JP2011196723A - 電流検出装置およびモータシステム - Google Patents

Abstract

【課題】モータ制御回路の基板サイズの増大を抑え、低コストで、広い電流範囲で精度良くモータ電流を検出し、また過電流検知を行なうことができる電流検出装置を得ること。
【解決手段】三相ブリッジドライバ回路２に接続し、モータ電流を検出する電流検出装置であって、直列に接続されるシャント抵抗５１−１〜５１−Ｎと、接続点５２−１〜５２−Ｎのうちの１つと回路ＧＮＤ４との電位差を検出して増幅した増幅信号とする電流増幅回路６１−１〜６１−Ｍと、増幅信号を電流値に変換するＡ／Ｄコンバータ７１−１〜７１−Ｍと、接続点５２−１〜５２−Ｎのうちの１つと回路ＧＮＤ４との電位差を検出し、その電位差と閾値に基づいて過電流を検知する過電流検知回路２１と、増幅信号に基づいてモータ電流の検出に用いる電流増幅回路６１−１〜６１−Ｍを選択するマイクロコンピュータ１１と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータ電流を検出する電流検出装置およびモータシステムに関する。

ブラシレスモータを制御するモータ制御回路（三相ブリッジドライバ回路）では、モータ電流の検出方法として、３個の下アームと回路ＧＮＤ（グランド）との間に、１個のシャント抵抗を接続し、シャント抵抗の両端の電位差を測定する方法が従来から用いられている。そして、モータ制御回路では、測定した電流値が目標の電流値に一致するようモータ電流の制御を行う。

また、モータ電流の検出精度を向上させた電流検出装置が、たとえば下記特許文献１に開示されている。下記特許文献１に記載の電流検出装置では、シャント抵抗の両端の電位差を互いに異なる増幅率を設定した複数の電流増幅回路で増幅し、最も電流検知精度が高くなる増幅信号をマイクロコンピュータに取込むことにより、精度良くモータ電流を検出している。

特開２００４−１１７０７０号公報

しかしながら、上記従来の技術によれば、異なる増幅率を設定した複数の電流増幅回路を用いて、モータ電流の大きさに応じて電流増幅回路を使い分けることにより、精度良くモータ電流の検出を行なっている。モータ電流が微小である場合に対応するためには、微小電流検出用の電流増幅回路の増幅率を大きな値に設定するか、またはシャント抵抗の抵抗値を大きくする必要がある。電流増幅回路の増幅率を大きくする場合、増幅率の設定によっては、高コストの高性能な信号増幅器を使用しなければならない、という問題があった。

次に、微小電流を精度良く検知する為の対策として、シャント抵抗の抵抗値を大きくした場合を説明する。シャント抵抗の消費電力は、流れる電流値の２乗と抵抗値との積で計算される。従って、電流検出精度を向上させる為にシャント抵抗の抵抗値を大きくする場合、シャント抵抗には大電流が流れることになり、シャント抵抗の消費電力が非常に高くなることが想定される。そのため、高コストの、サイズの大きな定格電力の高いシャント抵抗を使用しなければならない、という問題があった。

ところで、三相ブリッジドライバ回路における３個の下アームと回路ＧＮＤとの間に直列に接続されたシャント抵抗に発生する電位差（モータ電流がシャント抵抗を流れることによって生じる電圧降下）を検出して、その電位差が、設定されている電圧閾値（過電流レベルに対応する値）を超過しているか否かを判定する過電流検知回路が一般的に用いられている。この過電流検知回路は、モータ電流が過電流レベルを超過した場合に、モータやその制御回路の保護のための所定の動作（三相ブリッジドライバ回路を停止する等）を行なうために用いられる。このような過電流検知回路が内蔵された三相ブリッジドライバ回路は、さまざまなメーカによりパッケージ化された部品として販売されているが、標準品の場合には、過電流レベルに相当する電圧閾値は基本的には固定値であり変更できないことが多い。

一方、上述の三相ブリッジドライバ回路において、シャント抵抗の抵抗値を変更すれば、電圧閾値と同じ値の電圧降下に対応するモータ電流の値が変わる。したがって、シャント抵抗の抵抗値を変更すると、過電流の判定レベル（電流閾値）を変更する場合と同じことになる。

したがって、従来の過電流検知回路を用いて、モータ電流の過電流レベルを検出する場合、電流閾値に相当する電流が流れた場合に発生する電位差を過電流検知回路に設定された電圧閾値と一致させる必要がある。その為の方法としては、シャント抵抗の抵抗値を過電流検知回路に設定された電圧閾値に対応する値となるよう選定する方法、標準品でなく過電流検知の閾値を所望の値に設定した過電流検知回路内蔵の三相ブリッジドライバ回路をメーカに特注生産として作製依頼する方法、が考えられる。

シャント抵抗の抵抗値を選定する場合、抵抗値は過電流レベルと過電流検知回路に設定された電圧閾値とに基づいて一意に決定される。一方、このシャント抵抗は、上述のようにモータ電流の制御のためにモータ電流を検出する電流検出回路も用いる。したがって、過電流レベルと過電流検知回路に設定された電圧閾値とに基づいて決定したシャント抵抗の抵抗値が小さな値であった場合、同じ電流値に対する電圧降下量が小さくなるため分解能が悪くなり、電流検出回路が微小電流を精度良く検知することが困難になる。また、決定された抵抗値が大きな値であった場合には、上述したように高コストの、サイズの大きな定格電力の高いシャント抵抗を使用しなければならない。

一方、過電流検知のための電圧閾値を所望の値に設定した過電流検知回路内蔵の三相ブリッジドライバ回路を特注生産としてメーカに作製依頼する場合には、シャント抵抗の抵抗値に依存する上述の問題は発生しないが、標準品の三相ブリッジドライバ回路に比べて高コストになる、という問題がある。

また、別の対策として、過電流検知回路を内蔵していない三相ブリッジドライバ回路を使用し、過電流検知回路のみを別に設けることにより高コスト化を抑制する方法も考えられる。しかしこの場合、過電流検知回路内蔵の三相ブリッジドライバ回路に比べてプリント基板実装スペースを大きくとることが考えられる。その際、スペースに余裕が無い場合にはプリント基板サイズを拡大することとなり、高コスト化を招く可能性がある、という問題がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、モータ制御回路のプリント基板サイズの増大を抑え、低コストで、広いモータ電流範囲に対して精度良くモータ電流を検出し、また過電流検知を行なうことができる電流検出装置およびモータシステムを得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、測定対象の回路に接続し、前記回路を流れる電流を検出する電流検出装置であって、前記電流が流れるように、互いに直列に接続される２つ以上のシャント抵抗と、前記シャント抵抗間の接続点のうちの１つの接続点と接続し、その接続点と所定の基準電圧点との電位差を検出し、検出した電位差を増幅した増幅信号を出力する２つ以上の電流増幅回路と、前記電流増幅回路ごとに、前記電流増幅回路から入力される前記増幅信号を電流値に変換する変換部と、前記シャント抵抗間の接続点のうちの１つの接続点と接続し、その接続点と前記所定の基準電圧点との電位差を検出し、検出した電位差と所定の閾値に基づいて過電流を検知する過電流検知回路と、前記増幅信号に基づいて、前記電流増幅回路のうちの１つを前記電流の検出のために用いる電流増幅回路として選択する切替制御部と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、モータ制御回路のプリント基板サイズの増大を抑え、低コストで、広いモータ電流範囲に対して精度良くモータ電流を検出し、また過電流検知を行なうことができる、という効果を奏する。

図１は、本発明にかかる電流検出装置を備えるモータシステムの機能構成例を示す図である。 図２は、過電流検知処理手順の一例を示すフローチャートである。 図３は、強制停止とその解除とで異なる閾値を用いる場合の過電流検知処理手順の一例を示すフローチャートである。 図４は、過電流検知処理を行った場合の、ＶＲＪとモータ状態との関係の一例を示す図である。 図５は、回路構成の切替制御処理手順の一例を示すフローチャートである。

以下に、本発明にかかる電流検出装置およびモータシステムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態．
図１は、本発明にかかる電流検出装置を備えるモータシステムの機能構成例を示す図である。本実施の形態のモータシステムは、たとえば換気扇のファンを回転させるためのモータ１と、モータの制御やモータ電流の検出を行う制御部と、で構成される。制御部は、三相ブリッジドライバ回路２と、シャント抵抗部５と、電流増幅部６と、マイクロコンピュータ１１と、で構成される。制御電源１２は、マイクロコンピュータ１１の動作用電源である。

モータ１は、三相ブラシレスモータであり、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ三相ブリッジドライバ回路２から電流が供給される。三相ブリッジドライバ回路２は、モータ１を制御するための制御回路であり、過電流検知回路２１と、プリドライバ２２と、たとえばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の半導体スイッチであるスイッチング素子２３−１〜２３−６と、で構成される。スイッチング素子２３−１〜２３−３は、一般に上アームとよばれるスイッチング素子であり、スイッチング素子２３−４〜２３−６は、一般に下アームとよばれるスイッチング素子である。

三相ブリッジドライバ回路２の３つの上アーム（スイッチング素子２３−１〜２３−３）には、モータ電源３が接続される。また、三相ブリッジドライバ回路２の下アーム（スイッチング素子２３−４〜２３−６）には、シャント抵抗部５を介して回路ＧＮＤ４が接続される。三相ブリッジドライバ回路２の上下１対のアーム（たとえば、スイッチング素子２３−１とスイッチング素子２３−４）は、モータ１の三相（Ｕ層、Ｖ層、Ｗ層）のいずれかの相に接続している。たとえば、スイッチング素子２３−１とスイッチング素子２３−４はＵ相に、スイッチング素子２３−２とスイッチング素子２３−５はＶ相に、スイッチング素子２３−３とスイッチング素子２３−６はＷ相に、それぞれ接続しているとする。したがって、モータ１の同一の相に接続される一対のスイッチング素子のＯｎ／Ｏｆｆ（ＯｎであるかＯｆｆであるか）により、その相に供給される電力が決まる。

マイクロコンピュータ１１は、三相ブリッジドライバ回路２の動作を制御する。具体的には、マイクロコンピュータ１１は、モータ１の各相に対応するスイッチング素子２３−１〜２３−６のＯｎ／Ｏｆｆ（ＯｎとするかＯｆｆ）の制御パターンを決定し、三相ブリッジドライバ回路２のプリドライバ２２へ決定した制御パターンを指示する。プリドライバ２２は、マイクロコンピュータ１１から指示された制御パターンに基づいてスイッチング素子２３−１〜２３−６をそれぞれＯｎまたはＯｆｆとするよう制御する。なお、マイクロコンピュータ１１および三相ブリッジドライバ回路２によるモータ１の制御方法は、従来と同様であり、スイッチング素子２３−１〜２３−６のＯｎ／ＯｆｆによるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を行う。

シャント抵抗部５は、直列に接続されたＮ（Ｎは１以上の整数）個のシャント抵抗（シャント抵抗５１−１〜５１−Ｎ）で構成され、シャント抵抗５１−１は回路ＧＮＤ４に接続する。また、シャント抵抗部５は、三相ブリッジドライバ回路２の３個の下アームに接続される。接続点５２−１〜５２−Ｎは、シャント抵抗５１−１〜５１−Ｎの各抵抗間の接続点であり、接続点５２−１は、シャント抵抗５１−１とシャント抵抗５１−２の間の接続点であり、接続点５２−２は、シャント抵抗５１−２とシャント抵抗５１−３の間であり、…、接続点５２−Ｎは、シャント抵抗５１−Ｎと三相ブリッジドライバ回路２との間の接続点である。接続点５２−１〜５２−Ｎの各抵抗値は、互いに同一であってもよく、異なっていてもよい。

シャント抵抗部５の接続点５２−１〜５２−Ｎのうちのいずれか１つは、三相ブリッジドライバ回路２の過電流検知回路２１に接続される。どの接続点５２−１〜５２−Ｎを三相ブリッジドライバ回路２の過電流検知回路２１に接続するかについては、後述の過電流検知構成設定方法で説明する。過電流検知回路２１は、接続された接続点の電位差（接続点と回路ＧＮＤ４との電位差）を測定し、測定した電位差を所定の閾値と比較することにより過電流を検知する。過電流検知回路２１は、プリドライバ２２に停止指令を出力し、三相ブリッジドライバ２の全アームを強制的に開放状態とする。上記の強制停止指令は、マイクロコンピュータ１１による制御指令よりも優先される。なお、ここでは、過電流を検知した場合の動作として、三相ブリッジドライバ回路２の全アームを強制的に開放状態とする動作を行なう例を説明したが、過電流を検知した場合の動作はこれに限らず、他の動作を行なってもよい。

マイクロコンピュータ１１は、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換部７を備えており、Ａ／Ｄ変換部７はＡ／Ｄコンバータ７１−１〜７１−Ｍで構成される。また、電流増幅部６は、電流増幅回路６１−１〜６１−Ｍ（Ｍは１以上の整数）で構成される。たとえば、Ｍ＝Ｎとし、接続点５２−Ｊ（Ｊ＝１，２，…，Ｎ）が電流増幅回路６１−Ｊに接続するようにしてもよい。一般には、Ｍ＝Ｎとは限らず、ＭとＮは独立に設定する。

電流増幅回路６１−Ｋ（Ｋ＝１，…，Ｍ）は、接続点５２−Ｊの電位差を増幅し、増幅した信号をＡ／Ｄコンバータ７１−Ｋに出力する。Ａ／Ｄ変換基準電圧源１０は、Ａ／Ｄコンバータ７１−１〜７１−Ｍが実施するＡ／Ｄ変換の基準電圧を入力する。Ａ／Ｄコンバータ７１−Ｋは、Ａ／Ｄ変換基準電圧源１０から入力された基準電圧を基準として（フルスケールとして）、電流増幅回路６１−Ｋから入力された増幅信号に対してＡ／Ｄ変換を行なうことにより、増幅信号を電流値に変換する。マイクロコンピュータ１１は、この電流値を用いて、三相ブリッジドライバ回路２の動作を制御する。

本実施の形態の電流検出装置は、シャント抵抗部５と、電流増幅部６と、マイクロコンピュータ１１と、で構成され、シャント抵抗部５内のシャント抵抗５１−１〜５１−Ｎのうち１つ以上を用いて、モータ電流がシャント抵抗部５を通過することによる電圧降下量（電位差）を測定する。そして、この電圧降下量を電流増幅部６が増幅し、マイクロコンピュータ１１が、電流増幅部６が増幅した電圧を電流に変換することにより、モータ電流Ｉを検出することができる。

なお、マイクロコンピュータ１１では、Ａ／Ｄ変換部７が、Ａ／Ｄ変換を行なうことにより入力された電圧を電流に変換し、またマイクロコンピュータ１１が後述の回路構成の切替制御（使用する電流増幅回路を選択する処理）を行う。したがって、マイクロコンピュータ１１のうち回路構成の切り替え制御を行う機能部を切替制御部とし、本実施の形態の電流検出装置を、シャント抵抗部５と、電流増幅部６と、Ａ／Ｄ変換部７と、切替制御部と、で構成されると考えてもよい。また、過電流検知回路２１を本実施の形態の電流検出装置の構成に含めてもよい。なお、回路構成の切り替えの頻度が少ない場合等には、切替制御部を備えず、手動等により回路構成を変更してもよい。

次に、本実施の形態の電流検出方法および過電流検知方法について説明する。はじめに、過電流検知を行なうために、接続点５２−１〜５２−Ｎのうちどの点を過電流検知回路２１へ接続するか、の決定方法（電流検知構成方法）について説明する。シャント抵抗５１−１〜５１−Ｎにモータ電流Ｉが流れる時、任意の接続点５２−Ｊ（Ｊ＝１，２，…，Ｎ）に過電流検知回路２１を接続した場合に過電流検知回路２１の検知する電位差ＶＲＪ（接続点５２−Ｊと回路ＧＮＤ４との間に発生する電位差）は、以下に示す式（１）で表すことができる。なお、ＲＪは、シャント抵抗５１−Ｊの抵抗値とする。
ＶＲＪ ＝ Ｉ×（Ｒ１＋Ｒ２＋…＋ＲＪ） …（１）

上記の式（１）より、シャント抵抗５１−１からシャント抵抗５１−Ｊまでの合成抵抗値（Ｒ１＋Ｒ２＋…＋ＲＪ）を適切に設定することで、ＶＲＪを所望の値に設定できることが分かる。したがって、過電流検知回路２１における過電流検知の閾値となる電位差をＶＳとすると、過電流レベルの電流閾値に相当する電流が流れた場合にＶＲＪ＝ＶＳの関係が成り立つように、合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２＋…＋ＲＪ）を決定し（Ｊを決定し）、接続点５２−Ｊを過電流検知回路２１に接続すれば、ＶＳを閾値とした過電流検知ができる。言い換えると、モータの過電流レベルをＩＳとしたとき、ＩＳ×（Ｒ１＋Ｒ２＋…＋ＲＪ）が過電流検知回路２１の閾値ＶＳと等しくなるように合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２＋…＋ＲＪ）を決定する。なお、シャント抵抗５１−１〜５１−Ｎの各抵抗値は既知とする。

また、シャント抵抗５１−１〜５１−Ｎの各々の抵抗値によっては、過電流レベルの電流が流れた場合にＶＲＪ＝ＶＳの関係が成り立つような合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２＋…＋ＲＪ）が存在しないこともあるが、その場合は、過電流レベルの電流が流れた場合のＶＲＪが、ＶＳより小さくかつＶＳに最も近くなるように合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２＋…＋ＲＪ）を決定すればよい。

以上のような手順で、過電流検知を行なうために、過電流検知回路２１と接続する接続点５２−１〜５２−Ｎを決定し、その接続点を過電流検知回路２１と接続する。その後は、つぎに述べるような過電流検知処理を行うことができる。

図２は、本実施の形態の過電流検知処理手順の一例を示すフローチャートである。本実施の形態の電流検出回路を備えた装置（換気扇等）が運転を開始する等により、過電流検知処理が開始される。過電流検知回路２１は、過電流検知のための閾値となる電位差ＶＳの値を設定する（ステップＳ１１）。なお、低コスト・標準品の三相ブリッジドライバ回路２を使用することを前提とすると、過電流検知回路２１には電圧閾値が固定値として設定されている。ＶＳがあらかじめ設定されている場合は、ステップＳ１１を実施しなくてもよい。

次に、過電流検知回路２１は、ＶＲＪ（接続点５２−Ｊと回路ＧＮＤ４との電位差）を測定し、ＶＲＪがＶＳより大きいか否かを判定する（ステップＳ１２）。ＶＲＪがＶＳ以下であると判定した場合（ステップＳ１２ Ｎｏ）、過電流検知回路２１は、正常であると判断して通常制御を継続し（三相ブリッジドライバ回路２に強制停止指示をしない）、ステップＳ１２を繰り返す。

ＶＲＪがＶＳより大きいと判定した場合（ステップＳ１２ Ｙｅｓ）、過電流検知回路２１は、過電流検知と判定し、三相ブリッジドライバ回路２に対し、強制停止するよう指示する（ステップＳ１３）。その後、過電流検知回路２１は、再びＶＲＪがＶＳより大きいか否かを判断し（ステップＳ１４）、ＶＲＪがＶＳ以下となった場合（ステップＳ１４ Ｎｏ）に、三相ブリッジドライバ回路２の強制停止を解除する指示する（ステップＳ１５）。また、ステップＳ１４で、ＶＲＪがＶＳより大きいと判定した場合は、ステップＳ１４を繰り返す。以上の処理により、過電流によるモータ１と三相ブリッジドライバ回路２の故障を防ぎ、また過電流状態から正常状態に復帰した場合にはモータ制御を通常制御に自動復帰させる制御が実施できる。

ところで、図２のフローチャートでは、低コスト・標準品の三相ブリッジドライバ回路２を使用することを前提としているため、電圧閾値が固定値として設定された過電流検知回路２１を前提としている。そのため、ステップＳ１２の判定で用いる閾値（ＶＳ）と、ステップＳ１３の判定に用いる閾値（ＶＳ）を同一としている。一方、過電流検知回路２１に閾値が複数設定できる場合には、三相ブリッジドライバ回路２の強制停止とその解除とで異なる閾値を用いて判定を行ってもよい。

図３は、強制停止とその解除とで異なる閾値を用いる場合の過電流検知処理手順の一例を示すフローチャートである。まず、過電流検知回路２１は、過電流検知のための閾値となる電位差ＶＳ１およびＶＳ２を設定する（ステップＳ２１）。ここで、ＶＳ１は、三相ブリッジドライバ回路２の強制停止の判定に用いる閾値であり、ＶＳ２は、三相ブリッジドライバ回路２の強制停止の解除の判定に用いる閾値であり、ＶＳ１≧ＶＳ２とする。

以降、図２で説明したステップＳ１２とステップＳ１５と同様にステップＳ２２〜ステップＳ２５を実施するが、ステップＳ２２では、判定の閾値としてＶＳの代わりにＶＳ１を用い、ステップＳ２４では、判定の閾値としてＶＳの代わりにＶＳ２を用いる。

図４は、図２および図３で説明した過電流検知処理を行った場合の、ＶＲＪとモータ状態との関係の一例を示す図である。図４（ａ）は、図２で示した過電流検知処理を行った場合のＶＲＪとモータ状態との関係の一例を示し、図４（ｂ）は、図３で示した過電流検知処理を行った場合のＶＲＪとモータ状態との関係の一例を示している。

図４では、モータ状態としては、通常制御、強制停止のいずれであるか、を示している。また、実線のグラフはＶＲＪの測定値を示している。図４（ａ）では、ＶＲＪがＶＳを超えたところで、三相ブリッジドライバ回路２の強制停止が開始される。強制停止後しばらくは、ＶＲＪがＶＳより大きい状態が続くが、その後、ＶＲＪが減少し、ＶＲＪがＶＳ以下となった場合に、通常制御に戻る。図４（ｂ）では、ＶＲＪがＶＳ１を超えたところで、三相ブリッジドライバ回路２の強制停止が開始される。強制停止後しばらくは、ＶＲＪがＶＳ１より大きい状態が続くが、その後、ＶＲＪが減少し、ＶＲＪがＶＳ２以下となった場合に、通常制御に戻る。図４（ｂ）の場合は、図４（ａ）の場合に比べ、強制停止から通常制御に復帰するまでの時間を長くすることができる。

なお、モータ電流以外にモータ状態を把握する為のモータ状態情報として、モータ回転数や三相ブリッジドライバ回路２におけるＰＷＭ制御のデューティ設定値等がある。ＶＳ，ＶＳ１，ＶＳ２を可変とし、たとえば、モータ状態情報のうち１つ以上を用いて過電流検知の閾値（ＶＳ，ＶＳ１，ＶＳ２）を適応的に決定することも考えられる。

次に、本実施の形態のモータ電流Ｉの電流検知方法について説明する。接続点５２−Ｊの電位差ＶＲＪを、電流増幅回路６１−Ｋ（Ｋ＝１，…，Ｍ）に入力するとする。電流増幅回路６１−Ｋが、入力されたＶＲＪを増幅する際の増幅率をＧＫとすると、増幅された電圧ＶＪＫは、以下の式（２）で表わすことができる。なお、モータ停止状態で発生するオフセット電圧をＶＯＦＦＫとする。
ＶＪＫ−ＶＯＦＦＫ＝Ｉ×（Ｒ１＋Ｒ２＋…＋ＲＪ）×ＧＫ …（２）

ＶＪＫは、Ａ／Ｄコンバータ７１−Ｋによって電流値に変換される。この際、Ａ／Ｄコンバータ７１−Ｋは、以下の式（３）に従って、ＶＪＫを電流値ＩＫに変換することになる。なお、電流増幅回路６１−Ｋが増幅するモータ電流の想定最大値をＩＫＭＡＸとし、また、ＶＲＥＦは、Ａ／Ｄ変換基準電圧とする。
ＩＫ＝（ＶＪＫ−ＶＯＦＦＫ）／（ＶＲＥＦ−ＶＯＦＦＫ）×ＩＫＭＡＸ …（３）

なお、Ａ／Ｄコンバータ７１−Ｋが変換可能な入力電圧は、最大でＶＲＥＦまでである。このＶＲＥＦに対応するモータ電流をＩＫＭＡＸとする。

上記の式（３）により、ＶＲＥＦに対しＶＪＫが大きい値である程ＩＫは大きい値となることが分かる。但し、（ＶＪＫ−ＶＯＦＦＫ）＞（ＶＲＥＦ−ＶＯＦＦＫ）の関係が成り立つような場合、Ａ／Ｄコンバータ７１−Ｋの検知可能範囲上限を超え、入力に対して出力が飽和してしまう。この場合、ＩＫは正常に換算された値とならない。

ところで、式（３）におけるＩＫはデジタル値であり、その値の分解能は、Ａ／Ｄコンバータ７１−Ｋのビット数Ｘ（Ｘは１以上の整数）によって決定される。単位ビット当りの電流値ＩＫ０（ＩＫの分解能）は、以下に示す式（４）で表わすことができる。
ＩＫ０＝ＩＫＭＡＸ／（２^X） …（４）

上記の式（４）より、ＩＫＭＡＸが小さい値である程ＩＫ０は小さい値となり、ＩＫの分解能が向上し、ＩＫの値の精度が向上することが分かる。たとえば、Ｘ＝８の場合を考える。Ｘ＝ＩＫＭＡＸ＝１［Ａ］とすると、そのときのＩＫ０＝１［Ａ］／２５６＝３．９［ｍＡ］となる。また、ＩＫＭＡＸ＝１［ｍＡ］とすると、ＩＫ０＝１［ｍＡ］／２５６＝０．００３９［ｍＡ］となる。すなわち、ＩＫＭＡＸ＝１［ｍＡ］のときの方が、ＩＫＭＡＸ＝１［Ａ］のときより、分解能が高いため、ＩＫを精度よく検出することができる。

また、一般にＡ／Ｄコンバータには、アナログ信号をデジタル信号に変換する際に、本来変換すべきビット数に対して誤差を生じるという特性がある。ＩＫの値の精度を検討する場合には、上記誤差についても考慮する必要がある。Ａ／Ｄコンバータ７１−Ｋの上記誤差のビット数をＹ（Ｙは０より大きい整数値）とし、上記誤差を含むＩＫの値をＩＫ^*とすると、上記の式（３）および式（４）を用いて、ＩＫ^*は以下の式（５）で表すことができる。
ＩＫ^*＝ＩＫ±Ｙ×ＩＫ０
＝（ＶＪＫ−ＶＯＦＦＫ）／（ＶＲＥＦ−ＶＯＦＦＫ）×ＩＫＭＡＸ
±Ｙ×ＩＫＭＡＸ／（２^X） …（５）

式（５）において、ＩＫＭＡＸをある一意の値に固定した時、電流検出の精度を向上させる為にはＩＫ^*の値の誤差成分であるＹ×ＩＫ０の影響を小さくすれば良い。ＶＪＫを、Ａ／Ｄコンバータ７１−Ｋの出力飽和条件が成立しない範囲で可能な限り大きな値に設定すると、本来検出すべき値であるＩＫをＹ×ＩＫ０に対して相対的に大きな値にすることができる。したがって、ＶＪＫを、Ａ／Ｄコンバータ７１−Ｋの出力飽和条件が成立しない範囲で可能な限り大きな値に設定することにより、電流検出の精度を向上させることができる。

以上より、以下の式（６）が成立する時に、Ａ／Ｄコンバータ７１−Ｋの出力が飽和せず、かつ、最も精度が良くなる条件で電流検出を実施することができる。なお、ＶＪＫＭＡＸは、ＩＫ＝ＩＫＭＡＸ^*が成立する時のＶＪＫの最大値である。また、ＩＫＭＡＸ^*は、Ａ／Ｄコンバータ７１−Ｋの誤差を考慮した上で、マイクロコンピュータ１１が取込んで認識するモータ電流の想定最大値であり、上記式（５）においてＩＫＭＡＸ^*＝ＩＫＭＡＸ＋Ｙ×ＩＫ０となる値である。
（ＶＪＫＭＡＸ−ＶＯＦＦＫ）
＝ＩＫＭＡＸ^*×（Ｒ１＋Ｒ２＋…＋ＲＪ）×ＧＫ
＝（ＶＲＥＦ−ＶＯＦＦＫ） …（６）

Ａ／Ｄ変換基準電圧を変更しない限り（ＶＲＥＦ−ＶＯＦＦＫ）は固定であるから、上記式（６）より、ＩＫＭＡＸ^*の値が小さくなると、（Ｒ１＋Ｒ２＋…＋ＲＪ）とＧＫのどちらか一方または両方の値を大きくする必要がある。従って、微小電流を精度良く検知する為には、接続点５２−Ｊでのシャント抵抗の合成抵抗値か、または電流増幅回路６１−Ｋでの増幅率のどちらかまたは両方を大きくする必要がある。一方、ＩＫＭＡＸ^*の値が大きくなる場合には、Ａ／Ｄコンバータ７１−Ｋの出力飽和条件が成立しないように、（Ｒ１＋Ｒ２＋…＋ＲＪ）とＧＫのどちらか一方または両方の値を小さくする必要がある。

すなわち、Ａ／Ｄコンバータ７１−Ｋで生じる誤差の影響を最も少なくするためには、Ａ／Ｄコンバータ７１−Ｋへの入力電圧をＶＲＥＦに極力近くした状態とすればよい。したがって、小電流の場合はシャント抵抗５１−１〜５１−Ｊの合成抵抗による電圧降下を大きくするか、またはその後の電流増幅回路６１−Ｋでの増幅率を大きくすることにより、Ａ／Ｄコンバータ７１−Ｋへの入力電圧を大きくすればよい。また、逆に大電流の場合には、Ａ／Ｄコンバータ７１−Ｋへの入力電圧がＶＲＥＦを超えると、Ａ／Ｄ変換時に飽和して正しい結果が得られなくなるため、シャント抵抗５１−１〜５１−Ｊの合成抵抗による電圧降下を小さくするか、またはその後の電流増幅回路６１−Ｋでの増幅率を小さくする。

なお、合成抵抗値（Ｒ１＋Ｒ２＋…＋ＲＪ）およびＧＫは、各部品によるバラツキがあるため、これらのバラツキを考慮した上で、Ａ／Ｄ変換時の出力飽和を回避する必要がある。したがって、式（６）をバラツキを考慮した以下の式（７）に修正する。なお、［・・］ＭＡＸは、［］内の値の最大値を表し、［（Ｒ１＋Ｒ２＋…＋ＲＪ）×ＧＫ］ＭＡＸは、シャント抵抗５１−１〜５１−Ｊの抵抗値のバラツキおよび電流増幅回路６１−Ｋの増幅率のバラツキを考慮した場合の（Ｒ１＋Ｒ２＋…＋ＲＪ）×ＧＫの最大値とする。また、ＶＲＥＦＭＩＮは、部品のバラツキを考慮した場合のＡ／Ｄ変換基準電圧の最小値とする。
（ＶＪＫＭＡＸ−ＶＯＦＦＫ）
＝ＩＫＭＡＸ^*×［（Ｒ１＋Ｒ２＋…＋ＲＪ）×ＧＫ］ＭＡＸ
＝（ＶＲＥＦＭＩＮ−ＶＯＦＦＫ） …（７）

なお、ＶＯＦＦＫにもバラツキがあるが、ＶＪＫＭＡＸとＶＲＥＦＭＩＮの両方から差引かれる値である為、考慮する必要は無い。以上の式（７）が、入力電圧の飽和を回避して、かつＡ／Ｄコンバータ７１−Ｋへの入力電圧をＡ／Ｄ変換基準電圧に極力近づける為の最適条件である。したがって、式（７）を満足するように、回路構成を決定すれば、図１に例示した電流検出装置により精度良くモータ電流Ｉを検知する為の最適な回路構成とすることができる。すなわち、式（７）が成り立つように、ＩＫＭＡＸ^*に応じて、ＪおよびＧＫを決定すればよい。なお、Ａ／Ｄコンバータ７１−Ｋの誤差は、測定した結果を用いてもよいし仕様値等を用いてもよい。

なお、Ｊの決定（接続点５２−１〜５２−Ｎのうちモータ電流の検出のために用いる接続点の決定）は、シャント抵抗５１−１〜５１−Ｎの各抵抗値に基づいて実施すればよい。一方、電流増幅部６の増幅率を変更する際には、増幅率を可変とする電流増幅回路６１−１〜６１−Ｍを用いるようにし、決定した接続点５２−Ｊに接続する電流増幅回路６１−Ｋの増幅率を変更するようにしてもよいし、電流増幅部６の電流増幅回路６１−１〜６１−Ｍの増幅率を互いに異なるようにしておき、決定した増幅率に応じて用いる電流増幅回路６１−１〜６１−Ｍを変更するようにしてもよい。その場合、接続点５２−１〜５２−Ｎは、それぞれ電流増幅回路６１−１〜６１−Ｍのいずれにも接続可能な構成としておく。

次に、モータ電流Ｉの変動に対応して、式（７）を満足させるような電流検出装置の回路構成の変更が必要となった場合（例えば、モータ電流Ｉが大きくなり、使用していたＡ／Ｄコンバータ７１−Ｋへの入力電圧が飽和し、モータ電流の上限値をより大きくするような電流検出回路の構成への切替が必要となる場合）の回路構成の切替制御について説明する。

図５は、回路構成の切替制御処理手順の一例を示すフローチャートである。図５を用いて、本実施の形態の電流検出装置の回路構成の切替制御処理方法を説明する。初めに、初期処理として、マイクロコンピュータ１１は、制御に必要な各パラメータを設定する（ステップＳ３１）。設定するパラメータとして、シャント抵抗５１−１〜５１−Ｎの各抵抗値（Ｒ１，Ｒ２，…，ＲＮ）、電流増幅回路６１−Ｋの増幅率ＧＫ（Ｋ＝１，２，…，Ｍ）、切替制御間隔Ｔ等である。なお、ここでは、電流増幅回路６１−１〜６１−Ｍの増幅率は、電流増幅回路６１−１〜６１−Ｍごとに固定とする。

つぎに、マイクロコンピュータ１１は、各電流増幅回路６１−１〜６１−Ｍのオフセット電圧ＶＯＦＦＫを取得する（ステップＳ３２）。具体的には、モータ１が停止している状態で電流増幅回路６１−１〜６１−Ｍから出力される電位差をそれぞれＡ／Ｄコンバータ７１−１〜７１−Ｍにて取得する。以上のステップＳ３１およびステップＳ３２は、電流検出装置への電源投入後、モータ１が停止している状態で実施する。

そして、マイクロコンピュータ１１は、最も微小な電流を検知する為の、接続点５２−Ｊと電流増幅回路６１−１との組合せを使用するよう設定する（ステップＳ３３）。すなわち、Ｋ＝１、Ｊ＝Ｊ０とする（ＶＪＫ＝ＶＪ０１）。なお、ここでは、電流増幅部６の電流増幅回路６１−１〜６１−Ｍは、互いに異なる増幅率が設定されているとし、電流増幅回路６１−１の増幅率が最も小さく、電流増幅回路６１−Ｍの増幅率が最も大きいとする。また、Ａ／Ｄコンバータ７１−Ｋは、電流増幅回路６１−Ｋに接続されているとする。したがって、Ａ／Ｄコンバータ７１−１の出力を使用するよう設定することにより、電流増幅回路６１−１を使用すると設定したことになる。

なお、回路構成検討の自由度を損なわないように、接続点数Ｎと電流増幅回路数Ｍは互いに独立した任意の値としており、ＭとＮは一致するとは限らない。したがって、Ｊ０＝１とは限らない。たとえば、接続点５２−１〜５２−Ｎが全て電流増幅部６に入力されるとは限らないし、また、接続点５２−１〜５２−Ｎのうちの１つが複数の電流増幅回路６１−１〜６１−Ｍに接続していてもよい。たとえば、想定する合成抵抗値によっては、接続点５２−１〜５２−Ｎのうち、電流増幅回路６１−１〜６１−Ｍに接続しない接続点があってもよい。また逆に、接続点５２−１〜５２−Ｎのうちの１つが、電流増幅回路６１−１〜６１−Ｍのうちの複数に接続されていてもよい（同一の合成抵抗値で、増幅率の異なる状態を生成したい場合等）。

ここでは、電流増幅回路６１−１〜６１−Ｍには、各々に接続点５２−１〜５２−Ｎのうちいずれか１つの接続点が接続されているとし、使用するＡ／Ｄコンバータ７１−１〜７１−Ｎを決定することにより、使用する電流増幅回路（電流増幅回路６１−１〜６１−Ｍのいずれか１つ）と使用する接続点（接続点５２−１〜５２−Ｎのいずれか１つ）とが一意に決定されるとする。この際、電流増幅回路６１−Ｋの、Ｋが小さいほど合成抵抗値が小さくなるような接続点５２−１〜５２−Ｎが接続されるようにしておく。

次に、マイクロコンピュータ１１は、モータ１の動作が開始した状態で、６１−Ｋによって増幅された電圧ＶＪＫが、使用電流検知回路の切替条件に該当するか否かの判定を開始する。具体的には、まず、ＶＪＫ−ＶＯＦＦＫ≦ＶＲＥＦＭＩＮ−ＶＯＦＦＫ、であるか否かを判定する（ステップＳ３４）。すなわち、ＶＪＫがＶＲＥＦＦＭＩＮより小さく正しいＡ／Ｄ変換ができるか否かを判定する。

ＶＪＫ−ＶＯＦＦＫ≦ＶＲＥＦＭＩＮ−ＶＯＦＦＫでない場合（ステップＳ３４ Ｎｏ）、マイクロコンピュータ１１は、ＫがＭより小さいか否かを判定する（ステップＳ３５）。ＫがＭより小さい場合（ステップＳ３５ Ｙｅｓ）、ＶＪＫを現在より小さくできる電流増幅回路と接続点の組み合わせが残っている（逆に言うとＩＫＭＡＸ^*を現在より大きくできる）ため、Ｋ＝Ｋ＋１、Ｊ＝Ｊ＋Ｊαとするよう回路構成を切替える（ステップＳ３６）。具体的には、Ａ／Ｄコンバータ７１−（Ｋ＋１）の出力を使用するように変更する。なお、電流増幅回路６１−（Ｋ＋１）が接続点５２−（Ｊ＋Ｊα）に接続しているとする。ステップＳ３６により、回路構成の切替前よりもＩＫＭＡＸ^*を１段階大きい値（Ｉ（ＫＫ＋１）ＭＡＸ^*に設定することにより、Ａ／Ｄ変換の際に飽和しないようにする。

一方、ステップＳ３５で、ＫがＭ以上（実際にはＫ＝Ｍ）であると判定された場合（ステップＳ３５ Ｎｏ）、マイクロコンピュータ１１は、これ以上ＶＪＫを小さくすることができないため飽和状態を回避できないので、モータ電流異常を判定し、三相ブリッジドライバ回路２を停止させる停止制御を実施する（ステップＳ３７）。

なお、図２、図３の制御フローで説明した過電流検知制御は、換気扇のファンロック等に伴うモータ動作異常時、あるいは外来ノイズ等に起因するマイクロコンピュータ１１の誤動作時に、過大なモータ電流を流すようなモータ制御指令が実施された場合に、三相ブリッジドライバ回路２が自己防衛の為にモータ駆動を強制停止させることを主目的としている。それに対し、ステップＳ３７にて実施する停止制御は、何らかの要因によるモータ１や三相ブリッジドライバ回路２の雰囲気の異常発熱等に起因して、モータ電流が徐々に増大していくような場合の異常に対応することを主目的とするという違いがある。

ステップＳ３７の実施後、マイクロコンピュータ１１は、ＶＪＫ−ＶＯＦＦＫ≦（ＶＲＥＦＭＩＮ−ＶＯＦＦＫ）×（Ｐ０／１００）であるか否かを判定する（ステップＳ３８）。ステップＳ３８では、三相ブリッジドライバ回路２を停止状態から復帰させるか否かの判定を行なっているが、図３の制御フローで説明した過電流検知制御と同様に、三相ブリッジドライバ回路２の停止制御及びその解除の条件が異なる閾値にできるように、Ｐ０を用いている。Ｐ０は、０＜Ｐ０≦１００を満たす任意の値である。

ＶＪＫ−ＶＯＦＦＫ≦（ＶＲＥＦＭＩＮ−ＶＯＦＦＫ）×（Ｐ０／１００）であると判定した場合（ステップＳ３８ Ｙｅｓ）、マイクロコンピュータ１１は、三相ブリッジドライバ回路２の停止を解除し通常制御状態へ復帰させ（ステップＳ３９）、後述のステップＳ４３へ進む。ＶＪＫ−ＶＯＦＦＫ≦（ＶＲＥＦＭＩＮ−ＶＯＦＦＫ）×（Ｐ０／１００）でないと判定した場合（ステップＳ３８ Ｎｏ）、ステップＳ３８を繰り返す。

また、ステップＳ３４で、ＶＪＫ−ＶＯＦＦＫ≦ＶＲＥＦＭＩＮ−ＶＯＦＦＫであると判定した場合（ステップＳ３４ Ｙｅｓ）、マイクロコンピュータ１１は、次の切替条件の判定として、まず、Ｋが１より大きいか否かを判定する（ステップＳ４０）。Ｋが１より大きくない場合（ステップＳ４０ Ｎｏ）、これ以上ＶＪＫを大きくできないため、使用モータ電流範囲において最も小さい電流領域を検知する電流増幅回路６１−１を用いてモータ電流検出を実施している状態であり、回路構成の切替制御は実施せずに、ステップＳ４３に進む。

ステップＳ４３では、マイクロコンピュータ１１は、前回のステップＳ３４を実施してからＴ以上時間が経過しているか否かを判断する（ステップＳ４３）。前回のステップＳ３４を実施してからＴ以上時間が経過していると判断した場合（ステップＳ４３ Ｙｅｓ）は、ステップＳ３４に戻る。また、前回のステップＳ３４を実施してからＴ以上時間が経過していないと判断した場合（ステップＳ４３ Ｎｏ）、ステップＳ４３を繰り返す。

また、ステップＳ４０で、Ｋが１より大きいと判断した場合（ステップＳ４０ Ｙｅｓ）、マイクロコンピュータ１１は、Ｋを１だけ減少させた場合にＡ／Ｄ変換時に飽和が生じないか否かを判定する（ステップＳ４１）。すなわち、マイクロコンピュータ１１は、Ｖ（Ｊ−Ｊβ）（Ｋ−１）−ＶＯＦＦ（Ｋ−１）≦（ＶＲＥＦＭＩＮ−ＶＯＦＦ（Ｋ−１））が成り立つか否かを判定する。なお、電流増幅回路６１−（Ｋ−１）が接続点５２−（Ｊ−Ｊβ）に接続しているとする。

Ｋを１だけ減少させた場合にＡ／Ｄ変換時に飽和が生じないと判定した場合（ステップＳ４１ Ｙｅｓ）、マイクロコンピュータ１１は、Ｋ＝Ｋ−１、Ｊ＝Ｊ−Ｊβと設定した回路構成に切替え（ステップＳ４２）、ステップＳ４３へ進む。具体的には、Ａ／Ｄコンバータ７１−（Ｋ−１）の出力を用いるよう変更する。このように、ＫをＫ−１に変更することにより、ＩＫＭＡＸ^*を、切替前よりも１段階小さい値であるＩ（Ｋ−１）ＭＡＸ^*に設定することにより、モータ電流検出の分解能を向上させ、精度良くモータ電流を検出できるようになる。また、Ｋを１だけ減少させた場合にＡ／Ｄ変換時に飽和が生じると判定した場合（ステップＳ４１ Ｎｏ）、回路構成を変更すると飽和が生じるため、回路構成を変更せず、ステップＳ４３へ進む。

なお、以上の処理では、次回の回路構成の切替判定を実施するまでに時間Ｔだけ間隔をおくためにステップＳ４３を実施している。Ｔは、モータ電流Ｉの時間変化に対して追従する速度を所望の値に設定することにより精度の良い電流検出を実施したい、電流検出制御の追従速度を高速にし過ぎることによる急激な検出電流値変化に伴う弊害を回避したい、等の要求仕様に応じて０以上の任意の値に設定することができる。

なお、本実施の形態では、Ａ／Ｄコンバータ７１−１〜７１−Ｍが、入力された増幅信号をＡ／Ｄ変換を行なう際に、同時に増幅信号を電流値に変換しているが、増幅信号を電流値に変換する変換部としての機能も有している。なお、増幅信号を電流値として検出する変換部としてＡ／Ｄコンバータ以外の手段を用いてもよい。この場合、変換部はＭ個備えることとし、Ａ／Ｄコンバータ７１−１〜７１−Ｍと同様に電流増幅回路６１−１〜６１−Ｍに１対１に接続するようにする。

このように、本実施の形態では、直列に接続されたシャント抵抗５１−１〜５１−Ｎの接続点のうちのいずれか１点と接続する電流増幅回路６１−１〜６１−Ｍが入力された電圧を増幅し、電流増幅回路６１−Ｋと接続するＡ／Ｄコンバータ７１−Ｋが、増幅された電圧を電流に変換するようにし、マイクロコンピュータ１１が、電流増幅回路６１−１〜６１−Ｍの出力に基づいて、適切な電流増幅回路６１−１〜６１−Ｍを選択するようにした。そのため、微小電流を検出する場合にも、１つのシャント抵抗の抵抗値を大きくする必要はなく、高価なシャント抵抗を用いることなく精度よく電流を検出することができる。また、このように、複数のシャント抵抗を用いて大きな合成抵抗値を生成することができるため、微小電流を検出する場合にも、増幅率を大きくする必要がない。そのため、増幅率の大きな高価な電流増幅回路を用いる必要がない。

さらに、標準品の電圧閾値が固定された過電流検知回路２１を用いる場合に、過電流検知回路２１に対して適切に抵抗値を設定したとしても、過電流検知処理で用いる接続点とは独立に接続点を選択することができるため、精度良くモータ電流を検出することができる。また、標準品の電圧閾値が固定された過電流検知回路２１が内蔵された三相ブリッジドライバ回路２を用いることができるため、過電流検知回路を別途製作することによるプリント基板サイズの増大を防ぐことができる。したがって、本実施の形態では、モータ制御回路のプリント基板サイズの増大を防止し、低コストで、広いモータ電流範囲に対して精度良くモータ電流を検出でき、また過電流検知を実施することができる。

また、過電流検知回路２１に接続する接続点５２−１〜５２−Ｎを選択することにより、過電流検知回路２１の過電流判定のための電圧閾値が固定値として設定されている場合にも、所望のモータの過電流レベルを用いて過電流の判定を実施することができる。

以上のように、本発明にかかる電流検出装置およびモータシステムは、モータ電流を検出する電流検出装置に有用であり、特に、標準品の過電流検知回路が内蔵された三相ブリッジドライバ回路を用いた、モータ制御回路におけるモータ電流を検出する電流検出装置に適している。

１ モータ
２ 三相ブリッジドライバ回路
３ モータ電源
４ 回路ＧＮＤ
５ シャント抵抗部
６ 電流増幅部
７ Ａ／Ｄ変換部
１０ Ａ／Ｄ変換基準電圧源
１１ マイクロコンピュータ
１２ 制御電源
２１ 過電流検知回路
２２ プリドライバ
２３−１〜２３−６ スイッチング素子
５１−１〜５１−Ｎ シャント抵抗
５２−１〜５２−Ｎ 接続点
６１−１〜６１−Ｍ 電流増幅回路
７１−１〜７１−Ｍ Ａ／Ｄコンバータ

Claims (11)

1. 測定対象の回路に接続し、前記回路を流れる電流を検出する電流検出装置であって、
   前記電流が流れるように、互いに直列に接続される２つ以上のシャント抵抗と、
   前記シャント抵抗間の接続点のうちの１つの接続点と接続し、その接続点と所定の基準電圧点との電位差を検出し、検出した電位差を増幅した増幅信号を出力する２つ以上の電流増幅回路と、
   前記電流増幅回路ごとに、前記電流増幅回路から入力される前記増幅信号を電流値に変換する変換部と、
   前記シャント抵抗間の接続点のうちの１つの接続点と接続し、その接続点と前記所定の基準電圧点との電位差を検出し、検出した電位差と所定の閾値に基づいて過電流を検知する過電流検知回路と、
   前記増幅信号に基づいて、前記電流増幅回路のうちの１つを前記電流の検出のために用いる電流増幅回路として選択する切替制御部と、
   を備えることを特徴とする電流検出装置。
2. 前記回路をモータ制御回路とし、前記電流をモータへ供給するモータ電流とする、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電流検出装置。
3. 過電流と判定するための下限電流値である電流閾値と、前記所定の閾値と、に基づいて前記過電流検知回路を接続する、前記シャント抵抗間の接続点を選択する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の電流検出装置。
4. 前記過電流検知回路は、検出した電位差が前記所定の閾値を超えた場合に、前記モータ制御回路に対してモータ制御を停止するよう指示し、また、モータ制御の停止中に、検出した電位差が前記所定の閾値以下となった場合に、前記モータ制御回路に対してモータ制御の停止を解除するよう指示する、
   ことを特徴とする請求項２または３に記載の電流検出装置。
5. 前記過電流検知回路は、検出した電位差が前記所定の閾値を超えた場合に、前記モータ制御回路に対してモータ制御を停止するよう指示し、また、モータ制御の停止中に、検出した電位差が所定の復帰閾値以下となった場合に、前記モータ制御回路に対してモータ制御の停止を解除するよう指示する、
   ことを特徴とする請求項２または３に記載の電流検出装置。
6. 前記変換部をＡ／Ｄコンバータとし、
   前記切替制御部は、自装置を構成する各構成要素の製造上の誤差範囲を考慮した場合の前記増幅信号の最大値が、自装置を構成する各構成要素の製造上の誤差範囲を考慮した場合の前記Ａ／Ｄコンバータの基準電圧の最小値を超えない範囲でなるべく大きくなるよう、前記電流の検出のために用いる電流増幅回路を選択する、
   ことを特徴とする請求項２〜４のいずれか１つに記載の電流検出装置。
7. 前記切替制御部は、前記増幅信号が前記Ａ／Ｄコンバータの基準電圧の最小値を超えていると判断した場合は、現在選択している電流増幅回路より小さな値の増幅信号を出力する電流増幅回路を、前記電流の検出のために用いる電流増幅回路として選択する、
   ことを特徴とする請求項６に記載の電流検出装置。
8. 前記切替制御部は、前記増幅信号が前記Ａ／Ｄコンバータの基準電圧の最小値を超えていると判断した場合に、現在選択している電流増幅回路より小さな値の増幅信号を出力する電流増幅回路が存在しない場合には、前記モータ制御回路に対してモータ制御を停止するよう指示し、また、モータ制御の停止中に、前記増幅信号が前記Ａ／Ｄコンバータの基準電圧の最小値に、０より大きく１以下の所定の係数を乗じた値より小さくなった場合に、前記モータ制御回路に対してモータ制御の停止を解除するよう指示する、
   ことを特徴とする請求項７に記載の電流検出装置。
9. 前記切替制御部は、前記増幅信号が前記Ａ／Ｄコンバータの基準電圧の最小値を超えてないと判断した場合、現在選択している電流増幅回路より大きな値の増幅信号を出力しかつ出力する増幅信号が前記Ａ／Ｄコンバータの基準電圧の最小値を超えない電流増幅回路がある場合には、その電流増幅回路を、前記電流の検出のために用いる電流増幅回路として選択する、
   ことを特徴とする請求項７または８に記載の電流検出装置。
10. 前記切替制御部は、前記増幅信号が前記Ａ／Ｄコンバータの基準電圧の最小値を超えているか否かの判断を、所定の時間間隔で実施することとし、前記所定の時間間隔を任意の値に設定可能とする、
    ことを特徴とする請求項７、８または９に記載の電流検出装置。
11. ブラシレスモータと、
    前記ブラシレスモータを制御するモータ制御回路と、
    前記モータ制御回路が前記ブラシレスモータに供給する電流を検出する請求項１〜１０のいずれか１つに記載の電流検出装置と、
    を備えることを特徴とするモータシステム。

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