CN102065602A

CN102065602A - Led用电源电路

Info

Publication number: CN102065602A
Application number: CN2010102571659A
Authority: CN
Inventors: 藤井敏孝; 千羽和明; 三登靖之
Original assignee: Phoenix Electric Co Ltd; Kaga Components Co Ltd
Current assignee: Phoenix Electric Co Ltd; Kaga Components Co Ltd
Priority date: 2009-11-18
Filing date: 2010-08-18
Publication date: 2011-05-18
Also published as: JP2011108529A

Abstract

本发明提供一种能够通过简单的方法来改善功率因数并且降低高次谐波电流的LED用电源电路。其中，LED用电源电路(10)具备整流电路(16)和对LED(14)进行供电的驱动电路(22)，驱动电路(22)具有：开关元件(26)；一端与开关元件(26)的第2端子(26b)连接，另一端与零伏特线路(20)连接的电流检测电阻(32)；以及接收电流检测电阻(32)中产生的电流检测电压(Vs)而输出积分电压(Vc)的积分电路(34)，PWM电路(36)的比较电路(42)对积分电压(Vc)与基准电压(Vref)进行比较，在积分电压(Vc)达到了基准电压(Vref)时向触发器(38)输出复位信号而使开关元件(26)成为接通。

Description

LED用电源电路

技术领域

本发明涉及接收从商用交流电源输出的商用电压并向LED供给点亮电流的LED用电源电路。

背景技术

具有与以往的白炽灯泡相比，功耗更低、并且寿命更长这样的优点的发光二极管(以下，称为“LED”)，随着需要者的环保意识的提高，而作为节能对策之一，使用范围急速地扩大。

但是，LED由于通过比商用电压(例如，60Hz、100V)低的“直流”电压来动作，所以在使用商用电压来使LED点亮时，需要对该商用电压进行降压/整流(＝变换成直流电压)或者整流/降压后供电到LED的LED用电源电路。

作为这样的LED用电源电路，开发有如下结构：首先对来自商用交流电源的交流电压进行整流而变换到直流电压后，通过开关电路对该直流电压进行降压而供给到LED(例如，专利文献1)。

另外，除了专利文献1记载的电路以外，还开发出图7所示那样的LED用电源电路1。该LED用电源电路1包括：对从商用交流电源2输出的交流电压Vi(参照图8(a))进行整流而形成脉动电流的直流电压Vdc(参照图8(c))的整流电路3；以及接收该直流电压而向LED4供给定电流的定电流电路5。

定电流电路5包括：高速二极管5a；电抗器元件5b；开关元件5c(在图中，使用了MOSFET)；对流向LED4的电流进行检测的电流检测电阻5d；以及具有接收电流检测电阻5d中产生的电流检测电压Vs并与基准电压Vref进行比较的比较电路A、振荡器B、及触发器C的PWM电路5e(例如，Supertex公司的LED驱动器IC“HV9910”)。

如果振荡器B动作而触发器C被置位(从振荡器B向触发器C的置位端子S输入置位信号)，则向开关元件5c的栅极5cg输入接通信号而使该开关元件5c变为接通。

在开关元件5c变为了接通的定时，在Vdc(+)，LED4、电抗器元件5b、开关元件5c、电流检测电阻5d、以及Vdc(-)中按照该顺序流通，而如图9(b)所示，输出电流Io线性地增加(在图中“X”部分)。

由于电流检测电阻5d中流过的输出电流Io增加，所以电流检测电阻5d中产生的电流检测电压Vs增加，如果该电流检测电压Vs达到了基准电压Vref，则从比较电路A向触发器C的复位端子R输入复位信号。由于向复位端子R输入复位信号，该触发器C被复位，停止针对开关元件5c的栅极的接通信号而该开关元件5c变为关断。其结果，形成LED4、电抗器元件5b、以及高速二极管5a的环路电路(图7)，供给到LED4的输出电流Io的电流值线性地减少(在图9(b)中“Y”部分)。

在从振荡器B动作而开关元件5c成为接通起经过了规定的时间(由振荡器B的动作频率决定该时间)之后，振荡器B再次动作，从而触发器C被置位而开关元件5c变为接通，重复所述动作。

此处，能够使用基准电压Vref和电流检测电阻5d的电阻值Rs如下述(式1)那样表示流向LED4的输出电流Io的峰值Io(max)(包含脉动)，由于Vref以及Rs恒定，所以如图8(d)所示，除了交流电压Vi的电压值变为零的前后以外，变为定电流波形，通过供给该定电流，LED4点亮。另外，图8(d)的轻墨部分意味着由于振荡器B的动作频率带来的高频脉动分量。

Io(max)＝Vref/Rs (式1)

专利文献1：日本特开2004-296205号公报

发明内容

但是，输入到这样的LED用电源电路1的输入电流Iin成为如图8(b)所示在交流电压Vi的半周期中的最初和最后的定时中具有峰值的失真较大的(与商用交流电压Vi中的正弦波形进行比较时形状方面的差别较大的)波形。其原因为，LED4中流过的输出电流Io呈现如图8(d)所示，在其半周期的最初急剧地上升，之后维持恒定电流值，在半周期的最后急剧地下降这样的波形，在输出电流Io急剧地上升时、或者急剧地下降时，输入电流Iin的值较大地过冲(overshoot)。

这样，输入到LED用电源电路1的输入电流Iin的波形中的失真(即，输入电流Iin的波形相对交流电压Vi的波形在形状上的差异)较大是指，有效功率相对从商用交流电源2输出的功率(视在功率)的比例(＝功率因数)较低。如果功率因数较低，则与有效功率相比视在功率变大，所以输入到LED用电源电路1的输入电流Iin变大，而商用交流电源2的供电能力中需要余量。

另外，如果输入电流Iin的波形的失真变大，则输入的高次谐波电流增加，如果流过高次谐波电流，则由于电源线路中存在的阻抗而产生电压下降，作为结果，电源电压包含高次谐波而产生失真。

针对这样的“功率因数的降低”以及“高次谐波电流的增加”，以往实施了以下那样的对策。

即，针对“功率因数的降低”，通过在商用交流电源2与LED用电源电路1之间追加PFC(Power Factor Correction，功率因数校正)等功率因数改善电路而进行应对。但是，如果将这样的功率因数改善电路追加到LED用电源电路1，则LED用电源电路1的电路规模会变大，而无法对应于针对该LED用电源电路1的小型化的要求(例如，将电源电路和LED一体地封装而构成了电源电路一体型LED灯这样的要求)。另外，也无法忽略功率因数改善电路中产生的功率损失。

另外，针对“高次谐波电流的增加”，通过追加处于整流电路3的二次侧的程度大的平滑电容器，抑制输入电流Iin波形中的“在极性刚要反转之前产生的峰值”而减少了高次谐波电流。但是，如果追加这样的平滑电容器，则当希望在商用交流电源2的输出侧配设相位控制方式的调光器来对LED4进行调光的情况下，对从整流电路3输出的脉动电流的直流电压进行平滑过了头而无法通过调光器进行相位控制，所以存在无法进行调光动作、或者调光动作变得不稳定这样的问题。

本发明是鉴于这样的以往技术的问题而开发出的。因此，本发明的主要课题在于提供一种LED用电源电路，能够通过无需追加功率因数改善电路或平滑电容器等的、简单的方法来改善功率因数并且降低高次谐波电流，进而功率损失也被降低，从而能够提高效率。

第1方面的发明提供一种LED用电源电路10，其特征在于，具备：

整流电路16，对从商用交流电源12输出的交流电压Vi进行整流，形成脉动电流的直流电压Vdc；

从所述整流电路16的二次侧延伸的零伏特线路20、以及其前端与LED14的阳极侧连接的直流电压供给线路18；和

驱动电路22，接收从所述整流电路16输出的所述直流电压Vdc，并对所述LED14进行供电，

所述驱动电路22具备：

开关元件26，对LED14进行供电；

电流检测电阻32，对流过LED14的电流进行检测，将其作为电流检测电压Vs而输出；

积分电路34，接收从所述电流检测电阻32输出的电流检测电压Vs，输出积分电压Vc；以及

PWM电路36，在对所述开关元件26输出了接通信号之后，接收来自所述积分电路34的输出而对从所述积分电路34输出的所述积分电压Vc与基准电压Vref进行比较，在所述积分电压Vc达到了所述基准电压Vref时，停止所述接通信号，从而对所述开关元件26进行接通/关断(ON/OFF)。

第2方面的发明提供一种LED用电源电路10，其特征在于，具有：

驱动电路22，经由所述直流电压供给线路18接收从所述整流电路16输出的所述直流电压Vdc，对所述LED14进行供电，

所述驱动电路22具备：

开关元件26，具有第1端子26a、第2端子26b、以及接通信号输入端子26c，在向所述接通信号输入端子26c输入接通信号的期间，所述第1端子26a与所述第2端子26b相互导通；

高速二极管28，阴极侧与所述直流电压供给线路18连接，阳极侧与所述开关元件26的所述第1端子26a连接；

电抗器元件30，一端连接在所述高速二极管28的阳极侧以及所述开关元件26之间，另一端与所述LED14的阴极侧连接；

电流检测电阻32，一端与所述开关元件26的所述第2端子26b连接，另一端与所述零伏特线路20连接；

积分电路34，接收所述电流检测电阻32中产生的电流检测电压Vs，输出积分电压Vc；和

PWM电路36，接收来自所述积分电路34的输出，向所述开关元件26的所述接通信号输入端子26c在规定的定时输入所述接通信号，

所述PWM电路36具有：

振荡器40，按照规定的周期输出置位信号；

比较电路42，对从所述积分电路34输出的所述积分电压Vc与基准电压Vref进行比较，在所述积分电压Vc达到了所述基准电压Vref时输出复位信号；和

触发器38，具有置位端子S、复位端子R、及输出端子Q，如果向所述置位端子S输入了来自所述振荡器40的所述置位信号，则从所述输出端子Q向所述开关元件26的所述接通信号输入端子26c开始输出所述接通信号，如果向所述复位端子R输入了来自所述比较电路42的所述复位信号，则停止从所述输出端子Q输出所述接通信号。

使用图2～图4，对使用本发明的LED用电源电路10而使LED14点亮时的作用效果进行说明。在图2中，示出供给到该LED用电源电路10的交流电压Vi(图2(a))、输入电流Iin(图2(b))、从整流电路16输出的直流电压Vdc(图2(c))、以及输出到LED14的输出电流Io(图2(d))的波形。

另外，图3以及图4所示的波形是将在直流电压Vdc的电压值成为最大的定时(图3)或者电压值较低的定时(图4)下的微小期间切取并在横轴(时间)方向上放大的波形(在图2中，1个周期是1/50秒或者1/60秒(频率50、60Hz)，相对于此在图3、图4中是1/(50×10³)左右(频率50kHz))，分别是施加到电抗器元件30的电压VL(图3(a)、图4(a))、输入到LED14的输出电流Io(图3(b)、图4(b))、电流检测电阻中产生的电流检测电压Vs(图3(c)、图4(c))、以及从积分电路34输出的积分电压Vc(图3(d)、图4(d))。

另外，图2(d)的淡墨部分意味着由于振荡器40的动作频率引起的高频脉动分量。

本发明的LED用电源电路10具备接收电流检测电阻32中产生的电流检测电压Vs而输出积分电压Vc的积分电路34，PWM电路36中的比较电路42在对从该积分电路34输出的积分电压Vc与基准电压Vref进行比较这一点上，与以往技术的LED用电源电路1不同(另外，在以往技术的LED用电源电路1的情况下，如上所述，对电流检测电阻5d中产生的电流检测电压Vs与基准电压进行直接比较)。

如果从振荡器40向触发器38的置位端子S输入置位信号而触发器38被置位，则从触发器38的输出端子Q向开关元件26的接通信号输入端子26c输入接通信号，而开关元件26成为接通状态(＝开关元件26的第1端子26a与第2端子26b相互导通的状态)。

如果开关元件26成为接通状态，则从整流电路16的二次侧延伸的直流电压供给线路18以及零伏特线路20经由LED14、电抗器元件30、开关元件26、以及电流检测电阻32被导通，输出电流Io按照该顺序流通。此时，一般开关元件26以及电流检测电阻32中产生的电压是微小的，所以向电抗器元件30，如图3(a)、图4(a)所示，在触发器38被置位的同时，施加[直流电压供给线路18与零伏特线路20之间的电压(＝Vdc)-施加到LED14的电压(＝Vo)]。

另外，在触发器38被置位的同时，直流电压供给线路13-LED14-电抗器元件30-开关元件26-电流检测电阻32-零伏特线路20中流过的电流(＝输出电流Io)如图3(b)、图4(b)所示以规定的倾斜度(另外，电抗器元件30的电抗越大，该倾斜度越缓)而线性地逐渐增加。

在流过了输出电流Io时，电流检测电阻32中产生的电流检测电压Vs是Vs＝Io×Rs(Rs是电流检测电阻32的电阻值)，所以如图3(c)、图4(c)所示，线性地上升，之后，与输出电流Io的逐渐增加对应地线性地逐渐增加。

此时，从接收到该电流检测电压Vs的积分电路34输出的积分电压Vc如图3(d)、图4(d)所示，不线性地上升而对应于电流检测电压Vs的逐渐增加期间，根据积分电路34的时间常数τ而逐渐增加。

如果该积分电压Vc逐渐增加而达到了基准电压Vref，则从PWM电路36的比较电路42向触发器38的复位端子R输入复位信号，触发器38停止针对开关元件26的接通信号输入端子26c输出接通信号，从而开关元件26成为关断状态(＝开关元件26的第1端子26a和第2端子26b是非导通状态)。

如果开关元件26成为关断状态，则直流电压供给线路18与零伏特线路20之前成为非导通而形成直流电压供给线路18-LED14-电抗器元件30-高速二极管28-直流电压供给线路18这样的环路电路，流过该环路电路的输出电流Io如图3(b)、图4(b)所示线性地减少。另外，如果开关元件26成为关断状态，则以成为关断状态的开关元件26为边界而如上所述直流电压供给线路18与零伏特线路20之间成为非导通状态，所以在从开关元件26观察时处于零伏特线路20侧的电流检测电阻32中产生的电流检测电压Vs成为零(参照图3(c)、图4(c))，由此从积分电路34输出的积分电压Vc也根据积分电路34的时间常数τ而逐渐减少(参照图3(d)、图4(d))。

之后，如果空开规定的周期T(T是振荡器40的振荡频率f的倒数)而再次从振荡器40向触发器38的置位端子S输入了置位信号，则从该触发器38向开关元件26的接通信号输入端子26c输出接通信号而开关元件26成为接通状态，反复进行所述动作。

但是，在以往的LED用电源电路1(参照图7)的比较电路A中，对电流检测电压Vs与基准电压Vref进行直接比较，所以不论供给到定电流电路5的直流电压Vdc是否增减，开关元件5c始终以一定的电流检测电压Vs(＝基准电压Vref)成为关断，其结果，如上所述输出电流Io成为大体恒定的波形(即矩形波形)，从而功率因数不得不变低。

对于这点，在本发明的LED用电源电路10的比较电路42中，对根据电流检测电压Vs而从积分电路34输出的积分电压Vc与基准电压Vref进行比较，积分电压Vc如上所述，不线性地上升而对应于电流检测电压Vs的逐渐增加部分，根据积分电路34的时间常数τ而逐渐增加，即使电流检测电压Vs自身超过了基准电压Vref，其自身也不会成为比较电路42的动作原因。换言之，通过对积分电压Vc与基准电压Vref进行比较，而容许电流检测电压Vs超过基准电压Vref。

由此，在直流电压Vdc较大的(即，各半周期中的波形的中央附近(＝图3))情况下，即使电流检测电压Vs成为超过基准电压Vref的大小而开关元件26未变为关断，也流过那些多的输出电流Io，相反地在直流电压Vdc较小的(即，在各半周期中的波形的两端附近，并且直流电压Vdc比LED的动作电压大的部分(＝图4))情况下，电流检测电压Vs也相应地变小，所以输出电流Io也变少。其结果，各半周期的输出电流Io的波形如图2(d)所示，接近直流电压Vdc的各半周期的波形(正弦波)，与此同时功率因数也提高。

第3方面记载的发明在第2方面记载的LED用电源电路中，其特征在于，还具备在所述整流电路16与所述驱动电路之间22与所述整流电路16并联地连接，对从所述整流电路16输出的直流电压Vdc的电压值进行检测，输入到所述振荡器40的电压检测电路50，

所述PWM电路36的所述振荡器40在从所述电压检测电路50输入的直流电压Vdc的电压值由于电源电压变动而增大时使振荡频率f降低，在电压值由于电源电压变动而减少时使振荡频率f增加。

在将从振荡器40对触发器38的置位端子S输入置位信号的周期(即，振荡器40的振荡频率f的倒数)如上所述设为T时，如图3(b)所示，从开关元件26被置位到被复位为止的时间t1中的输出电流Io的增加量、与直到被复位的开关元件26再次被置位为止的时间(T-t1)中的输出电流Io的减少量相同，所以如图3(a)所示，在时间t1以及时间(T-t1)的各自中，在电抗器元件30中流过输出电流Io而产生的电压V_L与该时间之积相等。

即，如果将LED14中产生的电压设为Vo、将时间t1中的直流电压设为Vdc1(Vdc1是脉动电流的直流电压Vdc的最大附近的直流电压)，则

(Vdc1-Vo)×t1＝Vo×(T-t1) (式2)

如果将(式2)变形，则有

t1＝T×(Vo/Vdc1) (式3)。

即，根据所述(式3)，T以及Vo恒定，所以如果由于来自商用交流电源12的交流电压Vi变动(电源电压变动)而直流电压Vdc1变动，则t1也与其对应地变动。

另一方面，如果将电流检测电阻32中产生的电压设为Vs1、将电流检测电阻32的电阻值设为Rs、将基准电压设为Vref、将积分电路34的时间常数设为τ，则成为

Vref＝Vs1×(1-ε^-(t1/τ)) (式4)，

输出电流Io(max)1＝Vs1/Rs，所以(式4)变为

Io(max)1＝Vs/Rs＝Vref/(Rs×(1-ε^-(t1/τ)))

(式5)。

此处，由于Rs、Vref、以及τ恒定，所以如果由于直流电压Vdc1的变动而t1变动，则输出电流Io(max)1也与其对应地变动，成为阻碍LED14的稳定的发光的原因。

因此，在本发明的LED用电源电路10中，通过电压检测电路50对根据商用交流电压Vi而变动的直流电压Vdc1进行检测，振荡器40在所检测出的直流电压Vdc的电压值增大了时使振荡频率f降低，相反地在该电压值减少了时使振荡频率f增加。

即，如所述(式3)所示，t1＝T×(Vo/Vdc1)，所以例如在Vdc1变化了+10％的情况下，使从振荡器输出置位信号的周期T变化+10％、换言之使周期T的倒数即振荡频率f变化-10％，从而在该变化的前后，能够使t1的值成为恒定。另外，在Vdc1变化了-10％的情况下，由于同样的理由而使振荡频率变化+10％，从而同样地，能够使t1成为恒定。

这样，通过将t1的值调整为恒定，不依赖于直流电压Vdc1的变动(即，从商用交流电源12输出的交流电压Vi的电源电压变动引起的振动)，而能够使LED14中流过的输出电流Io的平均值成为恒定，能够使LED14稳定地发光。

另外，在所述说明中，使用示出脉动电流的直流电压Vdc以各半周期成为最大(＝Vdc1)的定时(＝来自商用交流电源12的交流电压Vi以各半周期成为最大的定时)附近的各波形的图3进行了说明，但也可以使用例如如图4所示从在直流电压Vdc较低的(＝Vdc2)定时中开关元件26被置位到被复位为止的时间t2来进行相同的说明。

根据本发明的LED用电源电路，能够通过不追加功率因数改善电路、平滑电容器等的简单的方法来改善功率因数并且降低高次谐波电流，进而降低功率损失，从而能够提高效率。

另外，通过在商用交流电源与本发明的LED用电源电路之间安装相位控制方式的调光器，能够使用该调光器来进行无偏差的稳定的调光动作。其原因为，通过本发明的LED用电源电路供给到LED的输出电流的波形接近脉动电流的直流电压的波形，从而输入电流波形的失真被改善而功率因数变高(即，进一步接近电阻负载的状态)，从而能够可靠地进行各半周期中的相位控制。

附图说明

图1是示出本发明的第1实施例的LED用电源电路的图。

图2是示出供给到本发明的LED用电源电路的交流电压等的波形的图。

图3是示出从整流电路输出的直流电压为最大的定时下的各波形的图。

图4是示出从整流电路输出的直流电压较低的定时下的各波形的图。

图5是示出本发明的第2实施例的LED用电源电路的图。

图6是示出第2实施例中的振荡器的电路的图。

图7是示出以往技术的LED用电源电路的图。

图8是示出供给到以往技术的LED用电源电路的交流电压等的波形的图。

图9是示出以往技术的LED用电源电路中流过的输出电流等的波形的图。

(符号说明)

10：LED用电源电路；12：商用交流电源；14：LED；16：整流电路；18：直流电压供给线路；20：零伏特线路；22：驱动电路；24a～24d：二极管；26：开关元件；28：高速二极管；30：电抗器元件；32：电流检测电阻；34：积分电路；36：PWM(脉冲宽度控制)电路；38：触发器；40：振荡器；42：比较电路；44：基准电压产生器；50：电压检测电路；52a、52b：电阻；54：检测电压输入线路；56：平滑用电容器；58：检测电压输入端子；60：置位信号输出端子；62a、62b、62c：逆变器；64：第1电阻；66：第2电阻；68：第3电阻；70：第4电阻；72：电容器。

具体实施方式

以下，参照附图，对应用了本发明的LED用电源电路10进行说明。最初，使用图1对第1实施例的LED用电源电路10进行说明，然后，使用图5，对第2实施例的LED用电源电路10进行说明。另外，在说明第2实施例时，对于与第1实施例共通的部分，援用该第1实施例中的说明而省略其说明，仅对与第1实施例不同的部分进行说明。

第1实施例的LED用电源电路10是对从商用交流电源12输入的交流电压Vi进行整流并向LED14进行供电的电路，大致包括整流电路16、直流电压供给线路18以及零伏特线路20、和驱动电路22。另外，在本实施例中正向串联连接两个LED而构成了LED14，但使用的LED的种类以及个数没有特别限定。

整流电路16是如上所述，将从商用交流电源12输出的交流电压Vi整流成脉动电流的直流电压Vdc的电路，在本实施例中，作为整流电路16，使用对交流电压Vi进行全波整流而变换成脉动电流的直流电压的、包括4个二极管24a～24d的全桥电路。另外，虽然从商用交流电源12供给的交流电压Vi的利用效率会变差，但能够代替所述全波整流电路而使用半波整流电路。另外，在所述全桥电路的二次侧中，也可以并联地连接平滑用二极管(未图示)。

直流电压供给线路18以及零伏特线路20都是为了将从整流电路16输出的脉动电流的直流电压Vdc供给到驱动电路22而从该整流电路16延设的电线，直流电压供给线路18的前端与LED14的阳极侧连接。

驱动电路22是在整流电路16的二次侧中的直流电压供给线路18以及零伏特线路20之间相对整流电路16并联地安置，且经由直流电压供给线路18接收从整流电路16输出的直流电压Vdc而对LED14进行供电的电路，包括开关元件26、高速二极管28、电抗器元件30、电流检测电阻32、积分电路34、以及PWM(脉冲宽度控制)电路36。

开关元件26具有第1端子26a、第2端子26b、以及接通信号输入端子26c，具有在向接通信号输入端子26c输入了接通信号的期间，使第1端子26a与第2端子26b相互导通(将两端子26a、26b相互导通的状态称为“接通状态”，将非导通状态称为“关断状态”)这样的功能，在本实施例中，使用了N沟道MOS形FET(电场效应晶体管)，第1端子26a是漏极，第2端子26b是源极，接通信号输入端子26c是栅极(当然，开关元件不限于此，还可以使用晶体管来构成开关元件)。

高速二极管28是如下二极管：以朝向直流电压供给线路18成为正向的方式使其阴极侧与直流电压供给线路18连接，并且使阳极侧与开关元件26的第1端子26a连接。

电抗器元件30是具有其一端连接在高速二极管28的阳极侧以及开关元件26的之间，另一端与LED14的阴极侧连接的电抗器的元件，在本实施例中使用了电感器。

电流检测电阻32是一端与开关元件26的第2端子26b连接，另一端与零伏特线路20连接的电阻，其种类没有特别限定。

积分电路34是接收电流检测电阻32中产生的电流检测电压Vs而输出积分电压Vc的电路，在本实施例中，使用了包括电阻34a和电容器34b的RC时间常数电路。

该电阻34a是其一端与电流检测电阻32的一端侧连接，另一端与积分电路34的积分电压输出端34c连接的电阻。另外，电容器34b是其一端与所述积分电压输出端34c连接，另一端与零伏特线路20连接的电容器。另外，电阻34a以及电容器34b中使用的电阻以及电容器的形式没有特别限定。

PWM电路36是接收来自积分电路34的输出，向开关元件26的接通信号输入端子26c以规定的定时输入接通信号而对开关元件26进行接通关断控制的电路，大致包括触发器38、振荡器40、以及比较电路42。另外，作为PWM电路36的具体例，能够举出Supertex公司的LED驱动器IC[HV9910]。

触发器38具有置位端子S、复位端子R、以及输出端子Q，具有如下功能：如果向置位端子S输入了置位信号，则从输出端子Q开始输出接通信号，如果向复位端子R输入了复位信号，则停止从输出端子Q输出接通信号。

振荡器(OSC)40是向触发器38的置位端子S以规定的周期输出置位信号的装置，其输出端40a与触发器38的置位端子S连接。该振荡器40的种类虽然没有特别限定，但在如第2实施例(后述)那样，根据从整流电路16输出的直流电压Vdc的电压值，使其振荡频率变化的情况下，使用压控振荡器(VCO)。

比较电路42是对从积分电路34输出的积分电压Vc与基准电压Vref进行比较，在积分电压Vc达到了基准电压Vref时向触发器38的复位端子R输出复位信号的装置，其输入端42a与积分电路34的积分电压输出端34c连接，基准电压输入端42b经由基准电压产生器44与零伏特线路20连接，输出端42c与触发器38的复位端子R连接。

接下来，使用图2～图4，对使用这样的LED用电源电路10而使LED14点亮时的动作进行说明。图2示出供给到该LED用电源电路10的交流电压Vi(图2(a))、输入电流Iin(图2(b))、从整流电路16输出的直流电压Vdc(图2(c))、以及输出到LED14的输出电流Io(图2(d))的波形。

另外，图3以及图4所示的波形是切取直流电压Vdc的电压值为最大(＝Vdc1)的定时(图3)或者电压值低(＝Vdc2)的定时(图4)下的微小期间而在横轴(时间)方向上延伸放大的波形(在图2中，1个周期是1/50秒或者1/60秒(频率50、60Hz)，相对于此，在图3、图4中是1/(50×10³)左右(频率50kHz))，分别是施加到电抗器元件30的电压VL(图3(a)、图4(a))、输出到LED14的输出电流Io(图3(b)、图4(b))、电流检测电阻中产生的电流检测电压Vs(图3(c)、图4(c))、以及从积分电路34输出的积分电压Vc(图3(d)、图4(d))。

如果，在第1实施例的LED用电源电路10的一次侧(即整流电路16的一次侧)连接商用交流电源12，并且在二次侧(即直流电压供给线路18与电抗器元件30的另一端之间)连接LED14，然后从振荡器40的输出端40a向触发器38的置位端子S输入置位信号，则触发器38被置位而从该触发器38的输出端子Q向开关元件26的接通信号输入端子26c输出接通信号，开关元件26成为接通状态。

如果开关元件26成为接通，则直流电压供给线路18以及零伏特线路20通过LED14、电抗器元件30、开关元件26、以及电流检测电阻32而导通，输出电流Io按照这个顺序流通。此时，一般开关元件26以及电流检测电阻32中产生的电压是微小的，所以如图3(a)、图4(a)所示，大致在触发器38被置位的同时，向电抗器元件30，施加[直流电压供给线路18与零伏特线路20之间的电压(＝Vdc)-施加到LED14的电压(＝Vo)]。

另外，在触发器38被置位的同时，直流电压供给线路18-LED14-电抗器元件30-开关元件26-电流检测电阻32-零伏特线路20中流过的电流(＝输出电流Io)如图3(b)、图4(b)所示以规定的倾斜(电抗器元件30的电抗越大，该倾斜越缓)而线性地逐渐增加。

在流过了输出电流Io时，电流检测电阻32中产生的电流检测电压Vs是Vs＝Io ×Rs(Rs是电流检测电阻32的电阻值)，所以如图3(c)、图4(c)所示，线性地上升，之后，与输出电流Io的逐渐增加对应地线性地逐渐增加。

此时，从接收到该电流检测电压Vs的积分电路34输出的积分电压Vc如图3(d)、图4(d)所示，不是线性地上升而对应于电流检测电压Vs的逐渐增加期间，根据积分电路34的时间常数τ而逐渐增加。

如果该积分电压Vc逐渐增加而达到了基准电压Vref，则从PWM电路36的比较电路42向触发器38的复位端子R输入复位信号，触发器38停止针对开关元件26的接通信号输入端子26c输出接通信号，从而开关元件26变为关断状态。

如果开关元件26变为关断状态，则直流电压供给线路18与零伏特线路20之间成为非导通状态，形成直流电压供给线路18-LED14-电抗器元件30-高速二极管28-直流电压供给线路18这样的环路电路，流过该环路电路的输出电流Io如图3(b)、图4(b)所示线性地减少。另外，如果开关元件26成为关断状态，则以成为关断状态的开关元件26为边界，直流电压供给线路18与零伏特线路20之间成为非导通状态，所以从开关元件26看处于零伏特线路20侧的电流检测电阻32中产生的电流检测电压Vs变为零(参照图3(c)、图4(c))，由此从积分电路34输出的积分电压Vc也对应于积分电路34的时间常数τ而逐渐减少(参照图3(d)、图4(d))。

之后，如果空出规定的周期T(例如，1/(50×10³)秒＝50kHz)而再次从振荡器40向触发器38的置位端子S输出置位信号，则从该触发器38向开关元件26的接通信号输入端子26c输入接通信号而开关元件26成为接通状态，重复所述动作。

在该LED用电源电路10的比较电路42中，对根据电流检测电压Vs从积分电路34输出的积分电压Vc与基准电压Vref进行比较，积分电压Vc如上所述，不是线性地上升而对应于电流检测电压Vs的逐渐增加部分，根据积分电路34的时间常数τ而逐渐增加，所以即使电流检测电压Vs自身超过基准电压Vref，其自身也不会成为比较电路的动作原因。换言之，通过对积分电压Vc与基准电压Vref进行比较，电流检测电压Vs超过基准电压Vref被容许。

由此，在直流电压Vdc大的(即，各半周期中的波形的中央附近(＝图3))情况下，即使电流检测电压Vs成为超过基准电压Vref的大小，开关元件26也不为关断，而流过相应多的输出电流Io，相反地在直流电压Vdc小的(即，在各半周期中的波形的两端附近、并且直流电压Vdc比LED的动作电压大的部分(＝图4))的情况下，电流检测电压Vs也相应地变小，所以输出电流Io也变少。其结果，各半周期的输出电流Io的波形如图2(d)所示，接近直流电压Vdc的各半周期的波形(正弦波)，与此同时功率因数也提高。

在列举具体的数值来进行说明时，如图3(a)以及图4(a)所示，电抗器元件30中产生的电压V_L与时间t之积在从触发器38被置位之后到被复位为止(即，开关元件26的接通状态)与从该触发器38被复位之后到再次被置位为止(即，开关元件26的关断状态)中，相互相等(例如，在图3(a)中，成为(Vdc1-Vo)×t1＝Vo ×(T-t1)(Vdc1意味着“在图2(d)中用虚线A表示的微小时间中的直流电压Vdc的电压值”)，在图4(a)中，成为(Vdc2-Vo)×t2＝Vo×(T-t2)(Vdc2意味着“在图2(d)中用虚线B表示的微小时间中的直流电压Vdc的电压值”)。

因此，开关元件26成为接通状态的时间在各半周期中并非始终恒定，而在直流电压Vdc变为最大的附近最短(＝t1)，在直流电压Vdc变为最小的附近最长(＝t2)。

此处，使用电流检测电压Vs的峰值Vs1、Vs2和电流检测电阻32的电阻值Rs，能够如下所述表示流向LED14的输出电流Io的峰值(触发器38被复位的定时下的输出电流Io(max)1以及Io(max)2。

Io(max)1＝Vs1/Rs (式6)

Io(max)2＝Vs2/Rs (式7)

开关元件26为接通状态的期间中的电流检测电压Vs与由积分电路34进行积分后的积分电压Vc的关系如以下的式所示。

Vc＝Vs(1-ε^-(t/Ri×Ci)) (式8)

Ri：积分电路34的电阻34a的电阻值[Ω]

Ci：积分电路34的电容器34b的电容值[F]

即，Ri×Ci＝积分电路34的时间常数τ。

在Vc达到了Vref时、即Vc＝Vref的时，开关元件被切换成关断，所以

Vref＝Vsl×(1-ε^-(t1/Ri×Ci))＝Vs2×(1-ε^-(t2/Ri×Ci))

(式9)。

此处，如上所述，Ri×Ci是积分电路34的时间常数τ(时间常数是指，对于积分电路的输入的响应速度的程度，如果时间常数小，则时间积分电压急剧地上升(＝响应迅速)，如果时间常数大，则时间积分电压缓慢地上升(＝响应延迟))，通过适当地设定该时间常数τ，输出电流Io成为图2(d)所示那样的波形，近似于从整流电路16输出的脉动电流的直流电压Vdc的波形。

用具体例再进行一些详细说明。例如，在PWM电路36使用了Supertex公司的LED驱动器IC“HV9910”的情况下，基准电压Vref是250mV(Vref＝250mV)。于是，如果将振荡器40的振荡频率f设为50kHz，则T＝1/f＝20μ秒。在LED14是两盏的例子中，Vo＝7V，从整流电路16输出的脉动电流的直流电压Vdc的最大值是Vdc1＝140V，最小值是Vdc2＝14V。

如上所述，电抗器元件30中产生的电压V_L的正负的面积相等(参照图3(a)、图4(a))，所以根据(Vdc1-Vo)×t1＝Vo×(T-t1)，t1＝T×(Vo/Vdc1)＝1μ秒，

根据(Vdc2-Vo)×t2＝Vo ×(T-t2)，成为t2＝T×(Vo/Vdc2)＝10μ秒。

另外，根据(式9)，

Vs1＝Vref/(1-ε^-(t1/Ri×Ci)) (式10)

Vs2＝Vref/(1-ε^-(t2/Ri×Ci)) (式11)。

作为一个例子，如果设Ri＝1kΩ、Ci＝3900pF，则时间常数τ成为Ri×ci＝3.9μ秒。如果将它们分别代入到(式10)和(式11)，则

Vs1＝Vref/(1-ε^-(t1Ri×Ci))＝1100mV

Vs2＝Vref/(1-ε^-(t2/Ri×Ci))＝270mV。

此处，如果将电流检测电阻32的电阻值Rs设为1.8Ω，则根据(式6)以及(式7)，

Io(max)1＝Vs1/Rs＝1100mV/1.8Ω＝611mA

Io(max)2＝Vs2/Rs＝270mV/1.8Ω＝150mA。

输出电流Io的波形如图2(d)所示，近似于脉动电流的直流电压Vdc的波形。另外，通过实验，在该波形的情况下，输出电流Io的平均电流约为400mA。

实验的结果，输入功率因数在以往例中是55％，相对于此在本实施例中改善到了90％。另外，对于效率，也从55％改善到了65％(在LED为两盏的本实施例中，由于LED输出电压Vo低至＝7V，所以绝对值成为这个水平)。

另外，从商用交流电源12输入到本实施例的LED用电源电路10的输入电流Iin的波形如图2(b)所示，成为以商用频率的半周期从最初的峰值逐渐下降的倾向的波形，以往例中出现那样的(图8(b))各半周期的最初与最后的较大的峰值被超乎想像地抑制。其原因为，如上所述，输出电流Io的波形近似于脉动电流的直流电压Vdc的波形而输入功率因数得到了改善。

另外，在图2(b)(d)以及图8(b)(d)中，产生电流值成为零的期间的理由如下所述。通常，在PWM电路36的动作用电源中，利用使用脉动电流的直流电压Vdc作成的稳定化电源。因此，在脉动电流的直流电压Vdc的零伏特附近中，电压过低而PWM电路36不动作，其结果，驱动电路22不动作，所以产生输入电流Iin以及输出电流Io成为零的期间。

另外，优选将积分电路34的时间常数τ设定成开关元件26成为接通的时间的最小值(即，直流电压Vdc成为最大时的接通时间)以上的时间。其原因为，通过将时间常数τ设定成与开关元件26成为接通时间的最小值大体相同的时间，能够至少将输入功率因数改善至70％这样的实用性的水平。另外，如果相反地使时间常数τ过大，则Io(max)1与Io(max)2的电流差变得过大，而输出电流波形变形成等边三角形，所以从脉动电流的直流电压Vdc的波形变化，因此并非优选。故，积分电路34的时间常数τ的上限优选为开关元件26成为接通的时间的最小值的10倍左右。

第2实施例的LED用电源电路10如图5所示，除了整流电路16、直流电压供给线路18以及零伏特线路20、和驱动电路22以外，还具备电压检测电路50。在以下的说明中，针对与第1实施例共通的部分援用该第1实施例中的说明而省略其说明，主要针对与第1实施例不同的部分进行说明。

电压检测电路50是在整流电路16与驱动电路22之间与整流电路16并联地连接，对从该整流电路16输出的直流电压Vdc的电压值进行检测并输入到振荡器40的电路，在本实施例中，包括两个电阻52a、52b、将所检测出的直流电压Vdc输入到振荡器40的检测电压输入线路54、以及1个平滑用电容器56。

电阻52a是其一端和整流电路16与驱动电路22之间的直流电压供给线路18连接，另一端和电阻52b的一端连接的电阻体，电阻52b是其另一端和整流电路16与驱动电路22之间的零伏特线路20连接的电阻体。

检测电压输入线路54是其一端连接在电阻52a与电阻52b之间，另一端与PWM电路36的振荡器40连接的电线。

平滑用电容器56是其一端与检测电压输入线路54连接，另一端与电阻52b的零伏特线路20侧连接的电容器。

本实施例的振荡器40使用压控振荡器(VCO)，该振荡器40如图6所示，包括：在连接了电压检测电路50的检测电压输入线路54的另一端的检测电压输入端子58；与朝向触发器38输出置位信号的置位信号输出端子60之间，相互串联连接的3个逆变器(从靠近检测电压输入端子58的一方起)62a、62b、62c；一端与检测电压输入端子58连接，另一端与逆变器62a连接的第1电阻64；一端连接在第1电阻64与逆变器62a之间，另一端连接在逆变器62c与置位信号输出端子60之间的第2电阻66；安装在逆变器62a与逆变器62b之间的第3电阻68；一端连接在第3电阻68与逆变器62b之间，另一端连接在逆变器62c与置位信号输出端子60之间的第4电阻70；以及一端连接在检测电压输入端子58与逆变器62a之间，另一端连接在逆变器62a与第3电阻68之间的电容器72。

另外，图6所示的振荡器40是压控振荡器(VCO)的一个例子，若是进行相同的动作的电路，也可以使用与所述电路不同的电路。

如果向第2实施例的LED用电源电路10连接商用交流电源12以及LED14，则从整流电路16输出脉动电流的直流电压Vdc。由电阻52a和电阻52b对所输出的直流电压Vdc进行分压，在检测电压输入线路54上检测出检测电压Vd。这样检测出的检测电压Vd由于来自商用交流电源12的交流电压Vi的电源电压变动而变动，但通过平滑用电容器56向振荡器40输入检测电压Vd的该变动中的平均值(以下，检测电压Vd是指其平均值)。然后，输入了检测电压Vd的振荡器40按照与该检测电压Vd的大小对应的振荡频率f，向开关元件26的接通信号输入端子26c输出接通信号。

此处，按照以下式提供本实施例的振荡器40中的振荡频率f。

f＝[R4/(4×C×R2×R3)]×[1-(2×R2/R1)²×(Vd/Vcc-1/2)²] (式12)

R1：第1电阻64的电阻值、R2：第2电阻66的电阻值

R3：第3电阻68的电阻值、R4：第4电阻70的电阻值

C：电容器72的电容值

Vcc：供给到逆变器62a、62b、62c的直流的电源电压

根据所述(式12)，振荡频率f在检测电压Vd是Vcc的1/2时成为最大，不论大于还是小于Vcc的1/2，振荡频率f都降低。因此，在直流电压Vdc的最大值Vdc1是变动的最小值的情况下，如果将Vd设定成Vd(min)＞(1/2)×Vcc，则伴随直流电压Vdc的最大值Vdc1增加，而振荡器40以使其振荡频率f变低的方式动作。相反地，在直流电压Vdc的最大值Vdc1是变动的最大值的情况下，成为Vd(max)＜Vcc。即，Vd的范围被设定成Vcc＞Vd＞(1/2)×Vcc。

如果由于来自商用交流电源12的交流电压Vi变动(电源电压变动)而直流电压Vdc变动，则LED14中流过的输出电流Io的平均值也与其对应地变动。通过以下的(式5)来表示此时的输出电流Io。

Io(max)1＝Vs/Rs＝Vref/(Rs ×(1-ε^-(t1/τ))) (式5)

此处，由于Rs、Vref、以及τ恒定，所以如果由于直流电压Vdc1的变动而t1变动，则输出电流Io(max)1也与其对应地变动。例如，如果设为Vref＝250mV、Rs＝1.8Ω、时间常数τ＝Ri×Ci＝3.9μ秒、T＝20μ秒、以及Vo＝7V，

则是t1＝T×(Vo/Vdc1)，所以通过Vdc1＝140V±10％，而t1＝1μ秒±10％。

因此，通过所述(式5)，成为Io(max)1＝611mA+10％/·-7.5％，这样的输出电流Io(max)1的变动成为阻碍LED14稳定发光的原因。

因此，在第2实施例的LED用电源电路10中，通过电压检测电路50检测对应于商用交流电压Vi而变动的直流电压Vdc1，振荡器40在所检测出的直流电压Vdc的电压值增大了时使振荡频率f降低，相反地，在该电压值减少了时使振荡频率f增加。

即，如所述(式3)所示，是t1＝T×(Vo/Vdc1)，所以在例如Vdc1变化+10％的情况下，使从振荡器输出置位信号的周期T变化+10％，换言之使周期T的倒数即振荡频率f变化-10％，从而能够在该变化的前后使t1的值成为恒定。另外，在Vdc1变化了-10％的情况下，由于同样的理由而使振荡频率变化+10％，从而能够同样地使t1成为恒定。

这样，通过将t1的值调整为恒定，不会受到直流电压Vdc1的变动(即，从商用交流电源12输出的交流电压Vi的电源电压变动引起的振动)的影响，而能够使LED14中流过的输出电流Io的平均值恒定，能够使LED14稳定地发光。

Claims

1.一种LED用电源电路，其特征在于，具备：

整流电路，对从商用交流电源输出的交流电压进行整流，形成脉动电流的直流电压；

从所述整流电路的二次侧延伸的零伏特线路、以及其前端与LED的阳极侧连接的直流电压供给线路；和

驱动电路，接收从所述整流电路输出的所述直流电压，对所述LED进行供电，

所述驱动电路具备：

开关元件，对LED进行供电；

电流检测电阻，对流过LED的电流进行检测，将其作为电流检测电压而输出；

积分电路，接收从所述电流检测电阻输出的电流检测电压，输出积分电压；和

PWM电路，在对所述开关元件输出了接通信号之后，接收来自所述积分电路的输出而对从所述积分电路输出的所述积分电压与基准电压进行比较，在所述积分电压达到了所述基准电压时，停止所述接通信号，从而对所述开关元件进行接通/关断。

2.一种LED用电源电路，其特征在于，具有：

驱动电路，经由所述直流电压供给线路接收从所述整流电路输出的所述直流电压，对所述LED进行供电，

所述驱动电路具备：

开关元件，具有第1端子、第2端子以及接通信号输入端子，在向所述接通信号输入端子输入接通信号的期间，所述第1端子与所述第2端子相互导通；

高速二极管，阴极侧与所述直流电压供给线路连接，阳极侧与所述开关元件的所述第1端子连接；

电抗器元件，一端连接在所述高速二极管的阳极侧以及所述开关元件之间，另一端与所述LED的阴极侧连接；

电流检测电阻，一端与所述开关元件的所述第2端子连接，另一端与所述零伏特线路连接；

积分电路，接收所述电流检测电阻中产生的电流检测电压，输出积分电压；和

PWM电路，接收来自所述积分电路的输出，向所述开关元件的所述接通信号输入端子以规定的定时输入所述接通信号，

所述PWM电路具有：

振荡器，按照规定的周期输出置位信号；

比较电路，对从所述积分电路输出的所述积分电压与基准电压进行比较，在所述积分电压达到了所述基准电压时，输出复位信号；和

触发器，具有置位端子、复位端子和输出端子，如果向所述置位端子输入了来自所述振荡器的所述置位信号，则开始从所述输出端子向所述开关元件的所述接通信号输入端子输出所述接通信号，如果向所述复位端子输入了来自所述比较电路的所述复位信号，则停止从所述输出端子输出所述接通信号。

3.根据权利要求2所述的LED用电源电路，其特征在于，还具备在所述整流电路与所述驱动电路之间与所述整流电路并联地连接，对从所述整流电路输出的直流电压的电压值进行检测，输入到所述振荡器的电压检测电路，

所述PWM电路的所述振荡器在从所述电压检测电路输入的直流电压的电压值由于电源电压变动而增大时使振荡频率降低，在所述电压值由于电源电压变动而减少时使振荡频率增加。