JP2011504076A - 電力制御 - Google Patents

Abstract

高電力誘導電力伝送（ＩＰＴ）応用例のための交流処理装置および方法が開示される。この装置は、電圧源に結合する入力手段と、電圧源の電圧に直接的または間接的に少なくとも一部基づいた出力信号を生成する処理手段と、出力手段と、出力手段に出力信号を選択的に供給するように出力手段に処理手段を選択的に結合するスイッチング手段とを含む。交流処理回路の少なくとも１つをそれぞれが含むＩＰＴコントローラ、ＩＰＴピックアップ、およびＩＰＴシステムもまた開示される。

Description

本発明は、誘導電力伝送システムの、特に高電力を伴うものにおける電力制御に関する。

誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムまたは誘導結合電力伝送（ＩＣＰＴ）システムは現在、特に過酷な環境用に選択される、一般に認められた産業用電源の形式である。ＩＰＴシステム１の例示的な構成を図１に示す。線路導体２が、通常は５ｋＨｚ〜５０ｋＨｚの範囲の周波数の電流で付勢される。ピックアップ・インダクタンスＬ_１を備えたピックアップ３が、線路電流によって生成された磁界の一部を遮る。ピックアップ３は、ある形式の線路補償４により同調され、その電力出力が整流５され、スイッチモード・コントローラ６によって制御されて、様々な目的に使用できる直流出力が生成される。

本発明の譲受人に譲渡され、参照によって本明細書に組み込まれる米国特許第５，２９３，３０８号に記載されているように、ピックアップ用の優れた制御技法が減結合によって得られることが見出されている。米国特許第５，２９３，３０８号による構成を図２に示す。電力制御は、単一のスイッチを使用して実施することができる。その出力電力は（１−Ｄ）に正比例する。ここでＤはスイッチのデューティサイクルである。スイッチは、スイッチの能力、および個々の用途の要件に応じて、高速または低速でスイッチングすることができる。速いスイッチング速度では、直流インダクタＬ_ＤＣは電力の流れを平滑化し、その結果、ピックアップ回路およびその同調コンデンサが電力出力に正比例する電圧で動作するようになる。遅いスイッチング速度では、インダクタＬ_１とコンデンサＣ_１の間の共振は、スイッチが長時間オンになると完全に破綻し、スイッチが再びオフになったときに再確立されなければならない。理想的には共振回路内のエネルギーは、スイッチがオンの間、スイッチおよび整流器ブリッジを通るフライホイール電流によってＬ_ＤＣ内に保持されるが、実際にはこのエネルギーは失われうる。高速スイッチングでも低速スイッチングでも、上記のようにスイッチのデューティサイクルによって電力を制御する。

この制御方法は実施するのが容易で、多くの望ましい特徴を有する。しかし、このピックアップ・コントローラは、線路に反映される力率１で動作せず、Ｌ_１の誘導電圧はＬ_１の電流と位相が合っていない。したがって実際には、この回路は、Ｌ_１での抵抗損失が理想よりも常に大きく、それが最終的にピックアップの極限電力を決めるので、そうであってもよいほどには効率的ではない。

力率１のピックアップは、直列同調ピックアップにより実現できるが、これらのピックアップでは、制御するのが困難な電力サージがスイッチ・オン時に生じる。これらはまた短絡の際に、それらで生じる短絡電流が非常に大きな振幅になりうるので、損傷するおそれもある。

力率１を実現する並列同調ピックアップを図３に示す。このピックアップ・コントローラは、本発明の譲受人に譲渡された国際（ＰＣＴ）出願ＰＣＴ／ＮＺ２００７／０００１３１号に記載されている。図３の回路の接続形態は図２の回路のものと類似しているが、図２の直流インダクタが図３ではかなり小さな交流インダクタに置き換えられている。余分のコンデンサＣ_３が、整流器の無効負荷を補償するために追加されている。

この回路は、図２の回路に対して相当に改善したものであるが、いくらかコストがかかる。図３の回路は、１つのスイッチングサイクルから次のサイクルまで電力の流れを平滑化する直流インダクタがなくなっているので、高速でスイッチングすることができない。また、図２の構成では、低速でスイッチングするという別のスイッチングの選択肢が与えられるが、その場合、スイッチをオンにするときにスイッチング「バースト」を使用する。このとき、Ｌ_ＤＣを通る電流を監視することができ、それが高くなりすぎた場合には、スイッチを一時的にスイッチ・オフにしてこのエネルギーを出力コンデンサに回収することができ、それによって効率が改善し、スイッチに対してより「ソフト」なスイッチ・オンが実現し、かつ回路損失が低減する。これらのスイッチング選択肢は、図３の力率１の回路では実現不可能である。

スイッチング特性は、高電力のピックアップおよびコントローラでは特に重要である。例えば、定格が２５ｋＷのピックアップでは、スイッチを動作させると２５ｋＷすべてが非常に急速にオン・オフされる。これは、３相電源に障害を引き起こすことがあり、そのため他のユーザが影響を受ける。非常に高電力の回路の場合、この「ブースト」構成型の回路が高電力レベルでは不都合なので、高速スイッチングもまた魅力的ではない。

本発明の目的は、前記の問題の少なくとも１つを軽減する誘導電力伝送ピックアップ用の電力制御を実現することである。

あるいは、本発明の目的は、少なくとも１つの有用な選択肢を公衆に提供することである。

本発明の第１の態様によれば、高電力ピックアップ・コントローラ用の回路が提供され、この回路は、
電圧源に結合するための入力手段と、
電圧源の電圧に直接的または間接的に少なくとも一部基づいた出力信号を生成する処理手段と、
出力手段と、
出力手段に出力信号を選択的に供給するように出力手段に処理手段を選択的に結合するスイッチング手段とを含む。

本発明の好ましい実施形態は、高電力ピックアップ回路で使用するために構成されるが、本発明の範囲はそれに限定されず、本発明の実施形態は、任意の公称電力定格を有するピックアップ回路で使用するために構成することもできる。

以下では「オンされた」または「スイッチがオンされた」（など）とは、出力手段に処理手段を動作可能に接続して出力信号を供給するように構成されたスイッチング手段のことを指す。以下では「オフされた」または「スイッチがオフされた」（など）とは、処理手段と出力手段を動作可能に切り離してゼロの出力信号を生成するように構成されたスイッチング手段のことを指す。

出力信号は電流の形が好ましく、直流電流がより好ましい。

処理手段は、電圧源からの電圧を電流に変換するように構成されることが好ましい。

処理手段は、電流出力の大きさを低減させ、かつ／または電流出力を整流する手段を含むことが好ましい。

第２の態様によれば、第１の態様による複数の回路を含む高電力ピックアップ用コントローラが提供される。

この回路は、電圧源および／または出力手段に並列に接続されることが好ましい。

各回路のスイッチング手段は、任意の数のスイッチング手段を任意の時点でスイッチ・オンまたはスイッチ・オフできるように、独立して駆動できることが好ましい。

コントローラは、出力電圧を制御するのに複数の回路の各スイッチング手段を制御するように構成されることが好ましい。コントローラは、出力電圧を所定の値に維持するのに複数の回路の各スイッチング手段を制御するように構成されることがより好ましい。したがって、コントローラに付随するピックアップに加わる外部負荷が変動するときに、出力電圧を一定に維持することができる。

コントローラは、スイッチング手段の動作を単相主電源供給電圧のゼロ交差と同期させるように適合されることが好ましい。

特定の実施形態によれば、コントローラは出力電圧を測定するように、または出力電圧の目安を受け取るように構成される。このような実施形態によれば、スイッチ・オンされるスイッチング手段の数は、誤差（すなわち、表１に示すように所望の出力電圧と実際の出力電圧との差）に比例することが好ましい。

コントローラは、順次スイッチング方式を用いるように構成されるのが好ましく、それによって、第１の態様の複数の回路に対する熱負荷が均一になる。

コントローラは、負荷を冗長回路の間で循環させるように構成されることが好ましい。

特定の実施形態によれば、使用時にコントローラの制御を受けるピックアップは、ピックアップ・コイルの開回路電圧の周波数とほぼ等しい共振周波数を有する。交流電源である電源もまた、本明細書で主電源周波数と呼ばれる付随した入力周波数を有するが、主電源電力源以外の電源も本発明の実施形態と組み合わせて使用できることを理解されたい。

コントローラは、好ましくは所望の力率（１または１に近い力率が好ましい）を維持するために、第１の態様の各回路から引き出される電流に重み付けするように構成されることが好ましい。コントローラは、各回路から引き出される電流に主電源周波数でサイン重み付けするように構成されることがより好ましい。

コントローラは、高調波を低減させながら所望の基本波形を生成するように第１の態様の回路のスイッチをオンおよび／またはオフする構成にされることが好ましい。本発明の好ましい実施形態によれば、コントローラは、各回路のスイッチをオンおよびオフする時間を設定するスイッチング角度を生成するように、または受け入れるように構成されることがより好ましい。

第３の態様によれば、第２の態様によるコントローラ、および／または第１の態様による回路を含むＩＰＴピックアップが提供される。

第４の態様によれば、第３の態様によるＩＰＴピックアップ、および／または第２の態様によるコントローラ、および／または第１の態様による回路を含むＩＰＴシステムが提供される。

第５の態様によれば、高電力ピックアップを制御する方法が提供され、この方法は、
誘導電力伝送によって生成される入力電圧に直接的または間接的に少なくとも一部基づいた出力信号を生成するステップと、
出力信号を出力手段に選択的に結合するステップとを含む。

出力信号は電流の形であることが好ましい。

好ましい実施形態によれば、出力信号は複数の構成部分を含み、各部分が入力電圧に基づいており出力手段に結合可能である。

この方法は、出力手段に任意の数の複数の構成部分を選択的に結合するステップを含むことが好ましい。

本発明の、その新規な態様すべてにわたって考察されるべき別の諸態様は、本発明の実際的応用例の少なくとも１つの例を提示する以下の説明を読めば、当業者には明らかになろう。

添付の図面を参照して、本発明の諸実施形態を例示的にのみ説明する。

従来技術によるＩＰＴシステムの概略図である。 従来技術によるピックアップ・コントローラの図である。 従来技術による並列同調力率１ピックアップの図である。 本発明の装置の一実施形態の図である。 図４の処理手段の一実施形態の図である。 例示的多重スイッチング方式を説明する波形図である。 図４の内部バスバーの例示的電圧波形図である。 例示的スイッチングパターンを説明する部分的な波形図である。 例示的スイッチングパターンを説明する完全な波形図である。 本発明の一実施形態による電圧増倍器を含むコンバータ手段の図である。 ３つの並列交流処理回路を有するピックアップ・コントローラの内部バスバーにおける（ａ）４６０Ｗ、（ｂ）９２０Ｗ、ならびに（ｃ）および（ｄ）１．４ｋＷの出力電力時の電圧および電流の波形図である。 単相交流電源に結合された従来の並列同調ピックアップ回路の供給電圧、供給電流および線路電流をそれぞれ示す波形図である。 （ａ）第１の内部バスバーの８８０Ｗの出力電力時の電圧および電流の波形、（ｂ）８８０Ｗの出力電力時の主電源電圧および電流の波形、（ｃ）第１の内部バスバーの１．１ｋＷの出力電力時の電圧および電流の波形、および（ｄ）１．１ｋＷの出力電力時の主電源電圧および電流の波形を示し、（ｅ）および（ｆ）がそれぞれ（ｃ）および（ｄ）の波形の細部を示す図である。 ２０の並列交流処理回路を含むピックアップ・コントローラのシミュレーションされたピックアップ電流および供給電力のグラフである。 本発明の一実施形態による直列スイッチを含む代替処理手段の回路図である。 対称電圧増倍器を含む処理手段の回路図である。 本発明の一実施形態による２０の並列処理回路を含むピックアップ・コントローラのピックアップ電流および供給電力の波形図である。

大まかには、本発明は、実質的に瞬時の大きな変化を回避するために、高電力ＩＰＴピックアップによって供給される電流の段階的／徐々に増加する変化を可能にする。加えて、または代わりに、本発明は、例えば力率１を得るために電流の波形成形を可能にする。

本発明の好ましい実施形態による高電力ピックアップ・コントローラを図４に示す。図４の装置は、ピックアップ・コイルの開回路電圧Ｖｏｃと本質的に同じ共振周波数の出力電圧を内部バスバー４１に供給するために、コンデンサＣ_１で完全に直列同調したピックアップ・インダクタＬ_１を含む。内部バスバー４１は電圧源のように働き、それが短絡されたならば危険である。しかし、これは常にピックアップ・コントローラの内部だけで使用され、したがって短絡は起こりそうになく、いずれにしても必要があれば簡単なヒューズで容易に保護される。

交流処理回路４２の形をしたいくつかの処理手段が内部バスバー４１に接続される。回路４２は、すべて同じであることが好ましく（本発明の範囲はそれに限定されないが）、その実現可能な一実施形態を図５に示す。この回路の特徴は、すべての交流処理回路４２およびピックアップ・インダクタＬ_１が共通アースを共有することである。回路４２は、それらの入力として内部バスバー４１からの電圧を取り込む。コンデンサＣ_５と共に構成部品Ｌ_３、Ｃ_４およびＬ_４からなるネットワークは、この内部バスバー４１からの電圧を電流出力に変換し、Ｄ_１、Ｓ_２およびＤ_２で形成された電流分割器がこの交流電流出力を整流し、それが出力される前にその振幅を低減させる。すべての交流処理回路４２は内部バスバー４１により駆動され、それらのすべてが出力部に結合される。

Ｃ_５と直列のＬ_３、Ｃ_４およびＬ_４すべてが、回路４２のそれぞれで実質的に同じリアクタンスＸを有することが好ましい。こうした状況でＬ_４の交流電流は、内部バスバー４１の電圧Ｖ_ｏｃをＸで除算したもの（Ａ ｒｍｓ）になる。Ｓ_２がオフの時のＤ_２の平均直流電流は、交流電流の正の半周期の平均値に一致し、次式で与えられる。

スイッチＳ_２がオンの時、Ｄ_２の平均直流電流は０になる。実際的な実施においては、図５の回路または同等回路は、両方のスイッチ状態で適正な電流が得られ、ボルトアンペア無効電力負荷が内部バスバーに反映されないように微調整することができる。この微調整をしないと、整流器が小さな残留ボルトアンペア無効電力負荷を生じさせることがあるが、多くの場合これらは無視することができる。

回路４２の特徴は、出力電流が入力電圧（すなわち、図示の実施形態によれば内部バスバー４１の電圧）によって制御され、入力電流が出力電圧によって制御され、その結果、内部バスバー電圧が一定のままであるとき、出力電流が出力電圧にかかわらず一定のままになることである。

１つの例示的な実際的応用例では、Ｖｏｃが３００ＶでＸが１３．５オームであれば、図５の回路では、スイッチング可能な３ｋＷ出力に対応するスイッチング可能な１０Ａの供給を出力部に行う。２５ｋＷピックアップ・システムでは、図５の形の８つの回路が並列に接続されることになり、その全ピックアップ・システムの動作の際には、これらの回路が、システムの外部負荷が変動したときに出力を直流３００Ｖに維持するように、必要に応じてスイッチをオン・オフされる。したがって、ありうる最大トランジェントは、２５ｋＷ負荷ステップではなく３ｋＷ負荷ステップに相当することになる。

スイッチングを制御するのに、１つの方式は、出力電圧を測定し、その出力電圧に応じて電流をオンにすることである。例えば、１つの適切な手法は、表１に示すものとすることができる。

各回路に対する熱負荷を均一にするために、順次スイッチング方式を使用することができる。例えば、最も長時間オンであった回路４２を次のオフにする回路とすることができる。また、スイッチング状態は、どの時点でも１つの回路しかその状態を変えることができないように、例えば１００Ｈｚの速度で順次にクロック制御することもできる。例えば、出力電圧が低く、オンの回路４２が現在２つだけある場合、出力電圧が所望の値（すなわち表１に示す値）に達するまでオンの回路４２の数が１クロック周期ごとに増やされるので、急な電力需要サージがない。

ピックアップが最大出力電力ではないとき、複数の並列交流処理回路４２を有する冗長性により、本発明の多重並列経路のさらなる利点がありうる。この冗長性は、スイッチングオン／オフ順序をすべてのコンバータの間で交替または循環させることによって、各回路４２のインダクタＬ_３およびＬ_４の電流を多重伝送またはインタリーブする能力をもたらし、その結果、必要な数の処理回路４２が連続して活性状態になるが、その負荷は回路４２のすべての間、または少なくともいくつかの間で循環されるようになる。これを回路４２のマクロスイッチングと呼ぶことがある。こうして負荷は、ある数の回路４２が最大電力で動作する一方で他の回路４２が永続的にオフとなるのではなく、複数の回路４２の間で分担される。したがって、各回路４２の平均電流は少なくなり、ピックアップ内の損失はすべての交流処理回路４２にわたって等しく分配され、それによって熱循環と、より良好な調節につながる高い見かけのスイッチング周波数とがもたらされる。

図６を参照すると、各波形は、本発明による多重化またはマクロスイッチングを実施する例示的なＩＰＴピックアップ・コントローラ内の、４つの交流処理回路４２それぞれのインダクタＬ_３の電流を示す。図６から、３つの交流処理回路４２が連続的に動作する一方で第４のものがオフになっているのではなく、各交流処理回路４２が３／４の時間だけ活性状態にあるのが分かる。必要な数の回路４２がどの時間でも活性状態にあるが、活性状態の回路４２の個々の組合せは変わる。この例では、回路４２は、４周期ごとに３つの連続する周期で各回路４２が活性状態にあるように連続的にスイッチされるが、任意の代替スイッチング手法も本発明の範囲から逸脱することなく使用することができる。例えば、回路４２は別の順序または不規則な順序でスイッチすることができ、あるいはスイッチを入れられ、かつ／または切られる個々の回路が、例えば温度で決まってもよい。

並列交流処理回路４２の理想的な数は、コストと性能の間の釣り合いになる。並列回路４２が多いほどより平滑な制御が実現するがコストも増える。しかし非常に高電力の回路では、並列多重処理により、非常に低コストのスイッチ、インダクタおよびコンデンサを使用することが可能になる。これらの回路は、低電力回路では漏洩インダクタンスの重要度が低いので、実施するのが容易になる。

本発明の実施形態の並列処理交流回路ピックアップ・コントローラの別の出願は、本発明の譲受人に譲渡され、参照によりその全内容を本明細書に組み込む国際（ＰＣＴ）出願ＰＣＴ／ＮＺ２００７／０００１３１号に記載されている波形成形に関係する。

例えば、単相主電源により駆動されるバッテリ充電器回路内の交流主電源では、力率１を得ることが望ましい。この目的に、図４および図５に示したのと同じ回路を使用することができる。単相電源（すなわち図１の電源および出力補償ブロック７）により、図４の内部バスバー４１は、それに加えられる主電源周波数の変調された包絡線を有する。この電力レベルでは、単相回路が低コストで圧倒的に最も一般的なアウトレットであるので、それが選択される。

図４の内部バスバー４１の電圧は、ここでは図７に示す形を有する。この例では、ＩＰＴ周波数は５０ｋＨｚであり、（単相）主電源周波数は５０Ｈｚである。好ましい一実施形態によれば、４つの交流処理回路４２が、図７に示す波形を有する電圧源に接続される。第１の回路が連続的にオンであり、主電源入力整流器から出力部までのこの全回路を連続伝導に維持する。実際には、このために半ステップで十分である。他の３つの回路は、可能な限り正弦波形に近く維持するためにスイッチがオンされるが、固定電流レベルだけを用い、サブ周期波形成形のための交流処理回路の「マイクロスイッチング」と呼ばれる。例示的なマイクロスイッチング・パターンを図８に示す。出力電圧が一定であるとき（直流）、各回路４２への入力電流は一定であるが力率１が得られ、そこから取り込まれる電流は、主電源周波数でサイン重み付けされなければならない。図８で、この波形は、永続的にオンである半定格電流回路と、すべてが同じ全定格電流をスイッチングする３つのスイッチされる回路とを使用して得られる。スイッチング角度θ_１、θ_２およびθ_３は、必要な基本波形を生成すると同時に高調波を可能な限り低減するように選択される。これらの高調波は電力系統に戻って伝搬するので、適合しなければならない規制に従う。したがって、それらを抑制できることは重要である。図示の例では、第３高調波部分のかなりの割合が許容できることを利用することによって、波形自体は３．５の最大値を有するだけであるが、基本波ピーク値が４という波形が生成される。

この例では、生成波形は次式になる。
ｆ（θ）＝４ｓｉｎθ＋０．５ｓｉｎ３θ

可能なレベルは０．５、１．５、２．５、および３．５である。角度α_１、α_２、α_３は、ｆ（θ）が可能な各レベルと交差する時点になる。角度θ_１、θ_２およびθ_３は、それぞれのα値の間でｆ（θ）曲線の下の面積が、スイッチングされる波形の下の面積と正確に同じになるように選択されることが好ましい。このようにして、θ_１、θ_２およびθ_３で遷移する波形が生成され、この波形は、第３高調波ひずみが図８に示す連続線ｆ（θ）の第３高調波と対等である基本波成分を有する。少量の第３高調波を生じさせることによって、ステップ波形の振幅は固定されていても、様々な基本高調波振幅を得ることができる。より高い高調波（第３高調波より上）の総高調波ひずみは、図８で斜線を引いた領域で示されている。図示のように、生じる総高調波ひずみは小さく、例示の波形では力率が約０．９８７である。生成される波形を図９に全周期にわたって示す。この波形について、第１９までの高調波のすべてを表２に列記してある。

表に示すように、高調波はすべて小さく、問題が生じない。この波形のひずみ力率は、故意に生じさせた第３高調波を含めて０．９８７であり、これを無視すれば、ひずみ力率は０．９９になる。

上記の例では、４つのレベルを有するものとして説明したが、本発明の好ましい実施形態には、ひずみ力率をさらに改善するためにより大きい数のレベルを設けることもできる。

実際の応用例では、使用される並列経路の数もまた、必要な電力、および内部バスバーの電圧振幅によって決定することができる。すなわち、高い内部バスバー電圧では、各並列経路で生成される電流が大きく、少数の経路を使用するだけでよい。この経路の数は、必要なピーク電力の流れに適合するように別個に決定することができ、本明細書に記載の技法により、このピークを電源への主電源入力部の正弦波電流ピークに対応させ、それによって単相電源への主電源入力部で力率１を得ることができる。例えば、ピーク内部バスバー電圧が４００Ｖである場合、２ｋＷの電力の流れに対し内部バスバーからのピーク電流は２０Ａである必要がある。こうした状況で各並列経路が５Ａを取り込む場合、４つの同等の並列経路がピーク電力状態で使用される必要があり、これらの回路は、必要とされる正弦波重み付けした電流を与えるように、重み付けが１の３つの回路と重み付けが０．５の１つの経路とを使用して、図８に示した方法で制御される。他の電力の流れは、必要な電力の変化、およびピーク内部バスバー電圧の変化に適合するように容易に対応することができる。

次に、この２ｋＷの電力の流れにより、理想的には８．７Ａ ｒｍｓ（２ｋＷ／２３０Ｖ）の電源への入力電流が生じることになる。実際には、それよりわずかに大きい電流が、システム損失を克服するために必要になるが、力率は高いままである。

特定の用途の要件に応じて、電力コントローラに改変を加えることができる。図１０に、好ましい代替交流処理回路４２を例示的に示す。この実施形態では、回路４２は、インダクタＬ_３、Ｌ_４、およびコンデンサＣ_４を備えた同様のＬＣＬ同調ネットワークを含むが、整流回路は、コンデンサＣ_６、Ｃ_７、Ｃ_ＤＣ、およびダイオードＤ_１、Ｄ_２を含む図示の倍電圧器などの電圧増倍器を含むことができる。

この電圧増倍器は、ＬＣＬネットワークからの交流電流源をより高い直流電圧に変換する。図１０に示した倍電圧器の場合では、直流出力電圧Ｖ_ＤＣは、ＬＣＬネットワークの交流出力電圧よりもπ／√２倍だけ高い。インダクタＬ_３を通る電流の流れは、出力電圧Ｖ_ＤＣ（π／√２で除算）をＬＣＬネットワークの特性インピーダンスＹで除算することによって算出され、Ｌ_４を通る電流の流れについて逆も同様である。複数の交流処理回路４２が並列に設けられるので、ピックアップ・コイルＬ_１の電流Ｉ_２は、各回路４２のＬ_３インダクタ中の電流の流れの合計になる。

直流分路スイッチＳ_３は、交流処理回路４２の制御ができるように設けられ、反転電流からスイッチを保護するために逆方向並列ダイオードで分路されている。

ＩＰＴシステムのピックアップ回路内における本発明による電力コンローラの動作を一例について以下で説明する。図４および図１０を参照すると、例示的なピックアップ回路は３つの交流処理回路４２と、表３に列記した設計パラメータとを有する。

図１１は、３００Ｖの直流出力電圧で動作する交流処理回路４２が（ａ）１つ、（ｂ）２つ、（ｃ）３つの場合の、内部バスバー電圧（Ｖ_ＯＣ）およびピックアップ・コイル電流Ｉ_２の波形を示す。図１１（ｄ）は、図１１（ｃ）の波形の細部を示す図である。各回路４２は、１６０ＶのＶ_ＯＣで約４６０Ｗを供給する。３つの回路４２すべてでスイッチがオンであると、１．４ｋＷの電力が負荷Ｒに供給される。これは、ピックアップ電流Ｉ_２が交流処理回路４２の数に正比例することを示す。図１１（ａ）に示すように単一の回路４２が活動状態であると、ピックアップ電流Ｉ_２は３．３Ａになり、図１１（ｃ）に示すように３つの回路４２すべてが活動状態であると、ピックアップ電流Ｉ_２は９．７２Ａになる。活動化された交流処理回路４２の数が増加しても、内部バスバー電圧、またはピックアップ・コイルの力率にはほとんど影響が及ばない。力率は、活動化された交流処理回路４２の数にかかわらず本質的に１である。

先に論じたように、従来技術によるピックアップ・コントローラの１つの不利な点は、回路をオンおよび／またはオフにスイッチングする結果生じるスイッチング損失とピックアップ電流Ｉ_２のトランジェント・オーバシュートである。このピックアップ電流オーバシュートは電源に反映され、特に電源に直流貯蔵がほとんどまたは全くない場合に、送電網でのひずみを引き起こす。この現象は、単相入力部を有する交流電源と共に使用される従来の並列同調低速スイッチングピックアップについての波形を示した図１２で確認することができる。図１２は、主電源電圧（上段の波形）、主電源電流（中段の波形）、およびピックアップ・コイル電流Ｉ_２（下段の波形）を示す。これらの波形から、従来のピックアップ回路の主電源電流が比較的大きなトランジェント・オーバシュートおよび高調波ひずみを有することが分かる。このひずみを除去するには、主電源フィルタが通常必要とされる。

上述のように、本発明はすでに、回路全体ではなく単一の交流処理回路４２だけをスイッチングすることに最大トランジェントが合致することに１つの利点を有する。しかし、以下でさらに詳細に説明するように、単相交流入力部から電力を受け取るＩＰＴシステムにおいて、トランジェントはさらに最小化することができる。

本発明による並列経路コントローラを含むピックアップの１つの例示的応用例では、このピックアップは、参照によりその内容を本明細書に組み込む本出願人の「Ｓｉｎｇｌｅ ｐｈａｓｅ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ ｆｏｒ ｉｎｄｕｃｔｉｖｅｌｙ ｃｏｕｐｌｅｄ ｐｏｗｅｒ ｔｒａｎｓｆｅｒ ｓｙｓｔｅｍｓ」という名称の国際公開ＷＯ２００７／１００２６５号に例示的に記載されているように、単相交流入力部を備えた振幅変調電源によって付勢される１次伝導経路に誘導結合することができる。この応用例では、内部バスバー電圧Ｖ_ＯＣは、主電源電圧ゼロ交差点でゼロ近くに低減される。これは、スイッチングを主電源電圧ゼロ交差点と同期させることによって、スイッチング損失およびピックアップ・コイル電流Ｉ_２のトランジェント・オーバシュートが最小で、１つまたは複数の交流処理回路４２を活動状態または非活動状態にする条件をもたらす。したがって、ピックアップ・コントローラは、交流処理回路４２をオンおよび／またはオフにスイッチングするタイミングを制御するように適合されたスイッチング制御手段を備えることができる。したがって、上述のようにスイッチング状態が順次にクロック制御される場合、スイッチング周波数は、主電源電圧のゼロ交差と同期したクロック信号の前縁および後縁によって主電源供給周波数と関連付けられる。それに応じ、したがってスイッチング制御手段は、スイッチングを主電源供給電圧ゼロ交差のゼロ交差と同期させるための、位相ロック・ループ（ＰＬＬ）、位相検出器、または他の任意の適切な手段を含むことができる。

第１の内部バスバー電圧および電流の波形が、図１３（ａ）、（ｃ）および（ｅ）に、図１３（ｂ）、（ｄ）および（ｅ）に示した対応する主電源供給電圧および電流の波形と共に、交流処理回路４２のスイッチングを主電源供給電圧のゼロ交差と同期させるスイッチング制御手段を含む並列経路ピックアップ・コントローラについて示してある。図１３（ａ）および（ｂ）の波形は出力電力が８８０Ｗの場合、図１３（ｃ）〜（ｆ）の波形は出力電力が１．１ｋＷの場合である。図１３（ｅ）および（ｆ）は、図１３（ｃ）および（ｄ）の波形の細部を示す図である。図１３から、スイッチング制御手段を用いるとピックアップおよび主電源の電圧波形および電流波形が非常に「きれい」になり、実質的にひずみがないことが分かる。これは特に、活性化される交流処理回路４２が２つから３つに移行中の図１３（ｅ）および（ｆ）で分かる。これらの波形は、主電源電流にトランジェント・オーバシュートまたは高調波ひずみがないことを示している。

本発明による並列経路ピックアップコントローラのさらなる利点は、従来技術の直列同調ピックアップとは異なり、いかなる追加の制御手法も用いずにピックアップ・コイルＬ_１の電流Ｉ_２を直接制御できることである。

ピックアップ・コイルＬ_１が短絡された場合、コイルＬ_１を通って電流Ｉ_ＳＣが流れる。並列経路ピックアップの動作中、ピックアップ・コイルＬ_１は、補償コンデンサＣ_１、およびいくつかの並列経路すなわち交流処理回路４２と直列になっている。ピックアップ・コイルＬ_１の電流Ｉ_２は常に、短絡電流Ｉ_ＳＣよりも大きく、これら２つの電流の比は、便宜的に回路の電流Ｑまたは電流品質因子と呼ばれ、次式で与えられる。

本発明の並列ピックアップ・コントローラでは、ピックアップ・コイル電流Ｉ_２は、交流処理回路４２内のＬＣＬ回路網２０のインダクタＬ_３に流れる電流の合計になる。言い換えると、交流処理回路４２を制御することによって、ピックアップ・コイル電流Ｉ_２は直接制御される。ピックアップ・コイルＬ_１は、好ましくは直列同調され、または補償されるので、並列経路ピックアップ接続形態は、従来の直列同調バック・コンバータ・ピックアップと同じ実用的な限界を有し、これはピックアップ電流Ｑの制約である。従来の直列同調ピックアップでは、電流Ｑ（Ｑ_１）は負荷電流と共に増大する。しかし、バック・コンバータ接続形態には電流Ｑの直接の制御がない。同調コンデンサＣ_１の定格を超えるピックアップ・コイル電流Ｉ_２を防止するために、例えば、本出願人の「Ｍｅｔｈｏｄｓ ａｎｄ ａｐｐａｒａｔｕｓ ｆｏｒ ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ ｉｎｄｕｃｔｉｖｅｌｙ ｃｏｕｐｌｅｄ ｐｏｗｅｒ ｔｒａｎｓｆｅｒ ｓｙｓｔｅｍ」という名称の国際公開ＷＯ ２００４／１０５２０８号に記載されているように共振回路を離調することによって、ピックアップ電流Ｑを限定する別の電流制御手法が必要になることが多い。本発明によれば、必要が生じたら、ピックアップ・コイル電流Ｉ_２を制限することによって電流Ｑを限定することが、最大出力電力能力もまた限定することを代償として可能である。

表３ならびに図４および図１０の並列経路ピックアップ設計に再び言及すると、２ｋＷおよび１．６ｋＷを出力するための所要電流Ｑが図１４に、この設計で可能な最大電流Ｑと共にグラフで示されている。最大電流Ｑは、選択された同調コンデンサＣ_１の電流限界に基づいて計算される。１．６ｋＷを出力するための所要Ｑは、内部バスバーにおいて１００Ｖから２００Ｖの間の電圧Ｖ_ＯＣに対する最大Ｑ値よりも低いことが分かる。２ｋＷ電力出力に対する所要Ｑは、１２５Ｖと２００Ｖの間のバスバー電圧Ｖ_ＯＣに対する最大電流Ｑよりも低いが、１００Ｖから１２５Ｖの間では、所要電流Ｑは許容最大値よりも高い。したがって、２ｋＷ多重経路ピックアップは、２００Ｖから１２５ＶのＶ_ＯＣ間の点Ａから点Ｂまでは所要Ｑ曲線に沿って動作するはずである。１２５Ｖから１００ＶのＶ_ＯＣの間では、ピックアップは、所要の２ｋＷ出力電力を供給できなくなることを代償として、点Ｂから点Ｃまで最大Ｑ曲線に沿って動作することになる。

本発明の好ましい実施形態によれば、図１０の分流スイッチＳ_３は、直列交流スイッチと取り替えられる。図１０に示した分流スイッチング接続形態を用いると、スイッチＳ_３が短絡されたとき、出力交流負荷はそれぞれの交流処理回路４２から切り離される。スイッチＳ_３がオンにされている間、負荷がないのでインダクタＬ_３には電流の流れがない。しかし、Ｌ_４の電流は、それが交流処理回路４２への入力電圧Ｖ_ｉｎによって決まるので同じままである。これにより、処理回路４２が非活動状態である間、インダクタＬ_４に不要な銅損および鉄損が発生する。

ピックアップ・コイルＬ_１が同調コンデンサＣ_１と直列同調されるので、図１５に示すように、ＬＣＬ回路網２０の前の交流直列スイッチを使用して、内部バスバーから交流処理回路４２を切り離すことができる。例として示した、一緒に縦続接続されそれぞれの逆方向並列ダイオードで分流された２つのｎチャネルＭＯＳＦＥＴスイッチＳ_４およびＳ_５を含む交流直流スイッチが、図１０に示したＬＣＬ回路網と倍電圧器の間に設けられた分流スイッチＳ_３に取って代わる。この構成の利点は、交流スイッチを開放することによって交流処理回路４２が切断または分離されたとき、どの構成部品にも電流が流れず、回路４２が内部バスバーの交流電圧から分離されることである。

上記で論じた交流処理回路４２の１つの結果は、処理回路４２のそれぞれが内部バスバー電圧Ｖ_ＯＣに直流オフセットを生じさせることである。これは、電圧増倍器の非対称構造が原因となる。ＬＣＬ回路網内の第２のインダクタＬ_４の後のノードには、電流の直流経路がないので、直流バイアスがない。交流電圧入力により、ＬＣＬ回路網は、共通グランドに対して正の直流電圧を出力する。生じたこの直流オフセット電圧は、スイッチの両端間に余分な電圧ストレスを引き起こし、また、内部バスバー電圧Ｖ_ＯＣが共通グランドに対してもはや中心におかれていないので、主電源電圧波形を検出することを困難にもする。本発明の一実施形態によれば、交流処理回路４２から対称出力電圧を供給する整流器を図１６に示すように使用して、この問題に対処することができる。

それぞれが５ｋＷ定格で対称出力電圧を伴う整流器を含む、２０の並列交流処理回路４２が含まれる並列経路ピックアップコントローラのシミュレーションの結果が図１７に示してある。ここで線路電流Ｉ_１は、振幅変調がない一定の交流電流である。図１７の上の線図がピックアップ・コイルＬ_１の電流Ｉ_２を示し、下の線図が負荷に供給される電力を示す。ピックアップ電流Ｉ_２も供給される電力も、２０の交流処理回路４２のそれぞれが次々にオンされるので、飛び飛びのステップで増加する。このことにより、電源から引き出される電力が５ｋＷのステップで最大電力まで増加してからゼロまで戻る、またはどこか中間に戻ることができる。前述のように、これは、小さな負荷ステップの方が最大電力（１００ｋＷ）をオン・オフにスイッチングすることによって一瞬でピックアップ全体を切り離すよりも、引き起こす電源への影響が少ないので有利である。

本明細書に記載の現在好ましい諸実施形態に対する様々な変更および改変が、当業者には明らかであることにさらに注意されたい。このような変更および改変は、本発明の主旨および範囲から逸脱することなく、またそれに伴う利点を減少させることなく加えることができる。したがって、このような変更および改変は、本発明の範囲内に含まれるものである。

上記により、多重経路ピックアップ・コントローラ回路、誘導電力伝送システム、および誘導電力伝送を制御する方法が提示され、これらは、それだけには限らないが、高出力電力、高効率、構成部品定格要件の低減、スイッチング損失およびトランジェントの最小化、構成部品に対するストレスの低減、および制御可能な電流Ｑを含む、従来技術に勝るいくつかの利点を提供することが理解されよう。したがってコントローラは、入力部での力率１を含めて従来の直列同調ピックアップ装置の利点を、起動電力サージ、ならびにピックアップ・コイルの最大可能電流の制御がないという不利な点を伴わずに有する。

文脈上明らかに別の解釈をする必要がない限り、本明細書全体を通して、「含む（ｃｏｍｐｒｉｓｅ）」、「含んでいる（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」などの語は、排他的または網羅的な意味とは反対の包含的な意味で、つまり、「含むがそれのみに限定されない」という意味で解釈されたい。

本発明を例示的に、また実現可能なその実施形態に関して説明してきたが、本発明の範囲から逸脱することなく本発明に改変または改善を加えることができることを理解されたい。さらに、本発明の、既知の等価物を有する特定の構成要素または完全体が言及されている場合、そのような等価物は、あたかも個々に記述されたものとして本明細書に組み込まれる。

本明細書全体を通して従来技術についてのいかなる論議も、そのような従来技術が広く知られている、あるいは当分野において共通の一般的な知識の一部をなすと認めるものとは決して考えられるべきではない。

Claims (26)

1. 電圧源に結合するための入力手段と、
   前記電圧源の電圧に直接的または間接的に少なくとも一部基づいた出力信号を生成する処理手段と、
   出力手段と、
   前記出力手段に前記出力信号を選択的に供給するように前記出力手段に前記処理手段を選択的に結合するスイッチング手段とを含む、ピックアップ・コントローラ用の回路。
2. 前記出力信号が電流の形である、請求項１に記載の回路。
3. 前記処理手段が、前記電圧源からの電圧を電流に変換するように構成される、請求項２に記載の回路。
4. 前記処理手段が、前記電流出力を整流する手段を含む、請求項１から３のいずれか一項に記載の回路。
5. 請求項１から４のいずれか一項に記載の回路を複数含むピックアップ・コントローラ。
6. 前記回路が前記電圧源および／または前記出力手段に並列に接続される、請求項５に記載のピックアップ・コントローラ。
7. 各回路の前記スイッチング手段が、任意の数の前記スイッチング手段を任意の時点でスイッチ・オンまたはスイッチ・オフできるように独立して駆動できる、請求項６に記載のピックアップ・コントローラ。
8. 前記コントローラが、前記コントローラの出力電圧を制御するのに前記複数の回路の各スイッチング手段を制御するように構成される、請求項７に記載のピックアップ・コントローラ。
9. 前記コントローラが、前記出力電圧を所定の値に、またはそれにほぼ等しく維持するように前記複数の回路の各スイッチング手段を制御するように構成され、それによって、前記コントローラに付随するピックアップに加わる外部負荷が変動するときに、前記出力電圧をほぼ一定に維持することができる、請求項８に記載のピックアップ・コントローラ。
10. 前記コントローラが前記出力電圧を測定するように、または前記出力電圧の目安を受け取るように構成され、それによって、スイッチ・オンされるスイッチング手段の数が、前記出力電圧と前記所定の値との間の誤差に比例する、請求項９に記載のピックアップ・コントローラ。
11. 前記コントローラが順次スイッチング方式を用いるように構成され、それによって、前記複数の回路に対する熱負荷が均一になる、請求項７から１０のいずれか一項に記載のピックアップ・コントローラ。
12. 前記コントローラが、前記負荷を冗長回路の間で循環させるように構成される、請求項７から１１のいずれか一項に記載のピックアップ・コントローラ。
13. 前記コントローラが、前記スイッチング手段の駆動を単相主電源入力のゼロ電圧交差と同期させるように構成される、請求項７から１２のいずれか一項に記載のピックアップ・コントローラ。
14. 前記コントローラが、所望の力率を維持するために、各回路から引き出される電流に重み付けするように構成される、請求項７から１３のいずれか一項に記載のピックアップ・コントローラ。
15. 前記コントローラが、各回路から引き出される電流に主電源周波数でサイン重み付けするように構成される、請求項１４に記載のピックアップ・コントローラ。
16. 前記コントローラが、高調波を低減させながら所望の基本波形を生成するように回路のスイッチをオンおよび／またはオフする構成にされる、請求項７から１５のいずれか一項に記載のピックアップ・コントローラ。
17. 請求項７から１６のいずれか一項に記載のコントローラを含むＩＰＴピックアップ。
18. 請求項１７に記載のＩＰＴピックアップを含むＩＰＴシステム。
19. 誘導電力伝送によって生成される入力電圧に直接的または間接的に少なくとも一部基づいた出力信号を生成するステップと、
    前記出力信号を出力手段に選択的に結合するステップとを含む、ピックアップを制御する方法。
20. 前記出力信号が電流の形である、請求項１９に記載のピックアップを制御する方法。
21. 前記出力信号が複数の構成部分を含み、各部分が前記入力電圧に基づいており前記出力手段に結合可能である、請求項１９または請求項２０に記載のピックアップを制御する方法。
22. 前記方法が、前記出力手段に任意の数の前記複数の構成部分を選択的に結合するステップを含む、請求項２１に記載のピックアップを制御する方法。
23. 添付の図面の図４〜１１および図１３〜１７に示した実施形態のいずれか１つに関連して明細書に実質的に記載されたピックアップ・コントローラ用の回路。
24. 添付の図面の図４〜１１および図１３〜１７に示した実施形態のいずれか１つに関連して明細書に実質的に記載されたピックアップ・コントローラ。
25. 添付の図面の図４〜１１および図１３〜１７に示した実施形態のいずれか１つに関連して明細書に実質的に記載されたＩＰＴピックアップ。
26. 添付の図面の図４〜１１および図１３〜１７に示した実施形態のいずれか１つに関連して明細書に実質的に記載されたＩＰＴシステム。

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