JP2011244662A - Switching power supply - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、スイッチング電源装置に係り、特に軽負荷時において高周波化に対応可能なゼロクロススイッチングを行うことのできるスイッチング電源装置に関する。 The present invention relates to a switching power supply device, and more particularly to a switching power supply device capable of performing zero-cross switching that can cope with high frequency at light loads.
従来のスイッチング電源装置などでは、スイッチング損失を低減させるために、電圧がゼロの時点でスイッチングを行う(ゼロボルトスイッチング(ZVS))、あるいは電流がゼロの時点でスイッチングを行う(ゼロカレントスイッチングZCS)ようにしたゼロクロススイッチング方式を採用しているものがある。
例えば、特開2007−68269号公報(特許文献1、以下従来技術という)にみられるように、出力電圧が形成される電流平滑用のインダクタL1の出力側と接地電位との間にコンデンサC0を設け、ハイサイドスイッチQ1とローサイドスイッチQ2の接続点に上記インダクタL1の入力側を接続し、負荷回路が軽負荷状態にあるとき、ローサイドスイッチQ2がオフされたときに上記インダクタL1の入力側の電圧が入力電圧Vinに相当する電圧に達したこと(換言すればハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間電圧がゼロボルトに達したこと)を検出して上記ハイサイドスイッチQ1をオンするようにしている。これにより従来技術に記載された発明では軽負荷時におけるゼロボルトスイッチング(ZVS)を達成している。
In a conventional switching power supply device, in order to reduce switching loss, switching is performed when the voltage is zero (zero volt switching (ZVS)) or switching is performed when the current is zero (zero current switching ZCS). Some have adopted the zero-cross switching method.
For example, as seen in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2007-68269 (
上記従来技術に記載されたゼロボルトスイッチング(ZVS)は、上記インダクタL1と、コンデンサC0、ハイサイドスイッチQ1の寄生容量、あるいはローサイドスイッチQ2の寄生容量との自由振動の電圧を利用してゼロボルトスイッチング(ZVS)動作させている。このインダクタL1は出力電圧を平滑するために設けられているので比較的大きなインダクタンス値を有している。したがって、インダクタL1の入力側の電圧変化の傾斜が緩いため、ハイサイドスイッチQ1のゼロボルトスイッチング(ZVS)までの時間が長くなり、高周波化には適さない。また、自由振動によるインダクタL1の入力側電圧が入力電圧Vinまで達したことを検出してからハイサイドスイッチQ1をオンしなければならず、タイミング制御回路が複雑になるという問題があった。
本発明の目的は、上記問題点に鑑み、従来技術の問題を解決し、複雑なタイミング制御回路を必要とせず、高周波化にも対応したゼロボルトスイッチング(ZVS)を実現したスイッチング電源装置を提供することにある。
The zero volt switching (ZVS) described in the above prior art uses zero volt switching (ZV) by utilizing the voltage of free oscillation between the inductor L1 and the parasitic capacitance of the capacitor C0 and the high side switch Q1 or the parasitic capacitance of the low side switch Q2. ZVS) is operating. Since this inductor L1 is provided to smooth the output voltage, it has a relatively large inductance value. Therefore, since the slope of the voltage change on the input side of the inductor L1 is gentle, the time to zero volt switching (ZVS) of the high side switch Q1 becomes long, which is not suitable for high frequency. Further, the high side switch Q1 must be turned on after detecting that the input side voltage of the inductor L1 due to free vibration has reached the input voltage Vin, and there is a problem that the timing control circuit becomes complicated.
In view of the above problems, an object of the present invention is to provide a switching power supply device that solves the problems of the prior art and realizes zero volt switching (ZVS) that does not require a complicated timing control circuit and also supports high frequency. There is.
本発明のスイッチング電源装置は、入力電源と接地点間に直列接続された第1スイッチ及び第2スイッチと、前記入力電源と接地点間に接続されたレギュレータと、前記第1スイッチ及び前記第2スイッチの接続点に一方の端子が接続された第1インダクタと、一方の端子が前記第1インダクタの他方の端子に接続され、他方の端子は、負荷と第2コンデンサが並列接続された一方の端子に接続される第2インダクタと、前記負荷と、前記第2コンデンサが並列接続された他方の端子は、接地点に接続され、カソード端子が前記第1インダクタの他方の端子と前記第2インダクタの一方の端子の接続点に接続され、アノード端子が前記接地点に接続された第1ダイオードと、前記レギュレータの出力と前記第1インダクタの他方の端子間に接続された第1コンデンサと、を備え、前記第1インダクタのインダクタンスを前記第2インダクタのインダクタンスより小さな値としたことを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記第1スイッチをオンさせる前に前記第2インダクタの電流が不連続状態となる軽負荷状態において、前記不連続状態が開始される時点と前記第1スイッチをオンさせる時点の間に前記第2スイッチを所定時間だけオンさせる制御手段を備えたことを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記制御手段が、前記第1スイッチをオンさせる前に前記第2インダクタの電流が不連続状態とならない負荷状態においては、前記第2スイッチをオン動作させないようにすることを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記第1インダクタが、前記第2スイッチが所定時間オンした後オフしたとき前記第1スイッチをオンするまでに、前記第1スイッチのドレイン・ソース間の存在する浮遊容量の電荷を放電しドレイン・ソース間電圧が略0Vになるインダクタンス値に設定されていることを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記第1コンデンサが、前記レギュレータの出力から第2ダイオードを介して一方の端子が接続され、他方の端子は前記第1インダクタの他方の端子と第2インダクタの一方の端子の接続点に接続されたブートストラップコンデンサであることを特徴とする。
The switching power supply device of the present invention includes a first switch and a second switch connected in series between an input power supply and a ground point, a regulator connected between the input power supply and the ground point, the first switch and the second switch. A first inductor having one terminal connected to a connection point of the switch, one terminal connected to the other terminal of the first inductor, and the other terminal being one of a load and a second capacitor connected in parallel A second inductor connected to a terminal, the load, and the other terminal to which the second capacitor is connected in parallel are connected to a ground point, and a cathode terminal is connected to the other terminal of the first inductor and the second inductor. A first diode having an anode terminal connected to the ground point, and an output between the regulator and the other terminal of the first inductor. Comprising a first capacitor, and characterized in that the inductance of the first inductor and a smaller value than the inductance of the second inductor.
Further, the switching power supply device according to the present invention includes a time point at which the discontinuous state is started and the first switch in a light load state in which the current of the second inductor is in a discontinuous state before the first switch is turned on. Control means for turning on the second switch for a predetermined time during a time point when turning on is provided.
In the switching power supply device of the present invention, the control means does not turn on the second switch in a load state where the current of the second inductor does not become discontinuous before turning on the first switch. It is characterized by.
In the switching power supply device according to the present invention, the first inductor may exist between the drain and the source of the first switch before the first switch is turned on when the second switch is turned on after the second switch is turned on for a predetermined time. The stray capacitance is discharged, and the drain-source voltage is set to an inductance value of approximately 0V.
In the switching power supply of the present invention, the first capacitor is connected to one terminal from the output of the regulator via a second diode, and the other terminal is connected to the other terminal of the first inductor and the second inductor. A bootstrap capacitor connected to a connection point of one of the terminals.
本発明によれば、複雑なタイミング制御回路を必要とせず、高周波化にも対応したゼロボルトスイッチング(ZVS)を実現したスイッチング電源装置を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a switching power supply device that does not require a complicated timing control circuit and realizes zero volt switching (ZVS) corresponding to high frequency.
次に、本発明の実施形態を、図面を参照して具体的に説明する。 Next, embodiments of the present invention will be specifically described with reference to the drawings.
図1に、本発明による実施形態のスイッチング電源装置1の回路構成を示す。このスイッチング電源装置1は、入力電源Vin(Vinは、入力電源Vinの電圧に注目しているときは入力電圧Vinと記載することにする)とGND間に直列に接続されたハイサイドスイッチQ1とローサイドスイッチQ2を備え、ハイサイドスイッチQ1とローサイドスイッチQ2の接続点からインダクタL0及び電流平滑用のインダクタL1を介して負荷回路3に直流電力を供給するようになっている。また、インダクタL1とインダクタL0の接続点にコンデンサC1とダイオードFDが接続され、インダクタL1の出力側には電圧平滑用のコンデンサC2が接続されている。また、ハイサイドスイッチQ1とローサイドスイッチQ2は制御回路2によりゲート信号が制御され、負荷回路3の電圧が一定になるようにスイッチングされる。なお、インダクタL0は、インダクタL1よりも十分小さなインダクタンス値に設定され、インダクタンスL0の巻線間容量などによる影響がないような値とする。これに対しインダクタL1は電流平滑用として利用するためインダクタンス値は大きく、巻数は多い。したがって、インダクタL1の巻線間の浮遊容量は比較的大きくなる。また、コンデンサC1はゲートドライブ回路5の電源を作るブートストラップ回路用コンデンサを利用している。
FIG. 1 shows a circuit configuration of a switching
スイッチング電源装置1の回路構成を更に詳述する。入力電圧VinはGNDを基準電位0Vとした直流電源の電圧であり、図示しない交流電源から整流して得た直流電源の電圧、あるいはバッテリーなどの直流電源の電圧を示している。入力電源VinとGND間にはハイサイドスイッチQ1とローサイドスイッチQ2が直列接続されており、ハイサイドスイッチQ1のドレイン端子が入力電源Vinに接続され、ハイサイドスイッチQ1のソース端子がローサイドスイッチQ2のドレイン端子に接続され、ローサイドスイッチQ2のソース端子はGNDに接続されている。
The circuit configuration of the switching
これらハイサイドスイッチQ1のソース端子とローサイドスイッチQ2のドレイン端子の接続点は、インダクタL0の一方の端子に接続され、L0の他方の端子はインダクタL1の一方の端子に接続されている。また、L0の他方の端子とインダクタL1の一方の端子の接続点にはダイオードFDのカソード端子及びコンデンサC1の一方の端子も接続されている。インダクタL1の他方の端子には負荷回路3の一方の端子が接続され、また、コンデンサC2の一方の端子と抵抗R1の一方の端子にも接続されている。 A connection point between the source terminal of the high-side switch Q1 and the drain terminal of the low-side switch Q2 is connected to one terminal of the inductor L0, and the other terminal of L0 is connected to one terminal of the inductor L1. The cathode terminal of the diode FD and one terminal of the capacitor C1 are also connected to the connection point between the other terminal of L0 and one terminal of the inductor L1. One terminal of the load circuit 3 is connected to the other terminal of the inductor L1, and is also connected to one terminal of the capacitor C2 and one terminal of the resistor R1.
ダイオードFDのアノード端子、コンデンサC2の他方の端子、負荷回路3の他方の端子はGNDに接続されている。また、抵抗R1の他方の端子は抵抗R2の一方の端子に接続され、抵抗R2の他方の端子はGNDに接続されている。なお、DQ1として示したダイオードはハイサイドスイッチQ1に内蔵された内蔵ダイオード(寄生ダイオード)であり、DQ2として示したダイオードはローサイドスイッチQ2に内蔵された内蔵ダイオード(寄生ダイオード)である。 The anode terminal of the diode FD, the other terminal of the capacitor C2, and the other terminal of the load circuit 3 are connected to GND. The other terminal of the resistor R1 is connected to one terminal of the resistor R2, and the other terminal of the resistor R2 is connected to GND. A diode indicated as DQ1 is a built-in diode (parasitic diode) built in the high-side switch Q1, and a diode shown as DQ2 is a built-in diode (parasitic diode) built in the low-side switch Q2.
制御回路2は、ゲート信号制御回路4、ゲートドライバー回路5、増幅/比較回路6、レギュレータ7、ダイオードD1を備えている。レギュレータ7は三端子レギュレータとすることができ、レギュレータ7は入力電源VinとGND間に電源が接続され、出力端子がダイオードD1のアノード端子に接続されている。また、制御回路2には入力電源Vinをゲート信号制御回路4とレギュレータ7に入力するための端子TM1、レギュレータ7の電圧をダイオードD1を介してコンデンサC1の他方の端子に出力するための端子TM2、ゲートドライバー回路5からハイサイドスイッチQ1のゲート信号を出力するための端子TM3、ハイサイドスイッチQ1とローサイドスイッチQ2との接続点の電圧を入力するための端子TM4、ゲートドライバー回路5からローサイドスイッチQ2のゲート信号を出力するための端子TM5、抵抗R1と抵抗R2との接続点の電圧を増幅/比較回路6に入力するための端子TM6が備わっている。
The control circuit 2 includes a gate
ゲート信号制御回路4には入力電源Vinが接続され直流電力が供給されている。また、ゲート信号制御回路4には増幅/比較回路6からの信号が入力されており、増幅/比較回路6からの信号を基にスイッチング電源装置1の出力電圧が目標の電圧になるように、ハイサイドスイッチQ1とローサイドスイッチQ2をオン/オフするゲート信号を生成する。そして生成されたゲート信号はゲートドライバー回路5に出力される。ゲートドライバー回路5は、ゲート信号制御回路4及びハイサイドスイッチQ1とローサイドスイッチQ2との接続点の電圧を入力してゲート信号をハイサイドスイッチQ1とローサイドスイッチQ2に出力する。また、ゲートドライバー回路5にはダイオードD1を介してレギュレータ7の直流電圧出力端子が接続されており、レギュレータ7から直流電力が供給され、ゲート信号はこの直流電力によりパワー増幅される。増幅/比較回路6は、抵抗R1と抵抗R2との接続点の電圧、すなわちスイッチング電源装置1の出力電圧を分圧した電圧を入力して増幅し、スイッチング電源装置1の出力電圧の目標電圧に対応する基準電圧(不図示)と比較してその差分をゲート信号制御回路4に出力する。
The gate
上記のように構成されたスイッチング電源装置1の、負荷回路3が軽負荷状態における、ゼロボルトスイッチング(ZVS)動作について次に説明する。
Next, a zero volt switching (ZVS) operation of the switching
図2は、スイッチング電源装置1が軽負荷時にゼロボルトスイッチング(ZVS)しているときの各部動作波形を示している。図2の各波形は、上から、ハイサイドスイッチQ1のゲート信号波形VgsH、ローサイドスイッチQ2のゲート信号波形VgsL、ハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間電圧波形Q1(Vds)、ローサイドスイッチQ2のドレイン・ソース間電圧波形Q2(Vds)、ハイサイドスイッチQ1に流れる電流波形IQ1(内蔵ダイオードに流れる負電流を含む)、ローサイドスイッチQ2に流れる電流波形IQ2(内蔵ダイオードに流れる負電流を含む)、ダイオードFDに流れる電流波形IFD、インダクタL1に流れる電流波形ILを示している。また、図2の最下段に各波形のタイミングを示す時刻t1〜t7、及びそれら時刻間の期間T1〜T5を示している。
FIG. 2 shows an operation waveform of each part when the switching
各期間T1〜T5の動作を説明するため、各期間T1〜T5の動作を図3〜図7のように分解して示した。図3〜図7の各図において(a)は図1の回路構成から動作説明に必要な要素のみを取り出して示している。また(b)には、注目している期間がT1〜T5のいずれであるか分かるように示している。(b)の波形は、図2からハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間電圧波形Q1(Vds)、ローサイドスイッチQ2のドレイン・ソース間電圧波形Q2(Vds)、インダクタL1に流れる電流波形ILを抜き出して示しているが、図2と対応させることにより、その他の波形との関係もわかる。 In order to explain the operation in each period T1 to T5, the operation in each period T1 to T5 is shown in an exploded manner as shown in FIGS. In each of FIGS. 3 to 7, (a) shows only the elements necessary for explaining the operation from the circuit configuration of FIG. Also, (b) shows that the period of interest is any of T1 to T5. The waveform of (b) is obtained by extracting the drain-source voltage waveform Q1 (Vds) of the high-side switch Q1, the drain-source voltage waveform Q2 (Vds) of the low-side switch Q2, and the current waveform IL flowing through the inductor L1 from FIG. As shown in FIG. 2, the relationship with other waveforms can be understood by corresponding to FIG.
まず、図3を参照して、期間T1の動作について説明する。期間T1ではハイサイドスイッチQ1がオンしており、ローサイドスイッチQ2はオフしている。この期間T1は、ハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間電圧が略0Vのオン電圧となりローサイドスイッチQ2のドレイン・ソース間電圧は略入力電圧Vinとなっている。入力電圧VinがインダクタL0、L1を介して負荷回路3に印加されるので、入力電源Vinから負荷回路3にインダクタL0、L1を介して電流i1が流れる。したがって、インダクタL1に流れる電流IL=i1は次第に増加していく。 First, the operation in the period T1 will be described with reference to FIG. In the period T1, the high side switch Q1 is on and the low side switch Q2 is off. During this period T1, the drain-source voltage of the high-side switch Q1 is an on-voltage of approximately 0V, and the drain-source voltage of the low-side switch Q2 is approximately the input voltage Vin. Since the input voltage Vin is applied to the load circuit 3 via the inductors L0 and L1, a current i1 flows from the input power source Vin to the load circuit 3 via the inductors L0 and L1. Therefore, the current IL = i1 flowing through the inductor L1 gradually increases.
次に、図4を参照して、期間T2の動作について説明する。期間T2ではハイサイドスイッチQ1がオフしており、ローサイドスイッチQ2もオフしている。この期間T2はインダクタL0、L1の自己誘導起電力により電流i2、i3が流れる。電流i2はダイオードFDを介して流れ、電流i3はローサイドスイッチQ2の内蔵ダイオードDQ2を介して流れる。これらの電流は次第に減衰し、時刻t3で0Aとなる。この期間T2ではダイオードFDや内蔵ダイオードDQ2に電流が流れるのでローサイドスイッチQ2のドレイン・ソース間電圧は略0Vとなり、ハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間電圧は略入力電圧Vinとなっている。 Next, the operation in the period T2 will be described with reference to FIG. In the period T2, the high side switch Q1 is off and the low side switch Q2 is also off. During this period T2, currents i2 and i3 flow due to the self-induced electromotive force of the inductors L0 and L1. The current i2 flows through the diode FD, and the current i3 flows through the built-in diode DQ2 of the low side switch Q2. These currents gradually decay and reach 0A at time t3. In this period T2, since a current flows through the diode FD and the built-in diode DQ2, the drain-source voltage of the low-side switch Q2 is approximately 0 V, and the drain-source voltage of the high-side switch Q1 is approximately the input voltage Vin.
次に、図5を参照して、期間T3の動作について説明する。期間T3ではハイサイドスイッチQ1はオフしており、ローサイドスイッチQ2もオフしている。負荷回路が軽負荷状態のときは、インダクタL1の電流が図5の時刻t3以降に示した期間で電流の向きが反転する状態が生じる。この場合、ダイオードFDの浮遊容量、ローサイドスイッチQ2のドレイン・ソース間に存在する浮遊容量、インダクタL1の巻線に存在する浮遊容量などとインダクタL1のインダクタンスとが自由振動状態となる。ハイサイドスイッチQ1とローサイドスイッチQ2の浮遊容量(点線により図示)はこの自由振動電流i5により充放電して、図5(b)に示したようにドレイン・ソース間電圧Q1(Vds)及びQ2(Vds)が変化する。すなわち、ハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間電圧は入力電圧Vinから0Vに向かって減少し、ローサイドスイッチQ2のドレイン・ソース間電圧は0Vから入力電圧Vinに向かって増加する。 Next, the operation in the period T3 will be described with reference to FIG. In the period T3, the high side switch Q1 is off and the low side switch Q2 is also off. When the load circuit is in a light load state, a state occurs in which the current direction of the inductor L1 is reversed in a period indicated after time t3 in FIG. In this case, the stray capacitance of the diode FD, the stray capacitance existing between the drain and source of the low-side switch Q2, the stray capacitance existing in the winding of the inductor L1, and the inductance of the inductor L1 are in a free vibration state. The stray capacitances (illustrated by dotted lines) of the high-side switch Q1 and the low-side switch Q2 are charged and discharged by this free oscillation current i5, and as shown in FIG. 5B, the drain-source voltages Q1 (Vds) and Q2 ( Vds) changes. That is, the drain-source voltage of the high-side switch Q1 decreases from the input voltage Vin toward 0 V, and the drain-source voltage of the low-side switch Q2 increases from 0 V toward the input voltage Vin.
次に、図6を参照して、期間T4の動作について説明する。期間T4ではハイサイドスイッチQ1はオフしており、ローサイドスイッチQ2はオンしている。ローサイドスイッチQ2がオンすることによりインダクタL1から電流i6が流れる。 Next, the operation in the period T4 will be described with reference to FIG. In the period T4, the high side switch Q1 is off and the low side switch Q2 is on. When the low side switch Q2 is turned on, a current i6 flows from the inductor L1.
また、時刻t4においてローサイドスイッチQ2がオンされると、ローサイドスイッチQ2のドレイン・ソース間電圧は略0Vとなり、入力電圧Vin→レギュレータ7→コンデンサC1→インダクタL0→ローサイドスイッチQ2→GNDの経路に電流i7が流れる。すなわち、ブートストラップ回路はゲートドライバー回路5に電力を供給しているので、期間T4時点でコンデンサC1は満充電の電圧より低下しており、ローサイドスイッチQ2がオンされると満充電時の電圧との差電圧によりインダクタL0に電圧が印加され、これにより電流i7が流れる。
When the low-side switch Q2 is turned on at time t4, the drain-source voltage of the low-side switch Q2 becomes substantially 0 V, and the current flows through the path of the input voltage
ここで、インダクタL0のインダクタンス値をインダクタL1のインダクタンス値に比べ十分小さな値に調整することにより、インダクタL0による自由振動の周期をインダクタL1による自由振動の周期より充分短くできる。すなわち、インダクタL1からローサイドスイッチQ2に流れる電流i6は緩い傾斜の自由振動の周期により変化するが、コンデンサC1からインダクタL0を介してローサイドスイッチQ2に流れる電流i7は、インダクタL0のインダクタンス値をインダクタL1より小さくなるように調整することにより急速に変化させることができる。これにより電流i7を大きな値まで立ち上げることができ、次の期間T5において発生するインダクタL0の自己誘導起電力を大きくできる。 Here, by adjusting the inductance value of the inductor L0 to a value sufficiently smaller than the inductance value of the inductor L1, the period of free vibration by the inductor L0 can be made sufficiently shorter than the period of free vibration by the inductor L1. That is, the current i6 flowing from the inductor L1 to the low-side switch Q2 changes according to the period of the gentle vibration with a gentle slope, but the current i7 flowing from the capacitor C1 through the inductor L0 to the low-side switch Q2 changes the inductance value of the inductor L0 to the inductor L1. It can be changed rapidly by adjusting it to be smaller. As a result, the current i7 can be raised to a large value, and the self-induced electromotive force of the inductor L0 generated in the next period T5 can be increased.
次に、図7を参照して、期間T5の動作について説明する。期間T5ではハイサイドスイッチQ1はオフしており、ローサイドスイッチQ2もオフしている。但し、ハイサイドスイッチQ1については、時刻t6においてオンし、このときのスイッチングを確実にゼロボルトスイッチング(ZVS)とすることができる。これを以下説明する。 Next, the operation in the period T5 will be described with reference to FIG. In the period T5, the high side switch Q1 is off and the low side switch Q2 is also off. However, the high-side switch Q1 is turned on at time t6, and the switching at this time can be reliably set to zero volt switching (ZVS). This will be described below.
期間T5の開始点の時刻t5においてローサイドスイッチQ2がオフすると、今までインダクタL0からローサイドスイッチQ2に流れていた電流はインダクタL0の自己誘導起電力によりローサイドスイッチQ2のドレイン・ソース間に存在する浮遊容量を急速に充電し0Vから略入力電圧Vinまで立ち上げる。これと同時にハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間に存在する浮遊容量はインダクタL0の自己誘導起電力により急速に放電し入力電圧Vinから負電圧であって略0Vまで立ち下がり、ハイサイドスイッチQ1の内蔵ダイオードに電流が流れるようになる。このとき、ハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間電圧は負電圧であって略0Vの電圧となり、ローサイドスイッチQ2のドレイン・ソース間電圧は略入力電圧Vinであるが、ハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間電圧が略0Vの負電圧となった分だけ高い電圧となる。 When the low-side switch Q2 is turned off at time t5, which is the start point of the period T5, the current that has been flowing from the inductor L0 to the low-side switch Q2 so far is floating between the drain and source of the low-side switch Q2 due to the self-induced electromotive force of the inductor L0. The capacitor is rapidly charged and raised from 0V to approximately the input voltage Vin. At the same time, the stray capacitance existing between the drain and source of the high-side switch Q1 is rapidly discharged by the self-induced electromotive force of the inductor L0 and falls from the input voltage Vin to a negative voltage of about 0 V, and the high-side switch Q1 Current flows through the built-in diode. At this time, the drain-source voltage of the high-side switch Q1 is a negative voltage of approximately 0 V, and the drain-source voltage of the low-side switch Q2 is approximately the input voltage Vin. The source voltage becomes higher by the amount corresponding to the negative voltage of about 0V.
ハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間電圧が略0Vになると、入力電圧VinがインダクタL0、L1を介してコンデンサC2に接続されるので、インダクタL0、L1を介してコンデンサC2から入力電源Vinに流れる電流i8は、電流の向きを変えて次第に変化し増加していく。ここで、電流i8がコンデンサC2から入力電源Vin側の向きに流れる電流であるとき、ローサイドスイッチング素子Q2をオフすることで、この電流がハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間電圧を入力電圧Vinから0Vに向けて変化させる効果がある。しかし、インダクタL1による自由振動であるため変化は従来技術と同じで緩慢である。 When the drain-source voltage of the high-side switch Q1 becomes approximately 0V, the input voltage Vin is connected to the capacitor C2 via the inductors L0 and L1, and therefore flows from the capacitor C2 to the input power source Vin via the inductors L0 and L1. The current i8 gradually changes and increases as the direction of the current is changed. Here, when the current i8 is a current flowing from the capacitor C2 toward the input power source Vin, the low-side switching element Q2 is turned off, so that this current causes the drain-source voltage of the high-side switch Q1 from the input voltage Vin. There is an effect of changing toward 0V. However, since the free vibration is caused by the inductor L1, the change is the same as in the prior art and slow.
これに対し電流i9は、インダクタL1の巻線間浮遊容量を通して流れるインダクタL0による自由振動である。インダクタL1にはインダクタンス分に等価的に並列に分布する比較的大きな巻線間浮遊容量(図7(a)に点線で示すインダクタL1に並列接続されたコンデンサ)が存在するので、電流i9は、インダクタL1のインダクタンス分ではなくこの浮遊容量を通して流れることができる。したがって、インダクタL0による自由振動は、インダクタL1のインダクタンス分が関与しないので従来技術のインダクタL1のみによる自由振動に較べ急速に変化する(インダクタL0のインダクタンス値はインダクタL1のインダクタンス値に較べ充分小さく選定している)。したがって、ハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間電圧に存在する浮遊容量の電荷を急速に放電することができ、期間T5の終点の時刻t6においてハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間電圧Vdsを確実に略0Vとすることができる。したがって、時刻t6でハイサイドスイッチQ1をオンするゲート信号を供給すると、ハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間電圧が略0Vのタイミングでオンさせることができる。すなわち、ゼロボルトスイッチング(ZVS)が確実に達成できる。 On the other hand, the current i9 is free vibration caused by the inductor L0 flowing through the inter-winding stray capacitance of the inductor L1. Since the inductor L1 has a relatively large inter-winding stray capacitance (capacitor connected in parallel to the inductor L1 indicated by a dotted line in FIG. 7A) that is distributed in parallel equivalently to the inductance, the current i9 is It can flow through this stray capacitance instead of the inductance of the inductor L1. Therefore, the free vibration caused by the inductor L0 changes more rapidly than the free vibration caused only by the inductor L1 of the prior art because the inductance of the inductor L1 is not involved (the inductance value of the inductor L0 is selected to be sufficiently smaller than the inductance value of the inductor L1). is doing). Therefore, the charge of the stray capacitance existing in the drain-source voltage of the high-side switch Q1 can be rapidly discharged, and the drain-source voltage Vds of the high-side switch Q1 is surely set at time t6 at the end of the period T5. It can be set to approximately 0V. Therefore, when a gate signal for turning on the high side switch Q1 is supplied at time t6, the drain-source voltage of the high side switch Q1 can be turned on at a timing of approximately 0V. That is, zero volt switching (ZVS) can be reliably achieved.
期間T5の動作を、時間軸を引き延ばした図8を参照して更に説明する。図8(a)に本発明のインダクタL0を設けた場合の、ハイサイドスイッチQ1のゲート信号VgsH、ハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間電圧波形、図8(b)に従来技術のインダクタL0を設けない場合の、ハイサイドスイッチQ1のゲート信号VgsH、ハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間電圧波形Q1(Vds)を対比して示している。本発明では、時刻t5において、ローサイドスイッチQ2がオフするとハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間電圧は急速に下降し、A点で0Vに達し、その後の時刻t6時点では内蔵ダイオードDQ1に電流が流れて内蔵ダイオードDQ1のオン電圧で決まる若干の負電圧状態となっている。このように略0V状態になった時刻t6においてハイサイドスイッチQ1がオンされるとハイサイドスイッチQ1はドレイン・ソース間電圧が略0Vでオンされる(ゼロボルトスイッチング(ZVS)が実現される)。 The operation in the period T5 will be further described with reference to FIG. 8 in which the time axis is extended. FIG. 8A shows the gate signal VgsH of the high-side switch Q1, the drain-source voltage waveform of the high-side switch Q1 when the inductor L0 of the present invention is provided, and FIG. When not provided, the gate signal VgsH of the high-side switch Q1 and the drain-source voltage waveform Q1 (Vds) of the high-side switch Q1 are shown in comparison. In the present invention, when the low-side switch Q2 is turned off at the time t5, the drain-source voltage of the high-side switch Q1 rapidly decreases and reaches 0V at the point A, and then the current flows through the built-in diode DQ1 at the time t6. Thus, a slight negative voltage state determined by the ON voltage of the built-in diode DQ1 is obtained. When the high-side switch Q1 is turned on at time t6 when the state becomes substantially 0V in this way, the high-side switch Q1 is turned on when the drain-source voltage is substantially 0V (zero volt switching (ZVS) is realized).
ハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間電圧は、ハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間に存在する浮遊容量の電圧によって決まる。このハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間に存在する浮遊容量は、インダクタL0及びインダクタL1との自由振動周期で放電される。このとき本発明ではインダクタL1とハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間に存在する浮遊容量との自由振動の他に、インダクタL0とハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間に存在する浮遊容量との自由振動がある。インダクタL0をインダクタL1より小さなインダクタンスとすることにより、インダクタL0とハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間に存在する浮遊容量との自由振動の振動周期を、インダクタL1とハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間に存在する浮遊容量との自由振動の振動周期より短くすることができる。したがって、ハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間電圧が略0Vまで下降する時間を短くすることができるのである。 The drain-source voltage of the high side switch Q1 is determined by the voltage of the stray capacitance existing between the drain and source of the high side switch Q1. The stray capacitance that exists between the drain and source of the high-side switch Q1 is discharged in a free oscillation cycle with the inductor L0 and the inductor L1. At this time, in the present invention, in addition to the free oscillation between the inductor L1 and the stray capacitance existing between the drain and the source of the high-side switch Q1, the free vibration between the inductor L0 and the stray capacitance existing between the drain and the source of the high-side switch Q1. There is vibration. By making the inductor L0 an inductance smaller than the inductor L1, the oscillation period of free vibration between the inductor L0 and the stray capacitance existing between the drain and source of the high-side switch Q1 is set to the drain-source of the inductor L1 and the high-side switch Q1. It can be made shorter than the vibration period of free vibration with the stray capacitance existing between them. Therefore, the time during which the drain-source voltage of the high side switch Q1 drops to approximately 0V can be shortened.
これに対し図8(b)に示した従来技術では、時刻t5において、ローサイドスイッチQ2がオフするとハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間電圧は下降するが、インダクタL1とハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間に存在する浮遊容量との自由振動のみなので、本発明に比べハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間電圧の変化が緩慢であり、時刻t6におけるB点で示した時点においてまだ0Vまで下がりきれていない。本発明と同じ時刻t6においてハイサイドスイッチQ1がオンされると、ハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間電圧が高い状態でオンされることになり、大きなスイッチングロスが生じることになる。 On the other hand, in the prior art shown in FIG. 8B, when the low-side switch Q2 is turned off at time t5, the drain-source voltage of the high-side switch Q1 drops, but the inductor L1 and the drain-source voltage of the high-side switch Q1 are reduced. Since there is only free oscillation with the stray capacitance existing between the sources, the change in the drain-source voltage of the high-side switch Q1 is slow compared to the present invention, and it can still be reduced to 0V at the time indicated by point B at time t6. Not. When the high side switch Q1 is turned on at the same time t6 as in the present invention, the high side switch Q1 is turned on with a high drain-source voltage, resulting in a large switching loss.
以上説明した上記実施形態の説明は、負荷回路3が軽負荷状態で、インダクタL1に流れる電流が不連続状態のときの動作であり、例えば負荷回路3が定格負荷状態などでインダクタL1に流れる電流が連続状態になったときはローサイドスイッチQ2をオフさせた状態とする。インダクタL1に流れる電流が連続状態か不連続状態かは、ハイサイドスイッチQ1をオンさせる直前の端子TM4からゲートドライバ5に入力される期間T3の電圧により検知することができる。
The description of the above-described embodiment is an operation when the load circuit 3 is in a light load state and the current flowing through the inductor L1 is in a discontinuous state. For example, the current flowing through the inductor L1 when the load circuit 3 is in a rated load state or the like. Is in a continuous state, the low-side switch Q2 is turned off. Whether the current flowing through the inductor L1 is a continuous state or a discontinuous state can be detected by the voltage in the period T3 input to the
このように、本発明では従来技術に対しハイサイドスイッチQ1のドレイン・ソース間電圧を急速に0Vまで下降させることができる。したがってスイッチング周波数を高めることができ、高周波化に対応することができる。また、本発明ではハイサイドスイッチQ1をオンするタイミング(時刻t6)で確実に0Vとすることができるので、従来技術のように50nsなどの最大デッドタイムを設けてスイッチングが遅れないように制限をかける必要が無い。また、従来技術では、ハイサイドスイッチQ1をオンするタイミングで0Vにできない状態が生じ効率の改善で十分ではないが、本発明では確実に0Vとしてゼロボルトスイッチング(ZVS)動作させることができ、効率を向上させることができる。また、本発明ではハイサイドスイッチQ1をオンするタイミング(時刻t6)で確実に0Vとすることができるので、従来技術のように自由振動の電圧が入力電圧Vinまで達したことを検出してからハイサイドスイッチQ1をオンするような複雑なタイミング制御回路を必要としない。したがって本発明では簡単な回路構成とすることができる。また、インダクタL0が設けられたことにより、ハイサイドスイッチQ1がオンするときのダイオードFDのリカバリー電流がインダクタL0で制限され、小さくなる。したがって、ダイオードFDのリカバリー電流によるノイズが緩和されるという効果がある。 As described above, according to the present invention, the drain-source voltage of the high-side switch Q1 can be rapidly lowered to 0 V as compared with the prior art. Therefore, the switching frequency can be increased and it is possible to cope with higher frequencies. Further, in the present invention, since it can be surely set to 0 V at the timing of turning on the high-side switch Q1 (time t6), a maximum dead time such as 50 ns is provided as in the prior art so that switching is not delayed. There is no need to apply. Further, in the prior art, a state where the high side switch Q1 cannot be set to 0V occurs at the timing when the high side switch Q1 is turned on, and the improvement in efficiency is not sufficient. However, in the present invention, the zero volt switching (ZVS) operation can be surely performed with 0V. Can be improved. Further, in the present invention, since it can be surely set to 0 V at the timing (time t6) when the high side switch Q1 is turned on, after detecting that the voltage of free vibration has reached the input voltage Vin as in the prior art. A complicated timing control circuit for turning on the high-side switch Q1 is not required. Therefore, a simple circuit configuration can be achieved in the present invention. Further, since the inductor L0 is provided, the recovery current of the diode FD when the high-side switch Q1 is turned on is limited by the inductor L0 and becomes small. Therefore, there is an effect that noise due to the recovery current of the diode FD is reduced.
以上、具体的な実施例により本発明を説明したが、これは例示であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでもない。上記実施形態ではコンデンサC1としてブートストラップ回路のコンデンサを利用したが、これには限定されない。 Although the present invention has been described above by way of specific examples, it is needless to say that this is an exemplification, and modifications can be made without departing from the spirit of the present invention. In the above embodiment, the capacitor of the bootstrap circuit is used as the capacitor C1, but the present invention is not limited to this.
1・・・スイッチング電源装置
2・・・制御回路
3・・・負荷回路
4・・・ゲート信号制御回路
5・・・ゲートドライバー回路
6・・・増幅/比較回路
7・・・レギュレータ
Q1・・・ハイサイドスイッチ(第1スイッチ)
Q2・・・ローサイドスイッチ(第2スイッチ)
R1,R2・・・抵抗
D1、FD・・・ダイオード
DQ1、DQ2・・・内蔵ダイオード(寄生ダイオード)
C1、C2・・・コンデンサ
L0・・・インダクタ(第1インダクタ)
L1・・・インダクタ(第2インダクタ)
Vin・・・入力電源(入力電圧)
TM1〜TM6・・・端子
VgsH・・・ハイサイドスイッチQ1のゲート信号
VgsL・・・ローサイドスイッチQ2のゲート信号
DESCRIPTION OF
Q2 ... Low side switch (second switch)
R1, R2 ... resistors D1, FD ... diodes DQ1, DQ2 ... built-in diodes (parasitic diodes)
C1, C2 ... Capacitor L0 ... Inductor (first inductor)
L1 ... Inductor (second inductor)
Vin: Input power supply (input voltage)
TM1 to TM6... Terminal VgsH... Gate signal VgsL of high side switch Q1... Gate signal of low side switch Q2
Claims (5)
前記入力電源と接地点間に接続されたレギュレータと、
前記第1スイッチ及び前記第2スイッチの接続点に一方の端子が接続された第1インダクタと、
一方の端子が前記第1インダクタの他方の端子に接続され、他方の端子は、負荷と第2コンデンサが並列接続された一方の端子に接続される第2インダクタと、
前記負荷と、前記第2コンデンサが並列接続された他方の端子は、接地点に接続され、
カソード端子が前記第1インダクタの他方の端子と前記第2インダクタの一方の端子の接続点に接続され、アノード端子が前記接地点に接続された第1ダイオードと、
前記レギュレータの出力と前記第1インダクタの他方の端子間に接続された第1コンデンサと、
を備え、
前記第1インダクタのインダクタンスを前記第2インダクタのインダクタンスより小さな値としたことを特徴とするスイッチング電源装置。 A first switch and a second switch connected in series between an input power source and a ground point;
A regulator connected between the input power source and a ground point;
A first inductor having one terminal connected to a connection point of the first switch and the second switch;
One terminal is connected to the other terminal of the first inductor, and the other terminal is a second inductor connected to one terminal to which a load and a second capacitor are connected in parallel;
The other terminal to which the load and the second capacitor are connected in parallel is connected to a ground point,
A first diode having a cathode terminal connected to a connection point between the other terminal of the first inductor and one terminal of the second inductor, and an anode terminal connected to the ground point;
A first capacitor connected between the output of the regulator and the other terminal of the first inductor;
With
The switching power supply device characterized in that the inductance of the first inductor is set to a value smaller than the inductance of the second inductor.
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