JP2011108529A - Ｌｅｄ用電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な方法で力率を改善するとともに高調波電流を低減することができるＬＥＤ用電源回路を提供する。
【解決手段】上記課題を解決するＬＥＤ用電源回路１０は、整流回路１６とＬＥＤ１４に給電する駆動回路２２とを備えており、駆動回路２２は、スイッチング素子２６と、一端がスイッチング素子２６の第２端子２６ｂに接続され、他端がゼロボルトライン２０に接続された電流検出抵抗３２と、電流検出抵抗３２に生じる電流検出電圧Ｖｓを受けて積分電圧Ｖｃを出力する積分回路３４とを有しており、ＰＷＭ回路３６の比較回路４２は、積分電圧Ｖｃと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、積分電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｒｅｆに達したときにフリップフロップ３８にリセット信号を出力してスイッチング素子２６をオンにすることを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、商用交流電源から出力された商用電圧を受け入れてＬＥＤに点灯電流を供給するＬＥＤ用電源回路に関する。

従来の白熱電球に比べて、消費電力が低く、かつ、長寿命といった長所を有する発光ダイオード（以下、「ＬＥＤ」という。）は、需要者のエコロジー意識の高まりとともに、省エネ対策のひとつとしてその使用範囲が急速に広まっている。

ところがＬＥＤは商用電圧（例えば、６０Ｈｚ、１００Ｖ）よりも低い「直流」電圧で作動することから、商用電圧を用いてＬＥＤを点灯する際には当該商用電圧を降圧・整流（＝直流電圧に変換）あるいは整流・降圧してＬＥＤに給電するＬＥＤ用電源回路が必須となる。

このようなＬＥＤ用電源回路として、先に商用交流電源からの交流電圧を整流して直流電圧に変換し、然る後、当該直流電圧をスイッチング回路で降圧してＬＥＤに供給するものが開発されている（例えば、特許文献１）。

また、特許文献１に記載された回路の他、図７に示すようなＬＥＤ用電源回路１も開発されている。このＬＥＤ用電源回路１は、商用交流電源２から出力された交流電圧Ｖｉ（図８（ａ）を参照）を整流して脈流の直流電圧Ｖｄｃ（図８（ｃ）を参照）にする整流回路３と、この直流電圧を受けてＬＥＤ４に定電流を供給する定電流回路５とで構成されている。

定電流回路５は、高速ダイオード５ａと、リアクタンス素子５ｂと、スイッチング素子５ｃ（図では、ＭＯＳＦＥＴを使用している。）と、ＬＥＤ４に流れる電流を検出する電流検出抵抗５ｄと、電流検出抵抗５ｄに生じる電流検出電圧Ｖｓを受けて基準電圧Ｖｒｅｆと比較する比較回路Ａ、発振器Ｂ、およびフリップフロップＣを有するＰＷＭ回路５ｅ（例えば、Ｓｕｐｅｒｔｅｘ社のＬＥＤドライバーＩＣ「ＨＶ９９１０」）とで構成されている。

発振器Ｂが作動してフリップフロップＣがセットされる（フリップフロップＣのセット端子Ｓに、発振器Ｂからセット信号が入力される）と、スイッチング素子５ｃのゲート５ｃｇにオン信号が入力されて当該スイッチング素子５ｃがオンになる。

スイッチング素子５ｃがオンになったタイミングで、Ｖｄｃ（＋）、ＬＥＤ４、リアクタンス素子５ｂ、スイッチング素子５ｃ、電流検出抵抗５ｄ、およびＶｄｃ（−）をこの順に通流して、図９（ｂ）に示すように出力電流Ｉｏが直線的に増加する（図中「Ｘ」部分）。

電流検出抵抗５ｄに流れる出力電流Ｉｏが増加することによって電流検出抵抗５ｄに生じる電流検出電圧Ｖｓが増加していき、当該電流検出抵抗Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆとに達すると、比較回路ＡからフリップフロップＣのリセット端子Ｒにリセット信号が入力される。リセット端子Ｒにリセット信号が入力されることにより、当該フリップフロップＣがリセットされ、スイッチング素子５ｃのゲートに対するオン信号が停止されて当該スイッチング素子５ｃがオフになる。この結果、ＬＥＤ４、リアクタンス素子５ｂ、および高速ダイオード５ａのループ回路が形成され（図７）、ＬＥＤ４に供給される出力電流Ｉｏの電流値は直線的に減少していく（図９（ｂ）中「Ｙ」部分）。

発振器Ｂが作動してスイッチング素子５ｃがオンになってから所定の時間（この時間は発振器Ｂの作動周波数で決まる。）が経過した後、再び発振器Ｂが作動することによってフリップフロップＣがセットされてスイッチング素子５ｃがオンになり、上述した動作が繰り返される。

ここで、ＬＥＤ４に流れる出力電流Ｉｏのピーク値Ｉｏ（ｍａｘ）（リップルを含む）は、基準電圧Ｖｒｅｆと電流検出抵抗５ｄの抵抗値Ｒｓとを用いて下記式１のように表すことができ、ＶｒｅｆおよびＲｓが一定であることから、図８（ｄ）に示すように、交流電圧Ｖｉの電圧値がゼロとなる前後を除いて定電流波形となり、当該定電流が供給されることによってＬＥＤ４が点灯する。なお、図８（ｄ）の薄墨部分は、発振器Ｂの作動周波数による高周波リップル成分を意味している。
Ｉｏ（ｍａｘ） ＝ Ｖｒｅｆ／Ｒｓ …式１

特開２００４−２９６２０５号公報

ところで、このようなＬＥＤ用電源回路１に入力される入力電流Ｉｉｎは、図８（ｂ）に示すように、交流電圧Ｖｉの半周期における最初と最後とのタイミングにおいてピークを有する、歪みの大きい（商用交流電圧Ｖｉにおけるサイン波形と比較したときに形状面での差が大きい）波形となる。これは、ＬＥＤ４に流れる出力電流Ｉｏが、図８（ｄ）に示すように、その半周期の最初において急激に立ち上がり、その後一定電流値を維持し、半周期の最後において急激に立ち下がるといった波形を示しており、出力電流Ｉｏが急激に立ち上がったとき、あるいは急激に立ち下がったときに、入力電流Ｉｉｎの値が大きくオーバーシュートするからである。

このようにＬＥＤ用電源回路１に入力される入力電流Ｉｉｎの波形における歪み（すなわち、交流電圧Ｖｉの波形に対する、入力電流Ｉｉｎの波形の形状的な差異）が大きいということは、すなわち商用交流電源２から出力される電力（皮相電力）に対する有効電力の割合（＝力率）が低いということである。力率が低いと有効電力よりも皮相電力が大きくなることから、ＬＥＤ用電源回路１に入力される入力電流Ｉｉｎが大きくなり、商用交流電源２の給電能力に余裕が必要となる。

加えて、入力電流Ｉｉｎの波形の歪みが大きくなると入力の高調波電流が増加し、高調波電流が流れると電源ラインに存在するインピーダンスによって電圧降下が発生し、結果として電源電圧が高調波を含んで歪むことになる。

このような「力率の低下」および「高調波電流の増加」に対して、従来は、以下のような対策が施されていた。

すなわち、「力率の低下」に対しては、商用交流電源２とＬＥＤ用電源回路１との間にＰＦＣ（Power Factor Correction）などの力率改善回路を追加することによって対応していた。しかしながら、このような力率改善回路をＬＥＤ用電源回路１に追加すると、ＬＥＤ用電源回路１の回路規模が大きくなってしまい、当該ＬＥＤ用電源回路１に対する小型化の要求（例えば、電源回路とＬＥＤとを一体にパッケージして電源回路一体型ＬＥＤランプを構成したいといった要求。）に応えることができなかった。また、力率改善回路で発生する電力損失も無視することができなかった。

また、「高調波電流の増加」に対しては、整流回路３の二次側にある程度大きな平滑コンデンサを追加することにより、入力電流Ｉｉｎ波形における「極性が反転する直前に生じるピーク」を抑制して高調波電流を減少させていた。しかしながら、このような平滑コンデンサを追加すると、商用交流電源２の出力側に位相制御方式の調光器を配設してＬＥＤ４を調光しようとした場合、整流回路３から出力される脈流の直流電圧を平滑しすぎて調光器で位相制御ができないことから調光動作ができない、あるいは調光動作が不安定になるといった問題があった。

本発明は、このような従来技術の問題点に鑑みて開発されたものである。それゆえに本発明の主たる課題は、力率改善回路や平滑コンデンサ等を追加することのない簡単な方法で力率を改善するとともに高調波電流を低減することができ、さらに電力損失も低減させることによって効率を高めることのできるＬＥＤ用電源回路を提供することにある。

請求項１に記載した発明は、「商用交流電源１２から出力された交流電圧Ｖｉを整流して脈流の直流電圧Ｖｄｃにする整流回路１６と、
前記整流回路１６の二次側から延びるゼロボルトライン２０、およびその先端がＬＥＤ１４のアノード側に接続された直流電圧供給ライン１８と、
前記整流回路１６から出力された前記直流電圧Ｖｄｃを受け、前記ＬＥＤ１４に給電する駆動回路２２とを備えており、
前記駆動回路２２は、
ＬＥＤ１４に給電するスイッチング素子２６と、
ＬＥＤ１４を流れる電流を検出してこれを電流検出電圧Ｖｓとして出力する電流検出抵抗３２と、
前記電流検出抵抗３２から出力された電流検出電圧Ｖｓを受けて積分電圧Ｖｃを出力する積分回路３４と、
前記スイッチング素子２６に対してオン信号を出力した後、前記積分回路３４からの出力を受けて前記積分回路３４から出力された前記積分電圧Ｖｃと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、前記積分電圧Ｖｃが前記基準電圧Ｖｒｅｆに達したときに前記オン信号を停止することにより、前記スイッチング素子２６をオンオフするＰＷＭ回路３６とを備えていることを特徴とするＬＥＤ用電源回路１０」である。

請求項２に記載した発明は、請求項１に記載したＬＥＤ用電源回路１０をより具体的にしたものであり、「商用交流電源１２から出力された交流電圧Ｖｉを整流して脈流の直流電圧Ｖｄｃにする整流回路１６と、
前記整流回路１６の二次側から延びるゼロボルトライン２０、およびその先端がＬＥＤ１４のアノード側に接続された直流電圧供給ライン１８と、
前記直流電圧供給ライン１８を介して前記整流回路１６から出力された前記直流電圧Ｖｄｃを受け、前記ＬＥＤ１４に給電する駆動回路２２とを備えており、
前記駆動回路２２は、
第１端子２６ａ、第２端子２６ｂ、およびオン信号入力端子２６ｃを有しており、前記オン信号入力端子２６ｃにオン信号が入力されている間、前記第１端子２６ａと前記第２端子２６ｂとが互いに導通されるスイッチング素子２６と、
カソード側が前記直流電圧供給ライン１８に接続され、アノード側が前記スイッチング素子２６の前記第１端子２６ａに接続された高速ダイオード２８と、
一端が前記高速ダイオード２８のアノード側および前記スイッチング素子２６の間に接続され、他端が前記ＬＥＤ１４のカソード側に接続されたリアクタンス素子３０と、
一端が前記スイッチング素子２６の前記第２端子２６ｂに接続され、他端が前記ゼロボルトライン２０に接続された電流検出抵抗３２と、
前記電流検出抵抗３２に生じる電流検出電圧Ｖｓを受けて積分電圧Ｖｃを出力する積分回路３４と、
前記積分回路３４からの出力を受けて、前記スイッチング素子２６の前記オン信号入力端子２６ｃに所定のタイミングで前記オン信号を入力するＰＷＭ回路３６とを備えており、
前記ＰＷＭ回路３６は、
所定の周期でセット信号を出力する発振器４０と、
前記積分回路３４から出力された前記積分電圧Ｖｃと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、前記積分電圧Ｖｃが前記基準電圧Ｖｒｅｆに達したときにリセット信号を出力する比較回路４２と
セット端子Ｓ、リセット端子Ｒ、および出力端子Ｑを有しており、前記セット端子Ｓに前記発振器４０からの前記セット信号が入力されると前記出力端子Ｑから前記スイッチング素子２６の前記オン信号入力端子２６ｃに前記オン信号の出力を開始し、前記リセット端子Ｒに前記比較回路４２からの前記リセット信号が入力されると前記出力端子Ｑからの前記オン信号の出力を停止するフリップフロップ３８とを有することを特徴とするＬＥＤ用電源回路１０」である。

本発明のＬＥＤ用電源回路１０を用いてＬＥＤ１４を点灯させたときの作用効果について図２〜図４を用いて説明する。図２には、当該ＬＥＤ用電源回路１０に供給される交流電圧Ｖｉ（図２（ａ））、入力電流Ｉｉｎ（図２（ｂ））、整流回路１６から出力される直流電圧Ｖｄｃ（図２（ｃ））、およびＬＥＤ１４に出力される出力電流Ｉｏ（図２（ｄ））の波形を示す。

また、図３および図４に示す波形は、直流電圧Ｖｄｃの電圧値が最大となるタイミング（図３）、あるいは電圧値が低いタイミング（図４）における微小期間を切り取って横軸（時間）方向に伸ばしたものであり（図２では、１つの周期が１／５０秒あるいは１／６０秒である（周波数５０、６０Ｈｚ）のに対し、図３、図４では１／（５０×１０³）程度（周波数５０ｋＨｚ）である。）、それぞれ、リアクタンス素子３０に印加される電圧ＶＬ（図３（ａ）、図４（ａ））、ＬＥＤ１４に出力される出力電流Ｉｏ（図３（ｂ）、図４（ｂ））、電流検出抵抗に生じる電流検出電圧Ｖｓ（図３（ｃ）、図４（ｃ））、および積分回路３４から出力される積分電圧Ｖｃ（図３（ｄ）、図４（ｄ））である。

なお、図２（ｄ）の薄墨部分は、発振器４０の作動周波数による高周波リップル成分を意味している。

本発明に係るＬＥＤ用電源回路１０は、電流検出抵抗３２に生じる電流検出電圧Ｖｓを受けて積分電圧Ｖｃを出力する積分回路３４を備えており、ＰＷＭ回路３６における比較回路４２は、当該積分回路３４から出力された積分電圧Ｖｃと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較する点において、従来技術のＬＥＤ用電源回路１と異なる（なお、従来技術のＬＥＤ用電源回路１の場合は、上述したように、電流検出抵抗５ｄに生じる電流検出電圧Ｖｓと基準電圧とが直接比較される。）。

発振器４０からフリップフロップ３８のセット端子Ｓにセット信号が入力されてフリップフロップ３８がセットされると、フリップフロップ３８の出力端子Ｑからスイッチング素子２６のオン信号入力端子２６ｃにオン信号が入力されて、スイッチング素子２６がオン状態（＝スイッチング素子２６の第１端子２６ａと第２端子２６ｂとが互いに導通した状態）になる。

スイッチング素子２６がオン状態になると、整流回路１６の二次側から延びる直流電圧供給ライン１８およびゼロボルトライン２０が、ＬＥＤ１４、リアクタンス素子３０、スイッチング素子２６、および電流検出抵抗３２を介して導通され、出力電流Ｉｏがこの順に通流する。このとき、一般にスイッチング素子２６および電流検出抵抗３２に生じる電圧は微小であることから、リアクタンス素子３０には、図３（ａ）、図４（ａ）に示すように、フリップフロップ３８がセットされると同時に［直流電圧供給ライン１８とゼロボルトライン２０との間の電圧（＝Ｖｄｃ）−ＬＥＤ１４に印加する電圧（＝Ｖｏ）］が印加される。

また、フリップフロップ３８がセットされると同時に、直流電圧供給ライン１８−ＬＥＤ１４−リアクタンス素子３０−スイッチング素子２６−電流検出抵抗３２−ゼロボルトライン２０に流れる電流（＝出力電流Ｉｏ）は、図３（ｂ）、図４（ｂ）に示すように所定の傾き（なお、この傾きは、リアクタンス素子３０のリアクタンスが大きいほど緩やかになる。）をもって直線的に漸増する。

出力電流Ｉｏが流れたとき、電流検出抵抗３２に生じる電流検出電圧Ｖｓは、Ｖｓ＝Ｉｏ×Ｒｓ（Ｒｓは電流検出抵抗３２の抵抗値）であることから、図３（ｃ）、図４（ｃ）に示すように、直線的に立ち上がり、その後、出力電流Ｉｏの漸増に合わせて直線的に漸増する。

このとき、当該電流検出電圧Ｖｓを受けた積分回路３４から出力される積分電圧Ｖｃは、図３（ｄ）、図４（ｄ）に示すように、直線的に立ち上がらずに電流検出電圧Ｖｓの漸増期間に対応し、積分回路３４の時定数τに応じて徐々に増加していく。

当該積分電圧Ｖｃが徐々に増加して基準電圧Ｖｒｅｆに達すると、ＰＷＭ回路３６の比較回路４２からフリップフロップ３８のリセット端子Ｒにリセット信号が入力され、フリップフロップ３８がスイッチング素子２６のオン信号入力端子２６ｃに対するオン信号の出力を停止することにより、スイッチング素子２６はオフ状態（＝スイッチング素子２６の第１端子２６ａと第２端子２６ｂとが非導通状態）となる。

スイッチング素子２６がオフ状態になると、直流電圧供給ライン１８とゼロボルトライン２０との間は非導通となって直流電圧供給ライン１８−ＬＥＤ１４−リアクタンス素子３０−高速ダイオード２８−直流電圧供給ライン１８というループ回路が形成され、当該ループ回路を流れる出力電流Ｉｏは図３（ｂ）、図４（ｂ）に示すように直線的に減少していく。また、スイッチング素子２６がオフ状態になると、オフ状態になったスイッチング素子２６を境として上述のように直流電圧供給ライン１８とゼロボルトライン２０との間が非導通状態になることから、スイッチング素子２６から見てゼロボルトライン２０側に位置している電流検出抵抗３２に生じる電流検出電圧Ｖｓはゼロになり（図３（ｃ）、図４（ｃ）参照）、これによって積分回路３４から出力される積分電圧Ｖｃも積分回路３４の時定数τに応じて漸減していく（図３（ｄ）、図４（ｄ）参照）。

その後、所定の周期Ｔ（Ｔは発振器４０の発振周波数ｆの逆数）をあけて再び発振器４０からフリップフロップ３８のセット端子Ｓにセット信号が入力されると、当該フリップフロップ３８からスイッチング素子２６のオン信号入力端子２６ｃにオン信号が出力されてスイッチング素子２６がオン状態になり、上述した動作が繰り返される。

ところで、従来のＬＥＤ用電源回路１（図７参照）の比較回路Ａでは、電流検出電圧Ｖｓと基準電圧Ｖｒｅｆとを直接比較するようにしていたことから、定電流回路５に供給される直流電圧Ｖｄｃは増減するにもかかわらず、スイッチング素子５ｃは常に一定の電流検出電圧Ｖｓ（＝基準電圧Ｖｒｅｆ）でオフとなり、その結果、上述のように出力電流Ｉｏはほぼ一定の波形（すなわち矩形波形）となることから力率が低くならざるを得なかった。

この点、本発明のＬＥＤ用電源回路１０の比較回路４２では、電流検出電圧Ｖｓに基づいて積分回路３４から出力された積分電圧Ｖｃと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較しており、積分電圧Ｖｃは、上述のように、直線的に立ち上がらずに電流検出電圧Ｖｓの漸増部分に対応し、積分回路３４の時定数τに応じて徐々に増加し、電流検出電圧Ｖｓ自体が基準電圧Ｖｒｅｆを超えたとしても、そのこと自体が比較回路４２の動作原因とはならない。換言すれば、積分電圧Ｖｃと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較することにより、電流検出電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆを超えることが許容されるようになる。

これにより、直流電圧Ｖｄｃが大きい（すなわち、各半周期における波形の中央付近（＝図３））場合には、電流検出電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆを超える大きさになってもスイッチング素子２６はオフにされず、それだけ多くの出力電流Ｉｏが流れることとなり、逆に直流電圧Ｖｄｃが小さい（すなわち、各半周期における波形の両端付近で、かつ、直流電圧ＶｄｃがＬＥＤの動作電圧よりも大きい部分（＝図４））場合には、電流検出電圧Ｖｓもその分小さくなることから出力電流Ｉｏも少なくなる。この結果、各半周期の出力電流Ｉｏの波形は、図２（ｄ）に示すように、直流電圧Ｖｄｃの各半周期の波形（サインカーブ）に近づき、これと同時に力率も向上する。

請求項３に記載した発明は、請求項２に記載したＬＥＤ用電源回路に関し、「前記整流回路１６と前記駆動回路２２との間において前記整流回路１６に並列に接続され、前記整流回路１６から出力された直流電圧Ｖｄｃの電圧値を検出して前記発振器４０に入力する電圧検出回路５０を更に備えており、
前記ＰＷＭ回路３６の前記発振器４０は、前記電圧検出回路５０から入力された直流電圧Ｖｄｃの電圧値が電源電圧変動によって増大したときに発振周波数ｆを低減させ、電圧値が電源電圧変動によって減少したときに発振周波数ｆを増加させる」ことを特徴とする。

発振器４０からフリップフロップ３８のセット端子Ｓに対してセット信号が入力される周期（つまり、発振器４０の発振周波数ｆの逆数）を上述のようにＴとしたとき、図３（ｂ）に示すように、スイッチング素子２６がセットされてからリセットされるまでの時間ｔ１における出力電流Ｉｏの増加量と、リセットされたスイッチング素子２６が再びセットされるまでの時間（Ｔ−ｔ１）における出力電流Ｉｏの減少量とは同じであるから、図３（ａ）に示すように、時間ｔ１および時間（Ｔ−ｔ１）のそれぞれにおいて、リアクタンス素子３０に出力電流Ｉｏが流れることによって生じる電圧Ｖ_Ｌと当該時間との積は等しくなる。

すなわち、ＬＥＤ１４に生じる電圧をＶｏ、時間ｔ１における直流電圧をＶｄｃ１とすると（Ｖｄｃ１は、脈流の直流電圧Ｖｄｃの最大付近における直流電圧である。）、
（Ｖｄｃ１-Ｖｏ）×ｔ１＝Ｖｏ×（Ｔ−ｔ１） …式２
となり、式２を変形すると、
ｔ１＝Ｔ×（Ｖｏ／Ｖｄｃ１） …式３
となる。

つまり、上記式３によれば、ＴおよびＶｏは一定であることから、商用交流電源１２からの交流電圧Ｖｉが変動（電源電圧変動）することによって直流電圧Ｖｄｃ１が変動すると、ｔ１もそれに応じて変動することになる。

一方、電流検出抵抗３２に生じる電圧をＶｓ１、電流検出抵抗３２の抵抗値をＲｓ、基準電圧をＶｒｅｆ、積分回路３４の時定数をτとすると、
Ｖｒｅｆ＝Ｖｓ１×（１−ε^{−（ｔ１／τ）}） …式４
となり、出力電流Ｉｏ（ｍａｘ）１＝Ｖｓ１／Ｒｓであることから、式４は、
Ｉｏ（ｍａｘ）１＝Ｖｓ／Ｒｓ＝Ｖｒｅｆ／（Ｒｓ×（１−ε^{−（ｔ１／τ）}）） …式５
となる。

ここで、Ｒｓ、Ｖｒｅｆ、およびτは一定であることから、直流電圧Ｖｄｃ１の変動によってｔ１が変動すると、出力電流Ｉｏ（ｍａｘ）１もそれに応じて変動することになり、ＬＥＤ１４の安定的な発光を阻害する原因となる。

そこで、本発明のＬＥＤ用電源回路１０では、商用交流電圧Ｖｉに応じて変動する直流電圧Ｖｄｃ１を電圧検出回路５０で検出し、発振器４０が、検出された直流電圧Ｖｄｃの電圧値が増大したときに発振周波数ｆを低減させ、逆に、当該電圧値が減少したときに発振周波数ｆを増加させるようになっている。

すなわち、上記式３に示したように、ｔ１＝Ｔ×（Ｖｏ／Ｖｄｃ１）であることから、例えばＶｄｃ１が＋１０％に変化した場合、発振器からセット信号が出力される周期Ｔを＋１０％に変化させる、換言すれば周期Ｔの逆数である発振周波数ｆを−１０％に変化させることにより当該変化の前後においてｔ１の値を一定にすることができる。また、Ｖｄｃ１が−１０％に変化した場合は、同様の理由で発信周波数を＋１０％に変化させることにより、同様に、ｔ１を一定にすることができる。

このようにｔ１の値を一定に調整することにより、直流電圧Ｖｄｃ１の変動（すなわち、商用交流電源１２から出力される交流電圧Ｖｉの電源電圧変動に起因する振動）にかかわらず、ＬＥＤ１４に流れる出力電流Ｉｏの平均値を一定にすることができ、ＬＥＤ１４を安定して発光させることができる。

なお、上記説明は、脈流の直流電圧Ｖｄｃが各半周期で最大（＝Ｖｄｃ１）となるタイミング（＝商用交流電源１２からの交流電圧Ｖｉが各半周期で最大となるタイミング）付近の各波形を示す図３を用いて行ったが、例えば、図４に示すように、直流電圧Ｖｄｃが低い（＝Ｖｄｃ２）タイミングにおいても、スイッチング素子２６がセットされてからリセットされるまでの時間ｔ２を用いて同じ説明を行うことができる。

本発明のＬＥＤ用電源回路によれば、力率改善回路や平滑コンデンサ等を追加することのない簡単な方法で力率を改善するとともに高調波電流を低減することができ、さらに電力損失を低減させることによって効率を高めることができる。

加えて、商用交流電源と本発明のＬＥＤ用電源回路との間に位相制御方式の調光器を取り付けることにより、当該調光器を用いてちらつきの無い安定した調光動作を行うことができるようになる。これは本発明のＬＥＤ用電源回路によってＬＥＤに供給される出力電流の波形が脈流の直流電圧の波形に近づくことにより、入力電流波形の歪みが改善されて力率が高くなり（すなわち、より抵抗負荷の状態に近づくことにより）、各半周期における位相制御を確実に行うことができるようになるからである。

本発明に係る第１実施例のＬＥＤ用電源回路を示す図である。 本発明のＬＥＤ用電源回路に供給される交流電圧等の波形を示す図である。 整流回路から出力される直流電圧が最大となるタイミングにおける各波形を示す図である。 整流回路から出力される直流電圧が低いタイミングにおける各波形を示す図である。 本発明に係る第２実施例のＬＥＤ用電源回路を示す図である。 第２実施例における発振器の回路を示す図である。 従来技術のＬＥＤ用電源回路を示す図である。 従来技術のＬＥＤ用電源回路に供給される交流電圧等の波形を示す図である。 従来技術のＬＥＤ用電源回路に流れる出力電流等の波形を示す図である。

以下、本発明を適用したＬＥＤ用電源回路１０について、図面を用いて説明する。最初に、第１実施例のＬＥＤ用電源回路１０について図１を用いて説明し、然る後、第２実施例のＬＥＤ用電源回路１０について図５を用いて説明する。なお、第２実施例の説明に際し、第１実施例と共通する部分については当該第１実施例における説明を援用してその説明を省略し、第１実施例と異なる部分についてのみ説明する。

第１実施例のＬＥＤ用電源回路１０は、商用交流電源１２から入力された交流電圧Ｖｉを整流し、ＬＥＤ１４に給電する回路であり、大略、整流回路１６と、直流電圧供給ライン１８およびゼロボルトライン２０と、駆動回路２２とで構成されている。なお、本実施例では２つのＬＥＤを順方向に直列接続してＬＥＤ１４を構成しているが、使用するＬＥＤの種類および個数に関する限定は特にない。

整流回路１６は、上述のように、商用交流電源１２から出力された交流電圧Ｖｉを脈流の直流電圧Ｖｄｃに整流する回路であり、本実施例では、整流回路１６として、交流電圧Ｖｉを全波整流して脈流の直流電圧に変換する、４つのダイオード２４ａ〜２４ｄで構成されたフルブリッジ回路が使用されている。なお、商用交流電源１２から供給された交流電圧Ｖｉの利用効率は悪くなるが、上記全波整流回路に替えて半波整流回路を使用することもできる。また、上記フルブリッジ回路の二次側において、平滑用ダイオード（図示せず）を並列に接続してもよい。

直流電圧供給ライン１８およびゼロボルトライン２０は、ともに整流回路１６から出力される脈流の直流電圧Ｖｄｃを駆動回路２２に供給するため、当該整流回路１６から延びる電線であり、直流電圧供給ライン１８の先端は、ＬＥＤ１４のアノード側に接続されている。

駆動回路２２は、整流回路１６の二次側における直流電圧供給ライン１８およびゼロボルトライン２０の間で整流回路１６に対して並列に取り付けられており、直流電圧供給ライン１８を介して整流回路１６から出力された直流電圧Ｖｄｃを受けてＬＥＤ１４に給電する回路であって、スイッチング素子２６と、高速ダイオード２８と、リアクタンス素子３０と、電流検出抵抗３２と、積分回路３４と、ＰＷＭ（パルス幅制御）回路３６とで構成されている。

スイッチング素子２６は、第１端子２６ａ、第２端子２６ｂ、およびオン信号入力端子２６ｃを有しており、オン信号入力端子２６ｃにオン信号が入力されている間、第１端子２６ａと第２端子２６ｂとを互いに導通する（両端子２６ａ、２６ｂが互いに導通された状態を「オン状態」といい、非導通状態を「オフ状態」という。）といった機能を有するものであり、本実施例では、ＮチャネルＭＯＳ形ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）が使用されており、第１端子２６ａはドレイン、第２端子２６ｂはソース、オン信号入力端子２６ｃはゲートである（もちろん、スイッチング素子はこれに限定されるものではなく、トランジスタを用いてスイッチング素子を構成することもできる。）。

高速ダイオード２８は、直流電圧供給ライン１８に向けて順方向となるようにそのカソード側が直流電圧供給ライン１８に接続されているとともに、アノード側がスイッチング素子２６の第１端子２６ａに接続されたダイオードである。

リアクタンス素子３０は、その一端が高速ダイオード２８のアノード側およびスイッチング素子２６の間に接続され、他端がＬＥＤ１４のカソード側に接続されたリアクタンスを有する素子であり、本実施例ではインダクターが使用されている。

電流検出抵抗３２は、一端がスイッチング素子２６の第２端子２６ｂに接続され、他端がゼロボルトライン２０に接続された抵抗であり、その種類は特段限定されるものではない。

積分回路３４は、電流検出抵抗３２に生じた電流検出電圧Ｖｓを受けて積分電圧Ｖｃを出力する回路であり、本実施例では、抵抗３４ａと、コンデンサ３４ｂとで構成されたＲＣ時定数回路が使用されている。

この抵抗３４ａは、その一端が電流検出抵抗３２の一端側に接続されており、他端が積分回路３４の積分電圧出力端３４ｃに接続された抵抗である。また、コンデンサ３４ｂは、その一端が上記積分電圧出力端３４ｃに接続され、他端がゼロボルトライン２０に接続されたコンデンサである。なお、抵抗３４ａおよびコンデンサ３４ｂに用いられる抵抗およびコンデンサの形式は特に限定されるものではない。

ＰＷＭ回路３６は、積分回路３４からの出力を受けて、スイッチング素子２６のオン信号入力端子２６ｃに所定のタイミングでオン信号を入力してスイッチング素子２６をオンオフ制御する回路であり、大略、フリップフロップ３８と、発振器４０と、比較回路４２とで構成されている。なお、ＰＷＭ回路３６の具体例としては、Ｓｕｐｅｒｔｅｘ社のＬＥＤドライバーＩＣ［ＨＶ９９１０］を挙げることができる。

フリップフロップ３８は、セット端子Ｓ、リセット端子Ｒ、および出力端子Ｑを有しており、セット端子Ｓにセット信号が入力されると出力端子Ｑからオン信号の出力を開始し、リセット端子Ｒにリセット信号が入力されると出力端子Ｑからのオン信号の出力を停止する機能を有している。

発振器（ＯＳＣ）４０は、フリップフロップ３８のセット端子Ｓに所定の周期でセット信号を出力する装置であり、その出力端４０ａがフリップフロップ３８のセット端子Ｓに接続されている。この発振器４０の種類は特に限定されるものではないが、第２実施例（後述）のように、整流回路１６から出力された直流電圧Ｖｄｃの電圧値に基づいて、その発信周波数を変化させる場合には、電圧制御発振器（ＶＣＯ）が使用される。

比較回路４２は、積分回路３４から出力された積分電圧Ｖｃと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、積分電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｒｅｆに達したときにフリップフロップ３８のリセット端子Ｒにリセット信号を出力する装置であり、その入力端４２ａは、積分回路３４の積分電圧出力端３４ｃに接続されており、基準電圧入力端４２ｂは、基準電圧発生器４４を介してゼロボルトライン２０に接続されており、出力端４２ｃは、フリップフロップ３８のリセット端子Ｒに接続されている。

次に、このようなＬＥＤ用電源回路１０を用いてＬＥＤ１４を点灯させたときの動作について図２〜図４を用いて説明する。図２には、当該ＬＥＤ用電源回路１０に供給される交流電圧Ｖｉ（図２（ａ））、入力電流Ｉｉｎ（図２（ｂ））、整流回路１６から出力される直流電圧Ｖｄｃ（図２（ｃ））、およびＬＥＤ１４に出力される出力電流Ｉｏ（図２（ｄ））の波形を示す。

また、図３および図４に示す波形は、直流電圧Ｖｄｃの電圧値が最大（＝Ｖｄｃ１）となるタイミング（図３）、あるいは電圧値が低い（＝Ｖｄｃ２）タイミング（図４）における微小期間を切り取って横軸（時間）方向に伸ばしたものであり（図２では、１つの周期が１／５０秒あるいは１／６０秒である（周波数５０、６０Ｈｚ）のに対し、図３、図４では１／（５０×１０³）程度（周波数５０ｋＨｚ）である。）、それぞれ、リアクタンス素子３０に印加される電圧ＶＬ（図３（ａ）、図４（ａ））、ＬＥＤ１４に出力される出力電流Ｉｏ（図３（ｂ）、図４（ｂ））、電流検出抵抗に生じる電流検出電圧Ｖｓ（図３（ｃ）、図４（ｃ））、および積分回路３４から出力される積分電圧Ｖｃ（図３（ｄ）、図４（ｄ））である。

第１実施例のＬＥＤ用電源回路１０の一次側（すなわち整流回路１６の一次側）に商用交流電源１２を接続するとともに、二次側（すなわち直流電圧供給ライン１８とリアクタンス素子３０の他端との間）にＬＥＤ１４を接続し、然る後、発振器４０の出力端４０ａからフリップフロップ３８のセット端子Ｓにセット信号が入力されると、フリップフロップ３８がセットされて当該フリップフロップ３８の出力端子Ｑからスイッチング素子２６のオン信号入力端子２６ｃにオン信号が出力され、スイッチング素子２６がオン状態になる。

スイッチング素子２６がオンになると、直流電圧供給ライン１８およびゼロボルトライン２０が、ＬＥＤ１４、リアクタンス素子３０、スイッチング素子２６、および電流検出抵抗３２を介して導通され、出力電流Ｉｏがこの順に通流する。このとき、一般にスイッチング素子２６および電流検出抵抗３２に生じる電圧は微小であることから、リアクタンス素子３０には、図３（ａ）、図４（ａ）に示すように、大略、フリップフロップ３８がセットされると同時に［直流電圧供給ライン１８とゼロボルトライン２０との間の電圧（＝Ｖｄｃ）−ＬＥＤ１４に印加される電圧（＝Ｖｏ）］が印加される。

また、フリップフロップ３８がセットされると同時に、直流電圧供給ライン１８−ＬＥＤ１４−リアクタンス素子３０−スイッチング素子２６−電流検出抵抗３２−ゼロボルトライン２０に流れる電流（＝出力電流Ｉｏ）は、図３（ｂ）、図４（ｂ）に示すように所定の傾き（この傾きは、リアクタンス素子３０のリアクタンスが大きいほど緩やかになる。）をもって直線的に漸増する。

出力電流Ｉｏが流れたとき、電流検出抵抗３２に生じる電流検出電圧Ｖｓは、Ｖｓ＝Ｉｏ×Ｒｓ（Ｒｓは電流検出抵抗３２の抵抗値）であることから、図３（ｃ）、図４（ｃ）に示すように、直線的に立ち上がり、その後、出力電流Ｉｏの漸増に合わせて直線的に漸増する。

このとき、当該電流検出電圧Ｖｓを受けた積分回路３４から出力される積分電圧Ｖｃは、図３（ｄ）、図４（ｄ）に示すように、直線的に立ち上がらずに電流検出電圧Ｖｓの漸増期間に対応し、積分回路３４の時定数τに応じて徐々に増加していく。

当該積分電圧Ｖｃが徐々に増加して基準電圧Ｖｒｅｆに達すると、ＰＷＭ回路３６の比較回路４２からフリップフロップ３８のリセット端子Ｒにリセット信号が入力され、フリップフロップ３８がスイッチング素子２６のオン信号入力端子２６ｃに対するオン信号の出力を停止することにより、スイッチング素子２６はオフ状態となる。

スイッチング素子２６がオフ状態になると、直流電圧供給ライン１８とゼロボルトライン２０との間は非導通状態となり、直流電圧供給ライン１８−ＬＥＤ１４−リアクタンス素子３０−高速ダイオード２８−直流電圧供給ライン１８というループ回路が形成され、当該ループ回路を流れる出力電流Ｉｏは図３（ｂ）、図４（ｂ）に示すように直線的に減少していく。また、スイッチング素子２６がオフ状態になると、オフ状態になったスイッチング素子２６を境として直流電圧供給ライン１８とゼロボルトライン２０との間が非導通状態になることから、スイッチング素子２６から見てゼロボルトライン２０側に位置している電流検出抵抗３２に生じる電流検出電圧Ｖｓはゼロになり（図３（ｃ）、図４（ｃ）参照）、これによって積分回路３４から出力される積分電圧Ｖｃも積分回路３４の時定数τに応じて漸減していく（図３（ｄ）、図４（ｄ）参照）。

その後、所定の周期Ｔ（例えば、１／（５０×１０³）秒＝５０ｋＨｚ）をあけて再び発振器４０からフリップフロップ３８のセット端子Ｓにセット信号が出力されると、当該フリップフロップ３８からスイッチング素子２６のオン信号入力端子２６ｃにオン信号が入力されてスイッチング素子２６がオン状態になり、上述した動作が繰り返される。

このＬＥＤ用電源回路１０の比較回路４２では、電流検出電圧Ｖｓに基づいて積分回路３４から出力された積分電圧Ｖｃと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較しており、積分電圧Ｖｃは、上述のように、直線的に立ち上がらずに電流検出電圧Ｖｓの漸増部分に対応し、積分回路３４の時定数τに応じて徐々に増加していくことから、電流検出電圧Ｖｓ自体が基準電圧Ｖｒｅｆを超えたとしても、そのこと自体が比較回路の動作原因とはならない。換言すれば、積分電圧Ｖｃと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較することにより、電流検出電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆを超えることが許容されるようになる。

これにより、直流電圧Ｖｄｃが大きい（すなわち、各半周期における波形の中央付近（＝図３））場合には、電流検出電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆを超える大きさになってもスイッチング素子２６はオフにされず、それだけ多くの出力電流Ｉｏが流れることとなり、逆に直流電圧Ｖｄｃが小さい（すなわち、各半周期における波形の両端付近で、かつ、直流電圧ＶｄｃがＬＥＤの動作電圧よりも大きい部分（＝図４））場合には、電流検出電圧Ｖｓもその分小さくなることから出力電流Ｉｏも少なくなる。この結果、各半周期の出力電流Ｉｏの波形は、図２（ｄ）に示すように、直流電圧Ｖｄｃの各半周期の波形（サインカーブ）に近づき、これと同時に力率も向上する。

具体的な数値を挙げて説明すると、図３（ａ）および図４（ａ）に示すように、リアクタンス素子３０に生じる電圧Ｖ_Ｌと時間ｔとの積は、フリップフロップ３８がセットされてからリセットされるまで（つまり、スイッチング素子２６のオン状態）と、当該フリップフロップ３８がリセットされてから再びセットされるまで（つまり、スイッチング素子２６のオフ状態）とで互いに等しくなる（例えば、図３（ａ）では、（Ｖｄｃ１−Ｖｏ）×ｔ１＝Ｖｏ×（Ｔ−ｔ１）となり（Ｖｄｃ１は、「図２（ｄ）において破線Ａで示す微小時間における直流電圧Ｖｄｃの電圧値」を意味する。）、図４（ａ）では、（Ｖｄｃ２−Ｖｏ）×ｔ２＝Ｖｏ×（Ｔ−ｔ２）となる（Ｖｄｃ２は、「図２（ｄ）において破線Ｂで示す微小時間における直流電圧Ｖｄｃの電圧値」を意味する。）。

したがって、スイッチング素子２６がオン状態になっている時間は各半周期中において常に一定ではなく、直流電圧Ｖｄｃが最大となる付近で最も短くなり（＝ｔ１）、直流電圧Ｖｄｃが最小となる付近で最も長くなる（＝ｔ２）。

ここで、ＬＥＤ１４に流れる出力電流Ｉｏのピーク値（フリップフロップ３８がリセットされるタイミングにおける出力電流Ｉｏ）Ｉｏ（ｍａｘ）１およびＩｏ（ｍａｘ）２は、電流検出電圧Ｖｓのピーク値Ｖｓ１、Ｖｓ２と電流検出抵抗３２の抵抗値Ｒｓを用いて以下のように表すことができる。
Ｉｏ（ｍａｘ）１＝Ｖｓ１／Ｒｓ …式６
Ｉｏ（ｍａｘ）２＝Ｖｓ２／Ｒｓ …式７

スイッチング素子２６がオン状態の期間における電流検出電圧Ｖｓと積分回路３４による積分後の積分電圧Ｖｃの関係は以下の式の通りとなる。
Ｖｃ＝Ｖｓ（１−ε^{−（ｔ／Ｒｉ×Ｃｉ）}） …式８
Ｒｉ：積分回路３４の抵抗３４ａの抵抗値[Ω]
Ｃｉ：積分回路３４のコンデンサ３４ｂの容量値[Ｆ]
すなわち、Ｒｉ×Ｃｉ＝積分回路３４の時定数τである。

ＶｃがＶｒｅｆに達したとき、すなわちＶｃ＝Ｖｒｅｆのときにスイッチング素子がオフに切り替わるので、
Ｖｒｅｆ＝Ｖｓ１×（１−ε^{−（ｔ１／Ｒｉ×Ｃｉ）}）＝Ｖｓ２×（１−ε^{−（ｔ２／Ｒｉ×Ｃｉ）}） …式９
となる。

ここで、上記の通り、Ｒｉ×Ｃｉは積分回路３４の時定数τであり（時定数とは、積分回路への入力に対する応答の速さの度合いであり、時定数が小さいと時間積分電圧は急激に上昇し（＝応答が速い）、時定数が大きいと時間積分電圧はゆっくりと上昇する（＝応答が遅い）。）、この時定数τを適切に設定することにより、出力電流Ｉｏは図２（ｄ）に示すような波形になり、整流回路１６から出力される脈流の直流電圧Ｖｄｃの波形に近似する。

具体例でもう少し詳しく説明する。例えば、ＰＷＭ回路３６にＳｕｐｅｒｔｅｘ社のＬＥＤドライバーＩＣ「ＨＶ９９１０」を用いた場合、基準電圧Ｖｒｅｆは、２５０ｍＶである（Ｖｒｅｆ＝２５０ｍＶ）。そして、発振器４０の発振周波数ｆを５０ｋＨｚとするとＴ＝１／ｆ＝２０μ秒である。ＬＥＤ１４は２灯の例でＶｏ＝７Ｖ、整流回路１６から出力された脈流の直流電圧Ｖｄｃの最大値はＶｄｃ１＝１４０Ｖ、最小値はＶｄｃ２＝１４Ｖとする。

上述のように、リアクタンス素子３０に生じる電圧Ｖ_Ｌの正負の面積は等しくなる（図３（ａ）、図４（ａ）を参照）ことから、
（Ｖｄｃ１−Ｖｏ）×ｔ１＝Ｖｏ×（Ｔ−ｔ１）より、ｔ１＝Ｔ×（Ｖｏ／Ｖｄｃ１）＝１μ秒
（Ｖｄｃ２−Ｖｏ）×ｔ２＝Ｖｏ×（Ｔ−ｔ２）より、ｔ２＝Ｔ×（Ｖｏ／Ｖｄｃ２）＝１０μ秒となる。

また、式９より、
Ｖｓ１＝Ｖｒｅｆ／（１−ε^{−（ｔ１／Ｒｉ×Ｃｉ）}） …式１０
Ｖｓ２＝Ｖｒｅｆ／（１−ε^{−（ｔ２／Ｒｉ×Ｃｉ）}） …式１１
となる。

一例として、Ｒｉ＝１ｋΩ、Ｃｉ＝３，９００ｐＦとすると、時定数τは、Ｒｉ×Ｃｉ＝３．９μ秒となる。これらを式１０と式１１とにそれぞれ代入すると、
Ｖｓ１＝Ｖｒｅｆ／（１−ε^{−（ｔ１／Ｒｉ×Ｃｉ）}）＝１，１００ｍＶ
Ｖｓ２＝Ｖｒｅｆ／（１−ε^{−（ｔ２／Ｒｉ×Ｃｉ）}）＝ ２７０ｍＶ
となる。

ここで、電流検出抵抗３２の抵抗値Ｒｓを１．８Ωとすると、式６および式７より、
Ｉｏ（ｍａｘ）１＝Ｖｓ１／Ｒｓ＝１，１００ｍＶ／１．８Ω＝６１１ｍＡ
Ｉｏ（ｍａｘ）２＝Ｖｓ２／Ｒｓ＝ ２７０ｍＶ／１．８Ω＝１５０ｍＡとなり、出力電流Ｉｏの波形は、図２（ｄ）に示すように、脈流の直流電圧Ｖｄｃの波形に近似する。なお、実験によると、この波形の場合に出力電流Ｉｏの平均電流は約４００ｍＡとなった。

実験の結果、入力力率は、従来例において５５％であるのに対して、本実施例では９０％にまで改善した。また、効率についても５５％から６５％に改善していた（ＬＥＤ２灯の本実施例ではＬＥＤ出力電圧Ｖｏ＝７Ｖと低いため、絶対値はこのレベルになっていた。）。

また、商用交流電源１２から本実施例のＬＥＤ用電源回路１０に入力される入力電流Ｉｉｎの波形は、図２（ｂ）に示すように、商用周波数の半周期で最初のピークから徐々に下がっていく傾向の波形となり、従来例に見られたような（図８（ｂ））、各半周期の最初と最後とにおける大きなピークは画期的に抑制されていた。これは、上述のように、出力電流Ｉｏの波形が脈流の直流電圧Ｖｄｃの波形に近似して入力力率が改善したためであると考えられる。

なお、図２（ｂ）、（ｄ）および図８（ｂ）（ｄ）において、電流値がゼロになる期間が発生するのは、以下の理由による。通常、ＰＷＭ回路３６の作動用電源には、脈流の直流電圧Ｖｄｃを用いて作られた安定化電源が使用される。このため、脈流の直流電圧Ｖｄｃのゼロボルト付近では、電圧が低すぎてＰＷＭ回路３６が作動せず、この結果、駆動回路２２が作動しなくなることから、入力電流Ｉｉｎおよび出力電流Ｉｏがゼロになる期間が発生する。

また、積分回路３４の時定数τは、スイッチング素子２６がオンとなる時間の最小値（すなわち、直流電圧Ｖｄｃが最大になるときのオン時間）以上の時間に設定するのが好適である。時定数τをスイッチング素子２６のオン時間の最小値とほぼ同じ時間に設定することにより、少なくとも入力力率が７０％という実用的なレベルまで改善できることがわかっているからである。また、逆に時定数τを大きくしすぎると、Ｉｏ（ｍａｘ）１とＩｏ（ｍａｘ）２の電流差が大きくなりすぎて、出力電流波形が二等辺三角形のように変形してくるので、脈流の直流電圧Ｖｄｃの波形から変化してくるため好ましくない。このため、積分回路３４の時定数τの上限は、スイッチング素子２６がオンとなる時間の最小値の１０倍程度が適切となる。

第２実施例のＬＥＤ用電源回路１０は、図５に示すように、整流回路１６と、直流電圧供給ライン１８およびゼロボルトライン２０と、駆動回路２２とに加えて、電圧検出回路５０を備えている。以下の説明では、第１実施例と共通する部分については当該第１実施例における説明を援用することとしてその説明を省略し、主として第１実施例と異なる部分について説明する。

電圧検出回路５０は、整流回路１６と駆動回路２２との間において整流回路１６に並列に接続され、当該整流回路１６から出力された直流電圧Ｖｄｃの電圧値を検出して発振器４０に入力する回路であり、本実施例では、２つの抵抗５２ａ、５２ｂと、検出した直流電圧Ｖｄｃを発振器４０に入力する検出電圧入力ライン５４と、１つの平滑用コンデンサ５６とで構成されている。

抵抗５２ａは、その一端が、整流回路１６と駆動回路２２との間における直流電圧供給ライン１８に接続され、他端が抵抗５２ｂの一端に接続された抵抗体であり、抵抗５２ｂは、その他端が、整流回路１６と駆動回路２２との間におけるゼロボルトライン２０に接続された抵抗体である。

検出電圧入力ライン５４は、抵抗５２ａと抵抗５２ｂとの間にその一端が接続されており、他端がＰＷＭ回路３６の発振器４０に接続された電線である。

平滑用コンデンサ５６は、その一端が検出電圧入力ライン５４に接続され、他端が抵抗５２ｂのゼロボルトライン２０側に接続されたコンデンサである。

本実施例の発振器４０には電圧制御発振器（ＶＣＯ）が使用されており、当該発振器４０は、図６に示すように、電圧検出回路５０の検出電圧入力ライン５４の他端が接続された検出電圧入力端子５８と、フリップフロップ３８に向けてセット信号が出力されるセット信号出力端子６０との間において、互いに直列に接続された３つのインバータ（検出電圧入力端子５８に近い方から）６２ａ、６２ｂ、６２ｃと、一端が検出電圧入力端子５８に接続され、他端がインバータ６２ａに接続された第１抵抗６４と、一端が第１抵抗６４とインバータ６２ａとの間に接続され、他端がインバータ６２ｃとセット信号出力端子６０との間に接続された第２抵抗６６と、インバータ６２ａとインバータ６２ｂとの間に取り付けられた第３抵抗６８と、一端が第３抵抗６８とインバータ６２ｂとの間に接続され、他端がインバータ６２ｃとセット信号出力端子６０との間に接続された第４抵抗７０と、一端が検出電圧入力端子５８とインバータ６２ａとの間に接続され、他端がインバータ６２ａと第３抵抗６８との間に接続されたコンデンサ７２とで構成されている。

なお、図６に示す発振器４０は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の一例であり、同じ動作を行うものであれば上述した回路とは異なる回路を使用することができる。

第２実施例のＬＥＤ用電源回路１０に商用交流電源１２およびＬＥＤ１４を接続すると、整流回路１６から脈流の直流電圧Ｖｄｃが出力される。出力された直流電圧Ｖｄｃは抵抗５２ａと抵抗５２ｂとで分圧され、検出電圧入力ライン５４に検出電圧Ｖｄが検出される。このようにして検出された検出電圧Ｖｄは、商用交流電源１２からの交流電圧Ｖｉが電源電圧変動することに起因して変動しているが、平滑用コンデンサ５６によって検出電圧Ｖｄの当該変動における平均値が発振器４０に入力される（以下、検出電圧Ｖｄは、その平均値を意味するものとする。）。そして、検出電圧Ｖｄが入力された発振器４０は、当該検出電圧Ｖｄの大きさに応じた発振周波数ｆで、スイッチング素子２６のオン信号入力端子２６ｃにオン信号を出力する。

ここで、本実施例の発振器４０における発振周波数ｆは、以下の式で与えられる。
ｆ＝［Ｒ４／（４×Ｃ×Ｒ２×Ｒ３）］×［１−（２×Ｒ２／Ｒ１）²×（Ｖｄ／Ｖｃｃ−１／２）²］ …式１２
Ｒ１：第１抵抗６４の抵抗値、Ｒ２：第２抵抗６６の抵抗値
Ｒ３：第３抵抗６８の抵抗値、Ｒ４：第４抵抗７０の抵抗値
Ｃ：コンデンサ７２の容量値、
Ｖｃｃ：インバータ６２ａ、６２ｂ、６２ｃに供給される直流の電源電圧

上記式１２より、発振周波数ｆは、検出電圧ＶｄがＶｃｃの１／２のときに最大となり、Ｖｃｃの１／２より大きくても小さくても発振周波数ｆは低下する。このため、直流電圧Ｖｄｃの最大値Ｖｄｃ１が変動の最小値である場合、ＶｄをＶｄ（ｍｉｎ）＞（１／２）×Ｖｃｃとなるように設定しておけば、直流電圧Ｖｄｃの最大値Ｖｄｃ１が増加するに伴い、発振器４０はその発振周波数ｆが低くなるように動作する。逆に、直流電圧Ｖｄｃの最大値Ｖｄｃ１が変動の最大値である場合、Ｖｄ（ｍａｘ）＜Ｖｃｃとなる。すなわち、Ｖｄの範囲は、Ｖｃｃ＞Ｖｄ＞（１／２）×Ｖｃｃにて設定される。

商用交流電源１２からの交流電圧Ｖｉが変動（電源電圧変動）することによって直流電圧Ｖｄｃが変動すると、ＬＥＤ１４に流れる出力電流Ｉｏの平均値もそれに応じて変動する。このときの出力電流Ｉｏは、以下の式５で表される。
Ｉｏ（ｍａｘ）１＝Ｖｓ／Ｒｓ＝Ｖｒｅｆ／（Ｒｓ×（１−ε^{−（ｔ１／τ）}）） …式５

ここで、Ｒｓ、Ｖｒｅｆ、およびτは一定であることから、直流電圧Ｖｄｃ１の変動によってｔ１が変動すると、出力電流Ｉｏ（ｍａｘ）１もそれに応じて変動する。例えば、Ｖｒｅｆ＝２５０ｍＶ、Ｒｓ＝１．８Ω、時定数τ＝Ｒｉ×Ｃｉ＝３．９μ秒、Ｔ＝２０μ秒、およびＶｏ＝７Ｖとすると、
ｔ１＝Ｔ×（Ｖｏ／Ｖｄｃ１）であるから、Ｖｄｃ１＝１４０Ｖ±１０％にて、ｔ１＝１μ秒±１０％となる。

したがって、上記式５により、Ｉｏ（ｍａｘ）１＝６１１ｍＡ＋１０％・−７．５％となり、このような出力電流Ｉｏ（ｍａｘ）１の変動がＬＥＤ１４の安定的な発光を阻害する原因となる。

そこで、第２実施例のＬＥＤ用電源回路１０では、商用交流電圧Ｖｉに応じて変動する直流電圧Ｖｄｃ１を電圧検出回路５０で検出し、発振器４０が、検出された直流電圧Ｖｄｃの電圧値が増大したときに発振周波数ｆを低減させ、逆に、当該電圧値が減少したときに発振周波数ｆを増加させるようになっている。

すなわち、上記式３に示したように、ｔ１＝Ｔ×（Ｖｏ／Ｖｄｃ１）であることから、例えばＶｄｃ１が＋１０％に変化した場合、発振器からセット信号が出力される周期Ｔを＋１０％に変化させる、換言すれば周期Ｔの逆数である発振周波数ｆを−１０％に変化させることにより当該変化の前後においてｔ１の値を一定にすることができる。また、Ｖｄｃ１が−１０％に変化した場合は、同様の理由で発信周波数を＋１０％に変化させることにより、同様に、ｔ１を一定にすることができる。

このようにｔ１の値を一定に調整することにより、直流電圧Ｖｄｃ１の変動（すなわち、商用交流電源１２から出力される交流電圧Ｖｉの電源電圧変動に起因する振動）にかかわらず、ＬＥＤ１４に流れる出力電流Ｉｏの平均値を一定にすることができ、ＬＥＤ１４を安定して発光させることができる。

１０…ＬＥＤ用電源回路
１２…商用交流電源
１４…ＬＥＤ
１６…整流回路
１８…直流電圧供給ライン
２０…ゼロボルトライン
２２…駆動回路
２４ａ〜２４ｄ…ダイオード
２６…スイッチング素子
２８…高速ダイオード
３０…リアクタンス素子
３２…電流検出抵抗
３４…積分回路
３６…ＰＷＭ（パルス幅制御）回路
３８…フリップフロップ
４０…発振器
４２…比較回路
４４…基準電圧発生器
５０…電圧検出回路
５２ａ、５２ｂ…抵抗
５４…検出電圧入力ライン
５６…平滑用コンデンサ
５８…検出電圧入力端子
６０…セット信号出力端子
６２ａ、６２ｂ、６２ｃ…インバータ
６４…第１抵抗
６６…第２抵抗
６８…第３抵抗
７０…第４抵抗
７２…コンデンサ

Claims (3)

1. 商用交流電源から出力された交流電圧を整流して脈流の直流電圧にする整流回路と、
   前記整流回路の二次側から延びるゼロボルトライン、およびその先端がＬＥＤのアノード側に接続された直流電圧供給ラインと、
   前記整流回路から出力された前記直流電圧を受け、前記ＬＥＤに給電する駆動回路とを備えており、
   前記駆動回路は、
   ＬＥＤに給電するスイッチング素子と、
   ＬＥＤを流れる電流を検出してこれを電流検出電圧として出力する電流検出抵抗と、
   前記電流検出抵抗から出力された電流検出電圧を受けて積分電圧を出力する積分回路と、
   前記スイッチング素子に対してオン信号を出力した後、前記積分回路からの出力を受けて前記積分回路から出力された前記積分電圧と基準電圧とを比較し、前記積分電圧が前記基準電圧に達したときに前記オン信号を停止することにより、前記スイッチング素子をオンオフするＰＷＭ回路とを備えていることを特徴とするＬＥＤ用電源回路。
2. 商用交流電源から出力された交流電圧を整流して脈流の直流電圧にする整流回路と、
   前記整流回路の二次側から延びるゼロボルトライン、およびその先端がＬＥＤのアノード側に接続された直流電圧供給ラインと、
   前記直流電圧供給ラインを介して前記整流回路から出力された前記直流電圧を受け、前記ＬＥＤに給電する駆動回路とを備えており、
   前記駆動回路は、
   第１端子、第２端子、およびオン信号入力端子を有しており、前記オン信号入力端子にオン信号が入力されている間、前記第１端子と前記第２端子とが互いに導通されるスイッチング素子と、
   カソード側が前記直流電圧供給ラインに接続され、アノード側が前記スイッチング素子の前記第１端子に接続された高速ダイオードと、
   一端が前記高速ダイオードのアノード側および前記スイッチング素子の間に接続され、他端が前記ＬＥＤのカソード側に接続されたリアクタンス素子と、
   一端が前記スイッチング素子の前記第２端子に接続され、他端が前記ゼロボルトラインに接続された電流検出抵抗と、
   前記電流検出抵抗に生じる電流検出電圧を受けて積分電圧を出力する積分回路と、
   前記積分回路からの出力を受けて、前記スイッチング素子の前記オン信号入力端子に所定のタイミングで前記オン信号を入力するＰＷＭ回路とを備えており、
   前記ＰＷＭ回路は、
   所定の周期でセット信号を出力する発振器と、
   前記積分回路から出力された前記積分電圧と基準電圧とを比較し、前記積分電圧が前記基準電圧に達したときにリセット信号を出力する比較回路と
   セット端子、リセット端子、および出力端子を有しており、前記セット端子に前記発振器からの前記セット信号が入力されると前記出力端子から前記スイッチング素子の前記オン信号入力端子に前記オン信号の出力を開始し、前記リセット端子に前記比較回路からの前記リセット信号が入力されると前記出力端子からの前記オン信号の出力を停止するフリップフロップとを有することを特徴とするＬＥＤ用電源回路。
3. 前記整流回路と前記駆動回路との間において前記整流回路に並列に接続され、前記整流回路から出力された直流電圧の電圧値を検出して前記発振器に入力する電圧検出回路を更に備えており、
   前記ＰＷＭ回路の前記発振器は、前記電圧検出回路から入力された直流電圧の電圧値が電源電圧変動によって増大したときに発振周波数を低減させ、前記電圧値が電源電圧変動によって減少したときに発振周波数を増加させることを特徴とする請求項２に記載のＬＥＤ用電源回路。