JP2012080696A - 充電システムおよび充電方法 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】充電制御回路150は、FET103、105をPWM制御方式でスイッチング制御して急速充電が可能なリチウム二次電池を含む電池パック21を充電する。充電制御回路は定電流充電においてスイッチング周波数を200KHzに設定し、定電流充電の末期近くにおいて400KHzに設定する。スイッチング周波数の切り換えは、周波数切換回路130は出力電圧が所定値に到達したときに生成した切換信号に基づいて行う。切換信号は、出力電圧のリップル電圧で電池パックの保護回路が動作しないように生成される。
【選択図】図2
Description
図1は、本実施の形態にかかるノートPC10の構成を示す概略の機能ブロック図である。図1において要素間を接続する太いラインは電力ラインを示し、細い線は信号ラインを示している。ノートPC10は、CPU11、メイン・メモリ13、ハードディスク・ドライブ(HDD)15、LCD17などがバス19に接続されている。これらの要素は本発明との関係では周知の機能を果たすだけであるため説明は省略する。バス19には、エンベデッド・コントローラ(EC)23が接続されている。
図2は、本実施の形態にかかる充電器100の構成を示す機能ブロック図で、図3は充電制御回路150の構成を示す機能ブロック図である。充電器100は、充電制御回路150、ハイサイドのFET103、ローサイドのFET105、インダクタ107、平滑コンデンサ109、電流電圧検出回路120、および周波数切換回路130で構成されている。充電器100は同期整流方式、PWM方式、定電流定電圧(CCCV)制御方式で電池パック21を充電する降圧型(ステップ・ダウン型)のDC/DCコンバータとして動作する。
MOS型のFETがオン/オフするときに発生する損失(以下、FET損失という。)としては、主として導通損失、ゲート充電損失、およびスイッチング損失がある。導通損失はオンしているFETを流れる電流とオン抵抗により発生する損失である。ハイサイドのFET103の導通損失をPchとし、ローサイドのFET105の導通損失Pclとすると、それぞれ式(1)、式(2)で計算することができる。
Pcl=(1−D)×Io2×Ron×α (2)
ここで、Dはデューティ比で、Ioは出力電流の実効値で、Ronは各FETのオン抵抗で、αは定数である。式(1)、(2)から明らかなように導通損失は、電流が流れている時間、出力電流の2乗およびオン抵抗に比例する。ゲート充電損失Pgcは、FETのゲート容量を充電するときに発生する損失でハイサイドのFETおよびローサイドのFETについて式(3)で計算することができる。
ここで、Vgsはゲート・ソース間電圧で、Qgはゲート充電電荷量で、fはスイッチング周波数である。式(3)から明らかなようにゲート充電損失Pgcは、ゲート・ソース間電圧、ゲート充電電荷量およびスイッチング周波数に比例する。スイッチング損失Pswは、FETがターンオンまたはターンオフするときの過渡期間中に、ゲート・ソース間の電圧と過渡期間中に流れる電流により生ずる損失でハイサイドのFETにのみ発生し、式(4)で計算することができる。
ここで、βは定数で、Viは入力電圧で、Ioは出力電流で、trはターンオン時間で、tfはターンオフ時間で、fはスイッチング周波数である。ターンオン時間とターンオフ時間の合計時間をスイッチング時間という。式(4)から明らかなように、スイッチング損失Pswは、入力電圧、出力電流、スイッチング時間、およびスイッチング周波数に比例する。
充電器100は、定電流領域での充電の際に当初は200KHzという低いスイッチング周波数で動作し、定電流領域の末期に近付いたときは400KHzという高いスイッチング周波数で動作する。以下においては、このスイッチング周波数の切り換えについて説明する。充電器100は、FET103がオンでFET105がオフになっているオン期間またはデューティ期間は、入力端子101から流れ込んだ電流が出力部104からインダクタ107を経由して出力端子111から電池パック21に流れ出る。オン期間にはインダクタ107にエネルギーが蓄積される。FET103がオフでFET105がオンになっているオフ期間または環流期間は、インダクタ107に蓄積されたエネルギーが出力端子111、電池パック21およびFET105を通じて環流電流として流れる。
ΔIL=Vo(1−D)/(fL)=(Vi−Vo)D/(fL) (5)
ΔVo=ESR×ΔIL (6)
したがって、リップル電圧ΔVoはスイッチング周波数fに反比例するので、充電器100が定電流領域の末期において出力電圧が高くなった状態で低いスイッチング周波数fで動作すると、リップル電圧が重畳された出力電圧のピーク値が高くなる。
図6はノートPC10に搭載された充電器100の動作を示すフローチャートである。図7は、充電中の充電器および電池パックの状態を示す図である。図6のブロック301では、ノートPC10にAC/DCアダプタ27が接続されている。周波数切換回路130はリセットされ、周波数設定回路157にはロー信号が入力されて周波数切換信号はネゲートされている。ブロック303では電池パック21は、内部で残存電気量を検出して充電が必要になったと判断して、SMバスを通じてEC23に設定電流Ichgおよび設定電圧をVchg通知する。このとき、電池パック21は急速充電を要求するために、2Cの設定電流で充電を要求する。
100…充電器
150…充電制御回路
Claims (16)
- パルス幅制御方式の充電システムであって、
二次電池と、
直流の入力電圧を所定のスイッチング周波数でスイッチングして生成した出力電圧で前記二次電池を充電するスイッチング素子と、
前記スイッチング素子を充電の開始直後は第1のスイッチング周波数で動作させ、周波数切換条件が成立したときに前記第1のスイッチング周波数よりも高い第2のスイッチング周波数で動作させる制御部と
を有する充電システム。 - 前記周波数切換条件を、前記出力電圧に含まれるリップル電圧で前記二次電池を保護する保護回路が動作しない範囲で、かつ、最も充電電気量が多くなるタイミングに設定した請求項1に記載の充電システム。
- 前記スイッチング素子は、同期整流方式で動作する第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子を含む請求項1または請求項2に記載の充電システム。
- 前記制御部は前記二次電池を定電流充電期間と定電圧充電期間を含む定電流定電圧制御方式で制御する請求項1から請求項3のいずれかに記載の充電システム。
- 前記制御部は前記スイッチング素子を、前記定電流充電期間の大部分では前記第1のスイッチング周波数で動作させ、前記定電流充電期間の一部と前記定電圧充電期間のすべてにおいて前記第2のスイッチング周波数で動作させる請求項4に記載の充電システム。
- 前記制御部は、前記定電流充電期間中に前記出力電圧の平均値が所定値に到達したときに前記周波数切換条件が成立したと判断する請求項4または請求項5に記載の充電システム。
- 前記制御部は、前記定電流充電期間中に前記二次電池の残存電気量が所定値に到達したときに前記周波数切換条件が成立したと判断する請求項4または請求項5に記載の充電システム。
- 前記制御部は、前記定電流充電期間中に前記スイッチング素子のデューティ比が所定値に到達したときに前記周波数切換条件が成立したと判断する請求項4または請求項5に記載の充電システム。
- 前記制御部は、前記定電流充電期間中にリップル電圧を含む前記出力電圧のピーク値が所定値に到達したときに前記周波数切換条件が成立したと判断する請求項4または請求項5に記載の充電システム。
- 前記二次電池がリチウム二次電池である請求項1から請求項9のいずれかに記載の充電システム。
- 前記二次電池が1Cを越える充電電流で充電することが可能な急速充電型である請求項10に記載の充電システム。
- 二次電池と、
直流の入力電圧をパルス幅制御方式でスイッチングして生成した出力電圧で前記二次電池を充電するスイッチング素子と、
前記スイッチング素子を充電の開始直後は第1のスイッチング周波数で動作させ、周波数切換条件が成立したときに前記第1のスイッチング周波数よりも高い第2のスイッチング周波数で動作させる制御部と
を有する携帯式コンピュータ。 - 直流電圧をパルス幅制御方式でスイッチング制御する充電器で二次電池を充電する方法であって、
前記充電器に設定電流および設定電圧を設定するステップと、
前記設定電流を維持するようにスイッチング素子を第1のスイッチング周波数で動作させるステップと、
周波数切換条件が成立するか否かを判断するステップと、
前記周波数切換条件が成立したときに前記スイッチング素子を前記第1のスイッチング周波数よりも高い第2のスイッチング周波数で動作させるステップと
を有する方法。 - 前記設定電圧を維持するように前記スイッチング素子を前記第2のスイッチング周波数で動作させるステップを有する請求項13に記載の方法。
- 前記判断するステップを、前記スイッチング素子が前記第1のスイッチング周波数で動作している間に行う請求項13または請求項14に記載の方法。
- 前記判断するステップを、前記充電器の出力電圧が含むリップル電圧のピーク値が所定値に到達したか否かを基準にして判断する請求項13から請求項15のいずれかに記載の方法。
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