推奨されている。

電圧変換手段としてＤＣ／ＤＣコンバータを用いてＣＣ／ＣＶ充電を行うには２つの方法がある。１つは、従来の定電圧出力ＤＣ／ＤＣコンバータにＣＣ／ＣＶ充電回路を接続する方法である。理に忠実なこの方法はコストが高く、また、ＣＣ回路の電力損失が大きくて充電効率が低い等の問題がある。

他の１つは、ＤＣ／ＤＣコンバータ自体を定電圧出力ではなく、負荷に応じてＣＣ／ＣＶ出力とする方法である。その試みが［特許文献１］と［特許文献２］に開陳されている。いずれの試みも出力電流と出力電圧が重み付け加算された電圧を帰還する方法であり、出力電流の増大に伴って出力電圧が直線的に下降する線型特性のためＣＣ／ＣＶ特性とは程遠い。

特開２００３−２３７４２７号公報 特開２００７−１８３７１４号公報

本発明は上記問題点を解決すべくなされたものであり、出力電流に対して出力電圧を非線型に変化させることによってＣＣ／ＣＶ出力特性のＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的としている。

ＤＣ／ＤＣコンバータをＣＣ／ＣＶ出力特性とするためには出力電流を検出し、出力電流がある規定値以上となった場合には定電流出力とし、規定電流以下では定電圧出力とすればよい。

請求項１に係る発明は、電流によって抵抗値が非線型に変化する電流制御非線型抵抗を用いて上記ＣＣ／ＣＶ出力特性のＤＣ／ＤＣコンバータを具現するものであり、その様式図を図１に示す。
図１において、１１はＣＣ／ＣＶ出力特性のＤＣ／ＤＣコンバータ、１２は直流電源、１３は負荷である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の基本構成と動作は図５（ａ）と同じであるが、図５（ａ）の抵抗５１５の代わりに電流制御非線型抵抗１１５が用いられている。

いま、電流制御非線型抵抗１１５の抵抗値Ｒ（１１５）を、［数２］：

とすると、出力電流Ｉ_ｏがしきい電流値Ｉ_ｔｈよりも低い場合には、出力電圧Ｖ_ｏは、［数３］：

となる。ここで、ＶｒはＰＷＭ１１１の内部基準電圧である。

一方、出力電流Ｉ_ｏがしきい電流Ｉ_ｔｈよりも大きい場合には、出力電圧Ｖ_ｏは、［数４］：

となる。

ここで、Ｒ（Ｉ_ｏ，Ｌ）＞Ｒ（Ｉ_ｏ，Ｍ）・・・・（５）
とすれば、出力電流Ｉ_ｏがしきい電流Ｉ_ｔｈよりも大きくなると、出力電圧Ｖ_ｏが低下し、出力電流Ｉ_ｏを下げる。逆に、出力電流Ｉ_ｏがしきい電流Ｉ_ｔｈよりも低いと出力電圧Ｖ_ｏが高くなり、出力電流を高くする。従って、Ｉ_ｏ＞Ｉ_ｔｈとなる負荷の場合にはＩ_ｏ＝Ｉ_ｔｈとなるようにＤＣ／ＤＣコンバータは定電流出力動作をする。

一方、負荷が軽くてＩ_ｏ＜Ｉ_ｔｈの場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖ_ｏは式（４）の定電圧出力となる。

請求項２に係る発明は、出力電流に応じてオン・オフする電流スイッチを用いてＣＣ／ＣＶ出力特性のＤＣ／ＤＣコンバータを具現するために成されたものであり、模式図を図２に示す。

図２において、２１はＤＣ／ＤＣコンバータ、２２は直流電圧源、２３は負荷である。ＤＣ／ＤＣコンバータ２１はＰＷＭ２１１、トランジスタ２１２、インダクタ２１３、逆流防止ダイオード２１４、分圧抵抗２１５と２１６、平滑キャパシタ２１７、電流制御スイッチ２１８、プルアップ抵抗２１９で構成されている。電流制御スイッチ２１８は電流検出端子１８ａと１８ｂ、出力端子１８ｃを備へ、出力電流Ｉ_ｏがしきい電流を越えると電流検出端子８１ｃの出力電圧を０（接地）にし、出力電流Ｉ_ｏがしきい電流以下の場合には出力端子を開放にする。

ＰＷＭ２１１の内部構成は図５（ｂ）と同じであり、ＦＢ端子の電圧がＰＷＭ２１１内部の基礎電圧Ｖｒと一致するように、トランジスタ２１２の駆動パルスのパルス幅を制御する。

出力電流Ｉｏがしきい電流Ｉ_ｔｈよりも低い場合には、ＰＷＭ２１１のＥＮ端子は“Ｈ”となり、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１は正常の動作をし、出力電圧Ｖ_ｏは、［数６］：

となるように電圧制御して、定電圧を出力する。ここで、Ｒ（２１５）とＲ（２１６）はそれぞれ抵抗２１５と２１６の抵抗値、ＶｒはＰＷＭ２１１の内部基準電圧である。

一方、出力電流Ｉ_ｏがしきい電流Ｉ_ｔｈよりも大きい場合は、電流制御スイッチ２１８の出力は０Ｖとなり、ＥＮ端子が“Ｌ”となるのでＰＷＭ２１１は動作を停止する。この時のＤＣ／ＤＣコンバータ２１の出力電圧Ｖ_ｏは、［数７］：

となる。ここで、Ｖ_ＩＮは直流電源２２の電圧、Ｖ_Ｄはダイオード２１４の順方向電圧降下である。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２１は昇圧型であるので、式（７）の電圧は式（６）の電圧よりも低い。従って、出力電流Ｉｏがしきい電流Ｉ_ｔｈよりも大きくなると出力電圧Ｖｏが下がり、出力電流Ｉ_ｏを下げる。出力電流Ｉ_ｏがしきい電流Ｉ_ｔｈよりも下がると、今度はＤＣ／ＤＣコンバータ２１は正常の動作をして出力電圧Ｖ_ｏを高くし、これによって出力電流Ｉ_ｏを大きくする。この一連の動作を高速で繰り返すことによって、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１は定電流を出力する。

なお、本発明手段は降圧型や昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータにも適応できることは明らかである。

以上述べたように、本発明によれば出力電流によって自動的にＤＣ／ＤＣコンバータを定電流又は定電圧動作させることができるので、本発明は二次電池の高速充電回路に極めて有効である。

以下、具体的な回路図によって本発明の実施形態を説明する。
なお、図１〜図５において、符号の最初の数字は図番、２番目の数字はブロック番号を示す、共通するブロックには同じ数字を符し、重複する説明を避ける。

第１実施形態

図３は本発明の第１の実施形態であって、電流制御非線型抵抗の一つの具体的な構成を示している。３１５がその電流制御非線型抵抗であり、電流検出抵抗３１５ａ、分圧抵抗３１５ｂと３１５ｃ、及びトランジスタ３１５ｄから成る。

出力電流Ｉ_ｏが、［数８］：

の場合は、トランジスタ３１５ｄはオフとなっている。ここで、Ｒ（３１５ａ）は抵抗３１５ａの抵抗値、Ｖ_ＢＥはトランジスタ３１５ｄのベース・エミッタ間のしきい電圧で通常０．５５〜０．６Ｖである。

トランジスタ３１５ｄがオフの状態での出力電圧Ｖ_ｏは、［数９］

となる。式（９）から明らかのように、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１は内部抵抗がＲ（３１５ａ）の定電圧源と見做すことができる。

一方、出力電流Ｉｏが、［数１０］：

の場合は、トランジスタ３１５ｄはオンとなり、抵抗３１５ｂを短絡する。この時、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１の出力電圧Ｖｏは、［数１１］：

となり、式（１０）の電圧よりも低くなる。

ここで、しきい電流Ｉ_ｔｈを、［数１２］：

とすると、出力電流Ｉ_ｏがＩ_ｔｈよりも大きくなるとＤＣ／ＤＣコンバータ３１の出力電圧Ｖ_ｏが低下するので出力電流Ｉ_ｏも低くなる。出力電流が低下してしきい電流Ｉ_ｔｈ以下になるとＤＣ／ＤＣコンバータ３１２の出力電圧Ｖ_ｏは高くなり、出力電流Ｉ_ｏを大きくする。この一連の動作を高速で繰り返すので、出力電流Ｉ_ｏはしきい電流Ｉ_ｔｈとなる。即ち、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１は定電流源となる。

図４は本発明の第２の実施形態であり、電流制御スイッチの一つの具体的な構成を示している。図４において、４１８が電流制御スイッチであり、電流制御スイッチ４１８は、電流検出抵抗４１８ｃ、基準電圧源４１８ｂ、コンパレータ４１８ａから成る。

ＤＣ／Ｄｃコンバータ４１は、出力電流Ｉｏが小さくて抵抗４１８ｃの端子間電圧が基準電圧源４１８ｂの電圧よりも低い場合はＰＷＭ４１１のＥＮ端子電圧が“Ｈ”となるので通常の昇圧動作を行う。この正常動作状態ではＤＣ／ＤＣコンバータ４１は抵抗４１８ｃを内部抵抗とする電圧源と見做すことができる。

一方、出力電流Ｉ_ｏがしきい電流Ｉｃ、［数１３］：

よりも大きい場合には、これまでの説明から明らかのように、ＤＣ／ＤＣコンバータは出力電流がＩｃの定電流源となる。ここで、Ｖｂは基準電圧源４１８ｂの電圧、Ｒ（４１８ｃ）は抵抗４１８ｃの抵抗値である。

以上述べた実施形態の電流制御非線型抵抗や電流制御スイッチを用いれば、昇圧型のみならず、降圧型や昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータも定電流／定電圧出力とすることができる。

電流制御非線型抵抗を用いるＤＣ／ＤＣコンバータの構成。 電流制御スイッチを用いるＤＣ／ＤＣコンバータの構成。 本発明の第１の実施形態の回路図。 本発明の第２の実施形態の回路図。 従来のＤＣ／ＤＣコンバータの回路図（ａ）とパルス幅変調器（ＰＷＭ）の内部構成（ｂ）。

１１、２１、３１、４１、５１：ＤＣ／ＤＣコンバータ
１２、２２、３２、４２、５２：直流電源
１３、２３、３３、４３、５３：負荷

Claims (2)

1. 出力電圧を分圧し、その分圧出力を基準電圧と比較してパルス幅変調を行うことによって該出力電圧を一定に保つスイッチング方式ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   該ＤＣ／ＤＣコンバータから負荷に供給される電流に応じて抵抗値が非線型に変化する電流制御非線型抵抗を該ＤＣ／ＤＣコンバータの出力分圧回路のハイサイド側に設けたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. パルス幅変調器をフィードバック制御に用いて定電圧を出力するスイッチング方式ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   該ＤＣ／ＤＣコンバータから負荷に流れる負荷電流を検出し、負荷電流が規定電流以上になると該ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を停止する手段を設けたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。

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