JP2012050176A - 電力変換装置のパワーモジュール - Google Patents
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Abstract
【課題】半導体スイッチング素子に逆並列に接続される炭化ケイ素のFWDが逆回復動作をするときに共振が抑制されて電磁ノイズの発生を防止できるようにする。
【解決手段】回路パターン10a,10b上で、半導体スイッチング素子であるIGBT1a,1bと炭化ケイ素で構成されたワイドバンドギャップデバイスであるFWD2a,2bとが逆並列に接続されている。FWD2a,2bの外周部には、これを取り囲むようにして磁性体のフェライトリング7が接着されている。これにより、等価回路的には、FWD2a,2bにフェライトリング7のインピーダンス成分である抵抗分が直列に接続された形になる。この抵抗分は、FWD2a,2bの逆回復動作のときに生じる共振現象を抑制し、電磁ノイズの発生を防止することができる。
【選択図】図1
【解決手段】回路パターン10a,10b上で、半導体スイッチング素子であるIGBT1a,1bと炭化ケイ素で構成されたワイドバンドギャップデバイスであるFWD2a,2bとが逆並列に接続されている。FWD2a,2bの外周部には、これを取り囲むようにして磁性体のフェライトリング7が接着されている。これにより、等価回路的には、FWD2a,2bにフェライトリング7のインピーダンス成分である抵抗分が直列に接続された形になる。この抵抗分は、FWD2a,2bの逆回復動作のときに生じる共振現象を抑制し、電磁ノイズの発生を防止することができる。
【選択図】図1
Description
本発明は、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)やMOS−FET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)などのパワー半導体スイッチング素子と、炭化ケイ素からなるワイドバンドギャップ半導体素材を適用したダイオードとを逆並列に接続した並列回路を内蔵する電力変換装置のパワーモジュールに関する。
電動機駆動用インバータなどの電力変換装置では、IGBT、MOS−FETなどの自己消弧形半導体スイッチング素子をスイッチングさせることにより負荷であるモータに制御された電力を供給することが一般に行われている。
図6はスイッチング素子にIGBTを使用した電動機駆動用インバータの回路構成例を示す図である。
電動機駆動用インバータは、IGBT1a,1bと還流用のダイオードであるFWD(フリー・ホイリング・ダイオード)2a,2bとが逆並列に接続され、これらを上下に直列に接続したアーム3を有している。このアーム3には、主回路の主端子3a,3b,3cと補助端子3d,3eとを有している。この電動機駆動用インバータは、このようなアーム3を3個並列に接続して三相電力変換装置を構成している。電動機駆動用インバータは、その入力に直流電源4が接続され、出力には、負荷である電動機5が接続され、さらにアーム3と並列に低インピーダンスのスナバコンデンサ6が接続されている。スナバコンデンサ6は、スイッチング素子がスイッチングする際に発生するスパイク電圧を抑制するためのものである。
電動機駆動用インバータは、IGBT1a,1bと還流用のダイオードであるFWD(フリー・ホイリング・ダイオード)2a,2bとが逆並列に接続され、これらを上下に直列に接続したアーム3を有している。このアーム3には、主回路の主端子3a,3b,3cと補助端子3d,3eとを有している。この電動機駆動用インバータは、このようなアーム3を3個並列に接続して三相電力変換装置を構成している。電動機駆動用インバータは、その入力に直流電源4が接続され、出力には、負荷である電動機5が接続され、さらにアーム3と並列に低インピーダンスのスナバコンデンサ6が接続されている。スナバコンデンサ6は、スイッチング素子がスイッチングする際に発生するスパイク電圧を抑制するためのものである。
以上の構成の電動機駆動用インバータは、各アームの上下のスイッチング素子を交互にオン、オフさせることにより、電動機5に任意の電圧、周波数の電力を供給するように構成されている。また、スイッチング素子をオン、オフするタイミングは、正弦波など出力の指令(電圧指令)と三角波などの搬送波との大小比較により生成される。
一方、上述のようなパワー半導体チップは、装置への実装、および半導体チップの放熱処理を容易にする目的により、樹脂などにより形成された、いわゆるモジュール・パッケージとして構成されて提供されることが一般的である。図6においては、IGBT1a,1bおよびFWD2a,2bを含む波線で囲ったアーム3の部分がパワーモジュールとして形成され、したがって三相電力変換装置では、3個のこのようなパワーモジュールを組み合わせて構成していることになる。
図7はパワーモジュールの外観を示す図、図8はパワーモジュールの内部構成を示す断面図、図9はパワーモジュールの内部構成を示す平面図である。
パワーモジュールは、その外観例を図7に示したように、主回路配線用の主端子3a,3b,3cおよびIGBT1a,1bをオン、オフさせるための制御信号を入力する補助端子3dが設けられ、樹脂によってモールドされている。
パワーモジュールは、その外観例を図7に示したように、主回路配線用の主端子3a,3b,3cおよびIGBT1a,1bをオン、オフさせるための制御信号を入力する補助端子3dが設けられ、樹脂によってモールドされている。
パワーモジュールの内部は、図8および図9に示したように、IGBT1a,1bおよびFWD2a,2bが薄いセラッミクやエポキシ樹脂により形成された絶縁基板10に搭載されている。すなわち、絶縁基板10は、その上に回路パターン10a,10b,10c,10dが作成され、回路パターン10a,10bの上にIGBT1a,1bおよび3個のFWD2a,2bがはんだなどによりろう付けされている。また、IGBT1a,1bのエミッタ電極およびFWD2a,2bのアノード電極の間は、アルミニウムや金製のワイヤ11aに接続され、これらと回路パターン10a,10b,10c,10dとの間は、ワイヤ11bにより接続されている。なお、パワーモジュールの主端子3aは、回路パターン10aに接続され、主端子3bは、回路パターン10cに接続され、主端子3cは、回路パターン10bに接続され、補助端子3d,3eは、回路パターン10dに接続されている。
また、絶縁基板10は、銅板12上にろう付けされ、樹脂封止されて、1つのパワーモジュールが形成されている。このパワーモジュールは、銅板12を冷却体13に密着させて使用される。これにより、IGBT1a,1bおよびFWD2a,2bが通電することに伴う発熱は、絶縁基板10を介して銅板12へ伝達され、更に銅板12に取り付けられた冷却体13へ伝達されて放熱される。
上述のように電力変換装置のパワーモジュールでは、近年シリコン製パワー半導体デバイスに代わり、炭化ケイ素、いわゆるワイドバンドギャップデバイスの開発が進み、炭化ケイ素ダイオードの実用化が進んでいる。特に、ワイドバンドギャップデバイスは、シリコンデバイスよりも破壊電界強度が高いため、半導体チップを薄くすることが可能であり、そのため通電時のオン電圧を低くできるという特徴を有する。そのため、ワイドバンドギャップデバイスを使用することにより、装置の損失が低減し、高効率化を図ったり、半導体チップ自体の小形化を図ったりすることが可能である。
一方、スイッチングに関しても、ワイドバンドギャップデバイスではユニポーラ形デバイスでも必要な電圧定格を満足できることから高速なスイッチングが可能であり、シリコン製デバイスよりもスイッチング特性が向上できる。
しかし、パワー半導体デバイスは高圧大電流の直流電源をスイッチングするため、スイッチングする際に発生する電磁ノイズが大きいという問題点がある。さらに、従来のシリコンデバイスよりも高速スイッチングが可能なワイドバンドギャップデバイスでは、より電磁ノイズの増大が顕著となり、電力変換装置の近傍に設置された他機器が誤動作し、ラジオなどに雑音が入るなどの悪影響を及ぼす可能性が高くなる。
図10はパワーモジュールのスイッチング動作時における電気的な等価回路であり、図11はFWDの逆回復時における波形を示す図である。なお、図11において、IDは、FWDの電流変化、VDは、FWDの電圧変化を示している。
パワーモジュールのスイッチング動作時における電気的な等価回路は、スナバコンデンサ6、配線上に存在する寄生インダクタンス分L、およびIGBT1a,1bおよびFWD2a,2bの接合部容量CからなるLC直列共振回路により表すことができる。特に、FWD2a,2bをワイドバンドギャップデバイスにより構成した場合、高速な逆回復動作によりこのLC直列共振回路に共振が発生し、高周波の共振電流が流れ、この電流により発生する磁界がノイズの原因となる。
ワイドバンドギャップデバイスにより構成した炭化ケイ素のFWD2a,2bは、図11に示したように、逆回復動作のタイミングで非常に高い電圧変化率(dV/dt)が生じ、これがトリガとなって数十MHzという非常に高い周波数の共振を引き起こしている。
これに対し、炭化ケイ素を材料とするダイオードを含むLCR回路の共振を抑制する方法が提案されている(たとえば、特許文献1参照)。この特許文献1によれば、炭化ケイ素ダイオードに並列に抵抗を接続している。これにより、外部配線によって形成されるLCR回路の抵抗成分の変化を抑えたことで、共振の発生を抑えている。
また、スイッチング素子にIGBTおよびFWDにバンドギャップの大きなデバイスを用いた電力変換装置においてノイズを低減する別の方法も提案されている(たとえば、特許文献2参照)。この特許文献2によれば、炭化ケイ素ダイオードに並列にシリコンPINダイオードを接続し、逆回復の際の閉回路のインピーダンス(R,L,C)に関して、R2>4L/Cを満たすようにして、共振の発生を抑えている。
しかしながら、炭化ケイ素ダイオードに並列に抵抗を接続する構成では、インバータの回路を組んだ際に、直流電源間に抵抗を接続することになってしまい、電力変換効率が低下するという問題点があった。また、炭化ケイ素ダイオードに並列にシリコンPINダイオードを接続する構成では、これらのダイオードの組み合わせのみで、R2>4L/Cなる条件を満たすように調整することが困難であるという問題点があった。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、炭化ケイ素のFWDが逆回復動作をするとき、電力変換効率が低下することがなく、インバータを構成したときに非共振条件を満たすように調整可能な電力変換装置のパワーモジュールを提供することを目的とする。
本発明では上記の課題を解決するために、自己消弧形半導体スイッチング素子と、炭化ケイ素から成るワイドバンドギャップのダイオードとを逆並列に接続した並列回路を少なくとも1組内蔵するパワーモジュールであって、前記ダイオードのチップの外周部に前記ダイオードのチップを取り囲むように磁性体リングを形成して、等価回路的に前記ダイオードに直列に抵抗分が接続されていることを特徴とする電力変換装置のパワーモジュールが提供される。
このような電力変換装置のパワーモジュールによれば、炭化ケイ素から成るダイオードのチップを磁性体リングで囲うように構成した。これにより、共振を抑制する抵抗分が共振回路に挿入されるので、ダイオードが逆回復動作をするときに生じる急峻な電流・電圧変化に伴う回路の共振現象が抑制される。
上記構成の電力変換装置のパワーモジュールは、炭化ケイ素のダイオードのチップを磁性体リングで囲うことで、磁性体リングのインピーダンス成分である抵抗分が共振回路に挿入されるため、共振回路の共振を容易に抑制できるという利点がある。また、その抵抗分は、等価回路的には、ダイオードに直列に挿入されるため、直流電源間に抵抗分が常に接続されていることがないので、電力変換効率の低下がなく、非共振条件を満たすように抵抗分の調整が可能である。
以下、本発明の実施の形態について、スイッチング素子にIGBTを使用し、FWDに炭化ケイ素デバイスで構成したダイオードを使用したパワーモジュールを電動機駆動用インバータに適用した場合を例に図面を参照して詳細に説明する。
図1は第1の実施の形態に係るパワーモジュールの内部構成を示す平面図、図2はフェライトリングの周波数特性を示す図、図3はパワーモジュールのスイッチング動作時における電気的な等価回路図、図4はFWDの逆回復時における波形を示す図である。なお、図1および図2において、上記の図9および図10に示した構成要素と同じまたは均等の構成要素については同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。また、図4において、IDは、FWDの電流変化、VDは、FWDの電圧変化を示している。
第1の実施の形態に係るパワーモジュールにおいて、絶縁基板10は、その下面に銅板12がろう付けされ、上面には、回路パターン10a,10b,10c,10dが形成されている。回路パターン10aの上には、IGBT1aおよび3個のFWD2aが搭載されてろう付けされ、回路パターン10bの上には、IGBT1bおよび3個のFWD2bが搭載されてろう付けされている。ここで、IGBT1a,1bは、主スイッチングデバイスであり、FWD2a,2bは、炭化ケイ素で構成されたワイドバンドギャップデバイスである。
なお、ワイドバンドギャップデバイスは、大口径ウェハが製作困難であったり、ウェハの品質が安定しなかったりすることで、半導体チップの大きさは、シリコン製デバイスに比べて小さくなる。このため、ワイドバンドギャップデバイスでは、大容量化を図るのに小さいサイズの半導体チップを複数個並列に接続して使用することが一般的に行われており、ここでも、FWD2a,2bは、それぞれ3個並列に接続して使用している。
また、回路パターン10aの上には、それぞれのFWD2aの外周部を取り囲むようにして磁性体のフェライトリング7が接着され、回路パターン10bの上においても、それぞれのFWD2bの外周部を取り囲むようにフェライトリング7が接着されている。
IGBT1a,1bの上面のエミッタ電極およびFWD2a,2bの上面のアノード電極は、ワイヤ11aによって接続され、IGBT1a,1bおよびFWD2a,2bは、逆並列に接続されている。IGBT1a,1bのエミッタ電極は、ワイヤ11bによって回路パターン10dに接続され、回路パターン10dは、補助端子3d,3eに接続されている。FWD2aのアノード電極は、ワイヤ11bによって回路パターン10bに接続され、FWD2bのアノード電極は、ワイヤ11bによって回路パターン10cに接続されている。そして、回路パターン10aは、主端子3aに接続され、回路パターン10bは、主端子3cに接続され、回路パターン10cは、主端子3bに接続されている。
フェライトリング7は、その抵抗およびインダクタンスに関して一般的に、図2に示したような周波数特性を有している。フェライトリング7は、低周波領域でインダクタンス成分が現れ、高周波領域ではインダクタンス値が減少するのに伴い、抵抗値が増加する。本発明では、IGBT1a,1bおよびFWD2a,2bの接合部容量および配線上に浮遊する寄生インダクタンス分で決まる共振周波数に合わせて、上述の抵抗値が増加する特性としたフェライトリング7を装着している。
これにより、図1のパワーモジュールを等価回路で示した図3によれば、等価回路的には、FWD2a,2bにフェライトリング7のインピーダンス成分が直列に接続された形になる。したがって、フェライトリング7は、FWD2a,2bに直列に接続される抵抗デバイスとして機能する。
フェライトリング7は、配線の寄生インダクタンス分Lおよび接合部容量Cで形成されるLC共振回路に抵抗デバイスとして挿入されることにより、その共振回路の共振を抑制することができる。このとき、LC共振を防止するためのフェライトリング7の抵抗分Rは、下記の式が成立するように選定することが望ましい。
R2≧4L/C・・・(1)
ここで、Cは、IGBT1a,1bおよびFWD2a,2bの接合部容量である。Lは、フェライトリング7によるインダクタンス分を含む配線上に浮遊する寄生インダクタンス分であって、モジュールの内部配線インダクタンスおよびモジュール外部に配される電源コンデンサまたはスナバコンデンサ6までの配線インダクタンスの合算値である。
R2≧4L/C・・・(1)
ここで、Cは、IGBT1a,1bおよびFWD2a,2bの接合部容量である。Lは、フェライトリング7によるインダクタンス分を含む配線上に浮遊する寄生インダクタンス分であって、モジュールの内部配線インダクタンスおよびモジュール外部に配される電源コンデンサまたはスナバコンデンサ6までの配線インダクタンスの合算値である。
フェライトリング7が上記の式(1)を満たす抵抗分Rを有するようにするには、フェライトリング7の透磁率(μ)、複素透磁率(μ’)、大きさ(断面積、磁路の長さ)などを適宜調整すればよい。ここで、透磁率および複素透磁率は、フェライトリング7の素材を調整することによって調整される。
以上のように、FWD2a,2bの外周部を取り囲むようにフェライトリング7を設けたことにより、図4に示すFWD2a,2bの逆回復波形によれば、逆回復時に生じる急峻な電流・電圧変化に伴う回路の共振現象が抑制されている。この電流・電圧の振動が抑制された結果、パワーモジュールは、自身からの電磁ノイズの発生を防止することができる。
図5は第2の実施の形態に係るパワーモジュールの内部構成を示す平面図である。なお、この図5において、図1に示した構成要素と同じまたは均等の構成要素については同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。
この第2の実施の形態に係るパワーモジュールによれば、それぞれのFWD2a,2bに直列に抵抗デバイス8が接続されている。この抵抗デバイス8は、たとえば表面実装タイプの抵抗チップとすることができ、FWD2a,2bに隣接して回路パターン10a,10b上に接着され、ワイヤによってFWD2a,2bのアノード電極とIGBT1a,1bのエミッタ電極との間に接続される。
抵抗デバイス8は、IGBT1a,1bおよびFWD2a,2bの接合部容量をC、配線上に浮遊する寄生インダクタンス分をLとしたとき、上記の式(1)を満足する抵抗分Rと同じ抵抗値であればよい。
FWD2a,2bに直列に抵抗デバイス8を接続したことにより、逆回復時に生じる急峻な電流・電圧変化が抑制され、これによってパワーモジュールからの電磁ノイズの発生を防止することができる。
なお、上記の実施の形態では、自己消弧形半導体スイッチング素子としてIGBTを使用したが、本発明はこれに限定されるものではなく、自己消弧形半導体スイッチング素子にMOS−FETを使用することもできる。
1a,1b IGBT
2a,2b FWD(フリー・ホイリング・ダイオード)
3 アーム
3a,3b,3c 主端子
3d,3e 補助端子
4 直流電源
5 電動機
6 スナバコンデンサ
7 フェライトリング
8 抵抗デバイス
10 絶縁基板
10a,10b,10c,10d 回路パターン
11a,11b ワイヤ
12 銅板
13 冷却体
2a,2b FWD(フリー・ホイリング・ダイオード)
3 アーム
3a,3b,3c 主端子
3d,3e 補助端子
4 直流電源
5 電動機
6 スナバコンデンサ
7 フェライトリング
8 抵抗デバイス
10 絶縁基板
10a,10b,10c,10d 回路パターン
11a,11b ワイヤ
12 銅板
13 冷却体
Claims (4)
- 自己消弧形半導体スイッチング素子と、炭化ケイ素から成るワイドバンドギャップのダイオードとを逆並列に接続した並列回路を少なくとも1組内蔵するパワーモジュールであって、
前記ダイオードのチップの外周部に前記ダイオードのチップを取り囲むように磁性体リングを形成して、等価回路的に前記ダイオードに直列に抵抗分が接続されていることを特徴とする電力変換装置のパワーモジュール。 - 前記ダイオードのチップが複数個並列に接続され、それぞれの前記ダイオードのチップにこれを取り囲むように前記磁性体リングが形成されていることを特徴とする請求項1記載の電力変換装置のパワーモジュール。
- 前記抵抗分は、前記ダイオードの接合容量をC、モジュールの内部配線インダクタンスおよびモジュール外部に配される電源コンデンサまたはスナバコンデンサまでの配線インダクタンスの合算値をLとすると、
R2≧4L/C
なる関係が成り立つような抵抗分Rの値を有していることを特徴とする請求項1または2記載の電力変換装置のパワーモジュール。 - 自己消弧形半導体スイッチング素子と、炭化ケイ素から成るワイドバンドギャップのダイオードとを逆並列に接続した並列回路を少なくとも1組内蔵するパワーモジュールであって、
前記ダイオードと直列に抵抗デバイスを接続したことを特徴とする電力変換装置のパワーモジュール。
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