JP2012005306A - Power conversion device, power conversion control device, power conversion control method, and program - Google Patents
Power conversion device, power conversion control device, power conversion control method, and program Download PDFInfo
- Publication number
- JP2012005306A JP2012005306A JP2010140018A JP2010140018A JP2012005306A JP 2012005306 A JP2012005306 A JP 2012005306A JP 2010140018 A JP2010140018 A JP 2010140018A JP 2010140018 A JP2010140018 A JP 2010140018A JP 2012005306 A JP2012005306 A JP 2012005306A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switch
- current
- current path
- switches
- load
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 title claims abstract description 101
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 40
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 179
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 claims abstract description 15
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 claims abstract description 15
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 71
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 claims description 37
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 26
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 16
- 238000011084 recovery Methods 0.000 claims description 6
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 4
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 abstract description 192
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 48
- 101100176787 Caenorhabditis elegans gsk-3 gene Proteins 0.000 description 26
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 26
- 101000946191 Galerina sp Laccase-1 Proteins 0.000 description 20
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 15
- 230000008569 process Effects 0.000 description 14
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 13
- 230000008859 change Effects 0.000 description 7
- 230000006870 function Effects 0.000 description 7
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 7
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 4
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 4
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 description 3
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 3
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 3
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 230000001627 detrimental effect Effects 0.000 description 1
- 239000012776 electronic material Substances 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/4826—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode operating from a resonant DC source, i.e. the DC input voltage varies periodically, e.g. resonant DC-link inverters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
本発明は、電力変換装置、電力変換制御装置、電力変換制御方法及びプログラムに関する。 The present invention relates to a power conversion device, a power conversion control device, a power conversion control method, and a program.
直流電圧源から直流電力を負荷に供給できる低損失な交流／直流電力変換装置として、たとえば特許文献１に開示されているものがある。
For example,
この交流／直流電力変換装置は、交流電源と直列に接続された交流リアクトルと、この交流電源と交流リアクトルとの直列回路を交流端子間に接続され、直流負荷を直流端子間に接続されたＭＥＲＳ（磁気エネルギー回生スイッチ：Magnetic Energy Recovery
Switch）と、を備える。
この交流／直流電力変換装置は、ＭＥＲＳの逆導通型半導体スイッチをオン・オフすることで、ＭＥＲＳが備えるコンデンサにパルス状の直流電圧を発生させ、このコンデンサが直流電圧源として機能する。
This AC / DC power converter includes an AC reactor connected in series with an AC power source, a series circuit of the AC power source and the AC reactor connected between AC terminals, and a MERS in which a DC load is connected between DC terminals. (Magnetic energy recovery switch: Magnetic Energy Recovery
Switch).
In this AC / DC power converter, by turning on / off a reverse conductive semiconductor switch of MERS, a pulsed DC voltage is generated in a capacitor included in MERS, and this capacitor functions as a DC voltage source.
この交流／直流電力変換装置の直流端子間に、直流電力を交流電力に変換するインバータを介して交流負荷を接続すると、この交流負荷に交流電力を供給することができる。
例えば、非特許文献１には、ＭＥＲＳの交流端子間に電源とインダクタの直列回路を接続し、ＭＥＲＳが備えるコンデンサにパルス状の直流電圧を発生させ、このパルス状の直流電圧を、３相インバータを介して負荷に供給できることが開示されている。
When an AC load is connected between the DC terminals of the AC / DC power converter via an inverter that converts DC power into AC power, AC power can be supplied to the AC load.
For example, in Non-Patent
しかしながら、非特許文献１の回路の負荷として三相モータなどの誘導性負荷を接続した場合、ＭＥＲＳのコンデンサに発生するパルス状の直流電圧のピーク値の変動が大きくなるという問題があった。
ピークの変動が大きいと、変動が小さい場合に比べ、同じ電力を供給するにしても誘導性負荷に印加される電圧の最大値が大きくなる傾向が生じる。そのため、誘導性負荷の耐電圧を大きくする必要がある。耐電圧が大きいとその誘導性負荷は大きくなり、システム全体として運搬性に乏しく、また経済性にも乏しくなる。
However, when an inductive load such as a three-phase motor is connected as the load of the circuit of
When the fluctuation of the peak is large, the maximum value of the voltage applied to the inductive load tends to be larger even when the same power is supplied than when the fluctuation is small. Therefore, it is necessary to increase the withstand voltage of the inductive load. If the withstand voltage is large, the inductive load becomes large, and the entire system is poor in transportability and economical.
また、ピークの変動が大きいと、ＭＥＲＳあるいはインバータを構成する半導体スイッチング素子に印加される電圧の最大値も大きくなる傾向が生じることになり、これらの半導体スイッチング素子の耐電圧も大きくする必要が生じる。半導体スイッチング素子は一般に耐電圧が大きいほど大型であるから、この傾向もまたシステム全体としての運搬性、経済性の低下をもたらす。また、高耐圧ないし大型の半導体スイッチング素子は一般に電力損失が大きいから、高耐圧の半導体スイッチング素子を用いることにより、システム全体としての電力損失の増大ももたらされる。 In addition, if the fluctuation of the peak is large, the maximum value of the voltage applied to the semiconductor switching elements constituting the MERS or the inverter tends to increase, and it is necessary to increase the withstand voltage of these semiconductor switching elements. . Since the semiconductor switching element is generally larger as the withstand voltage is larger, this tendency also causes a decrease in transportability and economy of the entire system. In addition, since a high withstand voltage or large semiconductor switching element generally has a large power loss, the use of a high withstand voltage semiconductor switching element leads to an increase in the power loss of the entire system.
本発明は、上述の問題点に鑑みてなされたもので、交流電流を負荷に供給可能で、負荷に供給される電圧のピーク値の変動が小さく、低損失な電力変換装置を提供することを目的とし、また、そのような電力変換装置を実現するための電力変換制御装置、電力変換制御方法及びプログラムを提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above-described problems, and provides a power converter that can supply an alternating current to a load, has a small fluctuation in a peak value of a voltage supplied to the load, and has a low loss. An object is to provide a power conversion control device, a power conversion control method, and a program for realizing such a power conversion device.
上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る電力変換装置は、
それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１乃至第４のスイッチと、一端が前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第３のスイッチの電流路の前記一端に接続され、他端が前記第２のスイッチの電流路の前記他端及び前記第４のスイッチの電流路の前記他端に接続されたコンデンサと、外部の単相交流電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第１のスイッチの電流路の前記他端及び前記第４のスイッチの電流路の前記一端に接続され、当該直列回路の他端が前記第２のスイッチの電流路の前記一端及び前記第３のスイッチの電流路の前記他端に接続されるリアクトルと、より構成され、前記コンデンサの両端間に接続される外部の負荷に電力を供給する磁気エネルギー回生スイッチと、
前記磁気エネルギー回生スイッチから前記負荷へと流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出手段と、
前記リアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記直列回路の前記一端が前記他端より高電位であるときは前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせ前記第３及び第４のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、前記直列回路の前記一端が前記他端より低電位であるときは前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせ前記第３及び第４のスイッチの各電流路をオンさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、前記コンデンサが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給する制御手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記負荷電流検出手段が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する前記目標タイミング決定手段を備え、
前記目標タイミング決定手段が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とする。
In order to achieve the above object, a power conversion device according to a first aspect of the present invention includes:
Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. The first to fourth switches that conduct substantially only in one direction from the predetermined end of the current path to one end of the current path, and one end of the one end of the current path of the first switch and the third switch A capacitor connected to the one end of the current path and having the other end connected to the other end of the current path of the second switch and the other end of the current path of the fourth switch; and an external single-phase AC power source And one end of the series circuit is connected to the other end of the current path of the first switch and the one end of the current path of the fourth switch, and the other end of the series circuit is the second circuit. The one end of the current path of the switch and the first A reactor connected to the other end of the current path of the switch, the more structure, the magnetic energy recovery switch for supplying electric power to an external load that is connected across said capacitor,
Load current detection means for detecting the amount of load current flowing from the magnetic energy regeneration switch to the load and generating a signal indicating the detected amount of the load current;
When the one end of the series circuit is at a higher potential than the other end at the first timing when substantially no current flows through the reactor, the current paths of the first and second switches are turned on, and When control signals for turning off the current paths of the third and fourth switches are supplied to the control terminals of the first to fourth switches, and the one end of the series circuit is at a lower potential than the other end. Supplies each control signal for turning off the current paths of the first and second switches and turning on the current paths of the third and fourth switches to the control terminals of the first to fourth switches. The control signals for turning off the current paths of the first to fourth switches are sent to the control terminals of the first to fourth switches at the second timing when the capacitor has substantially completed discharging. Control means for supplying to,
The control means includes
In order to obtain the signal generated by the load current detecting means and to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value, the current paths of the first to fourth switches are set. The target timing determining means for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first to fourth switches, with the target timing determined by the target timing determination means as the second timing;
It is characterized by that.
また、本発明の第２の観点に係る電力変換装置は、
それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１乃至第６のスイッチと、一端が前記第２、第４及び第６のスイッチの各電流路の前記一端に接続され、他端が前記第１、第３及び第５のスイッチの各電流路の前記他端に接続されたコンデンサと、一端が外部の三相交流電源の第１の極に接続され、他端が前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第２のスイッチの電流路の前記他端に接続された第１のリアクトルと、一端が外部の三相交流電源の第２の極に接続され、他端が前記第３のスイッチの電流路の前記一端及び前記第４のスイッチの電流路の前記他端に接続された第２のリアクトルと、一端が外部の三相交流電源の第３の極に接続され、他端が前記第５のスイッチの電流路の前記一端及び前記第６のスイッチの電流路の前記他端に接続された第３のリアクトルと、より構成され、前記コンデンサの両端間に接続される外部の負荷に電力を供給する磁気エネルギー回生スイッチと、
前記磁気エネルギー回生スイッチから前記負荷へと流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出手段と、
前記第１乃至第３のリアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記三相交流電源のそれぞれの極につき、当該極の電圧が所定の基準電位に対して正であるときは、当該極に接続された前記リアクトルに電流路の前記一端が接続されている前記スイッチの電流路をオフさせ当該リアクトルに電流路の前記他端が接続されている前記スイッチの電流路をオンさせる制御信号を、各該スイッチの各制御端に供給し、当該極の電圧が前記基準電位に対して負であるときは、当該リアクトルに電流路の前記一端が接続されている前記スイッチの電流路をオンさせ当該リアクトルに電流路の前記他端が接続されている前記スイッチの電流路をオフさせる制御信号を、各該スイッチの各制御端に供給し、前記コンデンサが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第６のスイッチの各制御端に供給する制御手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記負荷電流検出手段が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定手段を備え、
前記目標タイミング決定手段が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とする。
Moreover, the power converter device which concerns on the 2nd viewpoint of this invention is the following.
Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. First to sixth switches that conduct substantially only from one predetermined end of the current path to one direction of the other end, and one end of each of the current paths of the second, fourth, and sixth switches. The other end is connected to the other end of each of the current paths of the first, third and fifth switches, and one end is connected to the first pole of an external three-phase AC power source, A first reactor having the other end connected to the one end of the current path of the first switch and the other end of the current path of the second switch, and a second pole of the external three-phase AC power source at one end The other end is connected to the one end of the current path of the third switch and the first switch A second reactor connected to the other end of the current path of the switch, one end connected to the third pole of the external three-phase AC power source, and the other end to the one end of the current path of the fifth switch And a third reactor connected to the other end of the current path of the sixth switch, and a magnetic energy regenerative switch configured to supply power to an external load connected between both ends of the capacitor,
Load current detection means for detecting the amount of load current flowing from the magnetic energy regeneration switch to the load and generating a signal indicating the detected amount of the load current;
When the voltage of each pole of the three-phase AC power supply is positive with respect to a predetermined reference potential at the first timing when substantially no current flows through the first to third reactors. Turns off the current path of the switch in which the one end of the current path is connected to the reactor connected to the pole, and turns on the current path of the switch in which the other end of the current path is connected to the reactor. A control signal to be supplied to each control terminal of each switch, and when the voltage of the pole is negative with respect to the reference potential, the current of the switch in which the one end of the current path is connected to the reactor A control signal for turning on the path and turning off the current path of the switch connected to the reactor at the other end of the current path is supplied to each control terminal of the switch, and the capacitor is substantially discharged. Control means for supplying each control signal for turning off each current path of the first to sixth switches to each control terminal of the first to sixth switches at the second timing that has been completed. ,
The control means includes
In order to obtain the signal generated by the load current detection means and to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value, the current paths of the first to sixth switches are set. A target timing determining means for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first to sixth switches, with the target timing determined by the target timing determination means as the second timing;
It is characterized by that.
また、本発明の第３の観点に係る電力変換装置は、
それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１及び第２のスイッチと、それぞれ電流路を備え、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子と、一端が前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第１の整流素子の前記一端に接続され、他端が前記第２のスイッチの電流路の前記他端及び前記第２の整流素子の前記他端に接続されたコンデンサと、外部の電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第１のスイッチの電流路の前記他端及び前記第２の整流素子の前記一端に接続され、当該直列回路の他端が前記第２のスイッチの電流路の前記一端及び前記第１の整流素子の前記他端に接続されるリアクトルと、より構成され、前記コンデンサの両端間に接続される外部の負荷に電力を供給する磁気エネルギー回生スイッチと、
前記磁気エネルギー回生スイッチから前記負荷へと流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出手段と、
前記リアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号を前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給し、前記コンデンサが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる制御信号を前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給する制御手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記負荷電流検出手段が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定手段を備え、
前記目標タイミング決定手段が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とする。
Moreover, the power converter device which concerns on the 3rd viewpoint of this invention is:
Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. A first switch and a second switch that conduct substantially only in one direction from the predetermined end to the other end of the current path, respectively, and each current path is in one direction from the predetermined end to the other end. First and second rectifier elements that are substantially conductive only to one end, one end of which is connected to the one end of the current path of the first switch and the one end of the first rectifier element, and the other end of the second rectifier element. A capacitor connected to the other end of the current path of the switch and the other end of the second rectifying element and an external power supply form a series circuit, and one end of the series circuit is the current path of the first switch And the one end of the second rectifying element. A reactor connected to the other end of the current path of the second switch and the other end of the first rectifier element, and connected between both ends of the capacitor. A magnetic energy regenerative switch for supplying power to the external load
Load current detection means for detecting the amount of load current flowing from the magnetic energy regeneration switch to the load and generating a signal indicating the detected amount of the load current;
A control signal for turning on the current paths of the first and second switches is supplied to the control terminals of the first and second switches at a first timing when substantially no current flows through the reactor. The control signal for turning off the current paths of the first and second switches at the second timing when the capacitor has substantially completed discharging is supplied to the control terminals of the first and second switches. Supply control means,
The control means includes
In order to obtain the signal generated by the load current detection means and to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value, the current paths of the first and second switches A target timing determining means for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first and second switches, with the target timing determined by the target timing determination means as the second timing;
It is characterized by that.
前記第１及び第２の整流素子は、それぞれ、第３及び第４のスイッチより構成されていてもよく、
この場合、たとえば前記第３及び第４のスイッチは、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させるものであり、各自の制御端には、各自の電流路をオフさせる制御信号が供給されているものであればよい。
The first and second rectifying elements may be composed of third and fourth switches, respectively.
In this case, for example, each of the third and fourth switches has a current path, and is a switch that turns on and off the current path in response to a control signal supplied to the third switch. When it is turned on, it conducts substantially in both directions, and when it is turned off, it conducts substantially only in one direction from the predetermined end to the other end of the current path. Any control signal may be used as long as a control signal for turning off is supplied.
前記目標タイミング決定手段は、前記負荷電流の量と前記目標タイミングを特定するためのパラメータとの対応関係を指定する特性データを記憶しており、前記負荷電流検出手段が供給した前記信号が示す前記負荷電流の量に対応付けられている前記パラメータを、前記特性データを参照することにより特定し、特定された前記パラメータに基づいて、前記目標タイミングを決定するものであってもよい。 The target timing determining means stores characteristic data that specifies a correspondence relationship between an amount of the load current and a parameter for specifying the target timing, and the signal indicated by the signal supplied by the load current detecting means The parameter associated with the amount of load current may be specified by referring to the characteristic data, and the target timing may be determined based on the specified parameter.
前記パラメータは、当該パラメータに対応付けられた前記負荷電流の量のもとで前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記制御信号がとるべきデューティー比の値を示すものであってもよい。 The parameter is a duty factor that the control signal should take to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value under the amount of load current associated with the parameter. It may indicate a ratio value.
前記電源から前記磁気エネルギー磁気回生スイッチへと流れる入力電流の量を検出し、検出した当該入力電流の量を示す信号を生成する入力電流検出手段を更に備えてもよく、
この場合、前記目標タイミング決定手段は、
前記負荷電流検出手段が生成した前記信号を取得し、当該信号が示す前記負荷電流の量を所定の関数に代入して得られる値を前記入力電流の目標値として特定し、
前記入力電流検出手段が生成した前記信号を取得して、当該信号が示す前記入力電流の量が、特定した前記目標値に到達したか否かを判別して、到達したと判別したとき、当該到達のタイミングを前記目標タイミングと決定するものであってもよい。
It may further comprise input current detection means for detecting the amount of input current flowing from the power source to the magnetic energy magnetic regenerative switch and generating a signal indicating the detected amount of the input current,
In this case, the target timing determining means
Obtaining the signal generated by the load current detection means, specifying a value obtained by substituting the amount of the load current indicated by the signal into a predetermined function as a target value of the input current,
When acquiring the signal generated by the input current detection means, determining whether or not the amount of the input current indicated by the signal has reached the specified target value, The arrival timing may be determined as the target timing.
前記関数の値は、たとえば、前記負荷電流の量をＩｄｃとし、前記リアクトルのインダクタンスをＬとし、前記コンデンサの静電容量をＣとし、前記電源の電圧をＥとし、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値の前記目標値をＶｐ ＊としたとき、数式１に示す値Ｉｏｆｆ ＊であればよい。
前記負荷は三相の負荷からなっていてもよく、この場合、前記負荷電流検出手段は、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記三相の負荷の各相へと流れる前記負荷電流の成分の量を少なくとも２個の当該成分について検出して、検出した当該成分の量を示す信号を生成し、前記制御手段は、前記負荷電流検出手段が生成した前記成分の量を示す信号を取得し、当該信号が示す前記成分の量に基づいて、前記第２のタイミングにおいて前記負荷電流の量がとるべき予測量を特定する負荷電流予想量特定手段を備え、前記目標タイミング決定手段は、前記予測量が前記負荷電流の量であるものとして前記目標タイミングを決定するものであってもよい。 The load may comprise a three-phase load.In this case, the load current detection means at least determines the amount of the component of the load current flowing from the magnetic energy regeneration switch to each phase of the three-phase load. Two components are detected and a signal indicating the detected amount of the component is generated, and the control unit acquires a signal indicating the amount of the component generated by the load current detecting unit, and the signal is Based on the amount of the component to indicate, the load current predicted amount specifying means for specifying the predicted amount to be taken by the load current amount at the second timing, the target timing determining means, the target timing determining means, the predicted amount is the load The target timing may be determined as a current amount.
前記三相の負荷は、前記コンデンサから流れる電流を三相交流電流に変換して、前記三相の負荷の各相をなす第１乃至第３の負荷へと供給する直流−三相交流変換器を備えるものであってもよい。
そして、前記直流−三相交流変換器は、たとえば、
前記コンデンサの前記一端と前記第１の負荷との間に接続された電流路を備え、当該電流路をオン及びオフする第１の外部のスイッチと、
前記コンデンサの前記一端と前記第２の負荷との間に接続された電流路を備え、当該電流路をオン及びオフする第２の外部のスイッチと、
前記コンデンサの前記一端と前記第３の負荷との間に接続された電流路を備え、当該電流路をオン及びオフする第３の外部のスイッチと、
前記コンデンサの前記他端と前記第１の負荷との間に接続された電流路を備え、当該電流路をオン及びオフする第４の外部のスイッチと、
前記コンデンサの前記他端と前記第２の負荷との間に接続された電流路を備え、当該電流路をオン及びオフする第５の外部のスイッチと、
前記コンデンサの前記他端と前記第３の負荷との間に接続された電流路を備え、当該電流路をオン及びオフする第６の外部のスイッチと、を備えるものであってもよい。
この場合、前記負荷電流予想量特定手段は、
前記第２のタイミングにおいて前記第１乃至第６の外部のスイッチの各電流路がオン又はオフの状態のいずれをとるかを示すスイッチ状態予測データを取得するスイッチ状態予測データ取得手段と、
前記負荷電流検出手段が生成した前記成分の量と、前記スイッチ状態予測データ取得手段が取得したスイッチ状態予測データが示す前記第１乃至第６の外部のスイッチの各電流路の状態とに基づいて、前記予測量を特定する手段と、を備えるものであってもよい。
The three-phase load converts a current flowing from the capacitor into a three-phase alternating current, and supplies the three-phase alternating current to the first to third loads forming each phase of the three-phase load. May be provided.
The DC-three-phase AC converter is, for example,
A first external switch comprising a current path connected between the one end of the capacitor and the first load; turning on and off the current path;
A second external switch comprising a current path connected between the one end of the capacitor and the second load, and turning the current path on and off;
A third external switch comprising a current path connected between the one end of the capacitor and the third load; turning on and off the current path;
A fourth external switch comprising a current path connected between the other end of the capacitor and the first load; turning on and off the current path;
A fifth external switch comprising a current path connected between the other end of the capacitor and the second load, and turning the current path on and off;
A current path connected between the other end of the capacitor and the third load, and a sixth external switch for turning the current path on and off.
In this case, the expected load current amount specifying means includes:
Switch state prediction data acquisition means for acquiring switch state prediction data indicating whether each current path of the first to sixth external switches is in an on state or an off state at the second timing;
Based on the amount of the component generated by the load current detection unit and the state of each current path of the first to sixth external switches indicated by the switch state prediction data acquired by the switch state prediction data acquisition unit. And means for specifying the predicted amount.
前記タイミング決定手段は、前記目標値を示すデータを外部から取得し、及び／又は当該データを書き換え可能に記憶する手段を備え、当該データが示す値が前記目標値であるものとして目標タイミングを決定するものであってもよい。 The timing determining means includes means for acquiring data indicating the target value from the outside and / or storing the data in a rewritable manner, and determining the target timing on the assumption that the value indicated by the data is the target value. You may do.
前記制御手段は、前記負荷電流検出手段が生成した前記信号を取得し、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて前記第１のタイミングを決定する第１タイミング決定手段を更に備えていてもよい。 The control unit may further include a first timing determination unit that acquires the signal generated by the load current detection unit and determines the first timing based on the amount of the load current indicated by the signal. Good.
前記第１タイミング決定手段は、
前記第１のタイミングのデフォルト値を示すデフォルト値データを保持する手段と、
前記負荷電流検出手段より取得した前記信号が示す前記負荷電流の量が所定量より低いか否かを判別し、低いと判別したとき、前記デフォルト値データが示すタイミングから遅れたタイミングを、前記第１のタイミングと決定する手段と、を備えていてもよい。
The first timing determining means includes
Means for holding default value data indicating a default value of the first timing;
It is determined whether or not the amount of the load current indicated by the signal acquired from the load current detecting means is lower than a predetermined amount. When it is determined that the amount is low, a timing delayed from the timing indicated by the default value data is 1 timing and a means for determining may be provided.
また、本発明の第４の観点に係る電力変換制御装置は、
それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１乃至第４のスイッチと、一端が前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第３のスイッチの電流路の前記一端に接続され、他端が前記第２のスイッチの電流路の前記他端及び前記第４のスイッチの電流路の前記他端に接続されたコンデンサと、外部の単相交流電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第１のスイッチの電流路の前記他端及び前記第４のスイッチの電流路の前記一端に接続され、当該直列回路の他端が前記第２のスイッチの電流路の前記一端及び前記第３のスイッチの電流路の前記他端に接続されるリアクトルと、より構成され、前記コンデンサの両端間に接続される外部の負荷に電力を供給する磁気エネルギー回生スイッチと、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記負荷へと流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出手段と、からなる電力変換装置を制御する電力変換制御装置であって、
前記リアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記直列回路の前記一端が前記他端より高電位であるときは前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせ前記第３及び第４のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、前記直列回路の前記一端が前記他端より低電位であるときは前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせ前記第３及び第４のスイッチの各電流路をオンさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、前記コンデンサが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給する制御手段を備え、
前記制御手段は、
前記負荷電流検出手段が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定手段を備え、
前記目標タイミング決定手段が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とする。
Moreover, the power conversion control device according to the fourth aspect of the present invention provides:
Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. The first to fourth switches that conduct substantially only in one direction from the predetermined end of the current path to one end of the current path, and one end of the one end of the current path of the first switch and the third switch A capacitor connected to the one end of the current path and having the other end connected to the other end of the current path of the second switch and the other end of the current path of the fourth switch; and an external single-phase AC power source And one end of the series circuit is connected to the other end of the current path of the first switch and the one end of the current path of the fourth switch, and the other end of the series circuit is the second circuit. The one end of the current path of the switch and the first A reactor connected to the other end of the current path of the switch, a magnetic energy regenerative switch configured to supply power to an external load connected between both ends of the capacitor, and the magnetic energy regenerative switch to A power conversion control device for controlling a power conversion device comprising load current detection means for detecting the amount of load current flowing to a load and generating a signal indicating the detected amount of the load current,
When the one end of the series circuit is at a higher potential than the other end at the first timing when substantially no current flows through the reactor, the current paths of the first and second switches are turned on, and When control signals for turning off the current paths of the third and fourth switches are supplied to the control terminals of the first to fourth switches, and the one end of the series circuit is at a lower potential than the other end. Supplies each control signal for turning off the current paths of the first and second switches and turning on the current paths of the third and fourth switches to the control terminals of the first to fourth switches. The control signals for turning off the current paths of the first to fourth switches are sent to the control terminals of the first to fourth switches at the second timing when the capacitor has substantially completed discharging. Control means for supplying to
The control means includes
In order to obtain the signal generated by the load current detecting means and to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value, the current paths of the first to fourth switches are set. A target timing determining means for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first to fourth switches, with the target timing determined by the target timing determination means as the second timing;
It is characterized by that.
また、本発明の第５の観点に係る電力変換制御装置は、
それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１乃至第６のスイッチと、一端が前記第２、第４及び第６のスイッチの各電流路の前記一端に接続され、他端が前記第１、第３及び第５のスイッチの各電流路の前記他端に接続されたコンデンサと、一端が外部の三相交流電源の第１の極に接続され、他端が前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第２のスイッチの電流路の前記他端に接続された第１のリアクトルと、一端が外部の三相交流電源の第２の極に接続され、他端が前記第３のスイッチの電流路の前記一端及び前記第４のスイッチの電流路の前記他端に接続された第２のリアクトルと、一端が外部の三相交流電源の第３の極に接続され、他端が前記第５のスイッチの電流路の前記一端及び前記第６のスイッチの電流路の前記他端に接続された第３のリアクトルと、より構成され、前記コンデンサの両端間に接続される外部の負荷に電力を供給する磁気エネルギー回生スイッチと、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記負荷へと流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出手段と、からなる電力変換装置を制御する電力変換制御装置であって、
前記第１乃至第３のリアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記三相交流電源のそれぞれの極につき、当該極の電圧が所定の基準電位に対して正であるときは、当該極に接続された前記リアクトルに電流路の前記一端が接続されている前記スイッチの電流路をオフさせ当該リアクトルに電流路の前記他端が接続されている前記スイッチの電流路をオンさせる制御信号を、各該スイッチの各制御端に供給し、当該極の電圧が前記基準電位に対して負であるときは、当該リアクトルに電流路の前記一端が接続されている前記スイッチの電流路をオンさせ当該リアクトルに電流路の前記他端が接続されている前記スイッチの電流路をオフさせる制御信号を、各該スイッチの各制御端に供給し、前記コンデンサが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第６のスイッチの各制御端に供給する制御手段を備え、
前記制御手段は、
前記負荷電流検出手段が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定手段を備え、
前記目標タイミング決定手段が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とする。
Moreover, the power conversion control device according to the fifth aspect of the present invention provides:
Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. First to sixth switches that conduct substantially only from one predetermined end of the current path to one direction of the other end, and one end of each of the current paths of the second, fourth, and sixth switches. The other end is connected to the other end of each of the current paths of the first, third and fifth switches, and one end is connected to the first pole of an external three-phase AC power source, A first reactor having the other end connected to the one end of the current path of the first switch and the other end of the current path of the second switch, and a second pole of the external three-phase AC power source at one end The other end is connected to the one end of the current path of the third switch and the first switch A second reactor connected to the other end of the current path of the switch, one end connected to the third pole of the external three-phase AC power source, and the other end to the one end of the current path of the fifth switch And a third reactor connected to the other end of the current path of the sixth switch, and a magnetic energy regenerative switch configured to supply power to an external load connected between both ends of the capacitor, A power conversion control device for controlling a power conversion device comprising load current detection means for detecting the amount of load current flowing from the magnetic energy regeneration switch to the load and generating a signal indicating the detected amount of the load current Because
When the voltage of each pole of the three-phase AC power supply is positive with respect to a predetermined reference potential at the first timing when substantially no current flows through the first to third reactors. Turns off the current path of the switch in which the one end of the current path is connected to the reactor connected to the pole, and turns on the current path of the switch in which the other end of the current path is connected to the reactor. A control signal to be supplied to each control terminal of each switch, and when the voltage of the pole is negative with respect to the reference potential, the current of the switch in which the one end of the current path is connected to the reactor A control signal for turning on the path and turning off the current path of the switch connected to the reactor at the other end of the current path is supplied to each control terminal of the switch, and the capacitor is substantially discharged. At a second timing that is completed, a control means for supplying control signals for turning off the respective current path of the first to sixth switch to the control terminal of the first to sixth switches,
The control means includes
In order to obtain the signal generated by the load current detection means and to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value, the current paths of the first to sixth switches are set. A target timing determining means for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first to sixth switches, with the target timing determined by the target timing determination means as the second timing;
It is characterized by that.
また、本発明の第６の観点に係る電力変換制御装置は、
それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１及び第２のスイッチと、それぞれ電流路を備え、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子と、一端が前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第１の整流素子の前記一端に接続され、他端が前記第２のスイッチの電流路の前記他端及び前記第２の整流素子の前記他端に接続されたコンデンサと、外部の電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第１のスイッチの電流路の前記他端及び前記第２の整流素子の前記一端に接続され、当該直列回路の他端が前記第２のスイッチの電流路の前記一端及び前記第１の整流素子の前記他端に接続されるリアクトルと、より構成され、前記コンデンサの両端間に接続される外部の負荷に電力を供給する磁気エネルギー回生スイッチと、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記負荷へと流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出部と、からなる電力変換装置を制御する電力変換制御装置であって、
前記リアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号を前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給し、前記コンデンサが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる制御信号を前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給する制御手段を備え、
前記制御手段は、
前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定手段を備え、
前記目標タイミング決定手段が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とする。
Moreover, the power conversion control device according to the sixth aspect of the present invention provides:
Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. A first switch and a second switch that conduct substantially only in one direction from the predetermined end to the other end of the current path, respectively, and each current path is in one direction from the predetermined end to the other end. First and second rectifier elements that are substantially conductive only to one end, one end of which is connected to the one end of the current path of the first switch and the one end of the first rectifier element, and the other end of the second rectifier element. A capacitor connected to the other end of the current path of the switch and the other end of the second rectifying element and an external power supply form a series circuit, and one end of the series circuit is the current path of the first switch And the one end of the second rectifying element. A reactor connected to the other end of the current path of the second switch and the other end of the first rectifier element, and connected between both ends of the capacitor. A magnetic energy regenerative switch for supplying power to the external load to be detected, and a load current for detecting the amount of load current flowing from the magnetic energy regenerative switch to the load and generating a signal indicating the detected amount of the load current A power conversion control device for controlling a power conversion device comprising: a detection unit;
A control signal for turning on the current paths of the first and second switches is supplied to the control terminals of the first and second switches at a first timing when substantially no current flows through the reactor. The control signal for turning off the current paths of the first and second switches at the second timing when the capacitor has substantially completed discharging is supplied to the control terminals of the first and second switches. A control means for supplying,
The control means includes
In order to obtain the signal generated by the load current detecting unit and to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value, the current paths of the first and second switches are set. A target timing determining means for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first and second switches, with the target timing determined by the target timing determination means as the second timing;
It is characterized by that.
また、本発明の第７の観点に係る電力変換制御方法は、
それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１乃至第４のスイッチと、一端が前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第３のスイッチの電流路の前記一端に接続され、他端が前記第２のスイッチの電流路の前記他端及び前記第４のスイッチの電流路の前記他端に接続されたコンデンサと、外部の単相交流電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第１のスイッチの電流路の前記他端及び前記第４のスイッチの電流路の前記一端に接続され、当該直列回路の他端が前記第２のスイッチの電流路の前記一端及び前記第３のスイッチの電流路の前記他端に接続されるリアクトルと、より構成され、前記コンデンサの両端間に接続される外部の負荷に電力を供給する磁気エネルギー回生スイッチと、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記負荷へと流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出部と、からなる電力変換装置を制御する電力変換制御方法であって、
前記リアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記直列回路の前記一端が前記他端より高電位であるときは前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせ前記第３及び第４のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、前記直列回路の前記一端が前記他端より低電位であるときは前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせ前記第３及び第４のスイッチの各電流路をオンさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、前記コンデンサが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給する制御ステップを含み、
前記制御ステップは、
前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定ステップを含み、
前記目標タイミング決定ステップで決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とする。
The power conversion control method according to the seventh aspect of the present invention is:
Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. The first to fourth switches that conduct substantially only in one direction from the predetermined end of the current path to one end of the current path, and one end of the one end of the current path of the first switch and the third switch A capacitor connected to the one end of the current path and having the other end connected to the other end of the current path of the second switch and the other end of the current path of the fourth switch; and an external single-phase AC power source And one end of the series circuit is connected to the other end of the current path of the first switch and the one end of the current path of the fourth switch, and the other end of the series circuit is the second circuit. The one end of the current path of the switch and the first A reactor connected to the other end of the current path of the switch, a magnetic energy regenerative switch configured to supply power to an external load connected between both ends of the capacitor, and the magnetic energy regenerative switch to A power conversion control method for controlling a power converter comprising: a load current detection unit configured to detect a load current flowing to a load and generate a signal indicating the detected load current;
When the one end of the series circuit is at a higher potential than the other end at the first timing when substantially no current flows through the reactor, the current paths of the first and second switches are turned on, and When control signals for turning off the current paths of the third and fourth switches are supplied to the control terminals of the first to fourth switches, and the one end of the series circuit is at a lower potential than the other end. Supplies each control signal for turning off the current paths of the first and second switches and turning on the current paths of the third and fourth switches to the control terminals of the first to fourth switches. The control signals for turning off the current paths of the first to fourth switches are sent to the control terminals of the first to fourth switches at the second timing when the capacitor has substantially completed discharging. Including control steps to supply to
The control step includes
The signal generated by the load current detection unit is acquired, and each current path of the first to fourth switches is set to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value. A target timing determining step for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first to fourth switches, with the target timing determined in the target timing determination step as the second timing;
It is characterized by that.
また、本発明の第８の観点に係る電力変換制御方法は、
それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１乃至第６のスイッチと、一端が前記第２、第４及び第６のスイッチの各電流路の前記一端に接続され、他端が前記第１、第３及び第５のスイッチの各電流路の前記他端に接続されたコンデンサと、一端が外部の三相交流電源の第１の極に接続され、他端が前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第２のスイッチの電流路の前記他端に接続された第１のリアクトルと、一端が外部の三相交流電源の第２の極に接続され、他端が前記第３のスイッチの電流路の前記一端及び前記第４のスイッチの電流路の前記他端に接続された第２のリアクトルと、一端が外部の三相交流電源の第３の極に接続され、他端が前記第５のスイッチの電流路の前記一端及び前記第６のスイッチの電流路の前記他端に接続された第３のリアクトルと、より構成され、前記コンデンサの両端間に接続される外部の負荷に電力を供給する磁気エネルギー回生スイッチと、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記負荷へと流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出部と、からなる電力変換装置を制御する電力変換制御方法であって、
前記第１乃至第３のリアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記三相交流電源のそれぞれの極につき、当該極の電圧が所定の基準電位に対して正であるときは、当該極に接続された前記リアクトルに電流路の前記一端が接続されている前記スイッチの電流路をオフさせ当該リアクトルに電流路の前記他端が接続されている前記スイッチの電流路をオンさせる制御信号を、各該スイッチの各制御端に供給し、当該極の電圧が前記基準電位に対して負であるときは、当該リアクトルに電流路の前記一端が接続されている前記スイッチの電流路をオンさせ当該リアクトルに電流路の前記他端が接続されている前記スイッチの電流路をオフさせる制御信号を、各該スイッチの各制御端に供給し、前記コンデンサが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第６のスイッチの各制御端に供給する制御ステップを含み、
前記制御ステップは、
前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定ステップを含み、
前記目標タイミング決定ステップで決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とする。
The power conversion control method according to the eighth aspect of the present invention is:
Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. First to sixth switches that conduct substantially only from one predetermined end of the current path to one direction of the other end, and one end of each of the current paths of the second, fourth, and sixth switches. The other end is connected to the other end of each of the current paths of the first, third and fifth switches, and one end is connected to the first pole of an external three-phase AC power source, A first reactor having the other end connected to the one end of the current path of the first switch and the other end of the current path of the second switch, and a second pole of the external three-phase AC power source at one end The other end is connected to the one end of the current path of the third switch and the first switch A second reactor connected to the other end of the current path of the switch, one end connected to the third pole of the external three-phase AC power source, and the other end to the one end of the current path of the fifth switch And a third reactor connected to the other end of the current path of the sixth switch, and a magnetic energy regenerative switch configured to supply power to an external load connected between both ends of the capacitor, A power conversion control method for controlling a power converter comprising: a load current detection unit configured to detect a load current flowing from the magnetic energy regenerative switch to the load and generate a signal indicating the detected load current; Because
When the voltage of each pole of the three-phase AC power supply is positive with respect to a predetermined reference potential at the first timing when substantially no current flows through the first to third reactors. Turns off the current path of the switch in which the one end of the current path is connected to the reactor connected to the pole, and turns on the current path of the switch in which the other end of the current path is connected to the reactor. A control signal to be supplied to each control terminal of each switch, and when the voltage of the pole is negative with respect to the reference potential, the current of the switch in which the one end of the current path is connected to the reactor A control signal for turning on the path and turning off the current path of the switch connected to the reactor at the other end of the current path is supplied to each control terminal of the switch, and the capacitor is substantially discharged. At a second timing that is completed, it comprises a control step of supplying the control signal for turning off the respective current path of the first to sixth switch to the control terminal of the first to sixth switches,
The control step includes
In order to obtain the signal generated by the load current detection unit and to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value, the current paths of the first to sixth switches are set. A target timing determining step for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first to sixth switches, with the target timing determined in the target timing determination step as the second timing;
It is characterized by that.
また、本発明の第９の観点に係る電力変換制御方法は、
それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１及び第２のスイッチと、それぞれ電流路を備え、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子と、一端が前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第１の整流素子の前記一端に接続され、他端が前記第２のスイッチの電流路の前記他端及び前記第２の整流素子の前記他端に接続されたコンデンサと、外部の電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第１のスイッチの電流路の前記他端及び前記第２の整流素子の前記一端に接続され、当該直列回路の他端が前記第２のスイッチの電流路の前記一端及び前記第１の整流素子の前記他端に接続されるリアクトルと、より構成され、前記コンデンサの両端間に接続される外部の負荷に電力を供給する磁気エネルギー回生スイッチと、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記負荷へと流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出部と、からなる電力変換装置を制御する電力変換制御方法であって、
前記リアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号を前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給し、前記コンデンサが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる制御信号を前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給する制御ステップを含み、
前記制御ステップは、
前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定ステップを含み、
前記目標タイミング決定ステップで決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とする。
Moreover, the power conversion control method according to the ninth aspect of the present invention provides:
Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. A first switch and a second switch that conduct substantially only in one direction from the predetermined end to the other end of the current path, respectively, and each current path is in one direction from the predetermined end to the other end. First and second rectifier elements that are substantially conductive only to one end, one end of which is connected to the one end of the current path of the first switch and the one end of the first rectifier element, and the other end of the second rectifier element. A capacitor connected to the other end of the current path of the switch and the other end of the second rectifying element and an external power supply form a series circuit, and one end of the series circuit is the current path of the first switch And the one end of the second rectifying element. A reactor connected to the other end of the current path of the second switch and the other end of the first rectifier element, and connected between both ends of the capacitor. A magnetic energy regenerative switch for supplying power to the external load to be detected, and a load current for detecting the amount of load current flowing from the magnetic energy regenerative switch to the load and generating a signal indicating the detected amount of the load current A power conversion control method for controlling a power conversion device comprising a detection unit,
A control signal for turning on the current paths of the first and second switches is supplied to the control terminals of the first and second switches at a first timing when substantially no current flows through the reactor. The control signal for turning off the current paths of the first and second switches at the second timing when the capacitor has substantially completed discharging is supplied to the control terminals of the first and second switches. Including supplying control steps;
The control step includes
In order to obtain the signal generated by the load current detecting unit and to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value, the current paths of the first and second switches are set. A target timing determining step for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first and second switches with the target timing determined in the target timing determination step as the second timing;
It is characterized by that.
また、本発明の第１０の観点に係るプログラムは、
それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１乃至第４のスイッチと、一端が前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第３のスイッチの電流路の前記一端に接続され、他端が前記第２のスイッチの電流路の前記他端及び前記第４のスイッチの電流路の前記他端に接続されたコンデンサと、外部の単相交流電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第１のスイッチの電流路の前記他端及び前記第４のスイッチの電流路の前記一端に接続され、当該直列回路の他端が前記第２のスイッチの電流路の前記一端及び前記第３のスイッチの電流路の前記他端に接続されるリアクトルと、より構成され、前記コンデンサの両端間に接続される外部の負荷に電力を供給する磁気エネルギー回生スイッチと、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記負荷へと流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出部と、からなる電力変換装置と、からなる電力変換装置に接続されたコンピュータを、前記リアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記直列回路の前記一端が前記他端より高電位であるときは前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせ前記第３及び第４のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、前記直列回路の前記一端が前記他端より低電位であるときは前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせ前記第３及び第４のスイッチの各電流路をオンさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、前記コンデンサが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給する電力変換制御装置として機能させるためのプログラムであって、
前記電力変換制御装置は、
前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定手段を備え、
前記目標タイミング決定手段が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とする。
A program according to the tenth aspect of the present invention is
Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. The first to fourth switches that conduct substantially only in one direction from the predetermined end of the current path to one end of the current path, and one end of the one end of the current path of the first switch and the third switch A capacitor connected to the one end of the current path and having the other end connected to the other end of the current path of the second switch and the other end of the current path of the fourth switch; and an external single-phase AC power source And one end of the series circuit is connected to the other end of the current path of the first switch and the one end of the current path of the fourth switch, and the other end of the series circuit is the second circuit. The one end of the current path of the switch and the first A reactor connected to the other end of the current path of the switch, a magnetic energy regenerative switch configured to supply power to an external load connected between both ends of the capacitor, and the magnetic energy regenerative switch to A computer connected to the power conversion device consisting of a load current detection unit that detects the amount of load current flowing to the load and generates a signal indicating the detected amount of the load current, and a power conversion device, When the one end of the series circuit is at a higher potential than the other end at the first timing when substantially no current flows through the reactor, the current paths of the first and second switches are turned on, and Each control signal for turning off each current path of the third and fourth switches is supplied to each control terminal of the first to fourth switches, and the one end of the series circuit is the other When the potential is lower, the control signals for turning off the current paths of the first and second switches and turning on the current paths of the third and fourth switches are sent to the first to fourth switches. The control signals supplied to the control terminals and turned off the current paths of the first to fourth switches at the second timing when the capacitor has substantially completed discharging are supplied to the control terminals. A program for functioning as a power conversion control device to be supplied to each control terminal of the switch,
The power conversion control device includes:
The signal generated by the load current detection unit is acquired, and each current path of the first to fourth switches is set to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value. A target timing determining means for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first to fourth switches, with the target timing determined by the target timing determination means as the second timing;
It is characterized by that.
また、本発明の第１１の観点に係るプログラムは、
それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１乃至第６のスイッチと、一端が前記第２、第４及び第６のスイッチの各電流路の前記一端に接続され、他端が前記第１、第３及び第５のスイッチの各電流路の前記他端に接続されたコンデンサと、一端が外部の三相交流電源の第１の極に接続され、他端が前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第２のスイッチの電流路の前記他端に接続された第１のリアクトルと、一端が外部の三相交流電源の第２の極に接続され、他端が前記第３のスイッチの電流路の前記一端及び前記第４のスイッチの電流路の前記他端に接続された第２のリアクトルと、一端が外部の三相交流電源の第３の極に接続され、他端が前記第５のスイッチの電流路の前記一端及び前記第６のスイッチの電流路の前記他端に接続された第３のリアクトルと、より構成され、前記コンデンサの両端間に接続される外部の負荷に電力を供給する磁気エネルギー回生スイッチと、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記負荷へと流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出部と、からなる電力変換装置に接続されたコンピュータを、前記第１乃至第３のリアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記三相交流電源のそれぞれの極につき、当該極の電圧が所定の基準電位に対して正であるときは、当該極に接続された前記リアクトルに電流路の前記一端が接続されている前記スイッチの電流路をオフさせ当該リアクトルに電流路の前記他端が接続されている前記スイッチの電流路をオンさせる制御信号を、各該スイッチの各制御端に供給し、当該極の電圧が前記基準電位に対して負であるときは、当該リアクトルに電流路の前記一端が接続されている前記スイッチの電流路をオンさせ当該リアクトルに電流路の前記他端が接続されている前記スイッチの電流路をオフさせる制御信号を、各該スイッチの各制御端に供給し、前記コンデンサが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第６のスイッチの各制御端に供給する電力変換制御装置として機能させるためのプログラムであって、
前記電力変換制御装置は、
前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定手段を備え、
前記目標タイミング決定手段が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とする。
A program according to the eleventh aspect of the present invention is
Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. First to sixth switches that conduct substantially only from one predetermined end of the current path to one direction of the other end, and one end of each of the current paths of the second, fourth, and sixth switches. The other end is connected to the other end of each of the current paths of the first, third and fifth switches, and one end is connected to the first pole of an external three-phase AC power source, A first reactor having the other end connected to the one end of the current path of the first switch and the other end of the current path of the second switch, and a second pole of the external three-phase AC power source at one end The other end is connected to the one end of the current path of the third switch and the first switch A second reactor connected to the other end of the current path of the switch, one end connected to the third pole of the external three-phase AC power source, and the other end to the one end of the current path of the fifth switch And a third reactor connected to the other end of the current path of the sixth switch, and a magnetic energy regenerative switch configured to supply power to an external load connected between both ends of the capacitor, A computer connected to the power conversion device comprising: a load current detection unit that detects a load current flowing from the magnetic energy regeneration switch to the load and generates a signal indicating the detected load current; At a first timing when substantially no current flows through the first to third reactors, the voltage of each of the three-phase AC power supplies is positive with respect to a predetermined reference potential. When turning off the current path of the switch in which the one end of the current path is connected to the reactor connected to the pole, the current path of the switch in which the other end of the current path is connected to the reactor A control signal to be turned on is supplied to each control end of each switch, and when the voltage of the pole is negative with respect to the reference potential, the one end of the current path connected to the reactor is connected to the switch. A control signal for turning on the current path and turning off the current path of the switch connected to the reactor at the other end of the current path is supplied to each control terminal of each switch, and the capacitor substantially discharges. A power conversion control device that supplies each control signal for turning off each current path of the first to sixth switches to each control terminal of the first to sixth switches at a second timing that is completed; A program to make it function,
The power conversion control device includes:
In order to obtain the signal generated by the load current detection unit and to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value, the current paths of the first to sixth switches are set. A target timing determining means for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first to sixth switches, with the target timing determined by the target timing determination means as the second timing;
It is characterized by that.
また、本発明の第１２の観点に係るプログラムは、
それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１及び第２のスイッチと、それぞれ電流路を備え、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子と、一端が前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第１の整流素子の前記一端に接続され、他端が前記第２のスイッチの電流路の前記他端及び前記第２の整流素子の前記他端に接続されたコンデンサと、外部の電源と直列回路をなし、当該直列回路の一端が前記第１のスイッチの電流路の前記他端及び前記第２の整流素子の前記一端に接続され、当該直列回路の他端が前記第２のスイッチの電流路の前記一端及び前記第１の整流素子の前記他端に接続されるリアクトルと、より構成され、前記コンデンサの両端間に接続される外部の負荷に電力を供給する磁気エネルギー回生スイッチと、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記負荷へと流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出部と、からなる電力変換装置に接続されたコンピュータを、前記リアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号を前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給し、前記コンデンサが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる制御信号を前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給する電力変換制御装置として機能させるためのプログラムであって、
前記電力変換制御装置は、
前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定手段を備え、
前記目標タイミング決定手段が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とする。
A program according to the twelfth aspect of the present invention is
Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. A first switch and a second switch that conduct substantially only in one direction from the predetermined end to the other end of the current path, respectively, and each current path is in one direction from the predetermined end to the other end. First and second rectifier elements that are substantially conductive only to one end, one end of which is connected to the one end of the current path of the first switch and the one end of the first rectifier element, and the other end of the second rectifier element. A capacitor connected to the other end of the current path of the switch and the other end of the second rectifying element and an external power supply form a series circuit, and one end of the series circuit is the current path of the first switch And the one end of the second rectifying element. A reactor connected to the other end of the current path of the second switch and the other end of the first rectifier element, and connected between both ends of the capacitor. A magnetic energy regenerative switch for supplying power to the external load to be detected, and a load current for detecting the amount of load current flowing from the magnetic energy regenerative switch to the load and generating a signal indicating the detected amount of the load current A control signal for turning on each of the current paths of the first and second switches at a first timing when the current connected to the reactor is not substantially flowing in the computer connected to the power conversion device including the detection unit. Is supplied to the control terminals of the first and second switches, and the first and second switches are at a second timing when the capacitor has substantially completed discharging. A program for causing a function control signal for turning off the respective current path as a power conversion control apparatus for supplying to the control terminal of the first and second switches,
The power conversion control device includes:
In order to obtain the signal generated by the load current detecting unit and to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value, the current paths of the first and second switches are set. A target timing determining means for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first and second switches, with the target timing determined by the target timing determination means as the second timing;
It is characterized by that.
本発明によれば、交流電流を負荷に供給可能で、負荷に供給される電圧のピーク値の変動が小さく、低損失な電力変換装置を提供することを目的とし、また、そのような電力変換装置を実現するための電力変換制御装置、電力変換制御方法及びプログラムが実現される。 According to the present invention, an object of the present invention is to provide a power converter that can supply an alternating current to a load, has a small fluctuation in the peak value of a voltage supplied to the load, and has a low loss. A power conversion control device, a power conversion control method, and a program for realizing the device are realized.
以下、本発明の実施の形態を、ＤＣ／ＡＣコンバータ（直流／交流変換器）を例として、図面を参照しつつ説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings, taking a DC / AC converter (DC / AC converter) as an example.
（第１の実施の形態）
本発明の実施の形態に係るＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ａは、図１に示すように、リアクトルＬａｃと、ＭＥＲＳ（磁気エネルギー回生スイッチ：Magnetic Energy Recovery
Switch）１００と、直流交流変換回路２００と、電流検出部３００ａと、制御部４００とから構成されている。
(First embodiment)
As shown in FIG. 1, a DC / AC converter 10A according to an embodiment of the present invention includes a reactor Lac and a MERS (Magnetic Energy Recovery Switch: Magnetic Energy Recovery).
Switch) 100, a DC /
ＭＥＲＳ１００は、たとえば図１に示すようなフルブリッジ型ＭＥＲＳであり、後述する動作を行うことにより、直流電圧の変換を行うものである。図１のＭＥＲＳ１００は、４個の逆導通型半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ４と、コンデンサＣＭと、リアクトルＬａｃとから構成されている。
The
逆導通型半導体スイッチＳＷ１は、逆方向導通部Ｄ１及びスイッチ部Ｓ１から構成されている。同様に、逆導通型半導体スイッチＳＷ２は逆方向導通部Ｄ２及びスイッチ部Ｓ２から構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷ３は逆方向導通部Ｄ３及びスイッチ部Ｓ３から構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷ４は逆方向導通部Ｄ４及びスイッチ部Ｓ４から構成されている。 The reverse conducting semiconductor switch SW1 includes a reverse conducting portion D1 and a switch portion S1. Similarly, the reverse conduction type semiconductor switch SW2 includes a reverse direction conduction part D2 and a switch part S2, the reverse conduction type semiconductor switch SW3 includes a reverse direction conduction part D3 and a switch part S3, and the reverse conduction type semiconductor switch SW4 includes It consists of a reverse direction conduction part D4 and a switch part S4.
スイッチ部Ｓ１〜Ｓ４はいずれも、たとえばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Silicon Field Effect Transistor）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar
Transistor）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ：Gate Turn-Off thyristor）あるいはその他の半導体スイッチング素子からなり、それぞれ電流路と制御端とを備えている。そして、各自の制御端に後述のオン信号が供給されると電流路を導通させ、オフ信号が供給されると電流路を遮断する。
Each of the switch portions S1 to S4 is, for example, a MOSFET (Metal-Oxide-Silicon Field Effect Transistor), an insulated gate bipolar transistor (IGBT).
Transistors, gate turn-off thyristors (GTOs) or other semiconductor switching elements, each having a current path and a control end. When a later-described ON signal is supplied to each control terminal, the current path is conducted, and when an OFF signal is supplied, the current path is interrupted.
逆方向導通部Ｄ１〜Ｄ４はいずれも、たとえばダイオード等の整流素子からなり、電流を一方向にのみ導通させる電流路を備える。このダイオードはたとえば、スイッチ部を構成する半導体スイッチの寄生ダイオードであってもよい。 Each of the reverse direction conducting portions D1 to D4 is formed of a rectifying element such as a diode, for example, and includes a current path that conducts current only in one direction. This diode may be, for example, a parasitic diode of a semiconductor switch constituting the switch unit.
以下では、各逆方向導通部はいずれもダイオードからなり、各スイッチ部はいずれもｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるものとして説明する。この場合、このＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間がスイッチ部の電流路をなし、ゲートが制御端をなすものである。 In the following description, it is assumed that each reverse conducting portion is composed of a diode, and each switch portion is composed of an n-channel MOSFET. In this case, the drain-source of the MOSFET forms a current path of the switch unit, and the gate forms the control end.
それぞれの逆導通型半導体スイッチにつき、逆方向導通部のアノードはスイッチ部のソースに接続されており、逆方向導通部のカソードはスイッチ部のドレインに接続されており、スイッチ部の電流路と逆方向導通部の電流路とが、合わせて逆導通型半導体スイッチの電流路をなす。
このような接続関係をとる結果、各逆導通型半導体スイッチはいずれも、スイッチ部のドレインからソースに向かう方向（順方向）に流れる電流を、当該スイッチ部のゲートに印加される信号の値に応じてオン／オフする。一方、当該スイッチ部のソースからドレインに向かう方向（逆方向）の電流については、逆方向導通部がこの電流のバイパスを確保する結果、常にオン状態を保つ。
For each reverse conduction type semiconductor switch, the anode of the reverse conduction part is connected to the source of the switch part, and the cathode of the reverse conduction part is connected to the drain of the switch part, which is opposite to the current path of the switch part. Together, the current path of the direction conducting portion forms the current path of the reverse conducting semiconductor switch.
As a result of taking such a connection relationship, each reverse conducting semiconductor switch has a current flowing in a direction (forward direction) from the drain to the source of the switch unit to the value of the signal applied to the gate of the switch unit. Turn on / off accordingly. On the other hand, the current in the direction (reverse direction) from the source to the drain of the switch unit is always kept on as a result of the reverse direction conduction unit ensuring the bypass of this current.
スイッチ部Ｓ２及びＳ４の各ドレインはいずれもコンデンサＣＭの一端に接続されて、直流出力端子の正極ＤＣＯＵＴ＋をなしている。スイッチ部Ｓ１及びＳ３の各ソースはいずれもコンデンサＣＭの他端に接続されて、直流出力端子の負極ＤＣＯＵＴ−をなしている。 The drains of the switch units S2 and S4 are both connected to one end of the capacitor CM to form the positive output DCOUT + of the DC output terminal. Each source of the switch units S1 and S3 is connected to the other end of the capacitor CM to form a negative output DCOUT− of the DC output terminal.
スイッチ部Ｓ４のソースは、スイッチ部Ｓ１のドレインとリアクトルＬａｃの一端とに接続されており、リアクトルＬａｃの他端は、入力端子ＡＴ１をなしている。スイッチ部Ｓ２のソースはスイッチ部Ｓ３のドレインに接続されて入力端子ＡＴ２をなしている。
入力端子ＡＴ１は、直流電圧源からなる外部の電源ＶＳの正極に接続され、入力端子ＡＴ２は、電源ＶＳの負極に接続される。なお、このように接続される結果、電源ＶＳとリアクトルＬａｃとが直列回路を形成することになる。
The source of the switch unit S4 is connected to the drain of the switch unit S1 and one end of the reactor Lac, and the other end of the reactor Lac forms the input terminal AT1. The source of the switch unit S2 is connected to the drain of the switch unit S3 to form the input terminal AT2.
The input terminal AT1 is connected to the positive electrode of an external power source VS composed of a DC voltage source, and the input terminal AT2 is connected to the negative electrode of the power source VS. As a result of this connection, the power supply VS and the reactor Lac form a series circuit.
スイッチ部Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３及びＳ４の各ゲート（順に、Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３及びＧ４）は、ＭＥＲＳ１００の制御端をなすもので、いずれも制御部４００に接続されている。
Each of the gates (in order, G1, G2, G3, and G4) of the switch units S1, S2, S3, and S4 forms a control end of the
直流交流変換回路２００は、６個の逆導通型半導体スイッチＳＷＵ〜ＳＷＺから構成されている。
The DC /
逆導通型半導体スイッチＳＷＵ〜ＳＷＺはいずれも、逆導通型半導体スイッチＳＷ１と実質的に同一の構成を有する。
すなわち、逆導通型半導体スイッチＳＷＵは、逆方向導通部ＤＵ及びスイッチ部ＳＵから構成されており、同様に、逆導通型半導体スイッチＳＷＶは逆方向導通部ＤＶ及びスイッチ部ＳＶから構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷＷは逆方向導通部ＤＷ及びスイッチ部ＳＷから構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷＸは逆方向導通部ＤＸ及びスイッチ部ＳＸから構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷＹは逆方向導通部ＤＹ及びスイッチ部ＳＹから構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷＺは逆方向導通部ＤＺ及びスイッチ部ＳＺから構成されている。スイッチ部ＳＵ〜ＳＺはいずれも、たとえばＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子からなり、逆方向導通部ＤＵ〜ＤＺはいずれも、たとえばスイッチ部を構成する半導体スイッチの寄生ダイオードあるいはその他の整流素子からなる。以下、直流交流変換回路２００を構成する各逆導通型半導体スイッチもその逆方向導通部はダイオードからなり、スイッチ部はｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるものとして説明すると、それぞれの逆導通型半導体スイッチにつき、逆方向導通部のアノードはスイッチ部のソースに接続されており、逆方向導通部のカソードはスイッチ部のドレインに接続されている。
All of the reverse conducting semiconductor switches SWU to SWZ have substantially the same configuration as the reverse conducting semiconductor switch SW1.
That is, the reverse conduction type semiconductor switch SWU includes a reverse direction conduction unit DU and a switch unit SU. Similarly, the reverse conduction type semiconductor switch SWV includes a reverse direction conduction unit DV and a switch unit SV. The semiconductor switch SWW is composed of a reverse conducting part DW and a switch part SW, the reverse conducting semiconductor switch SWX is composed of a reverse conducting part DX and a switch part SX, and the reverse conducting semiconductor switch SWY is a reverse conducting part DY. The reverse conducting semiconductor switch SWZ is composed of a reverse conducting portion DZ and a switch portion SZ. Each of the switch units SU to SZ is composed of a semiconductor switching element such as a MOSFET, for example, and each of the reverse conducting portions DU to DZ is composed of a parasitic diode of a semiconductor switch constituting the switch unit or other rectifying element. In the following description, it is assumed that each reverse conducting semiconductor switch constituting the DC /
スイッチ部ＳＵ，ＳＶ，ＳＷ，ＳＸ，ＳＹ及びＳＺの各ゲート（順に、ＧＵ，ＧＶ，ＧＷ，ＧＸ，ＧＹ及びＧＺ）は、直流交流変換回路２００の制御端をなすもので、いずれも制御部４００に接続されている。
The gates of the switch units SU, SV, SW, SX, SY, and SZ (in order, GU, GV, GW, GX, GY, and GZ) form the control end of the DC /
スイッチ部ＳＵ，ＳＶ及びＳＷの各ドレインは互いに接続されて、直流入力端子の正極ＤＣ＋をなしている。スイッチ部ＳＸ，ＳＹ及びＳＺの各ソースは互いに接続されて、直流入力端子の負極ＤＣ−をなしている。そして、直流入力端子の正極ＤＣ＋は、ＭＥＲＳ１００の直流出力端子の正極ＤＣＯＵＴ＋に接続され、負極ＤＣ−は、当該直流出力端子の負極ＤＣＯＵＴ−に接続される。
スイッチ部ＳＵのソースはスイッチ部ＳＸのドレインに接続されて交流出力端子ＡＣＵをなしている。スイッチ部ＳＶのソースはスイッチ部ＳＹのドレインに接続されて交流出力端子ＡＣＶをなしている。スイッチ部ＳＷのソースはスイッチ部ＳＺのドレインに接続されて交流出力端子ＡＣＷをなしている。
The drains of the switch units SU, SV, and SW are connected to each other to form a positive electrode DC + of a DC input terminal. The sources of the switch units SX, SY, and SZ are connected to each other to form a negative electrode DC− of the DC input terminal. The positive electrode DC + of the DC input terminal is connected to the positive electrode DCOUT + of the DC output terminal of the
The source of the switch unit SU is connected to the drain of the switch unit SX to form an AC output terminal ACU. The source of the switch unit SV is connected to the drain of the switch unit SY to form an AC output terminal ACV. The source of the switch unit SW is connected to the drain of the switch unit SZ to form an AC output terminal ACW.
交流出力端子ＡＣＵは、たとえば外部の誘導性負荷ＬＤ１の一端に接続され、交流出力端子ＡＣＶは、たとえば外部の誘導性負荷ＬＤ２の一端に接続され、交流出力端子ＡＣＷは、たとえば外部の誘導性負荷ＬＤ３の一端に接続される。誘導性負荷ＬＤ１、ＬＤ２及びＬＤ３の各他端は互いに接続されているものとする。
なお、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２及びＬＤ３は、たとえば図示するように、三相の負荷ＬＤの各相の入力端からなっている。負荷ＬＤは、たとえば三相モーターからなる。誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２及びＬＤ３は、たとえば、図示するようにそれぞれ、インダクタＬ１と抵抗Ｒ１との直列回路、インダクタＬ２と抵抗Ｒ２との直列回路、インダクタＬ３と抵抗Ｒ３との直列回路、として表すことができるものである。
AC output terminal ACU is connected to, for example, one end of external inductive load LD1, AC output terminal ACV is connected to, for example, one end of external inductive load LD2, and AC output terminal ACW is, for example, an external inductive load. Connected to one end of LD3. It is assumed that the other ends of the inductive loads LD1, LD2, and LD3 are connected to each other.
The inductive loads LD1, LD2, and LD3 are each composed of an input end of each phase of a three-phase load LD as shown in the figure. Load LD consists of a three-phase motor, for example. Inductive loads LD1, LD2, and LD3 are represented as, for example, a series circuit of an inductor L1 and a resistor R1, a series circuit of an inductor L2 and a resistor R2, and a series circuit of an inductor L3 and a resistor R3, respectively, as illustrated. It is something that can be done.
電流検出部３００ａは、たとえば直流電流の瞬時値を検出可能な公知の電気回路からなっており、ＭＥＲＳ１００の直流出力端子ＤＣＯＵＴ＋から直流交流変換回路２００へと流れる電流すなわち負荷電流ｉｄｃの値を継続的に検出し、検出した負荷電流ｉｄｃの値を表す信号を生成して、制御部４００へと継続的に供給する。（なお、本願明細書及び図面において、負荷電流の参照符号「ｉｄｃ」は「Ｉｄｃ」と表記する場合もある。）
なお、電流検出部３００ａが、検出対象の電流を自己の備える電流路に流すものである場合、たとえば、直流出力端子ＤＣＯＵＴ＋と直流交流変換回路の直流入力端子ＤＣ＋との間、又は、直流出力端子ＤＣＯＵＴ−と直流交流変換回路の直流入力端子ＤＣ−との間は、互いに直接接続される代わりに、電流検出部３００ａの電流路を介して互いに接続されていればよい。また、直流交流変換回路２００から直流出力端子ＤＣＯＵＴ−へと流れ出す電流の値は直流出力端子ＤＣＯＵＴ＋から直流交流変換回路２００へと流れ込む電流の値に等しいから、直流交流変換回路２００から直流出力端子ＤＣＯＵＴ−へと流れ出す電流の値を検出することも、直流出力端子ＤＣＯＵＴ＋から直流交流変換回路２００へと流れ込む電流を検出することに含まれる。
The
In addition, when the
制御部４００は、たとえば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等のプロセッサと、ＲＡＭ（Random Access Memory）やＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶装置とを備えたコンピュータから構成されている。
制御部４００、たとえば自己の記憶装置が予め記憶するプログラムを自己のプロセッサが読み出して実行することにより、後述する処理、たとえば、後述するパターンに従い、ゲートＧ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４，ＧＵ，ＧＶ，ＧＷ，ＧＸ，ＧＹ，ＧＺに、それぞれ、ゲート信号ＳＧＧ１，ＳＧＧ２，ＳＧＧ３，ＳＧＧ４，ＳＧＧＵ，ＳＧＧＶ，ＳＧＧＷ，ＳＧＧＸ，ＳＧＧＹ，ＳＧＧＺを供給する処理を行う。
The
The
それぞれのゲート信号は、当該ゲート信号の供給先であるゲートを備える半導体スイッチのオン又はオフを指示する信号である。たとえば、オンを指示するときの当該ゲート信号（オン信号）は、当該半導体スイッチをオンさせるに足る電圧（ハイレベル電圧）をとり、オフを指示するときの当該ゲート信号（オフ信号）は、当該半導体スイッチをオフさせるに足る電圧（ローレベル電圧）をとる。 Each gate signal is a signal that instructs on or off of a semiconductor switch including a gate to which the gate signal is supplied. For example, the gate signal (ON signal) when instructing ON takes a voltage (high level voltage) sufficient to turn on the semiconductor switch, and the gate signal (OFF signal) when instructing OFF is A voltage (low level voltage) sufficient to turn off the semiconductor switch is taken.
また、制御部４００は、たとえば電流検出部３００ａが供給する信号をデジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ（Analog-to-Digital）コンバータを備えている。ただし、電流検出部３００ａが負荷電流ｉｄｃの値を示す信号をデジタル形式で供給するものである場合、制御部４００は上述のＡ／Ｄコンバータを備えている必要はない。
The
一方で制御部４００の記憶装置は、制御部４００がＭＥＲＳ１００に後述のサイクルを実行させる際にゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２がとるべきデューティー比ｄの値を負荷電流ｉｄｃの値に基づいて決定するためのデータを格納するテーブルである特性テーブルを、予め記憶する。
On the other hand, the storage device of the
特性テーブルは、具体的には、「負荷電流ｉｄｃの値」と、「負荷電流ｉｄｃが当該値をとるときに、コンデンサＣＭの両端間の電圧（リンク電圧）ｖＣが後述する１サイクル内でとるピーク値が所定の目標値（以下、この目標値をＶｐ ＊とする）に実質的に等しくなるようにするためにデューティー比ｄがとるべき値」との対応関係（たとえば、図２に示すような対応関係）を指定するデータからなるものである。
図２に示すグラフは、負荷電流のｉｄｃの値が１．７アンペア未満のときデューティー比ｄがとるべき値がほぼ（０．０６９６ｉｄｃ＋０．１５３６）に等しく、電流のｉｄｃの値が１．７アンペア以上のときデューティー比ｄがとるべき値がほぼ（０．２３２９ｉｄｃ＋０．０６７）に等しい、という場合を例示するものである。
Specifically, the characteristic table indicates that “the value of the load current i dc ” and “the voltage (link voltage) v C between both ends of the capacitor CM when the load current i dc takes the value are 1 cycle, which will be described later. In relation to the value that the duty ratio d should take in order to make the peak value taken within the range substantially equal to a predetermined target value (hereinafter, this target value is referred to as V p * ) (for example, FIG. (Corresponding relationship as shown in FIG. 2).
The graph shown in FIG. 2, the value of i dc load current approximately equal to the value to be taken by the duty ratio d when less than 1.7 amps (0.0696i dc +0.1536), the value of i dc current The case where the value which the duty ratio d should take when it is 1.7 amperes or more is substantially equal to (0.2329i dc +0.067) is illustrated.
（第１の実施の形態：ＭＥＲＳの動作）
次に、上記構成のＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ａの動作を説明する。
まず、図３Ａ〜図３Ｄ及び図４を参照して、ＭＥＲＳ１００の動作を説明する。以下では、コンデンサＣＭには、直流出力端子ＤＣＯＵＴ＋に接続されている側の端が他端に対して正電圧になるように電荷が蓄積されていて、逆導通型半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ４がいずれもオフである状態（すなわち図３Ｄに示す状態）が説明上の初期状態であるとして説明する。
この初期状態から、制御部４００は、ゲート信号ＳＧＧ１〜ＳＧＧ４を以下述べるようなパターンで供給することによって、ＭＥＲＳ１００に、後述する時刻ｔ１からｔ５までを１サイクルとして、所定の周波数ｆで、以下［１］〜［５］として述べる動作を周期的に行わせる。周波数ｆは、１サイクルの時間長（１／ｆ）すなわち（ｔ５−ｔ１）が、コンデンサＣＭとリアクトルＬａｃとが直列共振回路を形成したとした場合の当該回路の共振周期の半周期分より長くなるような周波数に選ばれているものとする。
(First Embodiment: MERS Operation)
Next, the operation of the DC / AC converter 10A having the above configuration will be described.
First, the operation of the
From this initial state, the
［１］ 初期状態から、まず時刻ｔ１において、制御部４００は、図４（ｃ）に示すように、ゲート信号ＳＧＧ３及びＳＧＧ４をオフ信号に保ったまま、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２をオン信号に切り替える。この結果、逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２はオンに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷ３及びＳＷ４はオフを保持する。
すると、図３Ａに示すように、電源ＶＳの正極から入力端子ＡＴ１、リアクトルＬａｃを通り、オンしている逆導通型半導体スイッチＳＷ１の電流路を順方向に経てコンデンサＣＭの負極へと流れ込む電流が生じる。一方、コンデンサＣＭの正極から流れ出す電流は、オンしている逆導通型半導体スイッチＳＷ２の電流路を順方向に経て入力端子ＡＴ２を通り、電源ＶＳの負極に流れ込む。このようにしてコンデンサＣＭの放電が進む結果、リンク電圧ｖＣは、たとえば図４（ａ）に示すように低下していく。これに対しリアクトルＬａｃには、図４（ｂ）に示すように電流ＩＬａｃが流れ、磁気エネルギーの蓄積が始まる。
一方、リンク電圧ｖＣは直流出力端子ＤＣＯＵＴ＋とＤＣＯＵＴ−との間に印加されており、コンデンサＣＭに蓄積されている静電エネルギーは、直流交流変換回路２００を介して誘導性負荷ＬＤ１〜ＬＤ３にも電流として供給される。
[1] From the initial state, first, at time t1, as shown in FIG. 4C, the
Then, as shown in FIG. 3A, a current flowing from the positive electrode of the power source VS through the input terminal AT1 and the reactor Lac, through the current path of the reverse conducting semiconductor switch SW1 that is turned on, to the negative electrode of the capacitor CM is forwarded. Arise. On the other hand, the current that flows out from the positive electrode of the capacitor CM flows in the forward direction through the current path of the reverse conducting semiconductor switch SW2 that is turned on, passes through the input terminal AT2, and flows into the negative electrode of the power source VS. As a result of the progress of the discharge of the capacitor CM in this way, the link voltage v C decreases as shown in FIG. 4A, for example. On the other hand, the current ILac flows through the reactor Lac as shown in FIG. 4B, and magnetic energy accumulation starts.
On the other hand, the link voltage v C is applied between the DC output terminals DCOUT + and DCOUT−, and the electrostatic energy accumulated in the capacitor CM is applied to the inductive loads LD1 to LD3 via the DC /
［２］ コンデンサＣＭの電荷がすべて放電され、図４（ａ）に示すようにリンク電圧ｖＣが略０となる時刻ｔ２に至ると、図３Ｂに示すように、電流が、入力端子ＡＴ１からリアクトルＬａｃを通ったのち、オフしている逆導通型半導体スイッチＳＷ４とオンしている逆導通型半導体スイッチＳＷ２の各電流路を順に通るルートと、オンしている逆導通型半導体スイッチＳＷ１とオフしている逆導通型半導体スイッチＳＷ３の各電流路を順に通るルートと、の２つに分岐して入力端子ＡＴ２へ流れる。リアクトルＬａｃにはこの電流が電流ＩＬａｃとして流れることによって更に磁気エネルギーが蓄積される。一方、たとえば図４（ａ）に示すように、時刻ｔ２から時刻ｔ３に至るまでの間コンデンサＣＭは充電されず、リンク電圧ｖＣは略０のまま変化しない。 [2] When all the electric charge of the capacitor CM is discharged and time t2 when the link voltage v C becomes substantially zero as shown in FIG. 4A, current is supplied from the input terminal AT1 as shown in FIG. 3B. After passing through the reactor Lac, a route passing through each current path of the reverse conducting semiconductor switch SW4 that is turned off and the reverse conducting semiconductor switch SW2 that is turned on, and the reverse conducting semiconductor switch SW1 that is turned off and off Branching into each of the two current paths of the reverse conducting semiconductor switch SW3 in turn and flowing to the input terminal AT2. Reactor Lac accumulates further magnetic energy as this current flows as current ILac. On the other hand, for example, as shown in FIG. 4A, the capacitor CM is not charged from time t2 to time t3, and the link voltage v C remains substantially zero.
一方、制御部４００は、現在進行しているサイクル（現サイクル）の時刻ｔ３を決定する処理を、たとえば、現サイクルの時刻ｔ２が到来するまでに完了させる。この処理は、たとえば以下説明する手順で行う。
On the other hand, the
すなわち、まず制御部４００は、現サイクルとの関係で決まる所定の時刻になると、当該時刻の負荷電流ｉｄｃの値を表すものとして電流検出部３００ａより供給された信号を取得し、この信号をＡ／Ｄ変換する等して、この信号に基づき負荷電流ｉｄｃの値を特定する。なお、上述の所定の時刻は、たとえば現サイクルの時刻ｔ１あるいはｔ２であればよいし、また、現サイクルの直前のサイクルにおける時刻ｔ４でもよい。
That is, first, at a predetermined time determined by the relationship with the current cycle, the
次に、制御部４００は、特定した負荷電流ｉｄｃの値を検索キーとして特定テーブルを検索し、負荷電流ｉｄｃの当該値に対応付けられたデューティー比（ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２が取るべきデューティー比）ｄの値を特定する。
Next, the
そして制御部４００は、特定されたデューティー比ｄの値に基づいて、現サイクルの時刻ｔ３を決定する。具体的には、たとえば、デューティー比ｄの値が｛（ｔ３−ｔ１）／（ｔ５−ｔ１）｝であることから、１サイクルの長さ（ｔ５−ｔ１）が既定値であることを前提として、ｔ３＝ｔ１＋｛ｄ・（ｔ５−ｔ１）｝としてｔ３の時刻を決定することができる。
Then, the
［３］ そして制御部４００は、決定した時刻ｔ３が到来すると、図４（ｃ）に示すように、ゲート信号ＳＧＧ３及びＳＧＧ４をオフ信号に保ったまま、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２をオフ信号に切り替える。この結果、逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２はオフに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷ３及びＳＷ４はオフを保持する。
すると、逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２を順方向に流れていた各電流は遮断され、リアクトルＬａｃに蓄積された磁気エネルギーによって、図３Ｃに示すように、リアクトルＬａｃから、オフしている逆導通型半導体スイッチＳＷ４を逆方向に経てコンデンサＣＭの正極に流入する電流が生じる。これによりコンデンサＣＭは、リアクトルＬａｃに蓄積された磁気エネルギーを、電荷の形で静電エネルギーとして蓄積し、リンク電圧ｖＣが上昇する。一方、コンデンサＣＭの負極から流れる電流は、オフしている逆導通型半導体スイッチＳＷ３を逆方向を経て入力端子ＡＴ２へと流れる。
一方、リンク電圧ｖＣは直流出力端子ＤＣＯＵＴ＋とＤＣＯＵＴ−との間に印加され、コンデンサＣＭに蓄積される静電エネルギーは、コンデンサＣＭを直流電圧源として直流交流変換回路２００を介して誘導性負荷ＬＤ１〜ＬＤ３にも供給される。
[3] When the determined time t3 arrives, the
Then, each current flowing in the forward direction through the reverse conduction type semiconductor switches SW1 and SW2 is cut off, and the reverse conduction that is turned off from the reactor Lac by the magnetic energy accumulated in the reactor Lac as shown in FIG. 3C. Current flows into the positive electrode of the capacitor CM through the type semiconductor switch SW4 in the reverse direction. As a result, the capacitor CM accumulates the magnetic energy accumulated in the reactor Lac as electrostatic energy in the form of electric charges, and the link voltage v C increases. On the other hand, the current flowing from the negative electrode of the capacitor CM flows through the reverse conducting semiconductor switch SW3 which is turned off to the input terminal AT2 through the reverse direction.
On the other hand, the link voltage v C is applied between the DC output terminals DCOUT + and DCOUT−, and the electrostatic energy accumulated in the capacitor CM is an inductive load via the DC /
［４］ その後、リアクトルＬａｃに蓄積されていた磁気エネルギーが尽き、図４（ｂ）に示すように電流ＩＬａｃが流れなくなる時刻ｔ４に至ると、図３Ｄに示すように、入力端子ＡＴ１から入力端子ＡＴ２へ流れる電流は消滅する。この間もリンク電圧ｖＣは直流出力端子ＤＣＯＵＴ＋とＤＣＯＵＴ−との間に印加され、コンデンサＣＭが蓄積している静電エネルギーは、直流交流変換回路２００を介して誘導性負荷ＬＤ１〜ＬＤ３に供給される。
[4] After that, when the magnetic energy accumulated in the reactor Lac is exhausted and the current ILac does not flow as shown in FIG. 4B, the input terminal AT1 is changed to the input terminal AT1 as shown in FIG. 3D. The current flowing to AT2 disappears. During this time, the link voltage v C is applied between the DC output terminals DCOUT + and DCOUT−, and the electrostatic energy accumulated in the capacitor CM is supplied to the inductive loads LD1 to LD3 via the DC /
［５］ そして、次サイクルにおける時刻ｔ１に相当する時刻ｔ５に至ると、制御部４００は、時刻ｔ１におけると同様に、ゲート信号ＳＧＧ３及びＳＧＧ４をオフ信号に保ったまま、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２をオン信号に切り替える。この結果、ＭＥＲＳ１００は時刻ｔ１における動作と同様の動作（［１］の動作）を再び開始する。
[5] When the time t5 corresponding to the time t1 in the next cycle is reached, the
このように、［１］〜［５］として説明した動作が繰り返される結果、コンデンサＣＭには、図４（ａ）に示すような、ピークから略０までの間で振動するパルス電圧であるリンク電圧ｖＣが繰り返し発生する。このリンク電圧ｖＣは直流出力端子ＤＣＯＵＴ＋とＤＣＯＵＴ−との間に印加され、コンデンサＣＭから直流交流変換回路２００を介して外部の誘導性負荷ＬＤ１〜ＬＤ３へと電力が供給される。時刻ｔ１からｔ５までの１サイクルの間に、ＭＥＲＳ１００は、コンデンサＣＭに１回の充放電を完了させ、リアクトルＬａｃに蓄積されていた磁気エネルギーを、コンデンサＣＭに、電荷の形で静電エネルギーとして回収させ、コンデンサＣＭが回収したエネルギーを再びリアクトルＬａｃに戻す、という効果を実現させる。
As described above, as a result of the operations described as [1] to [5] being repeated, the capacitor CM has a link that is a pulse voltage that oscillates between the peak and approximately 0 as shown in FIG. The voltage v C is repeatedly generated. The link voltage v C is applied between the DC output terminals DCOUT + and DCOUT−, and power is supplied from the capacitor CM to the external inductive loads LD1 to LD3 via the DC /
なお、上記時刻ｔ３からｔ４までの期間は、コンデンサＣＭは、リアクトルＬａｃと直列共振回路を形成している。そのため、コンデンサＣＭに電荷が蓄積していない状態からリアクトルＬａｃの電流ＩＬａｃが流れ始める時刻ｔ３から、電流ＩＬａｃが流れ終わりコンデンサＣＭへの電荷の蓄積が完了する時刻ｔ４までの時間は、当該直列共振回路の共振周期の略４分の１になる。 Note that during the period from the time t3 to the time t4, the capacitor CM forms a series resonance circuit with the reactor Lac. Therefore, the time from the time t3 when the current ILac of the reactor Lac starts flowing from the state where no charge is accumulated in the capacitor CM to the time t4 when the current ILac ends flowing and the accumulation of the electric charge in the capacitor CM is completed is the series resonance. This is approximately one quarter of the resonance period of the circuit.
なお、図４（ａ）及び（ｃ）に示すように、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２がオン信号からオフ信号に切り替わる時刻ｔ３の直後では、コンデンサＣＭはほぼ完全に放電された状態にある。このため、逆導通型半導体スイッチＳＷ２の電流路は、逆導通型半導体スイッチＳＷ３の電流路を介してコンデンサＣＭにより短絡された状態にあるということができ、また、逆導通型半導体スイッチＳＷ１の電流路は、逆導通型半導体スイッチＳＷ４の電流路を介してコンデンサＣＭにより短絡された状態にあるということができる。よって、時刻ｔ３における半導体スイッチＳ１及びＳ２のオンからオフへのスイッチングは、これらの電流路の両端間の電圧が略０である状態でのスイッチングとなり、スイッチングによる半導体スイッチの状態遷移中に生じるスイッチング損失が少ないスイッチング、すなわちソフトスイッチングになっている。 As shown in FIGS. 4A and 4C, immediately after time t3 when the gate signals SGG1 and SGG2 are switched from the ON signal to the OFF signal, the capacitor CM is almost completely discharged. For this reason, it can be said that the current path of the reverse conducting semiconductor switch SW2 is short-circuited by the capacitor CM via the current path of the reverse conducting semiconductor switch SW3, and the current of the reverse conducting semiconductor switch SW1. It can be said that the path is short-circuited by the capacitor CM through the current path of the reverse conducting semiconductor switch SW4. Therefore, switching from ON to OFF of the semiconductor switches S1 and S2 at time t3 is switching in a state where the voltage between both ends of these current paths is substantially zero, and switching that occurs during the state transition of the semiconductor switch due to switching. Switching with little loss, that is, soft switching.
また、図４（ｂ）及び（ｃ）に示すように、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２がオフ信号からオン信号に切り替わる時刻ｔ５には、リアクトルＬａｃには電流が流れていない。このため、時刻ｔ５でゲート信号の切り替えがあった直後の時点には、電流が流れていない状態を維持しようとする向きの逆起電力がリアクトルＬａｃに生じる。従って、この時点では、リアクトルＬａｃから逆導通型半導体スイッチＳＷ１の電流路（順方向）、コンデンサＣＭ、逆導通型半導体スイッチＳＷ２の電流路（順方向）を順に経て電源ＶＳに至る電流路は、リアクトルＬａｃによって遮断された状態にあるということができる。よって、時刻ｔ５における逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２のオフからオンへのスイッチングは、半導体スイッチＳ１及びＳ２のスイッチングによる状態遷移中にこれらの電流路に流れる電流が略０である状態で行われることになり、このスイッチングもソフトスイッチングになっている。 Further, as shown in FIGS. 4B and 4C, no current flows through the reactor Lac at time t5 when the gate signals SGG1 and SGG2 are switched from the off signal to the on signal. For this reason, at the time immediately after the switching of the gate signal at time t5, a counter electromotive force is generated in the reactor Lac in a direction to maintain a state in which no current flows. Therefore, at this time, the current path from the reactor Lac to the power source VS through the current path (forward direction) of the reverse conducting semiconductor switch SW1, the capacitor CM, and the current path (forward direction) of the reverse conducting semiconductor switch SW2 in order is It can be said that it is in a state of being blocked by the reactor Lac. Therefore, the switching from the OFF state to the ON state of the reverse conducting semiconductor switches SW1 and SW2 at time t5 is performed in a state where the current flowing through these current paths is substantially zero during the state transition by the switching of the semiconductor switches S1 and S2. Therefore, this switching is also soft switching.
なお、ゲート信号の１サイクルの時間長が、コンデンサＣＭとリアクトルＬａｃとが形成する直列共振回路の共振周期の半周期分より長くなるように設定されていることにより、リンク電圧ｖＣが略０になった後にゲート信号をオン信号からオフ信号に切り替える時間が確保され、また、リアクトルＬａｃに電流がほぼ流れていない状態で逆導通型半導体スイッチをオフからオンに切り替える時間が確保される。従って、ソフトスイッチングが確保される。 Note that the link voltage v C is substantially 0 because the time length of one cycle of the gate signal is set to be longer than the half period of the resonance period of the series resonance circuit formed by the capacitor CM and the reactor Lac. After that, the time for switching the gate signal from the on signal to the off signal is secured, and the time for switching the reverse conducting semiconductor switch from off to on in a state where almost no current flows through the reactor Lac is secured. Therefore, soft switching is ensured.
（第１の実施の形態：直流交流変換回路の動作）
一方、制御部４００は、上述の通り、直流交流変換回路２００を構成する逆導通型半導体スイッチＳＷＵ〜ＳＷＺのゲートＧＵ〜ＧＺにそれぞれゲート信号ＳＧＧＵ〜ＳＧＧＺを供給する。ゲート信号ＳＧＧＵ〜ＳＧＧＺは、たとえば図５に示すような、電流型インバータに用いられる、パルス幅変調された多パルスを含むパルスパターンを有する。
(First Embodiment: Operation of DC / AC Converter Circuit)
On the other hand, as described above, the
ゲート信号ＳＧＧＵは周期的な信号であり、たとえば、オン信号を連続して保つ期間を約３分の１周期分有し、この期間の直前及び直後に、オン信号とオフ信号との切り替わりが断続的に起こる期間（換言すれば、オン信号のパルスを多数含む期間。以下では「多パルス区間」と呼ぶ。）を約６分の１周期分ずつ有する。残る約３分の１周期分はオフ信号を連続して保つ期間である。 The gate signal SGGU is a periodic signal. For example, the gate signal SGGU has a period in which the ON signal is continuously maintained for about one third, and switching between the ON signal and the OFF signal is intermittent immediately before and after this period. Period (in other words, a period including a large number of ON signal pulses, hereinafter referred to as a “multi-pulse period”) for about one-sixth period. The remaining one-third period is a period for keeping the off signal continuously.
また、ゲート信号ＳＧＧＶは、ゲート信号ＳＧＧＵの位相を（２π／３）ラジアン遅らせたものに相当し、ゲート信号ＳＧＧＷは、ゲート信号ＳＧＧＵの位相を（４π／３）ラジアン遅らせたものに相当する。
また、ゲート信号ＳＧＧＸはゲート信号ＳＧＧＵのオン・オフを反転したものに相当し、ゲート信号ＳＧＧＹはゲート信号ＳＧＧＶを同様に反転したものに相当し、ゲート信号ＳＧＧＸはゲート信号ＳＧＧＷを同様に反転したものに相当する。
The gate signal SGGV corresponds to a signal obtained by delaying the phase of the gate signal SGGU by (2π / 3) radians, and the gate signal SGGW corresponds to a signal obtained by delaying the phase of the gate signal SGGU by (4π / 3) radians.
Further, the gate signal SGGX corresponds to the inverted signal of the gate signal SGGU, the gate signal SGGG corresponds to the inverted signal of the gate signal SGGGV, and the gate signal SGGX similarly inverts the gate signal SGGW. It corresponds to a thing.
ゲート信号ＳＧＧＵ〜ＳＧＧＺのいずれについても、多パルス区間における各パルスの幅には、誘導性負荷ＬＤ１〜ＬＤ３に供給される電流がおおむね正弦波の三相交流電流になるように、パルス幅変調が加えられている。ただし、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ〜ＳＷＺがソフトスイッチングを実現するためには、ゲート信号ＳＧＧＵ〜ＳＧＧＺの切り替えはパルス電圧であるリンク電圧ｖＣが略０の期間に行われることが望ましいから、ゲート信号ＳＧＧＵ〜ＳＧＧＺに含まれるパルスの幅の変調は、各パルスの幅が、リンク電圧ｖＣの形成するパルスの周期の整数倍になるような形で加えられることが望ましい。 For any of the gate signals SGGU to SGGZ, the pulse width modulation is performed so that the current supplied to the inductive loads LD1 to LD3 is almost a sinusoidal three-phase AC current in the width of each pulse in the multipulse section. It has been added. However, in order for the reverse conduction type semiconductor switches SWU to SWZ to realize soft switching, it is desirable that the switching of the gate signals SGGU to SGGZ is performed in a period in which the link voltage v C which is a pulse voltage is substantially zero. The modulation of the width of the pulses included in the signals SGGU to SGGZ is preferably applied in such a manner that the width of each pulse is an integral multiple of the period of the pulse formed by the link voltage v C.
なお、ゲート信号ＳＧＧＵ及びＳＧＧＸの組、ゲート信号ＳＧＧＶ及びＳＧＧＹの組、並びにゲート信号ＳＧＧＷ及びＳＧＧＺの組がそれぞれ互いに逆相となっていることにより、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ及びＳＷＸが同時にオンすることが防がれ、同様に、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ及びＳＷＹが同時にオンすることも、逆導通型半導体スイッチＳＷＷ及びＳＷＺが同時にオンすることも防がれる。この結果、ＭＥＲＳ１００のコンデンサＣＭが直流交流変換回路２００を介して短絡することが防がれる。
The pair of gate signals SGGU and SGGX, the pair of gate signals SGGV and SGGY, and the pair of gate signals SGGW and SGGZ are in reverse phase with each other, so that the reverse conducting semiconductor switches SWU and SWX are simultaneously turned on. Similarly, it is possible to prevent the reverse conducting semiconductor switches SWV and SWY from being turned on simultaneously and the reverse conducting semiconductor switches SWW and SWZ from being simultaneously turned on. As a result, the capacitor CM of the
次に、図６Ａ〜図６Ｄを参照して、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２及びＬＤ３に流れる電流ｉＵ，ｉＶ及びｉＷについて説明する。図６Ａ，図６Ｂ，図６Ｃ，図６Ｄに示す矢印は、電流の流れる向きの正方向を示す。 Next, the currents i U , i V and i W flowing through the inductive loads LD1, LD2 and LD3 will be described with reference to FIGS. 6A to 6D. The arrows shown in FIGS. 6A, 6B, 6C, and 6D indicate the positive direction in which the current flows.
逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＶ及びＳＷＷのうち１つだけ、たとえば、図６Ａに示すように逆導通型半導体スイッチＳＷＵだけがオンする場合は、６個の逆導通型半導体スイッチ全体についていえば、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＹ及びＳＷＺがオンし、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ，ＳＷＶ及びＳＷＷがオフするということになる。この場合、電流は、たとえば図６Ａに示すように流れる。
すなわち、コンデンサＣＭのリンク電圧ｖＣが、直流入力端子ＤＣ＋とＤＣ−との間に印加されているため、直流入力端子ＤＣ＋から流れる電流（すなわち、負荷電流ｉｄｃ）は、図示するように逆導通型半導体スイッチＳＷＵの電流路と、交流出力端子ＡＣＵと、を順に経て誘導性負荷ＬＤ１に、電流ｉＵとして流れ込む。この電流ｉＵは、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２及びＬＤ３の共通接点で電流ｉＶ及びｉＷへと分岐し、電流ｉＶは、誘導性負荷ＬＤ２、交流出力端子ＡＣＶ及び逆導通型半導体スイッチＳＷＹの電流路を順に経て、直流入力端子ＤＣ−へと流れ込む。電流ｉＷは、誘導性負荷ＬＤ３、交流出力端子ＡＣＷ及び逆導通型半導体スイッチＳＷＺの電流路を順に経て、直流入力端子ＤＣ−へと流れ込む。
When only one of the reverse conducting semiconductor switches SWU, SWV and SWW, for example, only the reverse conducting semiconductor switch SWU is turned on as shown in FIG. This means that the reverse conducting semiconductor switches SWU, SWY, and SWZ are turned on, and the reverse conducting semiconductor switches SWX, SWV, and SWW are turned off. In this case, the current flows as shown in FIG. 6A, for example.
That is, since the link voltage v C of the capacitor CM is applied between the DC input terminals DC + and DC−, the current flowing from the DC input terminal DC + (that is, the load current i dc ) is reversed as illustrated. and current path conducting semiconductor switch SWU, the AC output terminal ACU, the inductive load LD1 through sequentially flows as a current i U. This current i U is the inductive load LD1, LD2 and branches to the current i V and i W in a common contact of the LD3, current i V is inductive load LD2, AC output terminal ACV and reverse conducting semiconductor switches SWY Through the current path in order, and flows into the DC input terminal DC-. Current i W is inductive load LD3, through the current path of the AC output terminals ACW and reverse conducting semiconductor switch SWZ sequentially flows into the DC input terminal DC-.
逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＶ及びＳＷＷのうち２つだけ、たとえば、図６Ｂに示すように逆導通型半導体スイッチＳＷＵ及びＳＷＶだけがオンする場合は、６個の逆導通型半導体スイッチ全体としては、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＶ及びＳＷＺがオンし、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ，ＳＷＹ及びＳＷＷがオフするということになる。この場合、電流は、たとえば図６Ｂに示すように流れる。
すなわち、この場合、負荷電流ｉｄｃは、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ及びＳＷＶの各電流路に分岐し、逆導通型半導体スイッチＳＷＵの電流路に流れ込んだ電流は、交流出力端子ＡＣＵを経て、電流ｉＵとして誘導性負荷ＬＤ１に流れ込む。逆導通型半導体スイッチＳＷＶの電流路に流れ込んだ電流は、交流出力端子ＡＣＶを経て、電流ｉＶとして誘導性負荷ＬＤ２に流れ込む。電流ｉＵ及びｉＶは、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２及びＬＤ３の共通接点で合流してｉＷとなり、この電流ｉＷは、誘導性負荷ＬＤ３、交流出力端子ＡＣＷ及び逆導通型半導体スイッチＳＷＺの電流路を順に経て、直流入力端子ＤＣ−へと流れ込む。
When only two of the reverse conducting semiconductor switches SWU, SWV, and SWW, for example, only the reverse conducting semiconductor switches SWU and SWV are turned on as shown in FIG. 6B, the six reverse conducting semiconductor switches as a whole Thus, the reverse conduction type semiconductor switches SWU, SWV and SWZ are turned on, and the reverse conduction type semiconductor switches SWX, SWY and SWW are turned off. In this case, the current flows as shown in FIG. 6B, for example.
That is, in this case, the load current i dc branches into the respective current paths of the reverse conducting semiconductor switches SWU and SWV, and the current flowing into the current path of the reverse conducting semiconductor switch SWU passes through the AC output terminal ACU to the current i flows into the inductive load LD1 as U. Current flowing into the current path of the reverse conducting semiconductor switch SWV is via the AC output terminals ACV, flow into the inductive load LD2 as a current i V. Current i U and i V are i W next to meet at a common contact of the inductive load LD1, LD2 and LD3, the current i W is inductive load LD3, the AC output terminals ACW and reverse conducting semiconductor switch SWZ The current flows in sequence and flows into the DC input terminal DC−.
なお、仮に逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＶ及びＳＷＷがすべてオフした場合は、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ，ＳＷＹ及びＳＷＺがオンすることになる。この場合、電流は、たとえば図６Ｃに示すように流れる。
すなわち、この場合、負荷電流ｉｄｃが供給されることはない。一方、誘導性負荷ＬＤ１〜ＬＤ３には、負荷電流ｉｄｃの供給が止まるまで電流が供給されていたことにより、磁気エネルギーが蓄積されている。このため、負荷電流ｉｄｃの供給が止まると、これらの磁気エネルギーに起因する電流が、電流ｉＵ〜ｉＷとして流れる。
具体的には、誘導性負荷ＬＤ１が生じさせる電流ｉＵは、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２及びＬＤ３の共通接点で電流ｉＶ及びｉＷへと分岐する。電流ｉＶは、誘導性負荷ＬＤ２、交流出力端子ＡＣＶ及び逆導通型半導体スイッチＳＷＹの電流路を順に経て、更に逆導通型半導体スイッチＳＷＸの電流路を逆方向に通過して、交流出力端子ＡＣＵを経て誘導性負荷ＬＤ１へと流れ込む。電流ｉＷは、誘導性負荷ＬＤ３、交流出力端子ＡＣＷ及び逆導通型半導体スイッチＳＷＺの電流路を順に経て、電流ｉＶに合流し、逆導通型半導体スイッチＳＷＸの電流路を逆方向に通過して、交流出力端子ＡＣＵを経て誘導性負荷ＬＤ１へと流れ込む。
If the reverse conducting semiconductor switches SWU, SWV, and SWW are all turned off, the reverse conducting semiconductor switches SWX, SWY, and SWZ are turned on. In this case, the current flows as shown in FIG. 6C, for example.
That is, in this case, the load current i dc is not supplied. On the other hand, magnetic energy is stored in the inductive loads LD1 to LD3 because the current is supplied until the supply of the load current i dc stops. For this reason, when the supply of the load current i dc stops, currents resulting from these magnetic energies flow as currents i U to i W.
Specifically, the current i U generated by the inductive load LD1 branches to the currents i V and i W at the common contact of the inductive loads LD1, LD2, and LD3. The current i V sequentially passes through the current path of the inductive load LD2, the AC output terminal ACV, and the reverse conducting semiconductor switch SWY, and further passes through the current path of the reverse conducting semiconductor switch SWX in the reverse direction, to the AC output terminal ACU. And flows into the inductive load LD1. Current i W is inductive load LD3, the current path of the AC output terminals ACW and reverse conducting semiconductor switch SWZ through in order to join the current i V, passes through the current path of the reverse conducting semiconductor switch SWX backwards Then, it flows into the inductive load LD1 through the AC output terminal ACU.
また、仮に逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＶ及びＳＷＷがすべてオンした場合は、逆導通型半導体スイッチＳＷＸ，ＳＷＹ及びＳＷＺがオフすることになる。この場合も負荷電流ｉｄｃが供給されることはなく、誘導性負荷ＬＤ１〜ＬＤ３が蓄積していた磁気エネルギーに起因する電流が、図６Ｄに示すように流れる。
具体的には、誘導性負荷ＬＤ１が生じさせる電流ｉＵは、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２及びＬＤ３の共通接点で電流ｉＶ及びｉＷへと分岐し、電流ｉＶは、誘導性負荷ＬＤ２及び交流出力端子ＡＣＶを経て、逆導通型半導体スイッチＳＷＶの電流路を逆方向に通過し、更に逆導通型半導体スイッチＳＷＵの電流路及び交流出力端子ＡＣＵを経て、誘導性負荷ＬＤ１へと流れ込む。電流ｉＷは、誘導性負荷ＬＤ３及び交流出力端子ＡＣＷを経て、逆導通型半導体スイッチＳＷＷの電流路を逆方向に通過して電流ｉＶに合流し、逆導通型半導体スイッチＳＷＵの電流路及び交流出力端子ＡＣＵを経て、誘導性負荷ＬＤ１へと流れ込む。
Further, if all the reverse conducting semiconductor switches SWU, SWV, and SWW are turned on, the reverse conducting semiconductor switches SWX, SWY, and SWZ are turned off. Also in this case, the load current i dc is not supplied, and the current resulting from the magnetic energy accumulated in the inductive loads LD1 to LD3 flows as shown in FIG. 6D.
Specifically, current i U inductive load LD1 is causing branches to current i V and i W in the common contact of the inductive load LD1, LD2 and LD3, the current i V is the inductive load LD2 and It passes through the current path of the reverse conducting semiconductor switch SWV in the reverse direction through the AC output terminal ACV, and further flows into the inductive load LD1 through the current path of the reverse conducting semiconductor switch SWU and the AC output terminal ACU. Current i W passes through an inductive load LD3 and AC output terminal ACW, passes through the current path of the reverse conducting semiconductor switch SWW backwards joined to the current i V, the current path of the reverse conducting semiconductor switches SWU and It flows into the inductive load LD1 through the AC output terminal ACU.
また、時刻ｔ２からｔ３までの間はリンク電圧ｖＣは略０となるので、図６Ａ〜図６Ｄに示した電流パスとは異なる経路で電流が流れる。ここでは、リンク電圧ｖＣが略０となる場合の電流パスの説明は省略する。 Further, since the link voltage v C is substantially zero from time t2 to time t3, a current flows through a path different from the current path shown in FIGS. 6A to 6D. Here, the description of the current path when the link voltage v C is substantially 0 is omitted.
誘導性負荷ＬＤ１〜ＬＤ３の時定数がリンク電圧ｖＣをなすパルスの周期より十分大きいとすれば、以上説明した動作を行う直流交流変換回路２００のゲートＧＵ〜ＧＺに、図５に示すようなパルスパターンを有するゲート信号ＳＧＧＵ〜ＳＧＧＺが供給されることにより、誘導性負荷ＬＤ１〜ＬＤ３には三相交流電流が流れる。
If the time constants of the inductive loads LD1 to LD3 are sufficiently larger than the cycle of the pulse forming the link voltage v C , the gates GU to GZ of the DC /
ところで、本実施の形態とは異なり、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２のデューティー比の値ｄを一定として時刻ｔ３のタイミングを設定した場合、誘導性負荷ＬＤ１〜ＬＤ３の力率が低いなどの要因があると、リンク電圧ｖＣは脈動を起こす。本実施の形態に係るＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ａは、デューティー比の値ｄをサイクル毎に変化させることにより、リンク電圧ｖＣのこの脈動を抑制するものである。 However, unlike the present embodiment, when the timing t3 is set with the duty ratio value d of the gate signals SGG1 and SGG2 being constant, there are factors such as low power factor of the inductive loads LD1 to LD3. The link voltage v C causes pulsation. The DC / AC converter 10A according to the present embodiment suppresses this pulsation of the link voltage v C by changing the duty ratio value d for each cycle.
この点につき、まず脈動の発生原因から説明すると、たとえば、図７（ａ）〜（ｃ）に模式的に示すように、直流交流変換回路２００の逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＶ又はＳＷＷの電流路がオンするタイミングと、当該電流路に接続されている誘導性負荷に正極性の電流が流れるタイミングとのずれは、誘導性負荷ＬＤ１〜ＬＤ３の力率が低いほど大きくなる。（なお、図７では、ゲート信号が多パルスを含む区間は、オン信号であるものとして図示している。）
一方、負荷電流ｉｄｃは、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＶ又はＳＷＷの電流路のうちオンしているものに流れる電流の総和である。従って、これら３個の電流路がオンするタイミング（すなわち、ゲート信号ＳＧＧＵ，ＳＧＧＶ及びＳＧＧＷがオン信号となるタイミング）が図５に示す通り（２π／３）ラジアンずつずれた関係をとる場合、誘導性負荷ＬＤ１〜ＬＤ３の力率が１であれば、負荷電流ｉｄｃの波形は、おおむね図７（ａ）に示すように、正弦波の極大点を中心とした（π／３）ラジアン分の波形同士を互いにつなぎ合わせたような波形となり、負荷電流ｉｄｃの脈動は極めて少なくなるのに対し、当該力率が１より低ければ、負荷電流ｉｄｃの波形は、おおむね図７（ｂ）及び（ｃ）に示すように、上記極大点からずれた点を中心とした（π／３）ラジアン分の波形同士を互いにつなぎ合わせたような波形となるから、負荷電流ｉｄｃの変動がステップ状に起きる部分が生じる。そして、図７（ｂ）と（ｃ）とを比較することで分かるように、誘導性負荷ＬＤ１〜ＬＤ３の力率が低いほど、負荷電流ｉｄｃのステップ状の変動の落差が大きくなる傾向がある。（なお、図７における「ＰＦ」が力率を示す。）
First, the cause of the pulsation will be described. For example, as schematically shown in FIGS. 7A to 7C, the current of the reverse conducting semiconductor switch SWU, SWV or SWW of the DC-
On the other hand, the load current i dc is the total sum of currents flowing through the reverse conduction semiconductor switch SWU, SWV, or SWW that is turned on. Therefore, when the timing at which these three current paths are turned on (that is, the timing at which the gate signals SGGU, SGGV, and SGGW are turned on) is shifted by (2π / 3) radians as shown in FIG. If the power factors of the capacitive loads LD1 to LD3 are 1, the waveform of the load current i dc is approximately (π / 3) radians centered on the maximum point of the sine wave as shown in FIG. While the waveforms are connected to each other and the pulsation of the load current i dc is extremely small, if the power factor is lower than 1, the waveform of the load current i dc is approximately as shown in FIG. As shown in (c), since a waveform corresponding to (π / 3) radians centered on a point deviated from the maximum point is connected to each other, the fluctuation of the load current i dc is stepped. In There is a part that happens. As can be seen by comparing FIGS. 7B and 7C, the lower the power factor of the inductive loads LD1 to LD3, the larger the drop in the step-like variation of the load current i dc. is there. (“PF” in FIG. 7 indicates the power factor.)
そして、負荷電流ｉｄｃのこのステップ状の変動は、たとえば図８に示すように、負荷電流ｉｄｃを供給するＭＥＲＳ１００のコンデンサＣＭの両端間の電圧、すなわちリンク電圧ｖＣの脈動をもたらす。
なお、図８は、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２のデューティー比ｄをいずれも０．４に固定した場合の実測例を示すものであり、この例では、電源ＶＳの電圧は５０Ｖ、リアクトルＬａｃのインダクタンスは１００μＨ、コンデンサＣＭの静電容量は０．６９μＦ、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２の周波数は１９．２ｋＨｚ、電流ｉＵ，ｉＶ及びｉＷの周波数はいずれも５０Ｈｚ、誘導性負荷ＬＤ１〜ＬＤ３を構成するインダクタＬ１〜Ｌ３のインダクタンスはいずれも２４ｍＨ、Ｒ１〜Ｒ３の抵抗値はいずれも１５Ωとしている。
Then, the stepwise change in the load current i dc leads for example as shown in FIG. 8, the voltage across the capacitor CM of MERS100 supplying load current i dc, i.e. the pulsation of link voltage v C.
FIG. 8 shows an actual measurement example when the duty ratio d of the gate signals SGG1 and SGG2 is both fixed to 0.4. In this example, the voltage of the power source VS is 50V, and the inductance of the reactor Lac is 100 μH, the capacitance of the capacitor CM is 0.69 μF, the frequencies of the gate signals SGG1 and SGG2 are 19.2 kHz, the frequencies of the currents i U , i V and i W are 50 Hz, and the inductive loads LD1 to LD3 are configured. The inductances of the inductors L1 to L3 are all 24 mH, and the resistance values of R1 to R3 are all 15Ω.
リンク電圧ｖＣが脈動する場合、ＭＥＲＳを構成する半導体スイッチ及びその他の部品は、リンク電圧ｖＣの電圧が脈動により突発的にとり得る最大電圧をとったとき各々に印加されることになる電圧が定格電圧を超えない、という条件の下で選定される必要があることになる。従って、ＭＥＲＳは全体に高耐圧ないし大型の部品で構成されることになる、という弊害がある。また、そのような部品は一般に電力の損失も大きいから、ＤＣ／ＡＣコンバータ全体の損失の増加につながるという弊害もある。 When the link voltage v C pulsates, the semiconductor switch and other components constituting the MERS have a voltage that is applied to each of them when the link voltage v C takes the maximum voltage that can be taken suddenly by pulsation. It will be necessary to select under the condition that the rated voltage is not exceeded. Therefore, MERS has a detrimental effect that the whole is composed of high withstand voltage or large parts. In addition, since such components generally have a large power loss, there is an adverse effect that the loss of the entire DC / AC converter is increased.
これに対し、図１のＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ａは、現サイクルの時刻ｔ２以前に負荷電流ｉｄｃの値を実測し、得られた実測値に対応付けられたデューティー比ｄの値を特性テーブルから索出する。特性テーブルは上述の通り、負荷電流ｉｄｃの値と、負荷電流ｉｄｃが当該値をとるときにリンク電圧ｖＣが１サイクル内でとるピーク値がほぼ目標値Ｖｐ ＊に等しくなるようにするためにデューティー比ｄがとるべき値との対応関係を指定するものであるから、特性テーブルから索出される値は、現サイクルでの負荷電流ｉｄｃの値が上記実測値と実質的に等しいとみなせる条件下でリンク電圧ｖＣが現サイクル内でとるピーク値をほぼ目標値Ｖｐ ＊に等しくするためにデューティー比ｄがとるべき値であることになる。従って、特性テーブルの内容が、目標値Ｖｐ ＊の値の設定も含めて適切であれば、リンク電圧ｖＣは一定に保たれ、従ってリンク電圧ｖＣの脈動が抑制され、脈動に起因する上記の弊害は回避される。 In contrast, DC / AC converter 10A in FIG. 1 measures the value of load current i dc before time t2 of the current cycle, and calculates the value of duty ratio d associated with the obtained measured value from the characteristic table. Find out. As is characteristic table above, the value of the load current i dc, the load current i dc is such that the peak value of the link voltage v C when taking the value takes in one cycle is approximately equal to the target value V p * Therefore, the value retrieved from the characteristic table is substantially equal to the actual measured value of the load current i dc in the current cycle. Therefore, the duty ratio d is a value that should be taken in order to make the peak value that the link voltage v C takes in the current cycle to be approximately equal to the target value V p * . Therefore, if the contents of the characteristic table are appropriate including the setting of the target value V p * , the link voltage v C is kept constant, and therefore the pulsation of the link voltage v C is suppressed, resulting from the pulsation. The above adverse effects are avoided.
なお、「現サイクルでの負荷電流ｉｄｃの値が過去の負荷電流ｉｄｃの実測値と実質的に等しいとみなせる」という上述の仮定は、たとえば、現サイクルの時刻ｔ２からさかのぼって直流交流変換回路２００の逆導通型半導体スイッチが最後にスイッチングを行った時点までの期間内に負荷電流ｉｄｃの実測が行われている場合には、正しいものとして成り立つということができる。一方、この期間より前に負荷電流ｉｄｃの値が実測された場合は、上述の仮定を正しいものとみなすことが一般に困難である。直流交流変換回路２００の逆導通型半導体スイッチがスイッチングを行うと、直流交流変換回路２００内部の電流パスが不連続的に変化するため、負荷電流ｉｄｃの値がステップ状に変化するからである。
従ってたとえば、制御部４００が、実質上つねに時刻ｔ３に一致するタイミングで直流交流変換回路２００の逆導通型半導体スイッチにスイッチングを行わせるように構成されていれば、現サイクルの時刻ｔ２からさかのぼってその直前のサイクルの時刻ｔ３までの期間内に負荷電流ｉｄｃの実測が行われた場合、上述の仮定を正しいものとみなすことができる。
Incidentally, "the load current value of i dc can be regarded as equal to the measured value substantially past the load current i dc at the present cycle" of the above assumptions, for example, DC-AC converting retroactively from the time t2 the current cycle If the load current i dc is actually measured within the period up to the last switching time of the reverse conducting semiconductor switch of the
Therefore, for example, if the
以上、本発明の第１の実施の形態を説明したが、ＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ａの構成は上述のものに限られない。たとえば、ＭＥＲＳ１００及び直流交流変換回路２００はいずれも、必ずしもソフトスイッチングを行わなくてもよい。
また、リアクトルＬａｃの一端はスイッチ部Ｓ２のソースとスイッチ部Ｓ３のドレインとに接続されていてもよい。ただしこの場合、リアクトルＬａｃの他端が入力端子ＡＴ２をなし、スイッチ部Ｓ４のソースとスイッチ部Ｓ１のドレインとの接続点が入力端子ＡＴ１をなす。このような接続関係をとる場合も、電源ＶＳとリアクトルＬａｃとは直列回路を形成することになる。
The first embodiment of the present invention has been described above, but the configuration of the DC / AC converter 10A is not limited to the above. For example, the
Further, one end of the reactor Lac may be connected to the source of the switch unit S2 and the drain of the switch unit S3. However, in this case, the other end of the reactor Lac forms the input terminal AT2, and the connection point between the source of the switch unit S4 and the drain of the switch unit S1 forms the input terminal AT1. Even in such a connection relationship, the power supply VS and the reactor Lac form a series circuit.
（第２の実施の形態）
以上説明した第１の実施の形態では、時刻ｔ３を決定するために制御部４００が特性テーブルを予め記憶し、これを参照していた。しかし、制御部４００は特性テーブルを記憶する必要はなく、たとえば、負荷電流ｉｄｃの実測値を含むパラメータに基づいて、電源ＶＳからＭＥＲＳ１００へと流れ込む入力電流Ｉｉｎの閾値を決定し、入力電流Ｉｉｎを監視して、この閾値に達した時点を時刻ｔ３とする構成によっても、リンク電圧ｖＣの脈動を抑制することができる。以下では、そのような構成を有する、本発明の第２の実施の形態を説明する。
(Second Embodiment)
In the first embodiment described above, the
（第２の実施の形態：構成）
第２の実施の形態に係るＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ｂは、図９に示すように、第１の実施の形態のＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ａと実質的に同一の構成を有する。ただし、図９のＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ｂは、電流検出部３００ｂを更に備えており、一方で制御部４００は、特性テーブルを記憶している必要がない。
(Second Embodiment: Configuration)
As shown in FIG. 9, the DC / AC converter 10B according to the second embodiment has substantially the same configuration as the DC / AC converter 10A according to the first embodiment. However, the DC / AC converter 10B of FIG. 9 further includes a current detection unit 300b, while the
電流検出部３００ｂは、交流電流の瞬時値を検出可能な公知の電気回路などからなっていればよく、電源ＶＳからＭＥＲＳ１００へと流れる電流（又は、ＭＥＲＳ１００から電源ＶＳへと流れる電流）すなわち入力電流Ｉｉｎの値を継続的に検出し、検出した入力電流Ｉｉｎの値を表す信号を、制御部４００へと継続的に供給する。
なお、電流検出部３００ｂが、検出対象の電流を自己の備える電流路に流すものである場合、たとえば、電源ＶＳとリアクトルＬａｃとの間、リアクトルＬａｃと入力端子ＡＴ１との間、又は、入力端子ＡＴ２と電源ＶＳとの間は、電流検出部３００ｂの電流路を介して互いに接続されていればよい。
The current detection unit 300b may be a known electric circuit that can detect the instantaneous value of the alternating current, and the current flowing from the power source VS to the MERS 100 (or the current flowing from the
In addition, when the current detection unit 300b allows the current to be detected to flow in a current path provided therein, for example, between the power source VS and the reactor Lac, between the reactor Lac and the input terminal AT1, or at the input terminal The AT2 and the power source VS may be connected to each other via the current path of the current detection unit 300b.
（第２の実施の形態：動作）
図９のＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ｂの動作は、第１の実施の形態のＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ａと実質的に同一である。ただし、制御部４００は、上述の［１］〜［５］の動作を行う間、時刻ｔ３を決定するための処理として、第１の実施の形態のＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ａが行う処理に代えて、以下説明する処理を行う。
(Second Embodiment: Operation)
The operation of the DC / AC converter 10B of FIG. 9 is substantially the same as that of the DC / AC converter 10A of the first embodiment. However, the
すなわち、制御部４００は、現サイクルの時刻ｔ３を決定するため、現サイクルの時刻ｔ２の直前の期間であって負荷電流ｉｄｃの供給がステップ状に変化することなく行われている期間（たとえば、現サイクルの直前のサイクルの時刻ｔ３から現サイクルの時刻ｔ２までの間。ただし、直流交流変換回路２００の逆導通型半導体スイッチは、実質上つねに時刻ｔ３に一致するタイミングでスイッチングを行うものとした場合。）内のある時点に、負荷電流ｉｄｃの値を電流検出部３００ａより取得しておく。
That is, the
次に、制御部４００は、数式２に示す値Ｉｏｆｆ ＊を、たとえば現サイクルの時刻ｔ２までに特定する処理を行う。具体的には、たとえば制御部４００は数式２の右辺第１項に相当する値を予め記憶しておき、この値と、取得した負荷電流ｉｄｃの値とを加算することにより値Ｉｏｆｆ ＊を得る処理を行えばよい。ここで、ＣはコンデンサＣＭの静電容量、ＬはリアクトルＬａｃのインダクタンス、Ｅは電源ＶＳの電圧である。
Next, the
数式２の左辺の値Ｉｏｆｆ ＊は入力電流Ｉｉｎの閾値であり、たとえば図１０に示すように、入力電流Ｉｉｎが上昇して値Ｉｏｆｆ ＊に達した時点を現サイクルのｔ３とすれば、現サイクルのリンク電圧ｖＣのピーク値が計算上その目標値Ｖｐ ＊に等しくなる、という値である。
The value I off * on the left side of
すなわち、現サイクルのｔ２の経過後に逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２をオフした瞬間の時点の入力電流の値をＩｏとすると、この瞬間から時間ｔが経過した時点での入力電流の値Ｉｉｎ（ｔ）は数式３により表され、また、この時点でのリンク電圧の値ｖＣ（ｔ）は、数式４により表される。なお、ωはリアクトルＬａｃとコンデンサＣＭとからなる直列共振回路の共振角周波数、すなわち（ＬＣ）−１／２である。そして、リンク電圧のピーク値をＶｐとすれば、数式４より、値Ｖｐは数式５に示す値をとることが導かれる。この数式５の値Ｖｐに目標値Ｖｐ ＊を代入して、数式５をＩｏについて解き、得られる値Ｉｏがすなわち値Ｉｏｆｆ ＊であると置くことにより、上述の数式２が得られる。
That is, if the value of the input current at the moment when the reverse conducting semiconductor switches SW1 and SW2 are turned off after the lapse of t2 in the current cycle is Io , the value I of the input current at the time when the time t has elapsed from this moment. in (t) is expressed by
現サイクルで適用すべき入力電流Ｉｉｎの閾値Ｉｏｆｆ ＊を決定すると、制御部４００は、電流検出部３００ｂから継続的に供給される信号を繰り返し取得し、この信号に基づき、入力電流Ｉｉｎの値を特定して、特定した値が値Ｉｏｆｆ ＊より小さいか否かを判別する処理を繰り返し行う。そして、特定した入力電流Ｉｉｎの値が値Ｉｏｆｆ ＊より小さくないと判別すると、当該判別を行った時刻を現サイクルの時刻ｔ３と決定し、直ちに、ＭＥＲＳ１００の現にオンしている逆導通型半導体スイッチのゲートに供給しているゲート信号を、オン信号からオフ信号へと切り替える。
When the threshold I off * of the input current I in to be applied in the current cycle is determined, the
時刻ｔ３の決定をこのような処理により行うことにより、図９のＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ｂも、リンク電圧ｖＣのピーク値の目標値Ｖｐ ＊の値の設定が適切であれば、たとえば図１１に実測例を示すように、リンク電圧ｖＣを一定に保ってその脈動を抑制し、脈動に起因する弊害を回避する。なお、図１１に示す実測例における測定条件は、時刻ｔ３のタイミングの設定の点を除いて図８の実測例におけるものと実質的に同一である。 By determining the time t3 by such a process, the DC / AC converter 10B of FIG. 9 can also set the target value V p * of the peak value of the link voltage v C as appropriate, for example, FIG. As shown in the actual measurement example, the link voltage v C is kept constant to suppress the pulsation, thereby avoiding the adverse effects caused by the pulsation. Note that the measurement conditions in the actual measurement example shown in FIG. 11 are substantially the same as those in the actual measurement example in FIG. 8 except for the timing setting at time t3.
なお、ＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ｂの構成も上述のものに限られない。
たとえば、ＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ｂについても、そのＭＥＲＳ１００及び直流交流変換回路２００はいずれも、必ずしもソフトスイッチングを行わなくてもよい。
The configuration of the DC / AC converter 10B is not limited to the above.
For example, for the DC / AC converter 10B, the
また、制御部４００は、リアクトルＬａｃのインダクタンスＬ，コンデンサＣＭの静電容量Ｃ、電源ＶＳの電圧Ｅ及び上述の目標値Ｖｐ ＊の各値を示すデータをそれぞれ、予め記憶し、又は図示しない公知のインターフェース回路を介して外部から取得して、これらのデータが示す値に基づいて数式２の右辺第１項の値を算出する処理を行ってもよい。
Further, the
また、制御部４００は、コンピュータからなる必要はなく、たとえば、上述した制御を実行する専用の電子回路から構成されていてもよい。
具体的には、制御部４００は、例えば図１２に示すように、Ａ／Ｄコンバータ４１０と、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）コントローラ４２０と、Ｄ／Ａ（Digital-to-Analog）コンバータ４３０と、コンパレータ４４０と、ゲート論理回路４５０とから構成されていてもよい。
Moreover, the
Specifically, for example, as shown in FIG. 12, the
Ａ／Ｄコンバータ４１０は、電流検出部３００ａより供給される信号を取得して、負荷電流ｉｄｃの値を示すデジタル信号に変換し、ＤＳＰコントローラ４２０に供給する。
The A /
ＤＳＰコントローラ４２０は、ゲート信号ＳＧＧ１〜ＳＧＧ４の遷移のタイミングを指定するデータを、各時刻ｔ１，ｔ２，ｔ４及びｔ５について保持し、また、各ゲート信号ＳＧＧＵ〜ＳＧＧＺの遷移のタイミングを指定するデータを保持する。そして、保持しているこれらのデータを表す信号を、ゲート論理回路４５０に供給する。これらのデータは、ＤＳＰコントローラ４２０自身あるいはＤＳＰコントローラ４２０に接続された図示しないメモリが予め記憶していてもよいし、たとえば図示しない公知のインターフェース回路を介して、外部から取得してもよい。
The
また、ＤＳＰコントローラ４２０は、上述した数式２の右辺第１項の値を表すデータも保持する。（このデータも、予め記憶されていてもよいし、外部から取得してもよい。）そして、Ａ／Ｄコンバータ４１０より供給された、負荷電流ｉｄｃの値を示す信号に基づいて、値Ｉｏｆｆ ＊を決定する処理を行い、決定した値Ｉｏｆｆ ＊を示すデジタル信号を生成して、Ｄ／Ａコンバータ４３０に供給する。
The
なお、ＤＳＰコントローラ４２０は、インダクタンスＬ、静電容量Ｃ、電圧Ｅ及び目標値Ｖｐ ＊の各値を示すデータをそれぞれ予め記憶し又は外部から取得して、これらのデータが示す値に基づいて数式２の右辺第１項の値を算出する処理を行ってもよい。
The
Ｄ／Ａコンバータ４３０は、ＤＳＰコントローラ４２０より値Ｉｏｆｆ ＊を示すデジタル信号を取得し、この信号をアナログ信号に変換して、コンパレータ４４０に供給する。
The D /
コンパレータ４４０は、電流検出部３００ｂより入力電流Ｉｉｎの値を示す信号を取得し、また、Ｄ／Ａコンバータ４３０より、値Ｉｏｆｆ ＊を示すアナログ信号を取得する。そして、これら２個の信号の値のいずれが大きいかを判別し、判別結果を示す信号を生成して、ゲート論理回路４５０に供給する。
The
ゲート論理回路４５０は、ＤＳＰコントローラ４２０より供給される信号を取得し、この信号が示すタイミングを有するゲート信号ＳＧＧ１〜ＳＧＧ４及びＳＧＧＵ〜ＳＧＧＺを生成して、それぞれの供給先である逆導通型半導体スイッチへと供給する。
The
ただし、ゲート論理回路４５０は、各サイクルの時刻ｔ３については、コンパレータ４４０より供給される信号に基づいてこれを決定する。
すなわち、ゲート論理回路４５０は、コンパレータ４４０より供給される信号を継続的に取得し、この信号に基づいて、入力電流Ｉｉｎの値及び値Ｉｏｆｆ ＊のいずれが大きいかを継続的に判別することによって、入力電流Ｉｉｎの値が、値Ｉｏｆｆ ＊より小さい状態から値Ｉｏｆｆ ＊より大きい状態に転じるタイミングを検知する。そして、当該タイミングを検知すると、当該タイミングが時刻ｔ３であるものとして、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２の論理状態をオン信号からオフ信号へと遷移させる処理を行う。
However, the
That is, the
（第１及び第２の実施形態における負荷電流測定のための構成の変形例）
以上説明した第１及び第２の実施形態では、電流検出部３００ａは、ＭＥＲＳ１００から直流交流変換回路２００へと流れる電流を検出していた。しかし、これらの実施形態において、電流検出部３００ａは、電流ｉＵ，ｉＶ又はｉＷのうちいずれか２個の値を検出するものとし、制御部４００は、直流交流変換回路２００の逆導通型半導体スイッチが所定の状態にあるときに検出された電流ｉＵ，ｉＶ又はｉＷの値と、現サイクルの時刻ｔ３に直流交流変換回路２００の各逆導通型半導体スイッチのオン・オフの状態を示す情報とに基づいて、現サイクルの時刻ｔ３に負荷電流ｉｄｃがとるべき値（予測値）を算出し、算出した値が負荷電流ｉｄｃの実測値であるものとして、時刻ｔ３を決定する上述の処理を行う構成をとってもよい。
(Modification of Configuration for Measuring Load Current in First and Second Embodiments)
In the first and second embodiments described above, the
具体的には、たとえば図１３に示すように、電流検出部３００ａは、電流ｉＵ及びｉＶの値を検出してこれらの値を示す信号を生成し、制御部４００に供給すればよい。この場合、制御部４００は、電流ｉＵ及びｉＶと負荷電流ｉｄｃとの間でつねに成り立つ関係、すなわち以下示す（ａ）〜（ｆ）の関係に従って、現サイクルの時刻ｔ３における負荷電流ｉｄｃの予測値を算出し、得られた予測値が現サイクルの時刻ｔ３における負荷電流ｉｄｃの値であるものとして時刻ｔ３を決定する処理を行えばよい。ただし、ゲート信号ＳＧＧＵ〜ＳＧＧＺのパルスパターンは、たとえば図５に示すように、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ、ＳＷＶ及びＳＷＶが３個同時にオンすることがなく、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ及びＳＷＸも同時にオンせず、逆導通型半導体スイッチＳＷＶ及びＳＷＹも同時にオンせず、逆導通型半導体スイッチＳＷＷ及びＳＷＺも同時にオンしないようなパルスパターンになっているとする。
More specifically, as shown in FIG. 13, a
（ａ） 逆導通型半導体スイッチＳＷＵ、ＳＷＶ及びＳＷＶの３個のうち逆導通型半導体スイッチＳＷＵのみがオンしている期間のｉＵの値は、そのまま負荷電流ｉｄｃの値である。
（ｂ） （ａ）に挙げた３個のうち逆導通型半導体スイッチＳＷＶのみがオンしている期間のｉＶの値は負荷電流ｉｄｃの値に等しい。
（ｃ） 逆導通型半導体スイッチＳＷＵ及びＳＷＶがともにオンしている期間は、ｉＵ及びｉＶの和（ｉＵ＋ｉＶ）が、負荷電流ｉｄｃの値である。この場合、電流ｉＵ及びｉＶは誘導性負荷ＬＤ３から逆導通型半導体スイッチＳＷＺの電流路へと流れるから、上述の和（ｉＵ＋ｉＶ）は（−ｉＷ）に等しい。
（ｄ） （ａ）に挙げた３個のうち逆導通型半導体スイッチＳＷＷのみがオンしている期間は、ｉＵ及びｉＶの各値の和の符号を反転したもの｛−（ｉＵ＋ｉＶ）｝が負荷電流ｉｄｃの値である。
（ｅ） （ａ）に挙げた３個のうち逆導通型半導体スイッチＳＷＵ及びＳＷＷのみがオンしている期間は、｛−（ｉＶ）｝が負荷電流ｉｄｃの値である。
（ｆ） （ａ）に挙げた３個のうち逆導通型半導体スイッチＳＷＶ及びＳＷＷのみがオンしている期間は、｛−（ｉＵ）｝が負荷電流ｉｄｃの値である。
(A) reverse conducting semiconductor switch SWU, SWV and the value of i U period only reverse conducting semiconductor switch SWU is on of the three SWV is as the value of the load current i dc.
The value of i V period only three reverse conducting semiconductor switch SWV among those listed (b) (a) is on equal to the value of the load current i dc.
(C) During the period when both the reverse conducting semiconductor switches SWU and SWV are on, the sum of i U and i V (i U + i V ) is the value of the load current i dc . In this case, since the currents i U and i V flow from the inductive load LD3 to the current path of the reverse conducting semiconductor switch SWZ, the above-mentioned sum (i U + i V ) is equal to (−i W ).
(D) Of the three listed in (a), the period during which only the reverse conducting semiconductor switch SWW is on is obtained by inverting the sign of the sum of the values of i U and i V {− (i U + i V )} is the value of the load current i dc .
(E) During the period in which only the reverse conducting semiconductor switches SWU and SWW are on among the three listed in (a), {− (i V )} is the value of the load current i dc .
(F) During the period when only the reverse conducting semiconductor switches SWV and SWW are turned on among the three listed in (a), {− (i U )} is the value of the load current i dc .
なお、直流交流変換回路２００の各逆導通型半導体スイッチのオン・オフの状態を示す情報を制御部４００が現サイクルの時刻ｔ２に先立って取得する手法は任意である。従って制御部４００は、たとえば、ゲート信号ＳＧＧ１〜ＳＧＧ４の遷移のタイミングを決定する第１のプログラムと、ゲート信号ＳＧＧＵ〜ＳＧＧＺの遷移のタイミングを決定する第２のプログラムとを実行するものとし、第２のプログラムの処理により予め決定されたゲート信号ＳＧＧＵ〜ＳＧＧＺの遷移のタイミングを示すデータを生成して、このデータを、第１のプログラムの処理へと引き渡すようにしてもよい。
Note that the method in which the
上述したように、負荷電流ｉｄｃは、たとえばゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２のデューティー比ｄを固定したとき、負荷ＬＤの負荷力率が低いほど大きな脈動を起こす。この脈動は、直流交流変換回路２００の逆導通型半導体スイッチがスイッチングして直流交流変換回路２００内部の電流パスが変化することに起因する形で生じるものである。従って、現サイクルより前のサイクルで負荷電流ｉｄｃの実測値を得たとしても、たとえば現サイクルの時刻ｔ３で直流交流変換回路２００の逆導通型半導体スイッチがスイッチングを行えば、現サイクルの時刻ｔ３における負荷電流ｉｄｃの実際の値は上記実測値からは乖離してしまい、この結果、リンク電圧ｖＣのピーク値を目標値Ｖｐ ＊にほぼ等しい値とすることができなくなる。
これに対して電流ｉＵ，ｉＶ及びｉＷの各値の変動は、連続した数サイクルの範囲内では通常無視し得るものであることが分かっている。このため、電流検出部３００ａが負荷電流ｉｄｃに代えて電流ｉＵ，ｉＶ又はｉＷのうちいずれか２個の値を検出し、制御部４００がこれらの値に基づいて現サイクルの時刻ｔ３における負荷電流ｉｄｃの値を算出する構成をとれば、電流ｉＵ，ｉＶ又はｉＷの値を検出する時点を現サイクルの時刻ｔ２以前の直近数サイクル以内の時点とすることにより、現サイクルの時刻ｔ３における負荷電流ｉｄｃの値としてその実際の値から乖離しない予測値を得ることができる。従って、この予測値を負荷電流ｉｄｃの値として第１又は第２の実施形態の手法により現サイクルの時刻ｔ３を決定するための処理を行う（すなわち、たとえばこの予測値を検索キーとして特性テーブルを検索する、あるいは、この予測値を数式２に代入して閾値Ｉｏｆｆ ＊を決定する）ことで、リンク電圧ｖＣのピーク値を目標値Ｖｐ ＊にほぼ等しい値へと規制することができる。
As described above, for example, when the duty ratio d of the gate signals SGG1 and SGG2 is fixed, the load current i dc causes a larger pulsation as the load power factor of the load LD is lower. This pulsation is caused by the switching of the reverse conducting semiconductor switch of the DC /
On the other hand, it has been found that fluctuations in the values of the currents i U , i V and i W are usually negligible within a range of several consecutive cycles. Therefore, the
以上、本発明の第１及び第２の実施の形態を説明したが、本発明の実施の形態は上述のものに限られない。
たとえば、ＭＥＲＳ１００の直流出力端子ＤＣＯＵＴ＋とＤＣＯＵＴ−との間に接続される負荷は任意であり、また、負荷は必ずしも直流交流変換回路２００を介して接続されている必要はない。
Although the first and second embodiments of the present invention have been described above, the embodiments of the present invention are not limited to the above.
For example, the load connected between the DC output terminals DCOUT + and DCOUT− of the
また、ＭＥＲＳ１００の逆導通型半導体スイッチＳＷ３及びＳＷ４はそれぞれ逆方向導通部を備えていればよく、スイッチ部は備えている必要がない。この場合、制御部４００は、ゲート信号ＳＧＧ３及びＳＧＧ４を生成する必要がない。
あるいは、逆導通型半導体スイッチＳＷ３及びＳＷ４を常時オフにするため、ゲートＧ３及びＧ４はオフ電圧を供給する任意の電圧源に接続されていてもよい。この場合も、制御部４００はゲート信号ＳＧＧ３及びＳＧＧ４を生成する必要がない。
Further, the reverse conduction type semiconductor switches SW3 and SW4 of the
Alternatively, the gates G3 and G4 may be connected to an arbitrary voltage source that supplies an off voltage in order to always turn off the reverse conducting semiconductor switches SW3 and SW4. Also in this case, the
また、電源ＶＳは、単相交流電圧源からなっていてもよい。この場合、電源ＶＳの両極のうちリアクトルＬａｃに接続されている方が他方より高電位である期間においては、制御部４００は、ＭＥＲＳ１００に、上述した［１］〜［５］の動作を周期的に行わせる。一方、電源ＶＳの両極のうちリアクトルＬａｃに接続されている方が他方より低電位である期間においては、制御部４００は、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２をオフ信号に保つ一方、ゲート信号ＳＧＧ３及びＳＧＧ４の論理状態を、［１］〜［５］の動作の間におけるゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２と実質的に同一の推移をとるよう遷移させることにより、ＭＥＲＳ１００に、後述する時刻ｔ１’からｔ５’までを１サイクルとして、上述の周波数ｆで、以下［１’］〜［５’］として述べる動作を周期的に行わせる。
The power source VS may be a single-phase AC voltage source. In this case, in a period in which the one connected to the reactor Lac among the two poles of the power supply VS is higher than the other, the
［１’］ 初期状態から、制御部４００は、時刻ｔ１’に、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２をオフ信号に保ったまま、ゲート信号ＳＧＧ３及びＳＧＧ４をオン信号に切り替える。この結果、逆導通型半導体スイッチＳＷ３及びＳＷ４はオンに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２はオフを保持する。すると、電源ＶＳから入力端子ＡＴ２を通り、逆導通型半導体スイッチＳＷ３の電流路を経てコンデンサＣＭの負極へと流れ込む電流が生じる。一方、コンデンサＣＭの正極から流れ出す電流は、逆導通型半導体スイッチＳＷ４の電流路及びリアクトルＬａｃを経て入力端子ＡＴ１を通り、電源ＶＳに流れ込む。
[1 '] From the initial state, at time t1', the
［２’］ コンデンサＣＭの電荷が放電されてリンク電圧ｖＣが略０となる時刻ｔ２’に至ると、電流が、入力端子ＡＴ２から、逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ４の各電流路を順次通る（ＳＷ２には逆方向に、ＳＷ４には順方向に通過する）ルートと、逆導通型半導体スイッチＳＷ３及びＳＷ１の各電流路を順次通る（ＳＷ３には順方向に、ＳＷ１には逆方向に通過する）ルートの２つのルートを通り、入力端子ＡＴ１へ流れる。この間、リアクトルＬａｃには磁気エネルギーが蓄積される。一方、時刻ｔ２’から後述の時刻ｔ３’に至るまでの間、コンデンサＣＭのリンク電圧ｖＣは略０のまま変化しない。 [2 ′] When the electric charge of the capacitor CM is discharged and the time t2 ′ at which the link voltage v C becomes substantially zero is reached, current sequentially flows from the input terminal AT2 to the current paths of the reverse conducting semiconductor switches SW2 and SW4. Through the route (passing through SW2 in the reverse direction and passing through SW4 in the forward direction) and the respective current paths of the reverse conducting semiconductor switches SW3 and SW1 (forward through SW3 and backward through SW1). Flows through two routes (passing through) to the input terminal AT1. During this time, magnetic energy is accumulated in the reactor Lac. On the other hand, the link voltage v C of the capacitor CM remains substantially 0 from time t2 ′ to time t3 ′ described later.
一方、制御部４００は、第１又は第２の実施形態の説明で述べた、時刻ｔ３を決定する手順と実質的に同一の手順により、たとえば現サイクルの時刻ｔ２’が到来するまでに、現サイクルの時刻ｔ３’を決定する。
ただし、第１の実施形態の手順により決定する場合、時刻ｔ１’〜ｔ５’からなるサイクルにおけるデューティー比ｄは、ゲート信号ＳＧＧ３及びＳＧＧ４が取るべきデューティー比であることになり、ｔ３’＝ｔ１’＋｛ｄ・（ｔ５’−ｔ１’）｝となる。
また、第２の実施形態の手順により決定する場合、電源ＶＳの両極のうちリアクトルＬａｃに接続されている方が他方より低電位である期間においては、制御部４００は、数式２の左辺の値Ｉｏｆｆ ＊が入力電流（−Ｉｉｎ）の閾値であるものとして、入力電流（−Ｉｉｎ）が上昇して値Ｉｏｆｆ ＊に達した時点を現サイクルのｔ３’とするように処理を行うものとする。
On the other hand, the
However, when determined by the procedure of the first embodiment, the duty ratio d in the cycle consisting of the times t1 ′ to t5 ′ is the duty ratio that the gate signals SGG3 and SGG4 should take, and t3 ′ = t1 ′. + {D · (t5′−t1 ′)}.
Further, when the determination is made according to the procedure of the second embodiment, during the period in which the one connected to the reactor Lac is lower than the other of the two poles of the power supply VS, the
［３’］ そして制御部４００は、決定した時刻ｔ３’が到来すると、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２をオフ信号に保ったまま、ゲート信号ＳＧＧ３及びＳＧＧ４をオフ信号に切り替える。すると、逆導通型半導体スイッチＳＷ３及びＳＷ４を順方向に流れていた各電流は遮断され、リアクトルＬａｃに蓄積された磁気エネルギーによって、逆導通型半導体スイッチＳＷ２の電流路を経てコンデンサＣＭの正極に流入する電流が生じる。コンデンサＣＭに静電エネルギーが電荷として蓄積する。一方、コンデンサＣＭの負極から流れる電流は、逆導通型半導体スイッチＳＷ１の電流路を経て入力端子ＡＴ１へと流れる。
[3 '] When the determined time t3' arrives, the
［４’］ その後、リアクトルＬａｃに蓄積されていた磁気エネルギーが尽きる時刻ｔ４’に至ると、入力端子ＡＴ２から入力端子ＡＴ１へ流れる電流は消滅する。 [4 '] Thereafter, when time t4' at which the magnetic energy accumulated in the reactor Lac is exhausted, the current flowing from the input terminal AT2 to the input terminal AT1 disappears.
［５’］ そして、次サイクルにおける時刻ｔ１’に相当する時刻ｔ５’に至ると、制御部４００は、時刻ｔ１’におけると同様に、ゲート信号ＳＧＧ１及びＳＧＧ２をオフ信号に保ったまま、ゲート信号ＳＧＧ３及びＳＧＧ４をオン信号に切り替える。この結果、ＭＥＲＳ１００は時刻ｔ１’における動作と同様の動作を行う。
[5 ′] When the time t5 ′ corresponding to the time t1 ′ in the next cycle is reached, the
なお、［１’］における初期状態は、電源ＶＳの両極間に生じている電圧の正負が逆である点を除いて上述の［１］における初期状態と実質的に同一であるとして説明する。また、制御部４００は、上述の［１］〜［５］の動作又は［１’］〜［５’］の動作のいずれをＭＥＲＳ１００に行わせるかを決定するため、たとえば、電源ＶＳの両極間の電圧の極性を検出して検出結果を示す信号を生成する公知の電気回路を備えていればよい。具体的には、たとえば制御部４００は単に電源ＶＳの少なくとも一方の極に接続され、接続された当該極の、図示しない基準電位に対する電圧、又はこれを図示しない分圧抵抗等により分圧して得られる電圧が、極性の検出結果を示す信号として扱われることとしてもよい。
そして制御部４００は、たとえばこの信号が示す電源ＶＳの両極間の電圧の極性に基づいて、電源ＶＳの両極のうちリアクトルＬａｃに接続されている方が他方より高電位であるか否かを判別し、高電位である間はＭＥＲＳ１００に［１］〜［５］の動作を行わせ、低電位である間は［１’］〜［５’］の動作を行わせるようにすればよい。
Note that the initial state in [1 ′] is assumed to be substantially the same as the initial state in [1] described above, except that the polarity of the voltage generated between both poles of the power supply VS is reversed. In addition, the
Then, for example, based on the polarity of the voltage between both poles of power supply VS indicated by this signal,
また、電源ＶＳは、三相交流電圧源からなっていてもよい。この場合、ＭＥＲＳ１００は、たとえば図１４に示す構成をとっていればよい。図１４のＭＥＲＳ１００は、４個の逆導通型半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ６と、コンデンサＣＭと、リアクトルＬａｃ１〜Ｌａｃ３とから構成されている。
The power source VS may be a three-phase AC voltage source. In this case, MERS100 should just have the structure shown, for example in FIG. The
逆導通型半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ６はいずれも、図１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と実質的に同一の構成を有する。
すなわち、図１４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１は、逆方向導通部Ｄ１及びスイッチ部Ｓ１から構成されており、同様に、逆導通型半導体スイッチＳＷ２は逆方向導通部Ｄ２及びスイッチ部Ｓ２から構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷＷは逆方向導通部Ｄ３及びスイッチ部Ｓ３から構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷ４は逆方向導通部Ｄ４及びスイッチ部Ｓ４から構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷ５は逆方向導通部Ｄ５及びスイッチ部Ｓ５から構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷ６は逆方向導通部Ｄ６及びスイッチ部Ｓ６から構成されている。スイッチ部Ｓ１〜Ｓ６はいずれも、たとえばＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子からなり、逆方向導通部Ｄ１〜Ｄ６はいずれも、たとえばスイッチ部を構成する半導体スイッチの寄生ダイオードあるいはその他の整流素子からなる。以下、図１４のＭＥＲＳ１００を構成する各逆導通型半導体スイッチもその逆方向導通部はダイオードからなり、スイッチ部はｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるものとして説明すると、それぞれの逆導通型半導体スイッチにつき、逆方向導通部のアノードはスイッチ部のソースに接続されており、逆方向導通部のカソードはスイッチ部のドレインに接続されている。
All of the reverse conducting semiconductor switches SW1 to SW6 have substantially the same configuration as the reverse conducting semiconductor switch SW1 of FIG.
That is, the reverse conduction type semiconductor switch SW1 of FIG. 14 includes a reverse direction conduction part D1 and a switch part S1, and similarly, the reverse conduction type semiconductor switch SW2 includes a reverse direction conduction part D2 and a switch part S2. The reverse conducting semiconductor switch SWW is composed of the reverse conducting portion D3 and the switch portion S3, the reverse conducting semiconductor switch SW4 is composed of the reverse conducting portion D4 and the switch portion S4, and the reverse conducting semiconductor switch SW5 is the reverse direction. The reverse conducting semiconductor switch SW6 is composed of a reverse conducting portion D6 and a switch portion S6. Each of the switch parts S1 to S6 is made of a semiconductor switching element such as a MOSFET, for example, and each of the reverse conducting parts D1 to D6 is made of a parasitic diode of a semiconductor switch constituting the switch part or other rectifying element. Hereinafter, each reverse conducting semiconductor switch constituting the
また、リアクトルＬａｃ１〜Ｌａｃ３のインダクタンスは、互いに実質的に等しいものとする。
なお、後述する［１”］〜［５”］の動作の間、リアクトルＬａｃ１及びＬａｃ３は電源ＶＳを介して直列回路を形成し、リアクトルＬａｃ２及びＬａｃ３も電源ＶＳを介して直列回路を形成する。同様に、図１４のＭＥＲＳ１００が後述の（１）〜（３）に示すように制御される間は、リアクトルＬａｃ１〜Ｌａｃ３のうちいずれか２個が直列回路を形成する。そして、この直列回路とコンデンサＣＭとの間の電流路が導通する間は、この直列回路とコンデンサＣＭとが直列共振回路を形成する。
従って、コンデンサＣＭの静電容量が図１におけるものと図１４におけるものとで互いに等しいとした場合、図１４のリアクトルＬａｃ１〜Ｌａｃ３のインダクタンスがいずれも図１のリアクトルＬａｃのインダクタンスの２分の１であれば、図１４の構成における上記直列共振回路の共振周波数は、図１の構成でリアクトルＬａｃとコンデンサＣＭとにより形成される直列共振回路の共振周波数に実質的に等しくなる。
Further, the inductances of reactors Lac1 to Lac3 are assumed to be substantially equal to each other.
During the operations [1 ″] to [5 ″] described later, the reactors Lac1 and Lac3 form a series circuit via the power source VS, and the reactors Lac2 and Lac3 also form a series circuit via the power source VS. Similarly, any two of reactors Lac1 to Lac3 form a series circuit while
Therefore, when the capacitance of capacitor CM in FIG. 1 is equal to that in FIG. 14, the inductances of reactors Lac1 to Lac3 in FIG. 14 are all half of the inductance of reactor Lac in FIG. If so, the resonance frequency of the series resonance circuit in the configuration of FIG. 14 is substantially equal to the resonance frequency of the series resonance circuit formed by the reactor Lac and the capacitor CM in the configuration of FIG.
図１４の構成では、スイッチ部Ｓ１，Ｓ３及びＳ５の各ドレインはいずれもコンデンサＣＭの一端に接続されて、直流出力端子の正極ＤＣＯＵＴ＋をなしている。スイッチ部Ｓ２，Ｓ４及びＳ６の各ソースはいずれもコンデンサＣＭの他端に接続されて、直流出力端子の負極ＤＣＯＵＴ−をなしている。 In the configuration of FIG. 14, the drains of the switch units S1, S3, and S5 are all connected to one end of the capacitor CM to form the positive electrode DCOUT + of the DC output terminal. Each source of the switch units S2, S4, and S6 is connected to the other end of the capacitor CM to form a negative output DCOUT− of the DC output terminal.
図１４の構成では、スイッチ部Ｓ１のソースは、スイッチ部Ｓ２のドレインとリアクトルＬａｃ１の一端とに接続されており、リアクトルＬａｃ１の他端は、入力端子ＡＴ１をなしている。スイッチ部Ｓ３のソースは、スイッチ部Ｓ４のドレインとリアクトルＬａｃ２の一端とに接続されており、リアクトルＬａｃ２の他端は、入力端子ＡＴ２をなしている。スイッチ部Ｓ５のソースは、スイッチ部Ｓ６のドレインとリアクトルＬａｃ３の一端とに接続されており、リアクトルＬａｃ３の他端は、入力端子ＡＴ３をなしている。
入力端子ＡＴ１〜ＡＴ３は、三相交流電圧源からなる外部の電源ＶＳの各極に１対１に接続される。
In the configuration of FIG. 14, the source of the switch unit S1 is connected to the drain of the switch unit S2 and one end of the reactor Lac1, and the other end of the reactor Lac1 forms the input terminal AT1. The source of the switch unit S3 is connected to the drain of the switch unit S4 and one end of the reactor Lac2, and the other end of the reactor Lac2 forms the input terminal AT2. The source of the switch unit S5 is connected to the drain of the switch unit S6 and one end of the reactor Lac3, and the other end of the reactor Lac3 forms the input terminal AT3.
Input terminals AT1 to AT3 are connected on a one-to-one basis to each pole of an external power supply VS composed of a three-phase AC voltage source.
図１４のＭＥＲＳ１００の制御端をなすスイッチ部Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５及びＳ６の各ゲート（順に、Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４，Ｇ５及びＧ６）は、いずれも制御部４００に接続されている。そして制御部４００は、ゲートＧ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４，Ｇ５，Ｇ６に、それぞれ、ゲート信号ＳＧＧ１，ＳＧＧ２，ＳＧＧ３，ＳＧＧ４，ＳＧＧ５，ＳＧＧ６を供給する処理を行うものとする。
The gates (in turn, G1, G2, G3, G4, G5, and G6) of the switch units S1, S2, S3, S4, S5, and S6 that form the control end of the
ＭＥＲＳ１００が図１４に示す構成をとるとき、制御部４００は、電源ＶＳの各極の電圧（図示しない基準電位に対する電圧）に従って、たとえば図１５に示すようにパルスパターンを切り替えればよい。すなわち、制御部４００は、
（１） 図１４の逆導通型半導体スイッチＳＷ１に対しては、入力端子ＡＴ１の電圧が、図１のＭＥＲＳ１００に単相交流電圧源を接続した場合の入力端子ＡＴ１の電圧と同様に推移したと仮定した場合における図１の逆導通型半導体スイッチＳＷ３及びＳＷ４の状態遷移と実質的に同一の状態遷移を行うように、ゲート信号ＳＧＧ１を生成して供給する。また、図１４の逆導通型半導体スイッチＳＷ２に対しては、この仮定の下における図１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２の状態遷移と実質的に同一の状態遷移を行うように、ゲート信号ＳＧＧ２を生成して供給する。
なお、図１５の各ゲート信号の状態を示す欄中「ＯＦＦ」と表記した期間では、応当するゲート信号はオフ信号に保たれる。一方で「ＯＮ／ＯＦＦ」と表記した期間では、応当するゲート信号は、時刻ｔ１でオンして時刻ｔ３でオフする、という上述の状態遷移を当該ゲート信号の供給先に行わせるように遷移する。このような遷移を行う「ＯＮ／ＯＦＦ」期間に入っている逆導通型半導体スイッチはＭＥＲＳ１００の動作中つねに複数あり、制御部４００は、これら複数の逆導通型半導体スイッチが互いに同時にオンし、同時にオフするようにゲート信号の生成、供給を行う。
（２） 図１４の逆導通型半導体スイッチＳＷ３に対しては、入力端子ＡＴ２の電圧が、図１のＭＥＲＳ１００に単相交流電圧源を接続した場合の入力端子ＡＴ１の電圧と同様に推移したと仮定した場合における図１の逆導通型半導体スイッチＳＷ３及びＳＷ４の状態遷移と実質的に同一の状態遷移を行うように、ゲート信号ＳＧＧ３を生成して供給する。また、図１４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４に対しては、この仮定の下における図１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２の状態遷移と実質的に同一の状態遷移を行うように、ゲート信号ＳＧＧ４を生成して供給する。
（３） 図１４の逆導通型半導体スイッチＳＷ５に対しては、入力端子ＡＴ３の電圧が、図１のＭＥＲＳ１００に単相交流電圧源を接続した場合の入力端子ＡＴ１の電圧と同様に推移したと仮定した場合における図１の逆導通型半導体スイッチＳＷ３及びＳＷ４の状態遷移と実質的に同一の状態遷移を行うように、ゲート信号ＳＧＧ５を生成して供給する。また、図１４の逆導通型半導体スイッチＳＷ６に対しては、この仮定の下における図１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２の状態遷移と実質的に同一の状態遷移を行うように、ゲート信号ＳＧＧ６を生成して供給する。
When the
(1) For the reverse conducting semiconductor switch SW1 in FIG. 14, the voltage at the input terminal AT1 has changed in the same manner as the voltage at the input terminal AT1 when a single-phase AC voltage source is connected to the
Note that the corresponding gate signal is maintained as an off signal during a period of “OFF” in the column indicating the state of each gate signal in FIG. On the other hand, during the period indicated as “ON / OFF”, the corresponding gate signal is changed so as to cause the supply destination of the gate signal to perform the above-described state transition of turning on at time t1 and turning off at time t3. . There are always a plurality of reverse conducting semiconductor switches that are in the “ON / OFF” period during which such transition is performed, and the
(2) For the reverse conducting semiconductor switch SW3 in FIG. 14, the voltage at the input terminal AT2 has changed in the same manner as the voltage at the input terminal AT1 when a single-phase AC voltage source is connected to the
(3) For the reverse conducting semiconductor switch SW5 in FIG. 14, the voltage at the input terminal AT3 has changed in the same manner as the voltage at the input terminal AT1 when a single-phase AC voltage source is connected to the
上記（１）〜（３）のように逆導通型半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ６が制御される場合、図１４のＭＥＲＳ１００は、たとえば逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ３及びＳＷ６がオフするよう保たれる期間（図１５で「α」として示す期間）では、以下［１”］〜［５”］として述べる動作を行う。
When the reverse conducting semiconductor switches SW1 to SW6 are controlled as in the above (1) to (3), the
［１”］ すなわち、まず初期状態（コンデンサＣＭに、直流出力端子ＤＣＯＵＴ＋に接続されている側の端が他端に対して正電圧になるように電荷が蓄積されていて、逆導通型半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ６がいずれもオフである状態）から、まず時刻ｔ１において、逆導通型半導体スイッチＳＷ２，ＳＷ４及びＳＷ５はオンに切り替わる（逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ３及びＳＷ６は上述の通りオフの状態を保持する）。
すると、図１６Ａに矢印で示すように、電源ＶＳから入力端子ＡＴ１、リアクトルＬａｃ１、逆導通型半導体スイッチＳＷ２（順方向）を順に経てコンデンサＣＭの負極へと流れ込む電流と、電源ＶＳから入力端子ＡＴ２、リアクトルＬａｃ２、逆導通型半導体スイッチＳＷ４（順方向）を順に経てコンデンサＣＭの負極へと流れ込む電流とが生じる。一方、コンデンサＣＭの正極から流れ出す電流は、逆導通型半導体スイッチＳＷ５（順方向）、リアクトルＬａｃ３を順に経て入力端子ＡＴ３を通り、電源ＶＳに流れ込む。この結果、リンク電圧ｖＣは低下し、一方でリアクトルＬａｃ１〜Ｌａｃ３には磁気エネルギーの蓄積が始まる。
[1 ″] That is, in the initial state (capacitor CM is stored with electric charges so that the end connected to DC output terminal DCOUT + has a positive voltage with respect to the other end. First, at time t1, the reverse conducting semiconductor switches SW2, SW4, and SW5 are turned on (the reverse conducting semiconductor switches SW1, SW3, and SW6 are off as described above). Hold).
Then, as indicated by an arrow in FIG. 16A, a current that flows from the power source VS to the negative terminal of the capacitor CM through the input terminal AT1, the reactor Lac1, the reverse conducting semiconductor switch SW2 (forward direction), and the input terminal AT2 from the power source VS. , A current flowing into the negative electrode of the capacitor CM through the reactor Lac2 and the reverse conducting semiconductor switch SW4 (forward direction). On the other hand, the current flowing out from the positive electrode of the capacitor CM flows through the reverse conducting semiconductor switch SW5 (forward direction) and the reactor Lac3 through the input terminal AT3 and flows into the power source VS. As a result, the link voltage v C decreases, while magnetic energy is accumulated in the reactors Lac1 to Lac3.
［２”］ リンク電圧ｖＣが略０となる時刻ｔ２に至ると、図１６Ｂに矢印で示すように、入力端子ＡＴ１からリアクトルＬａｃ１へと流れる電流が、逆導通型半導体スイッチＳＷ１（逆方向）及びＳＷ５（順方向）を順に通るルートと、逆導通型半導体スイッチＳＷ１（順方向）及びＳＷ６（逆方向）を順に通るルートと、の２つに分岐して入力端子ＡＴ３へ流れ込む。また、入力端子ＡＴ２からリアクトルＬａｃ２へと流れる電流が、逆導通型半導体スイッチＳＷ３（逆方向）及びＳＷ５（順方向）を順に通るルートと、逆導通型半導体スイッチＳＷ４（順方向）及びＳＷ６（逆方向）を順に通るルートと、の２つに分岐して入力端子ＡＴ３へ流れる。この間、リアクトルＬａｃ１〜Ｌａｃ３には磁気エネルギーが蓄積され、一方、リンク電圧ｖＣは時刻ｔ２から時刻ｔ３に至るまで略０のまま変化しない。 [2 ″] At time t2 when the link voltage v C becomes substantially zero, as indicated by an arrow in FIG. 16B, the current flowing from the input terminal AT1 to the reactor Lac1 is the reverse conducting semiconductor switch SW1 (reverse direction). And SW5 (forward direction), and a route passing through reverse conducting semiconductor switches SW1 (forward direction) and SW6 (reverse direction) in turn, branch into two and flow into the input terminal AT3. A route through which reverse current semiconductor switches SW3 (reverse direction) and SW5 (forward direction) sequentially pass through the current flowing from terminal AT2 to reactor Lac2 and reverse conductive semiconductor switches SW4 (forward direction) and SW6 (reverse direction) The route branches to the input terminal AT3, and the magnetic energy is accumulated in the reactors Lac1 to Lac3, while the Voltage v C remains unchanged at substantially 0 from time t2 until the time t3.
［３”］ そして、上述したいずれかの手順により決定された時刻ｔ３が到来すると、逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ３及びＳＷ６がオフを保持したまま、逆導通型半導体スイッチＳＷ２，ＳＷ４及びＳＷ５もオフになる。
すると、逆導通型半導体スイッチＳＷ２，ＳＷ４及びＳＷ５を順方向に流れていた各電流は遮断され、リアクトルＬａｃ１〜Ｌａｃ３に蓄積された磁気エネルギーによって、図１６Ｃに矢印で示すように、入力端子ＡＴ１から、リアクトルＬａｃ１、逆導通型半導体スイッチＳＷ１（逆方向）を順に経てコンデンサＣＭの正極に流入する電流と、入力端子ＡＴ２から、リアクトルＬａｃ２、逆導通型半導体スイッチＳＷ３（逆方向）を順に経てコンデンサＣＭの正極に流入する電流とが生じる。これによりリンク電圧ｖＣは上昇する。一方、コンデンサＣＭの負極から流れる電流は、逆導通型半導体スイッチＳＷ６（逆方向）及びリアクトルＬａｃ３を順に経て入力端子ＡＴ３へと流れる。
[3 ″] Then, when the time t3 determined by any of the above-described procedures arrives, the reverse conducting semiconductor switches SW2, SW4, and SW5 are also maintained while the reverse conducting semiconductor switches SW1, SW3, and SW6 are kept off. Turn off.
Then, the respective currents flowing in the forward direction through the reverse conducting semiconductor switches SW2, SW4 and SW5 are cut off, and the magnetic energy accumulated in the reactors Lac1 to Lac3 causes the current from the input terminal AT1 as indicated by arrows in FIG. 16C. , The reactor Lac1 and the reverse conducting semiconductor switch SW1 (reverse direction) in order, the current flowing into the positive electrode of the capacitor CM, and the input terminal AT2, the reactor Lac2, the reverse conducting semiconductor switch SW3 (reverse direction) and the capacitor CM Current flowing into the positive electrode. As a result, the link voltage v C increases. On the other hand, the current flowing from the negative electrode of the capacitor CM flows to the input terminal AT3 through the reverse conducting semiconductor switch SW6 (reverse direction) and the reactor Lac3 in order.
［４”］ その後、リアクトルＬａｃ１〜Ｌａｃ３に蓄積されていた磁気エネルギーが尽きる時刻ｔ４に至ると、図１６Ｄに示すように、入力端子ＡＴ１及びＡＴ２から入力端子ＡＴ３へ流れる電流は消滅する。 [4 ″] After that, when the time t4 when the magnetic energy accumulated in the reactors Lac1 to Lac3 is exhausted, the current flowing from the input terminals AT1 and AT2 to the input terminal AT3 disappears as shown in FIG. 16D.
［５”］ そして、次サイクルにおける時刻ｔ１に相当する時刻ｔ５に至ると、時刻ｔ１におけると同様に、逆導通型半導体スイッチＳＷ２，ＳＷ４及びＳＷ５はオンに切り替わる。この結果、図１４のＭＥＲＳ１００は時刻ｔ１における動作と同様の動作を行う。
[5 ″] When the time t5 corresponding to the time t1 in the next cycle is reached, the reverse conducting semiconductor switches SW2, SW4, and SW5 are turned on as in the time t1. As a result, the
一方、たとえば逆導通型半導体スイッチＳＷ２，ＳＷ４及びＳＷ５がオフするよう保たれる期間（図１５で「β」として示す期間）では、以下述べる動作を行う。 On the other hand, for example, in the period in which the reverse conducting semiconductor switches SW2, SW4, and SW5 are kept off (period shown as “β” in FIG. 15), the following operation is performed.
すなわち、まず、上記［１”］で述べたものと同様の初期状態から、時刻ｔ１’において、逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ３及びＳＷ６がオンに切り替わると、電源ＶＳから入力端子ＡＴ３、リアクトルＬａｃ３、逆導通型半導体スイッチＳＷ６（順方向）を順に経てコンデンサＣＭの負極へと流れ込む電流が生じる。一方、コンデンサＣＭの正極から流れ出す電流は、逆導通型半導体スイッチＳＷ１（順方向）、リアクトルＬａｃ１を順に経て入力端子ＡＴ１を通るルートと、逆導通型半導体スイッチＳＷ３（順方向）、リアクトルＬａｃ２を順に経て入力端子ＡＴ２を通るルートとに分かれて電源ＶＳに流れ込む。この結果、リンク電圧ｖＣが低下し、リアクトルＬａｃ１〜Ｌａｃ３への磁気エネルギーの蓄積が始まる。 That is, first, when the reverse conducting semiconductor switches SW1, SW3, and SW6 are turned on from the initial state similar to that described in [1 ″] at time t1 ′, the input terminal AT3, the reactor Lac3 from the power source VS. A current flows into the negative electrode of the capacitor CM through the reverse conducting semiconductor switch SW6 (forward direction) in turn, while the current flowing out from the positive electrode of the capacitor CM flows through the reverse conducting semiconductor switch SW1 (forward direction) and the reactor Lac1. a route through the input terminal AT1 through sequentially, reverse conducting semiconductor switches SW3 (forward), flows into the power source VS divided into a route through the input terminal AT2 via reactor Lac2 sequentially. as a result, decrease link voltage v C Then, the accumulation of magnetic energy in the reactors Lac1 to Lac3 starts.
次に、リンク電圧ｖＣが略０となる時刻ｔ２’に至ると、入力端子ＡＴ３からリアクトルＬａｃ３へと流れる電流が、逆導通型半導体スイッチＳＷ５（逆方向）及びＳＷ１（順方向）を順に通るルートと、逆導通型半導体スイッチＳＷ５（逆方向）及びＳＷ３（順方向）を順に通るルートと、逆導通型半導体スイッチＳＷ６（順方向）及びＳＷ２（逆方向）を順に通るルートと、逆導通型半導体スイッチＳＷ６（順方向）及びＳＷ４（逆方向）を順に通るルートと、の４つに分岐して、入力端子ＡＴ１及びＡＴ２へ流れる。この間、リアクトルＬａｃ１〜Ｌａｃ３には磁気エネルギーが蓄積され、一方、リンク電圧ｖＣは時刻ｔ２から時刻ｔ３に至るまで略０のまま変化しない。 Next, when the time t2 ′ at which the link voltage v C becomes substantially zero is reached, the current flowing from the input terminal AT3 to the reactor Lac3 sequentially passes through the reverse conducting semiconductor switches SW5 (reverse direction) and SW1 (forward direction). A route, a route that passes through reverse-conducting semiconductor switches SW5 (reverse direction) and SW3 (forward direction) in sequence, a route that passes through reverse-conducting semiconductor switches SW6 (forward direction) and SW2 (reverse direction) in sequence, and a reverse conduction type The route passes through the semiconductor switches SW6 (forward direction) and SW4 (reverse direction) in order and flows to the input terminals AT1 and AT2. During this time, magnetic energy is accumulated in reactors Lac1 to Lac3, while link voltage v C remains substantially zero from time t2 to time t3.
そして、上述したいずれかの手順により決定された時刻ｔ３’が到来すると、逆導通型半導体スイッチＳＷ２，ＳＷ４及びＳＷ５がオフを保持したまま、逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ３及びＳＷ６もオフになる。すると、逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ３及びＳＷ６を順方向に流れていた各電流は遮断され、入力端子ＡＴ３から、リアクトルＬａｃ３、逆導通型半導体スイッチＳＷ５（逆方向）を順に経てコンデンサＣＭの正極に流入する電流が生じ、リンク電圧ｖＣは上昇する。一方、コンデンサＣＭの負極から流れる電流は、逆導通型半導体スイッチＳＷ２（逆方向）及びＳＷ４（逆方向）を流れる２つのルートに分岐し、前者はリアクトルＬａｃ１を経て入力端子ＡＴ１へ、後者はリアクトルＬａｃ２を経て入力端子ＡＴ２へと流れる。 When the time t3 ′ determined by any of the above-described procedures arrives, the reverse conducting semiconductor switches SW1, SW3, and SW6 are also turned off while the reverse conducting semiconductor switches SW2, SW4, and SW5 are kept off. . Then, the currents flowing in the forward direction through the reverse conduction type semiconductor switches SW1, SW3 and SW6 are cut off, and the positive terminal of the capacitor CM is sequentially passed from the input terminal AT3 through the reactor Lac3 and the reverse conduction type semiconductor switch SW5 (reverse direction). As a result, a current flows into the link voltage v C. On the other hand, the current flowing from the negative electrode of the capacitor CM branches into two routes flowing through the reverse conducting semiconductor switches SW2 (reverse direction) and SW4 (reverse direction), the former passing through the reactor Lac1 to the input terminal AT1, and the latter as the reactor. It flows to the input terminal AT2 via Lac2.
その後、リアクトルＬａｃ１〜Ｌａｃ３に蓄積されていた磁気エネルギーが尽きる時刻ｔ４’に至ると、入力端子ＡＴ３から入力端子ＡＴ１及びＡＴ２へ流れる電流は消滅する。その後、次サイクルにおける時刻ｔ１’に相当する時刻ｔ５’に至ると、逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ３及びＳＷ６はオンに切り替わる。 Thereafter, when time t4 'at which the magnetic energy accumulated in reactors Lac1 to Lac3 is exhausted, the current flowing from input terminal AT3 to input terminals AT1 and AT2 disappears. Thereafter, when time t5 'corresponding to time t1' in the next cycle is reached, the reverse conducting semiconductor switches SW1, SW3, and SW6 are turned on.
以上述べた動作が繰り返される結果、図１４のコンデンサＣＭにも、ピークから略０までの間で振動するパルス電圧であるリンク電圧ｖＣが繰り返し発生する。 As a result of the above-described operation being repeated, the link voltage v C, which is a pulse voltage that oscillates from the peak to approximately 0, is also repeatedly generated in the capacitor CM of FIG.
また、リンク電圧ｖＣのピーク値の目標値Ｖｐ ＊は必ずしも固定されている必要はなく、この目標値Ｖｐ ＊自身が制御ないし変更の対象となってもよい。従って、制御部４００は、たとえば目標値Ｖｐ ＊を示すデータを外部から取得し（ないしは、目標値Ｖｐ ＊を示すデータを書き換え可能に記憶し、外部から供給される指示に応答してこのデータを書き換え）、このデータが示す値が目標値Ｖｐ ＊の値であるものとして閾値Ｉｏｆｆ ＊を求める処理を行うものとしてもよい。また、目標値Ｖｐ ＊を変数とするプログラムを実行し、当該プログラムの処理に従って目標値Ｖｐ ＊を経時的に変動させてもよい。
また、制御部４００は、特性テーブルを外部から取得して書き換え可能に記憶し、デューティー比ｄを特定する上述の処理に用いてよい。
Further, the target value V p * of the peak value of the link voltage v C is not necessarily fixed, and the target value V p * itself may be a target of control or change. Therefore, the
Further, the
制御部４００が目標値Ｖｐ ＊を経時的に変化させる制御を行うことによって、ＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ａ及び１０Ｂは、リンク電圧ｖＣのピーク値Ｖｐを経時的に変動させることができるから、リンク電圧ｖＣに対していわゆるＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）を行うことが可能となる。リンク電圧ｖＣにＰＡＭを施すことを可能とすることにより、ＤＣ／ＡＣコンバータ１０Ａ及び１０Ｂを用いて電流ｉＵ，ｉＶ及びｉＷを正弦波に近づけることが容易になる。
Since the
また、サイクル内で時刻ｔ１及びｔ１’のタイミングを固定すると、負荷電流ｉｄｃが小さいために、リアクトルＬａｃ（又はＬａｃ１〜Ｌａｃ３）に起因する電流が実質的に尽きた状態になる前に時刻ｔ１及びｔ１’が到来してしまい、ＭＥＲＳ１００の逆導通型半導体スイッチのソフトスイッチングがこれらの時刻には実現されない、という現象が起きる可能性がある。
そこで、この現象を回避するため、制御部４００は、たとえば電流検出部３００ａが供給する信号が示す値が所定値より低いか否かを判別し、低いと判別したときは、たとえば時刻ｔ１及びｔ１’のタイミングがそれらのデフォルト値より遅れるように時刻ｔ１及びｔ１’を決定してもよい。デフォルト値より遅らせる幅は、たとえば所定の時間長であってもよいし、電流検出部３００ａが供給する信号が示す値と上述の所定値との差に実質的に比例した時間長であってもよい。なお、制御部４００は、たとえば時刻ｔ１及びｔ１’のタイミングのデフォルト値を示すデータを予め記憶する等して保持し、このデータが示す値が時刻ｔ１及びｔ１’のタイミングのデフォルト値であるものとして、時刻ｔ１及びｔ１’の決定を行えばよい。
Further, if the timings t1 and t1 ′ are fixed in the cycle, the load current i dc is small, and therefore, the time t1 before the current caused by the reactor Lac (or Lac1 to Lac3) is substantially exhausted. And t1 ′ arrive, and there is a possibility that the soft switching of the reverse conducting semiconductor switch of the
Therefore, in order to avoid this phenomenon, the
また、第２の実施の形態のみならず、第１の実施の形態においても、制御部４００は、コンパレータ、フリップフロップ、タイマ等からなる専用の電子回路から構成されていてもよい。
Further, not only in the second embodiment but also in the first embodiment, the
一方、上記各実施の形態における制御部４００の構成は、通常のコンピュータシステムを用いても実現することができる。
例えば、制御部４００が行う上述の処理を実行させるためのプログラムを、ＣＤ−ＲＯＭ（Compact Disk Read-Only
Memory）、ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）あるいはその他のコンピュータ読み取り可能な記録媒体に格納して配布し、このプログラムをコンピュータにインストールすることにより、上述の制御部４００を構成することができる。
On the other hand, the configuration of the
For example, a program for executing the above-described processing performed by the
The
また、プログラムをインターネット等の通信ネットワーク上の所定のサーバ装置が有するディスク装置等に格納しておき、例えば、搬送波に重畳させて、コンピュータにダウンロード等するようにしてもよい。更に、通信ネットワークを介してプログラムを転送しながら起動実行することによっても、上述の処理を達成することができる。
また、上述の機能を、ＯＳ（Operating System）が分担して実現する場合又はＯＳとアプリケーションとの協働により実現する場合等には、ＯＳ以外の部分のみを媒体に格納して配布してもよく、また、コンピュータにダウンロード等してもよい。
Further, the program may be stored in a disk device or the like included in a predetermined server device on a communication network such as the Internet, and may be downloaded onto a computer by being superimposed on a carrier wave, for example. Furthermore, the above-described processing can also be achieved by starting and executing a program while transferring it via a communication network.
In addition, when the above functions are realized by sharing an OS (Operating System), or when the functions are realized by cooperation between the OS and an application, only the part other than the OS may be stored in a medium and distributed. Alternatively, it may be downloaded to a computer.
１０Ａ，１０Ｂ 電力変換装置
ＶＳ 電源
ＬＤ 負荷
ＬＤ１〜ＬＤ３ 誘導性負荷
Ｌａｃ，Ｌａｃ１〜Ｌａｃ３ リアクトル
１００ ＭＥＲＳ
２００ 直流交流変換回路
３００ａ，３００ｂ 電流検出部
４００ 制御部
ＡＴ１〜ＡＴ３ 入力端子
ＤＣＯＵＴ＋，ＤＣＯＵＴ− 直流出力端子
ＤＣ＋，ＤＣ− 直流入力端子
ＡＣＵ〜ＡＣＷ 交流出力端子
ＳＷ１〜ＳＷ６，ＳＷＵ〜ＳＷＺ 逆導通型半導体スイッチ
ＣＭ コンデンサ
Ｓ１〜Ｓ６，ＳＵ〜ＳＺ スイッチ部
Ｄ１〜Ｄ６，ＤＵ〜ＤＺ 逆方向導通部
Ｇ１〜Ｇ６，ＧＵ〜ＧＺ ゲート
ＳＧＧ１〜ＳＧＧ６，ＳＧＧＵ〜ＳＧＧＺ ゲート信号
10A, 10B Power converter VS Power supply LD Load LD1-LD3 Inductive load Lac, Lac1-
200
Claims (22)
前記磁気エネルギー回生スイッチから前記負荷へと流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出手段と、
前記リアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記直列回路の前記一端が前記他端より高電位であるときは前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせ前記第３及び第４のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、前記直列回路の前記一端が前記他端より低電位であるときは前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせ前記第３及び第４のスイッチの各電流路をオンさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、前記コンデンサが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給する制御手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記負荷電流検出手段が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定手段を備え、
前記目標タイミング決定手段が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とする電力変換装置。 Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. The first to fourth switches that conduct substantially only in one direction from the predetermined end of the current path to one end of the current path, and one end of the one end of the current path of the first switch and the third switch A capacitor connected to the one end of the current path and having the other end connected to the other end of the current path of the second switch and the other end of the current path of the fourth switch; and an external single-phase AC power source And one end of the series circuit is connected to the other end of the current path of the first switch and the one end of the current path of the fourth switch, and the other end of the series circuit is the second circuit. The one end of the current path of the switch and the first A reactor connected to the other end of the current path of the switch, the more structure, the magnetic energy recovery switch for supplying electric power to an external load that is connected across said capacitor,
Load current detection means for detecting the amount of load current flowing from the magnetic energy regeneration switch to the load and generating a signal indicating the detected amount of the load current;
When the one end of the series circuit is at a higher potential than the other end at the first timing when substantially no current flows through the reactor, the current paths of the first and second switches are turned on, and When control signals for turning off the current paths of the third and fourth switches are supplied to the control terminals of the first to fourth switches, and the one end of the series circuit is at a lower potential than the other end. Supplies each control signal for turning off the current paths of the first and second switches and turning on the current paths of the third and fourth switches to the control terminals of the first to fourth switches. The control signals for turning off the current paths of the first to fourth switches are sent to the control terminals of the first to fourth switches at the second timing when the capacitor has substantially completed discharging. Control means for supplying to,
The control means includes
In order to obtain the signal generated by the load current detecting means and to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value, the current paths of the first to fourth switches are set. A target timing determining means for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first to fourth switches, with the target timing determined by the target timing determination means as the second timing;
The power converter characterized by the above-mentioned.
前記磁気エネルギー回生スイッチから前記負荷へと流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出手段と、
前記第１乃至第３のリアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記三相交流電源のそれぞれの極につき、当該極の電圧が所定の基準電位に対して正であるときは、当該極に接続された前記リアクトルに電流路の前記一端が接続されている前記スイッチの電流路をオフさせ当該リアクトルに電流路の前記他端が接続されている前記スイッチの電流路をオンさせる制御信号を、各該スイッチの各制御端に供給し、当該極の電圧が前記基準電位に対して負であるときは、当該リアクトルに電流路の前記一端が接続されている前記スイッチの電流路をオンさせ当該リアクトルに電流路の前記他端が接続されている前記スイッチの電流路をオフさせる制御信号を、各該スイッチの各制御端に供給し、前記コンデンサが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第６のスイッチの各制御端に供給する制御手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記負荷電流検出手段が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定手段を備え、
前記目標タイミング決定手段が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とする電力変換装置。 Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. First to sixth switches that conduct substantially only from one predetermined end of the current path to one direction of the other end, and one end of each of the current paths of the second, fourth, and sixth switches. The other end is connected to the other end of each of the current paths of the first, third and fifth switches, and one end is connected to the first pole of an external three-phase AC power source, A first reactor having the other end connected to the one end of the current path of the first switch and the other end of the current path of the second switch, and a second pole of the external three-phase AC power source at one end The other end is connected to the one end of the current path of the third switch and the first switch A second reactor connected to the other end of the current path of the switch, one end connected to the third pole of the external three-phase AC power source, and the other end to the one end of the current path of the fifth switch And a third reactor connected to the other end of the current path of the sixth switch, and a magnetic energy regenerative switch configured to supply power to an external load connected between both ends of the capacitor,
Load current detection means for detecting the amount of load current flowing from the magnetic energy regeneration switch to the load and generating a signal indicating the detected amount of the load current;
When the voltage of each pole of the three-phase AC power supply is positive with respect to a predetermined reference potential at the first timing when substantially no current flows through the first to third reactors. Turns off the current path of the switch in which the one end of the current path is connected to the reactor connected to the pole, and turns on the current path of the switch in which the other end of the current path is connected to the reactor. A control signal to be supplied to each control terminal of each switch, and when the voltage of the pole is negative with respect to the reference potential, the current of the switch in which the one end of the current path is connected to the reactor A control signal for turning on the path and turning off the current path of the switch connected to the reactor at the other end of the current path is supplied to each control terminal of the switch, and the capacitor is substantially discharged. Control means for supplying each control signal for turning off each current path of the first to sixth switches to each control terminal of the first to sixth switches at the second timing that has been completed. ,
The control means includes
In order to obtain the signal generated by the load current detection means and to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value, the current paths of the first to sixth switches are set. A target timing determining means for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first to sixth switches, with the target timing determined by the target timing determination means as the second timing;
The power converter characterized by the above-mentioned.
前記磁気エネルギー回生スイッチから前記負荷へと流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出手段と、
前記リアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号を前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給し、前記コンデンサが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる制御信号を前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給する制御手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記負荷電流検出手段が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定手段を備え、
前記目標タイミング決定手段が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とする電力変換装置。 Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. A first switch and a second switch that conduct substantially only in one direction from the predetermined end to the other end of the current path, respectively, and each current path is in one direction from the predetermined end to the other end. First and second rectifier elements that are substantially conductive only to one end, one end of which is connected to the one end of the current path of the first switch and the one end of the first rectifier element, and the other end of the second rectifier element. A capacitor connected to the other end of the current path of the switch and the other end of the second rectifying element and an external power supply form a series circuit, and one end of the series circuit is the current path of the first switch And the one end of the second rectifying element. A reactor connected to the other end of the current path of the second switch and the other end of the first rectifier element, and connected between both ends of the capacitor. A magnetic energy regenerative switch for supplying power to the external load
Load current detection means for detecting the amount of load current flowing from the magnetic energy regeneration switch to the load and generating a signal indicating the detected amount of the load current;
A control signal for turning on the current paths of the first and second switches is supplied to the control terminals of the first and second switches at a first timing when substantially no current flows through the reactor. The control signal for turning off the current paths of the first and second switches at the second timing when the capacitor has substantially completed discharging is supplied to the control terminals of the first and second switches. Supply control means,
The control means includes
In order to obtain the signal generated by the load current detection means and to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value, the current paths of the first and second switches A target timing determining means for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first and second switches, with the target timing determined by the target timing determination means as the second timing;
The power converter characterized by the above-mentioned.
前記第３及び第４のスイッチは、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させるものであり、各自の制御端には、各自の電流路をオフさせる制御信号が供給されている、
ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。 Each of the first and second rectifier elements includes third and fourth switches,
Each of the third and fourth switches has a current path, and is a switch for turning on and off the current path in response to a control signal supplied to the third switch, and when the current path is turned on. It is made to conduct substantially in both directions, and when it is turned off, it conducts only in one direction from the predetermined end of the current path to the other end. Signal is being supplied,
The power conversion device according to claim 3.
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The target timing determining means stores characteristic data that specifies a correspondence relationship between an amount of the load current and a parameter for specifying the target timing, and the signal indicated by the signal supplied by the load current detecting means The parameter associated with the amount of load current is specified by referring to the characteristic data, and the target timing is determined based on the specified parameter.
The power conversion device according to claim 1, wherein the power conversion device is a power conversion device.
ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。 The parameter is a duty factor that the control signal should take to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value under the amount of load current associated with the parameter. The value of the ratio,
The power conversion device according to claim 5.
前記目標タイミング決定手段は、
前記負荷電流検出手段が生成した前記信号を取得し、当該信号が示す前記負荷電流の量を所定の関数に代入して得られる値を前記入力電流の目標値として特定し、
前記入力電流検出手段が生成した前記信号を取得して、当該信号が示す前記入力電流の量が、特定した前記目標値に到達したか否かを判別して、到達したと判別したとき、当該到達のタイミングを前記目標タイミングと決定する、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電力変換装置。 An input current detecting means for detecting the amount of input current flowing from the power source to the magnetic energy regeneration switch and generating a signal indicating the detected amount of the input current;
The target timing determination means includes
Obtaining the signal generated by the load current detection means, specifying a value obtained by substituting the amount of the load current indicated by the signal into a predetermined function as a target value of the input current,
When acquiring the signal generated by the input current detection means, determining whether or not the amount of the input current indicated by the signal has reached the specified target value, Determining the arrival timing as the target timing;
The power conversion device according to claim 1, wherein the power conversion device is a power conversion device.
前記目標タイミング決定手段は、
前記負荷電流検出手段が生成した前記信号を取得し、当該信号が示す前記負荷電流の量をＩｄｃとし、前記リアクトルのインダクタンスをＬとし、前記コンデンサの静電容量をＣとし、前記電源の電圧をＥとし、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値の前記目標値をＶｐ ＊としたとき数式１に示す値Ｉｏｆｆ ＊を前記入力電流の目標値として特定し、
前記入力電流検出手段が生成した前記信号を取得して、当該信号が示す前記入力電流の量が、特定した前記目標値に到達したか否かを判別して、到達したと判別したとき、当該到達のタイミングを前記目標タイミングと決定する、
ことを特徴とする請求項１、３又は４に記載の電力変換装置。
The target timing determination means includes
The signal generated by the load current detecting means is acquired, the amount of the load current indicated by the signal is I dc , the inductance of the reactor is L, the capacitance of the capacitor is C, and the voltage of the power supply And E, and the target value of the maximum value of the voltage across the capacitor is V p * , the value I off * shown in Equation 1 is specified as the target value of the input current,
When acquiring the signal generated by the input current detection means, determining whether or not the amount of the input current indicated by the signal has reached the specified target value, Determining the arrival timing as the target timing;
The power converter according to claim 1, 3 or 4.
前記負荷電流検出手段は、前記磁気エネルギー回生スイッチから前記三相の負荷の各相へと流れる前記負荷電流の成分の量を少なくとも２個の当該成分について検出して、検出した当該成分の量を示す信号を生成し、
前記制御手段は、前記負荷電流検出手段が生成した前記成分の量を示す信号を取得し、当該信号が示す前記成分の量に基づいて、前記第２のタイミングにおいて前記負荷電流の量がとるべき予測量を特定する負荷電流予想量特定手段を備え、
前記目標タイミング決定手段は、前記予測量が前記負荷電流の量であるものとして前記目標タイミングを決定する、
ことを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The load consists of a three-phase load,
The load current detecting means detects the amount of the component of the load current flowing from the magnetic energy regeneration switch to each phase of the three-phase load for at least two of the components, and detects the detected amount of the components. Produces a signal that indicates
The control means acquires a signal indicating the amount of the component generated by the load current detection means, and the load current amount should be taken at the second timing based on the amount of the component indicated by the signal. Load current expected amount specifying means for specifying the predicted amount is provided,
The target timing determining means determines the target timing on the assumption that the predicted amount is an amount of the load current;
The power conversion device according to claim 1, wherein the power conversion device is a power conversion device.
前記直流−三相交流変換器は、
前記コンデンサの前記一端と前記第１の負荷との間に接続された電流路を備え、当該電流路をオン及びオフする第１の外部のスイッチと、
前記コンデンサの前記一端と前記第２の負荷との間に接続された電流路を備え、当該電流路をオン及びオフする第２の外部のスイッチと、
前記コンデンサの前記一端と前記第３の負荷との間に接続された電流路を備え、当該電流路をオン及びオフする第３の外部のスイッチと、
前記コンデンサの前記他端と前記第１の負荷との間に接続された電流路を備え、当該電流路をオン及びオフする第４の外部のスイッチと、
前記コンデンサの前記他端と前記第２の負荷との間に接続された電流路を備え、当該電流路をオン及びオフする第５の外部のスイッチと、
前記コンデンサの前記他端と前記第３の負荷との間に接続された電流路を備え、当該電流路をオン及びオフする第６の外部のスイッチと、を備え、
前記負荷電流予想量特定手段は、
前記第２のタイミングにおいて前記第１乃至第６の外部のスイッチの各電流路がオン又はオフの状態のいずれをとるかを示すスイッチ状態予測データを取得するスイッチ状態予測データ取得手段と、
前記負荷電流検出手段が生成した前記成分の量と、前記スイッチ状態予測データ取得手段が取得したスイッチ状態予測データが示す前記第１乃至第６の外部のスイッチの各電流路の状態とに基づいて、前記予測量を特定する手段と、を備える、
ことを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。 The three-phase load converts a current flowing from the capacitor into a three-phase alternating current, and supplies the three-phase alternating current to the first to third loads forming each phase of the three-phase load. Comprising:
The DC-three-phase AC converter is
A first external switch comprising a current path connected between the one end of the capacitor and the first load; turning on and off the current path;
A second external switch comprising a current path connected between the one end of the capacitor and the second load, and turning the current path on and off;
A third external switch comprising a current path connected between the one end of the capacitor and the third load; turning on and off the current path;
A fourth external switch comprising a current path connected between the other end of the capacitor and the first load; turning on and off the current path;
A fifth external switch comprising a current path connected between the other end of the capacitor and the second load, and turning the current path on and off;
A current path connected between the other end of the capacitor and the third load, and a sixth external switch for turning on and off the current path,
The load current expected amount specifying means includes:
Switch state prediction data acquisition means for acquiring switch state prediction data indicating whether each current path of the first to sixth external switches is in an on state or an off state at the second timing;
Based on the amount of the component generated by the load current detection unit and the state of each current path of the first to sixth external switches indicated by the switch state prediction data acquired by the switch state prediction data acquisition unit. Means for specifying the predicted amount,
The power converter according to claim 9.
ことを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The timing determining means includes means for acquiring data indicating the target value from the outside and / or storing the data in a rewritable manner, and determining the target timing on the assumption that the value indicated by the data is the target value. To
The power conversion device according to any one of claims 1 to 10, wherein:
ことを特徴とする請求項１乃至１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The control means further includes first timing determination means for acquiring the signal generated by the load current detection means and determining the first timing based on the amount of the load current indicated by the signal.
The power conversion device according to claim 1, wherein the power conversion device is a power conversion device.
前記第１のタイミングのデフォルト値を示すデフォルト値データを保持する手段と、
前記負荷電流検出手段より取得した前記信号が示す前記負荷電流の量が所定量より低いか否かを判別し、低いと判別したとき、前記デフォルト値データが示すタイミングから遅れたタイミングを、前記第１のタイミングと決定する手段と、を備える、
ことを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。 The first timing determining means includes
Means for holding default value data indicating a default value of the first timing;
It is determined whether or not the amount of the load current indicated by the signal acquired from the load current detecting means is lower than a predetermined amount. When it is determined that the amount is low, a timing delayed from the timing indicated by the default value data is 1 timing and means for determining,
The power conversion device according to claim 12, wherein
前記リアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記直列回路の前記一端が前記他端より高電位であるときは前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせ前記第３及び第４のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、前記直列回路の前記一端が前記他端より低電位であるときは前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせ前記第３及び第４のスイッチの各電流路をオンさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、前記コンデンサが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給する制御手段を備え、
前記制御手段は、
前記負荷電流検出手段が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定手段を備え、
前記目標タイミング決定手段が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とする電力変換制御装置。 Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. The first to fourth switches that conduct substantially only in one direction from the predetermined end of the current path to one end of the current path, and one end of the one end of the current path of the first switch and the third switch A capacitor connected to the one end of the current path and having the other end connected to the other end of the current path of the second switch and the other end of the current path of the fourth switch; and an external single-phase AC power source And one end of the series circuit is connected to the other end of the current path of the first switch and the one end of the current path of the fourth switch, and the other end of the series circuit is the second circuit. The one end of the current path of the switch and the first A reactor connected to the other end of the current path of the switch, a magnetic energy regenerative switch configured to supply power to an external load connected between both ends of the capacitor, and the magnetic energy regenerative switch to A power conversion control device for controlling a power conversion device comprising load current detection means for detecting the amount of load current flowing to a load and generating a signal indicating the detected amount of the load current,
When the one end of the series circuit is at a higher potential than the other end at the first timing when substantially no current flows through the reactor, the current paths of the first and second switches are turned on, and When control signals for turning off the current paths of the third and fourth switches are supplied to the control terminals of the first to fourth switches, and the one end of the series circuit is at a lower potential than the other end. Supplies each control signal for turning off the current paths of the first and second switches and turning on the current paths of the third and fourth switches to the control terminals of the first to fourth switches. The control signals for turning off the current paths of the first to fourth switches are sent to the control terminals of the first to fourth switches at the second timing when the capacitor has substantially completed discharging. Control means for supplying to
The control means includes
In order to obtain the signal generated by the load current detecting means and to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value, the current paths of the first to fourth switches are set. A target timing determining means for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first to fourth switches, with the target timing determined by the target timing determination means as the second timing;
The power conversion control apparatus characterized by the above-mentioned.
前記第１乃至第３のリアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記三相交流電源のそれぞれの極につき、当該極の電圧が所定の基準電位に対して正であるときは、当該極に接続された前記リアクトルに電流路の前記一端が接続されている前記スイッチの電流路をオフさせ当該リアクトルに電流路の前記他端が接続されている前記スイッチの電流路をオンさせる制御信号を、各該スイッチの各制御端に供給し、当該極の電圧が前記基準電位に対して負であるときは、当該リアクトルに電流路の前記一端が接続されている前記スイッチの電流路をオンさせ当該リアクトルに電流路の前記他端が接続されている前記スイッチの電流路をオフさせる制御信号を、各該スイッチの各制御端に供給し、前記コンデンサが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第６のスイッチの各制御端に供給する制御手段を備え、
前記制御手段は、
前記負荷電流検出手段が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定手段を備え、
前記目標タイミング決定手段が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とする電力変換制御装置。 Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. First to sixth switches that conduct substantially only from one predetermined end of the current path to one direction of the other end, and one end of each of the current paths of the second, fourth, and sixth switches. The other end is connected to the other end of each of the current paths of the first, third and fifth switches, and one end is connected to the first pole of an external three-phase AC power source, A first reactor having the other end connected to the one end of the current path of the first switch and the other end of the current path of the second switch, and a second pole of the external three-phase AC power source at one end The other end is connected to the one end of the current path of the third switch and the first switch A second reactor connected to the other end of the current path of the switch, one end connected to the third pole of the external three-phase AC power source, and the other end to the one end of the current path of the fifth switch And a third reactor connected to the other end of the current path of the sixth switch, and a magnetic energy regenerative switch configured to supply power to an external load connected between both ends of the capacitor, A power conversion control device for controlling a power conversion device comprising load current detection means for detecting the amount of load current flowing from the magnetic energy regeneration switch to the load and generating a signal indicating the detected amount of the load current Because
When the voltage of each pole of the three-phase AC power supply is positive with respect to a predetermined reference potential at the first timing when substantially no current flows through the first to third reactors. Turns off the current path of the switch in which the one end of the current path is connected to the reactor connected to the pole, and turns on the current path of the switch in which the other end of the current path is connected to the reactor. A control signal to be supplied to each control terminal of each switch, and when the voltage of the pole is negative with respect to the reference potential, the current of the switch in which the one end of the current path is connected to the reactor A control signal for turning on the path and turning off the current path of the switch connected to the reactor at the other end of the current path is supplied to each control terminal of the switch, and the capacitor is substantially discharged. At a second timing that is completed, a control means for supplying control signals for turning off the respective current path of the first to sixth switch to the control terminal of the first to sixth switches,
The control means includes
In order to obtain the signal generated by the load current detection means and to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value, the current paths of the first to sixth switches are set. A target timing determining means for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first to sixth switches, with the target timing determined by the target timing determination means as the second timing;
The power conversion control apparatus characterized by the above-mentioned.
前記リアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号を前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給し、前記コンデンサが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる制御信号を前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給する制御手段を備え、
前記制御手段は、
前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定手段を備え、
前記目標タイミング決定手段が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とする電力変換制御装置。 Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. A first switch and a second switch that conduct substantially only in one direction from the predetermined end to the other end of the current path, respectively, and each current path is in one direction from the predetermined end to the other end. First and second rectifier elements that are substantially conductive only to one end, one end of which is connected to the one end of the current path of the first switch and the one end of the first rectifier element, and the other end of the second rectifier element. A capacitor connected to the other end of the current path of the switch and the other end of the second rectifying element and an external power supply form a series circuit, and one end of the series circuit is the current path of the first switch And the one end of the second rectifying element. A reactor connected to the other end of the current path of the second switch and the other end of the first rectifier element, and connected between both ends of the capacitor. A magnetic energy regenerative switch for supplying power to the external load to be detected, and a load current for detecting the amount of load current flowing from the magnetic energy regenerative switch to the load and generating a signal indicating the detected amount of the load current A power conversion control device for controlling a power conversion device comprising: a detection unit;
A control signal for turning on the current paths of the first and second switches is supplied to the control terminals of the first and second switches at a first timing when substantially no current flows through the reactor. The control signal for turning off the current paths of the first and second switches at the second timing when the capacitor has substantially completed discharging is supplied to the control terminals of the first and second switches. A control means for supplying,
The control means includes
In order to obtain the signal generated by the load current detecting unit and to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value, the current paths of the first and second switches are set. A target timing determining means for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first and second switches, with the target timing determined by the target timing determination means as the second timing;
The power conversion control apparatus characterized by the above-mentioned.
前記リアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記直列回路の前記一端が前記他端より高電位であるときは前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせ前記第３及び第４のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、前記直列回路の前記一端が前記他端より低電位であるときは前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせ前記第３及び第４のスイッチの各電流路をオンさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、前記コンデンサが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給する制御ステップを含み、
前記制御ステップは、
前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定ステップを含み、
前記目標タイミング決定ステップで決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とする電力変換制御方法。 Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. The first to fourth switches that conduct substantially only in one direction from the predetermined end of the current path to one end of the current path, and one end of the one end of the current path of the first switch and the third switch A capacitor connected to the one end of the current path and having the other end connected to the other end of the current path of the second switch and the other end of the current path of the fourth switch; and an external single-phase AC power source And one end of the series circuit is connected to the other end of the current path of the first switch and the one end of the current path of the fourth switch, and the other end of the series circuit is the second circuit. The one end of the current path of the switch and the first A reactor connected to the other end of the current path of the switch, a magnetic energy regenerative switch configured to supply power to an external load connected between both ends of the capacitor, and the magnetic energy regenerative switch to A power conversion control method for controlling a power converter comprising: a load current detection unit configured to detect a load current flowing to a load and generate a signal indicating the detected load current;
When the one end of the series circuit is at a higher potential than the other end at the first timing when substantially no current flows through the reactor, the current paths of the first and second switches are turned on, and When control signals for turning off the current paths of the third and fourth switches are supplied to the control terminals of the first to fourth switches, and the one end of the series circuit is at a lower potential than the other end. Supplies each control signal for turning off the current paths of the first and second switches and turning on the current paths of the third and fourth switches to the control terminals of the first to fourth switches. The control signals for turning off the current paths of the first to fourth switches are sent to the control terminals of the first to fourth switches at the second timing when the capacitor has substantially completed discharging. Including control steps to supply to
The control step includes
The signal generated by the load current detection unit is acquired, and each current path of the first to fourth switches is set to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value. A target timing determining step for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first to fourth switches, with the target timing determined in the target timing determination step as the second timing;
The power conversion control method characterized by the above-mentioned.
前記第１乃至第３のリアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記三相交流電源のそれぞれの極につき、当該極の電圧が所定の基準電位に対して正であるときは、当該極に接続された前記リアクトルに電流路の前記一端が接続されている前記スイッチの電流路をオフさせ当該リアクトルに電流路の前記他端が接続されている前記スイッチの電流路をオンさせる制御信号を、各該スイッチの各制御端に供給し、当該極の電圧が前記基準電位に対して負であるときは、当該リアクトルに電流路の前記一端が接続されている前記スイッチの電流路をオンさせ当該リアクトルに電流路の前記他端が接続されている前記スイッチの電流路をオフさせる制御信号を、各該スイッチの各制御端に供給し、前記コンデンサが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる各制御信号を前記第１乃至第６のスイッチの各制御端に供給する制御ステップを含み、
前記制御ステップは、
前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定ステップを含み、
前記目標タイミング決定ステップで決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とする電力変換制御方法。 Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. First to sixth switches that conduct substantially only from one predetermined end of the current path to one direction of the other end, and one end of each of the current paths of the second, fourth, and sixth switches. The other end is connected to the other end of each of the current paths of the first, third and fifth switches, and one end is connected to the first pole of an external three-phase AC power source, A first reactor having the other end connected to the one end of the current path of the first switch and the other end of the current path of the second switch, and a second pole of the external three-phase AC power source at one end The other end is connected to the one end of the current path of the third switch and the first switch A second reactor connected to the other end of the current path of the switch, one end connected to the third pole of the external three-phase AC power source, and the other end to the one end of the current path of the fifth switch And a third reactor connected to the other end of the current path of the sixth switch, and a magnetic energy regenerative switch configured to supply power to an external load connected between both ends of the capacitor, A power conversion control method for controlling a power converter comprising: a load current detection unit configured to detect a load current flowing from the magnetic energy regenerative switch to the load and generate a signal indicating the detected load current; Because
When the voltage of each pole of the three-phase AC power supply is positive with respect to a predetermined reference potential at the first timing when substantially no current flows through the first to third reactors. Turns off the current path of the switch in which the one end of the current path is connected to the reactor connected to the pole, and turns on the current path of the switch in which the other end of the current path is connected to the reactor. A control signal to be supplied to each control terminal of each switch, and when the voltage of the pole is negative with respect to the reference potential, the current of the switch in which the one end of the current path is connected to the reactor A control signal for turning on the path and turning off the current path of the switch connected to the reactor at the other end of the current path is supplied to each control terminal of the switch, and the capacitor is substantially discharged. At a second timing that is completed, it comprises a control step of supplying the control signal for turning off the respective current path of the first to sixth switch to the control terminal of the first to sixth switches,
The control step includes
In order to obtain the signal generated by the load current detection unit and to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value, the current paths of the first to sixth switches are set. A target timing determining step for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first to sixth switches, with the target timing determined in the target timing determination step as the second timing;
The power conversion control method characterized by the above-mentioned.
前記リアクトルに実質的に電流が流れていない第１のタイミングで、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオンさせる制御信号を前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給し、前記コンデンサが実質的に放電を完了している第２のタイミングで、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる制御信号を前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給する制御ステップを含み、
前記制御ステップは、
前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定ステップを含み、
前記目標タイミング決定ステップで決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とする電力変換制御方法。 Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. A first switch and a second switch that conduct substantially only in one direction from the predetermined end to the other end of the current path, respectively, and each current path is in one direction from the predetermined end to the other end. First and second rectifier elements that are substantially conductive only to one end, one end of which is connected to the one end of the current path of the first switch and the one end of the first rectifier element, and the other end of the second rectifier element. A capacitor connected to the other end of the current path of the switch and the other end of the second rectifying element and an external power supply form a series circuit, and one end of the series circuit is the current path of the first switch And the one end of the second rectifying element. A reactor connected to the other end of the current path of the second switch and the other end of the first rectifier element, and connected between both ends of the capacitor. A magnetic energy regenerative switch for supplying power to the external load to be detected, and a load current for detecting the amount of load current flowing from the magnetic energy regenerative switch to the load and generating a signal indicating the detected amount of the load current A power conversion control method for controlling a power conversion device comprising a detection unit,
A control signal for turning on the current paths of the first and second switches is supplied to the control terminals of the first and second switches at a first timing when substantially no current flows through the reactor. The control signal for turning off the current paths of the first and second switches at the second timing when the capacitor has substantially completed discharging is supplied to the control terminals of the first and second switches. Including supplying control steps;
The control step includes
In order to obtain the signal generated by the load current detecting unit and to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value, the current paths of the first and second switches are set. A target timing determining step for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first and second switches with the target timing determined in the target timing determination step as the second timing;
The power conversion control method characterized by the above-mentioned.
前記電力変換制御装置は、
前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定手段を備え、
前記目標タイミング決定手段が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１乃至第４のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とするプログラム。 Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. The first to fourth switches that conduct substantially only in one direction from the predetermined end of the current path to one end of the current path, and one end of the one end of the current path of the first switch and the third switch A capacitor connected to the one end of the current path and having the other end connected to the other end of the current path of the second switch and the other end of the current path of the fourth switch; and an external single-phase AC power source And one end of the series circuit is connected to the other end of the current path of the first switch and the one end of the current path of the fourth switch, and the other end of the series circuit is the second circuit. The one end of the current path of the switch and the first A reactor connected to the other end of the current path of the switch, a magnetic energy regenerative switch configured to supply power to an external load connected between both ends of the capacitor, and the magnetic energy regenerative switch to A computer connected to the power conversion device consisting of a load current detection unit that detects the amount of load current flowing to the load and generates a signal indicating the detected amount of the load current, and a power conversion device, When the one end of the series circuit is at a higher potential than the other end at the first timing when substantially no current flows through the reactor, the current paths of the first and second switches are turned on, and Each control signal for turning off each current path of the third and fourth switches is supplied to each control terminal of the first to fourth switches, and the one end of the series circuit is the other When the potential is lower, the control signals for turning off the current paths of the first and second switches and turning on the current paths of the third and fourth switches are sent to the first to fourth switches. The control signals supplied to the control terminals and turned off the current paths of the first to fourth switches at the second timing when the capacitor has substantially completed discharging are supplied to the control terminals. A program for functioning as a power conversion control device to be supplied to each control terminal of the switch,
The power conversion control device includes:
The signal generated by the load current detection unit is acquired, and each current path of the first to fourth switches is set to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value. A target timing determining means for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first to fourth switches, with the target timing determined by the target timing determination means as the second timing;
A program characterized by that.
前記電力変換制御装置は、
前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定手段を備え、
前記目標タイミング決定手段が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１乃至第６のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とするプログラム。 Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. First to sixth switches that conduct substantially only from one predetermined end of the current path to one direction of the other end, and one end of each of the current paths of the second, fourth, and sixth switches. The other end is connected to the other end of each of the current paths of the first, third and fifth switches, and one end is connected to the first pole of an external three-phase AC power source, A first reactor having the other end connected to the one end of the current path of the first switch and the other end of the current path of the second switch, and a second pole of the external three-phase AC power source at one end The other end is connected to the one end of the current path of the third switch and the first switch A second reactor connected to the other end of the current path of the switch, one end connected to the third pole of the external three-phase AC power source, and the other end to the one end of the current path of the fifth switch And a third reactor connected to the other end of the current path of the sixth switch, and a magnetic energy regenerative switch configured to supply power to an external load connected between both ends of the capacitor, A computer connected to the power conversion device comprising: a load current detection unit that detects a load current flowing from the magnetic energy regeneration switch to the load and generates a signal indicating the detected load current; At a first timing when substantially no current flows through the first to third reactors, the voltage of each of the three-phase AC power supplies is positive with respect to a predetermined reference potential. When turning off the current path of the switch in which the one end of the current path is connected to the reactor connected to the pole, the current path of the switch in which the other end of the current path is connected to the reactor A control signal to be turned on is supplied to each control end of each switch, and when the voltage of the pole is negative with respect to the reference potential, the one end of the current path connected to the reactor is connected to the switch. A control signal for turning on the current path and turning off the current path of the switch connected to the reactor at the other end of the current path is supplied to each control terminal of each switch, and the capacitor substantially discharges. A power conversion control device that supplies each control signal for turning off each current path of the first to sixth switches to each control terminal of the first to sixth switches at a second timing that is completed; A program to make it function,
The power conversion control device includes:
In order to obtain the signal generated by the load current detection unit and to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value, the current paths of the first to sixth switches are set. A target timing determining means for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first to sixth switches, with the target timing determined by the target timing determination means as the second timing;
A program characterized by that.
前記電力変換制御装置は、
前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得し、前記コンデンサの両端間の電圧の最大値を所定の目標値に実質的に等しくするために前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる目標タイミングを、当該信号が示す前記負荷電流の量に基づいて決定する目標タイミング決定手段を備え、
前記目標タイミング決定手段が決定した当該目標タイミングを前記第２のタイミングとして、前記第１及び第２のスイッチの各電流路をオフさせる前記制御信号を供給する、
ことを特徴とするプログラム。 Each switch is provided with a current path, and turns on and off each current path in response to a control signal supplied to each. When each switch is turned on, it substantially conducts in both directions and is turned off. A first switch and a second switch that conduct substantially only in one direction from the predetermined end to the other end of the current path, respectively, and each current path is in one direction from the predetermined end to the other end. First and second rectifier elements that are substantially conductive only to one end, one end of which is connected to the one end of the current path of the first switch and the one end of the first rectifier element, and the other end of the second rectifier element. A capacitor connected to the other end of the current path of the switch and the other end of the second rectifying element and an external power supply form a series circuit, and one end of the series circuit is the current path of the first switch And the one end of the second rectifying element. A reactor connected to the other end of the current path of the second switch and the other end of the first rectifier element, and connected between both ends of the capacitor. A magnetic energy regenerative switch for supplying power to the external load to be detected, and a load current for detecting the amount of load current flowing from the magnetic energy regenerative switch to the load and generating a signal indicating the detected amount of the load current A control signal for turning on each of the current paths of the first and second switches at a first timing when the current connected to the reactor is not substantially flowing in the computer connected to the power conversion device including the detection unit. Is supplied to the control terminals of the first and second switches, and the first and second switches are at a second timing when the capacitor has substantially completed discharging. A program for causing a function control signal for turning off the respective current path as a power conversion control apparatus for supplying to the control terminal of the first and second switches,
The power conversion control device includes:
In order to obtain the signal generated by the load current detecting unit and to make the maximum value of the voltage across the capacitor substantially equal to a predetermined target value, the current paths of the first and second switches are set. A target timing determining means for determining a target timing to be turned off based on the amount of the load current indicated by the signal;
Supplying the control signal for turning off each current path of the first and second switches, with the target timing determined by the target timing determination means as the second timing;
A program characterized by that.
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2010140018A JP2012005306A (en) | 2010-06-18 | 2010-06-18 | Power conversion device, power conversion control device, power conversion control method, and program |
| PCT/JP2011/063983 WO2011158947A1 (en) | 2010-06-18 | 2011-06-17 | Power conversion device, power conversion control device, power conversion method, and program |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2010140018A JP2012005306A (en) | 2010-06-18 | 2010-06-18 | Power conversion device, power conversion control device, power conversion control method, and program |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2012005306A true JP2012005306A (en) | 2012-01-05 |
Family
ID=45348338
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2010140018A Pending JP2012005306A (en) | 2010-06-18 | 2010-06-18 | Power conversion device, power conversion control device, power conversion control method, and program |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2012005306A (en) |
| WO (1) | WO2011158947A1 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013162544A (en) * | 2012-02-01 | 2013-08-19 | Nippon Steel & Sumitomo Metal | Method of controlling power conversion system, and power conversion system |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111106749B (en) * | 2020-01-14 | 2023-09-12 | 上海波圆电子科技有限公司 | Multi-path half-bridge power supply and control method thereof |
| CN116795192A (en) * | 2022-03-18 | 2023-09-22 | Oppo广东移动通信有限公司 | Power supply circuit, method, apparatus, electronic device, storage medium, and program product |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4399405B2 (en) * | 2005-08-25 | 2010-01-13 | 株式会社ＭＥＲＳＴｅｃｈ | AC voltage controller using phase advance current |
| US20100259955A1 (en) * | 2007-12-11 | 2010-10-14 | Tokyo Institute Of Technology | Soft switching power converter |
| WO2010046962A1 (en) * | 2008-10-20 | 2010-04-29 | 株式会社ＭＥＲＳＴｅｃｈ | Prime mover system |
-
2010
- 2010-06-18 JP JP2010140018A patent/JP2012005306A/en active Pending
-
2011
- 2011-06-17 WO PCT/JP2011/063983 patent/WO2011158947A1/en active Application Filing
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013162544A (en) * | 2012-02-01 | 2013-08-19 | Nippon Steel & Sumitomo Metal | Method of controlling power conversion system, and power conversion system |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO2011158947A1 (en) | 2011-12-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4546296B2 (en) | DC / DC converter device | |
| JP5928913B2 (en) | Control device for resonant DC-DC converter | |
| CN103283133B (en) | For the method and apparatus that controlled resonant converter controls | |
| JPWO2016075996A1 (en) | Power converter | |
| JP6062058B2 (en) | Power converter | |
| CN111726003B (en) | Method for operating an electronic power converter and electronic power converter | |
| JP6702334B2 (en) | Device and method for fast commutation of rectifier based on matrix converter | |
| US20160036344A1 (en) | Three-phase buck rectifier for power supplies | |
| EP3241271B1 (en) | Method and apparatus for controlling a multilevel soft switching power converter | |
| JP2012517786A (en) | Method, control device, and computer program product performed in cascade-connected two-level converter | |
| EP3570421A1 (en) | Power conversion apparatus and control method for power conversion apparatus | |
| BR112016030924B1 (en) | direct ac power converter | |
| JP2014075928A (en) | Dc power supply device and control method thereof | |
| JP2003088138A (en) | Gate control device and method of 3-level inverter | |
| JP2017070079A (en) | Motor drive method, battery pack and semiconductor device | |
| WO2011158947A1 (en) | Power conversion device, power conversion control device, power conversion method, and program | |
| CN104115387A (en) | DC-DC conversion device | |
| JP2009171807A (en) | Three-phase voltage type inverter system | |
| JP2015080292A (en) | Matrix converter | |
| EP3391543B1 (en) | Voltage balancing of voltage source converters | |
| CN114079398A (en) | Neutral point clamping three-level circuit and control method | |
| Tayebi et al. | Improved three-phase micro-inverter using dynamic dead time optimization and phase-skipping control techniques | |
| JP2020054071A (en) | Multilevel power conversion device | |
| US11356038B2 (en) | Power conversion device | |
| SE523487C2 (en) | Procedure for controlling a rectifier |