JP2011062034A - 二次電池の充電回路 - Google Patents

Abstract

【課題】増幅回路の出力ドライブ能力を大きくすることなく、電流制御素子を小型にでき、高効率で、チップ面積の小さい二次電池の充電回路を提供する。
【解決手段】第１の増幅回路３１により電流制御素子であるＰＭＯＳトランジスタＭ３１を制御したときのＰＭＯＳトランジスタＭ３１のオン抵抗に比較して、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１のオン抵抗が小さくなるように制御するための電圧を有する接地端子にＰＭＯＳトランジスタＭ３１のゲートを接続するＮＭＯＳトランジスタＭ３３を用いて、急速充電切換信号に応じて、ＮＭＯＳトランジスタＭ３３をオンすることにより、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１のゲートを接地端子に接続する。
【選択図】図１

Description

本発明は、携帯電子機器に用いられている二次電池の充電回路に関し、特に、急速充電モードの他に小電流充電モードを備えた二次電池の充電回路に関する。

二次電池の充電回路は、通常、電池電圧や充電電流に応じて充電方法が異なる複数の充電モードを備えている。リチウムイオン電池の場合に一般に用いられている充電モードには、（ａ）二次電池の電圧が過放電電圧未満の場合に、過放電電圧以上になるまで比較的少ない定電流で充電する小電流充電モード、（ｂ）二次電池電圧が過放電電圧以上の場合に、大電流による定電流で充電する定電流充電モード、（ｃ）定電流充電中に満充電電圧に到達した場合に満充電電圧で充電する定電圧充電モード、（ｄ）定電圧充電モード中に充電電流が所定の充電電流未満になり、充電完了信号を出力した後に定電流で充電する補充電モードなどがある。

図３は、従来技術に係る充電回路を示す回路図である。図３の充電回路は、上記の充電モードを備えており、ＡＣ−ＤＣコンバータを用いた電源回路１０と、定電流充電及び定電圧充電により急速充電を行なう急速充電回路２０と、小電流で充電を行なう小電流充電回路３０と、電源回路１０が出力する直流電圧Ｖｄｄを制御する電圧制御回路４０とで構成されている。充電回路は、二次電池ＢＡＴを接続するための端子Ｔ１及び端子Ｔ２を備えており、二次電池ＢＡＴの正極が端子Ｔ１に接続され、負極が端子Ｔ２に接続されている。また、急速充電と小電流充電とを切り換えるための急速充電切換信号が外部回路（図示せず。）から入力される。

電源回路１０は、ＡＣ１００Ｖが入力されて、二次電池ＢＡＴを充電するための直流電圧Ｖｄｄを出力端子Ｖｏｕｔから出力するＡＣ−ＤＣコンバータである。電源回路１０は直流電圧Ｖｄｄを制御するための電圧制御入力端子Ｖｃｎｔを備えている。入力端子Ｖｃｎｔのシンク電流を大きくすると直流電圧Ｖｄｄは上昇し、小さくすると直流電圧Ｖｄｄは低下する。

急速充電回路２０は、二次電池ＢＡＴの電圧Ｖｂａｔが過放電電圧以上の場合に動作する充電回路であり、二次電池ＢＡＴの電圧Ｖｂａｔが満充電電圧未満の場合に所定の定電流による定電流充電を行なう定電流充電回路２０１と、電圧Ｖｂａｔが満充電電圧に達した場合に満充電電圧による定電圧充電を行なう定電圧充電回路２０２とを備えている。定電圧充電中に充電電流が所定の充電終了電流値未満になった場合は、充電完了信号（図示せず。）を出力して充電を停止する。

定電流充電回路２０１は、第２の増幅回路２１と、第２の基準電圧Ｖｒ２と、電流検出抵抗Ｒ２１とで構成されている。電流検出抵抗Ｒ２１には充電電流が流れ、第２の増幅回路２１は、電流検出抵抗Ｒ２１の電圧降下Ｖｃｃ２が第２の基準電圧Ｖｒ２と等しくなるように、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のゲート電圧を制御し、電源回路１０が出力する直流電圧Ｖｄｄを制御する。なお、第２の増幅回路２１の出力端子は、トランジスタが接地端子側に接続されたオープンドレイン形式となっている。

定電圧充電回路２０２は、第３の増幅回路２２と、第３の基準電圧Ｖｒ３と、電池電圧検出抵抗Ｒ２２及びＲ２３とで構成されている。電池電圧検出抵抗Ｒ２２及びＲ２３は、端子Ｔ１と接地端子との間に直列に接続されている。第３の増幅回路２２は、抵抗Ｒ２２と抵抗Ｒ２３との接続ノードの電圧Ｖｃｖが第３の基準電圧Ｖｒ３と等しくなるように、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のゲート電圧を制御し、電源回路１０が出力する直流電圧Ｖｄｄを制御する。なお、第３の増幅回路２２の出力端子も、トランジスタが接地端子側に接続されたオープンドレイン形式となっている。

小電流充電回路３０は、二次電池ＢＡＴの電圧Ｖｂａｔが過放電電圧未満の場合に、所定の小電流、例えば３０ｍＡで定電流充電を行なう回路である。電池電圧Ｖｂａｔが過放電電圧未満のときに、大電流で充電すると、電池の寿命短縮、発熱、及び発火などの可能性があるため、電池電圧Ｖｂａｔが過放電電圧以上になるまでは小電流で充電する。また、小電流充電回路３０は、急速充電回路２０による充電が完了した後、小電流で定電流充電を行なう補充電にも利用される。

小電流充電回路３０は、第１の増幅回路３１と、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１及びＭ３２と、第１の基準電圧Ｖｒ１と、抵抗Ｒ３１とで構成されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ３１のソースは、電源回路１０の出力端子Ｖｏｕｔに接続され、ドレインは、端子Ｔ１に接続され、ゲートは、第１の増幅回路３１の出力端子に接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ３２のソースは、電源回路１０の出力端子Ｖｏｕｔに接続され、ドレインは、第１の増幅回路３１の非反転入力端子及び抵抗Ｒ３１を介して接地端子に接続され、ゲートはＰＭＯＳトランジスタＭ３１のゲートに接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ３１及びＭ３２は、カレントミラー回路を構成しているので、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１を流れる充電電流に比例した電流が、ＰＭＯＳトランジスタＭ３２に流れる。この電流は抵抗Ｒ３１にも流れるので、抵抗Ｒ３１の電圧降下Ｖｃｃ１は充電電流に比例した電圧である。

第１の増幅回路３１は、抵抗Ｒ３１の電圧降下Ｖｃｃ１が第１の基準電圧Ｖｒ１と等しくなるように、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１のゲート電圧を制御する。また、第１の増幅回路３１は制御入力端子を備えており、制御入力端子には急速充電切換信号が接続されている。急速充電切換信号がローレベルの場合は、第１の増幅回路３１が動作する。一方、急速充電切換信号がハイレベルの場合は、第１の増幅回路３１は動作せず、第１の増幅回路３１はローレベルを出力する。

電圧制御回路４０は、小電流充電回路３０が動作しているときに電源回路１０が出力する直流電圧Ｖｄｄを制御する。小電流充電回路３０は、電源回路１０が出力する直流電圧Ｖｄｄで動作するので、二次電池ＢＡＴの電圧Ｖｂａｔが過放電電圧未満の場合は、小電流充電回路３０の動作電圧が確保できない場合がある。そのため、電圧制御回路４０は、直流電圧Ｖｄｄを小電流充電回路３０が動作可能な電圧以上に制御する。また、上述したように、この充電回路では小電流充電回路３０を補充電にも用いているので、電圧制御回路４０は、直流電圧Ｖｄｄを二次電池ＢＡＴの満充電電圧に制御する。つまり、電圧制御回路４０は、直流電圧Ｖｄｄ＝（二次電池ＢＡＴの満充電電圧）≧（小電流充電回路３０が動作可能な電圧）となるように直流電圧Ｖｄｄを制御する。

電圧制御回路４０は、第４の増幅回路４１と、第４の基準電圧Ｖｒ４と、抵抗Ｒ４１と、抵抗Ｒ４２と、抵抗Ｒ４３と、ＮＭＯＳトランジスタＭ４１とで構成されている。抵抗Ｒ４１、抵抗Ｒ４２、及び抵抗Ｒ４３は、電源回路１０の出力端子Ｖｏｕｔと接地端子との間に直列に接続されている。接地端子側に接続されている抵抗Ｒ４３には、ＮＭＯＳトランジスタＭ４１が並列に接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＭ４１のゲートには、急速充電切換信号が接続されている。

第４の増幅回路４１の反転入力端子には、抵抗Ｒ４１と抵抗Ｒ４２との接続ノードが接続され、非反転入力端子には、第４の基準電圧Ｖｒ４が接続されている。第４の増幅回路４１の出力は、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のゲートに接続されている。第４の増幅回路４１は、抵抗Ｒ４１と抵抗Ｒ４２との接続ノードの電圧Ｖｄが第４の基準電圧Ｖｒ４と等しくなるように、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のゲート電圧を制御し、電源回路１０が出力する直流電圧Ｖｄｄを制御する。なお、第４の増幅回路４１の出力端子も、トランジスタが接地端子側に接続されたオープンドレイン形式となっている。

図２は、充電回路の動作を示すタイミングチャートである。図２を参照して、従来技術に係る充電回路の動作を説明する。電流Ｉｃｈｇ１は小電流充電回路３０が充電するときの充電電流、電流Ｉｃｈｇ２は定電流充電回路２０１が充電するときの充電電流、電流Ｉｃｈｇ３は定電圧充電回路２０２が充電を終了するときの充電終了電流である。二次電池ＢＡＴの電圧Ｖｂａｔは破線で示しており、電源回路１０が出力する直流電圧Ｖｄｄは実線及び一点鎖線で示している。なお、一点鎖線がここで説明する従来技術に係る充電回路における直流電圧Ｖｄｄであり、実線が本発明に係る充電回路における直流電圧Ｖｄｄである。

時刻ｔ１以前で電池電圧Ｖｂａｔが過放電電圧未満の場合、急速充電切換信号はローレベルであり、小電流充電回路３０の第１の増幅回路３１は動作状態である。また、電圧制御回路４０のＮＭＯＳトランジスタＭ４１はオフとなる。ＮＭＯＳトランジスタＭ４１がオフしているので、電圧制御回路４０は、電源回路１０が出力する直流電圧Ｖｄｄが、式（１）の値となるようにＮＭＯＳトランジスタＭ１のゲート電圧を制御する。なお、式（１）の直流電圧Ｖｄｄが二次電池ＢＡＴの満充電電圧と等しくなるように、基準電圧Ｖｒ４、抵抗Ｒ４１，抵抗Ｒ４２，及び抵抗Ｒ４３を設定している。

［数１］
Ｖｄｄ＝Ｖｒ４×（Ｒ４１＋Ｒ４２＋Ｒ４３）／（Ｒ４２＋Ｒ４３） （１）

小電流充電回路３０は、二次電池ＢＡＴに電流Ｉｃｈｇ１（例えば３０ｍＡ）を供給して充電する。また、このとき小電流充電回路３０が、電流Ｉｃｈｇ１を供給するように、基準電圧Ｖｒ１、及び抵抗Ｒ３１を設定している。電流Ｉｃｈｇ１による充電では、電流検出抵抗Ｒ２１における電圧降下Ｖｃｃ２は小さく、第２の基準電圧Ｖｒ２より小さい。このため、第２の増幅回路２１はハイレベルを出力するが、出力回路はオープンドレイン構成のため、第２の増幅回路２１の最終出力段トランジスタ（図示せず。）はオープン状態となっている。また、電池電圧Ｖｂａｔが過放電電圧未満である場合、抵抗Ｒ２２と抵抗Ｒ２３との接続ノードの電圧Ｖｃｖは、第３の基準電圧Ｖｒ３以下である。このため、第３の増幅回路２２はハイレベルを出力するが、第２の増幅回路２１と同様、第３の増幅回路２２の最終出力段トランジスタ（図示せず。）はオープン状態となっている。この結果、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のゲート電圧Ｖｏ１の制御は、電圧制御回路４０の第４の増幅回路４１だけで行われる。

時刻ｔ１で電池電圧Ｖｂａｔが過放電電圧以上になると、外部回路は急速充電切換信号をハイレベルにする。これにより、第１の増幅回路３１は動作を停止して、ローレベルを出力するため、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１はオンとなる。これにより、電源回路１０から二次電池ＢＡＴに電流Ｉｃｈｇ２が流れる。このため、抵抗Ｒ２１の電圧降下Ｖｃｃ２が増大して、電圧降下Ｖｃｃ２が第２の基準電圧Ｖｒ２に近づくと第２の増幅回路２１が出力する電圧が低下し、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のゲート電圧を制御する。その結果、第２の増幅回路２１により、抵抗Ｒ２１の電圧降下Ｖｃｃ２が第２の基準電圧Ｖｒ２と等しくなるような電流Ｉｃｈｇ２が流れる電圧に直流電圧Ｖｄｄが制御され、定電流充電が行なわれる（以下、定電流充電動作という。）。なお、電流Ｉｃｈｇ２は、式（２）の値となる。

［数２］
Ｉｃｈｇ２＝Ｖｒ２／Ｒ２１ （２）

また、急速充電切換信号がハイレベルになるとＮＯＭＳトランジスタＭ４１がオンとなる。このとき、電圧制御回路４０は、電源回路１０が出力する直流電圧Ｖｄｄを、式（３）の値となるように制御しようとする。なお、式（３）の直流電圧Ｖｄｄは、式（１）の直流電圧Ｖｄｄより大きい値である。

［数３］
Ｖｄｄ＝Ｖｒ４×（Ｒ４１＋Ｒ４２）／Ｒ４２ （３）

しかし、このとき、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１がオンしており、電源回路１０が出力する直流電圧Ｖｄｄは二次電池ＢＡＴの満充電電圧より低い電圧になっている。そのため、抵抗Ｒ４１と抵抗Ｒ４２との接続ノードの電圧Ｖｄは、第４の基準電圧Ｖｒ４より低い。その結果、第４の増幅回路４１はハイレベルを出力しようとして、第４の増幅回路４１の最終出力段トランジスタ（図示せず。）がオープン状態となるので、電圧制御回路４０は、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のゲート電圧を制御することができない。同様に、急速充電回路２０内の定電圧充電回路２０２では、抵抗Ｒ２２と抵抗Ｒ２３との接続ノードの電圧Ｖｃｖが第３の基準電圧Ｖｒ３より低くなり、第３の増幅回路２２の最終出力段トランジスタ（図示せず。）はオープン状態となる。したがって、定電圧充電回路２０２は、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のゲート電圧を制御することができない。

その結果、電源回路１０が出力する直流電圧Ｖｄｄは、定電流充電回路２０１の第２の増幅回路２１のみによって制御され、図２の一点鎖線で示すように電池電圧Ｖｂａｔより高い電圧になる。直流電圧Ｖｄｄと電池電圧Ｖｂａｔとの差は、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１のソース−ドレイン間電圧である。この電圧はＰＭＯＳトランジスタＭ３１のオン抵抗に比例する。

定電流充電動作が進んで、時刻ｔ２で電池電圧Ｖｂａｔが満充電電圧に達すると、抵抗Ｒ２２と抵抗Ｒ２３との接続ノードの電圧Ｖｃｖが、第３の基準電圧Ｖｒ３に到達する。これにより、第３の増幅回路２２が出力する電圧Ｖｏ３が低下して、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のゲート電圧を制御するようになり、電池電圧Ｖｂａｔが満充電電圧となるように電源回路１０が出力する直流電圧Ｖｄｄが制御され、定電圧充電が行われる（以下、定電圧充電動作という。）。その結果、二次電池ＢＡＴを充電する電流が減少して抵抗Ｒ２１の電圧降下Ｖｃｃ２が第２の基準電圧Ｖｒ２以下となり、第２の増幅回路２１の最終出力段トランジスタ（図示せず。）はオープン状態になる。また、電圧制御回路４０の第４の増幅回路４１の最終出力段トランジスタ（図示せず。）もオープン状態であるので、電源回路１０が出力する直流電圧Ｖｄｄは、定電圧充電回路２０２の第３の増幅回路２２のみによって制御され、図２の一点鎖線で示すように電池電圧Ｖｂａｔが満充電電圧になるように、電池電圧Ｖｂａｔより少し高い電圧になる。なお、直流電圧Ｖｄｄと電池電圧Ｖｂａｔとの差は、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１のソース−ドレイン間電圧である。

定電圧充電動作が進んで、時刻ｔ３で充電電流が電流Ｉｃｈｇ３まで減少すると、充電完了と判定して充電を停止する。この後、所定の時間が経過する間、補充電として定電流充電を行なう場合がある。この場合は、急速充電切換信号がローレベルになり、小電流充電回路３０の第１の増幅回路３１が動作して、電流Ｉｃｈｇ１による充電を再開する。また、ＮＭＯＳトランジスタＭ４１がオフするので、上述したように電源回路１０が出力する直流電圧Ｖｄｄは、電圧制御回路４０により満充電電圧に制御される。このため、二次電池ＢＡＴを過充電してしまうことはない。補充電は所定の時間が経過した時刻ｔ４で外部回路（図示せず。）からの指示で終了する。

特許文献１は上記の充電回路に類似した発明を開示している。特許文献１では、二次電池が過放電であるときの充電において充電回路の電源電圧を確保するために、電源回路と電池端子との間に電流制御素子を接続し、電流制御素子の電源側の電圧が充電回路の動作電圧以下にならないように制御する。

しかしながら、従来技術に係る充電回路は、図２の時刻ｔ１からｔ３の期間に示すように、電源回路１０が出力する直流電圧Ｖｄｄと電池電圧Ｖｂａｔとの差が大きく、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１による電力損失が大きいという問題がある。この電力損失を減らすには、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１のサイズを大きくする必要がある。

また、第１の増幅回路３１は小電流充電用に設計されるため、ドライブ能力が小さく、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１を十分に低い抵抗値までオンすることができない。一方、十分に低い抵抗値までオンさせるために第１の増幅回路３１のドライブ能力を大きくすると、小電流充電時の仕様としてはオーバースペックとなり、チップサイズが大きくしかも消費電流が増加し、効率的ではないという問題がある。

本発明の目的は以上の問題を解決し、第１の増幅回路３１のドライブ能力を大きくすることなく、しかもＰＭＯＳトランジスタＭ３１を小型の素子にでき、高効率で、チップ面積の小さい二次電池の充電回路を提供することにある。

本発明に係る二次電池の充電回路は、電源回路の出力端子から出力される直流電圧と直流電流との少なくとも一方を制御して二次電池の充電を制御する急速充電回路と、
前記電源回路から出力される前記直流電圧で動作して前記二次電池を所定の電流で定電流充電し、所定の切換信号に応じて停止する小電流充電回路と、
前記小電流充電回路による充電中に前記電源回路から出力される直流電圧を所定の電圧に制御する電圧制御回路とを備え、
前記小電流充電回路が動作している間は、前記急速充電回路は動作せず、前記切換信号に応じて前記小電流充電回路が停止した場合に、前記急速充電回路が動作する二次電池の充電回路において、
前記小電流充電回路は、
制御端子を有し、前記電源回路の出力端子と前記二次電池との間に接続された電流制御素子と、
前記電流制御素子の制御端子に所定の電圧を印加することにより前記電流制御素子を制御する第１の増幅回路と、
前記第１の増幅回路により前記電流制御素子を制御したときの前記電流制御素子のオン抵抗に比較して、前記電流制御素子のオン抵抗が小さくなるように制御するための電圧を有する信号ラインに前記電流制御素子の制御端子を接続する第１のスイッチ手段を有し、
前記切換信号に応じて前記小電流充電回路が停止した場合は、前記第１のスイッチ手段をオンすることにより、前記信号ラインを前記電流制御素子の制御端子に接続することを特徴とする。

また、前記二次電池の充電回路において、前記信号ラインと前記第１のスイッチ手段との間に定電流源を接続したことを特徴とする。

さらに、前記二次電池の充電回路において、前記小電流充電回路は、
前記第１の増幅回路の正電源端子と前記電源回路の出力端子との間に接続された第２のスイッチ手段と、
前記第１の増幅回路の負電源端子と前記電源回路の接地端子との間に接続された第３のスイッチ手段とを備え、
前記切換信号に応じて前記小電流充電回路が停止した場合は、前記第２のスイッチ手段と前記第３のスイッチ手段とをオフすることを特徴とする。

またさらに、前記二次電池の充電回路において、前記急速充電回路は、前記二次電池の電圧が過放電電圧以上の場合に、
（ａ）所定の電流で定電流充電する定電流充電制御と、
（ｂ）前記二次電池が満充電電圧に達した後、所定の充電終了電流になるまで前記満充電電圧で定電圧充電する定電圧充電制御と
のうちの少なくとも一方を行うことを特徴とする。

また、前記二次電池の充電回路において、前記小電流充電回路は、前記二次電池の電圧が過放電電圧未満の場合に、前記二次電池を充電するように制御することを特徴とする。

さらに、前記二次電池の充電回路において、前記小電流充電回路は、前記急速充電回路による充電の後、所定の電流で前記二次電池を定電流充電することにより補充電制御を行うことを特徴とする。

またさらに、前記二次電池の充電回路において、前記電圧制御回路は、前記切換信号に応じて前記小電流充電回路が停止した場合は、前記電源回路を制御することを停止することを特徴とする。

また、前記二次電池の充電回路において、前記電圧制御回路は、前記切換信号に応じて前記小電流充電回路が停止した場合は、前記電源回路から出力される電圧を前記満充電電圧より高くなるように設定したことを特徴とする。

さらに、前記二次電池の充電回路において、前記電源回路は、ＡＣ−ＤＣコンバータであることを特徴とする。

本発明によれば、二次電池を定電流充電又は定電圧充電するときには、第１のスイッチ手段を用いて、第１の増幅回路により電流制御素子を制御したときの電流制御素子のオン抵抗に比較して、電流制御素子のオン抵抗が小さくなるように制御するための電圧を有する信号ラインに電流制御素子の制御端子を接続することから、電流制御素子のオン抵抗が小さくなり、電流制御素子での電力消費を減らすことができ充電効率を向上させることができる。また、電流制御素子のオン抵抗を第１の増幅回路で制御したときと同じ値にする場合は、電流制御素子のサイズを小さくすることができ、チップ面積を小さくすることができる。さらに、定電流源を第１のスイッチ手段と信号ラインとの間に接続したので、急激な充電電流の変動が抑制され、ノイズの発生を抑えることができる。

本発明の実施形態に係る充電回路を示す回路図である。 図１及び図３の充電回路の動作を示すタイミングチャートである。 従来技術に係る充電回路を示す回路図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態を詳細に説明する。

図１は、本発明の実施形態に係る充電回路を示す回路図である。図１の充電回路は、図３の充電回路と比較して、第１のスイッチ手段であるＮＭＯＳトランジスタＭ３３、第２のスイッチ手段であるＰＭＯＳトランジスタＭ３４、第３のスイッチ手段であるＮＭＯＳトランジスタＭ３５、インバータ回路３２、及び電流源Ｉ３１が小電流充電回路３０に追加された点が異なる。その他の回路は、図３の回路と同じである。また、図３と同じ要素には同じ符号を付してある。充電回路の構成、及び動作に関しては背景技術で詳しく述べたので、ここでは、追加された部分を中心に説明する。

ＮＭＯＳトランジスタＭ３３のドレインは、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１のゲート及び第１の増幅回路３１の出力端子に接続され、ソースは、電流源Ｉ３１の一端に接続され、ゲートは、急速充電切換信号に接続されている。また、電流源Ｉ３１の他端は、接地端子に接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ３４のソースは、電源回路１０の出力端子Ｖｏｕｔに接続され、ドレインは、第１の増幅回路３１の正電源端子に接続され、ゲートは、急速充電切換信号に接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＭ３５のドレインは、第１の増幅回路３１の負電源端子に接続され、ソースは、接地端子に接続され、ゲートは、インバータ回路３２の出力に接続されている。インバータ回路３２の入力端子には、急速充電切換信号が接続されている。

図２は、充電回路の動作を示すタイミングチャートである。図２を参照して、本実施形態の充電回路の動作を説明する。時刻ｔ１以前で電池電圧Ｖｂａｔが過放電電圧未満の場合、急速充電切換信号はローレベルとなっている。このとき、ＮＭＯＳトランジスタＭ３３はオフとなり、ＰＭＯＳトランジスタＭ３４及びＮＭＯＳトランジスタＭ３５はオンとなる。ＰＭＯＳトランジスタＭ３４及びＮＭＯＳトランジスタＭ３５がオンであるので、第１の増幅回路３１には電源Ｖｄｄが供給されて、動作状態になる。また、ＮＭＯＳトランジスタＭ３３はオフしているので、小電流充電回路３０の動作に影響しない。この状態では、図１の回路は、図３の回路と同じ状態となり、同様に動作する。

時刻ｔ１で電池電圧Ｖｂａｔが過放電電圧以上になると、外部回路は急速充電切換信号をハイレベルにする。これにより、ＰＭＯＳトランジスタＭ３４及びＮＭＯＳトランジスタＭ３５はオフとなり、第１の増幅回路３１は電源を遮断されて動作を停止する。また、ＮＭＯＳトランジスタＭ３３はオンとなるので、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１のゲートを接地電圧に接続する。そのため、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１はオンする。

従来技術に係る充電回路では、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１のゲート電圧を第１の増幅回路３１によってローレベルにしていたが、第１の増幅回路３１のドライブ能力が低いため、ローレベルの電位は接地電位より高かった。本実施形態では、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１のゲートをＮＭＯＳトランジスタＭ３３及び電流源Ｉ３１を介して接地端子に接続するので、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１のゲート電圧を従来技術の場合より低くすることができ、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１のオン抵抗を従来技術の場合よりも小さくすることができる。その結果、本実施形態に係る充電回路は上述した定電流充電動作と同様に動作して、図２に示すように、電源回路１０が出力する直流電圧Ｖｄｄの値は、実線で示す値となり、一点鎖線で示した従来技術の値よりも低くなる。

また、電流源Ｉ３１は、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１のゲート電圧が低下する速度を抑制する。これにより、充電電流が電流Ｉｃｈｇ１から電流Ｉｃｈｇ２へ緩やかに切り換わるため、充電電流の切り換えによるノイズの発生を抑えることができる。

時刻ｔ２で電池電圧Ｖｂａｔが満充電電圧に達すると定電流充電から定電圧充電に切り換わる。このときも、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１のゲート電圧が従来技術の場合よりも低いので、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１のオン抵抗が小さくなる。その結果、本実施形態に係る充電回路は上述した定電圧充電動作と同様に動作して、図２に示すように、直流電圧Ｖｄｄの値が従来技術の場合よりも低くなり、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１での電力消費を減らすことができる。

時刻ｔ３で充電電流が電流Ｉｃｈｇ３まで減少すると、充電完了と判定して充電を停止する。なお、この後、所定の時間が経過する間、補充電として定電流充電を行なう場合は、急速充電切換信号をローレベルにすることで時刻ｔ１以前と同じ状態となり、電流Ｉｃｈｇ１で補充電を行なう。

また、従来技術の場合と同様に、時刻ｔ１からｔ３の間、ＮＭＯＳトランジスタＭ４１がオンしているので、抵抗Ｒ４１と抵抗Ｒ４２との接続ノードの電圧Ｖｄは第４の基準電圧Ｖｒ４より低くなり、第４の増幅回路４１の最終出力段トランジスタ（図示せず。）はオープン状態であることから、電圧制御回路４０は、直流電圧Ｖｄｄを制御しない。

以上説明したように、本実施形態によれば、急速充電回路２０により二次電池ＢＡＴを充電するときは、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１のゲートを、ＮＭＯＳトランジスタＭ３３及び電流源Ｉ３１を介して、第１の増幅回路３１が出力するローレベルより低い電圧を有する接地端子に接続するようにしたので、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１のオン抵抗が小さくなり、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１での電力消費を減らすことができ、充電効率を向上させることができる。また、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１のオン抵抗を第１の増幅回路３１で制御したときと同じ値にする場合は、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１のサイズを小さくすることができ、チップ面積を小さくすることができる。さらに、電流源Ｉ３１をＮＭＯＳトランジスタＭ３３と接地端子との間に接続したので、急激な充電電流の変動が抑制され、ノイズの発生を抑えることができる。なお、本実施形態では、ＮＭＯＳトランジスタＭ３３のソースを、電流源Ｉ３１を介して接地端子に接続しているが、接続先を接地端子に限る必要はない。さらに低い電圧のノードがあれば、そのノードに接続することで、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１のオン抵抗をさらに下げることができる。

以上詳述したように、本発明に係る二次電池の充電回路によれば、二次電池を定電流充電又は定電圧充電するときには、第１のスイッチ手段を用いて、第１の増幅回路により電流制御素子を制御したときの電流制御素子のオン抵抗に比較して、電流制御素子のオン抵抗が小さくなるように制御するための電圧を有する信号ラインに電流制御素子の制御端子を接続することから、電流制御素子のオン抵抗が小さくなり、電流制御素子での電力消費を減らすことができ充電効率を向上させることができる。また、電流制御素子のオン抵抗を第１の増幅回路で制御したときと同じ値にする場合は、電流制御素子のサイズを小さくすることができ、チップ面積を小さくすることができる。さらに、定電流源を第１のスイッチ手段と信号ラインとの間に接続したので、急激な充電電流の変動が抑制され、ノイズの発生を抑えることができる。

１０…電源回路、
２０…急速充電回路、
２０１…定電流充電回路、
２０２…定電圧充電回路、
２１…第２の増幅回路、
２２…第３の増幅回路、
３０…小電流充電回路、
３１…第１の増幅回路、
３２…インバータ回路、
４０…電圧制御回路、
４１…第４の増幅回路、
Ｍ３３…第１のスイッチ手段、
Ｍ３４…第２のスイッチ手段、
Ｍ３５…第３のスイッチ手段、
Ｖｒ１…第１の基準電圧、
Ｖｒ２…第２の基準電圧、
Ｖｒ３…第３の基準電圧、
Ｖｒ４…第４の基準電圧。

特開２００１−３２７０９６号公報。

Claims (9)

1. 電源回路の出力端子から出力される直流電圧と直流電流との少なくとも一方を制御して二次電池の充電を制御する急速充電回路と、
   前記電源回路から出力される前記直流電圧で動作して前記二次電池を所定の電流で定電流充電し、所定の切換信号に応じて停止する小電流充電回路と、
   前記小電流充電回路による充電中に前記電源回路から出力される直流電圧を所定の電圧に制御する電圧制御回路とを備え、
   前記小電流充電回路が動作している間は、前記急速充電回路は動作せず、前記切換信号に応じて前記小電流充電回路が停止した場合に、前記急速充電回路が動作する二次電池の充電回路において、
   前記小電流充電回路は、
   制御端子を有し、前記電源回路の出力端子と前記二次電池との間に接続された電流制御素子と、
   前記電流制御素子の制御端子に所定の電圧を印加することにより前記電流制御素子を制御する第１の増幅回路と、
   前記第１の増幅回路により前記電流制御素子を制御したときの前記電流制御素子のオン抵抗に比較して、前記電流制御素子のオン抵抗が小さくなるように制御するための電圧を有する信号ラインに前記電流制御素子の制御端子を接続する第１のスイッチ手段を有し、
   前記切換信号に応じて前記小電流充電回路が停止した場合は、前記第１のスイッチ手段をオンすることにより、前記信号ラインを前記電流制御素子の制御端子に接続することを特徴とする二次電池の充電回路。
2. 前記信号ラインと前記第１のスイッチ手段との間に定電流源を接続したことを特徴とする請求項１記載の二次電池の充電回路。
3. 前記小電流充電回路は、
   前記第１の増幅回路の正電源端子と前記電源回路の出力端子との間に接続された第２のスイッチ手段と、
   前記第１の増幅回路の負電源端子と前記電源回路の接地端子との間に接続された第３のスイッチ手段とを備え、
   前記切換信号に応じて前記小電流充電回路が停止した場合は、前記第２のスイッチ手段と前記第３のスイッチ手段とをオフすることを特徴とする請求項１又は２記載の二次電池の充電回路。
4. 前記急速充電回路は、前記二次電池の電圧が過放電電圧以上の場合に、
   （ａ）所定の電流で定電流充電する定電流充電制御と、
   （ｂ）前記二次電池が満充電電圧に達した後、所定の充電終了電流になるまで前記満充電電圧で定電圧充電する定電圧充電制御と
   のうちの少なくとも一方を行うことを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれか１つの請求項記載の二次電池の充電回路。
5. 前記小電流充電回路は、前記二次電池の電圧が過放電電圧未満の場合に、前記二次電池を充電するように制御することを特徴とする請求項１乃至４のうちのいずれか１つの請求項記載の二次電池の充電回路。
6. 前記小電流充電回路は、前記急速充電回路による充電の後、所定の電流で前記二次電池を定電流充電することにより補充電制御を行うことを特徴とする請求項１乃至４のうちのいずれか１つの請求項記載の二次電池の充電回路。
7. 前記電圧制御回路は、前記切換信号に応じて前記小電流充電回路が停止した場合は、前記電源回路を制御することを停止することを特徴とする請求項１乃至６のうちのいずれか１つの請求項記載の二次電池の充電回路。
8. 前記電圧制御回路は、前記切換信号に応じて前記小電流充電回路が停止した場合は、前記電源回路から出力される電圧を前記満充電電圧より高くなるように設定したことを特徴とする請求項７記載の二次電池の充電回路。
9. 前記電源回路は、ＡＣ−ＤＣコンバータであることを特徴とする請求項１乃至８のうちのいずれか１つに記載の二次電池の充電回路。

Images