JP2012014879A - 半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具 - Google Patents

Abstract

【課題】交流電源から昇圧チョッパ回路１ａのような力率改善回路１と降圧チョッパ回路のような電力変換回路２を介して半導体発光素子４に電流を供給する点灯装置において、断線や短絡といった半導体発光素子４の異常時には、無用となる又は有害となる力率改善回路１の動作を停止ないしは出力を抑制できるようにする。
【解決手段】交流電源Ｖｓに接続される力率改善回路１と、力率改善回路１の出力を電力変換して半導体発光素子４に電流を供給する電力変換回路２と、半導体発光素子４の異常を検出する異常検出回路７と、異常検出回路７により異常が検出されたときに力率改善回路１の動作を停止または出力を抑制させる制御回路８とを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、発光ダイオードのような半導体発光素子を商用電源により高力率で点灯させる半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具に関するものである。

従来、図９に示すように、商用交流電源Ｖｓを全波整流器ＤＢと平滑コンデンサＣ１よりなる整流平滑回路により直流電圧に変換し、この直流電圧を降圧チョッパ回路２ａにより降圧して、ＬＥＤを点灯させるＬＥＤ点灯装置が知られている。この種のＬＥＤ点灯装置は、従来は入力電流が比較的小さいものが多かったので、図９に示すようなコンデンサインプット型の整流平滑回路を用いても入力力率の低下が大きな問題となることは無かった。しかしながら、近年では、ＬＥＤ点灯装置を主照明に用いる傾向となっており、器具１台当たりの入力電流が増加する傾向にある。しかも、建物の全灯がＬＥＤ照明に置き換わると、多数の器具が並列に商用電源線に接続されることになるので、コンデンサインプット型の整流平滑回路を用いていると、入力力率の低下が問題となる。

そこで、図１０に示すように、商用交流電源Ｖｓを昇圧チョッパ回路１ａにより昇圧された直流電圧に変換し、この昇圧された直流電圧を降圧チョッパ回路２ａにより降圧して、ＬＥＤを点灯させるＬＥＤ点灯装置が用いられるようになってきた（特許文献１）。昇圧チョッパ回路１ａは力率改善機能を有しており、スイッチングによる高周波成分をフィルタ回路で適正に除去すれば、入力電流波形を入力電圧波形と略比例させることができる。

また、ＬＥＤ照明は省電力の環境配慮型の照明であるから、世界中に安価に普及させる必要があり、そのためには電源電圧が異なる国でも共通して使用できる回路とすることが望まれる。図９に示すようなコンデンサインプット型の整流平滑回路では、商用交流電源が例えば１００Ｖ〜２２０Ｖのように、電圧が異なる場合には、整流平滑後の直流電圧も異なることになる。これに対して、図１０に示す構成では、昇圧チョッパ回路１ａの出力電圧を例えば３００Ｖ〜４００Ｖのように設定しておけば、商用交流電源の電圧が異なる場合でも共通の回路で対応できる。

このように、ＬＥＤ点灯用の降圧チョッパ回路の前段に、昇圧チョッパ回路を有するＬＥＤ点灯装置は、商用交流電源から見た入力力率が高いうえに、電源電圧の変動に対する耐性が高く、今後は採用する機会が増えると考えられる。

特開２０１０−４０８７８号公報

ところが、ＬＥＤ点灯用の降圧チョッパ回路が定電流制御機能を有している場合において、万一、ＬＥＤが断線すると、降圧チョッパ回路の出力電圧が昇圧チョッパ回路の出力電圧まで上昇してしまうという問題がある。図１０に示すように、降圧チョッパ回路２ａは出力部に平滑コンデンサＣ２を備えていることが一般的であるが、その平滑コンデンサＣ２の耐圧として、昇圧チョッパ回路１ａの出力コンデンサＣ１と同等の耐圧を持たせるのでは、コストアップの要因となる。

そこで、ＬＥＤが断線したときには、昇圧チョッパ回路そのものを停止させてしまえば、ＬＥＤ断線時の降圧チョッパ回路の出力電圧の上昇を抑制できると考えられる。その場合、入力力率改善機能は停止することになるが、そもそも入力力率の改善は入力電流が大きいときには必要であるが、ＬＥＤが断線して消費電流が略ゼロとなった状態では入力力率の改善機能は必要なくなる。

また、ＬＥＤ点灯用の降圧チョッパ回路が定電流制御機能を有していない場合において、万一、ＬＥＤが短絡すると、過大な電流が流れることになる。このような場合、速やかに降圧チョッパ回路を停止させるべきであるが、同時に昇圧チョッパ回路の出力電圧も低下させてやれば、より安全性が高まると考えられる。

本発明はこのような知見に基づいてなされたものであり、交流電源から昇圧チョッパ回路のような力率改善回路と降圧チョッパ回路のような電力変換回路を介して半導体発光素子に電流を供給する点灯装置において、断線や短絡といった半導体発光素子の異常時には、無用となる又は有害となる力率改善回路の動作を停止ないしは出力を抑制できるようにすることを課題とする。

請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、交流電源Ｖｓに接続される力率改善回路１と、力率改善回路１の出力を電力変換して半導体発光素子４に電流を供給する電力変換回路２と、半導体発光素子４の異常を検出する異常検出回路７と、異常検出回路７により異常が検出されたときに力率改善回路１の動作を停止または出力を抑制させる制御回路８とを有することを特徴とするものである。

請求項２の発明は、請求項１記載の半導体発光素子の点灯装置において、異常検出回路７は半導体発光素子４の開放または電力変換回路２から半導体発光素子４までの配線の開放を異常として検出することを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１記載の半導体発光素子の点灯装置において、異常検出回路７は半導体発光素子４の短絡または電力変換回路２から半導体発光素子４までの配線の短絡を異常として検出することを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具である（図８）。

本発明によれば、交流電源から力率改善回路と電力変換回路を介して半導体発光素子に電流を供給する点灯装置において、半導体発光素子の開放時や短絡時のような異常時には、電力変換回路の前段の力率改善回路の動作を停止または出力を抑制させるようにしたから、無駄な電力消費が生じない。また、力率改善回路が昇圧機能を有している場合には、異常時に電力変換回路の入力電圧を低減できる利点がある。

本発明の実施形態１の回路図である。 本発明の実施形態１に用いる電力変換回路の具体例を示す回路図である。 本発明の実施形態２の回路図である。 本発明の実施形態３の回路図である。 本発明の実施形態４の回路図である。 本発明の実施形態５の回路図である。 本発明の実施形態６の回路図である。 本発明の実施形態７の照明器具の概略構成を示す断面図である。 従来例１の回路図である。 従来例２の回路図である。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。商用交流電源Ｖｓを全波整流する整流器ＤＢの直流出力端には、力率改善回路１として昇圧チョッパ回路１ａが接続されている。昇圧チョッパ回路１ａの出力端には、電力変換回路２の入力端Ａ−Ｂが接続されている。電力変換回路２の出力端Ｃ−Ｄ間には、出力コネクタ５を介して半導体発光素子４が接続されている。

ここで、半導体発光素子４は、複数個のＬＥＤ（発光ダイオード）を直列または並列または直並列接続したＬＥＤモジュールであっても良い。ＬＥＤ１個当たりの順電圧をＶｆ、ＬＥＤの直列個数をｎとすると、半導体発光素子４の両端電圧は、ｎ×Ｖｆとなる。半導体発光素子４が出力コネクタ５に適正に接続されていれば、電力変換回路２の出力端Ｃ−Ｄ間の両端電圧はｎ×Ｖｆにクランプされる。

出力コネクタ５と半導体発光素子４の間はリード線等により接続される。このリード線が断線したり、出力コネクタ５の接触不良や、半導体発光素子４の内部でＬＥＤの断線が生じると、出力コネクタ５が開放状態となる。このとき、電力変換回路２の出力端Ｃ−Ｄ間の両端電圧はｎ×Ｖｆにクランプされなくなり、正常時よりも高い無負荷電圧となる。特に、電力変換回路２が定電流制御機能を備えている場合には、無負荷電圧は正常時に比べて異常に高くまで上昇することになる。そこで、このような負荷開放異常を検出するために、電圧検出部６と異常検出回路７を設けている。

電圧検出部６は抵抗分圧回路等よりなり、電力変換回路２の出力端Ｃ−Ｄ間の両端電圧を検出し、異常検出回路７に入力している。異常検出回路７は、電圧比較器等よりなり、電圧検出部６による検出電圧が正常時に比べて異常に高くなると、負荷開放異常が発生したと判断し、停止制御回路８に異常検出信号を出力する。停止制御回路８は、異常検出信号を受けて出力が反転するフリップフロップのようなラッチ回路等よりなり、ラッチ回路に保持された出力により力率改善回路１の動作を停止させる。

なお、異常検出回路７は負荷開放異常の検出に限らず、負荷短絡異常を検出できるようにしても良い。例えば、出力コネクタ５の端子間が短絡したり、出力コネクタ５と半導体発光素子４の間のリード線が短絡したり、半導体発光素子４の内部で短絡が生じると、電力変換回路２の出力端Ｃ−Ｄ間の両端電圧は正常時に比べて異常に低くなる。このような場合、異常検出回路７は、負荷短絡異常が発生したと判断し、停止制御回路８に異常検出信号を出力する。停止制御回路８では、異常検出信号を受けて、力率改善回路１の動作を停止させる。

本実施形態では、力率改善回路１が昇圧チョッパ回路１ａで構成されている。昇圧チョッパ回路１ａの構成および動作については周知であり、商用交流電源Ｖｓの周波数（５０／６０Ｈｚ）に比べて十分に高い周波数（例えば、数十ｋＨｚ）でスイッチング素子Ｑ１がオンオフすることで、商用交流電源Ｖｓからフィルタ回路９を介して高周波電流が引き込まれて、入力力率が改善される。詳しくは、スイッチング素子Ｑ１のオン時に商用交流電源Ｖｓ→フィルタ回路９→全波整流器ＤＢ→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１→全波整流器ＤＢ→フィルタ回路９→商用交流電源Ｖｓの経路で入力電流が流れる。スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の両端に発生する逆起電圧が全波整流器ＤＢの出力電圧と重畳されて、商用交流電源Ｖｓ→フィルタ回路９→全波整流器ＤＢ→インダクタＬ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→全波整流器ＤＢ→フィルタ回路９→商用交流電源Ｖｓの経路で入力電流が流れる。これにより、商用交流電源Ｖｓの山部（ピーク付近）でも谷部（ゼロクロス付近）でも高周波の入力電流を流すことができ、入力電流の休止期間を無くすことができる。

フィルタ回路９はスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作による高周波成分を除去すると共に、商用周波数の電流は通過させるローパスフィルタ回路である。このフィルタ回路９により入力電流の高周波成分を除去することにより、商用交流電源Ｖｓから見た入力電流波形を入力電圧波形と略比例する正弦波とすることができ、これにより入力力率が高く、入力電流高調波歪みの少ない電源装置とすることができる。

スイッチング素子Ｑ１の高周波スイッチング動作は、ＰＦＣ制御回路３ａにより制御されている。ここで、ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）制御とは、狭義には電源からの入力電流を入力電圧と略同じ位相の正弦波となるように制御することを意味するが、ここでは、電源の入力電流休止期間を短くしてコンデンサインプット型の整流平滑回路（図９の従来例）に比べて入力力率を改善する機能を有していれば、ＰＦＣ制御に含まれるものとする。

このＰＦＣ制御回路３ａは自励式でも他励式でも良いが、図１の構成例では、外部からの信号により起動／停止を制御可能となっているものとする。異常検出回路７により負荷開放または負荷短絡が検出されたときには、停止制御回路８はＰＦＣ制御回路３ａに停止信号を与えることにより、ＰＦＣ制御回路３ａからスイッチング素子Ｑ１への制御信号を停止させて、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作を停止させる。すると、通常の整流平滑回路（図９参照）と同じ動作となり、全波整流器ＤＢから出力される脈流電圧のピーク値付近でのみ入力電流が流れて、入力力率は低下する。また、商用交流電源Ｖｓが１００Ｖ（実効値）である場合、昇圧チョッパ動作が停止すると、コンデンサＣ１の充電電圧は約１４０Ｖ程度となる。一方、昇圧チョッパ動作中はコンデンサＣ１の充電電圧は３００〜４００Ｖ程度となっているから、昇圧チョッパ動作を停止させることにより、電力変換回路２への印加電圧を大幅に低減できる。

なお、停止制御回路８により力率改善回路１の動作を停止させるための具体的構成は限定されるものではない。図１の構成例では、停止制御回路８からＰＦＣ制御回路３ａに停止信号を与えることでＰＦＣ制御回路３ａの発振動作そのものを停止させているが、ＰＦＣ制御回路３ａの発振動作は継続させたまま、スイッチング素子Ｑ１の制御信号を遮断しても構わない。例えば、停止制御回路８からの停止信号によりオン制御可能な半導体スイッチ素子をスイッチング素子Ｑ１の制御電極とグランド間に並列接続し、前記半導体スイッチ素子をオンさせてスイッチング素子Ｑ１の制御電極をグランドレベルに短絡させることで、制御信号を遮断するような手段を用いても構わない。

また、電力変換回路２の具体的構成は限定されるものではなく、図２（ａ）または（ｂ）のような降圧チョッパ回路２ａ，２ｂのほか、図２（ｃ）のようなフライバックコンバータ回路２ｃ、図２（ｄ）のようなフォワードコンバータ回路２ｄなどを用いることができる。いずれの構成においても、スイッチング素子Ｑ２が高周波でオンオフすることで、入力直流電圧を電圧変換して、出力コンデンサＣ２に直流出力電圧を生成する。

また、半導体発光素子４がＡＣ入力可能な構成である場合、例えば、一対のＬＥＤ直列回路を逆並列接続した構成を有する場合や、入力部に無極性化のためのダイオードブリッジを備えている場合には、電力変換回路２は直交変換回路（インバータ回路）であっても良い。

（実施形態２）
図３は本発明の実施形態２の点灯装置の回路図である。本実施形態では、負荷開放異常や負荷短絡異常を検出するための異常検出回路１０の具体的構成例について説明する。また、負荷異常の検出時に力率改善回路１が出力を抑制するように動作する場合について説明する。

異常検出回路１０は、負荷開放検出用のツェナーダイオードＺＤ１と、負荷短絡検出用のツェナーダイオードＺＤ２を備えている。負荷開放異常が発生すると、ツェナーダイオードＺＤ１が導通し、抵抗Ｒ６，Ｒ７を介して電流が流れて、フォトカプラＰＣ１の発光素子が光信号を発生し、フォトカプラＰＣ１の受光素子が導通する。また、負荷短絡異常が発生すると、ツェナーダイオードＺＤ２が導通し、抵抗Ｒ８，Ｒ９を介して電流が流れて、フォトカプラＰＣ２の発光素子が光信号を発生し、フォトカプラＰＣ２の受光素子が導通する。

商用交流電源Ｖｓを整流する全波整流器ＤＢの直流出力端には、力率改善回路１として昇圧チョッパ回路１ａが接続されている。その出力電圧は抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧されてＰＦＣ制御回路３ａに入力されている。ＰＦＣ制御回路３ａは、抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧された電圧が一定電圧となるように、スイッチング素子Ｑ１のオンパルス幅を制御する。抵抗Ｒ１には、フォトカプラＰＣ１，ＰＣ２の受光素子の並列回路と抵抗Ｒ０の直列回路が並列接続されている。上述のように、フォトカプラＰＣ１は負荷開放検出用、フォトカプラＰＣ２は負荷短絡検出用であり、それぞれツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２が導通したときに、抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧比を高くするように動作する。

正常時、つまり負荷開放異常や負荷短絡異常が無い場合には、ツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２は導通しないようにツェナー電圧が設定されている。このため、正常時には抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧比によってコンデンサＣ１の出力電圧Ｖｃ１が一定値（例えば３００Ｖ）となるように制御される。

半導体発光素子４は複数個のＬＥＤの直列回路よりなる。１個のＬＥＤの順電圧を３．５Ｖ、直列個数ｎを３０個とすると、全体の電圧はｎ×Ｖｆ＝１０５Ｖとなる。ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧Ｖｚｄ１は、このｎ×Ｖｆよりも少し高く設定されている。したがって、負荷開放異常が無ければ、ツェナーダイオードＺＤ１は導通せず、フォトカプラＰＣ１の発光素子は光信号を発生しない。

また、正常時の半導体発光素子４の電圧が１０５Ｖ、コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｃ１が３００Ｖとすると、その差電圧：３００−１０５＝１９５ＶがコンデンサＣ２の負極とコンデンサＣ１の負極の間に印加されていることになる。負荷短絡検出用のツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧Ｖｚｄ２は、この電圧よりも少し高く設定されている。したがって、負荷短絡異常が無ければ、ツェナーダイオードＺＤ２は導通せず、フォトカプラＰＣ２の発光素子は光信号を発生しない。

一方、負荷開放異常が発生すると、コンデンサＣ２の両端電圧が上昇し、ツェナーダイオードＺＤ１が導通する。これにより、フォトカプラＰＣ１の発光素子が光信号を発生し、フォトカプラＰＣ１の受光素子が導通するから、抵抗Ｒ１に抵抗Ｒ０が並列接続されて、分圧比が高くなる。また、負荷短絡異常が発生すると、コンデンサＣ２の負極とコンデンサＣ１の負極の間に印加される電圧が上昇することになるから、ツェナーダイオードＺＤ２が導通する。これにより、フォトカプラＰＣ２の発光素子が光信号を発生し、フォトカプラＰＣ２の受光素子が導通するから、抵抗Ｒ１に抵抗Ｒ０が並列接続されて、分圧比が高くなる。すると、ＰＦＣ制御回路３ａはコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１が上昇したものと判断し、スイッチング素子Ｑ１のオンパルス幅を狭くして、出力電圧Ｖｃ１を下げる方向に制御する。つまり、負荷開放や負荷短絡のような負荷異常の検出時に、力率改善回路１が出力を抑制するように動作する。

なお、負荷開放異常や負荷短絡異常を検出するためのツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２は、複数個のツェナーダイオードを直列接続したものであっても良いし、他の定電圧素子であっても良い。また、抵抗分圧回路により分圧された後の電圧を検出するように構成しても良い。

本実施形態では、力率改善回路１の出力端に電力変換回路として図２（ｂ）に示した降圧チョッパ回路２ｂを接続している。降圧チョッパ回路２ｂのスイッチング素子Ｑ２には電流検出抵抗Ｒ３が直列接続されており、スイッチング素子Ｑ２の制御電極には出力制御回路３ｂから制御信号が供給されている。

出力制御回路３ｂはスイッチング素子Ｑ２を高周波でオンオフ制御する信号を出力する。スイッチング素子Ｑ２がオンのとき、コンデンサＣ１→コンデンサＣ２→インダクタＬ２→スイッチング素子Ｑ２→電流検出抵抗Ｒ３→コンデンサＣ１の経路で電流が流れて、インダクタＬ２にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ２がオフすると、インダクタＬ２の蓄積エネルギーにより、インダクタＬ２→ダイオードＤ２→コンデンサＣ２→インダクタＬ２の経路で回生電流が流れる。これにより、コンデンサＣ１の電圧を降圧した直流電圧がコンデンサＣ２に充電される。

出力制御回路３ｂは電流検出抵抗Ｒ３によりスイッチング素子Ｑ２に流れる電流を検出しており、その検出値が所定値に達すると、スイッチング素子Ｑ２をオフさせる。つまり、スイッチング素子Ｑ２のオフタイミング制御は、ピーク電流制御となっている。スイッチング素子Ｑ２がオフした後、再度オンさせる際の制御、つまり、スイッチング素子Ｑ２のオンタイミング制御は、以下に述べる連続モードでも不連続モードでも良いが、好ましくは臨界モードとする。

ここで、連続モードとは、ダイオードＤ２に回生電流が流れている途中でスイッチング素子Ｑ２をオンさせる制御モードであり、ダイオードＤ２の逆回復時間の間、スイッチング素子Ｑ２に瞬時大電流が流れることになるので、スイッチング損失が大きくなる。

また、不連続モードとは、ダイオードＤ２の回生電流が流れ終わってから、所定の電流休止期間を経てスイッチング素子Ｑ２をオンさせる制御モードであり、電流休止期間が生じることにより、電流ピーク値が高い割には電流平均値が低くなり、効率が悪い。

臨界モードとは、ダイオードＤ２の回生電流が流れ終わったことを検出した時点でスイッチング素子Ｑ２をオンさせる制御モードであり、ダイオードＤ２の逆回復時間が経過したタイミングでスイッチング素子Ｑ２がオンすることで、スイッチング損失が小さくなる。また、インダクタＬ２が磁気飽和しない範囲で使用していれば、電流ピーク値の１／２が電流平均値となるので、電流ピーク値を一定に制御するだけで、電流平均値を一定に制御することができ、定電流制御に適している。臨界モードは、境界モードもしくはゼロクロスモードと呼ぶこともある。

臨界モードの制御を実現するには、ダイオードＤ２の回生電流が流れ終わったタイミングを検出する必要がある。例えば、ダイオードＤ２の両端電圧の上昇を検出するとか、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧の降下を検出しても良いが、インダクタＬ２に２次巻線を設けて、２次巻線出力の消失のタイミングを検出するのが最も簡便である。

本実施形態では、スイッチング素子Ｑ２を臨界モードでスイッチング制御している場合において、その高周波（十数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚ）のスイッチング動作を低周波（数百Ｈｚ〜数ｋＨｚ）のＰＷＭ信号に応じて間欠的に停止させることにより、調光動作を実現している。低周波のＰＷＭ信号は、例えば、１ｋＨｚの矩形波電圧信号よりなり、Ｈレベルのときに発振停止状態、Ｌレベルのときに発振許可状態となる。調光信号線の断線、その他の故障によりＰＷＭ信号が常にＬレベルとなっても全点灯状態で使用することができる。

なお、調光制御方式は他の方式を用いても構わない。例えば、低周波のＰＷＭ信号をＣＲ積分回路により直流電圧に変換し、その変換後の直流電圧を電流フィードバック制御の目標値とすることで、負荷電流を定電流制御しても構わない。

いずれにせよ降圧チョッパ回路２ｂが定電流制御をしている場合において、負荷開放異常が発生すると、電流を増大させるべく出力電圧が上昇する。最悪の場合、コンデンサＣ２の電圧はコンデンサＣ１の電圧と同等の電圧まで上昇してしまう。そこで、負荷開放異常があれば、異常検出回路１０により検出し、力率改善回路１の出力を抑制させる。これにより、コンデンサＣ１の電圧が低下するので、コンデンサＣ２の電圧上昇を抑制できる。ひいては、コンデンサＣ２として耐圧の低い素子を用いることができ、点灯装置のコストを低減できる。

また、負荷短絡異常があった場合、降圧チョッパ回路２ｂが定電流制御をしている場合には、過大な電流が流れる恐れは無いが、コンデンサＣ１の電圧が高いままであると、降圧チョッパ回路２ｂに余分なストレスが加わることになる。そこで、この場合にも異常検出回路１０により検出し、力率改善回路１の出力を抑制させることにより、降圧チョッパ回路２ｂのストレスを低減することができる。

（実施形態３）
図４は本発明の実施形態３の点灯装置の回路図である。上述の実施形態２では、降圧チョッパ回路の出力電圧の上昇により半導体発光素子４の断線を検出していたが、本実施形態では、降圧チョッパ回路の出力電流の遮断により半導体発光素子４の断線を検出している点が異なる。また、上述の実施形態２では、降圧チョッパ回路２ｂのスイッチング素子Ｑ２が低電位側に設けられていたが、本実施形態では、降圧チョッパ回路２ａのスイッチング素子Ｑ２が高電位側に設けられている。さらに、本実施形態では、ＰＦＣ制御回路３ａの外付け回路の詳細について説明する。なお、図３、図４ではフィルタ回路９は図示を省略している。

昇圧チョッパ回路１ａのスイッチング素子Ｑ１を制御するＰＦＣ制御回路３ａは、全波整流器ＤＢから出力される脈流電圧を抵抗Ｒ１１，Ｒ１２により分圧して検出し、スイッチング素子Ｑ１に流れるチョッパ電流のピーク値の包絡線が脈流電圧波形と略比例するように制御している。そのために、スイッチング素子Ｑ１のソース電流を抵抗Ｒ１３により電圧変換して検出し、その検出電圧が脈流電圧と略比例する目標値に達すると、スイッチング素子Ｑ１をオフするように制御している。また、平滑コンデンサＣ１の充電電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧して検出し、平滑コンデンサＣ１の充電電圧が低い場合には、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅を長くするべく、前記目標値を高く設定し、逆に、平滑コンデンサＣ１の充電電圧が高い場合には、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅を短くするべく、前記目標値を低く設定する。また、インダクタＬ１の２次巻線電圧の有無によりインダクタＬ１に流れる回生電流の消失（ゼロクロス）を検出し、回生電流が無くなった時点でスイッチング素子Ｑ１を再度オンするように制御している。このようなＰＦＣ制御回路３ａは汎用の集積回路（例えば、ＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２など）を用いて安価に構成することができる。

本実施形態では、このＰＦＣ制御回路３ａの制御電源電圧Ｖｃｃを半導体発光素子４と直列に接続されたインダクタＬ２の２次巻線から供給しており、半導体発光素子４が断線すると、インダクタＬ２の２次巻線出力が消失することにより、ＰＦＣ制御回路３ａが自動的に停止するように構成されている。

電源投入時に、ＰＦＣ制御回路３ａは制御電源電圧Ｖｃｃを供給されていないので、昇圧チョッパ回路１ａは動作していない。このため、平滑コンデンサＣ１は、全波整流器ＤＢから出力される脈流電圧によりインダクタＬ１、ダイオードＤ１を介して充電され、脈流電圧のピーク値付近の約１４０Ｖ程度の電圧となる。この電圧に比べると、半導体発光素子４の電圧降下（上述のｎ×Ｖｆ）は低く設定されている。このため、平滑コンデンサＣ１→限流抵抗Ｒ１０→ダイオードＤ５→電源コンデンサＣ４→インダクタＬ２→半導体発光素子４の経路で微弱な起動電流が流れて、電源コンデンサＣ４の電圧が立ち上がる。電源コンデンサＣ４の電圧が出力制御回路３ｂの動作可能電圧まで上昇すると、スイッチング素子Ｑ２のオンオフ動作が開始される。

スイッチング素子Ｑ２がオンすると、平滑コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ２→電流検出抵抗Ｒ３→インダクタＬ２→半導体発光素子４の経路で電流が流れて、インダクタＬ２にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ２に流れる電流は出力制御回路３ｂにより電流検出抵抗Ｒ３の電圧値として監視されており、所定のピーク値に達すると、スイッチング素子Ｑ２はオフされる。

スイッチング素子Ｑ２がオフすると、インダクタＬ２の蓄積エネルギーにより、インダクタＬ２→半導体発光素子４→回生ダイオードＤ２の経路で回生電流が流れ、インダクタＬ２のエネルギーが放出される。出力制御回路３ｂはインダクタＬ２の２次巻線電圧を監視しており、２次巻線電圧が消失すると、インダクタＬ２のエネルギー放出が完了したものとして、スイッチング素子Ｑ２を再度オンさせる。

これにより、インダクタＬ２には高周波の三角波電流が流れるから、その２次巻線出力によりダイオードＤ３を介して低電位側の電源コンデンサＣ３が充電される。ダイオードＤ３の導通極性はフライバック側（ダイオードＤ２の導通時）とすることが一般的であるが、フォワード側（スイッチング素子Ｑ２の導通時）でも良い。コンデンサＣ３の電圧はツェナーダイオードＺＤ３により規制され、制御電源電圧ＶｃｃとしてＰＦＣ制御回路３ａに供給される。ＰＦＣ制御回路３ａの電源電圧Ｖｃｃが動作可能電圧に達すると、スイッチング素子Ｑ１のオンオフが開始され、昇圧チョッパ回路１ａが動作するので、平滑コンデンサＣ１の電圧は昇圧された電圧（例えば、３００Ｖ〜４００Ｖ）となる。

また、別の２次巻線出力によりダイオードＤ４を介して高電位側の電源コンデンサＣ４が充電される。ダイオードＤ４の導通極性はフライバック側（ダイオードＤ２の導通時）とすることが一般的であるが、フォワード側（スイッチング素子Ｑ２の導通時）でも良い。また、ダイオードＤ３の導通極性とダイオードＤ４の導通極性は逆極性としても良いし、同じ極性としても良い。コンデンサＣ４の電圧はツェナーダイオードＺＤ４により規制され、高電位側の制御電源電圧ＨＶｃｃとして出力制御回路３ｂに供給される。このため、限流用の抵抗Ｒ１０は起動用の微弱な直流電流さえ供給できれば良く、抵抗値の高い素子を用いることができる。なお、ダイオードＤ５はスイッチング素子Ｑ２のオン時にコンデンサＣ４の電荷が無駄に消費されないように挿入されているが、抵抗Ｒ１０が十分に高抵抗であれば省略しても良い。

ここで、半導体発光素子４が断線すると、インダクタＬ２に電流が流れなくなるので、その２次巻線出力により充電されていた電源コンデンサＣ３の電圧は低下することになる。電源コンデンサＣ３の電圧ＶｃｃがＰＦＣ制御回路３ａの動作可能電圧よりも低くなると、ＰＦＣ制御回路３ａはスイッチング素子Ｑ１への制御信号を停止するから、昇圧チョッパ回路１ａは動作を停止する。すると、コンデンサＣ１の電圧は全波整流器ＤＢの脈流電圧のピーク値付近（約１４０Ｖ）にまで低下する。

また、同時にインダクタＬ２の別の２次巻線出力により充電されていた高電位側の電源コンデンサＣ４も充電電流を失うことになり、その充電電圧ＨＶｃｃは低下する。なおかつ、半導体発光素子４が断線していることにより、抵抗Ｒ１０、ダイオードＤ５を介する充電経路も遮断されてしまうので、電源コンデンサＣ４の電圧は低下し続ける。電源コンデンサＣ４の電圧が出力制御回路３ｂの動作可能電圧よりも低くなると、出力制御回路３ｂはスイッチング素子Ｑ２への制御信号を停止するから、降圧チョッパ回路２ａも動作を停止する。

以上のように、本実施形態では、半導体発光素子４が断線しているときには、ＰＦＣ制御回路３ａも出力制御回路３ｂも動作しないから、力率改善回路としての昇圧チョッパ回路１ａ並びに電力変換回路としての降圧チョッパ回路２ａは共に停止状態に維持される。

（実施形態４）
図５は本発明の実施形態４の点灯装置の回路図である。本実施形態では、電力変換回路２ｅとして、２石のインバータ回路の高周波交流出力を整流平滑するＤＣ−ＤＣ変換回路を採用し、そのうち１石のスイッチング素子Ｑ１を昇圧チョッパ回路のスイッチング素子として兼用し、他の１石のスイッチング素子Ｑ２の逆方向ダイオードを昇圧チョッパ回路のダイオードとして兼用している。また、半導体発光素子４に流れる電流の有無をトランジスタＴｒ１により検出し、その検出結果に応じて、制御電源遮断用のトランジスタＴｒ２のオンオフを制御している。

２石のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は制御回路３ｃにより高周波で交互にオンオフするように制御されるが、電源投入直後は制御電源電圧Ｖｃｃが供給されていないので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は共にオフ状態である。この状態で、全波整流器ＤＢから出力される脈流電圧により、インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ２の逆方向ダイオード→平滑コンデンサＣ１の経路で充電電流が流れて、コンデンサＣ１が充電される。なお、図５のスイッチング素子Ｑ２はＭＯＳＦＥＴであるので、逆方向ダイオードを内蔵しているが、バイポーラトランジスタで構成する場合には、ダイオードを逆並列接続する必要がある。

初期状態では、コンデンサＣ１の充電電圧は脈流電圧のピーク値付近の約１４０Ｖ程度の電圧となる。この電圧に比べると、半導体発光素子４の順方向電圧（上述のｎ×Ｖｆ）は低く設定されている。このため、平滑コンデンサＣ１→抵抗Ｒ２１、Ｒ２２→出力コネクタ５→半導体発光素子４→出力コネクタ５→電流検出抵抗Ｒ３→平滑コンデンサＣ１の経路で微弱な電流が流れて、抵抗Ｒ２１に電流が流れる。これにより、トランジスタＴｒ１のベース・エミッタ間が順バイアスされて、トランジスタＴｒ１がオンとなり、平滑コンデンサＣ１→トランジスタＴｒ１→抵抗Ｒ２３→抵抗Ｒ２４→電源コンデンサＣ３→平滑コンデンサＣ１の経路で起動電流が流れて、電源コンデンサＣ３の電圧が立ち上がる。電源コンデンサＣ３の電圧が制御回路３ｃの動作可能電圧まで上昇すると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ動作が開始される。

力率改善回路としての昇圧チョッパ回路は、インダクタＬ１と、スイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ２の逆方向ダイオードと、平滑コンデンサＣ１により構成されており、スイッチング素子Ｑ１とＱ２が高周波で交互にオンオフされることで、平滑コンデンサＣ１には昇圧された直流電圧が充電される。

これにより抵抗Ｒ２４を介して流れる電流は増大し、抵抗Ｒ２４により順バイアスされるトランジスタＴｒ２は完全にオン状態となる。トランジスタＴｒ２がオン状態であるので、インダクタＬ１の２次巻線出力により、コンデンサＣ３がダイオードＤ３を介して充電される。コンデンサＣ３の電圧はツェナーダイオードＺＤ３により規制され、制御電源電圧Ｖｃｃとして制御回路３ｃに供給される。

なお、スイッチング素子Ｑ１のオン時にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点ｂがグランド電位に落ちるので、このとき、ダイオードＤ４を介して高電位側の電源コンデンサＣ４を低電位側の制御電源電圧Ｖｃｃにより充電する。高電位側の電源コンデンサＣ４の電圧ＨＶｃｃは制御回路３ｃにより高電位側のスイッチング素子Ｑ２のゲート電極ａを駆動するために用いられる。

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が高周波で交互にオンオフすると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点ｂの電位は、平滑コンデンサＣ１の電位とグランド電位の間でスイッチングされる矩形波電圧となるから、結合コンデンサＣ５を介して降圧トランスＴ１の１次巻線ｎ１には高周波の交流電圧が印加される。これを巻数比ｎ２／ｎ１に応じて降圧した交流電圧が２次巻線ｎ２に発生する。２次巻線ｎ２の中点をグランド電位に接続し、２次巻線ｎ２の両端電圧をダイオードＤ２、Ｄ６により全波整流して、平滑コンデンサＣ２に直流電圧を充電する。これにより、コンバータ回路２ｅは端子Ａ−Ｂ間の直流電圧を降圧して端子Ｃ−Ｄ間に出力する降圧コンバータ回路として動作する。

端子Ｃ−Ｄ間には、ダイオードＤ７と出力コネクタ５及び電流検出抵抗Ｒ３を介して半導体発光素子４が接続されている。電流検出抵抗Ｒ３の両端電圧は制御回路３ｃにより検出されており、その検出電流が一定となるように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間幅が制御される。

ここで、半導体発光素子４が断線すると、抵抗Ｒ２１、Ｒ２２を介して流れる微弱な電流が遮断されるから、トランジスタＴｒ１がオフ状態となる。すると、トランジスタＴｒ１を介して抵抗Ｒ２４に流れる電流により順バイアスされていたトランジスタＴｒ２のベース・エミッタ間電圧が消失し、トランジスタＴｒ２がオフ状態となる。これにより、インダクタＬ１の２次巻線出力からダイオードＤ３を介して電源コンデンサＣ３を充電する経路が遮断され、制御電源電圧Ｖｃｃの供給が断たれる。すると、制御回路３ｃは動作を停止し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は共にオフ状態となる。

その後、コンデンサＣ１の充電電圧は全波整流器ＤＢから出力される脈流電圧のピーク値付近の約１４０Ｖ程度に維持される。コンバータ回路２ｅの出力コンデンサＣ２の充電電圧は、放電抵抗Ｒ２５により放出されて略ゼロとなる。なお、端子Ｅ−Ｃ間に逆流阻止用のダイオードＤ７が存在することにより、放電抵抗Ｒ２５を介する電流によりトランジスタＴｒ１がオンすることは無い。

以上のように、本実施形態では、半導体発光素子４を介する電流の有無をトランジスタＴｒ１により検出し、その検出結果に応じて力率改善回路の起動／停止を制御するようにしたから、半導体発光素子４の断線時に力率改善回路が動作することは無く、無駄な電力消費は生じない。また、力率改善回路の動作停止中は平滑コンデンサＣ１の電圧が低下するので、回路ストレスも低減できる。

（実施形態５）
図６は本発明の実施形態５の点灯装置の回路図である。本実施形態では、力率改善回路として、昇降圧チョッパ回路１ｂを用いている。昇降圧チョッパ回路１ｂの構成および動作は周知であり、全波整流器ＤＢの直流出力端にインダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１の直列回路を接続し、インダクタＬ１の両端にダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１を接続したものである。スイッチング素子Ｑ１のオン時には、全波整流器ＤＢとインダクタＬ１を介して交流電源Ｖｓから入力電流が引き込まれる。スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の蓄積エネルギーが回生ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１に放出される。平滑コンデンサＣ１に得られる直流電圧の極性が入力電圧と逆極性となるので、極性反転型チョッパ回路とも呼ばれる。

力率改善回路として、昇降圧チョッパ回路１ｂを用いる場合の利点の１つは、電源投入時の突入電流を緩和できる点である。すなわち、電源投入時に、商用交流電源Ｖｓから見て平滑コンデンサＣ１に対して直接的に電流を流す経路が存在しないから、突入電流防止回路を別に設けなくても、過大な突入電流が流れることはない。これに対して、図１０に示したような昇圧チョッパ回路１ａでは、電源投入時に、インダクタＬ１とダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１に充電電流が流れるから、突入電流が問題となる。照明器具１台当たりの突入電流は僅かなものであっても、同一の電源スイッチにより同時にオンオフされる複数の照明器具がすべてＬＥＤ照明に置き換わると、複数の照明器具に同時に突入電流が流れることになるので、ブレーカーが落ちることがあり、突入電流防止対策が必要となる。

この問題を回避するために、力率改善回路として昇圧チョッパ回路１ａを用いる場合には、全波整流器ＤＢとインダクタＬ１の間に突入電流防止回路を挿入することが一般的である。突入電流防止回路は、例えば、限流抵抗とＳＣＲ（逆阻止三端子型サイリスタ）の並列回路よりなり、インダクタＬ１の２次巻線出力を整流平滑した電圧がＳＣＲのゲート・カソード間に印加されるように構成されている。電源投入時には限流抵抗により突入電流が緩和され、昇圧チョッパ回路１ａのスイッチング動作が開始した後は、インダクタＬ１の２次巻線出力によりＳＣＲがオン状態となり、限流抵抗が短絡される動作となっている。

このように、力率改善回路として昇圧チョッパ回路１ａを用いる場合には、電源投入時の平滑コンデンサＣ１への突入電流を防止する対策が必要となるが、本実施形態のように、力率改善回路として昇降圧チョッパ回路１ｂを用いる場合には、それ自体が突入電流防止対策となる利点がある。

また、別の利点として、負荷異常の検出時に昇降圧チョッパ回路１ｂの動作を停止させると、平滑コンデンサＣ１の電圧を無くすことができるから、後続の回路のストレスをさらに緩和できる。昇圧チョッパ回路１ａの場合、スイッチング動作を停止させても平滑コンデンサＣ１に電圧（約１４０Ｖ）が残るから、後続の電力変換回路を停止させるための構成が必要となる。これに対して、昇降圧チョッパ回路１ｂを力率改善回路として用いる場合には、スイッチング動作の停止により平滑コンデンサＣ１の電圧が無くなるから、後続の電力変換回路を停止させるための構成を省略することも出来る。したがって、他励式の電力変換回路に代えて、自励式の電力変換回路を用いる場合であっても、前段の昇降圧チョッパ回路１ｂのスイッチング動作が停止することで、後段の電力変換回路のスイッチング動作は自動的に停止することになる。

図６の構成例では、電力変換回路として他励式の降圧チョッパ回路２ｂを用いており、昇降圧チョッパ回路１ｂのインダクタＬ１の２次巻線出力により、ダイオードＤ４を介して降圧チョッパ回路２ｂの出力制御回路３ｂの電源コンデンサＣ４を充電している。したがって、昇降圧チョッパ回路１ｂがスイッチング動作を停止すると、降圧チョッパ回路２ｂも速やかにスイッチング動作を停止するが、仮に、電源コンデンサＣ４を平滑コンデンサＣ１から降圧用の抵抗を介して充電するように構成した場合でも、平滑コンデンサＣ１の電圧が無くなることで、電源コンデンサＣ４の電圧ＨＶｃｃを低下させることができる。また、そもそも降圧チョッパ回路２ｂの主電源となる平滑コンデンサＣ１の電圧が無くなることで、降圧チョッパ回路２ｂは動作を継続できなくなるので、制御電源を遮断しなくても、いずれは停止することになる。

次に、電源投入時の動作について説明する。電源投入直後は、平滑コンデンサＣ１は充電されていない状態である。全波整流器ＤＢから出力される脈流電圧のピーク値は約１４０Ｖであり、これよりも半導体発光素子４の順方向電圧（上述のｎ×Ｖｆ）は低く設定されている。この全波整流器ＤＢから出力される脈流電圧により、電流検出抵抗Ｒ３→スイッチング素子Ｑ２の逆方向ダイオード→回生ダイオードＤ２→半導体発光素子４→ダイオードＤ５→抵抗Ｒ２３→抵抗Ｒ２４→電源コンデンサＣ３の経路で脈流（１００／１２０Ｈｚ）の起動電流が間欠的に流れて、電源コンデンサＣ３の電圧が立ち上がる。

電源コンデンサＣ３の電圧がＰＦＣ制御回路３ａの動作可能電圧以上に立ち上がると、スイッチング素子Ｑ１がオンオフ動作を開始し、平滑コンデンサＣ１に直流電圧が得られる。すると、全波整流器ＤＢから出力される脈流電圧に平滑コンデンサＣ１の直流電圧が重畳されて、全波整流器ＤＢ→平滑コンデンサＣ１→半導体発光素子４→ダイオードＤ５→抵抗Ｒ２３→抵抗Ｒ２４→電源コンデンサＣ３の経路で連続的な脈動電流が流れる。これによりトランジスタＴｒ２が常にオン状態となる。トランジスタＴｒ２のバイアス抵抗Ｒ２３、Ｒ２４は、全波整流器ＤＢの出力電圧がゼロとなるタイミングであっても、平滑コンデンサＣ１の直流電圧だけでトランジスタＴｒ２が飽和状態となるように定数を設定しておけば良い。

このように、昇降圧チョッパ回路１ｂがスイッチング動作を開始すると、平滑コンデンサＣ１の直流電圧が上昇することで、トランジスタＴｒ２が常にオンとなり、インダクタＬ１の２次巻線出力によりダイオードＤ３を介して電源コンデンサＣ３が充電される。電源コンデンサＣ３の電圧Ｖｃｃは、ツェナーダイオードＺＤ３により上限を規定される。

また、インダクタＬ１の２次巻線出力によりダイオードＤ４を介して電源コンデンサＣ４が充電される。電源コンデンサＣ４の電圧ＨＶｃｃは、ツェナーダイオードＺＤ４により上限を規定される。コンデンサＣ４の電圧ＨＶｃｃが出力制御回路３ｂの動作可能電圧以上に立ち上がると、スイッチング素子Ｑ２がオンオフ動作を開始する。

スイッチング素子Ｑ２がオンすると、平滑コンデンサＣ１→出力コンデンサＣ２→インダクタＬ２→スイッチング素子Ｑ２→電流検出抵抗Ｒ３の経路で電流が流れて、インダクタＬ２にエネルギーが蓄積される。電流検出抵抗Ｒ３の電圧が目標値に達すると、出力制御回路３ｂによりスイッチング素子Ｑ２がオフされる。すると、インダクタＬ２の蓄積エネルギーによる回生電流がダイオードＤ２を介して出力コンデンサＣ２に放出される。インダクタＬ２のエネルギー放出が完了すると、インダクタＬ２の２次巻線出力の消失を検出して、出力制御回路３ｂはスイッチング素子Ｑ２を再びオンさせる。以下、同じ動作を繰り返し、出力コンデンサＣ２が充電される。

出力コンデンサＣ２の電圧が半導体発光素子４の順方向電圧（上述のｎ×Ｖｆ）に達すると、ダイオードＤ７を介して半導体発光素子４に主電流が流れて、その後、出力コンデンサＣ２の電圧は、ｎ×Ｖｆ＋Ｖｄ７にクランプされる。

このとき、過電圧保護用のツェナーダイオードＺＤ５は導通しない。ツェナーダイオードＺＤ５のツェナー電圧Ｖｚｄ５は、上述のｎ×Ｖｆ＋Ｖｄ７よりも高く設定されている。Ｖｄ７はダイオードＤ７の順電圧である。

次に、半導体発光素子４が断線した場合の動作について説明する。半導体発光素子４が断線すると、出力コンデンサＣ２の電圧が上昇するが、過電圧保護用のツェナーダイオードＺＤ５が導通することで、出力コンデンサＣ２の耐圧を越えるような過電圧は印加されない。ツェナーダイオードＺＤ５に流れる電流は、逆流阻止用のダイオードＤ７によりブロックされるので、ダイオードＤ５には流れない。したがって、半導体発光素子４の断線時には、ダイオードＤ５を介する電流は遮断され、抵抗Ｒ２３、Ｒ２４に電流が流れなくなるので、トランジスタＴｒ２はオフとなる。すると、インダクタＬ１の２次巻線出力からダイオードＤ３を介して電源コンデンサＣ３を充電する経路が断たれるので、制御電源電圧Ｖｃｃが低下し、ＰＦＣ制御回路３ａの動作可能電圧よりも低くなると、ＰＦＣ制御回路３ａは動作を停止する。これにより、力率改善回路としての昇降圧チョッパ回路１ｂはスイッチング動作を停止する。

すると、インダクタＬ１の二次巻線出力が無くなるので、ダイオードＤ４を介して電源コンデンサＣ４を充電できなくなり、その充電電圧である制御電源電圧ＨＶｃｃが出力制御回路３ｂの動作可能電圧よりも低くなると、出力制御回路３ｂはスイッチング素子Ｑ２のスイッチング動作を停止させる。これにより、半導体発光素子４の断線時には、力率改善回路としての昇降圧チョッパ回路１ｂのスイッチング動作が停止し、後続の降圧チョッパ回路２ｂのスイッチング動作も停止する。

また、電源投入時に始めから半導体発光素子４が断線している場合には、そもそも電源コンデンサＣ３の起動電流が流れないので、回路電流は全く流れず、回路は完全に停止状態となる。

なお、実施形態４（図５）に例示したように、高電位側の電源コンデンサＣ４の負極が低電位側の電源コンデンサＣ３の負極と略同一電位となるタイミングが存在するスイッチング電源装置においては、低電位側の電源コンデンサＣ３の正極からダイオードＤ４のアノード・カソード間を介して高電位側の電源コンデンサＣ４の正極に電流を流す経路を設けておくことで、高電位側の電源コンデンサＣ４を間欠的に充電することが可能である。同様の考え方で、本実施形態（図６の構成）においても、全波整流器ＤＢから出力される脈流電圧が略ゼロとなるタイミングにおいて、スイッチング素子Ｑ１がオンする期間では、高電位側の電源コンデンサＣ４の負極が低電位側の電源コンデンサＣ３の負極と略同一電位となるので、ダイオードＤ４のアノードをコンデンサＣ３の正極に接続しておけば、インダクタＬ１の２次巻線出力を用いなくても、コンデンサＣ４の充電は可能である。同様に、実施形態３（図４の構成）においても、回生ダイオードＤ２がオンするタイミングでは、高電位側の電源コンデンサＣ４の負極が低電位側の電源コンデンサＣ３の負極と略同一電位となるので、ダイオードＤ４のアノードをコンデンサＣ３の正極に接続しておけば、インダクタＬ２の２次巻線出力を用いなくても、コンデンサＣ４の充電は可能である。

（実施形態６）
図７は本発明の実施形態６の点灯装置の回路図である。本実施形態では、力率改善回路として、フライバックコンバータ回路１ｃを用いている。フライバックコンバータ回路１ｃの構成および動作は周知であり、全波整流器ＤＢの直流出力端にトランスＴ１の１次巻線とスイッチング素子Ｑ１の直列回路を接続し、トランスＴ１の２次巻線の両端にダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１を接続したものである。ダイオードＤ１の極性は、スイッチング素子Ｑ１のオン時に電流を阻止する方向に接続されている。

スイッチング素子Ｑ１のオン時には、全波整流器ＤＢとトランスＴ１の１次巻線を介して交流電源Ｖｓから入力電流が引き込まれる。このとき、ダイオードＤ１は非導通状態となっているので、トランスＴ１はインダクタとして機能し、トランスＴ１にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、トランスＴ１の蓄積エネルギーがダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１に放出される。平滑コンデンサＣ１に得られる直流電圧は入力側とは絶縁されている。平滑コンデンサＣ１の電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧した検出電圧をＰＦＣ制御回路３ａに伝達するには、フォトカプラＰＣ３を用いると良い。

また、電圧検出部６により半導体発光素子４の断線または短絡を検出した場合、その検出信号をフォトカプラＰＣ４を介してＰＦＣ制御回路３ａに伝達し、力率改善回路の動作を停止または出力を抑制させるように制御する。なお、フォトカプラＰＣ３とＰＣ４はトランスＴ１の１次側と２次側の絶縁を維持するために用いており、図７では別々の素子を用いているが、兼用しても構わない。例えば、電圧検出部６の出力をフォトカプラＰＣ３に入力すれば、フォトカプラは１個で済む。その他の構成及び動作については既に述べた実施形態と同様である。

フライバックコンバータ回路１ｃのスイッチング素子Ｑ１を制御するＰＦＣ制御回路３ａは、全波整流器ＤＢから出力される脈流電圧を抵抗Ｒ１１，Ｒ１２により分圧して検出し、スイッチング素子Ｑ１に流れるトランスＴ１の１次巻線電流のピーク値の包絡線が脈流電圧波形と略比例するように制御している。そのために、スイッチング素子Ｑ１のソース電流を抵抗Ｒ１３により電圧変換して検出し、その検出電圧が脈流電圧と略比例する目標値に達すると、スイッチング素子Ｑ１をオフするように制御している。また、平滑コンデンサＣ１の充電電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧して検出し、フォトカプラＰＣ３を介してＰＦＣ制御回路３ａに伝達し、平滑コンデンサＣ１の充電電圧が低い場合には、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅を長くするべく、前記目標値を高く設定し、逆に、平滑コンデンサＣ１の充電電圧が高い場合には、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅を短くするべく、前記目標値を低く設定する。また、トランスＴ１に回生電流検出用の補助巻線を設けて、その巻線電圧の有無によりトランスＴ１から放出される回生電流の消失（ゼロクロス）を検出し、回生電流が無くなった時点でスイッチング素子Ｑ１を再度オンするように制御している。

ＰＦＣ制御回路３ａの制御電源電圧を得るための構成については図示を省略しているが、例えば、全波整流器ＤＢの出力端から限流抵抗を介して電源コンデンサを充電し、その充電電圧によりＰＦＣ制御回路３ａの動作が開始した後は、トランスＴ１の回生電流検出用の巻線から整流用のダイオードを介して前記電源コンデンサを充電するような構成を用いることができる。

フライバックコンバータ回路１ｃは、上述の実施形態５（図６）の昇降圧チョッパ回路１ｂを入出力絶縁型に改変した回路と考えれば良い。したがって、実施形態５と同様の効果があり、前段の力率改善回路が停止することで、後段の電力変換回路は自動的に動作を停止する。図７の構成では、平滑コンデンサＣ１の電圧から降圧用の抵抗Ｒ１０を介して出力制御回路３ｂの電源コンデンサＣ４を充電しているから、フライバックコンバータ回路１ｃが停止して平滑コンデンサＣ１の電圧が消失すると、電源コンデンサＣ４の電圧も消失し、出力制御回路３ｂは自動的に停止する。いずれにせよ、平滑コンデンサＣ１の電圧が無くなることで、電力変換回路としての降圧チョッパ回路２ｂは主電源の供給を断たれるから、自動的に動作を停止する。したがって、降圧チョッパ回路２ｂは自励式であっても良い。

上述の各実施形態では、電源コンデンサＣ３，Ｃ４の電圧を安定化する手段として、ツェナーダイオードＺＤ３，ＺＤ４を用いる場合を例示したが、三端子レギュレータＩＣやＩＰＤ（インテリジェント・パワー・デバイス）などの電圧安定化手段を適宜採用しても構わない。
また、上述の各実施形態は適宜組み合わせて実施しても構わない。

（実施形態７）
図８は本発明のＬＥＤ点灯装置を用いた電源別置型ＬＥＤ照明器具の概略構成を示している。この電源別置型ＬＥＤ照明器具では、ＬＥＤモジュール４０の筐体４２とは別のケースに電源ユニット１２を内蔵している。こうすることによってＬＥＤモジュール４０は薄型化することが可能となり、別置型の電源ユニット１２は場所によらず設置可能となる。

器具筐体４２は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板４３で覆われている。この光拡散板４３に対向するように、ＬＥＤモジュール４０が配置されている。４１はＬＥＤ実装基板であり、ＬＥＤモジュール４０のＬＥＤ４ａ〜４ｄを実装している。器具筐体４２は天井２０に埋め込まれており、天井裏に配置された電源ユニット１２からリード線５０とコネクタ５を介して配線されている。

電源ユニット１２の内部には、上述の力率改善回路１や電力変換回路２、全波整流器ＤＢ、フィルタ回路９などが収納されている。ＬＥＤ４ａ〜４ｄの直列回路（ＬＥＤモジュール４０）が上述の半導体発光素子４に対応している。

図８に示す電源別置型のＬＥＤ照明器具では、ＬＥＤモジュール４０を収めた器具筐体４２と、ＬＥＤ４ａ〜４ｄを発光するために出力を与える電源ユニット１２とが別に配置されているので、施工に際しては、現場において電源ユニット１２を取り付けてから器具筐体４２を取り付けて、両者をリード線５０とコネクタ５で接続するという作業が必要となる。

コネクタ５の接続不良や接続し忘れ、リード線５０の断線等があると、電源ユニット１２に内蔵された電力変換回路２は動作を停止し、その前段の力率改善回路１も動作を停止する。

本実施形態では、電源ユニットがＬＥＤモジュールとは別の筐体に収納される電源別置型ＬＥＤ照明器具を例示したが、電源ユニットがＬＥＤモジュールと同じ筐体に収納される電源一体型ＬＥＤ照明器具に本発明の点灯装置を用いても構わない。

また、本発明の点灯装置は、照明器具に限らず、各種の光源、例えば、液晶ディスプレイのバックライトや、複写機、スキャナ、プロジェクタなどの光源として利用しても構わない。

上述の各実施形態の説明では、半導体発光素子４として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機ＥＬ素子や半導体レーザー素子などであっても良い。

１ 力率改善回路
２ 電力変換回路
３ａ ＰＦＣ制御回路
４ 半導体発光素子
５ 出力コネクタ
６ 電圧検出回路
７ 異常検出回路
８ 停止制御回路

Claims (4)

1. 交流電源に接続される力率改善回路と、力率改善回路の出力を電力変換して半導体発光素子に電流を供給する電力変換回路と、半導体発光素子の異常を検出する異常検出回路と、異常検出回路により異常が検出されたときに力率改善回路の動作を停止または出力を抑制させる制御回路とを有することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
2. 請求項１において、異常検出回路は半導体発光素子の開放または電力変換回路から半導体発光素子までの配線の開放を異常として検出することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
3. 請求項１において、異常検出回路は半導体発光素子の短絡または電力変換回路から半導体発光素子までの配線の短絡を異常として検出することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
4. 請求項１〜３のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具。

Images