JP2011061910A

JP2011061910A - Motor driver and method for removing torque ripples

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Publication number: JP2011061910A
Application number: JP2009206341A
Authority: JP
Inventors: Akihira Morishita; 明平森下
Original assignee: Toshiba Elevator Co Ltd
Current assignee: Toshiba Elevator and Building Systems Corp
Priority date: 2009-09-07
Filing date: 2009-09-07
Publication date: 2011-03-24
Anticipated expiration: 2029-09-07
Also published as: JP5447810B2; CN102013863A; CN102013863B

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To facilitate reducing torque ripples caused by the offset voltage of a current sensor. <P>SOLUTION: A ripple computer 25 computes the ripple components of a current on dq axes which arise due to the offset voltage of the current sensor 17 based on the output value of a resolver 15 and the output value of a dq-coordinate converter 19. A ripple subtractor 41 subtracts ripple components from currents on the dq axes based on the computation results of the ripple computer 25. Alternatively, an offset voltage computer 31 computes the offset voltage of the current sensor 17 based on the computation results of the offset voltage computer 31. An offset voltage compensator 33 subtracts the offset voltage computation results from the output voltage of the current sensor 17. Hereby, the offset voltage of the current sensor 17 is automatically compensated, and the torque ripples caused by the offset voltage of the current sensor 17 decrease with the rotation of a rotary electric machine 11. <P>COPYRIGHT: (C)2011,JPO&INPIT

Description

本発明は、例えばエレベータなどに用いられるモータの駆動装置に係り、特に電流センサのオフセット電圧に起因するトルクリップルを低減するモータ駆動装置およびトルクリップル除去方法に関する。 The present invention relates to a motor drive device used in, for example, an elevator, and more particularly to a motor drive device and a torque ripple removal method for reducing torque ripple caused by an offset voltage of a current sensor.

モータのような回転機のトルクもしくはリニアモータのようなアクチュエータの推力で外部から駆動対象を駆動することが広く行われている。こうした装置では、トルクもしくは推力にリップル成分があると、装置全体に振動が発生し、駆動対象に所定の動きを付与することが困難になる。 It is widely performed to drive a driving object from the outside by the torque of a rotating machine such as a motor or the thrust of an actuator such as a linear motor. In such a device, if there is a ripple component in torque or thrust, vibration occurs in the entire device, making it difficult to impart a predetermined movement to the drive target.

例えば、エレベータシステムであれば、トルクリップルの周期で乗りかごが上下に加振されて乗り心地が損なわれる。また、電気自動車にあっては、トルクリップルの周期で騒音が発生し、車体が振動して乗り心地を著しく悪化させる。さらに、リニアサーボモータの推力リップルは速度むらや位置誤差の要因となるため、ＮＣ（ＮｕｍｅｒｉｃａｌＣｏｎｔｒｏｌ）加工装置においては加工精度を悪化させる原因となっている。 For example, in the case of an elevator system, the car is vibrated up and down at a torque ripple period, and the ride comfort is impaired. In addition, in an electric vehicle, noise is generated at a torque ripple period, and the vehicle body vibrates to significantly deteriorate the ride comfort. Further, the thrust ripple of the linear servo motor causes uneven speed and position error, which causes a deterioration in machining accuracy in an NC (Numerical Control) machining apparatus.

ここで、回転機のトルクリップルやリニアモータの推力リップルには、（ａ）減速機を含むモータ本体に起因するものと、（ｂ）回転子の回転検出センサや可動子の位置検出センサ、さらには電流センサのオフセット電圧に起因するものがある。 Here, the torque ripple of the rotating machine and the thrust ripple of the linear motor include (a) those caused by the motor body including the speed reducer, (b) the rotation detection sensor of the rotor and the position detection sensor of the mover, Is caused by the offset voltage of the current sensor.

上記（ａ）は、モータ固定子と回転子もしくは可動子の工作精度、回転子軸受もしくは可動子支持機構の偏心、モータ内部の磁界の高調波および減速機の組立て精度等、様々な原因に起因している。 The above (a) is caused by various causes such as the working accuracy of the motor stator and the rotor or the mover, the eccentricity of the rotor bearing or the mover support mechanism, the harmonics of the magnetic field inside the motor and the assembling accuracy of the speed reducer. is doing.

トルクリップルの低減方法は従来から種々検討されている。例えば、減速機が発生するトルクリップルに着目して、トルクリップル調整ゲインをＡ、減速機の回転角をθ、初期位相をα１として補正信号（Ｔｃｏｍｐ＝Ａｓｉｎ（θ＋α１）を演算し、その補正信号をモータの回転周期に同期させてフィードフォワード的に目標トルク指令に加算することにより、トルクリップルを打ち消す方法がある（例えば、特許文献１参照）。 Various methods for reducing torque ripple have been studied. For example, paying attention to the torque ripple generated by the reducer, the correction signal (Tcomp = Asin (θ + α1)) is calculated with the torque ripple adjustment gain A, the rotation angle of the reducer θ, and the initial phase α1. There is a method of canceling torque ripple by adding to the target torque command in a feed-forward manner in synchronization with the rotation period of the motor (see, for example, Patent Document 1).

また、トルクリップルがモータの回転角と相関性を持つことに着目し、その相関関係を記憶装置に記憶させておき、モータ回転角に基づいてこれと対応するトルクリップルデータを記憶装置から読み出し、トルク司令値からリップル分を差し引いたものを新たなトルク司令値とする方法がある（例えば、特許文献２参照）。 Also, paying attention to the fact that torque ripple has a correlation with the rotation angle of the motor, the correlation is stored in the storage device, and the torque ripple data corresponding to this is read from the storage device based on the motor rotation angle, There is a method in which a value obtained by subtracting the ripple from the torque command value is used as a new torque command value (see, for example, Patent Document 2).

また、学習によって振幅パラメータと位相パラメータを推定したキャンセリング信号をｄ軸とｑ軸のトルク指令に加算する方法がある（例えば、特許文献３参照）。さらに、リニアモータにあっては、可動子の位置で固定子と可動子の電気角が求まるため、回転機と同様の方法で推力リップルの低減が図られている。 Further, there is a method of adding a canceling signal in which the amplitude parameter and the phase parameter are estimated by learning to the d-axis and q-axis torque commands (for example, see Patent Document 3). Further, in the linear motor, since the electrical angle between the stator and the mover is obtained at the position of the mover, the thrust ripple is reduced by the same method as that for the rotating machine.

しかし、こうした方法であっても、それぞれの補償パラメータが個々のモータに依存する場合が多く、多数のモータでトルクリップルの除去を行うためには多大な時間を要し、コストもかかる。 However, even with such a method, each compensation parameter often depends on each motor, and it takes a lot of time and costs to remove torque ripples with a large number of motors.

上記（ｂ）は、回転検出センサや電流センサに起因するトルクリップルはモータトルクリップルとして現れるため、一般には顕在化しないことが多い。しかし、回転検出センサの出力値に検出対象の回転角に起因するリップル含まれていると、リップルの振幅が検出対象の角速度に比例して大きくなるため、モータのトルクや回転速度を制御する際に角速度フィードバックゲインを大きくできないという問題がある。 In the case of (b) above, since the torque ripple caused by the rotation detection sensor and the current sensor appears as a motor torque ripple, in general, it does not often appear. However, if the output value of the rotation detection sensor includes ripples due to the rotation angle of the detection target, the amplitude of the ripple increases in proportion to the angular speed of the detection target. However, the angular velocity feedback gain cannot be increased.

また、三相交流モータをいわゆるベクトル制御で駆動する場合において、電流センサがオフセットを持つと、三相交流電流をｄｑ座標変換したときに、そのｄ軸とｑ軸の電流に電気角の周期でリップルが重畳する。この場合、出力トルクとは無関係にリップルの周波数が回転速度に比例するため、無負荷運転時であっても、駆動対象の共振周波数を励起するという問題がある。 In addition, when driving a three-phase AC motor by so-called vector control, if the current sensor has an offset, when the three-phase AC current is converted by dq coordinates, the current of the d-axis and q-axis is converted into the period of the electrical angle. Ripple is superimposed. In this case, since the frequency of the ripple is proportional to the rotation speed regardless of the output torque, there is a problem that the resonance frequency of the drive target is excited even during no-load operation.

回転検出センサに関わる問題では、検出回転角をθ、検出回転角を時間微分して得られる角速度をω、モータ回転当りの回転角リップルの周期をｎ、調整ゲインをＧ、調整位相をψとして、補正値−ωＧｓｉｎ（ｎθ＋ψ）を演算し、リップルを含む角速度ωに補正値を加えてリップルを除去する方法（例えば、特許文献４参照）がある。また、これらの調整ゲインや調整位相を学習により自動調整する方法がある（例えば、特許文献５参照）。 For problems related to the rotation detection sensor, the detection rotation angle is θ, the angular velocity obtained by time differentiation of the detection rotation angle is ω, the rotation angle ripple period per motor rotation is n, the adjustment gain is G, and the adjustment phase is ψ. There is a method of calculating the correction value −ωGsin (nθ + ψ) and adding the correction value to the angular velocity ω including the ripple to remove the ripple (see, for example, Patent Document 4). Further, there is a method of automatically adjusting these adjustment gains and adjustment phases by learning (see, for example, Patent Document 5).

一方、電流センサのオフセット電圧に起因するトルクリップルに対しては、オフセット電圧の小さいセンサを用いれば容易に解決することができる。しかし、こうしたセンサは高価であり、使用環境条件が厳しく、さらに、検査や保守が必要であるなどの制約条件が多い。 On the other hand, the torque ripple caused by the offset voltage of the current sensor can be easily solved by using a sensor having a small offset voltage. However, such sensors are expensive, have severe environmental conditions for use, and have many constraints such as inspection and maintenance.

特開平７−１２９２５１号公報JP-A-7-129251 特開平１１−２９９２７７号公報JP 11-299277 A 特願２００５−１０４４４７号公報Japanese Patent Application No. 2005-104447 特願２００１−２８００３０号公報Japanese Patent Application No. 2001-280030 特願２００４−０１６０７２号公報Japanese Patent Application No. 2004-016072

上述したように、電流センサのオフセット電圧に起因するトルクリップルに対しては、解決策に制約が多く、結局、システムのコスト高につながっていた。このため、あえてトルクリップルや推力リップルの低減は実施せず、モータの取付け方法や固定方法、あるいは防音・除振・防振機構などの機械的手段により、トルクリップルや推力リップルの駆動対象への影響を抑制していた。 As described above, with respect to torque ripple caused by the offset voltage of the current sensor, there are many restrictions on the solution, which eventually led to high system costs. For this reason, torque ripple and thrust ripple are not intentionally reduced.Motor ripple or thrust ripple can be applied to the drive target by motor mounting and fixing methods or mechanical means such as soundproofing / vibration isolation / vibration prevention mechanisms. The effect was suppressed.

しかしながら、こうした方法であっても、機械的手段の追加が必要であり、コストもかかる。また、機械的手段がトルクリップルや推力リップルで加振されると、装置の寿命が短縮されるばかりでなく、故障発生頻度が高くなり、装置の信頼性が低下することになる。 However, even these methods require additional mechanical means and are costly. In addition, when the mechanical means is vibrated with torque ripple or thrust ripple, not only the life of the apparatus is shortened, but the frequency of failure occurrence is increased and the reliability of the apparatus is lowered.

本発明はかかる事情に基づきなされたもので、その目的とするところは、電流センサのオフセット電圧に起因するトルクリップルを簡便に低減し、駆動対象の振動・騒音を抑制し、装置の機能を満足すると共にコストの低減化および信頼性の向上が図れるモータ駆動装置およびトルクリップル除去方法を提供することにある。 The present invention has been made based on such circumstances, and the object of the present invention is to simply reduce torque ripple caused by the offset voltage of the current sensor, suppress vibration and noise of the drive target, and satisfy the function of the device. It is another object of the present invention to provide a motor drive device and a torque ripple removal method capable of reducing cost and improving reliability.

本発明に係るモータ駆動装置は、駆動対象を駆動するための駆動力発生手段と、この駆動力発生手段に三相交流電流を供給して駆動する駆動手段と、この駆動手段によって上記駆動力発生手段に供給される三相交流電流の少なくとも二相の電流を検出する電流検出手段と、上記駆動力発生手段の電気角を検出する電気角検出手段と、この電気角検出手段の出力値に基づいて、上記三相交流電流を上記駆動力発生手段の発生推力方向に座標変換すると共に、上記三相交流電流を同推力発生方向と直交する方向に座標変換する座標変換手段と、この座標変換手段の出力値を予め指定された目標値に収束させるように座標変換した電圧を演算する電流制御手段と、この電流制御手段の出力値を三相交流電圧に変換して上記駆動手段に出力する逆座標変換手段と、上記座標変換手段の出力値と上記電気角検出手段の出力値とに基づいて上記座標変換手段の出力値に含まれるリップル成分を演算するリップル演算手段と、このリップル演算手段の演算結果に基づいて上記電流制御手段の出力値を調整してリップル成分を除去するリップル除去手段と、上記リップル演算手段の演算結果に基づいて上記電流検出手段の出力値に含まれるオフセット電圧成分を演算するオフセット電圧演算手段と、このオフセット電圧演算手段の演算結果に基づいて上記電流検出手段の出力値に含まれるオフセット電圧成分を除去するオフセット電圧補償手段とを具備したことを特徴とする。 The motor driving apparatus according to the present invention includes a driving force generating means for driving a driving target, a driving means for supplying a driving force generating means by supplying a three-phase alternating current, and the driving means generating the driving force. Based on current detection means for detecting at least two-phase currents of three-phase alternating current supplied to the means, electrical angle detection means for detecting an electrical angle of the driving force generation means, and an output value of the electrical angle detection means The three-phase alternating current is coordinate-converted in the direction of the generated thrust of the driving force generating means, and the coordinate converting means for coordinate-converting the three-phase alternating current in the direction orthogonal to the direction of the thrust generation, and the coordinate converting means Current control means for calculating a voltage whose coordinates have been converted so as to converge the output value of the current to a pre-specified target value, and the reverse of converting the output value of the current control means into a three-phase AC voltage and outputting it to the driving means. Coordinate Conversion means, a ripple calculation means for calculating a ripple component included in the output value of the coordinate conversion means based on the output value of the coordinate conversion means and the output value of the electrical angle detection means, and the calculation of the ripple calculation means Ripple removing means for adjusting the output value of the current control means based on the result to remove the ripple component, and calculating the offset voltage component included in the output value of the current detecting means based on the calculation result of the ripple calculating means And an offset voltage compensator for removing an offset voltage component included in the output value of the current detector based on the calculation result of the offset voltage calculator.

本発明に係るトルクリップル除去方法は、駆動対象を駆動するための駆動力発生手段と、この駆動力発生手段に三相交流電流を供給して駆動する駆動手段と、この駆動手段によって上記駆動力発生手段に供給される三相交流電流の少なくとも二相の電流を検出する電流検出手段と、上記駆動力発生手段の電気角を検出する電気角検出手段と、この電気角検出手段の出力値に基づいて、上記三相交流電流を上記駆動力発生手段の発生推力方向に座標変換すると共に、上記三相交流電流を同推力発生方向と直交する方向に座標変換する座標変換手段と、この座標変換手段の出力値を予め指定された目標値に収束させるように座標変換した電圧を演算する電流制御手段と、この電流制御手段の出力値を三相交流電圧に変換して上記駆動手段に出力する逆座標変換手段とを備えたモータ駆動装置に用いられるトルクリップル除去方法であって、上記座標変換手段の出力値と上記電気角検出手段の出力値とに基づいて上記座標変換手段の出力値に含まれるリップル成分を演算し、その演算結果に基づいて上記電流制御手段の出力値を調整して上記リップル成分を除去得すると共に、上記リップル演算手段の演算結果に基づいて上記電流検出手段の出力値に含まれるオフセット電圧成分を演算し、その演算結果に基づいて上記電流検出手段の出力値に含まれるオフセット電圧成分を除去することを特徴とする。 The torque ripple elimination method according to the present invention includes a driving force generating means for driving a driving target, a driving means for supplying a driving force generating means by supplying a three-phase alternating current, and the driving force by the driving means. A current detecting means for detecting at least two-phase currents of the three-phase alternating current supplied to the generating means; an electrical angle detecting means for detecting the electrical angle of the driving force generating means; and an output value of the electrical angle detecting means. Based on the coordinate conversion means for converting the three-phase alternating current in the direction of the generated thrust of the driving force generating means, and converting the coordinate of the three-phase alternating current in the direction orthogonal to the direction of the thrust generation, and the coordinate conversion Current control means for calculating a voltage obtained by coordinate conversion so that the output value of the means converges to a predetermined target value, and the output value of the current control means is converted into a three-phase AC voltage and output to the driving means. A torque ripple elimination method used in a motor drive device including an inverse coordinate conversion unit, wherein the output value of the coordinate conversion unit is converted into an output value of the coordinate conversion unit based on an output value of the coordinate conversion unit and an output value of the electrical angle detection unit. Calculate the included ripple component, adjust the output value of the current control means based on the calculation result to remove the ripple component, and output the current detection means based on the calculation result of the ripple calculation means Is calculated, and the offset voltage component included in the output value of the current detection means is removed based on the calculation result.

本発明によれば、電流センサのオフセット電圧に起因するトルクリップルを簡便に低減することができる。これにより、駆動対象の振動・騒音を抑制して装置の機能を満足すると共に調整作業の簡素化でコストの低減を図ることができる。また、駆動対象に余計な振動が発生せずに破損しにくくなるため、装置の信頼性向上を図ることができる。 According to the present invention, torque ripple caused by the offset voltage of the current sensor can be easily reduced. As a result, vibration and noise of the drive target can be suppressed to satisfy the function of the apparatus, and the cost can be reduced by simplifying the adjustment work. In addition, since unnecessary vibration does not occur in the driven object and it is difficult to break, the reliability of the apparatus can be improved.

図１は本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置の全体的な構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of a motor drive device according to a first embodiment of the present invention. 図２は同実施形態におけるモータ駆動装置に設けられたリップル演算器の構成を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a ripple calculator provided in the motor drive device in the same embodiment. 図３は同実施形態におけるモータ駆動装置に設けられたオフセット電圧演算器の構成を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of an offset voltage calculator provided in the motor driving apparatus in the same embodiment. 図４は同実施形態におけるモータ駆動装置に設けられたオフセット電圧補償器の構成を示すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of an offset voltage compensator provided in the motor driving apparatus in the same embodiment. 図５は同実施形態におけるモータ駆動装置に設けられた速度制御装置の構成を示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a speed control device provided in the motor drive device in the same embodiment. 図６は同実施形態における角速度と時間との関係を示すパターン図である。FIG. 6 is a pattern diagram showing the relationship between angular velocity and time in the same embodiment. 図７は同実施形態におけるトルク指令値と時間およびトルク出力と時間との関係を示すパターン図である。FIG. 7 is a pattern diagram showing the relationship between the torque command value and time and the torque output and time in the same embodiment. 図８は本発明の第２の実施形態に係るモータ駆動装置の全体的な構成を示すブロック図である。FIG. 8 is a block diagram showing an overall configuration of a motor driving apparatus according to the second embodiment of the present invention. 図９は本発明の第３の実施形態に係るモータ駆動装置の全体的な構成を示すブロック図である。FIG. 9 is a block diagram showing an overall configuration of a motor driving apparatus according to the third embodiment of the present invention.

まず、本発明の実施形態を説明する前に、電流センサのオフセット電圧に起因するトルクリップルとこれを除去する原理について説明する。 First, before describing an embodiment of the present invention, a torque ripple caused by an offset voltage of a current sensor and a principle for removing this will be described.

三相交流モータの駆動方式としてベクトル制御方式を適用して、トルクや推力を制御しながら駆動対象を駆動することが広く行なわれている。この場合、三相交流モータの三相のうち少なくとも二相の電流を検出することが必要である。なお、三相交流モータには誘導電動機や同期電動機などの様々な種類があるが、ここでは簡単のため、永久磁石型同期電動機を例にして説明する。 A vector control method is applied as a driving method for a three-phase AC motor to drive a driving target while controlling torque and thrust. In this case, it is necessary to detect currents of at least two phases among the three phases of the three-phase AC motor. There are various types of three-phase AC motors such as an induction motor and a synchronous motor. For simplicity, a permanent magnet type synchronous motor will be described as an example here.

いま、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の三相のうち、Ｕ相とＷ相に電流センサが取付けられている場合を考える。Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相に流れる電流をそれぞれｉｕｒ，ｉｖｒ，ｉｗｒとし、三相二相変換（αβ変換）による静止座標α軸の電流をｉα，同β軸の電流をｉβ、この静止座標を移動磁界の電気角をθとして回転させた場合の回転座標への座標変換（ｄｑ座標変換）による回転座標系のｄ軸の電流をｉｄ，同回転座標系のｑ軸の電流をｉｑとすれば、以下の関係が成立する。

Consider a case where current sensors are attached to the U phase and the W phase among the three phases U phase, V phase, and W phase. The currents flowing in the U phase, V phase, and W phase are iur, ivr, and iwr, respectively. The static coordinate α-axis current by the three-phase two-phase transformation (αβ transformation) is iα, the β-axis current is iβ, and the static coordinates. When the electric angle of the moving magnetic field is rotated by θ, the current of the d-axis of the rotating coordinate system by the coordinate conversion to the rotating coordinate (dq coordinate conversion) is id, and the current of the q-axis of the rotating coordinate system is iq. For example, the following relationship is established.

ここで、Ｕ相電流センサのオフセットをｉｕｏ、Ｖ相電流センサのオフセットをｉｖｏ，Ｗ相電流センサのオフセットをｉｗｏとすると、これらをｄｑ座標変換して得られるｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑは次式となる。

Here, assuming that the offset of the U-phase current sensor is iuo, the offset of the V-phase current sensor is ivo, and the offset of the W-phase current sensor is iwo, the d-axis current id and the q-axis current iq obtained by dq coordinate conversion are used. Is as follows.

式（３）において、第１式、第２式とも右辺２項，３項が電流センサのオフセットにより生じるリップル成分を表している。 In Expression (3), both the first and second expressions represent the ripple component generated by the offset of the current sensor in terms 2 and 3 on the right side.

三相巻線に中性線がなく、Ｖ相に電流センサがない場合を考えると、式（１），（２）は、ｉｖｒ＝−ｉｕｒ−ｉｗｒであることから、

Considering the case where there is no neutral wire in the three-phase winding and no current sensor in the V phase, the equations (1) and (2) are ivr = −iur−iwr.

とすることができる。式（３）も同様に、ｉｖｏ＝−ｉｕｏ−ｉｗｏであることから、ｄ軸の電流リップル成分ｉｄｏ，ｑ軸の電流リップル成分ｉｑｏは次式で与えられる。

It can be. Similarly, since the equation (3) is ivo = −iuo-iwo, the d-axis current ripple component ido and the q-axis current ripple component iqo are given by the following equations.

式（５）のｄ軸，ｑ軸の電流リップル成分の振幅をａｄ，ａｑとし、電気角θとの位相差をψｄ，ψｑとして、次のように書き換えられる。

The amplitudes of the d-axis and q-axis current ripple components in equation (5) are set as ad and aq, and the phase difference from the electrical angle θ is set as ψd and ψq as follows.

したがって、ｄｑ座標系において、電気角と同じ周期のリップル成分を検出し、位相と振幅を推定できれば、

Therefore, in the dq coordinate system, if the ripple component having the same period as the electrical angle is detected and the phase and amplitude can be estimated,

もしくは、

Or

により、Ｕ相とＷ相の電流センサのオフセットを計算することができる。つまり、ｄｑ軸電流の電気角と同周期のリップル成分を電流センサのオフセット成分として表すことができる。 Thus, the offsets of the U-phase and W-phase current sensors can be calculated. That is, a ripple component having the same period as the electrical angle of the dq axis current can be expressed as an offset component of the current sensor.

次に、ｄｑ座標系におけるリップル成分の推定方法について説明する。 Next, a method for estimating a ripple component in the dq coordinate system will be described.

リップル成分は、モータの電気角をθ，その電気角θと電流リップルの位相差をψ，電流リップルの振幅をａとすれば、ａｓｉｎ（θ＋ψ）と表せる。これに推定位相差ζを持つ参照信号ｓｉｎ（θ＋ζ）を乗じて、電気角の一周期で積分すると、次式に示す位相差（ψ−ζ）の関数が得られる。ｓは積分結果である。

The ripple component can be expressed as asin (θ + ψ), where θ is the electrical angle of the motor, ψ is the phase difference between the electrical angle θ and the current ripple, and a is the amplitude of the current ripple. When this is multiplied by a reference signal sin (θ + ζ) having an estimated phase difference ζ and integrated in one cycle of the electrical angle, a function of phase difference (ψ−ζ) shown in the following equation is obtained. s is an integration result.

ここで、βをゲインとして、推定位相差ζを、

Here, β is a gain, and the estimated phase difference ζ is

で定義すると、式（９）より、ψ−ζ＋π／２＝０の近傍で、

From equation (9), in the vicinity of ψ−ζ + π / 2 = 0,

となる。したがって、推定位相差ζは、

It becomes. Therefore, the estimated phase difference ζ is

と表現できる。つまり、モータが回転し、電気角が増大すると、電流リップルの位相差ψに対して９０度遅れた値に収束する。このため、式（１１）のシステムから得られる推定位相差ζに９０度を加えた位相差φが電流リップルの位相差ψに収束することになる。 Can be expressed as That is, when the motor rotates and the electrical angle increases, it converges to a value delayed by 90 degrees with respect to the phase difference ψ of the current ripple. Therefore, the phase difference φ obtained by adding 90 degrees to the estimated phase difference ζ obtained from the system of Expression (11) converges to the phase difference ψ of the current ripple.

このような方法で電流リップルの位相差を求める一方で、次式で電流リップルの振幅推定値αを計算する。

While calculating the phase difference of the current ripple by such a method, the current ripple amplitude estimation value α is calculated by the following equation.

ここで、ｓｉｎ（θ＋φ）は参照信号であり、φ＝ψ＋π／２である。式（１３）から明らかなように、電気角との位相差推定値φが真値に収束するに連れて、振幅推定値αも電流リップルの振幅ａに収束する。 Here, sin (θ + φ) is a reference signal, and φ = ψ + π / 2. As is clear from the equation (13), as the phase difference estimated value φ with respect to the electrical angle converges to the true value, the amplitude estimated value α also converges to the current ripple amplitude a.

このように、電流センサのオフセット電圧に起因するｄｑ軸電流のリップル成分に上記のような方法を適用することで、ｄｑ軸それぞれのリップル成分の振幅と位相差を推定することができる。 Thus, by applying the above method to the ripple component of the dq-axis current caused by the offset voltage of the current sensor, the amplitude and phase difference of the ripple component of each dq-axis can be estimated.

ここで、式（９）および式（１３）において、それぞれの参照信号に対して電気角θと同周期のリップル成分が乗ぜられている。これは、直流分も含め、電気角θと同周期以外の周波数成分を被乗算信号として一周期の範囲で積分すると、その積分結果がゼロになるためである。したがって、式（９）および式（１３）において、ｄｑ軸電流ｉｄ，ｉｑそのものを被乗算信号として用いることができる。この場合、ｉｄ，ｉｑをまとめてｉｄｑで表わせば、式（９）および式（１３）は次のようになる。

Here, in Equation (9) and Equation (13), each reference signal is multiplied by a ripple component having the same period as the electrical angle θ. This is because if the frequency component other than the same period as the electrical angle θ, including the direct current component, is integrated in the range of one cycle as a signal to be multiplied, the integration result becomes zero. Therefore, in Equation (9) and Equation (13), the dq-axis current id, iq itself can be used as the multiplied signal. In this case, if id and iq are collectively expressed as idq, equations (9) and (13) are as follows.

以上述べたように、リップル成分の振幅と位相差が式（１４）と式（１５）により推定できる。したがって、式（７）もしくは式（８）で電流センサのオフセット推定値を得ることができ、このオフセット推定値を電流センサの出力値から減ずることによりトルクリップルを低減することができる。 As described above, the amplitude and phase difference of the ripple component can be estimated by the equations (14) and (15). Therefore, the offset estimate value of the current sensor can be obtained by the equation (7) or the equation (8), and the torque ripple can be reduced by subtracting the offset estimate value from the output value of the current sensor.

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳しく説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

（第１の実施形態）
（１）全体構成
図１は本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置の全体構成を示すブロック図であり、図中の符号１がモータ駆動装置の全体を示している。なお、棒線は電力線、矢印線は信号線を表している。 (First embodiment)
(1) Overall Configuration FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of the motor drive device according to the first embodiment of the present invention, and reference numeral 1 in the drawing indicates the overall motor drive device. A bar line represents a power line, and an arrow line represents a signal line.

モータ駆動装置１には、駆動対象（負荷）３が接続されている。駆動対象３は、例えばエレベータであれば、乗りかごを昇降動作させるための巻上機である。速度制御装置５は、この駆動対象３を所定の目標速度で動かすべきトルク指令をモータ駆動装置１に出力する。 A drive target (load) 3 is connected to the motor drive device 1. If the drive object 3 is an elevator, for example, it is a hoisting machine for moving the car up and down. The speed control device 5 outputs a torque command for moving the drive target 3 at a predetermined target speed to the motor drive device 1.

本実施形態において、モータ駆動装置１は、回転電動機１１と、駆動装置１３と、レゾルバ１５と、極対数乗算器１６と、磁界型電流センサ１７と、正逆ゲイン乗算器１８と、ｄｑ座標変換器１９と、トルク電流変換器２１と、電流偏差演算器２３と、リップル演算器２５と、電流制御装置２７と、三相座標変換器２９と、オフセット電圧演算器３１と、オフセット電圧補償器３３とを備える。 In the present embodiment, the motor drive device 1 includes a rotary motor 11, a drive device 13, a resolver 15, a pole pair multiplier 16, a magnetic field type current sensor 17, a forward / reverse gain multiplier 18, and a dq coordinate transformation. 19, torque current converter 21, current deviation calculator 23, ripple calculator 25, current controller 27, three-phase coordinate converter 29, offset voltage calculator 31, and offset voltage compensator 33. With.

また、モータ駆動装置１には、駆動装置１３を介して回転電動機１１に電力を供給する三相交流電源３５と、モータ駆動装置１に動作電力を供給する電源３７が外部から接続されている。 In addition, a three-phase AC power source 35 that supplies power to the rotary motor 11 via the driving device 13 and a power source 37 that supplies operating power to the motor driving device 1 are connected to the motor driving device 1 from the outside.

回転電動機１１は、駆動力発生手段として、駆動対象３を駆動する。この回転電動機１１は、図示せぬ交番磁極と可動部を有する。 The rotary electric motor 11 drives the drive target 3 as a driving force generating means. The rotary motor 11 has an alternating magnetic pole and a movable part (not shown).

駆動装置１３は、駆動手段として用いられ、回転電動機１１を三相交流電流を供給して駆動する。詳しくは、回転電動機１１の交番磁極に所定の入力値に等しい三相交流励磁電圧を印加し、交番磁極を三相交流電流で励磁して駆動する。 The driving device 13 is used as driving means, and drives the rotary motor 11 by supplying a three-phase alternating current. Specifically, a three-phase alternating current excitation voltage equal to a predetermined input value is applied to the alternating magnetic pole of the rotary electric motor 11, and the alternating magnetic pole is excited by a three-phase alternating current to drive.

レゾルバ１５は、電気角検出手段として用いられ、回転電動機１１の交番磁極と可動部の電気角を回転角として検出する。極対数乗算器１６は、レゾルバ１５の回転角を回転電動機１１の極対数倍して電気角を出力する。 The resolver 15 is used as an electrical angle detection unit, and detects the electrical angle of the alternating magnetic pole and the movable part of the rotary motor 11 as the rotation angle. The pole pair multiplier 16 outputs the electrical angle by multiplying the rotation angle of the resolver 15 by the pole pair number of the rotary motor 11.

磁界型電流センサ１７は、電流検出手段として用いられ、回転電動機１１に供給される三相交流電流の少なくとも二相の電流を検出する。この磁界型電流センサ１７は、駆動装置１３の出力電流が流れる動力線周囲に発生する磁界から当該出力電流を検出する。正逆ゲイン乗算器１８は、極対数乗算器１６の出力値に−１を乗じる。 The magnetic field type current sensor 17 is used as a current detection unit, and detects at least two-phase currents of the three-phase alternating current supplied to the rotary motor 11. The magnetic field type current sensor 17 detects the output current from the magnetic field generated around the power line through which the output current of the driving device 13 flows. The forward / reverse gain multiplier 18 multiplies the output value of the pole pair multiplier 16 by -1.

ｄｑ座標変換器１９は、座標変換手段として用いられ、レゾルバ１５および電流センサ１７からの出力値に基づいてｄｑ座標変換を行い、ｄ軸電流とｑ軸電流を出力する。詳しくは、回転電動機１１の可動部に作用する電磁力を発生させる三相交流電流を、レゾルバ１５の出力値に基づいて交番磁極に形成される移動磁界と共に移動する発生推力方向に座標変換すると共に、当該三相交流電流を同推力発生方向と直交する方向に座標変換して出力する。 The dq coordinate converter 19 is used as coordinate conversion means, performs dq coordinate conversion based on output values from the resolver 15 and the current sensor 17, and outputs a d-axis current and a q-axis current. Specifically, the three-phase alternating current that generates the electromagnetic force that acts on the movable part of the rotary motor 11 is coordinate-transformed in the direction of the generated thrust that moves together with the moving magnetic field formed on the alternating magnetic pole based on the output value of the resolver 15. The three-phase alternating current is coordinate-converted in a direction orthogonal to the thrust generation direction and output.

トルク電流変換器２１は、速度制御装置５から出されるトルク指令値をｄｑ軸の電流指令値に変換する。 The torque current converter 21 converts the torque command value output from the speed control device 5 into a dq axis current command value.

電流偏差演算器２３は、トルク電流変換器２１のｄ軸，ｑ軸の出力値（予め指定された目標値）からｄｑ座標変換器１９の出力値を減じる。 The current deviation calculator 23 subtracts the output value of the dq coordinate converter 19 from the d-axis and q-axis output values (predetermined target values) of the torque current converter 21.

リップル演算器２５は、リップル演算手段として用いられ、ｄｑ座標変換器１９の出力値およびレゾルバ１５の出力値とに基づいて、ｄｑ座標変換器１９の出力値であるｄｑ軸の電流に含まれるリップル成分を演算する。 The ripple calculator 25 is used as a ripple calculator, and based on the output value of the dq coordinate converter 19 and the output value of the resolver 15, the ripple included in the dq-axis current that is the output value of the dq coordinate converter 19. Calculate the component.

電流制御装置２７は、電流制御手段として用いられ、リップル演算器２５の演算結果を入力すると共にトルク電流変換器２１の出力値およびｄｑ座標変換器１９の出力値を入力し、トルク電流変換器２１から出力されるｄｑ軸の電流指令値にｄｑ座標変換器１９の出力値を収束させるようにｄｑ軸の電圧を演算する。 The current control device 27 is used as a current control means, inputs the calculation result of the ripple calculator 25 and the output value of the torque current converter 21 and the output value of the dq coordinate converter 19, and the torque current converter 21. The dq axis voltage is calculated so that the output value of the dq coordinate converter 19 is converged to the dq axis current command value output from.

三相座標変換器２９は、逆座標変換手段として用いられ、電流制御装置２７から出力されるｄｑ軸電圧を三相交流電圧に変換して駆動装置１３に出力する。 The three-phase coordinate converter 29 is used as inverse coordinate conversion means, converts the dq-axis voltage output from the current control device 27 into a three-phase AC voltage, and outputs it to the driving device 13.

オフセット電圧演算器３１は、オフセット電圧演算手段として用いられ、リップル演算器２５の出力値に基づいて電流センサ１７の出力値に含まれるオフセット電圧成分を演算する。 The offset voltage calculator 31 is used as an offset voltage calculator and calculates an offset voltage component included in the output value of the current sensor 17 based on the output value of the ripple calculator 25.

オフセット電圧補償器３３は、オフセット電圧補償手段として用いられ、オフセット電圧演算器３１の出力値に基づいて電流センサ１７の出力値に含まれるオフセット電圧成分を除去する。 The offset voltage compensator 33 is used as an offset voltage compensation unit, and removes an offset voltage component included in the output value of the current sensor 17 based on the output value of the offset voltage calculator 31.

次に、上述した電流制御装置２７、駆動装置１３、リップル演算器２５、オフセット電圧演算器３１、オフセット電圧補償器３３、そして、速度制御装置５の構成について、さらに詳しく説明する。 Next, the configurations of the current control device 27, the drive device 13, the ripple calculator 25, the offset voltage calculator 31, the offset voltage compensator 33, and the speed controller 5 will be described in more detail.

（２）電流制御装置２７の構成
電流制御装置２７は、電流偏差演算器２３の他に、リップル減算器４１と、ＰＩ制御器４３とを備える。 (2) Configuration of Current Control Device 27 In addition to the current deviation calculator 23, the current control device 27 includes a ripple subtractor 41 and a PI controller 43.

リップル減算器４１は、リップル除去手段として用いられ、電流偏差演算器２３にて演算された電流偏差からリップル演算器２５で演算されたリップル成分を減じることにより、リップル成分が出力されないように電流制御装置２７の出力値を調整する。 The ripple subtractor 41 is used as a ripple removing unit, and current control is performed so that a ripple component is not output by subtracting the ripple component calculated by the ripple calculator 25 from the current deviation calculated by the current deviation calculator 23. The output value of the device 27 is adjusted.

ＰＩ制御器４３は、リップル減算器４１の出力値を入力とし、その入力値に所定の比例ゲインを乗じると共に当該入力値を積分し、その積分結果に所定の積分ゲインを乗じ、その２つの乗算結果の和を出力する。 The PI controller 43 receives the output value of the ripple subtractor 41, multiplies the input value by a predetermined proportional gain, integrates the input value, multiplies the integration result by a predetermined integral gain, and multiplies the two multiplications. Output the sum of the results.

（３）駆動装置１３の構成
駆動装置１３は、コンバータ４５とインバータ４７とを備える。 (3) Configuration of Drive Device 13 The drive device 13 includes a converter 45 and an inverter 47.

コンバータ４５は、三相交流電源３５に接続され、交流電圧を直流電圧に変換する。インバータ４７は、このコンバータ４５に接続され、三相座標変換器２９から出力される三相交流電圧値に等しい三相交流電圧を回転電動機１１の図示せぬ三相巻き線に印加する。 Converter 45 is connected to a three-phase AC power supply 35 and converts an AC voltage into a DC voltage. The inverter 47 is connected to the converter 45 and applies a three-phase AC voltage equal to the three-phase AC voltage value output from the three-phase coordinate converter 29 to a three-phase winding (not shown) of the rotary motor 11.

（４）リップル演算器２５の構成
図２はリップル演算器２５の構成を示すブロック図である。
図２に示すように、リップル演算器２５は、電気角一次関数演算部５１と、正弦演算部５３と、乗算器５５と、擬似微分器５７と、絶対値演算器５９と、電気角積分器６１と、位相積分器６３とを備える。 (4) Configuration of Ripple Calculator 25 FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the ripple calculator 25.
As shown in FIG. 2, the ripple calculator 25 includes an electrical angle linear function calculator 51, a sine calculator 53, a multiplier 55, a pseudo-differentiator 57, an absolute value calculator 59, and an electrical angle integrator. 61 and a phase integrator 63.

電気角一次関数演算部５１は、第１の第１の電気角一次関数演算手段として用いられ、電気角検出手段であるレゾルバ１５の出力値に関する一次関数を演算すると共に当該一次関数の切片を調整可能に設定する位相調整器６９を有する。 The electrical angle linear function calculator 51 is used as a first first electrical angle linear function calculator, calculates a linear function related to the output value of the resolver 15 as an electrical angle detector, and adjusts the intercept of the linear function. It has a phase adjuster 69 that can be set.

正弦演算部５３は、第１の三角関数演算手段として用いられ、電気角一次関数演算部５７の出力値に関する正弦値を計算する。乗算器５５は、電流偏差演算器２３の出力値に正弦演算部５３の出力値を乗じる。擬似微分器５７は、電気角一次関数演算部５１から得られる電気角を時間微分する。絶対値演算器５９は、擬似微分器５７の出力値の絶対値を演算する。 The sine calculation unit 53 is used as a first trigonometric function calculation unit, and calculates a sine value related to the output value of the electrical angle linear function calculation unit 57. The multiplier 55 multiplies the output value of the current deviation calculator 23 by the output value of the sine calculator 53. The pseudo-differentiator 57 performs time differentiation on the electrical angle obtained from the electrical angle linear function calculation unit 51. The absolute value calculator 59 calculates the absolute value of the output value of the pseudo-differentiator 57.

電気角積分器６１は、積分手段として用いられ、乗算器５５の出力値と絶対値演算器５９の出力値および電気角一次関数演算部５１から得られる電気角に基づいて、乗算器５５の出力値を電気角に関して一周期の所定の倍数、例えば一倍の区間で積分する。位相積分器６３は、位相積分手段として用いられ、電気角積分器６１の出力値を電気角に関して積分し、所定のゲインを乗じて出力する。 The electrical angle integrator 61 is used as integrating means, and based on the output value of the multiplier 55, the output value of the absolute value calculator 59, and the electrical angle obtained from the electrical angle linear function calculator 51, the output of the multiplier 55 is used. The value is integrated with respect to the electrical angle in a predetermined multiple of one period, for example, a single interval. The phase integrator 63 is used as phase integration means, integrates the output value of the electrical angle integrator 61 with respect to the electrical angle, and multiplies the output value by a predetermined gain.

また、上記電気角一次関数演算部５１は、整数ゲイン乗算器６７と、位相調整器６９と、加算器７１とで構成される。 The electrical angle linear function calculation unit 51 includes an integer gain multiplier 67, a phase adjuster 69, and an adder 71.

整数ゲイン乗算器６７は、正逆ゲイン乗算器１８の出力値を所定の整数倍、例えば一倍する。位相調整器６９は、位相調整手段として用いられ、この整数ゲイン乗算器６７が出力する電気角との所定の位相差を出力する。加算器７１は、正逆ゲイン乗算器６７の出力値と位相調整器６９の出力値とを加算する。 The integer gain multiplier 67 multiplies the output value of the forward / reverse gain multiplier 18 by a predetermined integer multiple, for example, one. The phase adjuster 69 is used as a phase adjusting unit, and outputs a predetermined phase difference from the electrical angle output from the integer gain multiplier 67. The adder 71 adds the output value of the forward / reverse gain multiplier 67 and the output value of the phase adjuster 69.

また、上記電気角積分器６１は、角速度乗算器７３と、時間積分器７５と、第１の２πサンプルホルダ７７と、第２の２πサンプルホルダ７９と、減算器８１とで構成される。 The electrical angle integrator 61 includes an angular velocity multiplier 73, a time integrator 75, a first 2π sample holder 77, a second 2π sample holder 79, and a subtractor 81.

角速度乗算器７３は、乗算器５５の出力値に絶対値演算器５９の出力値を乗じる。時間積分器７５は、この角速度乗算器７３の出力値を時間積分する。 The angular velocity multiplier 73 multiplies the output value of the multiplier 55 by the output value of the absolute value calculator 59. The time integrator 75 integrates the output value of the angular velocity multiplier 73 with time.

第１の２πサンプルホルダ７７は、整数ゲイン乗算器６７から出力される電気角の２πごとに時間積分器７５の出力値をサンプルホールドする。第２の２πサンプルホルダ７９は、第１の２πサンプルホルダ７７の出力値を正逆ゲイン乗算器６７から出される電気角の２πごとにサンプルホールドする。減算器８１は、第１のサンプルホルダ７７の出力値から第２の２πサンプルホルダ７９の出力値を減算する。 The first 2π sample holder 77 samples and holds the output value of the time integrator 75 for every 2π of the electrical angle output from the integer gain multiplier 67. The second 2π sample holder 79 samples and holds the output value of the first 2π sample holder 77 for every 2π of the electrical angle output from the forward / reverse gain multiplier 67. The subtracter 81 subtracts the output value of the second 2π sample holder 79 from the output value of the first sample holder 77.

また、上記位相積分器６３は、角速度乗算器８３と、時間積分器８５と、ゲイン乗算器８７とで構成される。 The phase integrator 63 includes an angular velocity multiplier 83, a time integrator 85, and a gain multiplier 87.

角速度乗算器８３は、電気角積分器６１の出力値に絶対値演算器５９の出力値を乗じる。時間積分器８５は、この角速度乗算器８５の出力値を時間積分する。この間、ゲイン乗算器８７は、積分器８５の出力値に所定のゲインを乗算する。 The angular velocity multiplier 83 multiplies the output value of the electrical angle integrator 61 by the output value of the absolute value calculator 59. The time integrator 85 integrates the output value of the angular velocity multiplier 85 with time. During this time, the gain multiplier 87 multiplies the output value of the integrator 85 by a predetermined gain.

そして、位相積分器６３の出力値は位相調整器６９の所定値に設定されている。ここで、電気角θに関する任意の関数ｆ（θ）の積分値は、時間ｔの関数ｆ（θ（ｔ））に角速度を乗じた時間積分値に等しい。つまり、

The output value of the phase integrator 63 is set to a predetermined value of the phase adjuster 69. Here, the integral value of an arbitrary function f (θ) related to the electrical angle θ is equal to the time integral value obtained by multiplying the function f (θ (t)) of the time t by the angular velocity. That means

であるから、電気角積分器６１および位相積分器６３では、時間積分器７５，８５を使用していても電気角に関する積分が演算できることは言うまでもない。 Therefore, it goes without saying that the electrical angle integrator 61 and the phase integrator 63 can calculate the integration relating to the electrical angle even if the time integrators 75 and 85 are used.

また、上記リップル演算器２５は、位相演算器８９と、第２の電気角一次関数演算部９３と、第２の正弦演算部９５と、振幅演算器９７とで構成される。 The ripple calculator 25 includes a phase calculator 89, a second electrical angle linear function calculator 93, a second sine calculator 95, and an amplitude calculator 97.

位相演算器８９は、位相演算手段として用いられ、位相調整器６９の出力値に所定の位相差、例えばπ／２を加えて、電流偏差演算器２３の出力値に含まれるリップル成分の電気角に対する位相差を出力する。 The phase calculator 89 is used as a phase calculator, and adds a predetermined phase difference, for example, π / 2, to the output value of the phase adjuster 69, and the electrical angle of the ripple component included in the output value of the current deviation calculator 23. The phase difference for is output.

第２の電気角一次関数演算部９３は、第２の電気角一次関数演算手段として用いられ、位相演算器８９の出力値と整数ゲイン乗算器６７の出力値を加算器９１で加算して、電気角に関する一次関数を演算する。 The second electrical angle linear function calculation unit 93 is used as second electrical angle linear function calculation means, and the adder 91 adds the output value of the phase calculator 89 and the output value of the integer gain multiplier 67, Calculate a linear function related to electrical angle.

第２の正弦演算部９５は、第２の三角関数演算手段として用いられ、第２の電気角一次関数演算部９３の出力値から正弦値を演算する。振幅演算器９７は、振幅演算手段として用いられ、第２の正弦演算部９５の出力値と電流偏差演算器２３を介したｄｑ座標変換器１９の出力値とに基づいて、そのｄｑ座標変換器１９の出力値に含まれるリップル成分の振幅を演算する。 The second sine calculator 95 is used as a second trigonometric function calculator, and calculates a sine value from the output value of the second electrical angle linear function calculator 93. The amplitude calculator 97 is used as an amplitude calculator, and based on the output value of the second sine calculator 95 and the output value of the dq coordinate converter 19 via the current deviation calculator 23, the dq coordinate converter The amplitude of the ripple component included in the 19 output values is calculated.

また、上記振幅演算器９７は、乗算器９９と、乗算器１０１と、時間積分器１０３と、第１の２πサンプルホルダ１０５と、第２の２πサンプルホルダ１０７と、ゲイン乗算器１１１とで構成される。 The amplitude calculator 97 includes a multiplier 99, a multiplier 101, a time integrator 103, a first 2π sample holder 105, a second 2π sample holder 107, and a gain multiplier 111. Is done.

乗算器９９は、正弦演算部９５の出力値に電流偏差演算器２３の出力値を乗じる。乗算器１０１は、この乗算器９９の演算結果に絶対値演算器５９の出力値を乗じる。時間積分器１０３は、乗算器１０１の出力値を時間積分する。 The multiplier 99 multiplies the output value of the sine calculator 95 by the output value of the current deviation calculator 23. The multiplier 101 multiplies the calculation result of the multiplier 99 by the output value of the absolute value calculator 59. The time integrator 103 integrates the output value of the multiplier 101 with time.

第１の２πサンプルホルダ１０５は、整数ゲイン乗算器６７から出力される電気角の２πごとに時間積分器１０３の出力値をサンプルホールドする。第２の２πサンプルホルダ１０７は、第１の２πサンプルホルダ１０５の出力値を整数ゲイン乗算器６７から出力される電気角の２πごとにサンプルホールドする。 The first 2π sample holder 105 samples and holds the output value of the time integrator 103 every 2π of the electrical angle output from the integer gain multiplier 67. The second 2π sample holder 107 samples and holds the output value of the first 2π sample holder 105 every 2π of the electrical angle output from the integer gain multiplier 67.

減算器１０９は、第１のサンプルホルダ１０５の出力値から第２の２πサンプルホルダ１０７の出力値を減算する。ゲイン乗算器１１１は、減算器１０９の出力値に所定のゲイン、例えば１／πを乗じる。 The subtractor 109 subtracts the output value of the second 2π sample holder 107 from the output value of the first sample holder 105. The gain multiplier 111 multiplies the output value of the subtractor 109 by a predetermined gain, for example, 1 / π.

そして、ゲイン乗算器１１ｌの演算結果であるリップル成分の振幅と正弦演算部９５の電気角正弦関数を乗算器１１３で乗じることにより、電流偏差演算器２３から出力されるｄ軸電流およびｑ軸電流に含まれるリップル成分を得ることができる。 Then, the multiplier 113 multiplies the amplitude of the ripple component, which is the calculation result of the gain multiplier 11l, and the electrical angle sine function of the sine calculation unit 95 by the multiplier 113, whereby the d-axis current and the q-axis current output from the current deviation calculator 23 are obtained. The ripple component contained in can be obtained.

つまり、リップル演算器２５は、レゾルバ１５から出力される回転角検出値とｄｑ座標変換器１９から出力されるｄ軸電流値およびｑ軸電流値を入力し、これらに含まれるリップル成分およびリップルの電気角に対する位相差とリップルの振幅を出力している。 That is, the ripple calculator 25 receives the rotation angle detection value output from the resolver 15 and the d-axis current value and q-axis current value output from the dq coordinate converter 19, and the ripple component and ripple contained in these values are input. Outputs phase difference and ripple amplitude with respect to electrical angle.

なお、リップル演算器２５はｄ軸電流およびｑ軸電流に関して同一構成となるため、図２では一軸のみの構成が示されている。 Since the ripple calculator 25 has the same configuration with respect to the d-axis current and the q-axis current, only a single-axis configuration is shown in FIG.

（５）オフセット電圧演算器３１の構成
図３はオフセット電圧演算器３１の構成を示すブロック図である。
図３に示すように、オフセット電圧演算器３１は、ｄ軸ベースオフセット電圧演算器１１５とｑ軸ベースオフセット電圧演算器１１７とを備える。 (5) Configuration of the offset voltage calculator 31
FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the offset voltage calculator 31.
As shown in FIG. 3, the offset voltage calculator 31 includes a d-axis base offset voltage calculator 115 and a q-axis base offset voltage calculator 117.

ｄ軸ベースオフセット電圧演算器１１５は、リップル演算器２５より入力するｄ軸電流のリップル振幅，同位相差に基づいて、電流センサ１７のＵ相電流検出値およびＷ相電流検出値に含まれるオフセット電圧を上記式（７）に基づいて演算する。 The d-axis base offset voltage calculator 115 includes the offset voltage included in the U-phase current detection value and the W-phase current detection value of the current sensor 17 based on the ripple amplitude and the same phase difference of the d-axis current input from the ripple calculator 25. Is calculated based on the above equation (7).

ｑ軸ベースオフセット電圧演算器１１７は、リップル演算器２５より入力するｑ軸電流のリップル振幅，同位相差に基づいて、電流センサ１７のＵ相電流検出値およびＷ相電流検出値に含まれるオフセット電圧を上記式（８）に基づいて演算する。 The q-axis base offset voltage calculator 117 is based on the ripple amplitude and the same phase difference of the q-axis current input from the ripple calculator 25, and the offset voltage included in the U-phase current detection value and the W-phase current detection value of the current sensor 17. Is calculated based on the above equation (8).

ここで、上記ｄ軸ベースオフセット電圧演算器１１５は、正逆ゲイン乗算器１１９と、振幅ゲイン調整器１２１と、正接演算器１２３と、乗算器１２５と、ゲイン乗算器１２７と、ゲイン乗算器１２９と、乗算器１３１と、定数加算器１３５と、平方根演算器１３７と、ゲイン乗算器１３９と、ゲイン乗算器１４１と、除算器１４３と、除算器１４５とで構成される。 The d-axis base offset voltage calculator 115 includes a forward / reverse gain multiplier 119, an amplitude gain adjuster 121, a tangent calculator 123, a multiplier 125, a gain multiplier 127, and a gain multiplier 129. And a multiplier 131, a constant adder 135, a square root calculator 137, a gain multiplier 139, a gain multiplier 141, a divider 143, and a divider 145.

正逆ゲイン乗算器１１９は、リップル演算器２５が電流偏差演算器２３を介してｄｑ座標変換器１９の出力値を入力していることの影響を取り除くために、ｄ軸電流リップルの位相差に−１を乗じる。 The forward / reverse gain multiplier 119 calculates the phase difference of the d-axis current ripple in order to remove the influence of the ripple calculator 25 inputting the output value of the dq coordinate converter 19 via the current deviation calculator 23. Multiply by -1.

振幅ゲイン調整器１２１は、電流センサ１７の出力値に含まれるオフセット電圧とｄ軸電流リップルの位相差および振幅において、それぞれが変動した場合でも当該ｄ軸ベースオフセット電圧演算器１１５の出力値の連続性が維持できるように、ｄ軸電流リップルの振幅に１もしくは−１を乗じる。 The amplitude gain adjuster 121 continues the output value of the d-axis base offset voltage calculator 115 even when the phase difference and amplitude of the offset voltage and d-axis current ripple included in the output value of the current sensor 17 vary. In order to maintain the characteristics, the amplitude of the d-axis current ripple is multiplied by 1 or -1.

正接演算器１２３は、正逆ゲイン乗算器ｌ１９の出力値の正接を演算する。乗算器１２５は、正接演算器１２３の出力値の二乗を演算する。ゲイン乗算器１２７は、振幅ゲイン調整器１２１の出力値を√６倍する。ゲイン乗算器１２９は、振幅ゲイン調整器１２１の出力値を−３√２倍する。 The tangent calculator 123 calculates the tangent of the output value of the forward / reverse gain multiplier l19. The multiplier 125 calculates the square of the output value of the tangent calculator 123. The gain multiplier 127 multiplies the output value of the amplitude gain adjuster 121 by √6. The gain multiplier 129 multiplies the output value of the amplitude gain adjuster 121 by −3√2.

乗算器１３１は、ゲイン乗算器１２７の出力値に正接演算器１２３の出力値を乗じる。減算器１３３は、ゲイン乗算器１２９の出力値から乗算器１３１の出力値を減じる。定数加算器１３５は、乗算器１２５の出力値に１を加える。 Multiplier 131 multiplies the output value of gain multiplier 127 by the output value of tangent calculator 123. The subtracter 133 subtracts the output value of the multiplier 131 from the output value of the gain multiplier 129. The constant adder 135 adds 1 to the output value of the multiplier 125.

平方根演算器１３７は、加算器１３５の出力値の平方根を演算する。ゲイン乗算器１３９は、平方根演算器１３７の出力値を３倍する。ゲイン乗算器１４１は、平方根演算器１３７の出力値を６倍する。除算器１４３は、乗算器１３１の出力値をゲイン乗算器１３９の出力値で除算する。除算器１４５は、減算器１３３の出力値をゲイン乗算器１４１の出力値で除算する。 The square root calculator 137 calculates the square root of the output value of the adder 135. The gain multiplier 139 multiplies the output value of the square root calculator 137 by 3. The gain multiplier 141 multiplies the output value of the square root calculator 137 by six. Divider 143 divides the output value of multiplier 131 by the output value of gain multiplier 139. The divider 145 divides the output value of the subtracter 133 by the output value of the gain multiplier 141.

また、上記ｑ軸ベースオフセット電圧演算器１１７は、正逆ゲイン乗算器１４７と、振幅ゲイン調整器１４９と、正接演算器１５１と、乗算器１５３と、ゲイン乗算器１５５と、ゲイン乗算器１５７と、乗算器１５９と、減算器１６１と、定数加算器１６３と、平方根演算器１６５と、ゲイン乗算器１６７と、ゲイン乗算器１６９と、除算器１７１と、除算器１７３とで構成される。 The q-axis base offset voltage calculator 117 includes a forward / reverse gain multiplier 147, an amplitude gain adjuster 149, a tangent calculator 151, a multiplier 153, a gain multiplier 155, and a gain multiplier 157. , A multiplier 159, a subtracter 161, a constant adder 163, a square root calculator 165, a gain multiplier 167, a gain multiplier 169, a divider 171, and a divider 173.

正逆ゲイン乗算器１４７は、リップル演算器２５が電流偏差演算器２３を介してｄｑ座標変換器１９の出力値を入力していることの影響を取り除くためにｑ軸電流リップルの位相差に−１を乗じる。振幅ゲイン調整器１４９は、電流センサ１７の出力値に含まれるオフセット電圧とｄ軸電流リップルの位相差および振幅においてそれぞれが変動した場合でも当該ｑ軸ベースオフセット電圧演算器１１７の出力値の連続性が維持できるようｑ軸電流リップルの振幅に１もしくは−１を乗じる。 The forward / reverse gain multiplier 147 removes the influence of the ripple calculator 25 inputting the output value of the dq coordinate converter 19 via the current deviation calculator 23 to the phase difference of the q-axis current ripple. Multiply by 1. The amplitude gain adjuster 149 continues the output value of the q-axis base offset voltage calculator 117 even when the phase difference and amplitude of the offset voltage and d-axis current ripple included in the output value of the current sensor 17 vary. To maintain the q-axis current ripple amplitude by 1 or -1.

正接演算器１５１は、正逆ゲイン乗算器１４７の出力値の正接を演算する。乗算器１５３は、正接演算器１５１の出力値の二乗を演算する。ゲイン乗算器１５５は、振幅ゲイン調整器１４９の出力値を√６倍する。ゲイン乗算器１５７は、振幅ゲイン調整器１４９の出力値を３√２倍する。 The tangent calculator 151 calculates the tangent of the output value of the forward / reverse gain multiplier 147. The multiplier 153 calculates the square of the output value of the tangent calculator 151. The gain multiplier 155 multiplies the output value of the amplitude gain adjuster 149 by √6. The gain multiplier 157 multiplies the output value of the amplitude gain adjuster 149 by 3√2.

乗算器１５９は、ゲイン乗算器１５７の出力値に正接演算器１５１の出力値を乗じる。減算器１６１は、ゲイン乗算器１５５の出力値から乗算器１５９の出力値を減じる。定数加算器１６３は、乗算器１５３の出力値に１を加える。 Multiplier 159 multiplies the output value of gain multiplier 157 by the output value of tangent calculator 151. The subtracter 161 subtracts the output value of the multiplier 159 from the output value of the gain multiplier 155. The constant adder 163 adds 1 to the output value of the multiplier 153.

平方根演算器１６５は、加算器１６３の出力値の平方根を演算する。ゲイン乗算器１６７は、平方根演算器１６５の出力値を−３倍する。ゲイン乗算器１６９は、平方根演算器１６５の出力値を６倍する。除算器１７１は、ゲイン乗算器１５５の出力値をゲイン乗算器１６７の出力値で除算する。除算器１７３は、減算器１６１の出力値をゲイン乗算器１６９の出力値で除算する。 The square root calculator 165 calculates the square root of the output value of the adder 163. The gain multiplier 167 multiplies the output value of the square root calculator 165 by -3. The gain multiplier 169 multiplies the output value of the square root calculator 165 by six. Divider 171 divides the output value of gain multiplier 155 by the output value of gain multiplier 167. Divider 173 divides the output value of subtractor 161 by the output value of gain multiplier 169.

（６）オフセット電圧補償器３３の構成
図４はオフセット電圧補償器３３の構成を示すブロック図である。
図４に示すように、オフセット電圧補償器３３では、オフセット電圧演算器３１からｄ軸ベースオフセット電圧演算結果ｉｗｏとｑ軸ベースオフセット電圧演算結果ｉｕｏを入力する。 (6) Configuration of offset voltage compensator 33
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the offset voltage compensator 33.
As shown in FIG. 4, the offset voltage compensator 33 receives the d-axis base offset voltage calculation result iwo and the q-axis base offset voltage calculation result iuo from the offset voltage calculator 31.

オフセット電圧補償器３３は、この２つのオフセット電圧演算結果ｉｗｏおよびｉｕｏに所定のゲインを乗じた後、これらを電気角に関して積分する。そして、オフセット電圧補償器３３は、ｉｕｏの積分結果を磁界型電流センサ１９のＵ相電流検出値から減じ、ｉｗｏの積分結果を磁界型電流センサ１９のＷ相電流検出値から減じることで、磁界型電流センサ１９の検出値に内在するオフセット電圧の補償が行われる。補償後のＵ相電流検出値およびＷ相電流検出値は、ｄｑ座標変換器１９に入力される。 The offset voltage compensator 33 multiplies these two offset voltage calculation results iwo and iuo by a predetermined gain, and then integrates them with respect to the electrical angle. Then, the offset voltage compensator 33 subtracts the iuo integration result from the U-phase current detection value of the magnetic field type current sensor 19 and subtracts the iwo integration result from the W-phase current detection value of the magnetic field type current sensor 19, thereby obtaining a magnetic field. The offset voltage inherent in the detection value of the mold current sensor 19 is compensated. The compensated U-phase current detection value and W-phase current detection value are input to the dq coordinate converter 19.

具体的には、オフセット電圧補償器３３は、ゲイン乗算器１７５と、ゲイン乗算器１７７と、乗算器１７９，１８１と、時間積分器１８３，１８５と、減算器１８７と、減算器１８９とから構成される。 Specifically, the offset voltage compensator 33 includes a gain multiplier 175, a gain multiplier 177, multipliers 179 and 181, time integrators 183 and 185, a subtractor 187, and a subtractor 189. Is done.

ゲイン乗算器１７５は、ｄ軸ベースオフセット電圧演算結果ｉｗｏに所定のゲインを乗じる。ゲイン乗算器１７７は、ｑ軸ベースオフセット電圧演算結果ｉｕｏに所定のゲインを乗じる。乗算器１７９は、ゲイン乗算器１７５の出力値に絶対値演算器５９が出力する電気角角速度を乗じる。乗算器１８１は、ゲイン乗算器１７７の出力値に絶対値演算器５９が出力する電気角角速度を乗じる。 The gain multiplier 175 multiplies the d-axis base offset voltage calculation result iwo by a predetermined gain. The gain multiplier 177 multiplies the q-axis base offset voltage calculation result iuo by a predetermined gain. Multiplier 179 multiplies the output value of gain multiplier 175 by the electrical angular angular velocity output from absolute value calculator 59. The multiplier 181 multiplies the output value of the gain multiplier 177 by the electrical angular angular velocity output from the absolute value calculator 59.

時間積分器１８３は、乗算器１７９の出力値を時間積分する。時間積分器１８５は、乗算器１８１の出力値を時間積分する。減算器１８７は、電流センサ１９のＷ相検出値から時間積分器１８３の出力値を減じる。減算器１８９は、電流センサ１９のＵ相検出値から時間積分器１８５の出力値を減じる。 The time integrator 183 integrates the output value of the multiplier 179 with time. The time integrator 185 integrates the output value of the multiplier 181 with time. The subtractor 187 subtracts the output value of the time integrator 183 from the W phase detection value of the current sensor 19. The subtracter 189 subtracts the output value of the time integrator 185 from the U-phase detection value of the current sensor 19.

（７）速度制御装置５の構成
図５は速度制御装置５の構成を示すブロック図である。
図５に示すように、速度制御装置５は、角速度目標パターン発生器１９１とトルク指令演算部１９３とから構成される。この速度制御装置５は、本発明のモータ駆動装置１と同様に電源３７に接続されて動作する。 (7) Configuration of speed control device 5
FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of the speed control device 5.
As shown in FIG. 5, the speed control device 5 includes an angular velocity target pattern generator 191 and a torque command calculation unit 193. The speed control device 5 operates by being connected to a power source 37 in the same manner as the motor drive device 1 of the present invention.

角速度目標パターン発生器１９１は、回転電動機ｌｌの角速度が追従すべき角速度目標パターンを出力する。トルク指令演算部１９３は、角速度目標パターン発生器１９１およびレゾルバ１５の出力値に基づいて、回転電動機１１の回転速度を目標パターンに追従させるためのトルク指令値を演算する。 The angular velocity target pattern generator 191 outputs an angular velocity target pattern that should be followed by the angular velocity of the rotary motor 11. The torque command calculation unit 193 calculates a torque command value for causing the rotation speed of the rotary electric motor 11 to follow the target pattern based on the output values of the angular velocity target pattern generator 191 and the resolver 15.

（動作説明）
次に、図６および図７を参照して、モータ駆動装置１の動作について説明する。 (Description of operation)
Next, the operation of the motor drive device 1 will be described with reference to FIGS.

図６は角速度と時間との関係を示すパターン図、図７はトルク指令値と時間およびトルク出力と時間との関係を示すパターン図である。 FIG. 6 is a pattern diagram showing the relationship between angular velocity and time, and FIG. 7 is a pattern diagram showing the relationship between torque command value and time and torque output and time.

モータ駆動装置１が待機状態にあるとき、詳しくは、三相交流電源３５および単相交流電源３７の投入により、モータ駆動装置１および速度制御装置５が稼動状態であるが、角速度目標パターン発生器１９１がゼロを出力している場合には、回転電動機１１は角速度ゼロの状態を維持している。また、最初の起動時には、位相調整器６９には例えばゼロが設定されている。 More specifically, when the motor driving device 1 is in a standby state, the motor driving device 1 and the speed control device 5 are in operation by turning on the three-phase AC power source 35 and the single-phase AC power source 37. However, the angular velocity target pattern generator When 191 outputs zero, the rotary electric motor 11 maintains a state of zero angular velocity. At the first startup, for example, zero is set in the phase adjuster 69.

ここで、速度制御装置５の角速度目標パターン発生器１９１から図６のような台形パターンを有する角速度の目標値が出力されると、トルク指令演算部１９３では、レゾルバ１５から出力される現在の回転電動機１１の角速度と角速度目標パターン発生器１９１の角速度目標値とに基づいて回転電動機１１に対するトルク指令値を演算する。演算結果はトルク電流変換器２１に入力される。これにより、図５に示すように、電流センサ１７、極対数乗算器１６、ｄｑ座標変換器１９、電流制御装置２７、三相座標変換器２９、駆動装置１３を介してベクトル制御が行われ、トルク指令値に従って回転電動機１１が駆動される。 Here, when the angular velocity target value having a trapezoidal pattern as shown in FIG. 6 is output from the angular velocity target pattern generator 191 of the speed controller 5, the torque command calculation unit 193 outputs the current rotation output from the resolver 15. Based on the angular velocity of the electric motor 11 and the angular velocity target value of the angular velocity target pattern generator 191, a torque command value for the rotary electric motor 11 is calculated. The calculation result is input to the torque current converter 21. Thereby, as shown in FIG. 5, vector control is performed via the current sensor 17, pole pair multiplier 16, dq coordinate converter 19, current control device 27, three-phase coordinate converter 29, and drive device 13, The rotary motor 11 is driven according to the torque command value.

この回転電動機１１の駆動に伴い、駆動対象３が回転を開始する。回転電動機１１の回転はレゾルバ１５によって検出され、再び角速度信号に変換されてトルク指令演算部３３にフィードバックされる。これにより、駆動対象３の回転速度（角速度）は、図６の実際値のように目標値に追従する。 As the rotary motor 11 is driven, the drive target 3 starts to rotate. The rotation of the rotary motor 11 is detected by the resolver 15, converted into an angular velocity signal again, and fed back to the torque command calculation unit 33. As a result, the rotational speed (angular speed) of the drive target 3 follows the target value like the actual value in FIG.

このとき、電流センサ１７の検出値にオフセット電圧が含まれていると、ベクトル制御におけるｄｑ座標変換の際に、ｄ軸およびｑ軸の電流に、上記式（５）で表される電気角θに同期するリップル成分ｉｄｏ，ｉｑｏが混入する。 At this time, if the detected value of the current sensor 17 includes an offset voltage, the electric angle θ expressed by the above equation (5) is applied to the d-axis and q-axis currents during dq coordinate conversion in vector control. Ripple components ido and iqo are mixed.

特に、回転電動機１１が永久磁石同期モータの場合には、ｑ軸電流はモータのトルクや推力に比例するため、リップル成分ｉｑｏの振幅に比例したトルクリップルが発生する。この場合、回転電動機１１の出力トルクは、図７（ａ）の指令値に対して同図（ｂ）のような状態になる。その結果、回転電動機１１に振動や騒音が発生し、駆動対象３の動作精度を悪化させ、破損を招くなどして信頼性を著しく損なうことになる。 In particular, when the rotary motor 11 is a permanent magnet synchronous motor, the q-axis current is proportional to the torque and thrust of the motor, and therefore a torque ripple proportional to the amplitude of the ripple component iqo is generated. In this case, the output torque of the rotary motor 11 is in a state as shown in FIG. 7B with respect to the command value shown in FIG. As a result, vibration and noise are generated in the rotary electric motor 11, the operation accuracy of the driven object 3 is deteriorated, and the reliability is remarkably impaired by causing damage.

ここで、本実施形態におけるモータ駆動装置１にあっては、電流制御装置２７に設けられた電流偏差演算器２３の出力値がリップル演算器２５に入力されて、ｄ軸電流およびｑ軸電流に含まれるリップル成分が演算される。この演算結果はリップル減算器４１に与えられて、電流偏差演算器２３の出力値からリップル成分が減算される。 Here, in the motor drive device 1 according to the present embodiment, the output value of the current deviation calculator 23 provided in the current control device 27 is input to the ripple calculator 25 and converted into the d-axis current and the q-axis current. The included ripple component is calculated. This calculation result is given to the ripple subtractor 41, and the ripple component is subtracted from the output value of the current deviation calculator 23.

詳しく説明すると、レゾルバ１５の出力値が極対数乗算器１６に入力されて、回転電動機ｌｌの極対数が乗算されると共に、正逆ゲイン乗算器１８で電流偏差演算器２３による減算の影響が取り除かれる。 More specifically, the output value of the resolver 15 is input to the pole pair multiplier 16 and multiplied by the number of pole pairs of the rotary electric motor 11 and the influence of subtraction by the current deviation calculator 23 is removed by the forward / reverse gain multiplier 18. It is.

正逆ゲイン乗算器１８から出力される電気角には、トルクリップルの電気角に対する高調波周期から求まる所定のゲインが乗算されており、結果として整数ゲイン乗算器６７からは回転電動機ｌｌの電気角に比例した値が出力される。そして、位相調整器６９の出力値と整数ゲイン乗算器６７の出力値が加算器７１で加算されて、電気角に関する一次関数が計算される。加算器７１の出力値は正弦演算部５３に入力され、上記一次関数に関する正弦値は乗算器５５によって電流偏差演算器２３の出力値が乗ぜられ、乗算器５５の乗算結果に対して電気角積分器６１が電気角θに関する一周期の積分を演算する。この段階で、位相調整器６９の出力値をζとした上記式（９）が演算される。 The electrical angle output from the forward / reverse gain multiplier 18 is multiplied by a predetermined gain obtained from the harmonic period with respect to the electrical angle of the torque ripple. As a result, the integer gain multiplier 67 outputs the electrical angle of the rotary motor 11. A value proportional to is output. Then, the output value of the phase adjuster 69 and the output value of the integer gain multiplier 67 are added by the adder 71 to calculate a linear function related to the electrical angle. The output value of the adder 71 is input to the sine calculation unit 53, and the sine value relating to the linear function is multiplied by the output value of the current deviation calculator 23 by the multiplier 55. The unit 61 calculates an integral of one cycle with respect to the electrical angle θ. At this stage, the above equation (9) is calculated with the output value of the phase adjuster 69 as ζ.

電気角積分器６１の演算結果ｓは位相積分器６３に入力され、ゲイン乗算器８７の所定値を−βとして、上記式（１０）の電気角θに関する積分が行われる。この演算結果は直ちに位相調整器６９の出力値として設定される。このため、上記式（１１）の微分方程式が成立し、位相調整器６９の出力値は上記式（１２）で明らかなように位相差ψに対して９０度遅れた値に収束する。 The calculation result s of the electrical angle integrator 61 is input to the phase integrator 63, and the predetermined value of the gain multiplier 87 is set to −β, and the integration with respect to the electrical angle θ in the above equation (10) is performed. This calculation result is immediately set as an output value of the phase adjuster 69. For this reason, the differential equation of the above equation (11) is established, and the output value of the phase adjuster 69 converges to a value delayed by 90 degrees with respect to the phase difference ψ as is apparent from the above equation (12).

一方、位相調整器６９出力値には、第２の電気角一次関数演算部９３において位相角差９０度が位相演算器８９によって加えられている。したがって、正弦演算部９５の出力値を電気角θに関して一周期の積分演算を行う振幅演算器９７の出力値は、上記式（１３）に一致する。このため、位相調整器６９出力値の電気角θとリップル成分の位相差ψヘの収束にともなって、振幅演算器９７の出力値もリップル成分の振幅値ａに収束する。 On the other hand, the phase calculator 89 adds a phase angle difference of 90 degrees to the output value of the phase adjuster 69 in the second electrical angle linear function calculator 93. Therefore, the output value of the amplitude calculator 97 that performs the integral calculation for one cycle with respect to the electrical value θ with respect to the output value of the sine calculator 95 coincides with the above equation (13). Therefore, the output value of the amplitude calculator 97 converges to the amplitude value a of the ripple component as the electrical angle θ of the output value of the phase adjuster 69 converges to the phase difference ψ of the ripple component.

このようにして、リップル演算器２５によって演算されたリップル成分は電流制御装置２７のリップル減算器４１に与えられる。これにより、電流偏差演算器２３から出力される電流偏差から当該リップル成分を減じられ、回転電動機１１に発生していたトルクリップルが除去されることになる。 In this way, the ripple component calculated by the ripple calculator 25 is given to the ripple subtractor 41 of the current controller 27. As a result, the ripple component is subtracted from the current deviation output from the current deviation computing unit 23, and the torque ripple generated in the rotary motor 11 is removed.

さらに、リップル演算器２５によって演算されたリップル成分はオフセット電圧演算器３１にも与えられている。オフセット電圧演算器３１において、リップル演算器２５で得られるリップル成分の振幅と位相からｄ軸電流については上記式（７）、ｑ軸電流については上記式（８）が演算されて、電流センサ１７のオフセット電圧ｉｕｏ，ｉｗｏが求められる。この求められたオフセット電圧ｉｕｏ，ｉｗｏは、オフセット電圧補償器３３の減算器１８７，１８９にて電流センサ１７の電流検出値から減じられ、電流センサ検出値が持つ実際のオフセット電圧が除去殺される。 Further, the ripple component calculated by the ripple calculator 25 is also given to the offset voltage calculator 31. In the offset voltage calculator 31, the above equation (7) is calculated for the d-axis current and the above equation (8) is calculated for the q-axis current from the amplitude and phase of the ripple component obtained by the ripple calculator 25, and the current sensor 17. Offset voltages iuo and iwo are obtained. The obtained offset voltages iuo and iwo are subtracted from the current detection value of the current sensor 17 by the subtracters 187 and 189 of the offset voltage compensator 33, and the actual offset voltage of the current sensor detection value is eliminated.

このとき、オフセット電圧補償器３３では、電流センサ１７のＷ相検出値に含まれるオフセット電圧に対して上記式（７）のｉｗｏを入力し、Ｕ相検出値に含まれるオフセット電圧に対して上記式（８）のｉｕｏを入力している。 At this time, the offset voltage compensator 33 inputs iwo of the above equation (7) for the offset voltage included in the W-phase detection value of the current sensor 17, and the above-described offset voltage included in the U-phase detection value. Iuo of Expression (8) is input.

また、これらの入力したオフセット電圧ｉｕｏ，ｉｗｏにはゲイン乗算器１７５，１７７において所定のゲインが乗ぜられ、ゲイン乗算器１７５，１７７の出力値はそれぞれ電気角θに関して積分され、減算器１８７，１８９に入力されている。このため、リップル演算器２５において位相調整器６９の出力値が実際のリップル成分の位相差に十分収束してから、電流センサ１７の検出値の補償を徐々に行うことができ、検出値の補償にともなう位相差の変動を回避することができる。 The input offset voltages iuo and iwo are multiplied by a predetermined gain in gain multipliers 175 and 177, and the output values of the gain multipliers 175 and 177 are integrated with respect to the electrical angle θ, respectively, and subtracters 187 and 189 are obtained. Has been entered. For this reason, after the output value of the phase adjuster 69 sufficiently converges to the actual phase difference of the ripple component in the ripple calculator 25, the detection value of the current sensor 17 can be gradually compensated. It is possible to avoid fluctuations in the phase difference that accompany it.

また、Ｕ相とＷ相のオフセット電圧の補償値に上記式（７），式（８）に基づくｄ軸リップル成分の振幅と位相差およびｑ軸リップル成分の振幅と位相差を使用することで、真値への収束過程で生じる正接演算の特異点通過がＵ相とＷ相で同時に発生しなくなり、オフセット電圧ｉｕｏ，ｉｗｏの真値への収束性が確実になる。 Further, by using the amplitude and phase difference of the d-axis ripple component and the amplitude and phase difference of the q-axis ripple component based on the above formulas (7) and (8) as the compensation values of the U-phase and W-phase offset voltages. The singular point passing of the tangent calculation that occurs in the process of convergence to the true value does not occur simultaneously in the U phase and the W phase, and the convergence of the offset voltages iuo and iwo to the true value is ensured.

したがって、図７（ｂ）の回転電動機１１の出力トルクに含まれるリップル成分は、回転電動機ｌｌの回転が増すに連れて除去されることになり、結果的に図７（ｃ）のように滑らかになる。これにより、トルクリップルによる駆動対象３の動作精度の悪化や破損を防ぐことができる。 Therefore, the ripple component included in the output torque of the rotary motor 11 in FIG. 7B is removed as the rotation of the rotary motor 11 increases, and as a result, the ripple component is smooth as shown in FIG. 7C. become. As a result, it is possible to prevent deterioration or damage of the operation accuracy of the driven object 3 due to torque ripple.

上述のように本発明の第１の実施形態でよれば、電流センサ１７のオフセット電圧に起因して発生する回転電動機１１のトルクリップルを減少させると共に、そのオフセット電圧自体を自動的に補償することができる。これにより、駆動対象もしくはモータ本体に生じている振動や騒音を装置の運転中に容易かつ効果的に低減でき、装置の機能を満足すると共に信頼性の向上が図れる。 As described above, according to the first embodiment of the present invention, the torque ripple of the rotary motor 11 generated due to the offset voltage of the current sensor 17 is reduced, and the offset voltage itself is automatically compensated. Can do. As a result, vibration and noise generated in the drive target or the motor main body can be easily and effectively reduced during operation of the apparatus, so that the functions of the apparatus can be satisfied and the reliability can be improved.

なお、上記第１の実施形態では、電気角θに関する積分演算の際に、被積分関数に電気角角速度を乗じて時間積分しているが、これは演算方法をなんら限定するものでない。例えば、量子化された電気角Δθ毎に被積分関数ｆ（θ）をサンプリングし、次式を演算する方法であってなんら差し支えない。

In the first embodiment, in the integration calculation related to the electrical angle θ, time integration is performed by multiplying the integrand by the electrical angular angular velocity, but this does not limit the calculation method. For example, it may be a method of sampling the integrand f (θ) for each quantized electrical angle Δθ and calculating the following equation.

また、電流検出手段として磁界型電流センサ１７を用いているが、これは電流検出手段を何ら限定するものでなく、例えば抵抗器両端の電圧降下で電流を検出しても良い。さらに、電気角検出手段としてレゾルバ１５を使用しているが、これは電気角検出手段をなんら限定するものでなく、例えば、パルスジェネレータを使用して何ら差し支えない。加えて、モータ駆動装置１は回転電動機１１を備えているが、これはモータの種類を何ら限定するものでなく、リニアモータであってなんら差し支えない。 Further, although the magnetic field type current sensor 17 is used as the current detection means, this does not limit the current detection means at all. For example, the current may be detected by a voltage drop across the resistor. Furthermore, although the resolver 15 is used as the electrical angle detection means, this does not limit the electrical angle detection means at all, and for example, a pulse generator may be used. In addition, although the motor drive device 1 includes the rotary electric motor 11, this does not limit the type of the motor, and may be a linear motor.

また、図２において、リップル演算器２５に三角関数演算手段として正弦演算部５３，９５を設けたが、電気角一次関数演算部５１，９１の出力値に関する余弦値を演算するための演算部を用いて構成することでもよい。 In FIG. 2, the ripple calculator 25 is provided with sine calculation units 53 and 95 as trigonometric function calculation means, but a calculation unit for calculating a cosine value related to the output value of the electrical angle linear function calculation units 51 and 91 is provided. It may be configured by using.

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。 (Second Embodiment)
Next, a second embodiment of the present invention will be described.

上記第１の実施形態では、エレベータのようにモータの運転速度の変動が大きい駆動対象を想定し、リップル演算器２５、オフセット電圧演算器３１、オフセット電圧補償器３３を用いて、電流センサ１７の電圧オフセットに起因するトルクリップルを低減する構成とした。しかし、一定の速度で連続運転される場合には、オフセット電圧演算器３１、オフセット電圧補償器３３は必ずしも必要とせず、以下のような形態としても良い。 In the first embodiment, assuming a driving target having a large fluctuation in the motor operating speed, such as an elevator, the ripple calculator 25, the offset voltage calculator 31, and the offset voltage compensator 33 are used. The torque ripple caused by the voltage offset is reduced. However, in the case of continuous operation at a constant speed, the offset voltage calculator 31 and the offset voltage compensator 33 are not necessarily required and may be configured as follows.

図８は本発明の第２の実施形態におけるモータ駆動装置の全体的な構成を示すブロック図である。なお、上記第１の実施形態と同じ部分には同一符号を付して、その説明は省略するもものとする。また、同一機能の個所にも同一符号を付して、差異がある場合にはアルファベットの付加で区別する。 FIG. 8 is a block diagram showing the overall configuration of the motor drive apparatus according to the second embodiment of the present invention. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same part as the said 1st Embodiment, and the description shall be abbreviate | omitted. Also, parts having the same function are denoted by the same reference numerals, and if there is a difference, they are distinguished by adding alphabets.

図８において、第２の実施形態のモータ駆動装置の全体が１Ａとして示されている。このモータ駆動装置１Ａは、一定の速度で連続運転されることを前提とする。 In FIG. 8, the entire motor drive device of the second embodiment is shown as 1A. This motor drive device 1A is assumed to be continuously operated at a constant speed.

本実施形態において、モータ駆動装置１Ａは、回転電動機１１と、駆動装置１３と、レゾルバ１５と、極対数乗算器１６と、磁界型電流センサ１７と、正逆ゲイン乗算器１８と、ｄｑ座標変換器１９と、トルク電流変換器２１と、電流偏差演算器２３と、リップル演算器２５と、電流制御装置２７と、三相座標変換器２９と、さらに、リップル除去手段として用いられるリップル減算器４１’とを備える。 In this embodiment, the motor drive device 1A includes a rotary electric motor 11, a drive device 13, a resolver 15, a pole pair multiplier 16, a magnetic field type current sensor 17, a forward / reverse gain multiplier 18, and a dq coordinate transformation. 19, torque current converter 21, current deviation calculator 23, ripple calculator 25, current controller 27, three-phase coordinate converter 29, and ripple subtractor 41 used as ripple removing means. 'And with.

また、モータ駆動装置１Ａには、駆動装置１３を介して回転電動機１１に電力を供給する三相交流電源３５と、モータ駆動装置１に動作電力を供給する電源３７が外部から接続されている。 In addition, a three-phase AC power source 35 that supplies power to the rotary electric motor 11 via the driving device 13 and a power source 37 that supplies operating power to the motor driving device 1 are connected to the motor driving device 1A from the outside.

ここで、モータ駆動装置１Ａが一定の速度で連続運転されるため、速度制御装置５（詳しくは、図５の角速度目標パターン発生器１９１）から出力される目標値は一定であり、ｄｑ座標変換器１９の出力値も変動しない。このため、リップル演算器２５には、電流偏差演算器２３の出力値の代わりにｄｑ座標変換器１９の出力値を入力してもよい。 Here, since the motor drive device 1A is continuously operated at a constant speed, the target value output from the speed control device 5 (specifically, the angular velocity target pattern generator 191 in FIG. 5) is constant, and dq coordinate conversion is performed. The output value of the device 19 does not change. For this reason, the output value of the dq coordinate converter 19 may be input to the ripple calculator 25 instead of the output value of the current deviation calculator 23.

この場合、正逆ゲイン乗算器１８には、正逆ゲインとして１が設定される。そして、ｄｑ座標変換器１９の出力値も変動しないので、ｄｑ軸の電流リップル成分の振幅や電気角に対する位相差も変動しない。 In this case, the forward / reverse gain multiplier 18 is set to 1 as the forward / reverse gain. Since the output value of the dq coordinate converter 19 does not change, the amplitude of the current ripple component on the dq axis and the phase difference with respect to the electrical angle do not change.

したがって、リップル演算器２５で演算されるｄ軸電流およびｑ軸電流のリップル成分をリップル除去手段であるリップル減算器４１’に入力し、ｄｑ座標変換器１９の出力値に含まれるリップル成分を電流制御装置２７の外部で相殺するだけで、回転電動機１１のトルクリップルを容易に除去することができる。 Therefore, the d-axis current and the ripple component of the q-axis current calculated by the ripple calculator 25 are input to the ripple subtractor 41 ′, which is a ripple removing unit, and the ripple component included in the output value of the dq coordinate converter 19 is converted into the current. The torque ripple of the rotary motor 11 can be easily removed simply by canceling outside the control device 27.

さらに、オフセット電圧演算器３１の演算結果がオフセット電圧表示器１９５に導入されており、当該オフセット電圧表示器１９５によりオフセット電圧演算器３１の演算結果を読み取ることができる。 Further, the calculation result of the offset voltage calculator 31 is introduced into the offset voltage display 195, and the calculation result of the offset voltage calculator 31 can be read by the offset voltage display 195.

しかし、回転電動機１１の運転が終了し、再び運転を始める場合にはリップル演算器２５においてリップル成分の振幅および位相差の演算が最初から行われるので、リップル演算器２５の出力値が十分に実際の値に収束するまではトルクリップルが発生することになる。 However, when the operation of the rotary motor 11 is finished and the operation is started again, the ripple calculator 25 calculates the amplitude and phase difference of the ripple component from the beginning, so that the output value of the ripple calculator 25 is sufficiently actual. Until the value converges, torque ripple will occur.

本実施形態では、オフセット電圧補償手段としてオフセット電圧表示器１９５、オフセット電圧設定器１９７および減算器１９９が設けられており、これらでオフセット電圧補償器３３’が構成されている。 In the present embodiment, an offset voltage display unit 195, an offset voltage setting unit 197, and a subtracter 199 are provided as offset voltage compensating means, and these constitute an offset voltage compensator 33 '.

このため、回転電動機の運転を終了するまえにオフセット電圧表示器１９５に表示されるＵ相およびＷ相のオフセット電圧を読み取り、読み取った値をオフセット電圧設定器１９７に入力して、磁界型電流センサ１７のオフセット電圧を補償する。 Therefore, before the operation of the rotary motor is completed, the U-phase and W-phase offset voltages displayed on the offset voltage display 195 are read, and the read values are input to the offset voltage setting unit 197, so that the magnetic field current sensor The offset voltage of 17 is compensated.

つまり、磁界型電流センサ１７のＵ相およびＷ相の検出値からオフセット電圧設定器１９７の出力値を減算器１９９により減算することで当該オフセット電圧が相殺される。すると、回転電動機１７の運転を終了してもＵ相およびＷ相のオフセット電圧値がオフセット電圧設定器１９７に残ることになり、再び回転電動機１１の運転を開始してもｄｑ座標変換器１９には最初からオフセット電圧が補償された電流検出値が入力され、トルクリップルは発生しない。 That is, the offset voltage is canceled by subtracting the output value of the offset voltage setter 197 from the detected values of the U-phase and W-phase of the magnetic field type current sensor 17 by the subtractor 199. Then, even if the operation of the rotary motor 17 is finished, the U-phase and W-phase offset voltage values remain in the offset voltage setter 197. Even if the operation of the rotary motor 11 is started again, the dq coordinate converter 19 The current detection value with the offset voltage compensated from the beginning is input, and no torque ripple occurs.

このように、第２の実施形態によれば、モータ駆動装置の構成が著しく簡素化できる。また、駆動対象もしくはモータ本体に生じている振動や騒音を装置の運転中に容易かつ効果的に低減することができ、装置の機能を満足すると共にコストの低減化および信頼性の向上が図れる。 Thus, according to the second embodiment, the configuration of the motor drive device can be remarkably simplified. In addition, vibration and noise generated in the drive target or the motor main body can be easily and effectively reduced during operation of the apparatus, so that the functions of the apparatus can be satisfied and costs can be reduced and reliability can be improved.

（第３の実施形態）
さらに、本発明の第３の実施形態を図９に基づいて説明する。 (Third embodiment)
Furthermore, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.

図９は本発明の第３の実施形態におけるモータ駆動装置の全体的な構成を示すブロック図である。なお、上記第１および第２の実施形態と同じ部分には同一符号を付して、その説明は省略するもものとする。また、同一機能の個所にも同一符号を付して、差異がある場合にはアルファベットの付加で区別する。 FIG. 9 is a block diagram showing the overall configuration of the motor drive apparatus according to the third embodiment of the present invention. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same part as the said 1st and 2nd embodiment, and the description shall be abbreviate | omitted. Also, parts having the same function are denoted by the same reference numerals, and if there is a difference, they are distinguished by adding alphabets.

第３の実施形態では、オフセット電圧補償手段としてのオフセット電圧補償器３３”が上記第１の実施形態で用いたオフセット電圧補償器３３と上記第２の実施形態で用いたオフセット電圧表示器１９５、オフセット電圧設定器１９７および減算器１９９を備えている。 In the third embodiment, the offset voltage compensator 33 ″ as the offset voltage compensation means includes the offset voltage compensator 33 used in the first embodiment and the offset voltage display 195 used in the second embodiment. An offset voltage setting unit 197 and a subtracter 199 are provided.

このような構成において、オフセット電圧設定器１９７に前回の運転で求められているオフセット値を入力しておけば、再運転時のリップル演算およびオフセット演算の収束が早くなるという利点があり、繰返し運転時の装置の信頼性を向上させることができる。 In such a configuration, if the offset value obtained in the previous operation is input to the offset voltage setting unit 197, there is an advantage that the convergence of the ripple calculation and the offset calculation during the re-operation becomes faster, and the repeated operation The reliability of the device at the time can be improved.

なお、上記第１乃至第３の実施形態では、全体の演算動作をハードウエア的に説明したが、これらの演算動作をソフトウエア的に処理することも可能である。 In the first to third embodiments, the entire arithmetic operation has been described in hardware, but it is also possible to process these arithmetic operations in software.

要するに、本発明は上記各実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記各実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。 In short, the present invention is not limited to the above-described embodiments as they are, and can be embodied by modifying the components without departing from the scope of the invention in the implementation stage. Moreover, various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of constituent elements disclosed in the above embodiments. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment. Furthermore, constituent elements over different embodiments may be appropriately combined.

１，１Ａ…モータ駆動装置，３…駆動対象（負荷），５…速度制御装置，１１…回転電動機，１３…駆動装置，１５…レゾルバ，１６…極対数乗算器，１７…磁界型電流センサ，１８，１１９，１４７…正逆ゲイン乗算器，１９…ｄｑ座標変換器，２１…トルク電流変換器，２３…電流偏差演算器，２５…リップル演算器，２７…電流制御装置，２９…三相座標変換器３１…オフセット電圧演算器，３３，３３’，３３”…オフセット電圧補償器，３５…三相交流電源，３７…単相交流電源，４１，４１’…リップル減算器，４３…ＰＩ制御器，４５…コンバータ，４７…インバータ，５１，９３…電気角一次関数演算部，５３，９５…正弦演算部，５５，７３，８３，９９，１０１，１１３，１２５，１３１，１５３，１５９，１７９，１８１…乗算器，５７…擬似微分器，５９…絶対値演算器，６１…電気角積分器，６３…位相積分器，６７…整数ゲイン乗算器，６９…位相調整器，７１，９１…加算器，７５，８５，１０３，１８３，１８５…時間積分器，７７，７９，１０５，１０７…２πサンプルホルダ，８１，１０９，１３３，１６１，１８７，１８９…減算器，８７，１１１，１２７，１２９，１３９，１４１，１５５，１５７，１６７，１６９，１７５，１７７…ゲイン乗算器，８９…位相演算器，９７…振幅演算器，１１５…ｄ軸ベースオフセット電圧演算器，１１７…ｑ軸ベースオフセット電圧演算器，１２１，１４９…振幅ゲイン調整器，１２３，１５１…正接演算器，１３５，１６３…定数加算器，１３７，１６５…平方根演算器，１４３，１４５，１７１，１７３…除算器。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1,1A ... Motor drive device, 3 ... Drive object (load), 5 ... Speed control device, 11 ... Rotary motor, 13 ... Drive device, 15 ... Resolver, 16 ... Pole log multiplier, 17 ... Magnetic field type current sensor, 18, 119, 147 ... forward / reverse gain multiplier, 19 ... dq coordinate converter, 21 ... torque current converter, 23 ... current deviation calculator, 25 ... ripple calculator, 27 ... current controller, 29 ... three-phase coordinate Converter 31 ... Offset voltage calculator, 33, 33 ', 33 "... Offset voltage compensator, 35 ... Three-phase AC power supply, 37 ... Single-phase AC power supply, 41, 41' ... Ripple subtractor, 43 ... PI controller , 45 ... Converter, 47 ... Inverter, 51, 93 ... Electrical angle linear function calculation unit, 53, 95 ... Sine calculation unit, 55, 73, 83, 99, 101, 113, 125, 131, 153, 159, 179, 1 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Multiplier, 57 ... Pseudo-differentiator, 59 ... Absolute value calculator, 61 ... Electrical angle integrator, 63 ... Phase integrator, 67 ... Integer gain multiplier, 69 ... Phase adjuster, 71, 91 ... Adder 75, 85, 103, 183, 185 ... time integrators, 77, 79, 105, 107 ... 2π sample holders, 81, 109, 133, 161, 187, 189 ... subtracters, 87, 111, 127, 129, 139, 141, 155, 157, 167, 169, 175, 177 ... gain multiplier, 89 ... phase calculator, 97 ... amplitude calculator, 115 ... d-axis base offset voltage calculator, 117 ... q-axis base offset voltage calculator 121, 149 ... amplitude gain adjuster, 123, 151 ... tangent calculator, 135, 163 ... constant adder, 137, 165 ... square root calculator, 143, 145, 171 , 173 ... Divider.

Claims

駆動対象を駆動するための駆動力発生手段と、
この駆動力発生手段に三相交流電流を供給して駆動する駆動手段と、
この駆動手段によって上記駆動力発生手段に供給される三相交流電流の少なくとも二相の電流を検出する電流検出手段と、
上記駆動力発生手段の電気角を検出する電気角検出手段と、
この電気角検出手段の出力値に基づいて、上記三相交流電流を上記駆動力発生手段の発生推力方向に座標変換すると共に、上記三相交流電流を同推力発生方向と直交する方向に座標変換する座標変換手段と、
この座標変換手段の出力値を予め指定された目標値に収束させるように座標変換した電圧を演算する電流制御手段と、
この電流制御手段の出力値を三相交流電圧に変換して上記駆動手段に出力する逆座標変換手段と、
上記座標変換手段の出力値と上記電気角検出手段の出力値とに基づいて上記座標変換手段の出力値に含まれるリップル成分を演算するリップル演算手段と、
このリップル演算手段の演算結果に基づいて上記電流制御手段の出力値を調整してリップル成分を除去するリップル除去手段と、
上記リップル演算手段の演算結果に基づいて上記電流検出手段の出力値に含まれるオフセット電圧成分を演算するオフセット電圧演算手段と、
このオフセット電圧演算手段の演算結果に基づいて上記電流検出手段の出力値に含まれるオフセット電圧成分を除去するオフセット電圧補償手段と
を具備したことを特徴とするモータ駆動装置。 Driving force generating means for driving the driving object;
Driving means for supplying and driving three-phase alternating current to the driving force generating means;
Current detecting means for detecting at least two-phase currents of the three-phase alternating current supplied to the driving force generating means by the driving means;
An electrical angle detecting means for detecting an electrical angle of the driving force generating means;
Based on the output value of the electrical angle detection means, the three-phase alternating current is coordinate-converted in the direction of thrust generated by the driving force generation means, and the three-phase alternating current is coordinate-converted in a direction orthogonal to the direction of thrust generation. Coordinate conversion means for
Current control means for calculating a voltage obtained by coordinate conversion so that the output value of the coordinate conversion means converges to a target value designated in advance;
An inverse coordinate conversion means for converting the output value of the current control means into a three-phase AC voltage and outputting the same to the driving means;
Ripple calculating means for calculating a ripple component included in the output value of the coordinate converting means based on the output value of the coordinate converting means and the output value of the electrical angle detecting means;
Ripple removing means for adjusting the output value of the current control means based on the calculation result of the ripple calculating means to remove the ripple component;
Offset voltage calculation means for calculating an offset voltage component included in the output value of the current detection means based on the calculation result of the ripple calculation means;
A motor drive apparatus comprising: offset voltage compensation means for removing an offset voltage component contained in an output value of the current detection means based on a calculation result of the offset voltage calculation means.

上記リップル演算手段は、
上記電気角検出手段の出力値に関する一次関数を演算すると共に当該一次関数の切片を調整可能に設定する位相調整手段を有する第１の電気角一次関数演算手段と、
上記電気角一次関数演算部の出力値に関する正弦値あるいは余弦値を演算する第１の三角関数演算手段と、
予め指定された目標値から上記座標変換手段の出力値を減算した値と上記第１の三角関数演算部の出力値とを乗算し、その乗算結果を上記電気角に関してその電気角の一周期の整数倍の区間で積分する積分手段と、
上記積分手段の出力値をさらに電気角に関して積分し、所定のゲインを乗ぜられた積分結果を上記位相調整手段の出力とする位相積分手段と
を備えていることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。 The ripple calculation means is
A first electrical angle linear function calculating means having a phase adjusting means for calculating a linear function related to an output value of the electrical angle detecting means and setting an intercept of the linear function to be adjustable;
First trigonometric function computing means for computing a sine value or cosine value related to the output value of the electrical angle linear function computing unit;
The value obtained by subtracting the output value of the coordinate transformation means from the target value specified in advance is multiplied by the output value of the first trigonometric function calculation unit, and the multiplication result is obtained for one period of the electrical angle with respect to the electrical angle. Integration means for integrating over an integral multiple interval;
2. The phase integration means according to claim 1, further comprising: phase integration means for further integrating the output value of the integration means with respect to an electrical angle and using the integration result multiplied by a predetermined gain as an output of the phase adjustment means. Motor drive device.

上記リップル演算手段は、
上記位相調整手段の出力値に所定の位相差を加えて上記電流検出手段に含まれるリップル成分の電気角に対する位相差を出力する位相演算手段と、
上記電気角検出手段の出力値に関する一次関数を演算すると共に当該一次関数の切片を上記位相演算手段の出力とする第２の電気角一次関数演算手段と、
この第２の電気角一次関数演算部の出力値に関する正弦値あるいは余弦値を演算する第２の三角関数演算手段と、
予め指定された目標値から上記座標変換手段の出力値を減算した値と上記第２の三角関数演算手段の出力値とを乗算し、その乗算結果を上記電気角に関してその電気角の一周期の整数倍の区間で積分し、積分結果に所定のゲインを乗じて上記電流検出手段に含まれるリップル成分の振幅を演算する振幅演算手段と
を備えていることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。 The ripple calculation means is
Phase calculating means for adding a predetermined phase difference to the output value of the phase adjusting means and outputting a phase difference with respect to an electrical angle of a ripple component included in the current detecting means;
A second electric angle linear function calculating means for calculating a linear function related to the output value of the electric angle detecting means and using an intercept of the linear function as an output of the phase calculating means;
Second trigonometric function computing means for computing a sine value or cosine value related to the output value of the second electrical angle linear function computing unit;
The value obtained by subtracting the output value of the coordinate transformation means from the target value specified in advance is multiplied by the output value of the second trigonometric function calculation means, and the multiplication result is obtained for one period of the electrical angle with respect to the electrical angle. The motor according to claim 1, further comprising: an amplitude calculation unit that integrates an integral multiple interval and multiplies the integration result by a predetermined gain to calculate an amplitude of a ripple component included in the current detection unit. Drive device.

上記座標変換手段は、ｄｑ座標変換を行う機能を備えていることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。 2. The motor driving apparatus according to claim 1, wherein the coordinate conversion means has a function of performing dq coordinate conversion.

上記リップル演算手段は、ｄ軸電流とｑ軸電流に含まれるリップル成分を演算することを特徴とする請求項４記載のモータ駆動装置。 5. The motor driving apparatus according to claim 4, wherein the ripple calculating means calculates a ripple component included in the d-axis current and the q-axis current.

上記リップル除去手段は、上記リップル演算手段によって演算されたｄ軸電流とｑ軸電流に含まれるリップル成分を除去することを特徴とする請求項５記載のモータ駆動装置。 6. The motor driving apparatus according to claim 5, wherein the ripple removing unit removes a ripple component included in the d-axis current and the q-axis current calculated by the ripple calculating unit.

上記オフセット電圧補償手段は、
上記オフセット演算手段で演算されるオフセット電圧成分を上記電気角に関して積分する積分器と、
所定のゲインを乗ぜられた当該積分の演算結果を上記電流検出手段の出力値から減ずる減算器と
を備えていることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。 The offset voltage compensating means is
An integrator for integrating the offset voltage component calculated by the offset calculation means with respect to the electrical angle;
The motor drive device according to claim 1, further comprising: a subtractor that subtracts the calculation result of the integration multiplied by a predetermined gain from the output value of the current detection means.

駆動対象を駆動するための駆動力発生手段と、
この駆動力発生手段に三相交流電流を供給して駆動する駆動手段と、
この駆動手段によって上記駆動力発生手段に供給される三相交流電流の少なくとも二相の電流を検出する電流検出手段と、
上記駆動力発生手段の電気角を検出する電気角検出手段と、
この電気角検出手段の出力値に基づいて、上記三相交流電流を上記駆動力発生手段の発生推力方向に座標変換すると共に、上記三相交流電流を同推力発生方向と直交する方向に座標変換する座標変換手段と、
この座標変換手段の出力値を予め指定された目標値に収束させるように座標変換した電圧を演算する電流制御手段と、
この電流制御手段の出力値を三相交流電圧に変換して上記駆動手段に出力する逆座標変換手段とを備えたモータ駆動装置に用いられるトルクリップル除去方法であって、
上記座標変換手段の出力値と上記電気角検出手段の出力値とに基づいて上記座標変換手段の出力値に含まれるリップル成分を演算し、
その演算結果に基づいて上記電流制御手段の出力値を調整して上記リップル成分を除去得すると共に、
上記リップル演算手段の演算結果に基づいて上記電流検出手段の出力値に含まれるオフセット電圧成分を演算し、
その演算結果に基づいて上記電流検出手段の出力値に含まれるオフセット電圧成分を除去することを特徴とするトルクリップル除去方法。 Driving force generating means for driving the driving object;
Driving means for supplying and driving three-phase alternating current to the driving force generating means;
Current detecting means for detecting at least two-phase currents of the three-phase alternating current supplied to the driving force generating means by the driving means;
An electrical angle detecting means for detecting an electrical angle of the driving force generating means;
Based on the output value of the electrical angle detection means, the three-phase alternating current is coordinate-converted in the direction of thrust generated by the driving force generation means, and the three-phase alternating current is coordinate-converted in a direction orthogonal to the direction of thrust generation. Coordinate conversion means for
Current control means for calculating a voltage obtained by coordinate conversion so that the output value of the coordinate conversion means converges to a target value designated in advance;
A torque ripple removal method used in a motor drive device comprising an inverse coordinate conversion means for converting an output value of the current control means into a three-phase AC voltage and outputting the converted voltage to the drive means,
Calculate a ripple component included in the output value of the coordinate conversion means based on the output value of the coordinate conversion means and the output value of the electrical angle detection means,
Based on the calculation result, the output value of the current control means is adjusted to remove the ripple component, and
Calculate the offset voltage component included in the output value of the current detection means based on the calculation result of the ripple calculation means,
A torque ripple removing method, wherein an offset voltage component included in an output value of the current detecting means is removed based on the calculation result.