JP2011087401A - 電子部品の温度検出装置及び車載電力素子の駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】基板等の基体上に隣接して搭載された電子部品の温度を簡易かつ高い信頼性のもとに検出することのできる温度検出装置、及び該温度検出装置を用いての車載電力素子の温度検出に基づいてその駆動を制御する車載電力素子の駆動制御装置を提供する。
【解決手段】相互に熱干渉するＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各々の通電量に相関する各熱損失に基づきそれらの熱損失比を算出する熱損失比算出部１３０を備える。この熱損失比算出部１３０により算出された熱損失比と予め求められた基体の熱伝達モデルとに基づき温度の検出対象とするＩＧＢＴ２０あるいはダイオード３０の熱干渉を含めた熱抵抗を熱抵抗算出部１４０により求める。そして、この求められた熱抵抗と温度の検出対象とするＩＧＢＴ２０あるいはダイオード３０の熱損失との乗算値としてこの温度の検出対象とするＩＧＢＴ２０あるいはダイオード３０の温度を温度算出部１５０により算出する。
【選択図】図６

Description

本発明は、基板等の基体上に隣接して搭載されて相互に熱干渉し合う複数の電子部品についてその温度を検出する電子部品の温度検出装置、及び該温度検出装置を用いての車載電力素子の温度検出に基づいてその駆動を制御する車載電力素子の駆動制御装置に関する。

上記電子部品、例えば車載電力素子としては、例えばハイブリッド車や電気自動車などにあって、車載バッテリから供給される直流電力を三相交流等に変換してモータ駆動用の電力変換を行うインバータ装置のスイッチング素子として用いられるＩＧＢＴ（絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ）や還流ダイオード等が知られている。図１８に、従来一般に用いられているインバータ装置について、その回路構成の一例を示す。

図１８に示されるように、このインバータ装置における直流電源Ｂの正極母線である正極バスバーＢＢＰと負極母線である負極バスバーＢＢＮとの間には、直流電源Ｂから印加される直流電圧を平滑化する平滑コンデンサＣ及び同直流電圧を三相交流に変換するインバータ回路ＩＮＶが接続されている。インバータ回路ＩＮＶは、上アームを構成する３つのスイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｔ１Ｕ、Ｔ３Ｖ、Ｔ５Ｗと、下アームを構成する３つのスイッチング素子Ｔ２Ｕ、Ｔ４Ｖ、Ｔ６Ｗとが三相ブリッジ接続されている。

また、スイッチング素子Ｔ１Ｕ、Ｔ３Ｖ、Ｔ５Ｗの各エミッタ電極、及びスイッチング素子Ｔ２Ｕ、Ｔ４Ｖ、Ｔ６Ｗの各コレクタ電極の結線部であるＵ相出力電極、Ｖ相出力電極、Ｗ相出力電極は、それぞれ出力線ＯＷＵ、ＯＷＶ、ＯＷＷを介して三相交流モータＭのＵ相コイル、Ｖ相コイル、Ｗ相コイルに接続されている。

ここで、上記各スイッチング素子Ｔ１Ｕ、Ｔ３Ｖ、Ｔ５Ｗ、及びスイッチング素子Ｔ２Ｕ、Ｔ４Ｖ、Ｔ６Ｗのエミッタ電極とコレクタ電極との間には、それぞれ整流素子である還流ダイオードＤ１Ｕ、Ｄ３Ｖ、Ｄ５Ｗ、及び還流ダイオードＤ２Ｕ、Ｄ４Ｖ、Ｄ６Ｗが逆並列に接続されている。

このようなインバータ装置を構成する上記スイッチング素子Ｔ１Ｕ、Ｔ３Ｖ、Ｔ５Ｗ、Ｔ２Ｕ、Ｔ４Ｖ、Ｔ６Ｗは、そのオン動作に伴って供給される電流が大きいことから、それらの動作に伴って素子温度が上昇すると、スイッチング素子Ｔ１Ｕ、Ｔ３Ｖ、Ｔ５Ｗ、Ｔ２Ｕ、Ｔ４Ｖ、Ｔ６Ｗに性能の低下が生じる虞がある。そこで、例えば特許文献１に記載されているように、温度検出装置によってスイッチング素子の温度を検出し、この検出された温度が所定値を超えたときにはスイッチング素子に対する通電を停止することによって、スイッチング素子の性能の低下を防止するようにしている。

ここで、上記インバータ回路ＩＮＶのうち、例えばスイッチング素子Ｔ１Ｕ、Ｔ２Ｕ及び還流ダイオードＤ１Ｕ及びＤ２Ｕの動作、並びに上記特許文献１の温度検出装置による温度検出態様について図１９を参照して説明する。なお、図１９は、上記スイッチング素子Ｔ１Ｕ、Ｔ２Ｕの３種のスイッチングモードとこれに対応する電流の流れを示すものである。このうち、図１９（ａ）は、スイッチング素子Ｔ１Ｕがオン、スイッチング素子Ｔ２Ｕがオフとされる第１のスイッチングモード、図１９（ｂ）は、スイッチング素子Ｔ１Ｕがオフ、スイッチング素子Ｔ２Ｕがオンとされる第２のスイッチングモード、図１９（ｃ）は、スイッチング素子Ｔ１Ｕ、Ｔ２Ｕが共にオフとされる第３のスイッチングモードを、それぞれ示している。

こうした各スイッチングモードのうち、第１及び第２のスイッチングモードにおいては、図１９（ａ）及び（ｂ）にそれぞれ実線で経路Ａ及び経路Ｃとして示すように、スイッチング素子Ｔ１Ｕ、Ｔ２Ｕに電流が流れる通電状態と、図１９（ａ）及び（ｂ）にそれぞれ破線で経路Ｂ及び経路Ｄとして示すように、還流ダイオードＤ１Ｕ、Ｄ２Ｕに電流が流れる通電状態とがある。これら各通電状態のうち、上記経路Ｄ（図１９（ｂ））となる状態においては、出力端子Ｐの電位が還流ダイオードＤ２Ｕのアノードの電位よりも低くなることによって還流ダイオードＤ２Ｕに順方向電圧が印加され、還流ダイオードＤ２Ｕに順方向電流が流れるようになる。一方、通電状態が上記経路Ａ、Ｂ、Ｃとなる状態においては、出力端子Ｐの電位が還流ダイオードＤ２Ｕのアノードの電位よりも高いため、還流ダイオードＤ２Ｕには逆方向電圧が印加された状態となる。

そして、このような還流ダイオードＤ２Ｕの順方向の電流電圧特性は通常、その温度と相関する関係にある。このため、上記温度検出装置では、こうした還流ダイオードＤ２Ｕの順方向電流及び順方向電圧を検出し、それら検出された順方向電流及び順方向電圧に対応する温度マップを通じて還流ダイオードＤ２Ｕの温度を算出するようにしている。また、この還流ダイオードＤ２Ｕは、上記スイッチング素子Ｔ２Ｕに隣接して設けられていることから、還流ダイオードＤ２Ｕの温度はスイッチング素子Ｔ２Ｕの温度変化に追従する態様で変化する。そこで、特許文献１に記載の温度検出装置では、還流ダイオードＤ２Ｕの順方向電流及び順方向電圧に基づき算出された温度をスイッチング素子Ｔ２Ｕの温度として推定することにより、スイッチング素子Ｔ２Ｕの温度を検出するようにしている。

このように、特許文献１に記載の温度検出装置では、インバータ回路ＩＮＶを構成する還流ダイオードＤ２Ｕの順方向電圧及び順方向電流に基づいてスイッチング素子Ｔ２Ｕの温度を推定することによって、温度検出用の別途のダイオード等を用いることなくスイッチング素子Ｔ２Ｕの温度を求めるようにしている。

特開平７−２３４１６２号公報

ところで、上記温度検出装置によって推定されるスイッチング素子Ｔ２Ｕの温度とは、あくまで、このスイッチング素子Ｔ２Ｕに隣接する還流ダイオードＤ２Ｕそのものの温度でしかない。このため、還流ダイオードＤ２Ｕの順方向電圧及び順方向電圧に基づいてスイッチング素子Ｔ２Ｕの温度を推定したとしても、この還流ダイオードＤ２Ｕとスイッチング素子Ｔ２Ｕとの温度特性に起因する検出誤差は少なからず生じることになる。また通常、還流ダイオードＤ２Ｕに順方向電流が流れる際には、スイッチング素子Ｔ２Ｕはオフ状態にあるため、スイッチング素子Ｔ２Ｕが動作している状態における同スイッチング素子Ｔ２Ｕの温度、すなわちスイッチング素子Ｔ２Ｕが発熱している状態における同スイッチング素子Ｔ２Ｕの温度を検出することはできない。こうしたことから、たとえ還流ダイオードの整流素子の順方向電圧及び順方向電圧に基づきこれに隣接するスイッチング素子の温度を推定したとしても、スイッチング素子の温度を精度よく検出することは難しい。

なお、このような課題は、上記インバータ装置を構成するスイッチング素子（ＩＧＢＴ）等の車載電力素子に限らず、基板等の基体上に隣接して搭載される各種電子部品についても概ね共通したものとなっている。

本発明は、このような実情に鑑みてなされたものであり、その目的は、基板等の基体上
に隣接して搭載された電子部品の温度を簡易かつ高い信頼性のもとに検出することのできる温度検出装置、及び該温度検出装置を用いての車載電力素子の温度検出に基づいてその駆動を制御する車載電力素子の駆動制御装置を提供することを目的とする。

以下、上記課題を解決するための手段及びその作用効果について記載する。
請求項１に記載の発明は、基体上に隣接して搭載されて相互に熱干渉し合う複数の電子部品のうちの少なくとも一つについてその温度を検出する電子部品の温度検出装置において、前記温度の検出対象とする電子部品の通電量に相関する熱損失とこの電子部品に熱干渉する電子部品の通電量に相関する熱損失とに基づきそれら電子部品の熱損失比を算出する熱損失比算出部と、この算出された熱損失比と予め求められた前記基体の熱伝達モデルとに基づき前記温度の検出対象とする電子部品の前記熱干渉を含めた熱抵抗を求める熱抵抗算出部と、この求められた熱抵抗と前記温度の検出対象とする電子部品の熱損失との乗算値として当該温度の検出対象とする電子部品の温度を算出する温度算出部とを備えることを要旨とする。

通常、基体上に隣接して搭載されて相互に熱干渉し合う電子部品の温度は、温度の検出対象とする電子部品の通電に伴う熱損失のみならず、この電子部品に隣接して搭載されて熱干渉する電子部品の通電に伴う熱損失の影響も受けて変化するようになる。このため、温度の検出対象とする電子部品の温度を正確に算出するためには、こうした熱干渉を考慮して温度を算出する必要がある。この点、上記構成によるように、それら相互に熱干渉し合う電子部品それぞれの熱損失から求まる熱損失比とそれら電子部品が搭載される基体の熱伝達モデルとに基づいて電子部品の熱抵抗を求めることとすれば、温度の検出対象とする電子部品に熱干渉する電子部品の影響を含めた熱抵抗の算出が可能となる。そして、このように熱干渉が加味された熱抵抗と温度の検出対象とする電子部品の熱損失の乗算値としてこの温度検出の対象とする電子部品の温度を求めることにより、熱干渉が含まれた電子部品に関する信頼性の高い温度検出が可能となる。また、上記構成によれば、相互に熱干渉し合う各電子部品の熱損失とそれら各電子部品が搭載される基体の熱伝達モデルに基づき温度の検出対象とする電子部品の温度検出が可能なことから、温度検出用のダイオードや温度センサ等を別途に設けることなく電子部品の温度を検出することが可能となる。これにより、電子部品の温度をより簡易な構成のもとに検出することができるようになる。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の電子部品の温度検出装置において、前記基体の熱伝達モデルが前記基体に搭載されて相互に熱干渉し合う電子部品それぞれの大きさ、及び搭載態様、及びそれら電子部品に対する前記基体の放熱特性に基づき求められたものであることを要旨とする。

上記基体の熱伝達モデル、すなわち、基体に搭載されて相互に熱干渉し合う電子部品間の熱干渉特性は、電子部品それぞれの大きさ、及び各電子部品間の距離や配置位置といった搭載態様、及び基体の冷却系等から定まる電子部品に対する基体の放熱特性等に相関する。この点、上記構成によるように、各電子部品の大きさ、及び搭載態様、及びそれら電子部品に対する基体の放熱特性に基づいて熱伝達モデルを求めることとすれば、上記熱抵抗の算出、ひいては、温度の検出対象とする電子部品の温度検出をより高い信頼性のもとに行なうことができるようになる。なお、このような基体の熱伝達モデルは、上記各要素に基づき演算することができるが、コンピュータ・エイデッド・エンジニアリング（ＣＡＥ）によって電子部品の大きさ、搭載態様、放熱構造や冷却性能等の放熱特性をモデル化し、その数値解析に基づき求めることもできる。

請求項３に記載の発明は、請求項１または２に記載の電子部品の温度検出装置において
、前記電子部品の各々は外部から付与される駆動指令に基づいてその通電量が調整されるものであり、前記熱損失比算出部は、それら電子部品に対する駆動指令から各々その通電量を推定して前記熱損失をそれぞれ求め、該求めた熱損失からその熱損失比を算出することを要旨とする。

通常、上記電子部品の温度上昇量、すなわち、電子部品の熱損失は、外部から付与される駆動指令に基づき調整される通電量に相関する。この点、上記構成によるように、それら電子部品に対する駆動指令から各々その通電量を推定して熱損失を求めることとすれば、こうした駆動指令に応じて電子部品が駆動する以前に同電子部品の熱損失、ひいては、その温度を予測することができるようになる。したがって、このような温度検出を通じて電子部品の温度をモニタしつつその通電量を調整することとすれば、この電子部品の温度を同電子部品の性能を維持する上で許容される範囲内に好適に維持することが可能ともなる。また、このように電子部品に対する駆動指令から各々その通電量を推定して熱損失を求めることとすれば、各電子部品の熱損失をより容易に算出することができるようになり、ひいては、温度の検出対象とする電子部品の温度をより容易に検出することができるようになる。

請求項４に記載の発明は、請求項１または２に記載の電子部品の温度検出装置において、前記熱損失比算出部は、前記電子部品の各々に供給される電流値と同電子部品の各々に印加される電圧値との乗算値からそれぞれ前記熱損失を求めてその熱損失比を算出することを要旨とする。

上記構成によるように、電子部品の各々に供給される電流値と同電子部品の各々に印加される電圧値との乗算値からそれぞれ上記熱損失を求めてその熱損失比を算出することとすれば、それら各電子部品間で実際に発生している熱損失に基づいた熱損失比を的確に求めることができるようになる。これにより、それら熱損失及び熱損失比に基づく電子部品の温度検出をより的確に行なうことができるようになる。

請求項５に記載の発明は、請求項１または２に記載の電子部品の温度検出装置において、前記電子部品が、直流電力を電力変換して車両用原動機である交流モータを駆動するインバータ装置にあって電力変換のためのスイッチングを行うスイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続された整流素子を含む車載電力素子とからなり、これらスイッチング素子及び整流素子のうちの少なくとも一つについてその温度を検出することを要旨とする。

通常、上記インバータ装置を構成する車載電力素子としてのスイッチング素子及び整流素子は、それらスイッチング素子及び整流素子に供給される電流値が大きいことから、この電流値に比例してそれらスイッチング素子及び整流素子の熱損失（発熱）も過大なものとなり、その高精度な温度検出が必要となる。この点、上記構成によれば、温度の検出対象がインバータ装置を構成するスイッチング素子であれ整流素子であれ、その温度を精度よく検出することができる。したがって、このような温度検出装置を通じて検出される温度をモニタしつつ、上記インバータ装置を構成するスイッチング素子及び整流素子の駆動を制御することとすれば、インバータ装置そのものの制御性も大きく向上されるようになる。ちなみに従来は、別途に設けられた一つの温度検出用のダイオードにより上記インバータ装置を構成する各スイッチング素子のうち一つのスイッチング素子の温度を代表値としてモニタし、この代表値の温度モニタに基づいてスイッチング素子及び整流素子の駆動を制御するものがあった。しかし、このようなインバータ装置を構成するスイッチング素子間には、各アーム間や各相間で熱損失のばらつきが存在するため、全てのスイッチング素子を過熱から保護する上ではこうしたばらつき分を考慮して各スイッチング素子の駆動を制御する必要がある。詳述すると、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子の動作を保証する上
で許容される動作保証温度が「１５０℃」である場合には、上記代表値としてモニタされるスイッチング素子の温度が、動作保証温度に上記ばらつき分が考慮された温度（負荷率制限開始温度）である「１１０℃」に到達したことをもって各スイッチング素子に供給される電流の制限を制限する必要がある。このため、全てのスイッチング素子を過熱から保護する上では、実際にスイッチング素子の温度が動作保証温度に未だ到達していないにも拘わらずインバータ装置の駆動が制限されることとなり、インバータ装置としての制御性も自ずと低いものとなっていた。この点においても、上記構成によれば、インバータ装置を構成する各スイッチング素子及び各整流素子の全ての温度を高精度にモニタすることが可能なことから、こうした温度モニタに基づくインバータ装置としての制御性もより高められるようになる。

請求項６に記載の発明は、請求項５に記載の電子部品の温度検出装置において、前記熱損失比算出部は、前記インバータ装置の駆動を制御する制御量の調整量から前記スイッチング素子及び前記整流素子の通電量を推定してそれらスイッチング素子及び整流素子の熱損失をそれぞれ求め、該求めた熱損失からその熱損失比を算出することを要旨とする。

上記構成によるように、インバータ装置の駆動を制御する制御量の調整量からスイッチング素子及び整流素子の通電量を推定してそれらスイッチング素子及び整流素子の熱損失を求めることとすれば、こうした制御量の調整量に応じてスイッチング素子及び整流素子が動作する以前に各素子の熱損失、ひいては、その温度を予測することができるようになる。したがって、このような温度検出（予測）を通じてスイッチング素子及び整流素子の温度をモニタしつつその制御量を調整することとすれば、上記インバータ装置を駆動制御する上でそれらスイッチング素子及び整流素子の温度を上記動作保証温度の範囲内に好適に維持することが可能となる。また、このようにインバータ装置の駆動を制御する制御量の調整量からスイッチング素子及び整流素子の通電量を推定してそれらスイッチング素子及び整流素子の熱損失を求めることで、各スイッチング素子及び各整流素子の熱損失をより容易に算出することができるようになり、ひいては、それら各素子の温度を容易にモニタすることができるようにもなる。

請求項７に記載の発明は、請求項６に記載の電子部品の温度検出装置において、前記インバータ装置の駆動を制御する制御量の調整量には、前記インバータ装置としてのシステム電圧、及び前記インバータ装置に流れる電流、及び前記インバータ装置のパルス幅変調制御に利用されるキャリア周波数の少なくとも一つが含まれることを要旨とする。

上記インバータ装置を構成するスイッチング素子及び整流素子の熱損失は、インバータ装置の駆動を制御する制御量の調整量としての上記システム電圧、及びインバータ装置に流れる電流、及びインバータ装置のパルス幅変調制御に利用されるキャリア周波数に相関して変化する。このため、上記構成によるように、それら各要素に基づいてスイッチング素子及び整流素子の通電量を推定することとすれば、こうした通電量に相関するスイッチング素子及び整流素子の熱損失をより簡易かつ的確に算出することができるようになる。なお、スイッチング素子及び整流素子の温度をより高精度に算出する上では、インバータ装置としてのシステム電圧、及びインバータ装置に流れる電流、及びインバータ装置のパルス幅変調制御に利用されるキャリア周波数の全てに基づきスイッチング素子及び整流素子の通電量を推定することが望ましい。これにより、スイッチング素子及び整流素子の温度をより高い精度のもとに検出することができるようにもなる。

請求項８に記載の発明は、請求項６または７に記載の電子部品の温度検出装置において、前記インバータ装置の駆動を制御する制御量の調整量には前記インバータ装置のパルス幅変調制御に伴って前記スイッチング素子をオン／オフ制御する際にそのオン／オフ時間の割合を可変として前記スイッチング素子及び前記整流素子の温度推移を可変とする制御
量の調整量が含まれ、前記熱損失比算出部は、この調整されるスイッチング素子のオン／オフ時間の割合から前記スイッチング素子及び整流素子の熱損失をそれぞれ求め、該求めた熱損失からその熱損失比を算出することを要旨とする。

通常、上記オン／オフ時間の割合の調整を通じてスイッチング素子及び整流素子の温度推移を調整する際には、例えばスイッチング素子の温度が整流素子の温度よりも高い場合、スイッチング素子のオン時間よりも整流素子のオン時間を長くすることによってスイッチング素子側の熱損失を低減させる一方、整流素子側の熱損失を増加させることができる。このため、このようなオン／オフ時間の割合の調整を通じてスイッチング素子及び整流素子の温度推移を調整する上では、それらスイッチング素子及び整流素子の温度を共にモニタしつつ、上記オン／オフ時間の割合を調整しなければならず、スイッチング素子及び整流素子の温度を温度検出用のダイオードやセンサ等を用いて実測する必要があった。また、こうした実測温度を一旦比較した上でその都度フィードバックすることにより上記オン／オフ時間の割合を調整する必要があることから、スイッチング素子及び整流素子の各温度が同時に上記負荷率制限開始温度等の制限温度に到達する温度推移の算出、すなわち制御量の調整量としての上記オン／オフ時間の最適な割合の算出に要する時間の拡大をも招いていた。

この点、上記構成によるように、こうした制御量の調整量としてのスイッチング素子及び整流素子のオン／オフ時間の割合に基づきスイッチング素子及び整流素子の熱損失を求めるとともにこの熱損失から上記熱損失比を算出することとすれば、こうした制御量の調整量に応じてスイッチング素子及び整流素子が動作する以前に各素子の熱損失、ひいては、それらの温度を予測することができるようになる。したがって、このような温度検出（予測）を通じてスイッチング素子及び整流素子の温度をモニタしつつその制御量を調整することによって、スイッチング素子及び整流素子の各温度が同時に目標とする温度（動作保証温度）に到達するようにそれらの温度推移を設定することが可能となる。

なお、このような制御量の調整量としてのスイッチング素子及び整流素子のオン／オフ時間の割合は、それらスイッチング素子及び整流素子の熱損失の割合、すなわち熱損失比に相関するものである。そこで、制御量の調整量としてのスイッチング素子及び整流素子のオン／オフ時間の割合から上記熱損失比を直接求めることも可能であり、この求められた熱損失比と例えば上記請求項７に記載の制御量の調整量から推定される温度検出対象の熱損失とに基づいて温度の検出対象とする素子の温度を検出（予測）することも可能である。これにより、上記スイッチング素子及び整流素子の温度をより容易に検出することができるようにもなる。

請求項９に記載の発明は、請求項５に記載の電子部品の温度検出装置において、前記熱損失比算出部は、前記スイッチング素子に供給される電流値と同スイッチング素子に印加される電圧値との乗算値からその熱損失を求めるとともに、前記整流素子に供給される電流値と同整流素子に印加される電圧値との乗算値からその熱損失を求め、それら求めた熱損失から前記熱損失比を算出することを要旨とする。

上記構成によるように、スイッチング素子及び整流素子の各々に供給される電流値とそれらスイッチング素子及び整流素子の各々に印加される電圧値との乗算値からそれぞれ上記熱損失を求めてその熱損失比を算出することとすれば、それらスイッチング素子及び整流素子で実際に発生している熱損失に基づいた熱損失比を的確に求めることができるようになる。これにより、それら熱損失及び熱損失比に基づくスイッチング素子及び整流素子の温度検出をより的確に行なうことができるようになる。

請求項１０に記載の発明は、前記電子部品が、直流電力を電力変換して車両用原動機で
ある交流モータを駆動するインバータ装置にあって電力変換のためのスイッチングを行うスイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続された整流素子を含む車載電力素子からなり、これらスイッチング素子及び整流素子のうちの少なくとも一つについてその温度を検出する温度検出装置として請求項１または２に記載の温度検出装置を用い、この温度検出装置を通じて検出される温度をモニタしつつ前記インバータ装置を構成するスイッチング素子及び整流素子の駆動を制御するインバータ制御部を備えることを要旨とする。

上記構成によるように、上記インバータ装置を構成するスイッチング素子及び整流素子のうちの少なくとも一つについてその温度を検出する温度検出装置として請求項１または２に記載の温度検出装置を用いることとすれば、それら温度検出対象としてのスイッチング素子あるいは整流素子の温度を精度よく検出することができるようになる。したがって、このような温度検出装置を通じて検出される温度をモニタしつつ、上記インバータ装置を構成するスイッチング素子及び整流素子の駆動を制御することによって、インバータ装置としての制御性が大きく向上されるようになる。

請求項１１に記載の発明は、請求項１０に記載の車載電力素子の駆動制御装置において、前記インバータ制御部は、前記インバータ装置の駆動を制御する制御量を調整して前記スイッチング素子及び整流素子の通電量を制御するものであり、前記熱損失比算出部は、このインバータ制御部による前記制御量の調整量から前記スイッチング素子及び前記整流素子の通電量を推定してそれらスイッチング素子及び整流素子の熱損失をそれぞれ求め、該求めた熱損失からその熱損失比を算出することを要旨とする。

上記構成によるように、インバータ装置の駆動を制御する制御量の調整量からスイッチング素子及び整流素子の通電量を推定してそれらスイッチング素子及び整流素子の熱損失を求めることとすれば、こうした制御量の調整量に応じてスイッチング素子及び整流素子が動作する以前に各素子の熱損失、ひいては、その温度を予測することができるようになる。したがって、このような温度検出（予測）を通じてスイッチング素子及び整流素子の温度をモニタしつつその制御量を調整することによって、上記インバータ装置を駆動制御する上でそれらスイッチング素子及び整流素子の温度を上記動作保証温度の範囲内に維持するようにスイッチング素子及び整流素子を駆動制御することが可能となる。また、このようにインバータ装置の駆動を制御する制御量の調整量からスイッチング素子及び整流素子の通電量を推定してそれらスイッチング素子及び整流素子の熱損失を求めることで、各スイッチング素子及び各整流素子の熱損失をより容易に算出することができるようになり、ひいては、それら各素子の温度モニタを通じたスイッチング素子及び整流素子の駆動制御も容易なものとなる。

請求項１２に記載の発明は、請求項１１に記載の車載電力素子の駆動制御装置において、前記インバータ制御部による前記制御量の調整量には、前記インバータ装置としてのシステム電圧、及び前記インバータ装置に流れる電流、及び前記インバータ装置のパルス幅変調制御に利用されるキャリア周波数の少なくとも一つが含まれることを要旨とする。

上記インバータ装置を構成するスイッチング素子及び整流素子の熱損失は、インバータ装置の駆動を制御する制御量の調整量としての上記システム電圧、及びインバータ装置に流れる電流、及びインバータ装置のパルス幅変調制御に利用されるキャリア周波数に相関して変化する。このため、上記構成によるように、それら各要素に基づいてスイッチング素子及び整流素子の通電量を推定することとすれば、こうした通電量に相関するスイッチング素子及び整流素子の熱損失をより簡易かつ的確に算出することができるようになる。これにより、こうしたスイッチング素子及び整流素子の温度検出に基づくそれらスイッチング素子及び整流素子の駆動制御をより簡易かつ的確に行なうことができるようになる。なお、スイッチング素子及び整流素子の温度をより高精度に算出する上では、インバータ
装置としてのシステム電圧、及びインバータ装置に流れる電流、及びインバータ装置のパルス幅変調制御に利用されるキャリア周波数の全てに基づきスイッチング素子及び整流素子の通電量を推定することが望ましい。これにより、スイッチング素子及び整流素子の温度のより高精度な検出及びそれらスイッチング素子及び整流素子の高精度な駆動制御が可能となる。

請求項１３に記載の発明は、請求項１１または１２に記載の車載電力素子の駆動制御装置において、前記インバータ制御部による前記制御量の調整量には、前記インバータ装置のパルス幅変調制御に伴って前記スイッチング素子をオン／オフ制御する際にそのオン／オフ時間の割合を可変として前記スイッチング素子及び前記整流素子の温度推移を可変とする制御量の調整量が含まれ、前記熱損失比算出部は、この調整されるスイッチング素子のオン／オフ時間の割合から前記スイッチング素子及び整流素子の熱損失をそれぞれ求め、該求めた熱損失からその熱損失比を算出することを要旨とする。

上記構成によるように、こうした制御量の調整量としてのスイッチング素子及び整流素子のオン／オフ時間の割合に基づきスイッチング素子及び整流素子の熱損失を求めるとともにこの熱損失から上記熱損失比を算出することとすれば、こうした制御量の調整量に応じてスイッチング素子及び整流素子が動作する以前に各素子の熱損失、ひいては、それらの温度を予測することができるようになる。したがって、このような温度検出（予測）を通じてスイッチング素子及び整流素子の温度をモニタしつつその制御量を調整することとすれば、スイッチング素子及び整流素子の各温度が同時に目標とする温度（動作保証温度）に到達するようにそれらの温度推移を制御することが可能となる。

なお、このような制御量の調整量としてのスイッチング素子及び整流素子のオン／オフ時間の割合は、それらスイッチング素子及び整流素子の熱損失の割合、すなわち熱損失比に相関するものである。そこで、制御量の調整量としてのスイッチング素子及び整流素子のオン／オフ時間の割合から上記熱損失比を直接求めることも可能であり、この求められた熱損失比と例えば上記請求項１２に記載の制御量の調整量から推定される温度検出対象の熱損失とに基づいて温度の検出対象とする素子の温度を検出（予測）することも可能である。これにより、上記スイッチング素子及び整流素子の温度をより容易に検出することができるようにもなり、ひいては、それら検出された温度に基づくスイッチング素子及び整流素子の駆動制御をより容易に実行することができるようにもなる。

請求項１４に記載の発明は、請求項１０に記載の車載電力素子の駆動制御装置において、前記インバータ制御部は、前記インバータ装置の駆動を制御する制御量を調整して前記スイッチング素子及び整流素子の通電量を制御するものであり、前記熱損失比算出部は、前記スイッチング素子に供給される電流値と同スイッチング素子に印加される電圧値との乗算値からその熱損失を求めるとともに、前記整流素子に供給される電流値と同整流素子に印加される電圧値との乗算値からその熱損失を求め、それら求めた熱損失から前記熱損失比を算出することを要旨とする。

上記構成によるように、スイッチング素子及び整流素子の各々に供給される電流値とそれらスイッチング素子及び整流素子の各々に印加される電圧値との乗算値からそれぞれ上記熱損失を求めてその熱損失比を算出することとすれば、それらスイッチング素子及び整流素子で実際に発生している熱損失に基づいた熱損失比を的確に求めることができるようになる。これにより、それら熱損失及び熱損失比に基づくスイッチング素子及び整流素子の温度検出をより的確に行なうことができるようになり、ひいては、それら検出された温度に基づくスイッチング素子及び整流素子の駆動制御をより的確に実行することができるようにもなる。

本発明の温度検出装置及び車載電力素子の駆動制御装置の第１の実施の形態について、温度の検出対象とするＩＧＢＴ及びダイオードの構成を模式的に示す平面図。 上記ＩＧＢＴ及びダイオードの各熱損失に対応するＩＧＢＴ及びダイオードの温度推移の一例を示すグラフ。 上記ＩＧＢＴ及びダイオードの各熱損失に対応するＩＧＢＴ及びダイオードの温度推移の一例を示すグラフ。 上記第１熱損失比とダイオードの熱抵抗との関係を示すグラフ。 上記第２熱損失比とＩＧＢＴの熱抵抗との関係を示すグラフ。 同実施の形態の温度検出装置及び車載電力素子の駆動制御装置について、その構成を示すブロック図。 同実施の形態の温度算出手順を示すフローチャート。 本発明の温度検出装置及び車載電力素子の駆動制御装置の第２の実施の形態について、インバータ装置の駆動を制御する制御量の調整量に対するＩＧＢＴの温度推移の一例を示すグラフ。 同実施の形態におけるインバータ装置の駆動を制御する制御量の調整量に対するダイオードの温度推移の一例を示すグラフ。 同実施の形態の温度検出装置及び車載電力素子の駆動制御装置について、その構成を示すブロック図。 同実施の形態の温度算出手順を示すフローチャート。 ＩＧＢＴのオン／オフ時間の割合に対するＩＧＢＴ及びダイオードの温度推移の一例を示すタイミングチャート。 本発明の温度検出装置及び車載電力素子の駆動制御装置の第３の実施の形態について、ＩＧＢＴのオン／オフ時間の割合とＩＧＢＴ及びダイオードの熱損失との関係の一例を示すグラフ。 同実施の形態の温度検出装置及び車載電力素子の駆動制御装置について、その構成を示すブロック図。 同実施の形態の温度算出手順を示すフローチャート。 同実施の形態の温度検出装置及び車載電力素子の駆動制御装置により調整されるＩＧＢＴのオン／オフ時間の割合に対するＩＧＢＴ及びダイオードの温度推移の一例を示すタイミングチャート。 本発明の温度検出装置及び車載電力素子の駆動制御装置の他の実施の形態について、温度の検出対象とするＩＧＢＴ及びダイオードの構成を模式的に示す平面図。 インバータ装置による一般的な三相交流モータの駆動制御装置について、その構成を示す回路図。 （ａ）〜（ｃ）は、上記インバータ装置の一部について、そのスイッチング動作の一例を示す回路図。

（第１の実施の形態）
本発明にかかる電子部品の温度検出装置を用いてＩＧＢＴ等のスイッチング素子やこれに逆並列接続されるダイオード等の整流素子の温度をモニタしつつその駆動を制御する装置、すなわち本発明にかかる車載電力素子の駆動制御装置に上記電子部品の温度検出装置の一例を適用した第１の実施の形態について図１〜図７を参照して説明する。

図１は、ハイブリッド車や電気自動車などにあって、車載バッテリから供給される直流電力を三相交流等に変換してモータ駆動用の電力変換を行う先の図１８に示したインバータ装置を構成する車載電力素子について、その概略平面構成を示したものである。

この図１に示すように、上記インバータ装置を構成する車載電力素子は、絶縁基板等の
材料からなる基体１０の上に互いに隣接して搭載されるスイッチング素子としてのＩＧＢＴ２０と、このＩＧＢＴ２０に逆並列接続される整流素子としてのダイオード３０とを有して構成される。

ここで、上記インバータ装置を構成するこれらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０は、そのオン動作に伴って供給される電流が大きいことから、それらの動作に伴う電力損失、すなわち熱損失により発熱し、その温度が次第に上昇するようになる。そして通常、このようなＩＧＢＴ２０やダイオード３０の温度は、それらＩＧＢＴ２０あるいはダイオード３０そのものの熱損失のみならず、図１に矢印にて示すように、相互の熱干渉によっても変化する。このため、このように基体１０の上に隣接して搭載されて相互に熱干渉し合うＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度を精度よく検出するためには、それらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０間の熱干渉をも考慮して温度算出を行なうことが望ましい。そこで、本実施の形態では、このような前提のもとに、温度検出対象とするＩＧＢＴ２０あるいはダイオード３０に対する熱干渉分を考慮してそれらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度を算出することとする。

以下、本実施の形態にかかる温度検出装置及び車載電力素子の駆動制御装置の温度検出原理について、図２〜図５を参照して説明する。なお、これら図２〜図５に示すグラフは、上記インバータ装置を構成するＩＧＢＴ２０及びダイオード３０のそれぞれの大きさ、及びＩＧＢＴ２０とダイオード３０との距離や実装位置といったＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の搭載態様、及びそれらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０に対する基体１０の放熱構造や冷却性能に基づく放熱特性をコンピュータ・エイデッド・エンジニアリング（ＣＡＥ）によってモデル化したときの数値演算に基づき求められたものである。

まず図２は、上記数値演算に基づき求められたダイオード３０の熱損失に対応するＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度推移（熱伝達モデル）を示している。なお、この図２において実線で示す直線ＬＩｉ０、ＬＩｉ１、ＬＩｉ２、ＬＩｉ３、ＬＩｉ４は、ＩＧＢＴ２０の熱損失を「０Ｗ」、「Ｗｉ１」、「Ｗｉ２」、「Ｗｉ３」、「Ｗｉ４」と段階的に高めたときのＩＧＢＴ２０の温度推移を示している（０＜Ｗｉ１＜Ｗｉ２＜Ｗｉ３＜Ｗｉ４）。また、この図２において破線で示す直線ＬＤｉ０、ＬＤｉ１、ＬＤｉ２、ＬＤｉ３、ＬＤｉ４は、ＩＧＢＴ２０の熱損失を「０Ｗ」、「Ｗｉ１」、「Ｗｉ２」、「Ｗｉ３」、「Ｗｉ４」と段階的に高めたときのダイオード３０の温度推移を示したものである（０＜Ｗｉ１＜Ｗｉ２＜Ｗｉ３＜Ｗｉ４）。

すなわち、この図２に示すように、例えばダイオード３０の熱損失が「０Ｗ」である場合は、このダイオード３０からのＩＧＢＴ２０に対する熱干渉の影響はなく、ＩＧＢＴ２０は自身の熱損失のみよって発熱するようになる。このため、ダイオード３０の熱損失が「０Ｗ」であるときのＩＧＢＴ２０の温度は、ＩＧＢＴ２０の熱損失がそれぞれ「０Ｗ」、「Ｗｉ１」、「Ｗｉ２」、「Ｗｉ３」、「Ｗｉ４」である場合、直線ＬＩｉ０〜ＬＩｉ４から明らかなようにそれぞれ「０℃」、「Ｔｄ１℃」、「Ｔｄ２℃」、「Ｔｄ３℃」、「Ｔｄ４℃」となっている。

一方、ダイオード３０の熱損失が例えば「Ｗｄ２ａ」である場合には、このダイオード３０からのＩＧＢＴ２０に対する熱干渉が増大し、ＩＧＢＴ２０の温度は自身の熱損失に併せてダイオード３０から熱干渉を受けた分だけ上昇するようになる。このため、上述のようにＩＧＢＴ２０の熱損失がそれぞれ「０Ｗ」、「Ｗｉ１」、「Ｗｉ２」、「Ｗｉ３」、「Ｗｉ４」と同一の条件下であっても、ダイオード３０の熱損失が「０Ｗ」から「Ｗｄ２ａ」に上昇したことによってＩＧＢＴ２０の温度がそれぞれ「Ｔｄ５℃」、「Ｔｄ６℃」、「Ｔｄ７℃」、「Ｔｄ８℃」、「Ｔｄ９℃」と上昇するようになる（０°＜Ｔｄ５、Ｔｄ１＜６、Ｔｄ２＜Ｔｄ７、Ｔｄ３＜Ｔｄ８、Ｔｄ４＜Ｔｄ９）。すなわち、ダイオー
ド３０の熱損失が上昇するにつれてこのダイオード３０によるＩＧＢＴ２０に対する熱干渉の度合いが増大し、このダイオード３０に隣接して搭載されたＩＧＢＴ２０の温度がダイオード３０からの熱干渉を受けた分だけ上昇するようになる。このように、たとえ温度検出対象とするＩＧＢＴ２０の熱損失が同一であったとしても、ダイオード３０による熱干渉を受けた分だけ、ＩＧＢＴ２０の温度が上昇するようになる。

図３は、同じく上述の数値演算に基づき求められたＩＧＢＴ２０の熱損失に対応するＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度推移（熱伝達モデル）を示したものである。なお、この図３は、先の図２における横軸をＩＧＢＴ２０の熱損失として表したものである。また、この図３において実線で示す直線ＬＩｄ０、ＬＩｄ１、ＬＩｄ２、ＬＩｄ３は、ダイオード３０の熱損失を「０Ｗ」、「Ｗｄ１」、「Ｗｄ２」、「Ｗｄ３」と段階的に高めたときのＩＧＢＴ２０の温度推移を示している（０＜Ｗｄ１＜Ｗｄ２＜Ｗｄ３）。また、この図３において破線で示す直線ＬＤｄ０、ＬＤｄ１、ＬＤｄ２、ＬＤｄ３は、ダイオード３０の熱損失を「０Ｗ」、「Ｗｄ１」、「Ｗｄ２」、「Ｗｄ３」と段階的に高めたときのダイオード３０の温度推移を示している（０＜Ｗｄ１＜Ｗｄ２＜Ｗｄ３）。

すなわち、この図３に示すように、例えばＩＧＢＴ２０の熱損失が「０Ｗ」である場合は、このＩＧＢＴ２０からのダイオード３０に対する熱干渉の影響はなく、ダイオード３０は自身の熱損失のみよって発熱するようになる。このため、ＩＧＢＴ２０の熱損失が「０Ｗ」であるときのダイオード３０の温度は、ダイオード３０の熱損失がそれぞれ「０Ｗ」、「Ｗｄ１」、「Ｗｄ２」、「Ｗｄ３」である場合、直線ＬＤｄ０〜ＬＤｄ３から明らかなようにそれぞれ「０℃」、「Ｔｉ１℃」、「Ｔｉ２℃」、「Ｔｉ３℃」となっている。

一方、ＩＧＢＴ２０の熱損失が例えば「Ｗｉ２」である場合には、このＩＧＢＴ２０からのダイオード３０に対する熱干渉が増大し、ダイオード３０の温度は自身の熱損失に併せてＩＧＢＴ２０から熱干渉を受けた分だけ上昇するようになる。このため、上述のようにダイオード３０の熱損失がそれぞれ「０Ｗ」、「Ｗｄ１」、「Ｗｄ２」、「Ｗｄ３」と同一の条件下であっても、ＩＧＢＴ２０の熱損失が「０Ｗ」から「Ｗｉ２」に上昇したことによってダイオード３０の温度がそれぞれ「Ｔｉ４℃」、「Ｔｉ５℃」、「Ｔｉ６℃」、「Ｔｉ７℃」、と上昇するようになる。すなわち、ＩＧＢＴ２０の熱損失が上昇するにつれてこのＩＧＢＴ２０によるダイオード３０に対する熱干渉の度合いが増大し、このＩＧＢＴ２０に隣接して搭載されたダイオード３０の温度がＩＧＢＴ２０からの熱干渉を受けた分だけ上昇するようになる。このように、たとえ温度検出対象とするダイオード３０の熱損失が同一であったとしても、ＩＧＢＴ２０による熱干渉を受けた分だけ、ダイオード３０の温度が上昇するようになる。

次に、このようなＩＧＢＴ２０の熱損失及びダイオード３０の熱損失の比である熱損失比と、それらダイオード３０及びＩＧＢＴ２０の熱干渉を含めた熱抵抗との関係を図４及び図５を参照して説明する。

ここで、ＩＧＢＴ２０からの熱干渉を含めたダイオード３０の熱抵抗、及びダイオード３０の温度の算出原理について説明する。まず、ＩＧＢＴ２０の熱損失をＷｉ、ダイオード３０の熱損失をＷｄ、またここで求める熱損失比の前項をＩＧＢＴ２０の熱損失Ｗｉ、同じく後項をダイオード３０の熱損失Ｗｄとしたときのダイオード３０の熱抵抗を求めるための第１熱損失比Ｃｉｄは、

Ｃｉｄ＝Ｗｉ／Ｗｄ …（１）

として求まる。このため、先の図２あるいは図３において例えばダイオード３０の熱損失
Ｗｄが「Ｗｄ３」、ＩＧＢＴ２０の熱損失Ｗｉが「０Ｗ」であるとき、この際のダイオード３０の温度Ｔｄは、図２あるいは図３に示す熱伝達モデルから明らかなように、すなわち図２においては直線ＬＤｉ０とダイオード熱損失「Ｗｄ３」との交点、また図３においては直線ＬＤｄ３とＩＧＢＴ熱損失「０Ｗ」との交点として示されるように「Ｔｉ３℃」であることから、このダイオード３０の熱抵抗Ｒｔｈｄは、

Ｒｔｈｄ＝Ｔｄ／Ｗｄ …（２）
＝Ｔｉ３／Ｗｄ３＝Ｒｔｈｄａ［℃／Ｗ］

として求まる。そしてこのときの第１熱損失比Ｃｉｄ（Ｗｉ／Ｗｄ）が上記式（１）より「０」であることから、このダイオード３０の熱抵抗Ｒｔｈｄを図４に点ａとして記すことができる。

また、このようなダイオード３０に対してＩＧＢＴ２０の熱損失Ｗｉのみが「０Ｗ」から「Ｗｉ１」に増加したとすると、このときのダイオード３０の温度Ｔｄは、図２あるいは図３に示す熱伝達モデルから先の説明に準じて明らかなように「Ｔｉ８℃」であることから、このダイオード３０の熱抵抗Ｒｔｈｄは上記式（２）より「Ｔｉ８／Ｗｉ１℃／Ｗ」となる。そしてこのときの第１熱損失比Ｃｉｄ（Ｗｉ／Ｗｄ）が上記式（１）より「Ｃｉｄ１」であることから、このダイオード３０の熱抵抗Ｒｔｈｄを点ｂとして図４に記すことができる。

また一方、このようなダイオード３０に対してＩＧＢＴ２０の熱損失Ｗｉのみが「Ｗｉ１」から「Ｗｉ２」に増加したとすると、このときのダイオード３０の温度Ｔｄは、同じく図２あるいは図３に示す熱伝達モデルから明らかなように「Ｔｉ７℃」であることから、このダイオード３０の熱抵抗Ｒｔｈｄは上記式（２）より「Ｔｉ７／Ｗｉ２℃／Ｗ」となる。そしてこのときの第１熱損失比Ｃｉｄ（Ｗｉ／Ｗｄ）が上記式（１）より「Ｃｉｄ２」であることから、このダイオード３０の熱抵抗Ｒｔｈｄを点ｃとして図４に記すことができる。

そして、このようなダイオード３０に対してＩＧＢＴ２０の熱損失Ｗｉのみが「Ｗｉ２」から「Ｗｉ３」に増加したとすると、このときのダイオード３０の温度Ｔｄは、これも図２あるいは図３に示す熱伝達モデルから明らかなように「Ｔｉ９℃」であることから、このダイオード３０の熱抵抗Ｒｔｈｄは上記式（２）より「Ｔｉ９／Ｗｉ３℃／Ｗ」となる。そしてこのときの第１熱損失比Ｃｉｄ（Ｗｉ／Ｗｄ）が上記式（１）より「Ｃｉｄ３」であることから、このダイオード３０の熱抵抗Ｒｔｈｄを点ｄとして図４に記すことができる。

そしてまた、このようなダイオード３０に対してＩＧＢＴ２０の熱損失Ｗｉのみが「Ｗｉ３」から「Ｗｉ４」に増加したとすると、このときのダイオード３０の温度Ｔｄは、同様に図２あるいは図３に示す熱伝達モデルから明らかなように「Ｔｉ１０℃」であることから、このダイオード３０の熱抵抗Ｒｔｈｄは上記式（２）より「Ｔｉ１０／Ｗｉ４℃／Ｗ」となる。そしてこのときの第１熱損失比Ｃｉｄ（Ｗｉ／Ｗｄ）が上記式（１）より「Ｃｉｄ４」であることから、このダイオード３０の熱抵抗Ｒｔｈｄを点ｅとして図４に記すことができる。

このように、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各第１熱損失比Ｃｉｄ（Ｗｉ／Ｗｄ）と先の図２あるいは図３に示した熱伝達モデルとに基づいてＩＧＢＴ２０からの熱干渉を含めたダイオード３０の各熱抵抗Ｒｔｈｄを算出すると、図４に示すように、

ｙ＝ａ１ｘ＋ｂ１

なる関係を満たす直線Ｌｒｄを導くことができる。なお、この図４において、曲線Ｃｌｄは、上記熱抵抗Ｒｔｈｄに対するＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の損失割合の依存性を示している。すなわち、この曲線Ｃｌｄがｙ軸と交わる点は上記第１熱損失比Ｃｉｄ（Ｗｉ／Ｗｄ）が「０」であることから、ダイオード３０の熱抵抗Ｒｔｈｄが自身の熱損失Ｗｄのみに依存することとなり、その値も最大となる。一方、同第１熱損失比Ｃｉｄ（Ｗｉ／Ｗｄ）の値が大きくなるにつれて熱抵抗Ｒｔｈｄのダイオード３０の熱損失Ｗｄに対する依存性が低下し、その値も次第に低下するようになる。

そこで、本実施の形態では、この図４に示すマップ（熱伝達モデル）を参照してＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の上記第１熱損失比Ｃｉｄ（Ｗｉ／Ｗｄ）に対応するダイオード３０の熱抵抗Ｒｔｈｄを求めることとする。そして、この求められた熱抵抗Ｒｔｈｄとそのときのダイオード３０の熱損失Ｗｄとに基づき、温度の検出対象とするダイオード３０の温度Ｔｄを、

Ｔｄ＝Ｒｔｈｄ×Ｗｄ …（３）

として算出する。これにより、温度の検出対象とするダイオード３０に隣接搭載されてこのダイオード３０に熱干渉するＩＧＢＴ２０の影響を含めた温度算出が可能となる。

次にダイオード３０からの熱干渉を含めたＩＧＢＴ２０の熱抵抗及び、ＩＧＢＴ２０の温度の算出原理について説明する。すなわち、ここで求める熱損失比の前項をダイオード３０の熱損失Ｗｄ、同じく後項をＩＧＢＴ２０の熱損失ＷｉとしたときのＩＧＢＴ２０の熱抵抗を求めるための第２熱損失比Ｃｄｉは、

Ｃｄｉ＝Ｗｄ／Ｗｉ …（４）

として求まる。このため、先の図２あるいは図３において例えばＩＧＢＴ２０の熱損失Ｗｉが「Ｗｉ１」、ダイオード３０の熱損失Ｗｄが「０Ｗ」であるとき、この際のＩＧＢＴ２０の温度Ｔｉは図２あるいは図３に示す熱伝達モデルから明らかなように、すなわち図２においては直線ＬＩｉ１とダイオード熱損失「０Ｗ」との交点、また図３においては直線ＬＩｄ０とＩＧＢＴ発熱量「Ｗｉ１」との交点として示されるように「Ｔｄ１℃」であることから、このＩＧＢＴ２０の熱抵抗Ｒｔｈｉは、

Ｒｔｈｉ＝Ｔｉ／Ｗｉ …（５）
＝Ｔｄ１／Ｗｉ１＝Ｒｔｈｉａ［℃／Ｗ］

として求まる。そしてこのときの第２熱損失比Ｃｄｉ（Ｗｄ／Ｗｉ）が上記式（４）より「０」であることから、このＩＧＢＴ２０の熱抵抗Ｒｔｈｉを点ａとして図５に記すことができる。

また、このようなＩＧＢＴ２０に対してダイオード３０の熱損失Ｗｄのみが「０Ｗ」から「Ｗｄ１」に増加したとすると、このときのＩＧＢＴ２０の温度Ｔｉは、図２あるいは図３に示す熱伝達モデルから先の説明に準じて明らかなように「Ｔｄ１０」であることから、このＩＧＢＴ２０の熱抵抗Ｒｔｈｉは上記式（５）より「Ｔｄ１０／Ｗｄ１℃／Ｗ」となる。そしてこのときの第２熱損失比Ｃｄｉ（Ｗｄ／Ｗｉ）が上記式（４）より「Ｃｄｉ１」であることから、このＩＧＢＴ２０の熱抵抗Ｒｔｈｉを点ｂとして図５に記すことができる。

また一方、このようなＩＧＢＴ２０に対してダイオード３０の熱損失Ｗｄのみが「Ｗｄ
１」から「Ｗｄ２」に増加したとすると、このときのＩＧＢＴ２０の温度Ｔｉは、同じく図２あるいは図３に示す熱伝達モデルから明らかなように「Ｔｄ１１℃」であることから、このＩＧＢＴ２０の熱抵抗Ｒｔｈｉは上記式（５）より「Ｔｄ１１／Ｗｄ２℃／Ｗ」となる。そしてこのときの第２熱損失比Ｃｄｉ（Ｗｄ／Ｗｉ）が上記式（４）より「Ｃｄｉ２」であることから、このＩＧＢＴ２０の熱抵抗Ｒｔｈｉを点ｃとして図５に記すことができる。

そして、このようなＩＧＢＴ２０に対してダイオード３０の熱損失Ｗｄのみが「Ｗｄ２」から「Ｗｄ３」に増加したとすると、このときのＩＧＢＴ２０の温度Ｔｉは、これも図２あるいは図３に示す熱伝達モデルから明らかなように「Ｔｄ１２℃」であることから、このＩＧＢＴ２０の熱抵抗Ｒｔｈｉは上記式（５）より「Ｔｄ１２／Ｗｄ３℃／Ｗ」となる。そしてこのときの熱損失比Ｃｄｉ（Ｗｄ／Ｗｉ）が上記式（４）より「Ｃｄｉ３」であることから、このＩＧＢＴ２０の熱抵抗Ｒｔｈｉを点ｄとして図５に記すことができる。

このように、ダイオード３０及びＩＧＢＴ２０の各熱損失比Ｃｄｉ（Ｗｄ／Ｗｉ）と先の図２あるいは図３に示した熱伝達モデルとに基づいてダイオード３０からの熱干渉を含めたＩＧＢＴ２０の各熱抵抗Ｒｔｈｉを算出すると、図５に示すように、

ｙ＝ａ２ｘ＋ｂ２

なる関係を満たす直線Ｌｒｉを導くことができる。なお、この図５において、曲線Ｃｌｉは、上記熱抵抗Ｒｔｈｉに対するダイオード３０及びＩＧＢＴ２０の損失割合の依存性を示している。すなわち、この曲線Ｃｌｉがｙ軸と交わる点は上記第２熱損失比Ｃｄｉ（Ｗｄ／Ｗｉ）が「０」であることから、ＩＧＢＴ２０の熱抵抗Ｒｔｈｉが自身の熱損失Ｗｉのみに依存することとなり、その値も最大となる。一方、同第２熱損失比Ｃｄｉ（Ｗｄ／Ｗｉ）の値が大きくなるにつれて熱抵抗ＲｔｈｉのＩＧＢＴ２０の熱損失Ｗｉに対する依存性が低下し、その値も次第に低下するようになる。

そこで、本実施の形態では、この図５に示すマップ（熱伝達モデル）を参照してダイオード３０及びＩＧＢＴ２０の上記第２熱損失比Ｃｄｉ（Ｗｄ／Ｗｉ）に対応するＩＧＢＴ２０の熱抵抗Ｒｔｈｉを求めることとする。そして、この求められた熱抵抗ＲｔｈｉとそのときのＩＧＢＴ２０の熱損失Ｗｉとに基づき、温度の検出対象とするＩＧＢＴ２０の温度Ｔｉを、

Ｔｉ＝Ｒｔｈｉ×Ｗｉ …（６）

として算出する。これにより、温度の検出対象とするＩＧＢＴ２０に隣接搭載されてこのＩＧＢＴ２０に熱干渉するダイオード３０の影響を含めた温度算出が可能となる。

次に、このような前提のもとに、上述の温度検出原理を適用した温度検出装置及び車載電力素子の駆動制御装置について、図６及び図７を参照しつつ説明する。
図６は、先の図１に示したようにインバータ装置にあって基体１０の上に隣接搭載された温度の検出対象としてのＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度をモニタしつつその駆動を制御する駆動制御装置についてその概略構成を示したものである。

ここで、この図６において、上記インバータ装置を駆動すべくインバータ制御部１６０からインバータ装置１００に対して駆動指令として制御量の調整量が入力されたとすると、このインバータ装置１００を構成するＩＧＢＴ２０及びダイオード３０はその調整量に応じて通電されてオン／オフ動作が開始する。このとき、それらＩＧＢＴ２０及びダイオ
ード３０では、その通電量に相関する熱損失Ｗｉ及びＷｄが発生し、それらの温度Ｔｉ及びＴｄが次第に上昇するようになる。そして、このようなＩＧＢＴ２０及びダイオード３０に対する各通電量、すなわち、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各々に供給される電流Ｉｉ及びＩｄとそれらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各々に印加される電圧Ｖｉ及びＶｄが、第１電流・電圧検出部１１０及び第２電流・電圧検出部１２０によってそれぞれ検出される。

こうして、まず第１電流・電圧検出部１１０によって上記電流Ｉｉ及び電圧Ｖｉが検出されると、それら電流Ｉｉ及び電圧Ｖｉは、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の熱損失比Ｗｉｄ、Ｗｄｉを算出する熱損失比算出部１３０に入力される。これにより熱損失比算出部１３０では、ＩＧＢＴ２０の通電量としての電流Ｉｉと電圧Ｖｉとの乗算を実行し、それらの乗算値をＩＧＢＴ２０の熱損失Ｗｉとして第１熱損失メモリ１３１に格納する。また、第２電流・電圧検出部１２０によって上記電流Ｉｄ及び電圧Ｖｄが検出されると、それら電流Ｉｄ及び電圧Ｖｄも上記熱損失比算出部１３０に入力される。これにより熱損失比算出部１３０では、ダイオード３０の通電量としての電流Ｉｄと電圧Ｖｄとの乗算を実行し、それらの乗算値をダイオード３０の熱損失Ｗｄとして第２熱損失メモリ１３２に格納する。そして熱損失比算出部１３０では、これら第１熱損失メモリ１３１及び第２熱損失メモリ１３２に格納した各熱損失Ｗｉ及びＷｄに基づき、上記式（１）及び（４）の態様でそれらの比である各熱損失比Ｃｉｄ及びＣｄｉを算出する。

こうして各熱損失比Ｃｉｄ及びＣｄｉが算出されると、それら熱損失比Ｃｉｄ及びＣｄｉは、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の相互の熱干渉を含めた各熱抵抗Ｒｔｈｉ及びＲｔｈｄを算出する熱抵抗算出部１４０に取り込まれる。この熱抵抗算出部１４０は、先の図４及び図５に示した熱伝達モデルが記憶されている熱伝達モデルメモリ１４１を有しており、この熱伝達モデルを通じて各々読み込まれた各熱損失比Ｃｉｄ及びＣｄｉに対応するダイオード３０及びＩＧＢＴ２０の相互の熱干渉を含めた熱抵抗Ｒｔｈｄ及びＲｔｈｉを算出（マップ演算）する。

こうして熱抵抗Ｒｔｈｄ及びＲｔｈｉが求められると、それら熱抵抗Ｒｔｈｄ及びＲｔｈｉは、温度の検出対象であるＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度を算出する温度算出部１５０に取り込まれる。この温度算出部１５０ではまず、熱損失比算出部１３０内の上記第１熱損失メモリ１３１及び第２熱損失メモリ１３２へのアクセスを通じてＩＧＢＴ２０の熱損失Ｗｉとダイオード３０の熱損失Ｗｄを読み込む。そして、ＩＧＢＴ２０からの熱干渉を含めたダイオード３０の温度Ｔｄが、上記式（３）によるように、ダイオード３０の熱抵抗Ｒｔｈｄと熱損失Ｗｄとの乗算値として算出される。また、ダイオード３０からの熱干渉を含めたＩＧＢＴ２０の温度Ｔｉが、上記式（６）によるように、ＩＧＢＴ２０の熱抵抗Ｒｔｈｉと熱損失Ｗｉとの乗算値として算出される。

こうして算出されたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度Ｔｉ及びＴｄは、インバータ制御部１６０に入力される。これによりインバータ制御部１６０では、各々検出（算出）されたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度Ｔｉ及びＴｄをモニタしつつ、上記インバータ装置１００を構成するＩＧＢＴ２０及びダイオード３０に対する制御量の調整を通じてそれらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動を制御する。

次に、本実施の形態によるこうしたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度算出手順について、図７を参照して総括する。
この図７に示すように、この温度算出に際してはまず、ステップＳ１０１において、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０に対する通電量としての各電流値Ｉｉ、Ｉｄ及び各電圧値Ｖｉ、Ｖｄが算出される。次いで、それら各電流値Ｉｉ、Ｉｄ及び各電圧値Ｖｉ、Ｖｄの各々の乗算値としてＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱損失Ｗｉ及びＷｄが算出され
る（ステップＳ１０２）。

そして、それら各熱損失Ｗｉ及びＷｄに基づいて第１熱損失比Ｃｉｄ及び第２熱損失比Ｃｄｉが算出され（ステップＳ１０３）、先の図４及び図５に示した熱伝達モデルによるマップ演算を通じて各熱損失比Ｃｉｄ及びＣｄｉに対応するダイオード３０の熱抵抗ＲｔｈｄとＩＧＢＴ２０の熱抵抗Ｒｔｈｉとが算出される（ステップＳ１０４）。こうした手順を経てＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱損失Ｗｉ、Ｗｄ及び各熱抵抗Ｒｔｈｉ、Ｒｔｈｄが算出されると、ステップＳ１０５において、それら各熱損失Ｗｉ、Ｗｄと各熱抵抗Ｒｔｈｉ、Ｒｔｈｄとの乗算値としてＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の相互の熱干渉を含めた温度Ｔｉ及びＴｄが算出される。

以上説明したように、本実施の形態にかかる温度検出装置及び車載電力素子の駆動制御装置によれば、以下の効果が得られるようになる。
（１）基体１０の上に隣接搭載されて相互に熱干渉し合うＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度Ｔｉ及びＴｄを、基体１０の熱伝達モデルに基づくＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の相互の熱干渉を含めた各熱抵抗Ｒｔｈｉ及びＲｔｈｄとＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱損失Ｗｉ及びＷｄとの乗算値として求めることとした。これにより、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の相互の熱干渉に起因する熱抵抗の影響を含めた各熱抵抗Ｒｔｈｉ及びＲｔｈｄの算出、ひいては、温度の検出対象とするＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度Ｔｉ及びＴｄを高い精度のもとに検出することができるようになる。

（２）また、上記構成によれば、温度の検出対象とするＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度Ｔｉ及びＴｄは、温度の検出対象とするＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の熱損失比Ｃｉｄ及びＣｄｉとそれらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０が搭載される基体１０の熱伝達モデルとに基づいて算出される。このため、先の図１８に示したように、インバータ装置１００を構成する車載電力素子が複数存在する場合であれ、それら各車載電力素子の熱損失比と各車載電力素子が搭載される基体の熱伝達モデルに基づけば、インバータ装置１００を構成する全ての車載電力素子の温度を容易に検出することができるようになる。

（３）上記ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度Ｔｉ及びＴｄを、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の相互の熱干渉を含めた各熱抵抗Ｒｔｈｉ及びＲｔｈｄと各熱損失Ｗｉ及びＷｄとの乗算値として求めることとした。これにより、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度Ｔｉ及びＴｄを検出する上で、別途の温度検出用のダイオード等を設ける必要がなく、温度検出装置としての構造上の簡略化が図られるようになる。

（４）上記基体１０の熱伝達モデルを、上記ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０のそれぞれの大きさ、及びＩＧＢＴ２０とダイオード３０との距離や実装位置といったＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の搭載態様、及びそれらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０に対する基体１０の放熱構造や冷却性能に基づく放熱特性に基づき求めることとした。これにより、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０間の熱干渉の影響をより高精度にモデル化することが可能となり、こうした熱干渉を含めたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱抵抗Ｒｔｈｉ及びＲｔｈｄをより高い精度のもとに算出することができるようになる。

（５）ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の熱損失Ｗｉ及びＷｄを、第１電流・電圧検出部１１０及び第２電流・電圧検出部１２０によって検出されるＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各々に供給される電流値Ｉｉ及びＩｄとそれらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各々に印加される電圧Ｖｉ及びＶｄとの乗算値として求めることとした。これによりＩＧＢＴ２０及びダイオード３０で実際に発生している熱損失Ｗｉ及びＷｄに基づいた各熱損失比Ｃｉｄ、Ｃｄｉをより的確に求めることができるようになり、ひいては、それら熱
損失Ｗｉ、Ｗｄ及び熱損失比Ｃｉｄ、Ｃｄｉに基づく温度検出にかかる信頼性も高められるようになる。

（６）上記インバータ装置１００を構成するＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動制御を、上記温度検出装置によって算出されたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度Ｔｉ及びＴｄに基づいて行なうこととした。これにより、上記インバータ装置１００を構成するＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度モニタを通じたそれらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動制御を高い信頼性のもとに実行することができるようになり、ひいては、インバータ装置１００としての制御性が大きく向上されるようになる。

（７）また、上記温度検出装置によれば、温度の検出対象とするＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度Ｔｉ及びＴｄは、温度の検出対象とするＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の熱損失比Ｃｉｄ及びＣｄｉとそれらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０が搭載される基体１０の熱伝達モデルとに基づいて算出される。このため、先の図１８に示したように、インバータ装置１００を構成する車載電力素子としてのＩＧＢＴ２０及びダイオード３０が複数存在する場合であれ、こうしたインバータ装置１００を構成する全てのＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度Ｔｉ及びＴｄを検出することができるようになる。これにより、インバータ装置１００を構成する複数のＩＧＢＴ２０及びダイオード３０のうちいずれの素子がその動作保証温度に到達したか否かを確実に検知することができるようになり、この素子に対する上記制御量の調整を通じた温度制御（駆動制御）を高い信頼性のもとに実行することができるようになる。また、このようにインバータ装置１００を構成する全てのＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度を正確に検出することが可能であることから、上述のように動作保証温度に対する余裕分としての負荷率制限開始温度を設定する必要もなく、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の動作可能な温度領域の拡大が図られるようにもなる。

（８）上記ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動制御を、上記ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各々に供給される電流値Ｉｉ及びＩｄとそれらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各々に印加される電圧Ｖｉ及びＶｄとの乗算値としての各熱損失Ｗｉ及びＷｄに基づき求まるＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度Ｔｉ及びＴｄのモニタに基づいて実行することとした。これにより、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０で実際に発生している熱損失Ｗｉ及びＷｄに基づくそれらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度Ｔｉ及びＴｄをより的確に求めることができるようになり、ひいては、こうしたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度モニタに基づく上記インバータ装置１００の駆動制御をより的確に実行することができるようになる。

（第２の実施の形態）
以下、本発明にかかる電子部品の温度検出装置及び車載電力素子の駆動制御装置の第２の実施の形態について図８〜図１１を参照して説明する。なお、この第２の実施の形態は、上記インバータ装置１００の駆動を制御する制御量の調整量に基づき上記ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の通電量を推定するものであり、その基本的な構成は先の第１の実施の形態と共通になっている。

すなわち、上記インバータ装置１００を構成するＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱損失Ｗｉ及びＷｄは、それらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の通電量に相関する。そして、こうしたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の通電量はインバータ装置１００に対する制御量の調整量、特にインバータ装置１００としてのシステム電圧、及びインバータ装置１００に流れる電流、及びインバータ装置１００のパルス幅変調制御に際してパルス幅を調整するキャリア周波数によって決定される。そこで本実施の形態では、こうしたインバータ装置１００に対する制御量の調整量に基づきＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各
熱損失Ｗｉ及びＷｄを推定し、それら推定された熱損失Ｗｉ及びＷｄに基づき温度の検出対象とするＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度Ｔｉ及びＴｄを算出することとする。

図８及び図９に、こうしたインバータ装置１００の制御量の調整量とＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度Ｔｉ及びＴｄとの関係を示す。なお、図８は、インバータ装置１００のシステム電圧を「Ｅ１Ｖ」とし、インバータ装置１００に供給する電流をそれぞれ「ａ１Ａ」、「ａ２Ａ」、「ａ３Ａ」、「ａ４Ａ」、「ａ５Ａ」としたときの、上記キャリア周波数に対応するＩＧＢＴ２０の温度推移を示したものである（ａ１＜ａ２＜ａ３＜ａ４＜ａ５）。また、図９は、インバータ装置１００のシステム電圧を「Ｅ１Ｖ」とし、インバータ装置１００に供給する電流をそれぞれ「ａ１Ａ」、「ａ２Ａ」、「ａ３Ａ」、「ａ４Ａ」、「ａ５Ａ」としたときの、上記キャリア周波数に対応するダイオード３０の温度推移を示したものである（ａ１＜ａ２＜ａ３＜ａ４＜ａ５）。

まず図８に示すように、ＩＧＢＴ２０の温度Ｔｉ、換言すればＩＧＢＴ２０の熱損失Ｗｉは、インバータ装置１００に供給される電流値が大きくなるほど、あるいは、上記キャリア周波数が高くなるほど、ＩＧＢＴ２０の通電量の増加とともに上昇する。このため、例えばインバータ装置１００に供給される電流が「ａ１Ａ」、上記キャリア周波数が「ｆ２ｋＨｚ」に設定された条件下においては、こうした制御量に応じて動作するＩＧＢＴ２０の温度Ｔｉが「Ｔｉ１℃」に推移するものと推定することができる。このため、例えばＩＧＢＴ２０の温度制限値として「Ｔｍａｘ℃」を設定した場合には、上記システム電圧が「Ｅ１Ｖ」、インバータ装置１００に供給される電流が「ａ５Ａ」の条件下においては、キャリア周波数が「ｆ１ｋＨｚ」以上になった場合にＩＧＢＴ２０の温度Ｔｉが温度制限値を超えて上昇するものと推定することができる。

一方、図９に示すように、ダイオード３０の温度Ｔｄ、すなわちダイオード３０の熱損失Ｗｄについても、インバータ装置１００に供給される電流値が大きくなるほど、あるいは、上記キャリア周波数が高くなるほど、ダイオード３０の通電量の増加とともに上昇する。このため、例えば、インバータ装置１００に供給される電流が「ａ２Ａ」、上記キャリア周波数が「ｆ２ｋＨｚ」に設定された条件下においては、こうした制御量に応じて動作するダイオード３０の温度Ｔｄが「Ｔｄ１℃」に推移するものと推定することができる。このため、例えばダイオード３０のＩＧＢＴ２０の温度制限値として「Ｔｍａｘ℃」を設定した場合には、上記システム電圧が「Ｅ１Ｖ」、インバータ装置１００に供給される電流が「ａ５Ａ」の条件下においては、キャリア周波数が「ｆ５ｋＨｚ」以上になった場合にダイオード３０の温度Ｔｄが温度制限値を超えて上昇するものと推定することができる。

そこで、本実施の形態では、このような温度推定に基づいてＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度Ｔｉ及びＴｄが上述の動作保証温度の範囲内となるようにインバータ装置１００の制御量を調整する。

次に、このような前提のもとに上述の温度検出原理を適用した温度検出装置及び車載電力素子の駆動制御装置について、図１０及び図１１を参照しつつ説明する。
図１０は、先の図６に対応する図として、本実施の形態における温度検出装置及びこの温度検出装置によって検出されるＩＧＢＴ２０及びＩＧＢＴ２０の温度Ｔｉ及びＴｄをモニタしつつその駆動を制御する駆動制御装置についてその概略構成を示したものである。なお、この図１０において、先の図６に示した各要素と同一の要素についてはそれぞれ同一の符号を付して示しており、それら要素についての重複する説明は割愛する。

ここで、この図１０において、上記インバータ装置１００を駆動すべくインバータ制御部１６０から上記システム電圧、インバータ装置１００に供給する電流、上記キャリア周
波数といった駆動指令としての制御量の調整量がインバータ装置１００に対して入力されたとすると、このインバータ装置１００を構成するＩＧＢＴ２０及びダイオード３０はその調整量に応じて通電されてオン／オフ動作が開始する。こうして、それらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０では、その通電量に相関する熱損失Ｗｉ及びＷｄが発生し、それらの温度Ｔｉ及びＴｄが次第に上昇するようになる。

また、上記インバータ制御部１６０からの駆動指令は、制御調整量／熱損失変換部２１０にも入力される。この制御調整量／熱損失変換部２１０では、インバータ制御部１６０からの駆動指令、すなわち、インバータ装置１００のシステム電圧、インバータ装置１００に供給する電流、上記キャリア周波数に基づき、こうした駆動指令に相関するＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の熱損失Ｗｉ及びＷｄがマップ演算され、その駆動指令に応じて発生すると推定されるＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の熱損失Ｗｉ及びＷｄが算出される。

こうして、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱損失Ｗｉ及びＷｄがマップ演算されると、それら各熱損失Ｗｉ及びＷｄは、熱損失比算出部１３０内の第１熱損失メモリ１３１及び第２熱損失メモリ１３２に格納され、以降は先の第１の実施の形態と同様、（イ）第１熱損失比Ｃｉｄ及び第２熱損失比Ｃｄｉの算出、（ロ）第１熱損失比Ｃｉｄ及び第２熱損失比Ｃｄｉ並びに熱伝達モデルに基づくＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱抵抗Ｒｔｈｉ及びＲｔｈｄの算出、（ハ）ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度Ｔｉ及びＴｄの算出、を通じてＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の熱干渉を含めた温度Ｔｉ及びＴｄが求められる。そして、こうして算出されたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度Ｔｉ及びＴｄがインバータ制御部１６０に入力される。

本実施の形態ではこのように、インバータ制御部１６０からインバータ装置１００に対する制御量の調整量に基づいてＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱損失Ｗｉ及びＷｄを推定し、それら推定される熱損失Ｗｉ及びＷｄに相関するＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度上昇量を予測する。そして、インバータ制御部１６０では、この予測されたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度上昇量をモニタしつつ、それら各温度上昇量がＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の動作保証温度の範囲内となるようにインバータ装置１００に対する制御量を調整する。これにより、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０をそれらの動作保証温度の範囲内で駆動制御することができるようになるとともに、この動作保証温度を上限値としたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動を担保することができるようになる。

次に、本実施の形態によるこうしたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度算出手順について、図１１を参照して総括する。
この図１１に示すように、この温度算出に際してはまず、ステップＳ２０１において、インバータ装置１００に対する制御量の調整量が読み込まれる。次いで、この制御量の調整量に基づいて、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱損失Ｗｉ及びＷｄがマップ演算を通じて求められる（ステップＳ２０２）。

こうして、それらマップ演算を通じて求められた各熱損失Ｗｉ及びＷｄに基づいて第１熱損失比Ｃｉｄ及び第２熱損失比Ｃｄｉが算出され（ステップＳ２０３）、先の図４及び図５に示した熱伝達モデルによるマップ演算を通じて各熱損失比Ｃｉｄ及びＣｄｉに対応するダイオード３０の熱抵抗ＲｔｈｄとＩＧＢＴ２０の熱抵抗Ｒｔｈｉとが算出される（ステップＳ２０４）。こうした手順を経てＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱損失Ｗｉ、Ｗｄ及び各熱抵抗Ｒｔｈｉ、Ｒｔｈｄが算出されると、ステップＳ２０５において、それら各熱損失Ｗｉ、Ｗｄと各熱抵抗Ｒｔｈｉ、Ｒｔｈｄとの乗算値としてＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の相互の熱干渉を含めた温度Ｔｉ及びＴｄが算出される。

以上説明したように、本実施の形態にかかる温度検出装置及び車載電力素子の駆動制御装置によれば、第１の実施の形態による前記（１）〜（４）、（６）、（７）の効果に準じた効果が得られるとともに、前記（５）、（８）の効果に代えて以下のような効果が得られるようになる。

（９）ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度Ｔｉ及びＴｄを、インバータ装置１００の駆動を制御する制御量の調整量に基づきＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の通電量を推定してそれらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の熱損失Ｗｉ及びＷｄを求めることとした。このため、インバータ装置１００に対する制御量の調整量に応じてＩＧＢＴ２０及びダイオード３０が動作、温度上昇する以前にそれらの各熱損失Ｗｉ及びＷｄの算出が可能となる。これにより、それら各熱損失Ｗｉ及びＷｄから求まる各熱損失比Ｃｉｄ及びＣｄｉの予測、ひいては、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度Ｔｉ及びＴｄの予測が迅速に可能となる。

（１０）また、このようにインバータ装置１００の駆動を制御する制御量の調整量からＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の通電量を推定してそれらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱損失Ｗｉ及びＷｄを求めることとすれば、それら各熱損失Ｗｉ及びＷｄをより容易に算出することができるようになる。これにより、相互の熱干渉の影響を含めたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度Ｔｉ及びＴｄをより容易に算出することができるようになる。

（１１）ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の通電量に相関する熱損失Ｗｉ及びＷｄを、インバータ装置１００のシステム電圧、及びインバータ装置１００に供給される電流値、及びインバータ装置１００のパルス幅変調制御に利用されるキャリア周波数に基づいて推定することとした。これにより、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の熱損失Ｗｉ及びＷｄ、ひいては、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度Ｔｉ及びＴｄをより容易かつ的確に求めることができるようになる。

（１２）上記ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動制御を、インバータ装置１００に対する制御量の調整量から求められるＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の推定される温度上昇量に基づいて行なうこととした。これにより、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度上昇量がＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各動作保証温度の範囲内となる態様でインバータ装置１００に対する制御量の調整、ひいては、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動制御を実行することが可能となり、インバータ装置１００の駆動をより望ましいかたちで制御することができるようになる。また、このようにインバータ装置１００に対する制御量に応じたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度変化を予測可能なことから、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各動作保証温度を上限値としたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動を最大限担保することができるようになる。

（１３）上記ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動制御を、インバータ装置１００のシステム電圧、及びインバータ装置１００に供給される電流値、及び上記キャリア周波数に基づき推定されるＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱損失Ｗｉ及びＷｄから求められるＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度上昇量に基づいて行なうこととした。これにより、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の熱損失Ｗｉ及びＷｄ、ひいては、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度Ｔｉ及びＴｄをより容易かつ的確に求めることができるようになり、ひいては、それら各温度Ｔｉ及びＴｄの温度モニタを通じたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動制御をよりより容易かつ的確に実行することができるようになる。

（第３の実施の形態）
以下、本発明にかかる電子部品の温度検出装置及び車載電力素子の駆動制御装置の第３の実施の形態について図１２〜図１６を参照して説明する。なお、この第３の実施の形態は、上記インバータ装置１００のパルス幅変調制御に伴うＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合に基づき上記ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の通電量を推定するものであり、その基本的な構成は先の第１の実施の形態と共通になっている。

通常、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０のオン／オフ時間の割合の調整は、温度検出用のダイオード等によって図１２に直線Ｌｉ１として示されるＩＧＢＴ２０の温度Ｔｉのみを検出し、この検出されるＩＧＢＴ２０の温度モニタに基づいて行なわれる。そして、例えば上記インバータ装置１００によって駆動されるモータのロック等に起因してＩＧＢＴ２０の温度Ｔｉが上昇したような場合には（ｔ０−ｔ１）、ＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合を「ｒ０：ｒ０」から「ｒ１：ｒ２」（ｒ１＜ｒ２）へと変更することによってＩＧＢＴ２０の動作時間を短縮し、ＩＧＢＴ２０の熱損失Ｗｉを低減させる（タイミングｔ１）。こうして、ＩＧＢＴ２０側の熱損失Ｗｉを低減させてこのＩＧＢＴ２０側の熱損失をダイオード３０側に移動させることによってＩＧＢＴ２０の温度上昇を抑制し、ＩＧＢＴ２０の温度Ｔｉが上述の負荷率制限開始温度等の制限温度Ｔ１以下となるようにＩＧＢＴ２０の駆動を制御している。ただし、こうしたＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合の調整を通じてその温度Ｔｉを抑制したとしても、この抑制されたＩＧＢＴ２０の温度Ｔｉに反比例する態様で図１２に直線Ｔｄ１として示すダイオード３０の温度上昇率が高まることとなる。このため、図１２にタイミングｔ３として示すようにＩＧＢＴ２０の温度Ｔｉがその制限温度Ｔ１に到達する以前に、ダイオード３０の温度Ｔｄがその制限温度Ｔ１に到達することがある（タイミングｔ２）。こうしたことから、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度をそれらの制限温度Ｔ１の範囲内に維持しつつＩＧＢＴ２０及びダイオード３０のオン／オフ時間の割合の調整を通じてそれらの駆動制御を実行するためには、結局のところＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度Ｔｉ及びＴｄを共にモニタする必要があり、このようなＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動制御はその実用性に欠けるものとなっている。また、たとえＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度Ｔｉ及びＴｄを温度検出用のダイオードやセンサ等を用いて実測したとしても、その都度実測されたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度Ｔｉ及びＴｄを一旦比較した上でこの比較された値をフィードバックすることにより上記オン／オフ時間の割合を調整する必要がある。このため、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度Ｔｉ及びＴｄが同時に各制限温度Ｔ１に到達する温度推移の算出に要する時間の拡大を招き、こうしたオン／オフ時間の割合の調整を通じた駆動制御の制御性も自ずと低下することともなっていた。

そこで、本実施の形態では、ＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合に基づき推定されるＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の熱損失Ｗｉ及び熱損失Ｗｄに基づいてＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度Ｔｉ及びＴｄを予測し、各々予測されるＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度Ｔｉ及びＴｄに応じてＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動制御を実行することとする。すなわち、上記インバータ装置１００を構成するＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱損失Ｗｉ及びＷｄは、それらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の通電量に相関するものであり、こうしたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の通電量はそれらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０のオン／オフ時間の割合、すなわちＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の動作時間の割合に相関して変化する。すなわち、図１３に示すように、ＩＧＢＴ２０の熱損失ＷｉとＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合とが比例する一方、ダイオード３０の熱損失ＷｄとＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合とは反比例する。このため、ＩＧＢＴ２０のオン時間が増加するにつれてＩＧＢＴ２０の通電量の増加に伴ってその熱損失Ｗｉが増大する一方、ダイオード３０の通電量の低下に伴ってダイオード３０の熱損失Ｗｄは減少するようになる。そして、例えばＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合が「ｒ１：ｒ２」であるときには、この図１３に示す温度マップに基づきＩＧＢＴ２０の熱損失Ｗｉを「Ｗｉ１」、ダイオード３０の熱損失Ｗｄを「Ｗｄ１」として求めることが
できる（Ｗｉ１＜Ｗｄ１）。このように、ＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合とＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱損失Ｗｉ及びＷｄとは相関するものであり、インバータ装置１００の駆動を制御する制御量の調整量としてのＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合に基づいて、このオン／オフ時間の割合に応じて駆動するＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度推移を予測することができる。

図１４は、先の図６に対応する図として、本実施の形態における温度検出装置及びこの温度検出装置によって検出されるＩＧＢＴ２０及びＩＧＢＴ２０の温度Ｔｉ及びＴｄをモニタしつつその駆動を制御する駆動制御装置についてその概略構成を示したものである。なお、この図１４において、先の図６に示した各要素と同一の要素についてはそれぞれ同一の符号を付して示しており、それら要素についての重複する説明は割愛する。

この図１４おいて、インバータ制御部１６０を構成するスイッチング制御部１６１は、インバータ装置１００の制御量の調整量としてのＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間を可変とすることによって、ＩＧＢＴ２０のオン／オフ制御を行なうものである。そして、このようなスイッチング制御部１６１によって設定されたＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合としての制御量の調整量が上記インバータ装置１００に入力されたとすると、このインバータ装置１００を構成するＩＧＢＴ２０及びダイオード３０はその調整量に応じて通電されてオン／オフ動作する。こうして、それらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０では、その通電量に相関する熱損失Ｗｉ及びＷｄが発生し、それらの温度Ｔｉ及びＴｄが次第に上昇するようになる。

また、上記スイッチング制御部１６１からの駆動指令は、この駆動指令に基づきＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の熱損失Ｗｉ及びＷｄを推定するオンオフ時間／熱損失変換部３１０に入力される。このオンオフ時間／熱損失変換部３１０では、スイッチング制御部１６１からの駆動指令、すなわち、ＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合に基づき先の図１３に示したマップ演算を通じてＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の熱損失Ｗｉ及びＷｄが算出され、駆動指令に応じて発生すると推定されるＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の熱損失Ｗｉ及びＷｄが算出される。

こうして、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱損失Ｗｉ及びＷｄがマップ演算されると、それら各熱損失Ｗｉ及びＷｄは、熱損失比算出部１３０内の第１熱損失メモリ１３１及び第２熱損失メモリ１３２に格納され、以降は先の第１あるいは第２の実施の形態と同様、（イ）第１熱損失比Ｃｉｄ及び第２熱損失比Ｃｄｉの算出、（ロ）第１熱損失比Ｃｉｄ及び第２熱損失比Ｃｄｉ並びに熱伝達モデルに基づくＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱抵抗Ｒｔｈｉ及びＲｔｈｄの算出、（ハ）ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度Ｔｉ及びＴｄの算出、を通じてＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の熱干渉を含めた温度Ｔｉ及びＴｄが求められる。そして、こうして算出されたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度Ｔｉ及びＴｄがインバータ制御部１６０に入力される。なお、本実施の形態においても、先の第２の実施の形態と同様、このインバータ制御部１６０からインバータ装置１００に対する制御量の調整量に基づいてＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱損失Ｗｉ及びＷｄを推定し、それら推定される熱損失Ｗｉ及びＷｄに相関するＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度上昇量を予測する。

次に、本実施の形態によるこうしたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度算出手順について、図１５を参照して総括する。
この図１５に示すように、この温度算出に際してはまず、ステップＳ３０１において、上記スイッチング制御部１６１にて設定されたＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合が読み込まれる。次いで、このオン／オフ時間の割合に基づいて、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱損失Ｗｉ及びＷｄがマップ演算を通じて求められる（ステップＳ３０２）。

こうして、それらマップ演算を通じて求められた各熱損失Ｗｉ及びＷｄに基づいて第１熱損失比Ｃｉｄ及び第２熱損失比Ｃｄｉが算出され（ステップＳ３０３）、先の図４及び図５に示した熱伝達モデルによるマップ演算を通じて各熱損失比Ｃｉｄ及びＣｄｉに対応するダイオード３０の熱抵抗ＲｔｈｄとＩＧＢＴ２０の熱抵抗Ｒｔｈｉとが算出される（ステップＳ３０４）。こうした手順を経てＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱損失Ｗｉ、Ｗｄ及び各熱抵抗Ｒｔｈｉ、Ｒｔｈｄが算出されると、ステップＳ３０５において、それら各熱損失Ｗｉ、Ｗｄと各熱抵抗Ｒｔｈｉ、Ｒｔｈｄとの乗算値としてＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の相互の熱干渉を含めた温度Ｔｉ及びＴｄが算出される。

次に、本実施の形態にかかるＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動制御の一例を先の図１２との対比のもとに図１６を参照して説明する。なお、この図１６において、直線Ｌｉ２はＩＧＢＴ２０の温度推移を、直線Ｌｄ２はＩＧＢＴ２０の温度推移をそれぞれ示している。

ここで、図１６に示すように、上記スイッチング制御部１６１にて設定されたＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合が例えば「ｒ０：ｒ０」とされた状態においてＩＧＢＴ２０の温度Ｔｉがダイオード３０の温度上昇率よりも高い温度上昇率のもとに推移していたとする（タイミングｔ０−ｔ１）。このような温度推移により、ＩＧＢＴ２０の温度Ｔｉは、図１６に破線の直線Ｌｉ３として示すようにタイミングｔ３の時点で動作保証温度Ｔ２に到達する一方、ダイオード３０の温度Ｔｄは、同図１６に実線の直線Ｌｄ３として示すようにタイミングｔ３よりも遅いタイミングｔ５の時点で動作保証温度Ｔ２に到達する。すなわち、ＩＧＢＴ２０の温度Ｔｉが動作保証温度Ｔ２に到達した時点では、ダイオード３０には動作保証温度Ｔ２に到達するまでの余裕温度Ｔαが存在していることとなる。

そこで本実施の形態では、こうした余裕分をＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の間で分配制御することにより、まず、上記ＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合に基づきＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度Ｔｉ及びＴｄの推移を予測する。そして、それら予測されるＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度推移に基づきＩＧＢＴ２０の温度Ｔｉあるいはダイオード３０の温度Ｔｄのいずれかが先に動作保証温度Ｔ２に到達することが予想される場合には、ＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合を調整することによってＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度Ｔｉ及びＴｄが同時に動作保証温度Ｔ２に到達するようにＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動制御を行なう。

すなわち、図１６に示すように、例えばタイミングｔ１の時点において、ＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合（「ｒ０：ｒ０」）に基づいてＩＧＢＴ２０の温度Ｔｉがダイオード３０の温度Ｔｄよりも先に動作保証温度Ｔ２に到達することが予想された場合、上記予測されるＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度推移に基づいてそれらの温度Ｔｉ及びＴｄを動作保証温度Ｔ２に同時に到達させることの可能なＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合が算出される。こうして、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度Ｔｉ及びＴｄを動作保証温度Ｔ２に同時に到達させることの可能なＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合として例えば「ｒ３：ｒ４」（ｒ１＜ｒ３、ｒ２＞ｒ４）が設定されたとすると、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０がこの駆動指令に応じて動作する。これにより、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度推移は、ＩＧＢＴ２０の温度上昇率がダイオード３０の温度上昇率よりも小さく、かつ、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の動作保証温度Ｔ２を目標温度として同時に動作保証温度Ｔ２に到達する態様で推移するようになる。こうして、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度Ｔｉ及びＴｄは、タイミングｔ４において動作保証温度Ｔ２に同時に到達するようになる。そして、このようなＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の予測された温度Ｔｉ及びＴｄに応じてＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合の調整を通じた駆動制御が実行されることによって、図１６に期間Ｔ３４として示すように
、動作保証温度Ｔ２の範囲内でＩＧＢＴ２０及びダイオード３０を駆動可能な期間が延長されるようになる。

このように、本実施の形態によれば、ＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合に基づきＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度推移を予測するとともに、この予測されるＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度推移に基づいてＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合を調整することによって、上記動作保証温度Ｔ２の範囲内でのＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動制御を的確に実行することができるようになる。

以上説明したように、本実施の形態にかかる温度検出装置及び車載電力素子の駆動制御装置によれば、第１の実施の形態による前記（１）〜（４）、（６）、（７）の効果に準じた効果が得られるとともに、前記（５）、（８）の効果に代えて以下のような効果が得られるようになる。

（１４）ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度Ｔｉ及びＴｄを、インバータ装置１００の駆動を制御する制御量の調整量に基づきＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の通電量を推定してそれらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の熱損失Ｗｉ及びＷｄを求めることとした。このため、インバータ装置１００に対する制御量の調整量に応じてＩＧＢＴ２０及びダイオード３０が動作、温度上昇する以前にそれらの各熱損失Ｗｉ及びＷｄの算出が可能となる。これにより、それら各熱損失Ｗｉ及びＷｄから求まる各熱損失比Ｃｉｄ及びＣｄｉの予測、ひいては、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度Ｔｉ及びＴｄの予測が可能となる。

（１５）また、このようにインバータ装置１００の駆動を制御する制御量の調整量からＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の通電量を推定してそれらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱損失Ｗｉ及びＷｄを求めることとすれば、それら各熱損失Ｗｉ及びＷｄをより容易に算出することができるようになる。これにより、相互の熱干渉の影響を含めたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度Ｔｉ及びＴｄをより容易に算出することができるようになる。

（１６）ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の通電量に相関する熱損失Ｗｉ及びＷｄを、ＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合に基づいて推定することとした。これにより、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の熱損失Ｗｉ及びＷｄ、ひいては、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度Ｔｉ及びＴｄをより容易かつ的確に求めることができるようになる。

（１７）上記ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動制御を、インバータ装置１００に対する制御量の調整量から求められるＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の推定される温度上昇量に基づいて行なうこととした。これにより、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度上昇量がＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各動作保証温度の範囲内となる態様でインバータ装置１００に対する制御量の調整、ひいては、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動制御を実行することが可能となり、インバータ装置１００の駆動をより望ましいかたちで制御することができるようになる。また、このようにインバータ装置１００に対する制御量に応じたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度変化を予測可能なことから、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各動作保証温度を上限値としたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動を最大限担保することができるようになる。

（１８）上記ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動制御を、ＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合に基づき推定されるＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱損失Ｗｉ及びＷｄから求められるＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度上昇量に基づいて行なうこととした。これにより、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の熱損失Ｗｉ及びＷｄ、ひいては、
ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度Ｔｉ及びＴｄをより容易かつ的確に求めることができるようになり、ひいては、それら各温度Ｔｉ及びＴｄの温度モニタを通じたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動制御をよりより容易かつ的確に実行することができるようになる。

（１９）上記ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動制御を、ＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合に基づきＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度推移を予測しつつ、それら予測されたＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度推移に応じてＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合を調整することとした。これにより、ＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合の調整を通じてＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動制御を実行する上で、インバータ装置１００のより望ましい制御量の調整量の設定が可能となり、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０をそれらの動作保証温度の範囲内での好適な駆動制御を実行することができるようになる。

なお、上記各実施の形態は、以下のような形態をもって実施することもできる。
・上記第２の実施の形態では、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の通電量を推定する制御量の調整量からＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の通電量を推定してそれらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱損失Ｗｉ及びＷｄをそれぞれ求め、この求められた各熱損失Ｗｉ及びＷｄに基づき上記熱損失比Ｃｉｄ及びＣｄｉ、上記熱抵抗Ｒｔｈｉ及びＲｔｈｄ、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度Ｔｉ及びＴｄを順次算出することとした。これに限らず、このような演算結果に基づき先の図８あるいは図９に示したマップを予めメモリ等に記憶し、このマップによるマップ演算を通じて上記制御量の調整量からＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度Ｔｉ及びＴｄを直接求めるようにしてもよい。これにより、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度Ｔｉ及びＴｄをより容易に算出することができるようになる。

・上記第３の実施の形態では、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度Ｔｉ及びＴｄの算出に際し、ＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合に基づきＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱損失Ｗｉ及びＷｄを一旦算出し、それら算出された熱損失Ｗｉ及びＷｄから上記熱損失比Ｃｉｄ及びＣｄｉを求めることとした。これに限らず、ＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合とは、先の図１３に示したように、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各熱損失Ｗｉ及びＷｄのみならず、それら各熱損失Ｗｉ及びＷｄの比である熱損失比Ｃｉｄ及びＣｄｉにも相関するものでもある。すなわち、先の図１３からも明らかなように、ＩＧＢＴ２０のオン時間が増加するにつれてＩＧＢＴ２０の通電量の増加に伴ってその熱損失Ｗｉが増大する一方、ＩＧＢＴ２０のオン時間が増加するにつれてダイオード３０の通電量の低下に伴ってダイオード３０の熱損失Ｗｄが減少する。この結果、上記第１熱損失比Ｃｉｄは、上記式（１）よりＩＧＢＴ２０のオン時間が増加するにつれて大きくなる一方、上記第２熱損失比Ｃｄｉは、上記式（４）よりＩＧＢＴ２０のオン時間が増加するにつれて小さくなる。このように、ＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合から上記各熱損失比Ｃｉｄ及びＣｄｉを算出可能な場合には、上記式（１）あるいは（４）による演算を割愛し、ＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合に基づき上記各熱損失比Ｃｉｄ及びＣｄｉを直接求めるようにしてもよい。これにより、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度検出をより容易に行なうことができるようになる。

・上記第２の実施の形態では、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の通電量を推定する制御量の調整量として、上記システム電圧、及びインバータ装置１００に流れる電流、及び上記キャリア周波数を用いることとした。また、上記第３の実施の形態では、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の通電量を推定する制御量の調整量として、ＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合を用いることとした。これに限らず、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の通電量を推定する制御量の調整量として、上記システム電圧、及びインバータ装置１００
に流れる電流、及び上記キャリア周波数、並びにＩＧＢＴ２０のオン／オフ時間の割合を用いるようにしてもよい。これにより、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の通電量に相関する各熱損失Ｗｉ及びＷｄをより高精度に推定することができるようになり、ひいては、それら各熱損失Ｗｉ及びＷｄに基づくＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度検出をより高精度に行なうことができるようになる。

・上記第２及び第３の実施の形態では、インバータ装置１００の駆動を制御する制御量の調整量からＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の通電量を推定してそれらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の熱損失Ｗｉ及びＷｄをそれぞれ求め、この求められた各熱損失Ｗｉ及びＷｄに基づいてＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度推移を予測することとした。これに限らず、図６に示した第１電流・電圧検出部１１０、第２電流・電圧検出部１２０を併せて設ける構成としてもよい。すなわち、インバータ装置１００の駆動を制御する制御量の調整量からＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度推移を予測するとともに、併せてＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各々に供給される電流値とＩＧＢＴ２０及びダイオード３０に印加される電圧値との乗算値からその熱損失Ｗｉ及びＷｄをそれぞれ求め、この求められた各熱損失Ｗｉ及びＷｄに基づいてＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度Ｔｉ及びＴｄを算出するようにしてもよい。これにより、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の現状の温度と駆動指令に応じて推移する予測温度とを共にモニタすることができるようになり、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の現状の温度と駆動指令に応じて推移する予測温度とを踏まえたより信頼性の高いＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動制御を実行することができるようにもなる。

・上記第１〜第３の各実施の形態では、上記温度検出装置によってＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度Ｔｉ及びＴｄをモニタするとともに、それら温度モニタに基づいてＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動制御を実行する構成とした。これに限らず、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の駆動制御を割愛し、上記温度検出装置によるＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の温度検出のみを行なう構成とすることも勿論可能である。

・上記第２の実施の形態では、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の通電量を推定する制御量の調整量として、インバータ装置１００のシステム電圧、及びインバータ装置１００に流れる電流、及び上記キャリア周波数を用いることとした。インバータ装置１００のシステム電圧、及びインバータ装置１００に流れる電流、及び上記キャリア周波数のうちのいずれかに基づいてＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の熱損失Ｗｉ及びＷｄを算出可能な場合には、これら各要素のうちの少なくとも一つに基づきＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の熱損失Ｗｉ及びＷｄを算出するようにしてもよい。

・上記第１〜第３の各実施の形態では、基体１０の熱伝達モデルを、基体１０に搭載されて相互に熱干渉し合うＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の大きさ、及び搭載態様、及びそれらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０に対する基体１０の放熱特性に基づき求めることとした。これに限らず、上記熱伝達モデルとしては、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の大きさ、及び搭載態様、及びそれらＩＧＢＴ２０及びダイオード３０に対する基体１０の放熱特性のうち少なくとも一つに基づき求められたものであってもよい。

・上記第１〜第３の各実施の形態では、ＩＧＢＴ２０及びダイオード３０の各温度Ｔｉ及びＴｄを算出することとしたが、ＩＧＢＴ２０あるいはダイオード３０のいずれか一方の温度のみを算出することは勿論可能である。

・上記第１〜第３の各実施の形態では、上記温度検出対象による温度検出対象を、インバータ装置１００を構成して基体１０に搭載された一組のＩＧＢＴ２０及びダイオード３０とした。上記温度検出対象による温度検出対象としては、先の図１に対応する図として
図１７に示すように、基体１０に搭載された三組のＩＧＢＴ２０Ａ〜２０Ｃ及びダイオード３０Ａ〜３０Ｃであってもよい。すなわち、この図１７において例えばダイオード３０Ｃの温度は、このダイオード３０Ｃによる熱損失のみならず、このダイオード３０Ｃに隣接搭載されたＩＧＢＴ２０Ｂ、ＩＧＢＴ２０Ｃ、ダイオード３０Ｂからの熱干渉による影響を受けた温度となる。このような構成であれ、上記各実施の形態によれば、このような三組のＩＧＢＴ２０Ａ〜２０Ｃ及びダイオード３０Ａ〜３０Ｃが隣接搭載された基体１０の熱伝達モデルに基づいて温度検出対象とするダイオード３０Ｃの熱干渉を含めた熱抵抗を求めることが可能であり、この熱抵抗とダイオード３０Ｃの熱損失との乗算値としてダイオード３０Ｃの温度を算出することが可能である。

・上記第１〜第３の各実施の形態では、上記温度検出対象による温度検出対象を、インバータ装置１００を構成する車載電力素子としてのＩＧＢＴ２０及びダイオード３０とすることとした。インバータ装置１００を構成する車載電力素子としては、例えばＣＭＯＳ素子等であってもよい。また、上記温度検出対象による温度検出対象としては、インバータ装置１００を構成する車載電力素子に限らず、パワーモジュールやメモリモジュール、リレー等の電子部品であってもよく、基体上に隣接して搭載されて相互に熱干渉し合う複数の電子部品であれば本発明の適用は可能である。

１０…基体、２０、２０Ａ〜２０Ｃ…ＩＧＢＴ、３０、３０Ａ〜３０Ｃ…ダイオード、１００…インバータ装置、１１０…第１電流・電圧検出部、１２０…第２電流・電圧検出部、１３０…熱損失比算出部、１３１…第１熱損失メモリ、１３２…第２熱損失メモリ、１４０…熱抵抗算出部、１４１…熱伝達モデルメモリ、１５０…温度算出部、１６０…インバータ制御部、１６１…スイッチング制御部、２１０…制御調整量／熱損失変換部、３１０…オンオフ時間／熱損失変換部。

Claims (14)

1. 基体上に隣接して搭載されて相互に熱干渉し合う複数の電子部品のうちの少なくとも一つについてその温度を検出する電子部品の温度検出装置において、
   前記温度の検出対象とする電子部品の通電量に相関する熱損失とこの電子部品に熱干渉する電子部品の通電量に相関する熱損失とに基づきそれら電子部品の熱損失比を算出する熱損失比算出部と、この算出された熱損失比と予め求められた前記基体の熱伝達モデルとに基づき前記温度の検出対象とする電子部品の前記熱干渉を含めた熱抵抗を求める熱抵抗算出部と、この求められた熱抵抗と前記温度の検出対象とする電子部品の熱損失との乗算値として当該温度の検出対象とする電子部品の温度を算出する温度算出部とを備える
   ことを特徴とする電子部品の温度検出装置。
2. 前記基体の熱伝達モデルが前記基体に搭載されて相互に熱干渉し合う電子部品それぞれの大きさ、及び搭載態様、及びそれら電子部品に対する前記基体の放熱特性に基づき求められたものである
   請求項１に記載の電子部品の温度検出装置。
3. 前記電子部品の各々は外部から付与される駆動指令に基づいてその通電量が調整されるものであり、前記熱損失比算出部は、それら電子部品に対する駆動指令から各々その通電量を推定して前記熱損失をそれぞれ求め、該求めた熱損失からその熱損失比を算出する
   請求項１または２に記載の電子部品の温度検出装置。
4. 前記熱損失比算出部は、前記電子部品の各々に供給される電流値と同電子部品の各々に印加される電圧値との乗算値からそれぞれ前記熱損失を求めてその熱損失比を算出する
   請求項１または２に記載の電子部品の温度検出装置。
5. 前記電子部品が、直流電力を電力変換して車両用原動機である交流モータを駆動するインバータ装置にあって電力変換のためのスイッチングを行うスイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続された整流素子を含む車載電力素子とからなり、これらスイッチング素子及び整流素子のうちの少なくとも一つについてその温度を検出する
   請求項１または２に記載の電子部品の温度検出装置。
6. 前記熱損失比算出部は、前記インバータ装置の駆動を制御する制御量の調整量から前記スイッチング素子及び前記整流素子の通電量を推定してそれらスイッチング素子及び整流素子の熱損失をそれぞれ求め、該求めた熱損失からその熱損失比を算出する
   請求項５に記載の電子部品の温度検出装置。
7. 前記インバータ装置の駆動を制御する制御量の調整量には、前記インバータ装置としてのシステム電圧、及び前記インバータ装置に流れる電流、及び前記インバータ装置のパルス幅変調制御に利用されるキャリア周波数の少なくとも一つが含まれる
   請求項６に記載の電子部品の温度検出装置。
8. 前記インバータ装置の駆動を制御する制御量の調整量には前記インバータ装置のパルス幅変調制御に伴って前記スイッチング素子をオン／オフ制御する際にそのオン／オフ時間の割合を可変として前記スイッチング素子及び前記整流素子の温度推移を可変とする制御量の調整量が含まれ、前記熱損失比算出部は、この調整されるスイッチング素子のオン／オフ時間の割合から前記スイッチング素子及び整流素子の熱損失をそれぞれ求め、該求めた熱損失からその熱損失比を算出する
   請求項６または７に記載の電子部品の温度検出装置。
9. 前記熱損失比算出部は、前記スイッチング素子に供給される電流値と同スイッチング素子に印加される電圧値との乗算値からその熱損失を求めるとともに、前記整流素子に供給される電流値と同整流素子に印加される電圧値との乗算値からその熱損失を求め、それら求めた熱損失から前記熱損失比を算出する
   請求項５に記載の電子部品の温度検出装置。
10. 前記電子部品が、直流電力を電力変換して車両用原動機である交流モータを駆動するインバータ装置にあって電力変換のためのスイッチングを行うスイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列接続された整流素子を含む車載電力素子からなり、これらスイッチング素子及び整流素子のうちの少なくとも一つについてその温度を検出する温度検出装置として請求項１または２に記載の温度検出装置を用い、この温度検出装置を通じて検出される温度をモニタしつつ前記インバータ装置を構成するスイッチング素子及び整流素子の駆動を制御するインバータ制御部を備える
    ことを特徴とする車載電力素子の駆動制御装置。
11. 前記インバータ制御部は、前記インバータ装置の駆動を制御する制御量を調整して前記スイッチング素子及び整流素子の通電量を制御するものであり、前記熱損失比算出部は、このインバータ制御部による前記制御量の調整量から前記スイッチング素子及び前記整流素子の通電量を推定してそれらスイッチング素子及び整流素子の熱損失をそれぞれ求め、該求めた熱損失からその熱損失比を算出する
    請求項１０に記載の車載電力素子の駆動制御装置。
12. 前記インバータ制御部による前記制御量の調整量には、前記インバータ装置としてのシステム電圧、及び前記インバータ装置に流れる電流、及び前記インバータ装置のパルス幅変調制御に利用されるキャリア周波数の少なくとも一つが含まれる
    請求項１１に記載の車載電力素子の駆動制御装置。
13. 前記インバータ制御部による前記制御量の調整量には、前記インバータ装置のパルス幅変調制御に伴って前記スイッチング素子をオン／オフ制御する際にそのオン／オフ時間の割合を可変として前記スイッチング素子及び前記整流素子の温度推移を可変とする制御量の調整量が含まれ、前記熱損失比算出部は、この調整されるスイッチング素子のオン／オフ時間の割合から前記スイッチング素子及び整流素子の熱損失をそれぞれ求め、該求めた熱損失からその熱損失比を算出する
    請求項１１または１２に記載の車載電力素子の駆動制御装置。
14. 前記インバータ制御部は、前記インバータ装置の駆動を制御する制御量を調整して前記スイッチング素子及び整流素子の通電量を制御するものであり、前記熱損失比算出部は、前記スイッチング素子に供給される電流値と同スイッチング素子に印加される電圧値との乗算値からその熱損失を求めるとともに、前記整流素子に供給される電流値と同整流素子に印加される電圧値との乗算値からその熱損失を求め、それら求めた熱損失から前記熱損失比を算出する
    請求項１０に記載の車載電力素子の駆動制御装置。

Images