JP2012065200A - Transmitter-receiver - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、信号を搬送波にのせて通信する方式を採用する送受信装置に関する。 The present invention relates to a transmission / reception apparatus that employs a method of communicating a signal on a carrier wave.
昨今、ＵＷＢ（Ultra Wide Band）などのように、３〜１１ＧＨｚの高周波、広帯域で信号の送受信を行う通信方式が普及している。
かかる通信方式に用いる送受信機の構成としては、スーパーヘテロダイン方式とダイレクトコンバージョン方式がある。スーパーへテロダイン方式では受信した高周波信号をベースバンド信号にダウンコンバート（周波数変換）するのに、複数回の変換をおこなうため、回路規模が大きくなってしまうが、ダイレクトコンバージョン方式はダウンコンバートを１回でおこなうため、構成が簡素になり、実装面積を縮小できる。
Recently, a communication method such as UWB (Ultra Wide Band), which performs transmission / reception of signals in a high frequency range of 3 to 11 GHz and in a wide band, has become widespread.
There are a superheterodyne method and a direct conversion method as a configuration of a transceiver used in such a communication method. The superheterodyne method down-converts the received high-frequency signal into a baseband signal (frequency conversion). However, since the conversion is performed multiple times, the circuit scale becomes large. However, the direct conversion method requires one down-conversion. Therefore, the configuration is simplified and the mounting area can be reduced.
また、ＵＷＢでは信号の変調方式として、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）やＤＣＭ（Dual Carrier Modulation）といった方式を採用している。上述のダイレクトコンバージョン方式では、９０度ずつ位相がずれた４位相の局部発振信号でダウンコンバートすることでこれらの変調信号を復調する。
また、ＵＷＢでは広帯域に信号を拡散させるため、短時間に搬送波周波数を切り替える（周波数ホッピング技術）必要がある。周波数ホッピングでは、３バンドごとにバンドグループを形成しており、連続して一続きのデータを送受信する間に３バンドを高速で切り替えている。従って、送受信機としては、複数のバンドグループに対応する必要がある。
すなわち、ＵＷＢ等周波数ホッピングを行う通信方式での送受信実現するために、送受信機には、ミキサ回路（周波数変換回路）で短時間に周波数が切り替わる、例えば４位相の局部発振信号が必要となり、シンセサイザにて４位相の高周波信号を生成している。
４位相を生成するための第１の手法として、所望の周波数の２倍周波数で発振回路を発振させ、分周することで４位相を取り出す方法がある。
UWB employs a method such as QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) or DCM (Dual Carrier Modulation) as a signal modulation method. In the direct conversion method described above, these modulation signals are demodulated by down-conversion with a 4-phase local oscillation signal whose phase is shifted by 90 degrees.
In UWB, in order to spread a signal over a wide band, it is necessary to switch the carrier frequency in a short time (frequency hopping technique). In frequency hopping, a band group is formed for every three bands, and the three bands are switched at high speed while continuously transmitting and receiving data. Therefore, the transceiver needs to support a plurality of band groups.
That is, in order to realize transmission / reception in a communication system that performs UWB equal frequency hopping, the transmitter / receiver needs a local oscillation signal of, for example, four phases whose frequency is switched in a short time by a mixer circuit (frequency conversion circuit). A four-phase high-frequency signal is generated.
As a first method for generating four phases, there is a method of extracting four phases by oscillating an oscillation circuit at a frequency twice the desired frequency and dividing the frequency.
しかしながら、この方法では、発振回路を最大搬送波周波数１１ＧＨｚの２倍の周波数で発振させることとなり、ＣＭＯＳ回路では周波数が高すぎて現実的ではない。
また、生成した４位相の信号を、位相を正確に保ったまま送信、受信のそれぞれのミキサ回路に伝送することは困難である。これは以下の理由による。
ＣＭＯＳの高周波回路では、配線やデバイス間につく望ましくない寄生容量によってインピーダンスが低下する。これに対しては、チップ上にスパイラルインダクタを形成することが有効であるが、スパイラルインダクタは通常１００ｕｍ四方の大きさであり、通常のトランジスタ（ゲート長数１０ｎｍ、ゲート幅数ｕｍ）と比べて大きい。このため、スパイラルインダクタを含む回路では、回路面積が大きくなり、回路間の配線が長くなってしまうが、複数の配線それぞれにつく容量をコントロールすることはそもそも困難であり、配線ごとに位相差や振幅差が生じてしまう。その影響は高周波信号においてより顕著になる。局部発振信号に位相差や振幅差がある状態でミキサ回路にて周波数変換をおこなうと、ＱＰＳＫ変調やＤＣＭ変調の信号を復調する精度が低下し、信号の送受信特性が悪化する。
However, this method causes the oscillation circuit to oscillate at a frequency twice the maximum carrier frequency of 11 GHz, which is not practical because the frequency is too high in the CMOS circuit.
Further, it is difficult to transmit the generated four-phase signal to each of the transmission and reception mixer circuits while keeping the phase accurate. This is due to the following reason.
In a CMOS high-frequency circuit, the impedance is reduced by an undesirable parasitic capacitance between wiring and devices. For this purpose, it is effective to form a spiral inductor on the chip. However, the spiral inductor is usually 100 um square, compared with a normal transistor (gate length: 10 nm, gate width: um). large. For this reason, in a circuit including a spiral inductor, the circuit area becomes large and the wiring between the circuits becomes long, but it is difficult to control the capacity of each of the plurality of wirings. An amplitude difference will occur. The effect becomes more prominent in high frequency signals. If the frequency conversion is performed in the mixer circuit in a state where the local oscillation signal has a phase difference or an amplitude difference, the accuracy of demodulating the QPSK modulation or DCM modulation signal is lowered, and the transmission / reception characteristics of the signal are deteriorated.
また、４位相を生成するための第２の手法として、発振回路で生成した信号を、抵抗、容量といったパッシブ素子からなる移相器によって位相をずらすことにより４位相を取り出す方法がある。
この方法では、変動する位相量が周波数によって異なるため、広帯域で正確に９０度ずつずらすことが困難である。また３〜１１ＧＨｚと高周波であるために素子値が小さくなりすぎ、配線抵抗や配線容量といった寄生素子の影響を受けて特性が変化してしまうという問題がある。
さらに、第３の手法として、ＱＶＣＯ（Quadrature Voltage Controlled Oscillator）という、２つの発振回路を互いに影響しあうように結合させて４位相を発振する方法がある。
この方法では、発振回路を２つ搭載することにより占有面積と消費電力が大きくなることと、２つの発振回路が互いに影響しあうことから、雑音特性が悪化するという問題がある。また、第１の方法と同様、生成した４位相の信号を正確にミキサ回路に伝送することは困難である。
As a second method for generating four phases, there is a method of extracting four phases by shifting the phase of a signal generated by an oscillation circuit using a phase shifter composed of passive elements such as resistors and capacitors.
In this method, since the amount of phase that fluctuates varies depending on the frequency, it is difficult to shift 90 degrees accurately in a wide band. Further, since the frequency is 3 to 11 GHz, the element value becomes too small, and there is a problem that the characteristics change due to the influence of parasitic elements such as wiring resistance and wiring capacitance.
Further, as a third method, there is a method of oscillating four phases by coupling two oscillation circuits so as to influence each other, called QVCO (Quadrature Voltage Controlled Oscillator).
In this method, there are problems that the occupying area and power consumption are increased by mounting two oscillation circuits, and the noise characteristics are deteriorated because the two oscillation circuits influence each other. Further, similarly to the first method, it is difficult to accurately transmit the generated four-phase signal to the mixer circuit.
次に、シンセサイザにて短時間に周波数を切り替えるために、第１の手法として、ＳＳＢ（Single Side Band） Ｍｉｘｅｒにて変換周波数を切り替える方法がある。
この方法では、ＳＳＢ Ｍｉｘｅｒへ入力する信号として正確な４位相の信号が必要であり、先述の４位相信号生成と同様の問題が発生する。
また、第２の手法として、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を３つ搭載し、出力する周波数を切り替える方法があるが、この方法では、回路面積と消費電力が大きくなるという問題がある。
多相の局部発振信号を、短期間で周波数を切り替えて生成することをシンセサイザにて行うことには以上のような問題があった。
それに対し、シンセサイザからの局部発振信号をもとに、多相局部発振信号生成回路により多相局部発振信号を生成し、ミキサにおいて周波数変換をおこなう方法が原理的に可能であることは既に知られている。
Next, in order to switch the frequency in a short time with the synthesizer, there is a method of switching the conversion frequency with an SSB (Single Side Band) Mixer as a first method.
In this method, an accurate four-phase signal is required as a signal to be input to the SSB Mixer, and the same problem as the above-described four-phase signal generation occurs.
As a second method, there is a method of mounting three PLLs (Phase Locked Loops) and switching the frequency to be output. However, this method has a problem that a circuit area and power consumption increase.
There has been the above problem in performing the generation of the multi-phase local oscillation signal by switching the frequency in a short period by the synthesizer.
On the other hand, it is already known that a method of generating a multi-phase local oscillation signal by a multi-phase local oscillation signal generation circuit based on a local oscillation signal from a synthesizer and performing frequency conversion in a mixer is already possible. ing.
しかしながら、一般的には多相局部発振信号生成回路やそれに対応したミキサ回路の回路規模が大きくなることや、消費電力が大きくなる等デメリットの方が大きいため、一般に採用されることが少なかった。
特許文献１には、複数の通信規格に対応した送受信システムを１つに集積するコンボチップにおいて、局部発振信号のデューティを制御する回路と、所定信号の１／ｎ倍の周波数を持つ局部発振信号を所定信号の１周期分ずつ位相を順次遅延させる直列接続されたｎ個の移相器と、個々の移相器からの出力信号に基づいて高周波信号の周波数変換をおこなうｎ個のサブミキサ回路と、ｎ個のサブミキサ回路の出力を合成する演算器からなる送受信システムが開示されている。
かかる送受信システムでは、チップ面積を増加させることなく複数キャリア周波数に対応させることが出来る。
However, in general, the multi-phase local oscillation signal generation circuit and the corresponding mixer circuit have a larger demerit such as an increase in circuit scale and an increase in power consumption.
In such a transmission / reception system, multiple carrier frequencies can be handled without increasing the chip area.
しかしながら、特許文献１に開示の技術では、５ＧＨｚ超の高周波信号を、位相ずれやデューティを精度高く生成するという問題は解消できていない。
本発明は、高周波かつ広帯域にわたり局部発振信号の位相ずれによってＱＰＳＫ変調やＤＣＭ変調などの変復調精度を維持しつつ、搬送波周波数が短時間に頻繁に切り替わる周波数ホッピングに対応でき、かつその回路面積と消費電力が小さくすることが出来る送受信装置を提供することを目的とする。
However, the technique disclosed in
The present invention can cope with frequency hopping in which the carrier frequency is frequently switched in a short time while maintaining modulation / demodulation accuracy such as QPSK modulation and DCM modulation by the phase shift of the local oscillation signal over a high frequency and wide band, and its circuit area and consumption It is an object of the present invention to provide a transmission / reception device that can reduce power.
以上の課題を解決するために、請求項１の発明は、低周波の局部発振信号を出力するシンセサイザと、複数の遅延回路を多段に接続して各遅延回路に前記局部発振信号を入力することで多相局部発振信号を生成する第１の遅延回路列及び前記多相局部発振信号を入力され、ベースバンド帯域の送信信号を高周波の搬送波周波数に変換する第１のミキサ回路を含む送信回路と、複数の遅延回路を多段に接続して各遅延回路に前記局部発振信号を入力することで多相局部発振信号を生成する第２の遅延回路列及び前記多相局部発振信号を入力され、前記搬送周波数の受信信号をベースバンド帯域に周波数変換する第２のミキサ回路を含む受信回路と、を備え、前記多相局部発振信号の位相は、各々独立に調整可能であり、前記送信回路及び前記受信回路間に設けられたループバック経路を介して、前記第１のミキサ回路の出力を、前記第２のミキサ回路にフィードバックすることにより、前記送信回路における前記多相局部発振信号間の位相誤差を検出する送受信装置を特徴とする。
また、請求項２の発明は、請求項１に記載の送受信装置において、前記送信回路における前記多相局部発振信号間の位相誤差は、前記第１のミキサ回路の出力信号に発生するスプリアスを前記第２のミキサ回路により検知することにより検知可能である送受信装置を特徴とする。
In order to solve the above problems, the invention of
According to a second aspect of the present invention, in the transmission / reception apparatus according to the first aspect, the phase error between the multiphase local oscillation signals in the transmission circuit causes spurious generated in the output signal of the first mixer circuit. It is characterized by a transmission / reception apparatus that can be detected by detection by a second mixer circuit.
また、請求項３の発明は、前記受信回路における多相局部発振信号間の位相誤差は、前記第２のミキサ回路で生成した信号に発生するスプリアスを検知することにより検知可能である送受信装置を特徴とする。
また、請求項４の発明は、前記第２のミキサ回路により前記スプリアスの信号強度を検出し、該信号強度が最小となるまで前記送信回路における各遅延回路の遅延時間量を各々変更することにより前記送信回路における多相局部発振信号間の位相誤差を補正する請求項１又は２に記載の送受信装置を特徴とする。
According to a third aspect of the present invention, there is provided a transmission / reception device capable of detecting a phase error between multiphase local oscillation signals in the receiving circuit by detecting spurious generated in a signal generated by the second mixer circuit. Features.
According to a fourth aspect of the present invention, the spurious signal strength is detected by the second mixer circuit, and the delay time amount of each delay circuit in the transmission circuit is changed until the signal strength is minimized. The transmission / reception apparatus according to
また、請求項５の発明は、前記第２のミキサ回路により、前記スプリアスの信号強度を検知し、該信号強度が最小となるまで前記受信回路における各遅延回路の遅延時間量を各々変更することにより前記受信回路における多相局部発振信号間の位相誤差を補正する請求項３に記載の送受信装置を特徴とする。
また、請求項６の発明は、請求項１乃至５の何れか一項に記載の送受信装置において、前記多相局部発振信号の位相は、各遅延回路に接続したバッファの駆動力を変化させることで、各々独立に調整可能である送受信装置を特徴とする。
また、請求項７の発明は、請求項１乃至６の何れか一項に記載の送受信装置において、前記第１のミキサ回路及び前記第２のミキサ回路は、前記多相局部発振信号が入力される、並列接続したトランジスタ群からなる回路を備え、前記トランジスタ群のうちＯＮ／ＯＦＦするトランジスタを切り替えることによって周波数変換を行う送受信装置を特徴とする。
According to a fifth aspect of the present invention, the second mixer circuit detects the signal strength of the spurious signal and changes the delay time amount of each delay circuit in the receiving circuit until the signal strength is minimized. The transmission / reception apparatus according to
According to a sixth aspect of the present invention, in the transmission / reception device according to any one of the first to fifth aspects, the phase of the multiphase local oscillation signal changes a driving force of a buffer connected to each delay circuit. The transmission / reception apparatus can be independently adjusted.
The invention according to claim 7 is the transmitter / receiver according to any one of
以上のように構成したので、本発明によれば、３〜１１ＧＨｚといった広帯域かつ高周波で周波数変換ができ、かつ局部発振信号の位相ずれによってＱＰＳＫ変調やＤＣＭ変調などの変復調精度を維持しつつ、搬送波周波数が短時間に頻繁に切り替わることに対応可能な送受信装置とすることが可能となる。 With the configuration as described above, according to the present invention, it is possible to perform frequency conversion in a wide band and high frequency of 3 to 11 GHz, and maintain modulation / demodulation accuracy such as QPSK modulation and DCM modulation by the phase shift of the local oscillation signal, It is possible to provide a transmission / reception apparatus that can cope with frequent switching of frequencies in a short time.
以下に、図面を用いて本発明の実施の形態を詳細に説明する。
図１は、送信回路を例に、遅延回路にて多相信号を生成し、ミキサでＩＱの直交周波数変換をする構成について説明する図である。
図１に示す送信回路は、直列接続した遅延回路１と、各々の遅延回路からの出力を混合するミキサ２（２−１、２−２）を備えている。
シンセサイザからの局部発振信号は入力３から遅延回路１に入力される。直列に複数接続して各々の出力を取り出すことで、位相がずれた多相信号を取り出すことが出来る。
なお、遅延回路の遅延時間は制御線４によって一斉に調整できる。
遅延回路１段ごとに、局部発振信号周期の１／１２位相ずれ、１２段の遅延回路で１周期分位相がずれるように、フィードバック制御によって遅延時間を制御する。半導体チップの製造上の問題で遅延回路の遅延時間を全て均一にすることが難しいため、このままでは多相信号間の位相を等しくすることは難しいため、後述のキャリブレーションが必要である。
Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration in which a multiphase signal is generated by a delay circuit and IQ orthogonal frequency conversion is performed by a mixer, using a transmission circuit as an example.
The transmission circuit shown in FIG. 1 includes
A local oscillation signal from the synthesizer is input from the
The delay time of the delay circuit can be adjusted all at once by the control line 4.
The delay time is controlled by feedback control so that the phase of the local oscillation signal is shifted by 1/12 for each stage of the delay circuit, and the phase is shifted by one period by the 12 stages of delay circuits. Since it is difficult to make all the delay times of the delay circuit uniform due to problems in the manufacture of the semiconductor chip, it is difficult to equalize the phases between the multiphase signals as they are, so that calibration described later is necessary.
図２は、遅延回路の具体的な構成を示す図である。
図２において、差動信号５をＮｃｈトランジスタ６、７のゲートに入力し、差動出力８を得る。この回路の遅延時間はＮｃｈ電流源９、もしくはＰｃｈ電流源１０、１１が流す電流が、出力ノードにつく負荷容量をチャージする時間で決まるため、電流源９、１０、１１の電流量を調節することで遅延時間を調節することができる。
FIG. 2 is a diagram showing a specific configuration of the delay circuit.
In FIG. 2, a
図３は、多相クロックの位相をデジタル信号で調節する概念を示す図である。
図３の構成では、直列接続した遅延回路１ａから信号を取り出し、信号を増幅するバッファ１２にて遅延時間をそれぞれ独立に離散的に変更できるようになっている。
遅延時間の調整はデジタル信号によって微調整する。これにより、多相信号の位相を等間隔にそろえることができる。
FIG. 3 is a diagram showing the concept of adjusting the phase of the multiphase clock with a digital signal.
In the configuration of FIG. 3, a delay time can be individually and discretely changed by a
The delay time is finely adjusted by a digital signal. This makes it possible to align the phases of the multiphase signals at equal intervals.
図４は、図３で説明した遅延時間を離散的に変更可能な遅延回路の具体的構成を示す図である。
信号を増幅するバッファ１３を、サイズを変えて並列に接続し、それらをスイッチ１４で選択的に動作させることにより、出力につく負荷は一定のままバッファの駆動力を変化させることができ、遅延時間を調節することができる。即ち、バッファ１３の数に比例して駆動力を強めることが出来る。
FIG. 4 is a diagram showing a specific configuration of a delay circuit capable of discretely changing the delay time described in FIG.
By connecting
図５は、一般的なギルバートセル型ミキサ回路を示す図である。
図５に示す構成は、送信、受信用のミキサ回路で一般的に用いられる構成である。
以下、簡単のため送信ミキサ回路を例に説明する。
図５において、トランジスタ１５、１６のゲートにベースバンド信号が入力され、トランジスタ１７、１８、１９、２０のゲートに局部発振信号が入力される。取り出す信号は周波数変換されている。
FIG. 5 is a diagram showing a general Gilbert cell type mixer circuit.
The configuration shown in FIG. 5 is a configuration generally used in a mixer circuit for transmission and reception.
Hereinafter, a transmission mixer circuit will be described as an example for simplicity.
In FIG. 5, a baseband signal is input to the gates of
図６は、本発明における多相局部発振信号をもちいて周波数変換をおこなうミキサ回路の第１の例を示す図である。
図６に示すミキサ２ａは、直列（縦積み）接続しＮｃｈトランジスタを並列接続したアンプ回路を、複数（ａ〜ｄ）備えている。
図５と同様にＮｃｈトランジスタ２１、２２のゲートにベースバンドからの信号が入力される。
縦積み接続したＮｃｈトランジスタ２３〜４６のゲートには、後述するキャリブレーションにより等間隔に位相が調節された多相局部発振信号（周波数は搬送波周波数の１／３）が入力される。
回路ａ（トランジスタ２３、２４、２５、２６、２７、２８）で、図５のトランジスタ１７と同じはたらきをする。
また、回路ｂ（トランジスタ２９〜３４）で図５のトランジスタ１８、回路ｃ（トランジスタ３５〜４０）で図５のトランジスタ１９、回路ｄ（トランジスタ４１〜４６）で、図５のトランジスタ２０と同じ働きをする。
FIG. 6 is a diagram illustrating a first example of a mixer circuit that performs frequency conversion using a multiphase local oscillation signal according to the present invention.
The
As in FIG. 5, signals from the baseband are input to the gates of the
A multi-phase local oscillation signal (frequency is 1/3 of the carrier wave frequency) whose phase is adjusted at equal intervals by calibration, which will be described later, is input to the gates of the vertically connected Nch transistors 23 to 46.
The circuit a (
The circuit b (
図７は、多相局部発振信号を用いて周波数変換をおこなうミキサ回路の第２の例を示す図である。
図７においては、ベースバンド信号を入力する方のトランジスタの側が縦積み接続されている。
トランジスタ５１、５２の組、トランジスタ５３、５４の組及びトランジスタ５５、５６の組が、並列接続され、さらに、トランジスタ５７、５８の組、トランジスタ５９、６０の組及びトランジスタ６１、６２の組が並列接続されている。
局部発振信号は、トランジスタ６３〜６６に入力される。なお、回路の働きは図６の場合と基本的に同じである。
FIG. 7 is a diagram illustrating a second example of a mixer circuit that performs frequency conversion using a multiphase local oscillation signal.
In FIG. 7, the side of the transistor to which the baseband signal is input is connected vertically.
A set of
The local oscillation signal is input to the transistors 63 to 66. The function of the circuit is basically the same as in FIG.
図８は、図６に示したミキサ回路に入力する多相局部発振信号の第１の例を示す図である。
図８において、図６の並列回路ａ、ｂにおけるトランジスタ２３〜３４のＯＮ／ＯＦＦ状態を示している。
図８において斜線で示す期間、図６の縦積みトランジスタのペア（例えばトランジスタ２３、２４のペア、トランジスタ２５、２６のペア、トランジスタ２７、２８のペア）が同時にオンするため、トランジスタ２３、２４、２５、２６、２７、２８をあわせた動作は、図５のトランジスタ１７と同じ働きをし、かつ変換周波数は局部発振信号の３倍となる。なお、多相局部発振信号のデューティ比は半分となっていることが条件である。
FIG. 8 is a diagram showing a first example of the multiphase local oscillation signal input to the mixer circuit shown in FIG.
8 shows ON / OFF states of the transistors 23 to 34 in the parallel circuits a and b of FIG.
8, the pair of vertically stacked transistors in FIG. 6 (for example, the pair of
図９は、図６に示したミキサ回路に入力する多相局部発振信号の第２の例を示す図である。
図８と同様に、図６におけるトランジスタ２３〜３４のＯＮ／ＯＦＦ状態を示している。図８中、斜線で示した時間が、図６の縦積みトランジスタのペアが同時にオンする時間である。
同じく、トランジスタ２３、２４、２５、２６、２７、２８をあわせた動作は、図５のトランジスタ１７と同じ働きをし、変換周波数も局部発振信号の３倍となる。
この場合、多相局部発振信号のデューティ比は約１／４であればよく、高い精度は必要ない。
FIG. 9 is a diagram illustrating a second example of the multiphase local oscillation signal input to the mixer circuit illustrated in FIG. 6.
Similarly to FIG. 8, the ON / OFF states of the transistors 23 to 34 in FIG. 6 are shown. In FIG. 8, the time indicated by hatching is the time during which the vertically stacked transistor pairs in FIG. 6 are turned on simultaneously.
Similarly, the operation of the
In this case, the duty ratio of the multiphase local oscillation signal may be about 1/4, and high accuracy is not necessary.
図１０は、局部発振信号のデューティ比調節回路の例を示す図である。
図９の例で示したように、局部発振信号のデューティ比は約１／４になっていればよく、その精度は±１／１２位相と非常に粗いため、定電流７０で容量７１を駆動するバッファ回路をシンセサイザ出力部にもちいれば、定電流７０の電流値と容量７１の容量値を調節することでデューティ比を要求される範囲内に収めることが可能である。
本発明の回路構成では、上述した特許文献１の回路構成のように正確にデューティ比を決める必要がないため、回路面積が少なく、低消費電力で実現できる。
FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a local oscillation signal duty ratio adjustment circuit.
As shown in the example of FIG. 9, it is sufficient that the duty ratio of the local oscillation signal is about ¼, and the accuracy is very coarse as ± 1/12 phase, so the
In the circuit configuration of the present invention, since it is not necessary to determine the duty ratio accurately unlike the circuit configuration of
図１１は、図３で示した位相調節回路にて遅延時間を調節するために、多相信号間の位相のばらつきを検出する構成を示す図である。
本構成では、キャリブレーションのため、送信ミキサ回路（第１のミキサ回路）８４で周波数変換した信号を受信ミキサ回路（第２のミキサ回路）８５で再度周波数変換して元のベースバンド信号に戻すための、ループバック経路８６を有している。シンセサイザ８０で生成した局部発振信号は、遅延回路が直列接続された送信側の遅延回路列８２（第１の遅延回路列）、受信側の遅延回路列８１（第２の遅延回路列）に入力される。問題となる製造上のデバイスばらつきはランダムに発生するため、遅延回路列８１、８２はそれぞれ独立にキャリブレーションする必要がある。
FIG. 11 is a diagram showing a configuration for detecting a phase variation between multiphase signals in order to adjust the delay time by the phase adjustment circuit shown in FIG.
In this configuration, for calibration, the signal whose frequency has been converted by the transmission mixer circuit (first mixer circuit) 84 is frequency-converted again by the reception mixer circuit (second mixer circuit) 85 and returned to the original baseband signal. A
まず遅延回路列８２のキャリブレーションをおこなう手順を説明する。
遅延回路列８２の出力の多相信号間の位相がばらついている場合、送信ミキサ回路８４によって周波数変換された送信ＲＦ信号は、搬送波周波数の１／３及び２／３周波数とそれ以上の高調波のスプリアスが発生する。そこで、まずループバック経路８６を通り、受信ミキサ回路８５で搬送波周波数の１／３で周波数変換（ダウンコンバート）する。これで、送信ミキサ回路８４で生じた搬送波周波数の１／３のスプリアスをベースバンドに周波数変換できるので、この強度を検出する。遅延回路列８２の遅延回路各段の遅延時間量を各々独立に変更していき、受信回路で検出する信号強度が最小となるような設定を調べれば、送信ミキサ回路８４で発生している１／３スプリアスを最小にすることができる。受信ミキサ回路８５にて搬送波周波数の１／３周波数で周波数変換するには、図６におけるトランジスタ２３、２４のゲートに同位相の信号を入力し、トランジスタ２５、２６、２７、２８についてはオフにするという方法で実現する。
First, the procedure for calibrating the
When the phase between the polyphase signals at the output of the
以上のような方法を搬送波周波数の２／３周波数および受信側の遅延回路列８１で繰り返すことにより、遅延回路列８１、８２で発生する多位相信号間の位相が等しくなる。
受信側の遅延回路列８１のキャリブレーションの場合は、ループバック経路８６を用いることなく、受信ミキサ回路８５で生成した信号のスプリアスを直接検知し、各周波数におけるスプリアスが最小となるように遅延回路列８１の各遅延回路の遅延時間量を調整すればよい。
なお、この手法を用いると、送信、受信の各ミキサ回路８４、８５にデバイスのばらつきがある場合でも、精度が良く周波数変換がおこなえるように調整された多相信号を生成することができる。
By repeating the above method at 2/3 of the carrier frequency and the
In the case of calibration of the
If this method is used, it is possible to generate a polyphase signal adjusted so that frequency conversion can be performed with high accuracy even when there are variations in devices in the transmission and
図１２は図１１で説明したスプリアスの様子を示す図である。
横軸が周波数、縦軸が信号強度をあらわしている。
図では搬送波周波数を９ＧＨｚとし、図１１の送信ミキサ回路８４で周波数変換された望ましい信号９０の他にスプリアスが３ＧＨｚと６ＧＨｚで生じる。これを受信ミキサ回路８５で３ＧＨｚの周波数変換をおこなうことで、ベースバンド信号として取り込み、信号強度を検出する。
FIG. 12 is a diagram illustrating the appearance of the spurious described in FIG.
The horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents signal intensity.
In the figure, the carrier frequency is 9 GHz, and spurious is generated at 3 GHz and 6 GHz in addition to the desired
図１３は、本発明の送受信装置のシンセサイザに適用可能なＳＳＢ Ｍｉｘｅｒの構成を示す図である。
ＳＳＢ Ｍｉｘｅｒ回路は、高速の周波数切り替えに有効であるが、高周波で動作させることが難しい。
図１３の構成は、シンセサイザで出力する発振周波数を高速で切り替えるために有効な回路構成である。
かかる構成によっては、周波数ω１、ω２の入力信号に対して、周波数（ω１＋ω２）の出力信号を生成することができる。入力信号の一方の正負を反転させることで、出力信号の周波数を（ω１−ω２）に瞬時にきりかえることができるため、高速な周波数切り替えに有効である。
しかし、ＳＳＢ Ｍｉｘｅｒに入力する信号は正確に９０度位相がずれていなければ、不要なイメージ波が発生してしまう。このため、出力周波数が約１０ＧＨｚの場合は入力周波数も約１０ＧＨｚでかつ４相が必要となり、現実的にＣＭＯＳ回路で実装しにくくなる。本発明による回路構成では、シンセサイザの出力周波数は搬送波周波数の１／３で良いため、ＵＷＢ規格を満たすには３ＧＨｚ程度の４相信号が入力できればよく、これは２倍の６ＧＨｚ信号を発振回路で生成して分周することで比較的容易に実現できるため、ＳＳＢ Ｍｉｘｅｒを採用することができ、回路を小面積で低消費電力にできる。
FIG. 13 is a diagram showing a configuration of an SSB mixer applicable to the synthesizer of the transmission / reception apparatus of the present invention.
The SSB Mixer circuit is effective for high-speed frequency switching, but it is difficult to operate at a high frequency.
The configuration of FIG. 13 is an effective circuit configuration for switching the oscillation frequency output by the synthesizer at high speed.
Depending on the configuration, an output signal having a frequency (ω1 + ω2) can be generated with respect to input signals having frequencies ω1 and ω2. By reversing the positive / negative of one of the input signals, the frequency of the output signal can be instantaneously switched to (ω1-ω2), which is effective for high-speed frequency switching.
However, if the signal input to the SSB mixer is not exactly 90 degrees out of phase, an unnecessary image wave is generated. For this reason, when the output frequency is about 10 GHz, the input frequency is also about 10 GHz and four phases are required, which makes it practically difficult to implement with a CMOS circuit. In the circuit configuration according to the present invention, the output frequency of the synthesizer may be 1/3 of the carrier frequency. Therefore, in order to satisfy the UWB standard, it is only necessary to input a 4-phase signal of about 3 GHz. This is a double 6 GHz signal by an oscillation circuit. Since it can be realized relatively easily by generating and dividing, an SSB mixer can be employed, and the circuit can be reduced in area and power consumption.
以上説明してきたように、本発明の送受信装置は、局部発振信号の周波数を搬送波周波数の１／３とし、複数の直列に接続した遅延回路で多相信号を生成し、それらの位相が等間隔となるように個々の信号の位相を調整する回路を持ち、送信信号を受信回路にフィードバックすることによって多相信号の位相誤差を修正する機能を有する。
このように構成することで、３〜１１ＧＨｚの広帯域かつ高周波で周波数変換でき、配線抵抗や配線容量といった寄生素子によって動作に問題が生じることがなく、搬送波周波数が短時間に頻繁に切り替わることに対応できる。
シンセサイザの出力は搬送波周波数の１／３周波数であるため、広帯域の局部発振信号をトランジスタからなるアンプで増幅することが可能であり、スパイラルインダクタを使用する場合と比べて占有面積を小さくすることができる。
As described above, the transmission / reception apparatus of the present invention generates a multiphase signal with a plurality of delay circuits connected in series, with the frequency of the local oscillation signal being 1/3 of the carrier frequency, and the phases thereof are equally spaced. It has a circuit that adjusts the phase of each signal so as to be, and has a function of correcting the phase error of the multiphase signal by feeding back the transmission signal to the receiving circuit.
With this configuration, frequency conversion can be performed with a wide band of 3 to 11 GHz and high frequency, and there is no problem in operation due to parasitic elements such as wiring resistance and wiring capacitance, and the carrier frequency is frequently switched in a short time. it can.
Since the output of the synthesizer is 1/3 of the carrier frequency, it is possible to amplify a broadband local oscillation signal with an amplifier composed of a transistor, and the occupation area can be reduced compared with the case where a spiral inductor is used. it can.
また、遅延回路を複数直列接続した多相信号の生成回路は、ミキサ回路への適用とあわせて、デジタル回路でのキャリブレーションをおこなうため、トランジスタやパッシブ素子の製造ばらつきによる位相誤差と、それによる信号品質の低下を防ぐことができる。
さらに、シンセサイザの出力周波数を搬送波周波数の１／３にすることで、シンセサイザを例えばＳＳＢ ＭｉｘｅｒとＰＬＬで構成することができ小面積、低消費電力で回路を実装できる。これは、シンセサイザの出力周波数を低周波にすることで回路の選択肢が増えることに起因する。
局部発振信号の生成・伝送を低消費電力・小面積の回路で実現でき、送受信器全体の消費電力と面積を小さくする効果も期待できる。
In addition, the multi-phase signal generation circuit with multiple delay circuits connected in series performs calibration in the digital circuit together with the application to the mixer circuit. A decrease in signal quality can be prevented.
Furthermore, by setting the output frequency of the synthesizer to 1/3 of the carrier frequency, the synthesizer can be configured with, for example, an SSB mixer and a PLL, and a circuit can be mounted with a small area and low power consumption. This is due to the increase in circuit options by reducing the output frequency of the synthesizer.
Generation and transmission of local oscillation signals can be realized with low power consumption and small area circuits, and the effect of reducing the power consumption and area of the entire transceiver can be expected.
１ 遅延回路、１ａ 遅延回路、２ ミキサ、２ａ ミキサ、３ 入力、４ 制御線、６ Ｎｃｈトランジスタ、８ 差動出力、９ Ｎｃｈ電流源、１０ Ｐｃｈ電流源、１２ バッファ、１３ バッファ、１４ スイッチ、１５ トランジスタ、１７ トランジスタ、１８ トランジスタ、１９ トランジスタ、２０ トランジスタ、２１ Ｎｃｈトランジスタ、２３ Ｎｃｈトランジスタ、２５ トランジスタ、２７ トランジスタ、２９ トランジスタ、３５ トランジスタ、４１ トランジスタ、５１ トランジスタ、５３ トランジスタ、５５ トランジスタ、５７ トランジスタ、５９ トランジスタ、６１ トランジスタ、６３ トランジスタ、７０ 定電流、７１ 容量、８０ シンセサイザ、８１ 遅延回路列、８２ 送信ミキサ回路、８２ 遅延回路列、８４ 送信ミキサ回路、８５ 受信ミキサ回路、８６ ループバック経路、９０ 信号 1 delay circuit, 1a delay circuit, 2 mixer, 2a mixer, 3 input, 4 control line, 6 Nch transistor, 8 differential output, 9 Nch current source, 10 Pch current source, 12 buffer, 13 buffer, 14 switch, 15 Transistor, 17 transistor, 18 transistor, 19 transistor, 20 transistor, 21 Nch transistor, 23 Nch transistor, 25 transistor, 27 transistor, 29 transistor, 35 transistor, 41 transistor, 51 transistor, 53 transistor, 55 transistor, 57 transistor, 59 Transistor, 61 transistor, 63 transistor, 70 constant current, 71 capacity, 80 synthesizer, 81 delay circuit array, 82 transmission mixer circuit, 82 delay times Route train, 84 Transmitter mixer circuit, 85 Receive mixer circuit, 86 Loopback path, 90 signals
Claims (7)
複数の遅延回路を多段に接続して各遅延回路に前記局部発振信号を入力することで多相局部発振信号を生成する第１の遅延回路列及び前記多相局部発振信号を入力され、ベースバンド帯域の送信信号を高周波の搬送波周波数に変換する第１のミキサ回路を含む送信回路と、
複数の遅延回路を多段に接続して各遅延回路に前記局部発振信号を入力することで多相局部発振信号を生成する第２の遅延回路列及び前記多相局部発振信号を入力され、前記搬送周波数の受信信号をベースバンド帯域に周波数変換する第２のミキサ回路を含む受信回路と、を備え、
前記多相局部発振信号の位相は、各々独立に調整可能であり、
前記送信回路及び前記受信回路間に設けられたループバック経路を介して、前記第１のミキサ回路の出力を、前記第２のミキサ回路にフィードバックすることにより、前記送信回路における前記多相局部発振信号間の位相誤差を検出することを特徴とする送受信装置。 A synthesizer that outputs a low-frequency local oscillation signal;
A plurality of delay circuits are connected in multiple stages and the local oscillation signal is input to each delay circuit to generate a multiphase local oscillation signal and the multiphase local oscillation signal is input to the baseband. A transmission circuit including a first mixer circuit that converts a transmission signal in a band into a high-frequency carrier frequency;
A plurality of delay circuits are connected in multiple stages, and the local oscillation signal is input to each delay circuit to generate a multi-phase local oscillation signal and the multi-phase local oscillation signal is input and the carrier A reception circuit including a second mixer circuit that converts the frequency reception signal into a baseband frequency, and
The phases of the multiphase local oscillation signals can be adjusted independently,
The multiphase local oscillation in the transmission circuit is achieved by feeding back the output of the first mixer circuit to the second mixer circuit via a loopback path provided between the transmission circuit and the reception circuit. A transmission / reception apparatus that detects a phase error between signals.
前記送信回路における前記多相局部発振信号間の位相誤差は、前記第１のミキサ回路の出力信号に発生するスプリアスを前記第２のミキサ回路により検知することにより検知可能であることを特徴とする送受信装置。 The transmission / reception apparatus according to claim 1,
The phase error between the multiphase local oscillation signals in the transmission circuit can be detected by detecting spurious generated in the output signal of the first mixer circuit by the second mixer circuit. Transmitter / receiver.
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