JP2011176943A - Rotation detecting device and rotation detecting system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、直流モータの回転角や回転方向などの回転状態を検出する回転検出装置、及びこの回転検出装置を備えた回転検出システムに関する。 The present invention relates to a rotation detection device that detects a rotation state such as a rotation angle and a rotation direction of a DC motor, and a rotation detection system including the rotation detection device.
ブラシ付きの直流モータ(以下単に「直流モータ」という)は、車両においても従来から用いられており、例えば、車両の空調装置における温度調整用のエアミックスダンパーや吹き出し口切り替え用のモードダンパーなどの開閉角度を調整するために用いられている。このような用途で用いられる直流モータを制御するにあたっては、各ダンパーの開閉角度を精度良く調整するために、直流モータの回転角や回転方向、回転速度などの回転状態を検出し、その検出した回転状態に基づいて、各ダンパーの開閉角度が所望の角度となるように制御していた。 DC motors with brushes (hereinafter simply referred to as “DC motors”) have also been used in vehicles, such as air mix dampers for temperature adjustment and mode dampers for switching air outlets in vehicle air conditioners. It is used to adjust the opening / closing angle. In controlling a DC motor used in such applications, in order to accurately adjust the open / close angle of each damper, the rotation state such as the rotation angle, rotation direction, and rotation speed of the DC motor is detected and detected. Based on the rotation state, the opening / closing angle of each damper is controlled to be a desired angle.
直流モータの回転状態を検出する一般的方法として、ロータリエンコーダやポテンショメータ等のセンサを設け、このセンサからの検出信号に基づいて検出する方法がよく知られている。そのため、車両においても、このようなセンサを設けて回転状態を検出する方法が採用されている。 As a general method for detecting the rotation state of a DC motor, a method of providing a sensor such as a rotary encoder or a potentiometer and detecting based on a detection signal from the sensor is well known. For this reason, a method of detecting the rotational state by providing such a sensor is also adopted in the vehicle.
しかし、このようにセンサを設けて回転状態を検出する方法では、センサを設置するスペースが直流モータ毎に必要になると共に、直流モータへの直流電源供給用のハーネスとは別に、センサによる検出信号を他の装置(車載ECU等)へ伝送するためのハーネスも直流モータ毎に必要となり、車両の重量増・コストアップを招く。そのため、センサやそれに伴うハーネスを削減するために、センサレス方式化の要望が高まっている。 However, in the method of detecting the rotational state by providing the sensor in this way, a space for installing the sensor is required for each DC motor, and the detection signal from the sensor is separated from the harness for supplying DC power to the DC motor. Is also required for each DC motor, which increases the weight and cost of the vehicle. Therefore, there is an increasing demand for a sensorless system in order to reduce sensors and associated harnesses.
ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを用いることなく直流モータの回転状態を検出するセンサレス方式は種々提案されており、例えば、整流子とブラシが切り替わるときに発生するサージパルスを検出・計数することにより検出する方法が知られている。しかし、この方法では、モータが起動・停止する際の低回転時にはモータの起電力が小さくなってサージパルスも小さくなるため、回転速度が低くなればなるほどサージパルスを検出することが困難となって誤検出してしまう可能性が高くなる。 Various sensorless methods have been proposed for detecting the rotational state of a DC motor without using a large-scale sensor such as a rotary encoder. For example, detection is performed by detecting and counting surge pulses generated when the commutator and brush are switched. How to do is known. However, with this method, since the electromotive force of the motor is reduced and the surge pulse is reduced at the time of low rotation when the motor is started and stopped, it becomes more difficult to detect the surge pulse as the rotation speed becomes lower. The possibility of erroneous detection increases.
また、別のセンサレス方式として、整流子に形成された複数のセグメント(整流子片)のうち特定の2つのセグメント間に(即ちこのセグメント間に接続されている相コイルと並列に)抵抗器を接続し、このセグメント間に流れる電流に基づいて回転パルスを検出する方法が提案されている(例えば、特許文献1参照。)。 As another sensorless system, a resistor is provided between two specific segments (that is, in parallel with a phase coil connected between the segments) among a plurality of segments (commutator pieces) formed on the commutator. A method of connecting and detecting a rotation pulse based on the current flowing between the segments has been proposed (see, for example, Patent Document 1).
この特許文献1に開示されたセンサレス方式では、いずれか一つの相コイルに抵抗器が並列接続されることにより、ブラシを介してモータ回路(複数相の相コイルからなる電機子コイル側の回路)に直流電流が供給されると、ブラシ間に流れる電流は、モータの回転角に応じて周期的な変動を伴うように変化する。この電流の変化に基づいて回転パルスを検出することにより、上述した単なるサージパルスに基づく検出方法と比較してその検出精度を高めることができる。
In the sensorless system disclosed in
しかしながら、特許文献1に開示された方法でも、上述したサージパルスに基づく方法と同様、回転速度が低くなればなるほど電流の変化が小さくなって誤検出の可能性が高くなるという問題は残されている。
However, even in the method disclosed in
本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、エンコーダ等のセンサを設けることなく、回転速度にかかわらず直流モータの回転状態を精度良く検出できるようにすることを目的とする。 The present invention has been made in view of the above problems, and an object thereof is to enable accurate detection of the rotation state of a DC motor regardless of the rotation speed without providing a sensor such as an encoder.
上記課題を解決するためになされた請求項1に記載の発明は、直流電源からの電力供給を受けて回転する直流モータの回転状態を検出する回転検出装置であって、直流モータは、該直流モータにおける、直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシ間のインピーダンスが、該直流モータの回転に伴って周期的に変化するように構成されている。
The invention according to
そして、当該回転検出装置は、上記一対のブラシ間に印加される直流電圧に対し、交流電圧を重畳する交流重畳手段と、この交流重畳手段から直流モータに供給される交流電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、この通電検出手段により検出された電気量に基づいて、直流モータの回転角、回転方向及び回転速度のうち少なくとも何れか1つを検出する回転状態検出手段と、交流重畳手段からの交流電流が直流モータ以外に分流するのを抑制する分流抑制手段と、を備えている。 The rotation detection device detects an amount of electricity related to an alternating current supplied to the direct current motor from the alternating current superimposing means and an alternating current superimposing means for superimposing an alternating voltage on the direct current voltage applied between the pair of brushes. An energization detecting means that detects at least one of a rotation angle, a rotation direction, and a rotation speed of the DC motor based on the amount of electricity detected by the energization detecting means, and an AC superimposing means. And a shunt suppression means that suppresses shunting of the alternating current from other than the DC motor.
このように構成された回転検出システムでは、検出対象の直流モータに対し、駆動用の直流電圧とは別に、交流重畳手段によって交流電圧を印加可能に構成されている。直流モータの駆動は、周知の通り、直流電源からの直流電力によって行われるものであるため、交流重畳手段から交流電圧を印加したとしても、その交流電圧は、直流モータのトルクに影響を与えない。 In the rotation detection system configured as described above, an AC voltage can be applied to a DC motor to be detected by an AC superimposing means separately from a driving DC voltage. As is well known, the driving of a DC motor is performed by DC power from a DC power supply. Therefore, even if an AC voltage is applied from the AC superimposing means, the AC voltage does not affect the torque of the DC motor. .
一方、直流モータは、回転に伴ってインピーダンスが周期的に変化するよう構成されていることから、直流モータに流れる電流のうち、交流重畳手段からの交流電圧印加による交流成分(交流電流)の振幅は、直流モータの回転に伴って(即ちインピーダンスの周期的変化に伴って)周期的に変化する。そのため、その交流電流に関する電気量を検出すれば、その電気量に基づいて(例えばその電気量が示す交流成分の振幅の変化に基づいて)、直流モータの回転状態を検出することが可能となるのである。なお、電気量としては、例えば、電流、電圧、又は電力などが考えられる。 On the other hand, since the direct current motor is configured such that the impedance changes periodically with rotation, the amplitude of the alternating current component (alternating current) due to the application of the alternating voltage from the alternating current superimposing means out of the current flowing through the direct current motor. Changes periodically with the rotation of the DC motor (ie with periodic changes in impedance). Therefore, if the amount of electricity related to the alternating current is detected, the rotational state of the DC motor can be detected based on the amount of electricity (for example, based on a change in the amplitude of the alternating current component indicated by the amount of electricity). It is. In addition, as an electric quantity, an electric current, a voltage, or electric power can be considered, for example.
また、交流重畳手段からの交流電圧は直流モータのトルクに影響を与えないことから、直流モータの状態(加・減速中、定速中、停止中など)とは関係なく、常に一定の交流電圧を直流モータへ印加し、交流電流を流すことができる。 Also, since the AC voltage from the AC superimposing means does not affect the torque of the DC motor, the AC voltage is always constant regardless of the DC motor status (acceleration / deceleration, constant speed, stop, etc.). Can be applied to a DC motor to allow an alternating current to flow.
これにより、例えば制動の際に直流モータへの直流電圧が遮断されても、交流電圧を印加し続けることにより、減速〜停止にかけても回転状態を確実に検出することができる。また、停止中であっても、交流電圧を印加させ続けることで、直流モータの回転状態を検出でき、例えば何らかの外力を受けて所定量回転したとしても、これを確実に検出することができる。 Thus, for example, even when the DC voltage to the DC motor is interrupted during braking, the rotation state can be reliably detected even when the vehicle is decelerated to stopped by continuing to apply the AC voltage. In addition, even when the motor is stopped, the rotation state of the DC motor can be detected by continuing to apply the AC voltage. For example, even if the DC motor rotates by a predetermined amount, it can be detected reliably.
ところで、交流重畳手段から供給される交流電流に関する電気量に基づいて回転状態を検出するよう構成された本発明の回転検出装置において、回転状態の検出を精度良く行うためには、交流重畳手段から出力される交流電流の多くが(理想的には全てが)直流モータに流れるのが望ましい。 By the way, in the rotation detection device of the present invention configured to detect the rotation state based on the electric quantity related to the alternating current supplied from the AC superimposing means, in order to detect the rotation state with high accuracy, from the AC superimposing means. It is desirable that most of the output AC current (ideally all) flows to the DC motor.
しかし実際には、直流モータに対しては交流重畳部からの交流電圧だけでなく少なくとも直流電源からの直流電圧も印加可能に構成されているため、交流重畳部から出力される交流電流の経路としては、直流モータ側に流れる経路の他に、直流モータ側以外(例えば直流電源側)に向かう経路も存在する。そのため、交流重畳部から出力される交流電流は、全てが直流モータに流れず、その一部がその直流モータ側以外に向かう経路へ分流してしまう。 However, in actuality, the DC motor is configured so that not only the AC voltage from the AC superimposing unit but also at least the DC voltage from the DC power source can be applied. In addition to the path that flows to the DC motor side, there is also a path that goes to the side other than the DC motor side (for example, the DC power supply side). Therefore, all of the alternating current output from the alternating current superimposing unit does not flow to the direct current motor, and a part of the alternating current is shunted to a path other than the direct current motor side.
そこで本発明では、分流抑制手段を設けることにより、交流重畳手段からの交流電流が直流モータ以外の他の経路に分流するのを抑制止している。
従って、請求項1に記載の回転検出装置によれば、仮に制動時に直流電源からの直流電圧が0になったとしても、交流電圧を印加し続けることにより、減速時〜停止時にかけても回転状態を確実に検出することができる。しかも、回転状態の検出は交流重畳手段から供給されて直流モータに流れる交流電流に基づいて行われるため、直流電流に影響を与えることなく(即ちモータのトルクに影響を与えることなく)検出を行うことができる。
Therefore, in the present invention, by providing the diversion suppression means, the alternating current from the AC superimposing means is prevented from being diverted to a path other than the DC motor.
Therefore, according to the rotation detection device of the first aspect, even if the DC voltage from the DC power supply becomes 0 at the time of braking, the rotation state is maintained even during the deceleration to the stop by continuously applying the AC voltage. Can be reliably detected. Moreover, since the rotation state is detected based on the alternating current supplied from the alternating current superimposing means and flowing to the direct current motor, the detection is performed without affecting the direct current (that is, without affecting the torque of the motor). be able to.
そのため、エンコーダ等のセンサを設けることなく、またトルク変動が発生しないようにしつつ、回転速度にかかわらず直流モータの回転状態を精度良く検出することが可能な回転検出装置を提供することが可能となる。 Therefore, it is possible to provide a rotation detection device that can accurately detect the rotation state of the DC motor regardless of the rotation speed without providing a sensor such as an encoder and preventing torque fluctuation. Become.
また、分流抑制手段を備えていることにより、交流重畳手段から出力される交流電流が直流モータ側以外の経路に分流するのが抑制され、より多くの交流電流が直流モータへ流れるように構成されている。そのため、通電検出手段にて検出される検出結果(電気量)の品質を高品質に維持することができ、回転状態の検出精度の高い回転検出装置の提供が可能となる。 Further, by providing the shunt suppression means, the AC current output from the AC superimposing means is prevented from being shunted to a path other than the DC motor side, and more AC current flows to the DC motor. ing. Therefore, the quality of the detection result (the amount of electricity) detected by the energization detection unit can be maintained at a high quality, and a rotation detection device with high detection accuracy of the rotation state can be provided.
次に、請求項2に記載の発明は、請求項1に記載の回転検出装置であって、分流抑制手段は、直流電源から直流モータへの通電経路に配置されており、交流重畳手段は、通電経路における、直流モータと分流抑制手段の間に接続されて交流電圧を印加するよう構成されている。
Next, the invention according to
このように構成された請求項2に記載の回転検出装置によれば、印加部位から直流モータ以外へ分流する交流電流を抑制することができ、より多くの交流電流を直流モータに流すことができる。 According to the rotation detection device of the second aspect configured as described above, it is possible to suppress an alternating current that is diverted from the application site to other than the direct current motor, and to allow a larger amount of alternating current to flow to the direct current motor. .
ここで、分流抑制手段の具体的構成は種々考えられ、例えば、請求項3に記載のように、所定の阻止帯域の電流の通過を阻止できるように構成してもよいし、また例えば、請求項7に記載のように、インダクタンス素子を設けるというごく簡素な構成としてもよい。
Here, various specific configurations of the shunt suppression means are conceivable. For example, as described in
即ち、請求項3に記載の発明は、請求項2に記載の回転検出装置であって、分流抑制手段は、交流重畳手段にて印加される交流電圧の周波数成分の一部又は全てを含む所定の周波数帯域を阻止帯域として、少なくとも該阻止帯域の電流の通過を抑制できるよう構成されている。なお、ここでいう阻止とは、必ずしも、その帯域(阻止帯域)の電流の通過を完全に遮断することのみを意味しているものではなく、もちろんそれ(完全な遮断)も含めて、少なくとも、当該分流抑制手段がない場合に比べればその通過を十分に低減できる、という意味合いである。
That is, the invention according to
このように構成された請求項3に記載の回転検出装置によれば、交流重畳手段から出力される交流電流のうち、その周波数成分の一部又は全てが直流モータ側以外の経路に分流するのを抑制することができる。
According to the rotation detection device according to
そして、より具体的な構成例としては、例えば請求項4に記載の並列共振回路や、例えば請求項5に記載の帯域阻止フィルタ回路などが考えられる。
即ち、請求項4に記載の発明は、請求項3に記載の回転検出装置であって、分流抑制手段は、所定のインダクタンス値を持つインダクタンス素子と所定の静電容量値を持つ静電容量素子とが並列接続されてなり、共振周波数が上記阻止帯域内の周波数となるように設定された、並列共振回路である。
As a more specific configuration example, for example, a parallel resonance circuit according to claim 4 or a band rejection filter circuit according to claim 5 can be considered.
That is, the invention according to claim 4 is the rotation detecting device according to
また、請求項5に記載の発明は、請求項3に記載の回転検出装置であって、分流抑制手段は、上記阻止帯域の電流の通過を抑制できるよう構成された帯域阻止フィルタ回路である。
The invention according to claim 5 is the rotation detecting device according to
分流抑制手段をこのように並列共振回路や帯域阻止フィルタ回路にて構成することで、分流抑制手段を簡易的な回路構成で実現でき、且つ、阻止帯域の電流の通過を確実に阻止することができる。 By configuring the shunt suppression means with a parallel resonance circuit or a band rejection filter circuit in this way, it is possible to realize the shunt suppression means with a simple circuit configuration and reliably prevent the passage of current in the stop band. it can.
そして、請求項6に記載の発明は、請求項3〜請求項5の何れか1項に記載の回転検出装置であって、交流重畳手段は、交流電圧として正弦波電圧を印加可能に構成されており、分流抑制手段は、阻止帯域としてその正弦波電圧の周波数を含む所定の周波数帯域が設定されている。そして、回転状態検出手段は、正弦波電圧の周波数を含む所定の周波数帯域を通過帯域として、通電検出手段により検出された電気量から、その通過帯域の交流成分を通過させると共にその通過帯域以外の交流成分の通過を阻止する帯域通過フィルタ回路と、この帯域通過フィルタ回路を通過した交流成分の振幅の変化に基づき、該振幅の変化に対応した信号である回転信号を生成する回転信号生成手段と、を備えている。
The invention according to
正弦波電圧は、一般に、その周波数成分としてはほぼ全てが基本波周波数成分であって、高調波成分の存在は無視し得る程度である。そのため、その正弦波電圧の周波数(基本波周波数)を分流抑制手段にて抑制可能とすることで、交流重畳手段から出力される交流電流(この場合は正弦波電流)の分流を抑制することができる。 In general, almost all the frequency components of the sine wave voltage are fundamental frequency components, and the presence of harmonic components is negligible. Therefore, by allowing the frequency of the sine wave voltage (fundamental wave frequency) to be suppressed by the shunt suppression means, it is possible to suppress the shunt of the alternating current (in this case, the sine wave current) output from the AC superimposing means. it can.
そして、回転状態検出手段において、帯域通過フィルタ回路を用いてその正弦波電圧の周波数(基本波周波数)の交流成分を通過させることで、必要な周波数の交流成分は通過させて不要な周波数成分を阻止することができ、S/N(信号対雑音比)の高い交流成分の通過(抽出)が可能となる。そのため、そのS/Nの高い交流成分に基づき、回転信号を確実且つ高精度に生成することが可能となる。 Then, in the rotation state detecting means, the AC component of the frequency of the sine wave voltage (fundamental frequency) is passed using the band pass filter circuit, so that the AC component of the necessary frequency is passed and the unnecessary frequency component is passed. The AC component having a high S / N (signal to noise ratio) can be passed (extracted). Therefore, based on the AC component having a high S / N, the rotation signal can be generated reliably and with high accuracy.
一方、請求項7に記載の発明は、請求項2に記載の回転検出装置であって、分流抑制手段は、インダクタンス素子である。
インダクタンス素子は、周知の通り、周波数が高くなるほどインピーダンスが大きくなるような周波数特性を有する。また、インダクタンス値が大きいほど、インピーダンスも大きくなる。そのため、交流電流の通過を抑制することができ、周波数が高ければ高いほどその抑制効果も大きくなる。
On the other hand, the invention according to
As is well known, the inductance element has a frequency characteristic such that the impedance increases as the frequency increases. Moreover, the larger the inductance value, the larger the impedance. Therefore, the passage of alternating current can be suppressed, and the higher the frequency, the greater the suppression effect.
そのため、インダクタンス素子で構成するというごく簡素且つ安価な構成でありながら、交流重畳手段からの交流電流が直流モータ側以外に分流するのを抑制することができる。 For this reason, it is possible to prevent the alternating current from the alternating current superimposing means from being shunted to the side other than the direct current motor, while having a very simple and inexpensive structure including the inductance element.
そして、分流抑制手段が上記のようにインダクタンス素子で構成されている場合には、交流重畳手段や回転状態検出手段は、例えば請求項8に記載のように構成すると効果的である。 And when a shunt suppression means is comprised by an inductance element as mentioned above, it is effective if an alternating current superimposition means and a rotation state detection means are comprised as described in Claim 8, for example.
即ち、請求項8に記載の発明は、請求項7に記載の回転検出装置であって、交流重畳手段は、交流電圧として、所定の周波数の基本波成分及び該基本波成分に対する少なくとも1つの高調波成分を有する、歪波電圧を印加可能に構成されている。そして、回転状態検出手段は、歪波電圧の基本波成分の周波数以下における所定の周波数を遮断周波数として、通電検出手段により検出された電気量から、上記遮断周波数以上の交流成分を通過させる高域通過フィルタ回路と、この高域通過フィルタ回路を通過した交流成分の振幅の変化に基づき、該振幅の変化に対応した信号である回転信号を生成する回転信号生成手段と、を備えている。
That is, the invention according to claim 8 is the rotation detection device according to
歪波電圧は、基本波成分以外に高調波成分を有しており、全体としてそのエネルギー(周波数スペクトル)は基本波周波数以上の広い帯域に分布している。これに対し、分流抑制手段を構成するインダクタンス素子は、上述の通り、周波数が高くなればなるほどインピーダンスが大きくなって通過しにくくなる。そのため、交流重畳手段から出力される交流電流(高調波を含む電流)がモータ側以外の経路に分流するのを効果的に抑制することができる。 The distorted wave voltage has a harmonic component in addition to the fundamental wave component, and its energy (frequency spectrum) as a whole is distributed over a wide band above the fundamental frequency. On the other hand, as described above, the inductance element that constitutes the shunt suppression means has a higher impedance and is less likely to pass as the frequency increases. Therefore, it is possible to effectively suppress the alternating current (current including harmonics) output from the alternating current superimposing means from being shunted to a path other than the motor side.
そして、回転状態検出手段において、高域通過フィルタ回路を用いてその歪波電圧の基本波周波数以上の交流成分を通過させることで、より大きなエネルギーの交流成分を抽出することが可能となる。そのため、そのエネルギーの大きい交流成分に基づき、回転信号を確実且つ高精度に生成することが可能となる。 Then, in the rotation state detecting means, it is possible to extract an alternating current component having a larger energy by passing an alternating current component equal to or higher than the fundamental frequency of the distorted wave voltage using a high-pass filter circuit. Therefore, it is possible to generate the rotation signal reliably and with high accuracy based on the AC component having a large energy.
次に、請求項9に記載の発明は、直流電源からの電力供給を受けて回転する直流モータと、この直流モータの回転状態を検出する回転検出装置と、を備えた回転検出システムである。 Next, a ninth aspect of the present invention is a rotation detection system including a DC motor that rotates by receiving power supplied from a DC power source, and a rotation detection device that detects a rotation state of the DC motor.
直流モータは、該直流モータにおける、直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシ間のインピーダンスが、該直流モータの回転に伴って周期的に変化するように構成されている。 The DC motor is configured such that the impedance between at least a pair of brushes to which a DC voltage from a DC power source is applied in the DC motor periodically changes as the DC motor rotates.
回転検出装置は、一対のブラシ間に印加される直流電圧に対し、交流電圧を重畳する交流重畳手段と、交流重畳手段から直流モータに供給される交流電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、通電検出手段により検出された電気量に基づいて、直流モータの回転角、回転方向及び回転速度のうち少なくとも何れか1つを検出する回転状態検出手段と、交流重畳手段からの交流電流が直流モータ以外に分流するのを抑制する分流抑制手段と、を備えている。 The rotation detector includes an AC superimposing unit that superimposes an AC voltage on a DC voltage applied between a pair of brushes, and an energization detecting unit that detects an electrical quantity related to an AC current supplied from the AC superimposing unit to the DC motor. The rotation state detection means for detecting at least one of the rotation angle, the rotation direction and the rotation speed of the direct current motor based on the amount of electricity detected by the energization detection means, and the alternating current from the alternating current superposition means is a direct current. And a diversion suppressing means for suppressing diversion other than the motor.
この回転検出システムによれば、直流モータの回転状態を検出するための回転検出装置として、上述した請求項1〜請求項8の何れかに記載の構成のものを備えているため、上述した各請求項1〜8と同様の効果を得ることができる。
According to this rotation detection system, since the rotation detection device for detecting the rotation state of the DC motor includes the configuration according to any one of
そして、回転に伴って一対のブラシ間のインピーダンスが周期的に変化するような直流モータの具体的構成は種々考えられ、例えば請求項10や請求項11に記載の構成が挙げられる。
Various specific configurations of the DC motor in which the impedance between the pair of brushes periodically changes with rotation are conceivable, for example, configurations according to
即ち、請求項10に記載の発明は、請求項9に記載の回転検出システムであって、直流モータは、少なくとも3相の相コイルからなる電機子コイルと、この電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、この整流子を介して各相コイルへ電流を供給する少なくとも一対のブラシと、を有している。そして、複数の整流子片のうち何れか2つの整流子片を一組として、少なくとも一組の整流子片間は、他の組の整流子片間とは異なる値の静電容量値を持つように構成されている。
That is, the invention according to
また、請求項11に記載の発明は、請求項9に記載の回転検出システムであって、直流モータは、内周面においてその周方向に界磁発生用の複数の磁石が固定されたハウジングと、このハウジング内に設けられ、複数の相コイルからなる電機子コイルを有するロータコアと、電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、この整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、を有している。そして、回転に伴って上記一対のブラシ間のインダクタンスが周期的に変化するよう構成されている。 An eleventh aspect of the present invention is the rotation detection system according to the ninth aspect, wherein the DC motor includes a housing in which a plurality of field generating magnets are fixed in the circumferential direction on the inner circumferential surface. A rotor core having an armature coil made of a plurality of phase coils, a commutator having a plurality of commutator pieces connected to the armature coil, and at least a pair of brushes slidably contacting the commutator And have. And it is comprised so that the inductance between a pair of said brush may change periodically with rotation.
請求項10に記載の回転検出システムにおける直流モータは、整流子片間の静電容量値に差を持たせることで、回転に伴うインピーダンスの周期的な変化が生じるように構成されており、一方、請求項11に記載の回転検出システムにおける直流モータは、回転に伴ってインダクタンスが周期的に変化するように構成されており、これにより回転に伴うインピーダンスの周期的な変化が生じるように構成されている。
The DC motor in the rotation detection system according to
以下に、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
[第1実施形態]
図1に、本発明が適用された実施形態の回転検出システムの概略構成を示す。図1に示すように、本実施形態の回転検出システム1は、直流モータ(以下単に「モータ」と称す)2の回転角を検出するための装置であり、モータ2を回転駆動させる(トルクを発生させる)ための直流電圧を出力する直流電源3と、モータ2の回転角を検出するための交流電圧を出力する重畳部5と、モータ2に流れる電流(モータ電流)に基づいてモータ2の回転角に応じた信号(回転パルスSp)を生成し出力する回転信号検出部6と、この回転信号検出部6から出力される回転パルスSpに基づいてモータ2の回転角を検出する回転角検出部7と、重畳部5から出力される交流電流が直流電源3側に分流するのを抑制するためのLC並列共振回路8と、を備えている。
Preferred embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[First Embodiment]
FIG. 1 shows a schematic configuration of a rotation detection system according to an embodiment to which the present invention is applied. As shown in FIG. 1, the
直流電源3は、所定電圧値Vbの直流電圧を出力するものであり、その直流電圧がモータ2に印加される(詳しくは各ブラシ16,17間に印加される)。この直流電源3の正極側からモータ2を経てグランドライン(グランド電位)に至る直流通電経路には、本実施形態の回転検出システム1における最も特徴的構成の1つであるLC並列共振回路8が設けられているが、このLC並列共振回路8については後述する。
The
重畳部5は、所定の周波数f1の交流電圧を生成する交流電源4と、直流電源3から出力される直流電圧に交流電源4にて生成された交流電圧を重畳させてモータ2へ印加するためのカップリングコンデンサC10と、を備えている。
The superimposing unit 5 superimposes the AC voltage generated by the AC power source 4 on the DC voltage output from the
交流電源4にて生成される交流電圧は、本実施形態では正弦波電圧である。そのため、重畳部5から出力される電圧は正弦波電圧となり、電流についても正弦波状の交流電流が出力される。 The AC voltage generated by the AC power supply 4 is a sine wave voltage in this embodiment. Therefore, the voltage output from the superimposing unit 5 is a sine wave voltage, and a sinusoidal alternating current is also output for the current.
そのため、直流電源3からの直流電圧に重畳部5からの交流電圧が重畳されてなる交流重畳電圧は、図2に示すように、直流電圧(Vb)に振幅Vsで周波数f1の交流電圧が重畳された、交直混在(脈流の一種)の電圧となる。そのため、この交流重畳電圧がモータ2に印加されることによってモータ2に流れる電流も、直流電流に交流電流が重畳された電流(交流重畳電流)となる(図4参照。詳細は後述。)
但し、モータ2は直流モータであるため、交流重畳電流のうち、モータ2の回転に寄与する(トルクを与えて回転駆動させる)成分は、直流電源3にて印加される直流電圧による直流成分であり、重畳部5から印加される交流電圧による交流成分は回転そのものには関与せず、トルクに影響を与えることもない。
Therefore, the AC superimposed voltage obtained by superimposing the AC voltage from the superimposing unit 5 on the DC voltage from the
However, since the
重畳部5からの交流電圧は、モータ2の回転状態(本実施形態では回転角)を検出するためにモータ2に印加されるのであり、回転信号検出部6は、後述するように、モータ2に流れる電流のうち交流成分に基づいて回転パルスSpを生成する。つまり、重畳部5は、モータ2を回転させるための電源としてではなく、モータ2の回転状態(本実施形態では回転角)を検出する目的で設けられているのである。
The AC voltage from the superimposing unit 5 is applied to the
また、重畳部5から出力される交流電圧は、直流電源3の正極側からモータ2を経てグランドラインに至る直流通電経路における、直流電源3の正極側からモータ2に至る経路、より詳しくはその経路に設けられたLC並列共振回路8とモータ2の間の経路の印加部位Pに印加される。そのため、重畳部5から出力される交流電流は、印加部位Pを経てモータ2側へ流れることとなる。
The AC voltage output from the superimposing unit 5 is a path from the positive electrode side of the
なお、重畳部5から出力される交流電流の一部は、印加部位Pから直流電源3側にも分流する。但し本実施形態では、その分流を抑制するための分流抑制手段として、LC並列共振回路8が設けられており、これにより、直流電源3側への分流は最小限に抑えられている。
A part of the alternating current output from the superimposing unit 5 is also shunted from the application site P to the direct
また、直流電源3からの直流電圧の出力、及び重畳部5からの交流電圧の出力は、それぞれ独立して制御することが可能に構成されている。本実施形態では、モータ2を回転させる際(起動〜定常回転時)は直流電源3からの直流電圧を印可させると共に重畳部5からの交流電圧も重畳して印加させる。一方、回転中のモータ2を停止(制動)させる際は、モータ2への直流電源3からの直流電圧を遮断し、重畳部5からの交流電圧の印加は継続させる。つまり、重畳部5からの交流電圧は、少なくともモータ2が回転している間はモータ2へ印加され続けるのである。
In addition, the output of the DC voltage from the
モータ2は、互いに対向して(即ち回転方向に180°離れて)配置された一対のブラシ16,17を備え、電機子コイルとして3相の相コイルを有するブラシ付きの3相直流モータであり、各ブラシ16,17と接触する3つの整流子片11,12,13からなる整流子10を備えている。そして、電機子コイルを構成する3つ(3相)の各相コイルL1,L2,L3が、それぞれ、図示のようにΔ結線されている。
The
即ち、第3整流子片13と第1整流子片11との間に第1相コイルL1が接続され、第1整流子片11と第2整流子片12との間に第2相コイルL2が接続され、第2整流子片12と第3整流子片13との間に第3相コイルL3が接続されている。これら3つの相コイルL1,L2,L3からなる電機子コイル及び整流子10により、アーマチャが構成される。なお、各相コイルL1,L2,L3のインダクタンスは同じ値(L1=L2=L3)である。また、各相コイルL1,L2,L3は、互いに電気角で2/3πずつ離れるように配置されている。
That is, the first phase coil L1 is connected between the
そして、3つの整流子片11,12,13のうちいずれか2つが、各ブラシ16,17にそれぞれ接触しており、モータ2の回転による整流子10の回転に伴って、各ブラシ16,17と接触する2つの整流子片は切り替わっていく。
Any two of the three
なお、本実施形態のモータ2は、図示は省略したものの、ヨークハウジングを有すると共に、ヨークハウジングの内壁側に永久磁石からなる界磁が設けられ、この界磁と対向するようにアーマチャが配置されている。
Although not shown in the drawings, the
更に、本実施形態では、モータ2において、第1相コイルL1と並列に、コンデンサC1が接続されている。そのため、直流電源3からの直流電圧、重畳部5からの交流電圧、更にはこれら両者が重畳された交流重畳電圧は、各ブラシ16,17およびこれらに接触しているいずれか2つの整流子片を介して、モータ2内部の各相コイルL1,L2,L3及びコンデンサC1からなる回路(モータ回路)に印加される。
Further, in the present embodiment, in the
モータ2の各ブラシ間に上記交流電圧又は交流重畳電圧が印加されると、モータ回路には、交流電流、又は直流電流に交流電流が重畳された交流重畳電流(交流成分を含む電流)が流れる。
When the AC voltage or the AC superimposed voltage is applied between the brushes of the
コンデンサC1は、周知の通り、直流的には電流がほとんど流れない非常に高い抵抗として機能し、交流的には周波数が高くなればなるほど電流が流れやすい低インピーダンス特性を有する。そのため、直流電源3からみればこのコンデンサC1は等価的に存在しないものとして扱うことができ、よって、直流電源3からの直流電流は各相コイルL1,L2,L3にのみ流れることとなる。
As is well known, the capacitor C1 functions as a very high resistance in which a current hardly flows in a direct current, and has a low impedance characteristic that a current easily flows as the frequency increases in an alternating current. For this reason, when viewed from the
一方、重畳部5からみれば、各相コイルL1,L2,L3は高インピーダンスであるのに対してコンデンサC1は低インピーダンスとなり、両者の差は大きい。そのため、例えば図1に示す状態からモータ2が時計回りに回転(即ち整流子10が時計回りに回転)して、通電経路の下流側(グランド電位側)のブラシ17に第1整流子片11が接触するようになると、各ブラシ16,17間に、第1相コイルL1とコンデンサC1の並列回路が形成される。即ち、各ブラシ16,17間にコンデンサC1のみの通電経路が形成され、モータ回路全体として、このコンデンサC1と、各相コイルL1,L2,L3の合成インダクタンスとの、並列共振回路が形成される。そのため、その状態では、各ブラシ16,17間のモータ回路のインピーダンスは並列共振特性を有し、その共振周波数以上の周波数帯域では周波数が高くなればなるほどインピーダンスは低くなる。
On the other hand, when viewed from the superimposing unit 5, each phase coil L1, L2, L3 has a high impedance, whereas the capacitor C1 has a low impedance, and the difference between the two is large. Therefore, for example, the
つまり、直流的にみればモータ回路は3つの相コイルL1,L2,L3のみからなる回路とみなせ、故に、直流電源3からの直流電流によって回転するモータ2の回転速度やトルクにコンデンサC1の存在が影響することはない。
In other words, from a direct current perspective, the motor circuit can be regarded as a circuit composed of only three phase coils L1, L2, and L3. Therefore, the existence of the capacitor C1 in the rotational speed and torque of the
これに対し、交流的にみれば、モータ2の回転角に応じて各ブラシ16,17と接触する2つの整流子片が切り替わる毎に、各ブラシ間に形成されるモータ回路も変化し、よってモータ回路のインピーダンスも変化する。但し、本実施形態では、第1相コイルL1に対してのみコンデンサC1を一つ接続しているため、モータ2が180°回転する間に整流子片の切り替わりは3回生じるもののインピーダンスの変化は二段階である。
On the other hand, in terms of alternating current, each time the two commutator pieces in contact with the
図3(a)に、モータ2が180°回転する間における、モータ2内部の結線状態の変化、即ち各ブラシ16,17間に形成されるモータ回路の変化を示す。図3(a)に示すように、本実施形態のモータ2のモータ回路は、モータ2が180°回転する間に、主として状態A、状態B、及び状態Cの三種類に変化する。
FIG. 3A shows a change in the connection state inside the
状態Aは、図示の如く、直流電源3の正極側(以下「Vb側」ともいう)のブラシ16に第1整流子片11が接触し、グランド電位側(以下「GND側」ともいう)のブラシ17に第2整流子片12が接触した状態である。この状態Aでのモータ2の等価回路、即ち各ブラシ16,17間に形成されるモータ回路は、図中右側に示す回路となる。
In the state A, as shown in the figure, the
この状態Aでは、コンデンサC1と第3相コイルL3とが直列に接続された状態となっているため、各ブラシ16,17間には、コンデンサC1のみの通電経路は存在せず、一方のブラシ16から他方のブラシ17に至るまでの経路には必ずいずれかの相コイルが存在することになる。そのため、この状態Aでは、各相コイルL1,L2,L3によるインダクタンスが支配的となってモータ回路全体のインピーダンスが高くなり、故に、モータ2に流れる電流に含まれる交流成分(交流電流成分)の振幅は小さい。
In this state A, since the capacitor C1 and the third phase coil L3 are connected in series, there is no current path of only the capacitor C1 between the
状態Bは、状態Aから時計回りに約50°回転した状態であり、Vb側のブラシ16に接触する整流子片が、状態Aのときの第1整流子片11から第3整流子片13へと切り替わっている。GND側のブラシ17には第2整流子片12が接触している。
The state B is a state rotated about 50 ° clockwise from the state A, and the commutator piece contacting the
この状態Bでも、コンデンサC1と第2相コイルL2とが直列に接続された状態となっているため、各ブラシ16,17間には、コンデンサC1のみの通電経路は存在せず、一方のブラシ16から他方のブラシ17に至るまでの経路には必ずいずれかの相コイルが存在することになる。そのため、この状態Bでもモータ回路全体のインピーダンスは高く、故に、交流電流成分の振幅は小さい。なお、この状態Bと状態Aは、図の等価回路を比較して明らかなように、回路全体のインピーダンスは同じである。そのため、交流電流成分の振幅も同じ大きさである。
Even in this state B, since the capacitor C1 and the second phase coil L2 are connected in series, there is no current path of only the capacitor C1 between the
状態Cは、状態Bからさらに時計回りに約50°回転した状態であり、GND側のブラシ17に接触する整流子片が、状態A,Bのときの第2整流子片12から第1整流子片11へと切り替わっている。Vb側のブラシ16には第3整流子片13が接触している。
The state C is a state further rotated by about 50 ° clockwise from the state B, and the commutator piece contacting the GND-
この状態Cでは、第2相コイルL2及び第3相コイルL3の直列回路と、第1相コイルL1と、コンデンサC1とが、それぞれ並列接続された状態となる。そのため、各ブラシ16,17間には、コンデンサC1のみの通電経路が存在する。これにより、モータ回路のインピーダンスは低くなる。
In this state C, the series circuit of the second phase coil L2 and the third phase coil L3, the first phase coil L1, and the capacitor C1 are connected in parallel. Therefore, between the
特に本実施形態では、モータ回路全体として並列共振回路が形成され、そのインピーダンスは並列共振特性を持つことになる。そのため、その共振周波数より高い周波数帯域では、周波数が高くなるほどコンデンサC1が支配的となってインピーダンスは低くなる。そのため、交流電流成分の振幅は大きくなる。 In particular, in the present embodiment, a parallel resonance circuit is formed as the entire motor circuit, and its impedance has parallel resonance characteristics. Therefore, in a frequency band higher than the resonance frequency, the higher the frequency, the more dominant the capacitor C1 and the lower the impedance. For this reason, the amplitude of the alternating current component is increased.
このように、モータ2が180°回転する間には、各ブラシ16,17と接触する整流子片の切り替わりが3回生じ、これに伴って各ブラシ16,17間のモータ回路は状態A,B,Cの三種類に切り替わる。但し状態Aと状態Bは、既述の通り、回路全体のインピーダンスが等しいため、180°回転の間に生じるインピーダンスの変化は二段階である。
Thus, while the
なお、モータ2の回転の過程では、隣接する2つの整流子片に一つのブラシが同時に接触する切り替わり期間が存在し、この切り替わり期間においてもブラシ間のインピーダンスが変化するが、この切り替わり期間はモータ2が一回転する間において瞬間的に生じるのみであり、これに伴うインピーダンスの変化も瞬間的なものである。そのため、本実施形態ではこの切り替わり期間については考慮しないものとする。
In the process of rotation of the
状態Cから更に回転が進むと、Vb側のブラシ16に接触する整流子片が、状態Cのときの第3整流子片13から第2整流子片12へと切り替わる。GND側のブラシ17には第1整流子片11が接触している。この状態は、上述した状態Aにおいて、Vb側のブラシ16とGND側のブラシ17とが入れ替わった状態であり、モータ回路全体のインピーダンスは状態Aと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態A’という。
When the rotation further proceeds from the state C, the commutator piece in contact with the
この状態A’から更に回転が進むと、GND側のブラシ17に接触する整流子片が、状態A’のときの第1整流子片11から第3整流子片13へと切り替わる。Vb側のブラシ16には第2整流子片12が接触している。この状態は、上述した状態Bにおいて、Vb側のブラシ16とGND側のブラシ17とが入れ替わった状態であり、モータ回路全体のインピーダンスは状態Bと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態B’という。
When the rotation further proceeds from this state A ′, the commutator piece that contacts the GND-
この状態B’から更に回転が進むと、Vb側のブラシ16に接触する整流子片が、状態B’のときの第2整流子片12から第1整流子片11へと切り替わる。GND側のブラシ17には第3整流子片13が接触している。この状態は、上述した状態Cにおいて、Vb側のブラシ16とGND側のブラシ17とが入れ替わった状態であり、モータ回路全体のインピーダンスは状態Cと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態C’という。
When the rotation further proceeds from the state B ′, the commutator piece that contacts the
そして、この状態C’から更に回転が進むと、再び状態Aに切り替わり、以下、回転が進むにつれて状態B→状態C→状態A’→状態B’→状態C’→状態A→・・・と切り替わる。 Then, when the rotation further proceeds from the state C ′, the state is switched again to the state A. Hereinafter, as the rotation proceeds, the state B → the state C → the state A ′ → the state B ′ → the state C ′ → the state A → Switch.
つまり、モータ2は、一回転する間にその回転角に応じてモータ回路が状態A、B、C、A’、B’、C’の六種類に順次切り替わるのであり、60°回転毎に状態が切り替わるということになる。このうち、状態A、B、A’、B’は、いずれも同じインピーダンス(高インピーダンス)である。また、状態C、C’も同じインピーダンスであり、その値は状態A等のインピーダンスよりも非常に低い。
That is, while the
図3(b)に、各状態におけるモータ回路のインピーダンスの周波数特性を示す。上述の通り、状態A,B,A’,B’のモータ回路のインピーダンスは同じである。この状態A,B,A’,B’の場合、コンデンサC1の影響はほとんどなく、周波数faで小さなピーク値(小さな共振点)が生じるものの、全体としてみれば周波数が高くなるほどインピーダンスが増加する特性となる。 FIG. 3B shows the frequency characteristics of the impedance of the motor circuit in each state. As described above, the impedances of the motor circuits in the states A, B, A ′, and B ′ are the same. In this state A, B, A ′, B ′, there is almost no influence of the capacitor C1, and although a small peak value (small resonance point) occurs at the frequency fa, the characteristic that the impedance increases as the frequency increases as a whole. It becomes.
これに対し、状態C,C’の場合、各相コイルL1,L2,L3とコンデンサC1との共振によってインピーダンス特性は大きく変化し、共振周波数fbを中心(最大値)としてインピーダンスは小さくなる。そのため、状態A,B,A’,B’と状態C,C’とでは、インピーダンスが一致(特性が交差)する周波数fcを除き、インピーダンスが異なる。特に、周波数fcよりもある程度高い周波数以上の帯域では、インピーダンスの比が大きくなる。 On the other hand, in the states C and C ′, the impedance characteristics greatly change due to resonance between the phase coils L1, L2, and L3 and the capacitor C1, and the impedance becomes small with the resonance frequency fb as the center (maximum value). For this reason, the states A, B, A ′, B ′ and the states C, C ′ have different impedances except for the frequency fc where the impedances match (characteristics intersect). In particular, the impedance ratio increases in a frequency band higher than the frequency fc to a certain degree.
そのため、本実施形態では、重畳部5から出力される交流電流の周波数f1が、上記周波数fcよりも高い所定の周波数となるように設定されている。
そして、上述したモータ回路のインピーダンスの変化は、モータ2に流れるモータ電流に含まれる交流成分(交流電流成分)の変化、或いはモータ電流が流れる通電経路の電圧に含まれる交流成分(交流電圧成分)の変化として直接現れる。
Therefore, in the present embodiment, the frequency f1 of the alternating current output from the superimposing unit 5 is set to be a predetermined frequency higher than the frequency fc.
The change in the impedance of the motor circuit described above is caused by a change in the AC component (AC current component) included in the motor current flowing through the
図4は、回転中のモータ電流の一例を示す図である。図4に示すように、モータ電流は、直流電流成分に交流電流成分が重畳した波形となる。そして、交流電流成分に着目すると、状態A、B、A’、B’のときは交流電流成分の振幅が小さく、状態C、C’のときは交流電流成分の振幅が大きくなる。即ち、モータ2が180°回転する間に、交流電流成分の振幅は二種類(二段階)に変化するのである。
FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a rotating motor current. As shown in FIG. 4, the motor current has a waveform in which an alternating current component is superimposed on a direct current component. Focusing on the alternating current component, the amplitude of the alternating current component is small in the states A, B, A ′, and B ′, and the amplitude of the alternating current component is large in the states C and C ′. That is, while the
そこで本実施形態では、回転信号検出部6が、モータ2の回転に伴う上記インピーダンスの変化によって生じる、モータ電流の交流電流成分の振幅変化に基づいて、回転パルスSpを生成する。そして、その回転パルスSpに基づき、回転角検出部7が、モータ2の回転角を検出する。
Therefore, in the present embodiment, the rotation
図5に、回転信号検出部6の具体的構成を示す。回転信号検出部6は、重畳部5から出力される交流電流を検出する電流検出部21と、この電流検出部21により検出された交流電流に基づく各種信号処理を行って回転パルスSpを生成する信号処理部22とを備えている。
FIG. 5 shows a specific configuration of the rotation
電流検出部21は、モータ電流が流れる通電経路(詳しくはグランド電位側のブラシ17からグランドラインに至る通電経路)に配置された電流検出抵抗R1からなり、この電流検出抵抗R1の両端の電圧が、モータ電流に応じた検出信号(本発明の電気量に相当)として信号処理部22へ取り込まれる。
The
信号処理部22は、バンドパスフィルタ(BPF)23と、増幅部24と、包絡線検波部25と、ローパスフィルタ(LPF)26と、閾値設定部27と、比較部28と、を備えている。
The
BPF23は、図示のように一般的な構成のものであり、オペアンプ30と、オペアンプ30の出力端子と反転入力端子の間に接続された、抵抗R2及びコンデンサC11からなる並列回路と、オペアンプ30の反転入力端子とグランドラインとの間に接続された、抵抗R3及びコンデンサC12からなる直列回路と、により構成されている。
The
重畳部5から出力される交流電流の周波数成分は、図6の周波数スペクトルに示すように、基本的には、交流電源4にて生成される正弦波電圧の周波数(基本波周波数)f1のみである。尚、厳密には基本波周波数f1以外の高調波成分も含まれるが、そのレベルは基本波周波数f1の成分に比べれば無視し得る程度であるため、本実施形態では考慮しないものとする。 As shown in the frequency spectrum of FIG. 6, the frequency component of the alternating current output from the superimposing unit 5 is basically only the frequency (fundamental wave frequency) f1 of the sine wave voltage generated by the AC power supply 4. is there. Strictly speaking, harmonic components other than the fundamental frequency f1 are included, but the level is negligible compared to the fundamental frequency f1, and is not considered in this embodiment.
そのため、BPF23は、図6に破線で示す通り、重畳部5から出力される交流電流の周波数f1を中心周波数とする所定の帯域幅(通過帯域)の信号が通過し、それ以外の帯域の信号の通過は阻止されるように構成されている。つまり、電流検出部21にて検出された検出信号のうち、周波数f1を中心とする所定の通過帯域の信号がBPF23によって抽出され、後段の増幅部24に入力される。
Therefore, as shown by the broken line in FIG. 6, the
なお、BPF23の通過帯域は、必ずしもその中心周波数を交流電流の周波数f1に一致させる必要はなく、多少のずれがあってもよい。但し、少なくとも、交流電流の周波数f1が通過帯域内に含まれるようにするのが望ましい。
Note that the pass band of the
増幅部24は、オペアンプ31と、オペアンプ31の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵抗R4と、オペアンプ31の反転入力端子とグランドラインとの間に接続された抵抗R5とを備え、非反転入力端子に入力される信号(BPF23からの検出信号)が所定の増幅率にて増幅される。
増幅部24にて増幅された検出信号は、包絡線検波部25にて包絡線検波される。この包絡線検波部25は、整流用のダイオードD1と、一端がこのダイオードD1のカソードに接続されて他端がグランド電位に接続された抵抗R6と、一端がダイオードD1のカソードに接続されて他端がグランド電位に接続されたコンデンサC13とを備えてなるものであり、ダイオードD1のアノードに、増幅部24からの検出信号が入力される。
The amplifying
The detection signal amplified by the
この包絡線検波部25により、増幅部24から入力された検出信号が包絡線検波され、その振幅に応じた一定の信号(以下「検波信号」という)が生成される。
そして、その生成された検波信号は、LPF26にて高周波成分がカットされた上で、比較部28に入力される。LPF26は、抵抗R7及びコンデンサC14からなる周知の構成のものである。なお、抵抗R7にはダイオードD2が並列接続されている。このダイオードD2の接続方向は、検波信号が入力される方向に対して逆方向となっている。
The
The generated detection signal is input to the
比較部28は、コンパレータ32と、コンパレータ32の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵抗R10と、一端がコンパレータ32の非反転入力端子に接続されて他端がLPF26に接続された抵抗R8と、一端がコンパレータ32の反転入力端子に接続されて他端が閾値設定部27に接続された抵抗R9とを備えてなるものである。
The
包絡線検波部25から出力された検波信号は、LPF26を介して比較部28に入力され、この比較部28において抵抗R8を介してコンパレータ32の非反転入力端子に入力される。一方、コンパレータ32の反転入力端子には、抵抗R9を介して閾値設定部27からの閾値が入力される。これにより、コンパレータ32では、検波信号と閾値との比較が行われ、その比較結果が出力される。
The detection signal output from the
閾値設定部27にて設定され比較部28に入力される閾値は、本実施形態では、図4に示したモータ電流波形のうち振幅が小さい期間(つまり状態A、B、A’、B’の期間)での検波信号よりも大きく、且つ、振幅が大きい期間(つまり状態C、C’の期間)での検波信号よりも小さい、所定の値が設定されている。
In the present embodiment, the threshold value set by the threshold
そのため、振幅の小さい期間では、包絡線検波部25から比較部28へ入力される検波信号は0Vであって閾値設定部27からの閾値よりも小さいため、コンパレータ32からはローレベルの信号が出力される。一方、振幅の大きい期間では、包絡線検波部25から比較部28へ入力される検波信号は閾値よりも大きくなるため、コンパレータ32からはハイレベルの信号が出力される。
Therefore, in a period with a small amplitude, the detection signal input from the
そして、コンパレータ32から出力されたローレベル、ハイレベルの信号が、モータ2の回転角に応じた回転パルスSpとして、回転角検出部7へ出力される。
このように、信号処理部22では、電流検出抵抗R1にて検出されたモータ電流(検出信号)に対して各種信号処理を行った上で回転パルスSpが生成されるため、外乱やノイズが低減された正確な回転パルスSpが生成される。
Then, the low-level and high-level signals output from the
As described above, the
回転角検出部7は、信号処理部22から入力された回転パルスSpに基づき、例えばその回転パルスSpの立ち上がりエッジを検出・計数するといった方法により、モータ2の回転角を検出する。そして、その検出された回転角は、図示しないモータ2の制御回路においてフィードバック信号として用いられる。
The rotation
ところで、本実施形態の回転検出システム1では、直流電源3からモータ2への直流電圧の印加とは別に、回転角検出のために重畳部5を設け、直流電圧に重畳部5からの交流電圧を重畳させて(又は交流電圧単独で)モータ2に印加させるようにしている。具体的には、図1に示すように、直流通電経路における印加部位Pに対して交流電圧を重畳して印加するようにしている。
By the way, in the
そのため、上述したように、重畳部5から出力される交流電流の一部は、印加部位Pから直流電源3側にも分流する。この直流電源3側への分流とその影響等について、図7を用いてより具体的に説明する。
Therefore, as described above, a part of the alternating current output from the superimposing unit 5 is also diverted from the application site P to the direct
図7は、重畳部5からみた本回転検出システム1の交流等価回路である。図7に示すように、回転検出システム1は、重畳部5からみれば、モータ2及び回転信号検出部6の直列回路と、直流電源3とが、並列に接続された回路となっている。
FIG. 7 is an AC equivalent circuit of the
重畳部5からの交流電流の振幅変化に基づいて回転角検出を行うようにしている本実施形態の回転検出システム1において、回転検出を精度良く行うためには、理想的には、重畳部5から出力される交流電流iが全てモータ2に流れることが望ましい。
In the
しかし実際には、重畳部5からみた交流等価回路は、図7に示すようにモータ2に対して直流電源3が並列接続された状態になっているため、重畳部5からの交流電流は、モータ2側だけに流れるのではなく直流電源3側にも分流してしまう。
However, in practice, the AC equivalent circuit viewed from the superimposing unit 5 is in a state where the
モータ2の回転角検出を高精度に行うためには、直流電源3側に分流する交流電流ivが小さければ小さいほど良く、モータ2側に流れる交流電流imが大きければ大きいほどよい。しかし、一般に、直流電源3のインピーダンスZvは、モータ2側のインピーダンス(モータ2のインピーダンスZmと回転信号検出部6のインピーダンスZsの和)よりも小さい。そのため、重畳部5から出力される交流電流iの多くは、直流電流3側に分流してしまい、本来必要なモータ2側への交流電流imは小さくなってしまう。つまり、モータ2に対して交流電流を十分に流すことができなくなってしまう。
In order to detect the rotation angle of the
そのため、電流検出部21にて検出される電流における交流成分(交流電流成分)の振幅は小さくなって、品質・精度の悪い検出信号しか検出できず、回転角の検出精度が低下してしまう。モータ2側への交流電流imを大きくするためには、例えば、重畳部5を構成するカップリングコンデンサC10を大容量化してより大きな交流電流iを供給することも考えられるが、この方法は、システム構成面及びコスト面の双方であまり好ましいものではない。
For this reason, the amplitude of the alternating current component (alternating current component) in the current detected by the
そこで本実施形態の回転検出システム1では、直流電源3からモータ2への直流通電経路における、印加部位Pから直流電源3側の経路に、重畳部5からの交流電流が直流電源3側へ分流するのを抑制する(可能な限り低く抑える)ための、LC並列共振回路8が設けられている。このLC並列共振回路8は、所定の静電容量値を持つコンデンサC5と所定のインダクタンス値を持つコイルL5が並列接続されてなるものであり、そのインピーダンスは、図8に示すような周波数特性を有する。即ち、共振周波数においてピーク値を持つ、周知の並列共振特性を有する。
Therefore, in the
そして本実施形態では、このLC並列共振回路8の共振周波数が、重畳部5から出力される交流電圧(交流電流)の周波数、即ち交流電源4にて生成される交流電圧の周波数f1となるように、LC並列共振回路8を構成するコンデンサC5及びコイルL5の各素子値が設定されている。 In the present embodiment, the resonance frequency of the LC parallel resonance circuit 8 is set to the frequency of the alternating voltage (alternating current) output from the superimposing unit 5, that is, the frequency f1 of the alternating voltage generated by the alternating current power source 4. In addition, element values of the capacitor C5 and the coil L5 constituting the LC parallel resonance circuit 8 are set.
そのため、このLC並列共振回路8は、重畳部5からみて非常に大きなインピーダンスを持つ回路となり、その共振周波数を含む所定帯域(阻止帯域)の電流の通過が阻止される。なお、ここでいう阻止とは、電流が全く通過しないことのみを意味しているのではなく、重畳部5からの交流電流の多くがモータ2側に流れて電流検出部21による検出信号を高品質に維持できる程度に直流電源3側への分流を抑制することも含むものである。
Therefore, the LC parallel resonant circuit 8 is a circuit having a very large impedance when viewed from the superimposing unit 5, and the passage of a current in a predetermined band (stop band) including the resonance frequency is blocked. The term “blocking” as used herein does not only mean that no current passes, but much of the alternating current from the superimposing unit 5 flows to the
このLC並列共振回路8によって、直流電源3側へ分流する電流ivは非常に小さくなり、重畳部5からの交流電流iの多くがモータ2側へ流れるようになる。これにより、モータ2側には十分な量の交流電流が流れるようになり、電流検出部21にて検出される検出信号の品質の大幅な向上が実現される。
With this LC parallel resonance circuit 8, the current iv that is shunted to the
なお、LC並列共振回路8の共振周波数は、好ましくは上記のように交流電圧の周波数f1と一致させるのが良いが、直流電源3側への分流を十分に低減できる限り、交流電圧の周波数f1とのずれがあってもよい。
The resonance frequency of the LC parallel resonance circuit 8 is preferably matched with the frequency f1 of the AC voltage as described above, but the frequency f1 of the AC voltage is sufficient as long as the diversion to the
次に、回転中のモータ2が停止する際のモータ電流波形の一例を、図9に示す。なお、図9では、モータ回路のインピーダンスが大きくて交流電流成分の振幅の小さい期間(状態A、B、A’B’となる期間)については交流電流成分の波形が非常に小さいため図示を省略している。後述する図10においても同様である。
Next, an example of a motor current waveform when the
回転中のモータ2に制動をかけて停止させる停止制御(制動制御)を行う際には、モータ2への直流電源3からの直流電圧の印加(直流電流の供給)を停止させる。一方、重畳部5からの交流電圧(交流電流)は、モータ2の駆動に関与するものではなく、あくまでもモータ2の回転角を検出する目的で印加(供給)されるものであるため、起動〜定常回転中はもちろん、停止制御開始後も引き続き印加することができ、延いては、回転停止後も印加することができる。そのため、本実施形態では、停止制御開始後も、重畳部5からの交流電圧の印加は、少なくともモータ2が完全に停止するまでは継続して行われる。
When performing stop control (brake control) in which the
これにより、停止制御開始後(直流電源3からの直流電圧の印加を停止した後)のモータ電流は、図示の如く、モータ2自身の誘導起電力によって生じる電流に、重畳部5からの交流電流が重畳したものとなる。このうち、誘導起電力による電流の大きさは、モータ2の回転速度が低くなるにつれて次第に小さくなり、モータ2が停止したときにはゼロになる。
As a result, the motor current after the start of the stop control (after the application of the DC voltage from the
一方、交流電流は、上記のように回転角検出のために少なくともモータ2が完全に停止するまでは継続して重畳部5から供給されるものであるため、図9に示すように、モータ2の回転速度に関係なく、回転角に応じた(モータ回路のインピーダンスの変化に応じた)振幅の交流電流が流れる。そのため、回転速度に関係なくモータ2の回転角を検出することができるのである。
On the other hand, since the alternating current is continuously supplied from the superimposing unit 5 at least until the
図9に示した停止制御時における、信号処理部22にて生成される回転パルスSpの一例を、図10に示す。図10の上段側の波形は、信号処理部22において増幅部24から出力される検出信号の波形である。この検出信号は、電流検出部21にて検出された検出信号(即ち電流検出抵抗R1の両端の電圧)のうち、周波数f1を中心とする所定の通過帯域の信号(BPF23からの出力信号)が増幅部24にて増幅されたものである。
An example of the rotation pulse Sp generated by the
この増幅部24からの検出信号が、包絡線検波部25、LPF26、及び比較部28を経ることで、図10の下段側に示すような回転パルスSpが生成される。本例では、交流電流成分の振幅が小振幅から大振幅に変化するタイミング毎に、所定時間幅の回転パルスSpが生成される。
The detection signal from the
そして、本実施形態では、回転パルスSpはモータ2が180°回転する毎に生成される。そのため、この回転パルスSpが生成される毎にモータ2が180°回転したものとして、モータ2の回転角を検出することができる。
In this embodiment, the rotation pulse Sp is generated every time the
なお、本実施形態の回転検出システム1は、回転パルスSpに基づいてモータ2の回転角を検出するよう構成されたものであるが、回転パルスSpの間隔(例えば立ち上がりエッジの間隔)に基づいてモータ2の回転速度も検出できるよう構成してもよい。
The
以上説明したように、本実施形態の回転検出システム1では、モータ2を駆動させるための駆動源としての直流電源3とは別に、回転角検出のために重畳部5が設けられ、モータ2が回転される際は、直流電源3からの直流電圧に重畳部5からの交流電圧が重畳された交流重畳電圧がモータ2へ印加され、これによりモータ2には交流成分を含む交流重畳電流が流れる。
As described above, in the
また、モータ2においては、3相の各相コイルL1,L2,L3のうち第1相コイルL1と並列に回転角検出用のコンデンサC1が接続されている。そして、信号処理部22にて、電流検出部21にて検出されたモータ電流(交流電流)の振幅の変化に応じた回転パルスSpを生成する。コンデンサC1が接続されていることにより、各ブラシ16,17間のモータ回路のインピーダンスは、モータ2の回転角に応じて変化し、その変化は交流電流の振幅変化として現れる。そのため、交流電流の振幅の変化に基づいて、回転パルスSpの生成、延いては回転角の検出を行うことができるのである。
Further, in the
従って、本実施形態の回転検出システム1によれば、仮にモータ2の停止(制動)時に直流電源3らの直流電圧の印加(直流電流の供給)が停止されても、交流電圧が印加(交流電流が供給)され続けることにより、完全に停止するまで(延いては完全に停止した後も)回転角を確実に検出することができる。しかも、回転角の検出は、重畳部5から出力される交流電流に基づいて行っており、モータ駆動に影響を与えることなく検出が行われる。そのため、ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを設けることなく、またトルク変動が発生しないようにしつつ、回転速度によらずに回転角を精度良く検出することができる。
Therefore, according to the
また、印加部位Pから直流電源3側の経路にLC並列共振回路8が設けられており、これにより、重畳部5から出力される交流電流がモータ2側以外の経路(本実施形態では直流電源3の正極側)に分流するのが抑制され、より多くの交流電流がモータ2へ流れる。そのため、電流検出部21にて検出される検出信号の品質を高品質に維持することができ、更にはその検出信号に基づいて高品質の回転パルスSpを生成することができ、精度の高い回転角検出が可能となる。
In addition, an LC parallel resonance circuit 8 is provided in a path from the application site P to the
特に、本実施形態では、重畳部5から出力される交流電流は正弦波であり、その周波数成分は、図6で説明したように周波数f1のみである。そのため、LC並列共振回路8の共振周波数をその波周波数f1に一致させることで、重畳部5からの交流電流が直流電源3側へ分流するのをより確実に抑制することができる。
In particular, in the present embodiment, the alternating current output from the superimposing unit 5 is a sine wave, and the frequency component thereof is only the frequency f1 as described with reference to FIG. Therefore, by making the resonant frequency of the LC parallel resonant circuit 8 coincide with the wave frequency f1, it is possible to more reliably suppress the alternating current from the superimposing unit 5 from being shunted to the direct
更に、信号処理部22においてはその入力段にBPF23が設けられ、その通過帯域は基本波周波数f1を中心とする所定帯域幅に設定されている。そのため、電流検出部21を流れる電流から、周波数f1の交流成分を確実に抽出することができる。その一方で、通過帯域以外の周波数の信号はBPF23にて遮断されるため、S/Nの非常に高い検出信号を後段の増幅部24側へ出力することができる。
Further, the
なお、本実施形態において、重畳部5は本発明の交流重畳手段に相当し、電流検出部21(電流検出抵抗R1)は本発明の通電検出手段に相当し、BPF23は本発明の帯域通過フィルタに相当し、比較部28は本発明の回転信号生成手段に相当する。また、信号処理部22及び回転角検出部7により本発明の回転状態検出手段が構成される。
In the present embodiment, the superimposing unit 5 corresponds to the AC superimposing unit of the present invention, the current detection unit 21 (current detection resistor R1) corresponds to the energization detecting unit of the present invention, and the
[第2実施形態]
図11に、本実施形態の回転検出システム40の概略構成を示す。本実施形態の回転検出システム40は、図1に示した第1実施形態の回転検出システム1と同様、モータ2の回転角を検出するためのシステムであり、モータ2に駆動用の直流電圧を印加するための直流電源3を備えている点、モータ2に回転角検出用の交流電圧を印加(重畳)するための重畳部41を備えている点、モータ2からグランドラインに至る経路に電流検出部21が設けられている点、この電流検出部21にて検出された検出信号に基づいて信号処理部47が回転パルスSpを生成する点、などについては、第1実施形態と同じである。
[Second Embodiment]
FIG. 11 shows a schematic configuration of the
そのため、第1実施形態と同じ構成要素には第1実施形態と同じ符号を付し、その詳細説明を省略する。そして、以下、第1実施形態の回転検出システム1とは異なる構成を中心に説明する。
Therefore, the same components as those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those of the first embodiment, and detailed description thereof is omitted. In the following description, the configuration different from the
本実施形態の回転検出システム40では、重畳部41において、交流電源46にて生成される交流電圧は、図12の上段に示すような方形波電圧(歪波電圧の一種)である。そして、カップリングコンデンサC10を介して出力される交流電流は、図12の下段に示すような、略インパルス状の波形となる。
In the
そのため、重畳部41から出力される交流電流は、交流電源46にて生成される方形波電圧の周波数である基本波周波数f1の他に、高次の高調波成分も含まれる。具体的には、図14の周波数スペクトルに示すように、基本波周波数f1の他、その基本波周波数f1のn倍(nは2以上の自然数)の周波数fnであるn倍波(2倍波、3倍波、4倍波、・・・)が含まれる。その中でも特に、基本波成分(f1)及び奇数倍波成分(f3,f5,f7・・・)の電流がより大きくなる。
Therefore, the alternating current output from the superimposing
尚、重畳部41から出力される交流電流は、常に図12に示すような略インパルス状の電流波形となるわけではなく、モータ2の回転角や、モータ2以外の他の回路等の回路定数などによって変化する。但し、高調波成分を含むことは同じである。
Note that the alternating current output from the superimposing
また、上記第1実施形態の回転検出システム1では、重畳部5からの交流電流が直流電源3側に分流するのを抑制するために、LC並列共振回路8が設けられていたが、本実施形態では、LC並列共振回路8に代えて、同じ目的で、チョークコイルL7が設けられている。つまり、このチョークコイルL7によって、重畳部41からの交流電流が直流電源3側に分流するのを抑制している。
Further, in the
チョークコイルL7は、インダクタンス素子の一種であって、周知の通り、周波数が高くなるほどインピーダンスが大きくなるような周波数特性を有する。また、インダクタンス値が大きいほど、インピーダンスも大きくなる。そのため、交流電流の通過を抑制することができ、周波数が高ければ高いほどその抑制効果も大きくなる。 The choke coil L7 is a kind of inductance element, and has a frequency characteristic that the impedance increases as the frequency increases, as is well known. Moreover, the larger the inductance value, the larger the impedance. Therefore, the passage of alternating current can be suppressed, and the higher the frequency, the greater the suppression effect.
そこで、本実施形態では、上述したような高次の高調波成分まで含まれている交流電流が直流電源3側へ分流するのを効果的に抑制するために、分流抑制手段としてチョークコイルL7を用いているのである。これにより、本実施形態においても、重畳部41から出力される交流電流の多くがモータ2側に流れることになる。
Therefore, in the present embodiment, the choke coil L7 is used as a shunt suppression unit in order to effectively suppress the shunting of the alternating current including the higher-order harmonic components as described above to the
また、回転信号検出部42内の信号処理部47は、入力段のフィルタを除き、第1実施形態の信号処理部22と同じ構成である。即ち、第1実施形態の信号処理部22では、電流検出部21からの検出信号がBPF23を介して増幅部24へ入力される構成であったが、本実施形態の信号処理部47では、図13に示すように、電流検出部21からの検出信号が、HPF48を介して増幅部24へ入力される。
Further, the
HPF48は、コンデンサC15及び抵抗R11からなる周知の高域通過フィルタ回路である。信号処理部47に取り込まれた電流検出抵抗R1による検出信号は、このHPF48によって所定の遮断周波数より低い帯域の信号がカットされ、遮断周波数以上の帯域の信号が通過する。
The
この遮断周波数は、図14に破線で示すように、重畳部41から出力される交流電流の基本波周波数f1よりも低い周波数に設定されている。そのため、重畳部41から出力される交流電流の全ての周波数成分がHPF48を通過することとなる。
This cut-off frequency is set to a frequency lower than the fundamental wave frequency f1 of the alternating current output from the
そして、このように構成された回転検出システム40においても、モータ2の回転に伴って、モータ2に流れる交流電流成分(本例では高次の高調波成分まで含む)の振幅が変化する。そのため、その振幅の変化に基づいて、信号処理部47にて回転パルスSpを生成することができる。そして、その回転パルスSpに基づいてモータ2の回転角を検出することができる。
Also in the
以上説明した本実施形態の回転検出システム40によれば、第1実施形態の回転検出システム1と同様、ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを設けることなく、またトルク変動が発生しないようにしつつ、回転速度によらずに回転角を精度良く検出することができる。
According to the
また、印加部位Pから直流電源3側の経路にはチョークコイルL7が設けられており、これにより、重畳部5から出力される交流電流がモータ2側以外の経路(直流電源3の正極側)に分流するのが抑制され、より多くの交流電流がモータ2へ流れる。そのため、電流検出部21にて検出される検出信号の品質を高品質に維持することができ、更にはその検出信号に基づいて高品質の回転パルスSpを生成することができ、精度の高い回転角検出が可能となる。
Further, a choke coil L7 is provided on the path from the application site P to the
しかも、直流電源3側への交流電流の分流抑制を、チョークコイルL7にて実現しているため、第1実施形態のLC並列共振回路8や、後述する第3実施形態のバンドリジェクトフィルタ64(図15参照)に比べて、ごく簡素な構成でしかも低コストでその分流抑制を実現できる。
Moreover, since the shunting of the alternating current to the
特に、本実施形態では、重畳部5から出力される交流電流は、図14で説明したように、基本波周波数f1に加えて高次の高調波成分まで含む電流である。そのため、周波数が高くなればなるほどインピーダンスが大きくなるチョークコイルL7を分流抑制手段として用いることで、重畳部5からの交流電流が直流電源3側へ分流するのをより確実に抑制することができる。
In particular, in the present embodiment, the alternating current output from the superimposing unit 5 is a current including up to higher harmonic components in addition to the fundamental frequency f1, as described with reference to FIG. Therefore, by using the choke coil L7, whose impedance increases as the frequency increases, as the shunt suppression means, it is possible to more reliably suppress the alternating current from the superimposing unit 5 from being shunted to the
更に、信号処理部22においてはその入力段にHPF48が設けられ、その通過帯域は基本波周波数f1より小さい所定の遮断周波数以上に設定されている。そのため、電流検出部21を流れる電流から、基本波周波数f1及びその高調波成分まで含む交流成分をロスなく確実に抽出することができる。
Further, the
なお、例えば定格電力が数ワット以上のモータ(中・大型モータ)では、サージノイズ防止のためにもともとモータ2と直列にチョークコイルが配置されていることが多い。その場合は、そのサージノイズ防止用のチョークコイルを、本実施形態のチョークコイルL7として、即ち重畳部41からの交流電流が直流電源3側に分流するのを抑制するための手段として併用することが可能である
[第3実施形態]
図15に、本実施形態の回転検出システム60の概略構成を示す。本実施形態の回転検出システム60も、図1に示した第1実施形態の回転検出システム1と同様、モータ2の回転角を検出するためのシステムであり、モータ2に駆動用の直流電圧を印加するための直流電源3を備えている点、モータ2に回転角検出用の交流電圧を印加(重畳)するための重畳部5を備えている点、モータ2に流れる電流に基づいて回転パルスSpを生成する回転信号検出部6を備えている点、などについては、第1実施形態と同じである。
For example, in a motor (medium / large motor) having a rated power of several watts or more, a choke coil is often arranged in series with the
FIG. 15 shows a schematic configuration of the
そのため、第1実施形態と同じ構成要素には第1実施形態と同じ符号を付し、その詳細説明を省略する。そして、以下、第1実施形態の回転検出システム1とは異なる構成を中心に説明する。
Therefore, the same components as those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those of the first embodiment, and detailed description thereof is omitted. In the following description, the configuration different from the
本実施形態の回転検出システム60では、直流電源3からモータ2への電力供給が、モータドライバ61を介して行われる。
また、直流電源3とモータドライバ61の間には、直流電源スイッチ63が設けられている。この直流電源スイッチ63は、制御部62からの直流印加制御信号Sdcにより制御(ON・OFF)され、ONされているときには直流電源3からの直流電圧がモータドライバ61に入力され、OFFされているときには直流電源3からモータドライバ61への直流電圧の入力が遮断される。
In the
A
モータドライバ61は、4つのスイッチからなる周知のHブリッジ回路(いわゆるフルブリッジ)にて構成されたものである。
即ち、モータドライバ61は、MOSFETからなるスイッチMOS1、スイッチMOS2、スイッチMOS3、及びスイッチMOS4を備え、このうちハイサイド側の各スイッチMOS1,MOS2(いずれもPチャネルMOSFET)のソースは直流電源スイッチ63を介して直流電源3に接続され、ローサイド側の各スイッチMOS3,MOS4(いずれもNチャネルMOSFET)のソースはグランドラインに接続されている。また、ハイサイド側のスイッチMOS1のドレインはローサイド側のスイッチMOS3のドレインに接続されると共に、その接続点(即ちHブリッジ回路の一方の中点J)はモータ2における一方のブラシ16に接続されている。同様に、ハイサイド側における他方のスイッチMOS2のドレインはローサイド側における他方のスイッチMOS4のドレインに接続されると共に、その接続点(ブリッジ回路の他方の中点K)はモータ2における他方のブラシ17に接続されている。
The
That is, the
そして、各スイッチMOS1〜MOS4のゲートには、それぞれ、制御部62からモータドライバ制御信号SM1〜SM4が入力され、各スイッチMOS1〜MOS4は、それぞれ自身のベースに入力されるモータドライバ制御信号によってON・OFFされる。
Then, motor driver control signals SM1 to SM4 are input from the
このように、モータドライバ61を備えていることにより、このモータドライバ61によるモータ2の正転・逆転の切り替えが可能である。即ち、モータ2を正転させる際は、直流電源スイッチ63をONさせると共に、モータドライバ61を構成する4つのスイッチMOS1〜MOS4のうち、スイッチMOS1及びスイッチMOS4をONさせ、他の2つのスイッチMOS2,MOS3をOFFさせる。これにより、直流電源3からの直流電圧が、モータドライバ61を介してモータ2へ印加され、モータ2が正転を開始する。正転時には、図15に矢印で示したように、モータ2において、一方のブラシ16から他方のブラシ17へモータ電流が流れることになる(但し起動〜定常回転時)。
Thus, by providing the
一方、モータ2を逆転させる際は、モータドライバ61を構成する4つのスイッチMOS1〜MOS4のうち、スイッチMOS2及びスイッチMOS3をONさせて、他の2つのスイッチMOS1,MOS4をOFFさせる。これにより、図15に矢印でしたように、モータ2において、他方のブラシ17から一方のブラシ16へモータ電流が流れることになる(但し起動〜定常回転時)。
On the other hand, when the
そして、回転中のモータ2を制動させる際は、短絡制動が行われる。短絡制動とは、モータドライバ61を構成する4つのスイッチMOS1〜MOS4のうちローサイド側の2つのスイッチMOS3,MOS4をONさせることで、モータ2の端子間(各ブラシ16,17間)を、これら各スイッチMOS3,MOS4を介して短絡させることにより、モータ2を制動させるものである。回転中のモータ2の各ブラシ16,17間を各スイッチMOS3,MOS4を介して短絡させると、その短絡時に発生するモータ2の逆起電力によるエネルギーが、ローサイド側の各スイッチMOS3,MOS4、及びモータ2によって消費され、これによりモータ2が制動されてやがて停止することになる。
When the
そのため、正転状態のモータ2に対して短絡制動を行うと、図15に矢印で示すように、モータ2には、正転時とは逆方向のモータ電流、即ち他方のブラシ17から一方のブラシ16へモータ電流が流れることとなる。逆に、逆転状態のモータ2に対して短絡制動を行うと、図15に矢印で示すように、モータ2には、逆転時とは逆方向のモータ電流、即ち一方のブラシ16から他方のブラシ17へモータ電流が流れることとなる。
Therefore, when short-circuit braking is performed on the
短絡制動によってモータ2を制動させる場合に、重畳部5を、例えばモータドライバ61の上流側(直流電源3側)に設けるようにすると、短絡制動が行われる期間中は、モータ2には重畳部5からの交流電圧が印加されないことになる。そこで本実施形態では、直流電源3からモータ2への通電経路のうち、起動〜定常回転時及び短絡制動時の双方ともにモータ電流が流れる共通電流経路に対して、重畳部5からの交流電圧を重畳するようにしている。
When the
より具体的には、図15に示すように、モータドライバ61の一方の中点Jからモータ2の一方のブラシ16に至る経路における印加部位Pに、重畳部5からの交流電圧が重畳(印加)される。
More specifically, as shown in FIG. 15, the AC voltage from the superimposing unit 5 is superimposed (applied) on the application site P in the path from one midpoint J of the
一方、回転信号検出部6は、モータドライバ61の他方の中点Kからモータ2の他方のブラシ17に至る経路に設けられ、この経路を流れる電流を検出するように構成されている。そして、この回転信号検出部6からの回転パルスSpは、制御部62に入力される。
On the other hand, the rotation
制御部62は、上述した直流電源スイッチ63の制御や、モータドライバ61を構成する各スイッチMOS1〜MOS4の制御を行うほか、第1実施形態の回転角検出部7と同様の機能、即ち回転パルスSpに基づいて回転角を検出する機能も備えている。なお、重畳部5からの交流電圧の出力を制御部62によって制御するようにしてもよいし、また、信号処理部22内の閾値設定部27(図5参照)にて設定される閾値を、制御部62からの制御信号によって可変設定できるようにしてもよい。
The
また、本実施形態では、重畳部5からの交流電圧が印加される印加部位Pからモータドライバ61における一方の中点Jに至る経路に、設定された周波数帯域(阻止帯域)の信号の通過を阻止するための、分流抑制手段としてのバンドリジェクトフィルタ(BRF)64が設けられている。
In the present embodiment, a signal in a set frequency band (stop band) is passed through a path from the application site P to which the alternating voltage from the superimposing unit 5 is applied to one midpoint J of the
本実施形態の回転検出システム60は、モータドライバ61を介してモータ2へ直流電力を供給するように構成され、且つ、そのモータドライバ61の各スイッチMOS1〜MOS4の切り替えによって正転、逆転、短絡制動が行われるように構成されているため、重畳部5からみた本回転検出システム60の交流等価回路は、図16に示すように、正転時、逆転時、短絡制動時のそれぞれで異なる。
The
このうち、スイッチMOS1及びスイッチMOS4がONされる正転時については、図16(a)に示すような等価回路となり、重畳部5からの交流電流は、モータ2側に流れるほか、モータドライバ61の一方の中点JからスイッチMOS1を経て直流電源3側にも分流する。
Among these, during forward rotation when the switch MOS1 and the switch MOS4 are turned ON, an equivalent circuit as shown in FIG. 16A is obtained, and the alternating current from the superimposing unit 5 flows to the
スイッチMOS2及びスイッチMOS3がONされる逆転時については、図16(b)に示すような等価回路となり、重畳部5からの交流電流は、モータ2側に流れるほか、モータドライバ61の一方の中点JからスイッチMOS3を経てグランドライン側にも分流する。
When the switch MOS2 and the switch MOS3 are turned ON, an equivalent circuit as shown in FIG. 16B is obtained, and the alternating current from the superimposing unit 5 flows to the
スイッチMOS3及びスイッチMOS3がONされる短絡制動時については、図16(c)に示すような等価回路となり、重畳部5からの交流電流は、モータ2側に流れるほか、モータドライバ61の一方の中点JからスイッチMOS3を経てグランドライン側にも分流する。
In the case of short circuit braking when the switch MOS3 and the switch MOS3 are turned on, an equivalent circuit as shown in FIG. 16C is obtained, and the alternating current from the superimposing unit 5 flows to the
このように、正転時、逆転時、短絡制動時のいずれも、重畳部5からの交流電流は、モータ2側にのみ流れるのではなく、モータ2側以外の経路(本例ではモータドライバ61の一方の中点J側)にも分流してしまう。
As described above, the alternating current from the superimposing unit 5 does not flow only to the
そこで、そのモータ2側以外の経路への分流を抑制するために、印加部位Pとモータドライバの一方の中点Jとの間に、BRF64が設けられている。これにより、定常回転(正転・逆転)時はもちろん、短絡制動時でも、重畳部5からの交流電流の多くがモータ2側へ流れる。
Therefore, in order to suppress the diversion to the path other than the
BRF64は、具体的には、図17(a)に示すような回路構成となっている。即ち、2つのコンデンサC16,C17の直列接続体と並列に抵抗R12が接続され、この並列回路の両端において信号の入出力が行われる。また、2つのコンデンサC16,C17の接続点は、抵抗R13を介してグランドラインに接続されている。即ち、このBRF64は、一般によく知られているT型のバンドリジェクトフィルタ(帯域阻止フィルタ回路)である。
Specifically, the
BRF64の周波数特性は、図17(b)に破線で示す通りである。即ち、重畳部5から出力される交流電流の周波数f1を中心周波数とする所定の阻止帯域の信号が阻止され、それ以外の帯域の信号は通過する。
The frequency characteristic of the
尚、バンドリジェクトフィルタは、周知の通り、バンドエリミネートフィルタ、ノッチフィルタなどと呼ばれることもある。また、第1実施形態のLC並列共振回路8も、バンドリジェクトフィルタの一種と捉えることもできる。 As is well known, the band reject filter is sometimes called a band eliminate filter, a notch filter, or the like. The LC parallel resonant circuit 8 of the first embodiment can also be regarded as a kind of band reject filter.
そして、このように構成された回転検出システム60においても、正転時、逆転時、短絡制動時のいずれも、モータ2の回転に伴って、モータ2に流れる交流電流成分の振幅が変化する。そのため、その振幅の変化に基づいて、信号処理部22にて回転パルスSpを生成することができる。そして、その回転パルスSpに基づいてモータ2の回転角を検出することができる。
Also in the
従って、本実施形態の回転検出システム60によっても、第1実施形態の回転検出システム1と同様、ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを設けることなく、またトルク変動が発生しないようにしつつ、回転速度によらずに回転角を精度良く検出することができる。
Therefore, also with the
また、印加部位Pからモータドライバ61側の経路にはBRF64が設けられており、これにより、重畳部5から出力される交流電流がモータ2側以外の経路(モータドライバ61側)に分流するのが抑制され、より多くの交流電流がモータ2へ流れる。そのため、電流検出部21にて検出される検出信号の品質を高品質に維持することができ、更にはその検出信号に基づいて高品質の回転パルスSpを生成することができ、精度の高い回転角検出が可能となる。
In addition, a
[変形例]
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の実施の形態は、上記実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態を採り得ることはいうまでもない。
[Modification]
Although the embodiments of the present invention have been described above, the embodiments of the present invention are not limited to the above-described embodiments, and can take various forms as long as they belong to the technical scope of the present invention. Needless to say.
例えば、分流抑制手段として、第1実施形態ではLC並列共振回路8を用い、第3実施形態ではBRF64を用いたが、これらの代わりに、第2実施形態で用いたチョークコイルL7を用いても良い。なお、上記第1、第3実施形態では、重畳部5から出力される交流電流は正弦波であり、その周波数は基本的には周波数f1のみである。そのため、チョークコイルL7のインダクタンス値は、その周波数f1におけるチョークコイルL7のインピーダンスがモータ2側のインピーダンスに対して十分高くなるように設定するとよい。
For example, as the shunt suppression means, the LC parallel resonance circuit 8 is used in the first embodiment, and the
また、上記第1実施形態及び第3実施形態では、信号処理部22の入力段においてBPF23を備え、これにより、電流検出部21による検出信号から、交流電流の周波数f1を含む所定の通過帯域の信号を抽出するようにしたが、BPF23を用いたのは一例であり、周波数f1の信号を抽出できる限り、他の種類のフィルタを用いても良い。例えば、BPF23に代えてHPFを用いることもできる。
Moreover, in the said 1st Embodiment and 3rd Embodiment, BPF23 is provided in the input stage of the
但し、HPFを用いると、周波数f1の信号だけでなく、周波数f1より高い帯域の信号も全て抽出されることとなり、例えば検出信号に周波数の高いノイズ成分が含まれていると、その影響を受けて検出信号のS/Nが低くなるおそれがある。そのため、S/Nをより高くするためには、BPFを用いるのが望ましい。 However, when HPF is used, not only the signal of frequency f1 but also all signals in a band higher than frequency f1 are extracted. For example, if a noise component having a high frequency is included in the detection signal, it is affected. Therefore, the S / N of the detection signal may be lowered. Therefore, it is desirable to use BPF in order to further increase the S / N.
また、上記第2実施形態では、分流抑制手段としてチョークコイルL7を用いたが、これに代えて、第1実施形態で用いたLC並列共振回路8や、第3実施形態で用いたBRF64を用いても良い。
In the second embodiment, the choke coil L7 is used as the current diversion suppressing means. Instead, the LC parallel resonance circuit 8 used in the first embodiment and the
そして、そのようにLC並列共振回路8やBRF64を用いる場合は、その阻止帯域を、重畳部41から出力される交流電流の周波数成分のうち例えば基本波周波数f1や、3倍波周波数f3に設定するなど、できる限り、信号強度の高い周波数成分の通過が阻止されるように設定するのが望ましい。なお、LC並列共振回路8やBRF64の各素子値を適宜設定することで、阻止帯域内に複数の周波数成分を含ませることも可能である。
When using the LC parallel resonant circuit 8 or the
また、上記第2実施形態では、信号処理部47の入力段においてHPF48を備え、これにより、電流検出部21による検出信号から、交流電流の基本波周波数f1よりも低い所定の遮断周波数以上の信号を抽出するようにしたが、HPF48を用いたのは一例であって、少なくとも1つの周波数成分を抽出できる限り、他の種類のフィルタを用いても良い。例えば、HPF48に代えてBPFを用いることもできる。
Moreover, in the said 2nd Embodiment, HPF48 is provided in the input stage of the
但し、BPFを用いると、抽出できる周波数成分が限られ、その分、検出信号のエネルギーのロスが生じる。そのため、検出信号のエネルギーのロスを抑えることを優先するのであれば、HPF48を用いて高次高調波まで全ての周波数成分を抽出するのが望ましい。しかも、HPF48は、BPFに比べて回路構成を簡素化できるため、コストの面でも、HPF48の方が望ましい。
However, when the BPF is used, the frequency components that can be extracted are limited, and the energy loss of the detection signal occurs accordingly. Therefore, if priority is given to suppressing the loss of energy of the detection signal, it is desirable to extract all frequency components up to higher harmonics using the
一方、HPF48を用いて高次高調波まで全て抽出するということは、例えば検出信号に周波数の高いノイズ成分が含まれている場合にはそのノイズ成分まで抽出されることになり、S/Nの低下を招くおそれがある。
On the other hand, extracting all the high-order harmonics using the
そのため、検出信号のS/Nを高くすることを優先するのであれば、BPF等を用いて、必要な周波数成分のみを抽出するようにするのが望ましい。この場合、どの周波数成分を抽出するかについては適宜決めることができるが、信号強度の強い基本波成分(f1)及び奇数倍波成分(f3,f5,f7・・・)のうち少なくとも1つは抽出するのが望ましい。 Therefore, if priority is given to increasing the S / N of the detection signal, it is desirable to extract only necessary frequency components using BPF or the like. In this case, the frequency component to be extracted can be determined as appropriate, but at least one of the fundamental wave component (f1) and the odd harmonic components (f3, f5, f7. It is desirable to extract.
また、分流抑制手段としては、抵抗素子を用いることもできる。その場合、その抵抗素子の抵抗値が大きいほど、分流抑制効果を高めることができる。
但し、抵抗素子を用いると、交流電流の分流を抑制することができる一方で、直流電源3からモータ2へ供給される電力の一部がその抵抗素子にて消費されることとなり、その分が電力の損失となってしまう。そのため、比較的大きな電流が流れるようなモータの場合には、抵抗素子ではなく、上記各実施形態に示したLC並列共振回路8(図1)やチョークコイルL7(図11)、BRF64(図15)などのような、直流電力の損失が生じないものを用いるのが望ましい。
Moreover, a resistance element can also be used as a shunt suppression means. In that case, the larger the resistance value of the resistance element, the higher the shunt suppression effect.
However, when the resistance element is used, the shunting of the alternating current can be suppressed, while a part of the electric power supplied from the
更に、上記例示した回路、素子等以外にも、重畳部から出力される交流電流がモータ2側以外の経路に分流するのを効果的に抑制することができる限り、分流抑制手段の具体的構成は限定されるものではない。
Further, in addition to the circuits and elements exemplified above, as long as it is possible to effectively suppress the alternating current output from the superimposition unit from being shunted to a path other than the
また、上記各実施形態では、電流検出部21として、電流検出抵抗R1を用いたが、電流検出抵抗R1に代えて例えばコイル(インダクタンス素子)を用いても良い。
また、上記各実施形態の信号検出部の構成(図5や図13)は、あくまでも一例であり、図示の構成に限定されるものではないことはいうまでもない。電流検出部からの検出信号に基づいて回転パルスSpを生成できる限り、種々の構成を採ることができる。
In each of the above embodiments, the current detection resistor R1 is used as the
Moreover, it goes without saying that the configuration (FIGS. 5 and 13) of the signal detection unit in each of the above embodiments is merely an example and is not limited to the illustrated configuration. As long as the rotation pulse Sp can be generated based on the detection signal from the current detection unit, various configurations can be adopted.
また、上記実施形態では、重畳部内の交流電源が生成する電圧として、方形波電圧の場合(第1,第3実施形態)及び正弦波電圧の場合(第2実施形態)について説明したが、これら各電圧もあくまでも一例であり、他の種類の交流電圧を生成するようにしてもよい。 Moreover, in the said embodiment, although the case where a square wave voltage (1st, 3rd Embodiment) and a sine wave voltage (2nd Embodiment) were demonstrated as voltage which the alternating current power supply in a superimposition part produces | generates, these are demonstrated. Each voltage is only an example, and other types of AC voltages may be generated.
また、上記各実施形態では、モータ2の回転の過程において、ブラシに接触する整流子片が切り替わる際に生じる、モータ回路の瞬間的なインピーダンスの変化については、考慮しないものとして説明したが、瞬間的ではあれ、インピーダンスが変化することは事実であり、しかもそのインピーダンスの変化は回転に伴って周期的に生じる。そのため、その瞬間的に生じるインピーダンスの変化に基づいて(延いてはそれにより生じる交流成分の変化に基づいて)回転角等の回転状態を検出することも可能である。その場合、上記各実施形態のモータ2のようにコンデンサC1を設けることは必ずしも必要ではなくなる。
In each of the above embodiments, the instantaneous impedance change of the motor circuit that occurs when the commutator piece that contacts the brush is switched during the rotation of the
また、上記各実施形態では、モータ2の回転角を検出する回転検出システムについて説明したが、モータ2に代えて、例えば図18に示すようなモータ70を用いることで、回転方向も検出することが可能となる。
In the above embodiments, the rotation detection system that detects the rotation angle of the
図18に示すモータ70は、上記各実施形態のモータ2に対して更に、第2相コイルL2にもコンデンサC2が並列接続された構成となっている。そして、このコンデンサC2の静電容量値は、第1相コイルL1に並列接続されたコンデンサC1の静電容量値とは異なる値である。
The
そのため、このモータ70が180°回転する間、各ブラシ16,17と接触する整流子片が切り替わる毎、即ち各ブラシ16,17間のモータ回路が変化する毎に、そのモータ回路のインピーダンスはそれぞれ異なる値に変化する。つまり、第1実施形態では、図3に示したように、180°回転する間にモータ回路は状態A〜Cの3種類に変化するもののインピーダンスの変化は状態A,Bの高インピーダンスと状態Cの低インピーダンスの二段階種類であったのに対し、本実施形態では、モータ回路が3種類に変化する毎に、インピーダンスもそれぞれ異なる値(3種類の値)となる。即ち、180°回転する間にモータ回路のインピーダンスは3段階に変化するのである。
Therefore, each time the commutator piece in contact with the
そのため、電流検出部21により検出されるモータ電流は、モータ70が同一方向に回転している限り、その振幅が、小振幅、中振幅、大振幅の3段階に順次変化する。
そこで、この3段階の振幅変化を検出するために、信号処理部22において、互いに異なる値の閾値が設定された2つの閾値設定部を設けると共に、これら各閾値設定部に対応するように2つの比較部を設け、各比較部からそれぞれ回転パルスを出力させるようにするとよい。より具体的には、例えば、検出信号の振幅が中振幅以上の場合にHレベルとなるような回転パルスを出力する比較部と、検出信号の振幅が大振幅以上の場合にHレベルとなるような回転パルスを出力する比較部とを設ける。
Therefore, as long as the
Therefore, in order to detect this three-stage amplitude change, the
このように構成することで、双方の比較部から出力される回転パルスの変化パターンに基づいて、モータ70の回転方向を検出できるようになる。
また、図18に示したモータ70以外にも、例えば、3つの相コイルの各々に、容量の異なるコンデンサを接続するようにしてもよい。このようにしても、分解能の高い回転角の検出及び回転方向の検出が可能である。
With this configuration, the rotation direction of the
In addition to the
なお、3つの相コイルの各々にコンデンサを接続する場合、いずれか2つのコンデンサは同じ静電容量値のものとすることもできる。但しその場合、回転角や回転速度の検出は可能であるものの、回転方向の検出はできなくなる。 When a capacitor is connected to each of the three phase coils, any two of the capacitors can have the same capacitance value. However, in that case, the rotation angle and the rotation speed can be detected, but the rotation direction cannot be detected.
また、上記第1実施形態では、第1相コイルL1全体に対して完全に並列となるようにコンデンサC1を接続したが、例えば、第1相コイルL1の一部に中間タップをたててそこにコンデンサC1の一端を接続することにより、コンデンサC1を第1相コイルL1の一部に対して並列となるように接続してもよい。このような接続方法は、図18に示したモータ70や、後述する他のモータについても同様に適用できる。
Moreover, in the said 1st Embodiment, although the capacitor | condenser C1 was connected so that it might become completely parallel with respect to the 1st phase coil L1 whole, for example, a middle tap is put in a part of 1st phase coil L1, and there By connecting one end of the capacitor C1 to the capacitor C1, the capacitor C1 may be connected in parallel to a part of the first phase coil L1. Such a connection method can be similarly applied to the
また、上記各実施形態では、モータ2として、各相コイルL1,L2,L3がΔ結線されている構成を例示したが、Δ結線に限らず、例えば図19に示すモータ80のように、スター結線された3つの相コイルL11,L12,L13からなるモータであってもよい。スター結線の場合、例えば、図19に示すように、2つの相コイルL11,L12の双方にそれぞれコンデンサC31,C32を並列接続することで、モータ80の回転角や回転方向を検出することができる。
Further, in each of the above embodiments, the
なお、図19に示した構成はあくまでも一例に過ぎず、例えば、何れか1つの相コイルにのみコンデンサを並列接続するようにしてもよい。また例えば、全ての相コイルL11,L12,L13にそれぞれコンデンサを並列接続してもよい。但しその場合、コンデンサの静電容量値は少なくとも二種類にする必要がある。また、例えば、2つの整流子片の間にコンデンサを接続するようにしてもよい。 Note that the configuration shown in FIG. 19 is merely an example. For example, a capacitor may be connected in parallel only to any one of the phase coils. Further, for example, capacitors may be connected in parallel to all the phase coils L11, L12, L13. In this case, however, the capacitance value of the capacitor needs to be at least two types. For example, a capacitor may be connected between two commutator pieces.
また、上記各実施形態では、電機子コイルの相数が3相の3相直流モータを例に挙げて説明したが、本発明の適用は、3相のモータに限定されるものではなく、4相以上のモータであっても適用可能である。 In each of the above embodiments, a three-phase DC motor having three phases of armature coils has been described as an example. However, the application of the present invention is not limited to a three-phase motor. Even a motor having a phase or higher can be applied.
4相以上のモータに対する本発明の適用例として、図20に、5相の直流モータの場合を示す。図20に示すモータ90は、5つの整流子片91,92,93,94,95からなる整流子を有し、隣接する各整流子片にそれぞれ、電機子コイルとしての各相コイルL21,L22,L23,L24,L25がそれぞれ接続(Δ結線)されている。なお、各相コイルのインダクタンスはいずれも同じである。
As an application example of the present invention for a motor having four or more phases, FIG. 20 shows a case of a five-phase DC motor. The
そして、各相コイルL21,L22,L23,L24,L25のうち2つの相コイル(第1相コイルL21、第2相コイルL22)に、それぞれコンデンサC41,C42が並列接続されている。このような5相のモータ90についても、回転角や回転速度の検出を行うことができる。
Capacitors C41 and C42 are connected in parallel to two phase coils (first phase coil L21 and second phase coil L22) among the phase coils L21, L22, L23, L24, and L25, respectively. With such a five-
なお、4相以上のモータにおいて、何れか一つの相コイルにのみコンデンサを並列接続すれば、少なくとも回転角や回転速度の検出は可能となる。また、4相以上のモータにおいても、少なくとも2つの相コイルにそれぞれ静電容量値の異なるコンデンサを接続すれば、図18に示したモータ70と同様、回転に伴うインピーダンスの段階的変化の変化パターン(延いては交流電流の振幅変化パターン)に基づいて回転方向の検出も可能となる。
In addition, in a motor having four or more phases, if a capacitor is connected in parallel to only one of the phase coils, at least the rotation angle and the rotation speed can be detected. Also, in a motor having four or more phases, if capacitors having different capacitance values are connected to at least two phase coils, similar to the
また、上記各実施形態では、回転に伴うモータ回路のインピーダンスの周期的な変化を、モータ2の第1相コイルL1にコンデンサC1を並列接続することによって実現していたが、回転に伴ってインピーダンスの変化が周期的に生じるようなモータの具体的構成は、他にも種々考えられる。
In each of the above embodiments, the periodic change of the impedance of the motor circuit accompanying the rotation is realized by connecting the capacitor C1 to the first phase coil L1 of the
例えば、図21に示すモータ100も、回転に伴ってモータ回路のインピーダンスが周期的に変化する。図21のモータ100は、ハウジング101と、このハウジング101内に収容されたロータコア110とを備えている。ロータコア110は、ハウジング101の軸心に配置されている回転軸106に固定され、この回転軸106と共に回転する。
For example, the
ハウジング101は、略円筒形の形状をなし、その内周面には、界磁発生用の2つの磁石102,103が径方向に互いに対向するように固定されている。周方向で見れば、2つの磁石102,103が所定間隔隔てて固定されている。各磁石102,103は、いずれも永久磁石であり、ロータコア110と対向する面側の極性が一方はN極で他方がS極である。つまり、このモータ100は界磁が2極の直流モータとして構成されている。
The
また、ハウジング101は、軟磁性体である継鉄(ヨーク)にて形成されたものであり、内周面に固定された2つの磁石102,103と共にモータ100の磁気回路を構成している。
The
ロータコア110は、軟磁性体にて形成されたものであり、3つのティース(突極)111,112,113を有し、電機子コイル105が巻回されている。具体的には、第1ティース111に第1相コイルL1が巻回され、第2ティース112に第2相コイルL2が巻回され、第3ティース113に第3相コイルL3が巻回されており、これら3つの相コイルL1,L2,L3により電機子コイル105が構成されている。
The
また、回転軸106には、整流子10が固定されており、この整流子10に、互いに対向して(即ち回転方向に180°離れて)配置された一対のブラシ16,17が摺接している。整流子10と各相コイルL1,L2,L3との結線状態は、第1実施形態のモータ2(図1参照)と同じである。
Further, the
更に、モータ100には、ハウジング101の内周面において、2つの磁石102,103の間に、凸部104が設けられている。ハウジング101の内周面には、2つの磁石102,103が周方向において所定の間隔を隔てて固定されているため、周方向において磁石102,103の存在しない領域(磁石間領域)が2箇所存在している。モータ100では、図21に示す通り、このうち1箇所の磁石間領域に、ハウジング101の内周面から径方向内側へ突出するように凸部104が設けられている。また、この凸部104は、2つの磁石102,103のいずれとも接触しないよう、周方向において各磁石102,103の双方からそれぞれ所定間隔隔てて設けられている。
Further, the
凸部104は、軟磁性体の材料で形成されたものであり、周方向に所定の長さを有し、且つ、径方向に所定の厚みを有している。そして、この凸部104が設けられていることにより、モータ100のロータコア110とハウジング101により構成される磁気回路の磁気抵抗は、ロータコア110の回転に伴って変化する。なお、以下の説明で「磁気抵抗」とは、特に断りのない限り、モータ2のロータコア110とハウジング101により構成される磁気回路の磁気抵抗を意味するものとする。
The
ロータコア110及びハウジング101はいずれも軟磁性体にて形成されており、その透磁率は空気の透磁率よりも非常に大きい。そのため、モータ100の磁気抵抗は、ロータコア110(詳しくは各ティース111,112,113の外周面)とハウジング101の内周面又は磁石102,103との間のエアギャップ、及び各磁石102,103の厚みの和に大きく依存する。つまり、エアギャップが大きいほど磁気抵抗は大きくなり、逆にエアギャップが小さいほど、磁気抵抗は小さくなる。
The
但し、各磁石102,103については、その透磁率は空気の透磁率とほぼ同じである。そのため、各磁石102,103は、磁気的にみれば空気が存在していることと等価となる。つまり、モータ100の磁気抵抗を考慮する上では、空気と同じ透磁率である各磁石102,103の存在は無視することができ、各磁石102,103はいずれもエアギャップとして扱うことができる。そのため、仮に凸部104がないならば、ロータコア110とハウジング101の内周面とのエアギャップはロータコア110が回転しても一定であり、故に、回転に伴って磁気抵抗が変化することはない。
However, the permeability of each of the
しかし、モータ100は、ハウジング101の内周面に、ハウジング101とほぼ同じ透磁率を有する、軟磁性の凸部104が設けられている。そのため、モータ100の回転角によって、即ちロータコア110の各ティース111,112,113の外周面がこの凸部104と対向しているか否かによって、モータ100の磁気抵抗は異なった値となる。つまり、モータ100の回転に伴ってその磁気抵抗が変化する。そして、磁気抵抗が変化すると、モータ回路のインダクタンスも変化するため、重畳部5から出力されて電流検出部21を流れる交流電流の振幅も変化する。
However, the
この振幅の変化は、モータ100の回転(詳しくはロータコア110及び回転軸106の回転)に伴って周期的に生じる。そこで、この交流電流の振幅の変化に基づき、上述した各実施形態と同様に、モータ100の回転角を検出することができる。
This change in amplitude occurs periodically with the rotation of the motor 100 (specifically, the rotation of the
なお、ハウジング側に工夫を加えることでモータ回路のインダクタンスを周期的に変化させることが可能な構成は、図21に示したモータ100以外にも多種多様のものが考えられる。具体的には、凸部の設置位置や設置数を適宜変更したり、凸部の形状自体に工夫を加えることで回転に伴うモータ回路のインダクタンスの変化パターンに特徴を持たせたりすることができる。
In addition to the
また、モータ回路のインダクタンスを周期的に変化させるための構成は、図21に示したモータ100のようにハウジング側に工夫を加える方法以外にも実現可能である。例えば、図22に示すモータ120は、第1実施形態のモータ2に対し、コンデンサC1に代えて、コンデンサ以外のインピーダンス素子122を相コイルに並列接続した構成となっている。
Moreover, the structure for changing the inductance of a motor circuit periodically is realizable besides the method of adding a device to the housing side like the
インピーダンス素子122としては、例えばインダクタンス素子(コイル)であってもよいし、抵抗であってもよい。また、1つの相コイルにのみインピーダンス素子を並列接続するのはあくまでも一例に過ぎず、複数の相コイルにインピーダンス素子を接続してもよいし、1つの相コイルに対して複数のインピーダンス素子を接続してもよい。またその接続方法も、並列接続であってもよし直列接続であってもよい。つまり、結果としてモータ回路のインピーダンスが回転に伴って周期的に変化する限り、どのような素子をどの相コイルに対してどのように接続するかは適宜決めることができる。
For example, the
また、一般に直流モータにおいては、サージ吸収のためにリングバリスタが用いられることがある。このようにリングバリスタを有するモータの場合には、このリングバリスタを利用して、回転に伴う周期的なインピーダンス変化を生じさせるようにすることができる。 In general, in a DC motor, a ring varistor may be used to absorb surge. In the case of a motor having a ring varistor as described above, this ring varistor can be used to cause a periodic impedance change accompanying rotation.
例えば、リングバリスタが有する複数の電極のうち隣接する電極間にコンデンサやインダクタンス素子等を接続するようにしてもよい。また例えば、上述した各種モータのように別途コンデンサやインダクタンス素子等を接続することなく、各電極の面積に差異をもたせるなどしてリングバリスタ自体の構成に工夫を加えることで、回転に伴う周期的なインピーダンス変化が生じるようにすることもできる。 For example, you may make it connect a capacitor | condenser, an inductance element, etc. between adjacent electrodes among several electrodes which a ring varistor has. In addition, for example, by adding a device to the structure of the ring varistor itself by making a difference in the area of each electrode without separately connecting a capacitor, an inductance element, or the like as in the above-described various motors, the periodicity accompanying the rotation It is also possible to cause a simple impedance change.
また、上記各実施形態では、一対のブラシを有するモータについて説明したが、複数対のブラシを有するモータに対しても本発明を適用することが可能である。
また、一般に、モータを駆動するにあたっては、ブラシと整流子片との切り替わり時に発生するノイズ(サージ)を減少させるために、モータ外部においてブラシ間にコンデンサを接続する場合が多い。ブラシ間に、即ちモータと並列に、コンデンサを接続することで、ブラシと整流子片との切り替わり時に発生するノイズを低減させることができる。
In each of the above embodiments, a motor having a pair of brushes has been described. However, the present invention can also be applied to a motor having a plurality of pairs of brushes.
In general, when a motor is driven, a capacitor is often connected between the brushes outside the motor in order to reduce noise (surge) generated when switching between the brush and the commutator piece. By connecting a capacitor between the brushes, that is, in parallel with the motor, noise generated when switching between the brush and the commutator piece can be reduced.
しかし、モータ外部においてブラシ間をコンデンサで接続すると、重畳部から供給される交流電流の大部分がその外部のコンデンサに流れてしまい、回転状態の検出が困難となるおそれがある。 However, when the brushes are connected by a capacitor outside the motor, most of the alternating current supplied from the superimposing unit flows to the external capacitor, which may make it difficult to detect the rotation state.
そこで、ノイズ低減用にモータ外部にコンデンサを設ける場合には、電流検出部21は、その外部のコンデンサとモータとで形成されるループ内であって且つモータ電流が流れる経路に配置するのが望ましい。その具体例を図23に示す。
Therefore, when a capacitor is provided outside the motor for noise reduction, it is desirable that the
図23に示す回転検出システム130は、図1の回転検出システム1に対し、ノイズ低減用のコンデンサC50を設けたものである。この回転検出システム130は、モータ2に対し、コンデンC50が並列接続されている。より詳しくは、コンデンサC50の一端はモータ2における直流電源3側のブラシ16に接続され、他端は、電流検出部21からグランドラインに至る経路に接続されている。そのため、電流検出部21には外部のコンデンサC50に流れる電流は流れず、電流検出部21はモータ2に流れる電流のみを検出することができる。
A
1,40,60,130…回転検出システム、2,70,80,90,100,120…モータ、3…直流電源、4,46…交流電源、5,41…重畳部、6,42…回転信号検出部、7…回転角検出部、8…LC並列共振回路、10…整流子、11,91〜95…整流子片、11…第1整流子片、12…第2整流子片、13…第3整流子片、16,17…ブラシ、21…電流検出部、22,47…信号処理部、23…BPF、24…増幅部、25…包絡線検波部、26…LPF、27…閾値設定部、28…比較部、30,31…オペアンプ、32…コンパレータ、48…HPF、61…モータドライバ、62…制御部、63…直流電源スイッチ、64…BRF、101…ハウジング、102,103…磁石、104…凸部、105…電機子コイル、106…回転軸、110…ロータコア、111…第1ティース、112…第2ティース、113…第3ティース、122…インピーダンス素子、C1,C2,C5,C11〜C17,C31,C32,C41,C42,C50…コンデンサ、C10…カップリングコンデンサ、D1,D2…ダイオード、J,K…中点、L1…第1相コイル、L2…第2相コイル、L3…第3相コイル、L5…コイル、L7…チョークコイル、L11〜L13,L21〜L25…相コイル、MOS1〜MOS4…スイッチ、P…印加部位、R1…電流検出抵抗、R2〜R13…抵抗
DESCRIPTION OF
Claims (11)
前記直流モータは、該直流モータにおける、前記直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシ間のインピーダンスが、該直流モータの回転に伴って周期的に変化するように構成されており、
当該回転検出装置は、
前記一対のブラシ間に印加される直流電圧に対し、交流電圧を重畳する交流重畳手段と、
前記交流重畳手段から前記直流モータに供給される交流電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、
前記通電検出手段により検出された前記電気量に基づいて、前記直流モータの回転角、回転方向及び回転速度のうち少なくとも何れか1つを検出する回転状態検出手段と、
前記交流重畳手段からの交流電流が前記直流モータ以外に分流するのを抑制する分流抑制手段と、
を備えたことを特徴とする回転検出装置。 A rotation detection device that detects a rotation state of a DC motor that rotates by receiving power supply from a DC power source,
The DC motor is configured such that an impedance between at least a pair of brushes to which a DC voltage from the DC power source is applied in the DC motor periodically changes as the DC motor rotates,
The rotation detector is
AC superimposing means for superimposing an AC voltage on a DC voltage applied between the pair of brushes;
Energization detecting means for detecting an electrical quantity related to an alternating current supplied from the alternating current superimposing means to the DC motor;
A rotation state detection unit that detects at least one of a rotation angle, a rotation direction, and a rotation speed of the DC motor based on the amount of electricity detected by the energization detection unit;
A shunt suppression means for restraining the AC current from the AC superimposing means from shunting to other than the DC motor;
A rotation detection device comprising:
前記分流抑制手段は、前記直流電源から前記直流モータへの通電経路に配置されており、
前記交流重畳手段は、前記通電経路における、前記直流モータと前記分流抑制手段の間に接続されて前記交流電圧を印加するよう構成されている
ことを特徴とする回転検出装置。 The rotation detection device according to claim 1,
The shunt suppression means is arranged in a current path from the DC power source to the DC motor,
The rotation detecting device, wherein the AC superimposing unit is connected between the DC motor and the diversion suppressing unit in the energization path and configured to apply the AC voltage.
前記分流抑制手段は、前記交流重畳手段にて印加される前記交流電圧の周波数成分の一部又は全てを含む所定の周波数帯域を阻止帯域として、少なくとも該阻止帯域の電流の通過を抑制できるよう構成されている
ことを特徴とする回転検出装置。 The rotation detection device according to claim 2,
The shunt suppression means is configured to suppress at least the passage of current in the stop band, with a predetermined frequency band including part or all of the frequency component of the AC voltage applied by the AC superimposing means as a stop band. Rotation detecting device characterized by that.
前記分流抑制手段は、所定のインダクタンス値を持つインダクタンス素子と所定の静電容量値を持つ静電容量素子とが並列接続されてなり、共振周波数が前記阻止帯域内の周波数となるように設定された、並列共振回路である
ことを特徴とする回転検出装置。 The rotation detection device according to claim 3,
The shunt suppression means is set such that an inductance element having a predetermined inductance value and a capacitance element having a predetermined capacitance value are connected in parallel, and the resonance frequency is a frequency within the stop band. In addition, the rotation detecting device is a parallel resonant circuit.
前記分流抑制手段は、前記阻止帯域の電流の通過を抑制できるよう構成された帯域阻止フィルタ回路である
ことを特徴とする回転検出装置。 The rotation detection device according to claim 3,
The rotation detecting device, wherein the shunt suppressing means is a band stop filter circuit configured to suppress the passage of current in the stop band.
前記交流重畳手段は、前記交流電圧として正弦波電圧を印加可能に構成されており、
前記分流抑制手段は、前記阻止帯域として前記正弦波電圧の周波数を含む所定の周波数帯域が設定されており、
前記回転状態検出手段は、
前記正弦波電圧の周波数を含む所定の周波数帯域を通過帯域として、前記通電検出手段により検出された前記電気量から、前記通過帯域の交流成分を通過させると共に該通過帯域以外の交流成分の通過を阻止する帯域通過フィルタ回路と、
前記帯域通過フィルタ回路を通過した交流成分の振幅の変化に基づき、該振幅の変化に対応した信号である回転信号を生成する回転信号生成手段と、
を備えたことを特徴とする回転検出装置。 The rotation detection device according to any one of claims 3 to 5,
The AC superimposing means is configured to be able to apply a sine wave voltage as the AC voltage,
In the shunt suppression means, a predetermined frequency band including the frequency of the sine wave voltage is set as the stop band,
The rotation state detecting means includes
With a predetermined frequency band including the frequency of the sine wave voltage as a pass band, the AC component of the pass band is allowed to pass from the amount of electricity detected by the energization detecting means, and the AC component other than the pass band is passed. A bandpass filter circuit to block;
Rotation signal generation means for generating a rotation signal that is a signal corresponding to the change in amplitude based on the change in amplitude of the AC component that has passed through the bandpass filter circuit;
A rotation detection device comprising:
前記分流抑制手段は、インダクタンス素子である
ことを特徴とする回転検出装置。 The rotation detection device according to claim 2,
The rotation detection device, wherein the shunt suppression means is an inductance element.
前記交流重畳手段は、前記交流電圧として、所定の周波数の基本波成分及び該基本波成分に対する少なくとも1つの高調波成分を有する、歪波電圧を印加可能に構成されており、
前記回転状態検出手段は、
前記歪波電圧の前記基本波成分の周波数以下における所定の周波数を遮断周波数として、前記通電検出手段により検出された前記電気量から、前記遮断周波数以上の交流成分を通過させる高域通過フィルタ回路と、
前記高域通過フィルタ回路を通過した交流成分の振幅の変化に基づき、該振幅の変化に対応した信号である回転信号を生成する回転信号生成手段と、
を備えたことを特徴とする回転検出装置。 The rotation detection device according to claim 7,
The alternating current superimposing means is configured to be able to apply a distorted wave voltage having a fundamental wave component of a predetermined frequency and at least one harmonic component with respect to the fundamental wave component as the alternating voltage,
The rotation state detecting means includes
A high-pass filter circuit for passing an AC component equal to or higher than the cutoff frequency from the quantity of electricity detected by the energization detection means, with a predetermined frequency equal to or lower than the frequency of the fundamental wave component of the distortion wave voltage as a cutoff frequency; ,
Rotation signal generating means for generating a rotation signal that is a signal corresponding to the change in amplitude based on the change in amplitude of the AC component that has passed through the high-pass filter circuit;
A rotation detection device comprising:
前記直流モータの回転状態を検出する回転検出装置と、
を備えた回転検出システムであって、
前記直流モータは、該直流モータにおける、前記直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシ間のインピーダンスが、該直流モータの回転に伴って周期的に変化するように構成されており、
前記回転検出装置は、
前記一対のブラシ間に印加される直流電圧に対し、交流電圧を重畳する交流重畳手段と、
前記交流重畳手段から前記直流モータに供給される交流電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、
前記通電検出手段により検出された前記電気量に基づいて、前記直流モータの回転角、回転方向及び回転速度のうち少なくとも何れか1つを検出する回転状態検出手段と、
前記交流重畳手段からの交流電流が前記直流モータ以外に分流するのを抑制する分流抑制手段と、
を備えたことを特徴とする回転検出システム。 A DC motor that rotates by receiving power from a DC power supply;
A rotation detection device for detecting a rotation state of the DC motor;
A rotation detection system comprising:
The DC motor is configured such that an impedance between at least a pair of brushes to which a DC voltage from the DC power source is applied in the DC motor periodically changes as the DC motor rotates,
The rotation detection device includes:
AC superimposing means for superimposing an AC voltage on a DC voltage applied between the pair of brushes;
Energization detecting means for detecting an electrical quantity related to an alternating current supplied from the alternating current superimposing means to the direct current motor;
A rotation state detection unit that detects at least one of a rotation angle, a rotation direction, and a rotation speed of the DC motor based on the amount of electricity detected by the energization detection unit;
A diversion suppressing unit for suppressing an alternating current from the AC superimposing unit from diverting to other than the DC motor;
A rotation detection system comprising:
前記直流モータは、
少なくとも3相の相コイルからなる電機子コイルと、
前記電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、
前記整流子を介して前記各相コイルへ電流を供給する少なくとも一対のブラシと、
を有し、
前記複数の整流子片のうち何れか2つの整流子片を一組として、少なくとも一組の整流子片間は、他の組の整流子片間とは異なる値の静電容量値を持つように構成されている
ことを特徴とする回転検出システム。 The rotation detection system according to claim 9,
The DC motor is
An armature coil comprising at least three phase coils;
A commutator having a plurality of commutator pieces to which the armature coil is connected;
At least a pair of brushes for supplying current to each phase coil via the commutator;
Have
Any two commutator pieces of the plurality of commutator pieces are set as a set, and at least one set of the commutator pieces has a capacitance value different from that of the other set of commutator pieces. The rotation detection system is characterized by being configured as follows.
前記直流モータは、
内周面においてその周方向に界磁発生用の複数の磁石が固定されたハウジングと、
前記ハウジング内に設けられ、複数の相コイルからなる電機子コイルを有するロータコアと、
前記電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、
前記整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、
を有し、
回転に伴って前記一対のブラシ間のインダクタンスが周期的に変化するよう構成されている
ことを特徴とする回転検出システム。 The rotation detection system according to claim 9,
The DC motor is
A housing in which a plurality of field generating magnets are fixed in the circumferential direction on the inner peripheral surface;
A rotor core provided in the housing and having an armature coil composed of a plurality of phase coils;
A commutator having a plurality of commutator pieces to which the armature coil is connected;
At least a pair of brushes in sliding contact with the commutator;
Have
A rotation detection system, wherein the inductance between the pair of brushes is periodically changed with rotation.
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JP2011200108A (en) * | 2010-02-26 | 2011-10-06 | Nippon Soken Inc | Rotation detector, and rotation detecting system |
CN106655637A (en) * | 2016-11-01 | 2017-05-10 | 瑞安市工泰电器有限公司 | DC motor commutator electromagnetic interference suppression method |
WO2020073604A1 (en) * | 2018-10-11 | 2020-04-16 | 东南大学 | Piezoelectric-based lc-type rotational speed sensor for measuring centripetal force |
WO2021090550A1 (en) * | 2019-11-08 | 2021-05-14 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | Electric motor and electric apparatus |
CN115343501A (en) * | 2022-10-18 | 2022-11-15 | 四川新川航空仪器有限责任公司 | Variable magnetic flux type rotating speed sensor |
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- 2010-02-24 JP JP2010039121A patent/JP5519323B2/en active Active
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