JP2011120216A - アンテナ駆動装置 - Google Patents
アンテナ駆動装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2011120216A JP2011120216A JP2010218511A JP2010218511A JP2011120216A JP 2011120216 A JP2011120216 A JP 2011120216A JP 2010218511 A JP2010218511 A JP 2010218511A JP 2010218511 A JP2010218511 A JP 2010218511A JP 2011120216 A JP2011120216 A JP 2011120216A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- wave signal
- antenna
- trapezoidal wave
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K6/00—Manipulating pulses having a finite slope and not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K6/04—Modifying slopes of pulses, e.g. S-correction
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/01—Shaping pulses
- H03K5/04—Shaping pulses by increasing duration; by decreasing duration
- H03K5/06—Shaping pulses by increasing duration; by decreasing duration by the use of delay lines or other analogue delay elements
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/15—Arrangements in which pulses are delivered at different times at several outputs, i.e. pulse distributors
- H03K5/151—Arrangements in which pulses are delivered at different times at several outputs, i.e. pulse distributors with two complementary outputs
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
【課題】消費電力の増大や発熱による信頼性低下を抑えつつ、高調波ノイズを低減することが可能なアンテナ駆動装置を提供する。
【解決手段】第1差動増幅回路40では、オペアンプ41の非反転入力端(+)に反転台形波信号S1Bが入力され、オペアンプ41の反転入力端(−)に台形波信号S1が入力される。第2差動増幅回路50では、オペアンプ51の非反転入力端(+)に台形波信号S1が入力され、オペアンプ51の反転入力端(−)に反転台形波信号S1Bが入力される。従って、第1差動増幅回路40で生成される正相出力信号OUTPと、第2差動増幅回路50で生成される逆相出力信号OUTNとは、互いに位相が反転の状態となる。この差動出力により、一方の出力信号のみを用いてアンテナ負荷2を駆動する構成に比べて、アンテナ負荷2の両端間に印加される電圧を2倍に高めることができるので、アンテナ負荷2の出力能力が増強が可能となる。
【選択図】図1
【解決手段】第1差動増幅回路40では、オペアンプ41の非反転入力端(+)に反転台形波信号S1Bが入力され、オペアンプ41の反転入力端(−)に台形波信号S1が入力される。第2差動増幅回路50では、オペアンプ51の非反転入力端(+)に台形波信号S1が入力され、オペアンプ51の反転入力端(−)に反転台形波信号S1Bが入力される。従って、第1差動増幅回路40で生成される正相出力信号OUTPと、第2差動増幅回路50で生成される逆相出力信号OUTNとは、互いに位相が反転の状態となる。この差動出力により、一方の出力信号のみを用いてアンテナ負荷2を駆動する構成に比べて、アンテナ負荷2の両端間に印加される電圧を2倍に高めることができるので、アンテナ負荷2の出力能力が増強が可能となる。
【選択図】図1
Description
本発明は、LF[Low Frequency]帯域(例えば125kHz)のアンテナを搭載したシステム(スマートエントリシステムやタイヤ空気圧監視システムなど)などに用いられるアンテナ駆動装置に関するものである。
図3は、アンテナ駆動装置の一従来例を示す回路図であり、図4は、矩形波信号によるアンテナ駆動の一例を示す波形図である。
本従来例のアンテナ駆動装置100は、Pチャネル型MOS電界効果トランジスタ101及び102と、Nチャネル型MOS電界効果トランジスタ103及び104と、から成るHブリッジ出力回路を有して成り、アンテナ負荷200の両端には、互いの位相が反転された正相出力信号OUTPと逆相出力信号OUTN(例えば125kHz)がそれぞれ供給される。このとき、コイルLとコンデンサCを有するアンテナ負荷200は、所定の共振周波数f(=1/(2π√LC)、ただし、数式中の符号LはコイルLのインダクタンス値、符号CはコンデンサCのキャパシタンス値)で共振駆動され、正弦波形状の出力電流Ioが流れる。
なお、上記に関連する従来技術の一例として、特許文献1には、正弦波信号によってアンテナ負荷を駆動する車用LFアンテナ駆動装置が開示・提案されている。
しかしながら、図3で示した従来例のアンテナ駆動装置100では、アンテナ負荷200に矩形波形状の正相出力信号OUTPと逆相出力信号OUTNが供給されていたため、出力論理レベルの急峻な切り替わりにより、駆動周波数125kHzの高調波ノイズが発生するという問題があった。
なお、特許文献1の従来技術であれば、正弦波信号を用いてアンテナ負荷を駆動することにより、上記の高調波ノイズを低減することが可能である。しかしながら、正弦波信号を用いてアンテナ負荷を駆動する従来構成では、消費電力の増大や出力効率の低下、発熱による信頼性低下などを生じるという別の問題があった。
本発明は、上記の問題点に鑑み、消費電力の増大や発熱による信頼性低下を抑えつつ、高調波ノイズを低減することが可能なアンテナ駆動装置を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明に係るアンテナ駆動装置は、所定周波数の矩形波信号から台形波信号を生成する台形波信号生成回路と、前記台形波信号を増幅してアンテナ負荷に供給する台形波信号増幅回路と、を有して成る構成(第1の構成)とされている。
なお、上記第1の構成から成るアンテナ駆動装置は、前記台形波信号のスロープを可変的に設定する台形波スロープ設定回路を有して成る構成(第2の構成)にするとよい。
また、上記第2の構成から成るアンテナ駆動装置にて、前記台形波信号生成回路は、前記矩形波信号に応じてコンデンサの充放電を行うことで前記台形波信号を生成し、前記台形波スロープ設定回路は、前記コンデンサの充放電電流を可変的に設定する構成(第3の構成)にするとよい。
また、上記第1〜第3いずれかの構成から成るアンテナ駆動装置において、前記台形波信号増幅回路は、互いの位相が反転された正相出力信号と逆相出力信号を前記アンテナ負荷の両端にそれぞれ供給する構成(第4の構成)にするとよい。
また、上記第3の構成から成るアンテナ駆動装置において、前記台形波スロープ設定回路は、スロープ設定電流に応じて第1ミラー電流を生成する第1カレントミラーと、前記スロープ設定電流に応じて第2ミラー電流を生成する第2カレントミラーと、を含んでおり、前記台形波信号生成回路は、前記コンデンサと、前記コンデンサに前記第1ミラー電流を流し込む第1直流電流源と、前記コンデンサから前記第2ミラー電流を引き抜く第2直流電流源と、前記矩形波信号に応じて前記第2カレントミラーのオン/オフを制御するスイッチと、を含んでいる構成(第5の構成)にするとよい。
また、本発明に係るアンテナ駆動装置は、入力電圧から所望の出力電圧を生成する電源回路と;前記出力電圧の供給を受けてアンテナ負荷を駆動するアンテナ駆動回路と;を有して成り、前記アンテナ駆動回路は、所定周波数の矩形波信号から台形波信号を生成する台形波信号生成回路と、前記台形波信号を増幅して前記アンテナ負荷に供給する台形波信号増幅回路と、を含んでいる構成(第6の構成)とされている。
なお、上記第6の構成から成るアンテナ駆動装置において、前記電源回路は、過電流保護回路を含んでいる構成(第7の構成)にするとよい。
また、上記第6または第7の構成から成るアンテナ駆動装置は、前記矩形波信号を生成する発振回路をさらに有する構成(第8の構成)にするとよい。
また、上記第6〜第8いずれかの構成から成るアンテナ駆動装置は、前記電源回路の誤動作を防止する電源保護回路をさらに有する構成(第9の構成)にするとよい。
また、上記第6〜第9いずれかの構成から成るアンテナ駆動装置において、前記アンテナ駆動回路は、所定の制御信号に応じてHブリッジ駆動方式とハーフブリッジ駆動方式を切り替える構成(第10の構成)にするとよい。
また、上記第6〜第10いずれかの構成から成るアンテナ駆動装置において、前記電源回路は、出力帰還ループの位相補償を行う位相補償回路を含む構成(第11の構成)にするとよい。
また、上記第6〜第11いずれかの構成から成るアンテナ駆動装置において、前記電源回路は、前記入力電圧が投入されてから所定時間が経過した後に出力動作を許可され、前記アンテナ駆動回路は、前記出力電圧が安定となってから出力動作を許可され、かつ、その出力動作が許可されるまでに駆動方式と駆動チャンネルが確定される構成(第12の構成)にするとよい。
また、上記第6〜第12いずれかの構成から成るアンテナ駆動装置において、前記アンテナ駆動回路は、外付け抵抗に基づいて前記台形波信号のスロープを可変的に設定する構成(第13の構成)にするとよい。
また、上記第6〜第13いずれかの構成から成るアンテナ駆動装置において、前記電源回路は、出力段のコイルに流れる電流のリップル成分をΔIL、定格電流をILR、入力電流最大値をIINMAXとしたときに、IINMAX+ΔIL/2<ILRを満たすように、前記コイルの定数が設定されている構成(第14の構成)にするとよい。
また、上記第6〜第14いずれかの構成から成るアンテナ駆動装置において、前記電源回路は、前記出力電圧を抵抗分圧して得られる帰還電圧と所定の基準電圧が一致するように前記出力電圧を生成する構成(第15の構成)にするとよい。
また、上記第6〜第15いずれかの構成から成るアンテナ駆動装置において、前記電源回路は、ゲインが0dBのときの位相遅れが150°以下、かつ、ゲインが0dBのときの周波数がスイッチング周波数の1/10以下となるように設計されている構成(第16の構成)にするとよい。
本発明に係るアンテナ駆動装置であれば、消費電力の増大や発熱による信頼性低下を抑えつつ、高調波ノイズを低減することが可能となる。
<第1実施形態>
図1は、本発明に係るアンテナ駆動装置の第1実施形態を示す回路図である。本実施形態のアンテナ駆動装置1は、台形波信号生成回路10と、バッファアンプ20と、位相反転回路30と、第1差動増幅回路40と、第2差動増幅回路50と、バイアス電圧生成回路60と、台形波スロープ設定回路70と、を集積化して成り、互いの位相が反転された正相出力信号OUTPと逆相出力信号OUTNをアンテナ負荷2の両端にそれぞれ供給する半導体装置である。アンテナ負荷2は、コイルLとコンデンサCから成るLC直列回路であり、抵抗Rは主として配線抵抗成分を示している。
図1は、本発明に係るアンテナ駆動装置の第1実施形態を示す回路図である。本実施形態のアンテナ駆動装置1は、台形波信号生成回路10と、バッファアンプ20と、位相反転回路30と、第1差動増幅回路40と、第2差動増幅回路50と、バイアス電圧生成回路60と、台形波スロープ設定回路70と、を集積化して成り、互いの位相が反転された正相出力信号OUTPと逆相出力信号OUTNをアンテナ負荷2の両端にそれぞれ供給する半導体装置である。アンテナ負荷2は、コイルLとコンデンサCから成るLC直列回路であり、抵抗Rは主として配線抵抗成分を示している。
台形波生成回路10は、所定周波数(例えば125kHz)の矩形波信号CLKから台形波信号S1を生成する回路であり、コンデンサ11と、直流電流源12及び13と、セレクタ14と、を有して成る。コンデンサ11の一端は、セレクタ14の共通端に接続されている。コンデンサ11の他端は、バイアス電圧生成回路60の出力端に接続されている。セレクタ14の第1選択端は、直流電流源12を介して電源端に接続されている。セレクタ14の第2選択端は、直流電流源13を介して接地端に接続されている。セレクタ14の制御端は、矩形波信号CLKの入力端に接続されている。
バッファアンプ20は、台形波生成回路10から入力される台形波信号S1を緩衝増幅して後段に出力する。
位相反転回路30は、台形波生成回路10からバッファアンプ20を介して入力される台形波信号S1の位相を反転させて反転台形波信号S1Bを生成する回路であり、オペアンプ31と、抵抗32及び33と、を有して成る。オペアンプ31の非反転入力端(+)は、バイアス電圧生成回路60の出力端に接続されている。オペアンプ31の反転入力端(−)は、抵抗32を介してバッファアンプ20の出力端に接続される一方、抵抗33を介してオペアンプ31の出力端にも接続されている。
第1差動増幅回路40は、台形波信号S1と反転台形波信号S1Bとを差動増幅して正相出力信号OUTPを生成する回路であり、オペアンプ41と、抵抗42〜45と、を有して成る。オペアンプ41に非反転入力端(+)は、抵抗44を介して位相反転回路30の出力端に接続される一方、抵抗45を介して接地端にも接続されている。オペアンプ41の反転入力端(−)は、抵抗42を介してバッファアンプ20の出力端に接続される一方、抵抗43を介してオペアンプ41の出力端にも接続されている。オペアンプ41の出力端は、アンテナ負荷2の一端に接続されている。
第2差動増幅回路50は、台形波信号S1と反転台形波信号S1Bとを差動増幅して逆相出力信号OUTNを生成する回路であり、オペアンプ51と、抵抗52〜55と、を有して成る。オペアンプ51に非反転入力端(+)は、抵抗54を介してバッファアンプ20の出力端に接続される一方、抵抗55を介して接地端にも接続されている。オペアンプ51の反転入力端(−)は、抵抗52を介して位相反転回路30の出力端に接続される一方、抵抗53を介してオペアンプ51の出力端にも接続されている。オペアンプ51の出力端は、アンテナ負荷2の他端に接続されている。
なお、上記したバッファアンプ20、位相反転回路30、第1差動増幅回路40、並びに、第2差動増幅回路50は、台形波生成回路10から入力される台形波信号S1を増幅して、互いの位相が反転された正相出力信号OUTPと逆相出力信号OUTNを生成し、これらをアンテナ負荷2の両端に各々供給する台形波信号増幅回路として機能する。
バイアス電圧生成回路60は、台形波信号S1のバイアス電圧VBを生成する回路であり、バッファアンプ61と、抵抗62及び63と、を有して成る。抵抗62及び63は、電源電圧VSの印加端と接地端との間に直列接続されており、その接続ノードから引き出されるバイアス電圧VBは、バッファアンプ61を介してコンデンサ11の他端とオペアンプ31の非反転入力端(+)に各々出力される。なお、抵抗62及び63の抵抗値が同値に設定されている場合、バイアス電圧VBの電圧値はVS/2となる。
台形波スロープ設定回路70は、台形波生成回路10で生成される台形波信号S1のスロープ(立上がり速度及び立下がり速度)を可変的に設定する回路であり、オペアンプ71と、npn型バイポーラトランジスタ72と、直流電圧源73(起電圧:Vr)と、充放電電流設定部74と、外付け抵抗75(抵抗値:RISET)と、を有して成る。オペアンプ71の非反転入力端(+)は、直流電圧源73の正極端(基準電圧Vrの印加端)に接続されている。直流電圧源73の負極端は、接地端に接続されている。オペアンプ71の反転入力端(−)は、トランジスタ72のエミッタに接続されている。オペアンプ71の出力端は、トランジスタ72のベースに接続されている。トランジスタ72のエミッタは、外付け抵抗75を介して接地端に接続されている。トランジスタ72のコレクタは、充放電電流設定部74の基準電流入力端に接続されている。充放電電流設定部74は、外付け抵抗75に流れるスロープ設定電流ISET(=Vr/RISET)に基づいて、コンデンサ11の充放電電流を可変的に設定する。
次に、上記構成から成るアンテナ駆動装置1の動作について、図2を参照しながら詳細に説明する。
図2は、台形波信号によるアンテナ駆動の一例を示す波形図であり、上から順に、矩形波信号CLK、正相出力信号OUTP、反転出力信号OUTN、及び、出力電流Ioが描写されている。
台形波生成回路10において、セレクタ14は、矩形波信号CLKがハイレベルであるときに、第1選択端と共通端とを導通し、矩形波信号CLKがローレベルであるときに、第2選択端と共通端とを導通する。すなわち、矩形波信号CLKがハイレベルであるときには、直流電流源12からコンデンサ11に対して充電電流が流し込まれる。その結果、台形波信号S1は、充電電流の大きさによって決まるスロープで、所定の電圧レベル(=VB+α)まで上昇する。一方、矩形波信号CLKがローレベルであるときには、直流電流源13によりコンデンサ11から放電電流が引き抜かれる。その結果、台形波信号S1は、放電電流の大きさによって決まるスロープで、所定の電圧レベル(=VB−α)まで低下する。すなわち、台形波信号S1は、バイアス電圧VBを基準として、所定の振幅α(例えば±1.5V)で駆動される。このように、台形波生成回路10は、矩形波信号CLKに応じてコンデンサ11の充放電を行うことにより、台形波信号S1を生成する。
バッファアンプ20は、台形波生成回路10から入力される台形波信号S1を緩衝増幅して後段に出力し、位相反転回路30は、台形波生成回路10からバッファアンプ20を介して入力される台形波信号S1の位相を反転させて反転台形波信号S1Bを生成する。なお、位相反転回路30で生成される反転台形波信号S1Bは、台形波信号生成回路10で生成される台形波信号S1と同様、バイアス電圧VBを基準として、所定の振幅α(例えば±1.5V)で駆動される。
第1差動増幅回路40及び第2差動増幅回路50は、台形波信号S1と反転台形波信号S1Bを各々差動増幅して、正相出力信号OUTP及び逆相出力信号OUTNを生成し、これらをアンテナ負荷2の両端に各々供給する。このとき、コイルLとコンデンサCを有するアンテナ負荷2は、所定の共振周波数f(=1/(2π√LC)、ただし、数式中の符号LはコイルLのインダクタンス値、符号CはコンデンサCのキャパシタンス値)で共振駆動され、正弦波形状の出力電流Ioが流れる。
このように、本実施形態のアンテナ駆動装置1であれば、アンテナ負荷2に矩形波形状の正相出力信号OUTPと逆相出力信号OUTNが供給されるので、出力論理レベルの急峻な切り替わりをなくすことが可能となり、高調波ノイズを低減することが可能となる。
また、本実施形態のアンテナ駆動装置1であれば、正弦波信号を用いてアンテナ負荷を駆動する従来構成と比べて、消費電力の増大や出力効率の低下、発熱による信頼性低下などを抑えることが可能となる。
さらに、本実施形態のアンテナ駆動装置1であれば、正弦波信号を用いてアンテナ負荷を駆動する従来構成と比べて、出力効率の低下を考慮せずに済むので、台形波信号S1のバイアス電圧VBを不要に高める必要がなくなる。
なお、本実施形態のアンテナ駆動装置1において、第1差動増幅回路40では、オペアンプ41の非反転入力端(+)に反転台形波信号S1Bが入力され、オペアンプ41の反転入力端(−)に台形波信号S1が入力される。一方、第2差動増幅回路50では、オペアンプ51の非反転入力端(+)に台形波信号S1が入力され、オペアンプ51の反転入力端(−)に反転台形波信号S1Bが入力される。従って、第1差動増幅回路40で生成される正相出力信号OUTPと、第2差動増幅回路50で生成される逆相出力信号OUTNとは、互いに位相が反転された状態となる。このような差動出力形式を採用することにより、一方の出力信号のみを用いてアンテナ負荷2を駆動する構成に比べて、アンテナ負荷2の両端間に印加される電圧を2倍に高めることができるので、アンテナ負荷2の出力能力を増強することが可能となる。
次に、台形波スロープ設定回路70の動作について、詳細な説明を行う。
台形波スロープ設定回路70において、オペアンプ71は、外付け抵抗75の一端電圧が直流電圧73の起電圧Vrと一致するように、トランジスタ72の導通度を制御する。従って、外付け抵抗75には、所定のスロープ設定電流ISET(=Vr/RISET)が流される。充放電電流設定部74は、このスロープ設定電流ISETに基づいて、コンデンサ11の充放電電流を設定する。すなわち、ユーザは、外付け抵抗75の抵抗値を任意に調整することにより、台形波信号S1のスロープを可変的に設定することができる。このような構成とすることにより、ユーザは、アンテナ駆動装置1の用途やこれを搭載したシステムの規格に応じて、ノイズ特性と消費電力特性とのバランスを考慮しながら、両特性を最適化することが可能となる。
次に、充放電電流部74と台形波生成回路10の具体的な回路構成について、図5を参照しながら詳細に説明する。図5には、充放電電流部74と台形波生成回路10を形成する回路要素として、pnp型バイポーラトランジスタQ1〜Q3と、npn型バイポーラトランジスタQ4及びQ5と、Nチャネル型MOS電界効果トランジスタN1と、が描写されている。また、図5には、バイアス電圧VBを基準として、台形波信号S1の上限値(=VB+α)と下限値(=VB−α)を設定する上下クランプ15が描写されている。
トランジスタQ1〜Q3のエミッタは、いずれも電源電圧VCCの印加端に接続されている。トランジスタQ1〜Q3のベースは、いずれもトランジスタQ1のコレクタに接続されている。トランジスタQ1のコレクタは、スロープ設定電流ISETの入力端に接続されている。トランジスタQ2のコレクタは、トランジスタQ4のコレクタに接続されている。トランジスタQ3及びQ5のコレクタは、いずれも台形波信号S1の出力端に接続されている。トランジスタQ4及びQ5のベースは、いずれもトランジスタQ4のコレクタに接続されている。トランジスタQ4及びQ5のドレインは、いずれも接地端に接続されている。トランジスタN1のドレインは、トランジスタQ4のコレクタに接続されている。トランジスタN1のソース及びバックゲートは、いずれも接地端に接続されている。トランジスタN1のゲートは、矩形波信号CLKの入力端に接続されている。
トランジスタQ1〜Q3は、第1カレントミラーを形成しており、トランジスタQ2に流れるミラー電流I2、及び、トランジスタQ3に流れるミラー電流I3は、それぞれトランジスタQ1に流れるスロープ設定電流ISETに応じて変化する。また、トランジスタQ4及びQ5は、第2カレントミラーを形成しており、トランジスタQ5に流れるミラー電流I5は、トランジスタQ2からトランジスタQ4に流れるミラー電流I2(延いては、トランジスタQ1に流れるスロープ設定電流ISET)に応じて変化する。
なお、ミラー電流I3は、コンデンサ11の充電電流に相当し、ミラー電流I5からミラー電流I3を差し引いた差分電流(=I5−I3)は、コンデンサ11の放電電流に相当する。すなわち、トランジスタQ13は、図1の直流電流源12として機能し、トランジスタQ5は、図1の直流電流源13として機能する。また、トランジスタQ1、Q2、Q4は、図1の充放電電流設定部74として機能する。
また、矩形波信号CLKがハイレベルであるとき、トランジスタN1はオンとなり、ミラー電流I2はトランジスタN1を介して接地端に流れるので、トランジスタQ4に電流が流れ込まなくなり、延いては、トランジスタQ5にも電流が流れなくなる。このとき、コンデンサ11には、トランジスタQ3からミラー電流I3が充電電流として流し込まれる。一方、矩形波信号CLKがローレベルであるとき、トランジスタN1はオフとなり、ミラー電流I2がトランジスタQ4に流れ込むので、トランジスタQ5にも電流が流れるようになる。このとき、トランジスタQ5に流れるミラー電流I5は、トランジスタQ3に流れるミラー電流I3よりも大きい値(例えば2倍)に設定されている。従って、コンデンサ11からは、ミラー電流I5からミラー電流I3を差し引いた差分電流(=I5−I3)が放電電流として引き抜かれる。このように、トランジスタN1は、図1のセレクタ14として機能する。
<第2実施形態>
図6は、本発明に係るアンテナ駆動装置の第2実施形態を示す回路図である。本実施形態のアンテナ駆動装置Xは、アンテナ駆動回路X10と、電源回路X20と、発振回路X30と、電源保護回路X40と、を有する半導体装置である。
図6は、本発明に係るアンテナ駆動装置の第2実施形態を示す回路図である。本実施形態のアンテナ駆動装置Xは、アンテナ駆動回路X10と、電源回路X20と、発振回路X30と、電源保護回路X40と、を有する半導体装置である。
アンテナ駆動回路X10は、電源回路X20から出力電圧Voの供給を受けてアンテナ負荷を駆動する回路ブロックであり、所定周波数の矩形波信号から台形波信号を生成する台形波信号生成回路と、前記台形波信号を増幅してアンテナ負荷に供給する台形波信号増幅回路と、を含んでいる点については、先述の第1実施形態と同様である。
電源回路X20は、IG端子から入力される入力電圧VCCから所望の出力電圧Voを生成する回路ブロックであり、図6の例では、昇圧型のスイッチングDC/DCコンバータが採用されている。なお、電源回路X20に含まれる出力帰還ループについては、エラーアンプ、PWM[Pulse Width Modulation]コンパレータ、スロープ電圧生成部(SLP)、RSフリップフロップ、スイッチロジック部、及び、ドライバなどを用いた一般的な回路構成であるため、詳細な説明は割愛する。
また、電源回路X20は、過電流保護回路X21と位相補償回路X22を含んでいる。
過電流保護回路X21は、出力段の外付けFETに流れる電流を検知するCS端子(22ピン)を有しており、CS端子電圧が所定値(例えば100mV)以上になると、スイッチング出力のデューティを小さくして出力電圧Voを低下させる。また、出力電圧Voが設定電圧の70%以下になると、スイッチング出力をオフラッチ状態とる。このオフラッチ状態を解除するためには、スタンバイ信号STBYを一旦ローレベルとすればよい。
位相補償回路X22は、出力帰還ループの位相補償を行うものであり、位相補償用の抵抗とコンデンサを含んでいる。なお、エラーアンプの位相補償方法については、後ほど詳細に説明する。
発振回路X30は、外付けの水晶振動子を用いて矩形波信号CLKを生成する。
電源保護回路X40は、内部電源電圧VREGが低いときに、電源回路X20の誤動作を防止するための回路ブロックである。内部電源電圧VREGが通常よりも低い電圧まで低下すると、OUTG端子(23ピン)に接続されたNMOSがオフとなり、その結果、入力電圧VCCの印加端と電源回路X20の出力段を形成するコイルとの間に接続されたPMOSがオフとなって、入力電圧VCCが電源回路X20に供給されなくなる。
また、アンテナ駆動装置Xには、上記したアンテナ駆動回路X10、電源回路X20、発振回路X30、電源保護回路X40のほかにも、チャージポンプ回路、内部電源電圧生成回路(VREG)、基準電圧生成回路(VREF)、カウンタ回路、ドライブロジック回路、温度保護回路(TSD[Thermal Shut Down])、過電流保護回路(OCP[Over Current Protection])、過電圧保護回路(OVP[Over Voltage Protection])、減電圧保護回路(UVLO[Under VoltageLocked Out])、及び、異常信号出力回路(DIAG)などが集積化されている。
温度保護回路は、アンテナ駆動装置Xの熱破壊を防ぐための回路ブロックである。アンテナ駆動装置Xは、許容損失範囲内で使用することが望ましいが、万が一許容損失を超えた状態が継続すると、接合部温度(Tj)が上昇し、温度保護回路が動作して出力パワー素子をオフする。その後、接合部温度(Tj)が低下すると、回路は自動で復帰する。なお、温度保護回路は、絶対最大定格を超えた状態での動作となるため、温度保護回路を使用したセット設計等は避けるべきである。
過電流保護回路は、出力間ショートなどに起因して出力に過電流が流れた場合の破壊を防ぐための回路ブロックである。ドライバ出力端子(OUT1P、OUT1N、OUT2P、OUT2N)については、所定値(例えば2.7A)の電流が所定時間(例えば1μsec)にわたって流れるとオフラッチとなり、出力がハイインピーダンス状態に固定される。上記のオフラッチは、スタンバイ信号STBYを一旦ローレベルにすることによって解除される。
過電圧保護回路は、電源回路X20の出力電圧Voが設定電圧以上に上昇するなど、ドライバ部電源端子VS(21ピン)に過電圧が印加された場合の内部素子破壊を防ぐための回路ブロックである。具体的には、VS端子電圧が所定の保護レベル(例えば25V)以上になると、OUTG端子(24ピン)の出力論理がローレベルとなり、電源回路X20が停止される。一方、VS端子(21ピン)に現れる電圧が所定の保護解除レベル(例えば24V)以下になると、電源回路X20は通常動作に戻る。
減電圧保護回路は、電源電圧VCC低下時における誤動作を防止するための回路ブロックである。電源電圧VCCから生成される内部電源電圧VREGが所定の保護レベル(例えば2.7V)以下になると、OUTG端子(24ピン)をローレベルに固定し、出力ハイインピーダンス状態にする。一方、内部電源電圧VREGが所定の保護解除レベル(例えば2.81V)以上になると通常動作に戻る。
異常信号出力回路(DIAG)は、通常動作時にはハイレベルを出力しており、温度保護回路、過電流保護回路、過電圧保護回路、及び、減電圧保護回路のいずれかが働いた場合に、ローレベルを出力する。
内部電源電圧生成回路は、電源電圧VCCから内部電源電圧VREG(例えば5V)を生成する回路ブロックである。電源回路X20のスイッチング動作時には、内部電源電圧VREGが振れる場合があるので、VREG端子とGND端子との間に0.1μF以上のコンデンサを接続することが望ましい。また、過電流保護回路が働いた場合には、内部電源電圧VREGがローレベル出力とされるので、これを過電流検出信号として流用することが可能である。ただし、内部電源電圧生成回路には、スタンバイ時(VREG=L)に電流引き込み能力がないため、VREG端子に接続する回路を電流が流入するような構成にすると、内部電源電圧VREGが上昇してしまうおそれがあるので留意すべきである。
ドライブロジック回路は、SEL_SW端子、SEL_CH1端子、及び、SEL_CH2端子からの各入力信号に応じて、アンテナ駆動回路X10の駆動チャンネル、及び、駆動方式の設定を行う。アンテナ駆動回路X10の駆動方式としては、Hブリッジ駆動方式(SEL_SW=H)とハーフブリッジ駆動方式(SEL_SW=L)を任意に切り替えることが可能である。
図7は、アンテナ駆動装置Xの端子説明図であり、ピン番号、端子名、及び、機能が記載されている。1ピン(BST)、2ピン(CP4)、3ピン(CP3)、4ピン(CP2)、及び、5ピン(CP1)は、いずれも昇圧回路(チャージポンプ)用の容量接続端子である。6ピン(XOUT)と7ピン(XIN)は、いずれも水晶振動子接続端子である。8ピン(GND)は、信号部用のGND端子である。9ピン(OUT1P)及び10ピン(OUT1N)は、第1チャンネルのドライバ出力端子である。11ピン(EN_DRV)は、ドライバ出力オン/オフ端子(L:停止、H:駆動)である。12ピン(STBY)は、スタンバイオン/オフ端子(L:スタンバイ、H:イネーブル)である。13ピン(ISET)は、スロープ設定用の抵抗接続端子である。14ピン(PGND)は、ドライバ出力部用のGND端子である。15ピン(DIAG)は、保護機能検出出力端子(L:検出、H:未検出)である。16ピン(SEL_CH1)及び17ピン(SEL_CH2)は、いずれも駆動チャンネル切り替え端子である。18ピン(SEL_SW)はHブリッジ、ハーフブリッジ切り替え端子(L:ハーフブリッジ、H:Hブリッジ)である。19ピン(OUT2P)及び20ピン(OUT2N)は、いずれも第2チャンネルのドライバ出力端子である。21ピン(VS)は、ドライバ部の電源端子である。22ピン(CS)は、外部接続FET電流検出端子である。23ピン(VREG)は、FET駆動用5VREG出力端子である。24ピン(OUTG)は、FETゲートドライブ端子である。25ピン(COMP)は、エラーアンプ出力端子である。26ピン(FB)は、エラーアンプ入力端子である。27ピン(VCC)は、電源端子である。28ピン(SS)はソフトスタート時間設定端子である。
図8は、アンテナ駆動装置Xの入出力論理表であり、パターン番号(1)〜(8)、入力論理(STBY、EN_DEV、SEL_SW、SEL_CH1、SEL_CH2)、及び、出力論理(OUT1P、OUT1N、OUT2P、OUT2N)が示されている。
図9は、アンテナ駆動装置Xの入出力タイミングチャートであり、上から順に、STBY、内部CLK、EN_DRV、SEL_SW、SEL_CH1、SEL_CH2、OUT1P、OUT1N、OUT2P、及び、OUT2Nが描写されている。なお、図9中の符号(1)〜(8)は、図8のパターン(1)〜(8)に相当する。
図10は、電源回路X20におけるスイッチングコントローラ部の起動/停止タイミングチャートであり、上から順番に、STBY、VREG、SS、XIN/XOUT、BST、OUTG、及び、VSが描写されている。
図11は、アンテナ駆動回路X10におけるドライバ部の起動/停止/出力論理切り替えタイミングチャートであり、上から順に、VCC、STBY、EN_DRV、SEL_SW、SEL_CH1、及び、SEL_CH2が描写されている。VCC投入後、所定時間(例えば50μsec)以上でSTBY端子がハイレベルとされ、電源回路X20の出力動作が許可される。その後、出力電圧Vo(=VS端子電圧)が安定した後に、EN_DEVがハイレベルとされる。すなわち、アンテナ駆動回路X10は、出力電圧Voが安定となってから出力動作を許可される。なお、SEL_SW、SEL_CH1、及び、SEL_CH2は、EN_DRVのハイレベル期間中には、図8のパターン(3)〜(8)の任意のパターンに固定されているべきであり、望ましくは、図11に示したように、EN_DRVのハイレベル期間前後に所定のマージン期間を設けて、SEL_SW、SEL_CH1、及び、SEL_CH2の切り替え可能タイミングを制限するとよい。このように、アンテナ駆動回路X10は、その出力動作が許可されるまでに、その駆動方式と駆動チャンネルを確定しておくことが望ましい。
図12は、ISET端子に接続される外付け抵抗[kΩ]と、台形波信号のスルーレート[V/μsec]との相関図である。このように、アンテナ駆動回路X10は、ISET端子に接続される外付け抵抗に基づいて台形波信号のスロープを可変的に設定することが可能である。
図13は、コイルL定数の設定方法を説明するためのコイル電流波形図であり、図14は、電源回路X20の出力段の一例を示す回路図である。電源回路X20は、出力段のコイルに流れる電流のリップル成分をΔIL(=(1/L)×VCC×(Vo−VCC)/Vo×(1/f)、ただし、fはスイッチング周波数)、定格電流をILR、入力電流最大値をIINMAXとしたときに、IINMAX+ΔIL/2<ILRを満たすように、コイルの定数を設定することが望ましい。
図15は、電源回路X20のエラーアンプに接続される帰還抵抗の設定方法を説明するための回路図である。帰還抵抗の抵抗値R1、R2は、Vo=(R1+R2)/R2×VREFとなるように設定すればよい。このような設定を行うことにより、電源回路X20では、出力電圧Voを抵抗分圧して得られる帰還電圧FB(={R2/(R1+R2)}×Vo)と所定の基準電圧(=VREF)が一致するように出力電圧Voが生成される。
次に、電源回路X20の出力帰還ループにおける位相補償の設定方法について詳細な説明を行う。出力帰還ループの安定条件は、ゲインが1(0dB)のときの位相遅れが150°以下(すなわち位相マージン30°以上)となる。また、電源回路X20は、スイッチング周波数によりサンプリングされているので、系全体のGBWは、スイッチング周波数の1/10以下に設定することが望ましい。まとめると、電源回路X20が目標とする特性は、(1)ゲインが1(0dB)のときの位相遅れが150°以下(すなわち位相マージン30°以上)であって、かつ、(2)そのときのGBW(すなわちゲイン0dBの周波数)がスイッチング周波数の1/10以下となる。
電源回路X20では、GBWの制限により応答性が決定されるので、応答性を上げるためには、スイッチング周波数の高周波化が必要となる。位相補償により安定性を確保するには、LC共振によって生じる2次の位相遅れ(−180°)を2次の位相進み(すなわち位相進みを2つ入れる)によりキャンセルしてやることが必要となる。
また、電源回路X20のGBW(ゲイン0dBのときの周波数)は、エラーアンプに付ける位相補償容量によって決定されるので、GBWを下げたい場合は位相補償容量を大きくすればよい。
図16は、一般的な積分器(ローパスフィルタ)を示す回路図であり、図17は、積分器のオープンループ特性図である。図17の(a)点では、周波数fa=1/2πRCA[Hz]となり、(b)点では、周波数fb=GBW=1/2πRC[Hz]となる。エラーアンプには、このような位相補償が施されるため、ローパスフィルタと等価となる。なお、電源回路X20では、図16の符号Rは、帰還抵抗の並列となる。
図18は、エラーアンプの位相補償方法を説明するための回路図である。先にも述べた通り、LC共振(共振周波数fp=1/2π√LC[Hz])によって生じる2次の位相遅れをキャンセルするためには、2つの位相進み(fz1=1/2πC1R1[Hz]、fz2=1/2πC2R3)を挿入する必要がある。
<その他の変形例>
なお、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
なお、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
本発明に係るアンテナ駆動装置は、スマートエントリシステムやタイヤ空気圧監視システムなど、LF帯域のアンテナを搭載したシステムに利用することが可能である。
1 アンテナ駆動装置
2 アンテナ負荷
10 台形波信号生成回路
11 コンデンサ
12、13 直流電流源
14 セレクタ
15 上下クランプ
20 バッファアンプ
30 位相反転回路
31 オペアンプ
32、33 抵抗
40 第1差動増幅回路
41 オペアンプ
42、43、44、45 抵抗
50 第2差動増幅回路
51 オペアンプ
52、53、54、55 抵抗
60 バイアス電圧生成回路
61 バッファアンプ
62、63 抵抗
70 台形波スロープ設定回路
71 オペアンプ
72 npn型バイポーラトランジスタ
73 直流電圧源
74 充放電電流設定部
75 外付け抵抗
Q1、Q2、Q3 pnp型バイポーラトランジスタ
Q4、Q5 npn型バイポーラトランジスタ
N1 Nチャネル型MOS電界効果トランジスタ
X アンテナ駆動装置
X10 アンテナ駆動回路
X20 電源回路
X21 過電流保護回路(電源回路用)
X22 位相補償回路(電源回路用)
X30 発振回路
X40 電源保護回路
2 アンテナ負荷
10 台形波信号生成回路
11 コンデンサ
12、13 直流電流源
14 セレクタ
15 上下クランプ
20 バッファアンプ
30 位相反転回路
31 オペアンプ
32、33 抵抗
40 第1差動増幅回路
41 オペアンプ
42、43、44、45 抵抗
50 第2差動増幅回路
51 オペアンプ
52、53、54、55 抵抗
60 バイアス電圧生成回路
61 バッファアンプ
62、63 抵抗
70 台形波スロープ設定回路
71 オペアンプ
72 npn型バイポーラトランジスタ
73 直流電圧源
74 充放電電流設定部
75 外付け抵抗
Q1、Q2、Q3 pnp型バイポーラトランジスタ
Q4、Q5 npn型バイポーラトランジスタ
N1 Nチャネル型MOS電界効果トランジスタ
X アンテナ駆動装置
X10 アンテナ駆動回路
X20 電源回路
X21 過電流保護回路(電源回路用)
X22 位相補償回路(電源回路用)
X30 発振回路
X40 電源保護回路
Claims (16)
- 所定周波数の矩形波信号から台形波信号を生成する台形波信号生成回路と、
前記台形波信号を増幅してアンテナ負荷に供給する台形波信号増幅回路と、
を有して成ることを特徴とするアンテナ駆動装置。 - 前記台形波信号のスロープを可変的に設定する台形波スロープ設定回路を有して成ることを特徴とする請求項1に記載のアンテナ駆動装置。
- 前記台形波信号生成回路は、前記矩形波信号に応じてコンデンサの充放電を行うことで前記台形波信号を生成し、
前記台形波スロープ設定回路は、前記コンデンサの充放電電流を可変的に設定することを特徴とする請求項2に記載のアンテナ駆動装置。 - 前記台形波信号増幅回路は、互いの位相が反転された正相出力信号と逆相出力信号を前記アンテナ負荷の両端にそれぞれ供給することを特徴とする請求項1〜請求項3のいずれかに記載のアンテナ駆動装置。
- 前記台形波スロープ設定回路は、
スロープ設定電流に応じて第1ミラー電流を生成する第1カレントミラーと、
前記スロープ設定電流に応じて第2ミラー電流を生成する第2カレントミラーと、
を含んでおり、
前記台形波信号生成回路は、
前記コンデンサと、
前記コンデンサに前記第1ミラー電流を流し込む第1直流電流源と、
前記コンデンサから前記第2ミラー電流を引き抜く第2直流電流源と、
前記矩形波信号に応じて前記第2カレントミラーのオン/オフを制御するスイッチと、
を含んでいることを特徴とする請求項3に記載のアンテナ駆動装置。 - 入力電圧から所望の出力電圧を生成する電源回路と;
前記出力電圧の供給を受けてアンテナ負荷を駆動するアンテナ駆動回路と;
を有し、
前記アンテナ駆動回路は、
所定周波数の矩形波信号から台形波信号を生成する台形波信号生成回路と、
前記台形波信号を増幅して前記アンテナ負荷に供給する台形波信号増幅回路と、を含んでいることを特徴とするアンテナ駆動装置。 - 前記電源回路は、過電流保護回路を含んでいることを特徴とする請求項6に記載のアンテナ駆動装置。
- 前記矩形波信号を生成する発振回路をさらに有することを特徴とする請求項6または請求項7に記載のアンテナ駆動装置。
- 前記電源回路の誤動作を防止する電源保護回路をさらに有することを特徴とする請求項6〜請求項8のいずれか1項に記載のアンテナ駆動装置。
- 前記アンテナ駆動回路は、所定の制御信号に応じてHブリッジ駆動方式とハーフブリッジ駆動方式を切り替えることを特徴とする請求項6〜請求項9のいずれか1項に記載のアンテナ駆動装置。
- 前記電源回路は、出力帰還ループの位相補償を行う位相補償回路を含んでいることを特徴とする請求項6〜請求項10のいずれか1項に記載のアンテナ駆動装置。
- 前記電源回路は、前記入力電圧が投入されてから所定時間が経過した後に出力動作を許可され、
前記アンテナ駆動回路は、前記出力電圧が安定となってから出力動作を許可され、かつその出力動作が許可されるまでに駆動方式と駆動チャンネルが確定されることを特徴とする請求項6〜請求項11のいずれか1項に記載のアンテナ駆動装置。 - 前記アンテナ駆動回路は、外付け抵抗に基づいて前記台形波信号のスロープを可変的に設定することを特徴とする請求項6〜請求項12のいずれか1項に記載のアンテナ駆動装置。
- 前記電源回路は、出力段のコイルに流れる電流のリップル成分をΔIL、定格電流をILR、入力電流最大値をIINMAXとしたときに、IINMAX+ΔIL/2<ILRを満たすように、前記コイルの定数が設定されていることを特徴とする請求項6〜請求項13のいずれか1項に記載のアンテナ駆動装置。
- 前記電源回路は、前記出力電圧を抵抗分圧して得られる帰還電圧と所定の基準電圧が一致するように前記出力電圧を生成することを特徴とする請求項6〜請求項14のいずれか1項に記載のアンテナ駆動装置。
- 前記電源回路は、ゲインが0dBのときの位相遅れが150°以下、かつ、ゲインが0dBのときの周波数がスイッチング周波数の1/10以下となるように設計されていることを特徴とする請求項6〜請求項15のいずれか1項に記載のアンテナ駆動装置。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010218511A JP2011120216A (ja) | 2009-11-05 | 2010-09-29 | アンテナ駆動装置 |
US12/913,893 US8339164B2 (en) | 2009-11-05 | 2010-10-28 | Antenna driving device |
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2009253898 | 2009-11-05 | ||
JP2009253898 | 2009-11-05 | ||
JP2010218511A JP2011120216A (ja) | 2009-11-05 | 2010-09-29 | アンテナ駆動装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2011120216A true JP2011120216A (ja) | 2011-06-16 |
Family
ID=43924731
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2010218511A Pending JP2011120216A (ja) | 2009-11-05 | 2010-09-29 | アンテナ駆動装置 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US8339164B2 (ja) |
JP (1) | JP2011120216A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2015177524A (ja) * | 2014-03-18 | 2015-10-05 | ローム株式会社 | アンテナ駆動装置 |
US9467206B2 (en) | 2012-04-18 | 2016-10-11 | Sony Corporation | Electric power transmission apparatus, contactless electric power transmission system, and signal generation method |
US9473210B2 (en) | 2012-04-19 | 2016-10-18 | Sony Corporation | Power transmitting device, non-contact power transmitting system, and signal generating method |
US9502756B2 (en) | 2013-09-19 | 2016-11-22 | Rohm Co., Ltd. | Antenna driving device |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9564948B2 (en) | 2011-11-18 | 2017-02-07 | Nxp B.V. | 3-level bridge driver with single supply and low common mode EMI emission |
DE102012209543A1 (de) * | 2012-06-06 | 2013-12-12 | Continental Automotive Gmbh | Vorrichtung zur drahtlosen Energieübertragung |
JP6382020B2 (ja) * | 2014-08-18 | 2018-08-29 | ローム株式会社 | ソフトスタート回路 |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH08335954A (ja) * | 1995-06-09 | 1996-12-17 | Nippondenso Co Ltd | ドライバ回路 |
JPH09121535A (ja) * | 1995-10-27 | 1997-05-06 | Sharp Corp | スイッチングレギュレータ |
JP2006279238A (ja) * | 2005-03-28 | 2006-10-12 | Calsonic Kansei Corp | 車用lfアンテナ駆動装置 |
JP2008072211A (ja) * | 2006-09-12 | 2008-03-27 | Denso Corp | 車載用無線送信装置及び車載用無線送信システム |
Family Cites Families (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US2207048A (en) * | 1939-06-01 | 1940-07-09 | Du Mont Allen B Lab Inc | Television transmitting system |
US2604590A (en) * | 1945-10-16 | 1952-07-22 | Volney C Wilson | Cathode-ray tube sweep circuit |
CA629133A (en) * | 1954-10-26 | 1961-10-17 | Arthur L. Brockway, Jr. | Ground controlled approach indicator system |
US3019391A (en) * | 1959-02-26 | 1962-01-30 | Sylvania Electric Prod | Pulse shaping circuit |
US4070550A (en) * | 1961-06-28 | 1978-01-24 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Quantized pulse modulated nonsynchronous clipped speech multi-channel coded communication system |
NL179426C (nl) * | 1973-09-17 | 1986-09-01 | Hitachi Ltd | Ladingoverdrachtinrichting. |
DE4344867C1 (de) * | 1993-12-29 | 1995-04-06 | Ant Nachrichtentech | Digitaler Phasendetektor |
JP3850081B2 (ja) * | 1996-11-21 | 2006-11-29 | マスプロ電工株式会社 | 送信装置 |
US6255830B1 (en) * | 1998-05-04 | 2001-07-03 | Nortel Networks Limited | Method of testing shielding effectiveness and electromagnetic field generator for use in testing shielding effectiveness |
ITVA20050054A1 (it) * | 2005-09-23 | 2007-03-24 | St Microelectronics Srl | Metodo e circuito di controllo di uno stadio di potenza a commutazione |
DE102006016219A1 (de) * | 2006-04-06 | 2007-10-11 | Conti Temic Microelectronic Gmbh | Verfahren zum Ansteuern einer Sendeantenne sowie Schaltungsanordnung und schlüsselloses Identifikationssystem |
US7719141B2 (en) * | 2006-11-16 | 2010-05-18 | Star Rf, Inc. | Electronic switch network |
JP5336091B2 (ja) * | 2008-01-24 | 2013-11-06 | セミコンダクター・コンポーネンツ・インダストリーズ・リミテッド・ライアビリティ・カンパニー | 電源回路及び電子機器 |
CN101257291B (zh) * | 2008-03-31 | 2010-12-08 | 北大方正集团有限公司 | 一种梯形激励脉冲发生方法及装置 |
-
2010
- 2010-09-29 JP JP2010218511A patent/JP2011120216A/ja active Pending
- 2010-10-28 US US12/913,893 patent/US8339164B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH08335954A (ja) * | 1995-06-09 | 1996-12-17 | Nippondenso Co Ltd | ドライバ回路 |
JPH09121535A (ja) * | 1995-10-27 | 1997-05-06 | Sharp Corp | スイッチングレギュレータ |
JP2006279238A (ja) * | 2005-03-28 | 2006-10-12 | Calsonic Kansei Corp | 車用lfアンテナ駆動装置 |
JP2008072211A (ja) * | 2006-09-12 | 2008-03-27 | Denso Corp | 車載用無線送信装置及び車載用無線送信システム |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9467206B2 (en) | 2012-04-18 | 2016-10-11 | Sony Corporation | Electric power transmission apparatus, contactless electric power transmission system, and signal generation method |
US9473210B2 (en) | 2012-04-19 | 2016-10-18 | Sony Corporation | Power transmitting device, non-contact power transmitting system, and signal generating method |
US9502756B2 (en) | 2013-09-19 | 2016-11-22 | Rohm Co., Ltd. | Antenna driving device |
US9862239B2 (en) | 2013-09-19 | 2018-01-09 | Rohm Co., Ltd. | Antenna driving device |
JP2015177524A (ja) * | 2014-03-18 | 2015-10-05 | ローム株式会社 | アンテナ駆動装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US8339164B2 (en) | 2012-12-25 |
US20110102026A1 (en) | 2011-05-05 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7378827B2 (en) | Analog internal soft-start and clamp circuit for switching regulator | |
CN108445947B (zh) | 一种应用于dc-dc转换器芯片的快速瞬态响应电路 | |
US8686705B2 (en) | Current mode synchronous rectification DC/DC converter | |
JP5573454B2 (ja) | 力率改善型スイッチング電源装置 | |
JP4591892B2 (ja) | 電源装置 | |
US7482791B2 (en) | Constant on-time regulator with internal ripple generation and improved output voltage accuracy | |
JP2011120216A (ja) | アンテナ駆動装置 | |
US8330440B2 (en) | Power supply device with gain changing error amplifier | |
US7453251B1 (en) | Voltage tracking reference for a power regulator | |
JP2008131746A (ja) | 昇降圧型スイッチングレギュレータ | |
JP2004048835A (ja) | Dc/dcコンバータ | |
JP3691500B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
KR20090063129A (ko) | 벅 스위칭 레귤레이터 및 방법 | |
JP2006101489A (ja) | スイッチング周波数を温度に応じて調整するpwmコントローラ | |
US4521726A (en) | Control circuitry for a pulse-width-modulated switching power supply | |
US9270177B1 (en) | Switching power-supply device | |
US20220393586A1 (en) | Semiconductor device and switching power supply | |
US10468989B2 (en) | Switching regulator including a clamp circuit | |
US20220368225A1 (en) | Switching converter compatible with super capacitor and control circuit thereof | |
TWI387192B (zh) | 用來降低直流轉換器之能量損失的方法與相關控制裝置及直流轉換器 | |
JP2013247574A (ja) | Pwm信号生成回路および半導体装置 | |
KR101404568B1 (ko) | 전류 모드 제어의 펄스폭변조 변환 장치 | |
JP2004040859A (ja) | Dc/dcコンバータ | |
TWI627823B (zh) | 電源轉換裝置 | |
JP2004147418A (ja) | スイッチング電源装置および電源システム |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20130926 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20140530 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20140610 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20141014 |